JP2001177436A - 移動通信システムにおけるａｆｃ制御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機 - Google Patents
移動通信システムにおけるａｆｃ制御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ノイズの影響に強いＡＦＣ制御動作が可能な
ＣＤＭＡ移動通信システムにおけるＡＦＣ制御方式を得
る。 【解決手段】 電源投入時等の初期状態における周波数
誤差が大なる場合には、１シンボルを複数に分割してこ
れ等分割シンボル間での位相移動量を使用してＡＦＣ制
御（粗調整）を行い、周波数誤差が小になって安定状態
に入った場合には、パイロットチャネルの連続するＮ個
の第一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル
群との位相移動量を使用してＡＦＣ制御（微調整）を行
う。こうすることにより、安定状態における位相移動量
に対するノイズの影響をできるだけ少なくすることがで
き、ノイズに影響されない安定したＡＦＣ制御が可能で
ある。
ＣＤＭＡ移動通信システムにおけるＡＦＣ制御方式を得
る。 【解決手段】 電源投入時等の初期状態における周波数
誤差が大なる場合には、１シンボルを複数に分割してこ
れ等分割シンボル間での位相移動量を使用してＡＦＣ制
御（粗調整）を行い、周波数誤差が小になって安定状態
に入った場合には、パイロットチャネルの連続するＮ個
の第一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル
群との位相移動量を使用してＡＦＣ制御（微調整）を行
う。こうすることにより、安定状態における位相移動量
に対するノイズの影響をできるだけ少なくすることがで
き、ノイズに影響されない安定したＡＦＣ制御が可能で
ある。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動通信システムに
おけるＡＦＣ制御装置及びその方法並びにそれを使用し
た移動通信機に関し、特にベースバンド信号を位相変調
して拡散処理された信号を受信し、この受信信号とロー
カル信号とを乗算してベースバンド信号に変換し、この
ベースバンド信号を逆拡散処理するようにしたＣＤＭＡ
移動通信機におけるＡＦＣ制御方式に関するものであ
る。
おけるＡＦＣ制御装置及びその方法並びにそれを使用し
た移動通信機に関し、特にベースバンド信号を位相変調
して拡散処理された信号を受信し、この受信信号とロー
カル信号とを乗算してベースバンド信号に変換し、この
ベースバンド信号を逆拡散処理するようにしたＣＤＭＡ
移動通信機におけるＡＦＣ制御方式に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動通信システムに用いられる通
信方式として、干渉や妨害に強いＣＤＭＡ（Code Divis
ion Multiple Access ）通信方式が注目されている。こ
のＣＤＭＡ通信システムとは、送信側では送信したいユ
ーザ信号を拡散符号により拡散して送信し、受信側では
その拡散符号と同一の拡散符号を用いて逆拡散を行うこ
とにより元のユーザ信号を得る通信システムである。
信方式として、干渉や妨害に強いＣＤＭＡ（Code Divis
ion Multiple Access ）通信方式が注目されている。こ
のＣＤＭＡ通信システムとは、送信側では送信したいユ
ーザ信号を拡散符号により拡散して送信し、受信側では
その拡散符号と同一の拡散符号を用いて逆拡散を行うこ
とにより元のユーザ信号を得る通信システムである。
【０００３】そのため、ＣＤＭＡ通信システムでは、送
信側と受信側の拡散符号系列の位相の同期をとらなけれ
ば受信側において逆拡散を行うことができない。このた
め移動局では、基地局から受信した信号の復調を行う際
に用いられる基準周波数信号（ローカル信号）を生成す
るための基準発振器ＴＣＸＯ（Temperature Controlled
Xtal Oscillator ）を用いると共に、その基準周波数
信号の周波数を送信側である基地局の基準周波数信号の
周波数と合わせるためのＡＦＣ（Automatic Frequency
Control ）制御が行われている。このＡＦＣ制御は基地
局から送信されてくるデータに含まれているパイロット
シンボルを基準にして行われている。
信側と受信側の拡散符号系列の位相の同期をとらなけれ
ば受信側において逆拡散を行うことができない。このた
め移動局では、基地局から受信した信号の復調を行う際
に用いられる基準周波数信号（ローカル信号）を生成す
るための基準発振器ＴＣＸＯ（Temperature Controlled
Xtal Oscillator ）を用いると共に、その基準周波数
信号の周波数を送信側である基地局の基準周波数信号の
周波数と合わせるためのＡＦＣ（Automatic Frequency
Control ）制御が行われている。このＡＦＣ制御は基地
局から送信されてくるデータに含まれているパイロット
シンボルを基準にして行われている。
【０００４】ここで、基地局から移動局に対して送信さ
れる回線である下り回線の物理フォーマットを図５を参
照して説明する。基地局からの送信データは、１０ｍｓ
間隔の複数の無線フレームによって構成されている。そ
して、この無線フレームの各々は１６のタイムスロット
により夫々構成されており、各タイムスロットは、オー
ディオチャネルと共通パイロットチャネルとが時間的に
同時に送出されており、これ等両チャネルは別の拡散コ
ード（共に既知）により拡散されている。オーディオチ
ャネルでは、オーディオデータがデータシンボルとされ
て複数のパイロットシンボル（例えば２個のシンボル）
と共に送信される。また、パイロットチャネルでは、各
種制御情報を含むパイロットシンボルのみが送信されて
おり、例えば、１０個のパイロットシンボルが含まれて
いる。
れる回線である下り回線の物理フォーマットを図５を参
照して説明する。基地局からの送信データは、１０ｍｓ
間隔の複数の無線フレームによって構成されている。そ
して、この無線フレームの各々は１６のタイムスロット
により夫々構成されており、各タイムスロットは、オー
ディオチャネルと共通パイロットチャネルとが時間的に
同時に送出されており、これ等両チャネルは別の拡散コ
ード（共に既知）により拡散されている。オーディオチ
ャネルでは、オーディオデータがデータシンボルとされ
て複数のパイロットシンボル（例えば２個のシンボル）
と共に送信される。また、パイロットチャネルでは、各
種制御情報を含むパイロットシンボルのみが送信されて
おり、例えば、１０個のパイロットシンボルが含まれて
いる。
【０００５】オーディオチャネルのパイロットシンボル
は各タイムスロットによって異なる値となっているが、
そのパターンは予め定められたパターンとなっている。
そのため、移動局はパイロットシンボルを受信する前に
送信されてくるはずのシンボルを知ることができる。ま
た、データシンボルは音声等の情報に用いられる。そし
て、移動局では、このパイロットシンボルを使用して基
地局との周波数誤差を測定することができる。
は各タイムスロットによって異なる値となっているが、
そのパターンは予め定められたパターンとなっている。
そのため、移動局はパイロットシンボルを受信する前に
送信されてくるはずのシンボルを知ることができる。ま
た、データシンボルは音声等の情報に用いられる。そし
て、移動局では、このパイロットシンボルを使用して基
地局との周波数誤差を測定することができる。
【０００６】次に、この周波数誤差について図６を参照
して説明する。ＣＤＭＡ通信システムでは、拡散変調の
前に行われる１次変調の変調方式としてＱＰＳＫ（Quad
rature Phase Shift Keying ：直交ＰＳＫ）が用いられ
ているため、それぞれのシンボルは２ビットのデータと
なっており、（０，０），（０，１），（１，０），
（１，１）のいずれかの値をとるようになっている。こ
れらの値をベクトル図上に示したものを図６に示す。
して説明する。ＣＤＭＡ通信システムでは、拡散変調の
前に行われる１次変調の変調方式としてＱＰＳＫ（Quad
rature Phase Shift Keying ：直交ＰＳＫ）が用いられ
ているため、それぞれのシンボルは２ビットのデータと
なっており、（０，０），（０，１），（１，０），
（１，１）のいずれかの値をとるようになっている。こ
れらの値をベクトル図上に示したものを図６に示す。
【０００７】ここで、横軸は同相成分（Ｉ）の大きさを
示しており、縦軸は直交成分（Ｑ）の大きさを示してい
る。基地局からの送信データのベクトルは、（０，
０），（０，１），（１，０），（１，１）のいずれか
であるが、パイロットシンボルのように予め定められて
いる場合に、（０，０）はそのまま、（０，１）は＋９
０度、（１，０）は−９０度、（１，１）は１８０度の
回転をすることで、（０，０）のベクトル上に全てのパ
イロットシンボルを配置することができる。
示しており、縦軸は直交成分（Ｑ）の大きさを示してい
る。基地局からの送信データのベクトルは、（０，
０），（０，１），（１，０），（１，１）のいずれか
であるが、パイロットシンボルのように予め定められて
いる場合に、（０，０）はそのまま、（０，１）は＋９
０度、（１，０）は−９０度、（１，１）は１８０度の
回転をすることで、（０，０）のベクトル上に全てのパ
イロットシンボルを配置することができる。
【０００８】しかし、移動局において周波数誤差θがあ
る場合は、（０，０）上に配置したパイロットシンボル
の実測データが図６のように、第一パイロットシンボル
のベクトルから第二パイロットシンボルのベクトルに位
相が移動しているように見える。この周波数誤差θを電
圧に変換し、ＴＣＸＯのコントロール電圧を制御するよ
うになっている。
る場合は、（０，０）上に配置したパイロットシンボル
の実測データが図６のように、第一パイロットシンボル
のベクトルから第二パイロットシンボルのベクトルに位
相が移動しているように見える。この周波数誤差θを電
圧に変換し、ＴＣＸＯのコントロール電圧を制御するよ
うになっている。
【０００９】ＡＦＣ制御の動作について、図７を参照し
て説明する。基地局より送信された信号は、アンテナ１
により受信され、ミキサー２により搬送波を除去しベー
スバンド信号に変換される。このベースバンド信号はＡ
／Ｄ変換器３によりデジタル信号に変換され、逆拡散部
４によりＰＮ符号（逆拡散符号：拡散率が２５６の場合
として、Ｃ１〜Ｃ２５６として示している）と乗算され
て逆拡散処理され、積分器５にて、この逆拡散出力の１
シンボルの積分値が得られて１シンボルデータが生成さ
れる。
て説明する。基地局より送信された信号は、アンテナ１
により受信され、ミキサー２により搬送波を除去しベー
スバンド信号に変換される。このベースバンド信号はＡ
／Ｄ変換器３によりデジタル信号に変換され、逆拡散部
４によりＰＮ符号（逆拡散符号：拡散率が２５６の場合
として、Ｃ１〜Ｃ２５６として示している）と乗算され
て逆拡散処理され、積分器５にて、この逆拡散出力の１
シンボルの積分値が得られて１シンボルデータが生成さ
れる。
【００１０】周波数誤差測定部７では、シンボルデータ
のパイロットシンボルを用いて周波数誤差値が算出され
る。算出された周波数誤差値はＡＦＣ制御部８によりＴ
ＣＸＯ９のコントロール電圧に変換され、ＴＣＸＯ９の
周波数を制御する。積分器５より得られたシンボルデー
タのパイロットシンボルを利用して、隣り合ったシンボ
ルの位相移動角度を測定し、周波数誤差値に換算し、コ
ントロール電圧でＴＣＸＯを制御するようになってい
る。
のパイロットシンボルを用いて周波数誤差値が算出され
る。算出された周波数誤差値はＡＦＣ制御部８によりＴ
ＣＸＯ９のコントロール電圧に変換され、ＴＣＸＯ９の
周波数を制御する。積分器５より得られたシンボルデー
タのパイロットシンボルを利用して、隣り合ったシンボ
ルの位相移動角度を測定し、周波数誤差値に換算し、コ
ントロール電圧でＴＣＸＯを制御するようになってい
る。
【００１１】ここで、参考までに、隣り合うシンボル間
の位相回転量（位相移動量）と周波数誤差との関係の一
例をあげると、シンボルレートを１５kspsとし、仮に第
一及び第二のパイロットシンボル間の位相回転量が９０
度とした場合、周波数誤差θ＝１５ksps×（９０度／３
６０度）＝３．７５KHzとなる。搬送波の周波数を２GHz
とすると、３．７５KHz のずれは、３．７５KHz ／２G
Hz ＝１．８７５ppm となり、周波数誤差値が測定でき
ることになる。
の位相回転量（位相移動量）と周波数誤差との関係の一
例をあげると、シンボルレートを１５kspsとし、仮に第
一及び第二のパイロットシンボル間の位相回転量が９０
度とした場合、周波数誤差θ＝１５ksps×（９０度／３
６０度）＝３．７５KHzとなる。搬送波の周波数を２GHz
とすると、３．７５KHz のずれは、３．７５KHz ／２G
Hz ＝１．８７５ppm となり、周波数誤差値が測定でき
ることになる。
【００１２】いま、ＴＣＸＯの基準周波数の初期設定時
の周波数誤差値が大きい場合、例えば５ppm ずれている
場合には（移動局の単価を下げるために、安価なＴＣＸ
Ｏを使用すると初期周波数誤差値は５ppm 程度であ
る）、図８（Ａ）に示すように、隣り合ったシンボルの
位相移動角度が＋２２５度となり、＋１８０度を越えて
しまう。これにより、実測の位相移動量はシンボルの移
動方向を＋２２５度ではなく、―１３５度と誤って計算
してしまいＡＦＣ制御が正常に動作しない。
の周波数誤差値が大きい場合、例えば５ppm ずれている
場合には（移動局の単価を下げるために、安価なＴＣＸ
Ｏを使用すると初期周波数誤差値は５ppm 程度であ
る）、図８（Ａ）に示すように、隣り合ったシンボルの
位相移動角度が＋２２５度となり、＋１８０度を越えて
しまう。これにより、実測の位相移動量はシンボルの移
動方向を＋２２５度ではなく、―１３５度と誤って計算
してしまいＡＦＣ制御が正常に動作しない。
【００１３】そこで、特開平９−３３１３０７号公報に
は、シンボル間の位相移動量を使用する代わりに、１シ
ンボルを複数、例えば前半と後半との２つの分割し、前
半と後半のシンボルデータ間の位相移動量を求めてこれ
により周波数制御を行う技術が提案されている。
は、シンボル間の位相移動量を使用する代わりに、１シ
ンボルを複数、例えば前半と後半との２つの分割し、前
半と後半のシンボルデータ間の位相移動量を求めてこれ
により周波数制御を行う技術が提案されている。
【００１４】図９は当該公報に開示のブロック図であ
り、図７と同等部分は同一符号にて示している。図９に
おいて、図７と相違する部分についてのみ説明すると、
積分器５として、１シンボルのうち前半（０〜Ｔ／２；
Ｔはシンボル周期）と後半（Ｔ／２〜Ｔ）の各データの
積分をなすための２つの積分器５．１及び５．２を使用
しており、周波数誤差測定部７においては、これ等２つ
の積分出力の間の位相移動量を算出して周波数誤差とす
る様になっている。
り、図７と同等部分は同一符号にて示している。図９に
おいて、図７と相違する部分についてのみ説明すると、
積分器５として、１シンボルのうち前半（０〜Ｔ／２；
Ｔはシンボル周期）と後半（Ｔ／２〜Ｔ）の各データの
積分をなすための２つの積分器５．１及び５．２を使用
しており、周波数誤差測定部７においては、これ等２つ
の積分出力の間の位相移動量を算出して周波数誤差とす
る様になっている。
【００１５】尚、図９の逆拡散部４と積分器５との具体
例を図１０に示している。Ａ／Ｄ変換器３からの出力デ
ータは互いに縦属接続されたＦ／Ｆ（フリップフロッ
プ）４１へ、チップクロックのタイミングにて順次ラッ
チされる。これ等各ラッチ出力は逆拡散符号Ｃ１〜Ｃ２
５６（拡散率を２５６とする）と乗算器４２にて夫々乗
算されて逆拡散処理がなされる。各乗算出力は積分器５
を構成する加算器５１〜５３にて加算されるが、このと
き、１シンボルの０〜Ｔ／２の前半（１番目の乗算出力
〜１２９番目の乗算出力）の加算データ（積分値）が加
算器５２により導出され、Ｔ／２〜Ｔの後半（１３０番
目の乗算出力〜２５６番目の乗算出力）の加算データが
加算器５３により導出される。
例を図１０に示している。Ａ／Ｄ変換器３からの出力デ
ータは互いに縦属接続されたＦ／Ｆ（フリップフロッ
プ）４１へ、チップクロックのタイミングにて順次ラッ
チされる。これ等各ラッチ出力は逆拡散符号Ｃ１〜Ｃ２
５６（拡散率を２５６とする）と乗算器４２にて夫々乗
算されて逆拡散処理がなされる。各乗算出力は積分器５
を構成する加算器５１〜５３にて加算されるが、このと
き、１シンボルの０〜Ｔ／２の前半（１番目の乗算出力
〜１２９番目の乗算出力）の加算データ（積分値）が加
算器５２により導出され、Ｔ／２〜Ｔの後半（１３０番
目の乗算出力〜２５６番目の乗算出力）の加算データが
加算器５３により導出される。
【００１６】かかる構成とすることにより、図８（Ｂ）
に示す如く、前半と後半の各積分データの位相は、図８
（Ａ）の場合（１シンボルデータ間の位相移動量を測定
する場合）に比較して、１／２に減少することになるの
で、図８（Ａ）で示した誤動作は解消することになる。
に示す如く、前半と後半の各積分データの位相は、図８
（Ａ）の場合（１シンボルデータ間の位相移動量を測定
する場合）に比較して、１／２に減少することになるの
で、図８（Ａ）で示した誤動作は解消することになる。
【００１７】ここでも、参考までに、前半と後半のシン
ボル間の位相回転量（位相移動量）と周波数誤差との関
係の一例をあげると、シンボルレートを１５kspsとし、
仮に１シンボル内（前半と後半）で位相回転量が９０度
回転した場合、周波数誤差θ＝２×１５ksps×（９０度
／３６０度）＝７．５KHzとなる。尚、前半と後半のシ
ンボルの位相移動量と周波数誤差との関係の詳細は、上
記公開公報に説明されているので、ここでは、その説明
を省略する。
ボル間の位相回転量（位相移動量）と周波数誤差との関
係の一例をあげると、シンボルレートを１５kspsとし、
仮に１シンボル内（前半と後半）で位相回転量が９０度
回転した場合、周波数誤差θ＝２×１５ksps×（９０度
／３６０度）＝７．５KHzとなる。尚、前半と後半のシ
ンボルの位相移動量と周波数誤差との関係の詳細は、上
記公開公報に説明されているので、ここでは、その説明
を省略する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た特開平９−３３１３０７号公報の技術では、上述した
ＡＦＣ制御動作が実行されてから、ローカル信号周波数
の誤差が所定閾値以下の安定したＡＦＣ制御状態に入っ
た場合においても、１シンボルを複数に分割して、例え
ば、１／２に分割して、その分割された前半と後半のシ
ンボルデータ間の位相移動量を元にＡＦＣ制御行うこと
になるので、ノイズに弱いという欠点がある。
た特開平９−３３１３０７号公報の技術では、上述した
ＡＦＣ制御動作が実行されてから、ローカル信号周波数
の誤差が所定閾値以下の安定したＡＦＣ制御状態に入っ
た場合においても、１シンボルを複数に分割して、例え
ば、１／２に分割して、その分割された前半と後半のシ
ンボルデータ間の位相移動量を元にＡＦＣ制御行うこと
になるので、ノイズに弱いという欠点がある。
【００１９】すなわち、図１１（Ａ）に示す様に、前半
と後半の各シンボルデータのベクトル表示をＤ１，Ｄ２
として、両者の位相移動量がθ（θ≦閾値）であるとす
ると、ノイズの影響によって、これ等両データのベクト
ルの先端はｄ１，ｄ２にて示す一定半径（ノイズの大き
さ）の円周を描く軌跡となり、よって、両者の瞬時位相
移動量は±θの間で変化することになる。上記公報で
は、１シンボル内（前半と後半）での位相移動量を算出
しているが、この位相移動量の算出のための積分時間が
Ｔ／２ずつの短い時間であり、また、もともと周波数誤
差が閾値より小なる安定したＡＦＣ制御状態の場合には
ノイズの影響による位相移動量も小であるために、正確
な位相移動量の算出が困難であり、結果としてノイズに
弱いＡＦＣ制御方式となるのである。
と後半の各シンボルデータのベクトル表示をＤ１，Ｄ２
として、両者の位相移動量がθ（θ≦閾値）であるとす
ると、ノイズの影響によって、これ等両データのベクト
ルの先端はｄ１，ｄ２にて示す一定半径（ノイズの大き
さ）の円周を描く軌跡となり、よって、両者の瞬時位相
移動量は±θの間で変化することになる。上記公報で
は、１シンボル内（前半と後半）での位相移動量を算出
しているが、この位相移動量の算出のための積分時間が
Ｔ／２ずつの短い時間であり、また、もともと周波数誤
差が閾値より小なる安定したＡＦＣ制御状態の場合には
ノイズの影響による位相移動量も小であるために、正確
な位相移動量の算出が困難であり、結果としてノイズに
弱いＡＦＣ制御方式となるのである。
【００２０】本発明の目的は、ノイズの影響に強いＡＦ
Ｃ制御動作が可能な移動通信システムにおけるＡＦＣ制
御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機を
提供することである。
Ｃ制御動作が可能な移動通信システムにおけるＡＦＣ制
御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機を
提供することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明によるＡＦＣ制御
装置は、ベースバンド信号を位相変調して拡散処理され
た信号を受信し、この受信信号とローカル信号とを乗算
してベースバンド信号に変換し、このベースバンド信号
を逆拡散処理するようにした移動通信機におけるＡＦＣ
制御装置であって、前記受信信号を逆拡散する逆拡散手
段と、前記受信信号のパイロットチャネルに含まれるパ
イロットシンボルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の
数）の第一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシン
ボル群との前記逆拡散手段による各逆拡散出力を夫々積
分して、第一及び第二の積分出力を生成する第一の積分
手段と、これ等第一及び第二の積分出力間の位相移動量
を検出してこの位相移動量に応じて前記ローカル信号の
周波数制御をなす制御手段とを含むことを特徴とする。
装置は、ベースバンド信号を位相変調して拡散処理され
た信号を受信し、この受信信号とローカル信号とを乗算
してベースバンド信号に変換し、このベースバンド信号
を逆拡散処理するようにした移動通信機におけるＡＦＣ
制御装置であって、前記受信信号を逆拡散する逆拡散手
段と、前記受信信号のパイロットチャネルに含まれるパ
イロットシンボルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の
数）の第一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシン
ボル群との前記逆拡散手段による各逆拡散出力を夫々積
分して、第一及び第二の積分出力を生成する第一の積分
手段と、これ等第一及び第二の積分出力間の位相移動量
を検出してこの位相移動量に応じて前記ローカル信号の
周波数制御をなす制御手段とを含むことを特徴とする。
【００２２】更に、前記受信信号の１シンボルの前記逆
拡散手段による逆拡散出力を、複数に分割して夫々積分
する第二の積分手段を含み、前記制御手段は、位相移動
量が所定閾値より大なるときには、前記第二の積分手段
の分割積分出力間の位相移動量を検出して前記周波数制
御を行うようにしたことを特徴とする。また、前記制御
手段は、前記位相移動量が前記閾値以下になった場合
に、前記第一及び第二の積分出力間の位相移動量を検出
して前記周波数制御を行うようにしたことを特徴とす
る。そして、前記受信信号の１シンボルは、前記パイロ
ットチャネルに含まれるパイロットシンボルであること
を特徴とする。
拡散手段による逆拡散出力を、複数に分割して夫々積分
する第二の積分手段を含み、前記制御手段は、位相移動
量が所定閾値より大なるときには、前記第二の積分手段
の分割積分出力間の位相移動量を検出して前記周波数制
御を行うようにしたことを特徴とする。また、前記制御
手段は、前記位相移動量が前記閾値以下になった場合
に、前記第一及び第二の積分出力間の位相移動量を検出
して前記周波数制御を行うようにしたことを特徴とす
る。そして、前記受信信号の１シンボルは、前記パイロ
ットチャネルに含まれるパイロットシンボルであること
を特徴とする。
【００２３】また本発明によるＡＦＣ制御方法は、ベー
スバンド信号を位相変調して拡散処理された信号を受信
し、この受信信号とローカル信号とを乗算してベースバ
ンド信号に変換し、このベースバンド信号を逆拡散処理
するようにした移動通信機におけるＡＦＣ制御方法であ
って、前記受信信号を逆拡散する逆拡散ステップと、前
記受信信号のパイロットチャネルに含まれるパイロット
シンボルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の数）の第一
のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル群との
前記逆拡散手段による各逆拡散出力を夫々積分して、第
一及び第二の積分出力を生成する第一の積分ステップ
と、これ等第一及び第二の積分出力間の位相移動量を検
出してこの位相移動量に応じて前記ローカル信号の周波
数制御をなす制御ステップとを含むことを特徴とする。
スバンド信号を位相変調して拡散処理された信号を受信
し、この受信信号とローカル信号とを乗算してベースバ
ンド信号に変換し、このベースバンド信号を逆拡散処理
するようにした移動通信機におけるＡＦＣ制御方法であ
って、前記受信信号を逆拡散する逆拡散ステップと、前
記受信信号のパイロットチャネルに含まれるパイロット
シンボルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の数）の第一
のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル群との
前記逆拡散手段による各逆拡散出力を夫々積分して、第
一及び第二の積分出力を生成する第一の積分ステップ
と、これ等第一及び第二の積分出力間の位相移動量を検
出してこの位相移動量に応じて前記ローカル信号の周波
数制御をなす制御ステップとを含むことを特徴とする。
【００２４】更に、前記受信信号の１シンボルの前記逆
拡散手段による逆拡散出力を、複数シンボル区間に分割
して夫々積分する第二の積分ステップを含み、前記制御
ステップは、位相移動量が所定閾値より大なるときに
は、前記第二の積分手段の分割積分出力間の位相移動量
を検出して前記周波数制御を行うようにしたことを特徴
とする。また、前記制御ステップは、前記位相移動量が
前記閾値以下になった場合に、前記第一及び第二の積分
出力間の位相移動量を検出して前記周波数制御を行うよ
うにしたことを特徴とする。
拡散手段による逆拡散出力を、複数シンボル区間に分割
して夫々積分する第二の積分ステップを含み、前記制御
ステップは、位相移動量が所定閾値より大なるときに
は、前記第二の積分手段の分割積分出力間の位相移動量
を検出して前記周波数制御を行うようにしたことを特徴
とする。また、前記制御ステップは、前記位相移動量が
前記閾値以下になった場合に、前記第一及び第二の積分
出力間の位相移動量を検出して前記周波数制御を行うよ
うにしたことを特徴とする。
【００２５】また本発明によるＡＦＣ制御方法は、ベー
スバンド信号を位相変調して拡散処理された信号を受信
し、この受信信号とローカル信号とを乗算してベースバ
ンド信号に変換し、このベースバンド信号を逆拡散処理
するようにした移動通信機におけるＡＦＣ制御方法であ
って、電源投入に応答して前記受信信号を逆拡散する逆
拡散ステップと、前記受信信号の１シンボルの前記逆拡
散手段による逆拡散出力を、複数に分割して夫々積分す
るステップと、前記積分ステップの分割積分出力間の位
相移動量を検出して前記周波数制御を行うステップと、
前記位相移動量が所定閾値以下になった場合、前記受信
信号のパイロットチャネルに含まれるパイロットシンボ
ルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の数）の第一のシン
ボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル群との前記逆
拡散ステップによる各逆拡散出力を夫々積分して、第一
及び第二の積分出力を生成するステップと、これ等第一
及び第二の積分出力間の位相移動量を検出してこの位相
移動量に応じて前記ローカル信号の周波数制御をなす制
御ステップとを含むことを特徴とする。
スバンド信号を位相変調して拡散処理された信号を受信
し、この受信信号とローカル信号とを乗算してベースバ
ンド信号に変換し、このベースバンド信号を逆拡散処理
するようにした移動通信機におけるＡＦＣ制御方法であ
って、電源投入に応答して前記受信信号を逆拡散する逆
拡散ステップと、前記受信信号の１シンボルの前記逆拡
散手段による逆拡散出力を、複数に分割して夫々積分す
るステップと、前記積分ステップの分割積分出力間の位
相移動量を検出して前記周波数制御を行うステップと、
前記位相移動量が所定閾値以下になった場合、前記受信
信号のパイロットチャネルに含まれるパイロットシンボ
ルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の数）の第一のシン
ボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル群との前記逆
拡散ステップによる各逆拡散出力を夫々積分して、第一
及び第二の積分出力を生成するステップと、これ等第一
及び第二の積分出力間の位相移動量を検出してこの位相
移動量に応じて前記ローカル信号の周波数制御をなす制
御ステップとを含むことを特徴とする。
【００２６】更に、本発明による移動機は上述したＡＦ
Ｃ制御装置やＡＦＣ制御方法を使用したＣＤＭＡ通信方
式の移動機であることを特徴とする。
Ｃ制御装置やＡＦＣ制御方法を使用したＣＤＭＡ通信方
式の移動機であることを特徴とする。
【００２７】本発明の作用を述べる。本発明では、電源
投入時等の初期状態における周波数誤差が大なる場合に
は、上述した１シンボル内での位相移動量を使用してＡ
ＦＣ制御（粗調整）を行い、周波数誤差が小になって安
定状態に入った場合には、パイロットチャネルの連続す
るＮ個の第一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシ
ンボル群との位相移動量を使用してＡＦＣ制御（微調
整）を行う。こうすることにより、安定状態における位
相移動量に対するノイズの影響をできるだけ少なくする
ことができ、ノイズに影響されない安定したＡＦＣ制御
が可能である。
投入時等の初期状態における周波数誤差が大なる場合に
は、上述した１シンボル内での位相移動量を使用してＡ
ＦＣ制御（粗調整）を行い、周波数誤差が小になって安
定状態に入った場合には、パイロットチャネルの連続す
るＮ個の第一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシ
ンボル群との位相移動量を使用してＡＦＣ制御（微調
整）を行う。こうすることにより、安定状態における位
相移動量に対するノイズの影響をできるだけ少なくする
ことができ、ノイズに影響されない安定したＡＦＣ制御
が可能である。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下に、図面を参照しつつ本発明
の実施例につき説明する。図１は本発明の実施例のブロ
ック図であり、図９と同等部分は同一符号にて示してい
る。図１を参照すると、図示せぬ基地局より送信された
信号はアンテナ１により受信され、ミキサー２により搬
送波が除去されてベースバンド信号に変換される。この
ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器３によりデジタル信号
に変換され、逆拡散部４により拡散符号であるＰＮ符号
Ｃ１〜Ｃ２５６（拡散率が２５６の場合）と乗算されて
逆拡散処理がなされる。
の実施例につき説明する。図１は本発明の実施例のブロ
ック図であり、図９と同等部分は同一符号にて示してい
る。図１を参照すると、図示せぬ基地局より送信された
信号はアンテナ１により受信され、ミキサー２により搬
送波が除去されてベースバンド信号に変換される。この
ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器３によりデジタル信号
に変換され、逆拡散部４により拡散符号であるＰＮ符号
Ｃ１〜Ｃ２５６（拡散率が２５６の場合）と乗算されて
逆拡散処理がなされる。
【００２９】これ等逆拡散出力は積分器５へ入力されて
逆拡散されたシンボルデータの積分が行われる。積分器
５は、機能的に４つの積分器５．１〜５．４からなる。
積分器５．１及び５．２は１シンボル内の前半（０〜Ｔ
／２）と後半（Ｔ／２〜Ｔ）の積分値を夫々算出するも
のであり、積分器５．３及び５．４は連続する２つのシ
ンボル群（０〜２Ｔ）とそれに続く連続する２つのシン
ボル群（２Ｔ〜４Ｔ）の積分値を夫々算出するものであ
る。尚、積分対象となるシンボルは、図５のフォーマッ
トに示した共通パイロットチャネルのパイロットシンボ
ルであるものとする。
逆拡散されたシンボルデータの積分が行われる。積分器
５は、機能的に４つの積分器５．１〜５．４からなる。
積分器５．１及び５．２は１シンボル内の前半（０〜Ｔ
／２）と後半（Ｔ／２〜Ｔ）の積分値を夫々算出するも
のであり、積分器５．３及び５．４は連続する２つのシ
ンボル群（０〜２Ｔ）とそれに続く連続する２つのシン
ボル群（２Ｔ〜４Ｔ）の積分値を夫々算出するものであ
る。尚、積分対象となるシンボルは、図５のフォーマッ
トに示した共通パイロットチャネルのパイロットシンボ
ルであるものとする。
【００３０】積分器５．１と５．２との一対の積分出力
はセレクタ６のＡ側入力端子へ入力され、積分器５．３
と５．４との一対の積分出力はセレクタ６のＢ側入力端
子へ入力される。このセレクタ６の一対の出力端子Ｃに
は、切替信号に応じてＡ側またはＢ側の入力信号が導出
されるようになっている。この一対のセレクタ出力は周
波数誤差測定部７へ供給されて、周波数誤差が算出さ
れ、ＡＦＣ制御部８を介してローカル信号を発生するＴ
ＣＸＯ９の制御信号となる。周波数誤差測定部７による
測定値は制御部１０へも入力され、予め設定されている
所定閾値との比較が行われ、その比較結果に従って、セ
レクタ６の切替えが行われるのである。
はセレクタ６のＡ側入力端子へ入力され、積分器５．３
と５．４との一対の積分出力はセレクタ６のＢ側入力端
子へ入力される。このセレクタ６の一対の出力端子Ｃに
は、切替信号に応じてＡ側またはＢ側の入力信号が導出
されるようになっている。この一対のセレクタ出力は周
波数誤差測定部７へ供給されて、周波数誤差が算出さ
れ、ＡＦＣ制御部８を介してローカル信号を発生するＴ
ＣＸＯ９の制御信号となる。周波数誤差測定部７による
測定値は制御部１０へも入力され、予め設定されている
所定閾値との比較が行われ、その比較結果に従って、セ
レクタ６の切替えが行われるのである。
【００３１】図２は図１における逆拡散部４と積分器５
との具体例を示す図であり、図１０と同等部分は同一符
号にて示している。逆拡散部４の構成は図１０のそれと
同一であり、加算器５２から１シンボル内の前半（０〜
Ｔ／２）の積分値が、加算器５３からは後半（Ｔ／２〜
Ｔ）の積分値が夫々導出されて、セレクタ６のＡ側入力
となっている。
との具体例を示す図であり、図１０と同等部分は同一符
号にて示している。逆拡散部４の構成は図１０のそれと
同一であり、加算器５２から１シンボル内の前半（０〜
Ｔ／２）の積分値が、加算器５３からは後半（Ｔ／２〜
Ｔ）の積分値が夫々導出されて、セレクタ６のＡ側入力
となっている。
【００３２】これ等両積分出力は更に加算器５４にて加
算され、シンボル周期Ｔを有するクロックをラッチタイ
ミングとするラッチ回路５５によりラッチされて１シン
ボルデータ（０〜Ｔ）の積分値が得られる。それに続く
Ｔ期間後の加算器５４の出力は次の１シンボルデータ
（Ｔ〜２Ｔ）の積分値であるから、両者が加算器５６に
て加算されて連続する２シンボルデータ（０〜２Ｔ）の
積分値が得られる。更に、２Ｔの周期を有するクロック
をラッチタイミングとするラッチ回路５７を設けて、加
算器５６の出力をこのラッチ回路５７の入力とすること
により、加算器５６の出力とラッチ回路５７の出力に
は、０〜２Ｔの積分値と２Ｔ〜４Ｔの積分値とが夫々得
られて、これ等がセレクタ６のＢ側入力となっている。
算され、シンボル周期Ｔを有するクロックをラッチタイ
ミングとするラッチ回路５５によりラッチされて１シン
ボルデータ（０〜Ｔ）の積分値が得られる。それに続く
Ｔ期間後の加算器５４の出力は次の１シンボルデータ
（Ｔ〜２Ｔ）の積分値であるから、両者が加算器５６に
て加算されて連続する２シンボルデータ（０〜２Ｔ）の
積分値が得られる。更に、２Ｔの周期を有するクロック
をラッチタイミングとするラッチ回路５７を設けて、加
算器５６の出力をこのラッチ回路５７の入力とすること
により、加算器５６の出力とラッチ回路５７の出力に
は、０〜２Ｔの積分値と２Ｔ〜４Ｔの積分値とが夫々得
られて、これ等がセレクタ６のＢ側入力となっている。
【００３３】図３は本発明の実施例の動作を示す概略フ
ローチャートである。電源投入時等の初期状態において
は、共通パイロットチャネルのパイロットシンボルを使
用して、１シンボル内の前半と後半の積分値をセレクタ
６により選択し（ステップＳ１）、周波数誤差測定部７
にて両積分値により位相移動量を算出して周波数誤差を
測定する（ステップＳ２）。この周波数誤差に基づきＡ
ＦＣ制御が行われる（ステップＳ３）。そして、制御部
１０はこの周波数誤差を監視しており、閾値以下になっ
た場合には（ステップＳ４）、周波数誤差が小さく安定
状態に入ったと認識してＡＦＣの微調整をなすのであ
る。
ローチャートである。電源投入時等の初期状態において
は、共通パイロットチャネルのパイロットシンボルを使
用して、１シンボル内の前半と後半の積分値をセレクタ
６により選択し（ステップＳ１）、周波数誤差測定部７
にて両積分値により位相移動量を算出して周波数誤差を
測定する（ステップＳ２）。この周波数誤差に基づきＡ
ＦＣ制御が行われる（ステップＳ３）。そして、制御部
１０はこの周波数誤差を監視しており、閾値以下になっ
た場合には（ステップＳ４）、周波数誤差が小さく安定
状態に入ったと認識してＡＦＣの微調整をなすのであ
る。
【００３４】この場合には、セレクタ６によりＢ側入力
を選択して、共通パイロットチャネルの互いに連続する
２つのパイロットシンボル群の各積分値を使用する（ス
テップＳ５）。これ等２つのパイロットシンボル群の各
積分値により位相移動量を検出して周波数誤差を測定す
る（ステップＳ６）。この周波数誤差に基づきＡＦＣ制
御が行われる（ステップＳ３）。
を選択して、共通パイロットチャネルの互いに連続する
２つのパイロットシンボル群の各積分値を使用する（ス
テップＳ５）。これ等２つのパイロットシンボル群の各
積分値により位相移動量を検出して周波数誤差を測定す
る（ステップＳ６）。この周波数誤差に基づきＡＦＣ制
御が行われる（ステップＳ３）。
【００３５】ＡＦＣが安定状態にある場合には、Ｄ１，
Ｄ２を夫々１パイロットシンボルの各積分値によるベク
トルとすると、これ等ベクトルのノイズによる影響は図
１１（Ａ）に示した様になることは上述したとおりであ
る。このとき、両ベクトルの位相移動量は図１１（Ｂ）
に示す様に±θ（閾値以下の小なる値）の範囲で変動す
るが、本発明では、夫々連続する２つのシンボル群の各
積分値（２Ｔ毎）を使用するので、図１１（Ｃ）に示す
様に、それだけ積分期間が２Ｔと長くなって、ノイズに
影響されない、より正確な位相移動量が検出可能とな
る。
Ｄ２を夫々１パイロットシンボルの各積分値によるベク
トルとすると、これ等ベクトルのノイズによる影響は図
１１（Ａ）に示した様になることは上述したとおりであ
る。このとき、両ベクトルの位相移動量は図１１（Ｂ）
に示す様に±θ（閾値以下の小なる値）の範囲で変動す
るが、本発明では、夫々連続する２つのシンボル群の各
積分値（２Ｔ毎）を使用するので、図１１（Ｃ）に示す
様に、それだけ積分期間が２Ｔと長くなって、ノイズに
影響されない、より正確な位相移動量が検出可能とな
る。
【００３６】参考までに、２つづつのシンボル群（第一
及び第二のパイロットシンボルと第三及び第四のパイロ
ットシンボルとの間）の位相回転量（位相移動量）と周
波数誤差との関係の一例をあげると、シンボルレートを
１５kspsとし、仮に両シンボル群間の位相回転量が９０
度回転した場合、 周波数誤差θ＝（１５ksps／２）×（９０度／３６０
度）＝１．８７５KHz となり、搬送周波数を２GHz とすると、１．８７５KHz
のずれは、０．９３７５ppm となる。
及び第二のパイロットシンボルと第三及び第四のパイロ
ットシンボルとの間）の位相回転量（位相移動量）と周
波数誤差との関係の一例をあげると、シンボルレートを
１５kspsとし、仮に両シンボル群間の位相回転量が９０
度回転した場合、 周波数誤差θ＝（１５ksps／２）×（９０度／３６０
度）＝１．８７５KHz となり、搬送周波数を２GHz とすると、１．８７５KHz
のずれは、０．９３７５ppm となる。
【００３７】尚、周波数誤差測定部７の一例を図４に示
しており、加算器と乗算器とにより構成することができ
る。尚、図４においては、シンボルデータＤ１，Ｄ２を
Ｉ（同相）成分とＱ（直交）成分とで示している。以上
の図１〜３の実施例の説明では、簡単化のためにＩ，Ｑ
の成分を区別せずに示したが、当然に上記Ｉ，Ｑ成分を
夫々有するベクトルデータであることは勿論である。
しており、加算器と乗算器とにより構成することができ
る。尚、図４においては、シンボルデータＤ１，Ｄ２を
Ｉ（同相）成分とＱ（直交）成分とで示している。以上
の図１〜３の実施例の説明では、簡単化のためにＩ，Ｑ
の成分を区別せずに示したが、当然に上記Ｉ，Ｑ成分を
夫々有するベクトルデータであることは勿論である。
【００３８】上記実施例では、ＡＦＣ制御の粗調整時に
おいて、１シンボルを前半と後半の２つに分割した場合
を示しているが、３以上に分割しても良いが、分割数を
大とした場合には、積分時間がそれだけ短くなって正確
な位相移動量が測定できなくなる点に注意すべきであ
る。また、ＡＦＣ制御の微調整時において、２シンボル
毎の積分値を得ているが、２以上のシンボル値を得る様
にすれば良いことは明白である。
おいて、１シンボルを前半と後半の２つに分割した場合
を示しているが、３以上に分割しても良いが、分割数を
大とした場合には、積分時間がそれだけ短くなって正確
な位相移動量が測定できなくなる点に注意すべきであ
る。また、ＡＦＣ制御の微調整時において、２シンボル
毎の積分値を得ているが、２以上のシンボル値を得る様
にすれば良いことは明白である。
【００３９】
【発明の効果】以上述べた様に、本発明によれば、初期
状態ではＡＦＣ制御を１シンボルを複数に分割した積分
データ間で周波数誤差を検出し、それ以降の安定した状
態では複数シンボル毎にまとめて積分したデータ間で周
波数誤差を検出する様にしているので、初期時にはＡＦ
Ｃ制御が短時間で正確に行え、また安定時にはノイズの
影響のない正確なＡＦＣ制御が可能となるという効果が
ある。
状態ではＡＦＣ制御を１シンボルを複数に分割した積分
データ間で周波数誤差を検出し、それ以降の安定した状
態では複数シンボル毎にまとめて積分したデータ間で周
波数誤差を検出する様にしているので、初期時にはＡＦ
Ｃ制御が短時間で正確に行え、また安定時にはノイズの
影響のない正確なＡＦＣ制御が可能となるという効果が
ある。
【図１】本発明の実施例の概略ブロック図である。
【図２】図１の一部具体例を示す図である。
【図３】本発明の実施例の動作を示す概略フロー図であ
る。
る。
【図４】図１の周波数誤差測定部７の具体例を示す図で
ある。
ある。
【図５】ＣＤＭＡ通信システムにおける無線フレームの
フォーマット図である。
フォーマット図である。
【図６】ＡＦＣ制御のための周波数誤差測定に使用され
るパイロットシンボルの位相移動量の例を示す図であ
る。
るパイロットシンボルの位相移動量の例を示す図であ
る。
【図７】従来のＡＦＣ制御の一例を説明するための概略
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】図７の従来ブロックにおける位相移動量測定の
一例を説明する図である。
一例を説明する図である。
【図９】従来のＡＦＣ制御の他の例を説明するための概
略ブロック図である。
略ブロック図である。
【図１０】図９の一部具体例を示す図である。
【図１１】ＡＦＣ動作が安定状態の場合において、位相
移動量に対するノイズの影響を説明するための図であ
る。
移動量に対するノイズの影響を説明するための図であ
る。
１ アンテナ ２ ミキサー ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ 逆拡散部 ５ 積分器 ６ セレクタ ７ 周波数誤差測定部 ８ ＡＦＣ制御部 ９ ＴＣＸＯ １０ 制御部 ４１ Ｆ／Ｆ（フリップフロップ） ４２ 乗算器 ５１〜５４，５６ 加算器 ５５，５７ ラッチ回路
Claims (11)
- 【請求項１】 ベースバンド信号を位相変調して拡散処
理された信号を受信し、この受信信号とローカル信号と
を乗算してベースバンド信号に変換し、このベースバン
ド信号を逆拡散処理するようにした移動通信機における
ＡＦＣ制御装置であって、 前記受信信号を逆拡散する逆拡散手段と、 前記受信信号のパイロットチャネルに含まれるパイロッ
トシンボルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の数）の第
一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル群と
の前記逆拡散手段による各逆拡散出力を夫々積分して、
第一及び第二の積分出力を生成する第一の積分手段と、 これ等第一及び第二の積分出力間の位相移動量を検出し
てこの位相移動量に応じて前記ローカル信号の周波数制
御をなす制御手段と、を含むことを特徴とするＡＦＣ制
御装置。 - 【請求項２】 前記受信信号の１シンボルの前記逆拡散
手段による逆拡散出力を、複数に分割して夫々積分する
第二の積分手段を更に含み、前記制御手段は、位相移動
量が所定閾値より大なるときには、前記第二の積分手段
の分割積分出力間の位相移動量を検出して前記周波数制
御を行うようにしたことを特徴とする請求項１記載のＡ
ＦＣ制御装置。 - 【請求項３】 前記制御手段は、前記位相移動量が前記
閾値以下になった場合に、前記第一及び第二の積分出力
間の位相移動量を検出して前記周波数制御を行うように
したことを特徴とする請求項２記載のＡＦＣ制御装置。 - 【請求項４】 前記受信信号の１シンボルは、前記パイ
ロットチャネルに含まれるパイロットシンボルであるこ
とを特徴とする請求項２または３記載のＡＦＣ制御装
置。 - 【請求項５】 ベースバンド信号を位相変調して拡散処
理された信号を受信し、この受信信号とローカル信号と
を乗算してベースバンド信号に変換し、このベースバン
ド信号を逆拡散処理するようにした移動通信機における
ＡＦＣ制御方法であって、 前記受信信号を逆拡散する逆拡散ステップと、 前記受信信号のパイロットチャネルに含まれるパイロッ
トシンボルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の数）の第
一のシンボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル群と
の前記逆拡散手段による各逆拡散出力を夫々積分して、
第一及び第二の積分出力を生成する第一の積分ステップ
と、 これ等第一及び第二の積分出力間の位相移動量を検出し
てこの位相移動量に応じて前記ローカル信号の周波数制
御をなす制御ステップと、を含むことを特徴とするＡＦ
Ｃ制御方法。 - 【請求項６】 前記受信信号の１シンボルの前記逆拡散
手段による逆拡散出力を、複数に分割して夫々積分する
第二の積分ステップを更に含み、前記制御ステップは、
位相移動量が所定閾値より大なるときには、前記第二の
積分手段の分割積分出力間の位相移動量を検出して前記
周波数制御を行うようにしたことを特徴とする請求項５
記載のＡＦＣ制御方法。 - 【請求項７】 前記制御ステップは、前記位相移動量が
前記閾値以下になった場合に、前記第一及び第二の積分
出力間の位相移動量を検出して前記周波数制御を行うよ
うにしたことを特徴とする請求項６記載のＡＦＣ制御方
法。 - 【請求項８】 ベースバンド信号を位相変調して拡散処
理された信号を受信し、この受信信号とローカル信号と
を乗算してベースバンド信号に変換し、このベースバン
ド信号を逆拡散処理するようにした移動通信機における
ＡＦＣ制御方法であって、 電源投入に応答して前記受信信号を逆拡散する逆拡散ス
テップと、 前記受信信号の１シンボルの前記逆拡散手段による逆拡
散出力を、複数に分割して夫々積分するステップと、 前記積分ステップの分割積分出力間の位相移動量を検出
して前記周波数制御を行うステップと、 前記位相移動量が所定閾値以下になった場合、前記受信
信号のパイロットチャネルに含まれるパイロットシンボ
ルのうち連続するＮ個（Ｎは２以上の数）の第一のシン
ボル群とそれに続くＮ個の第二のシンボル群との前記逆
拡散ステップによる各逆拡散出力を夫々積分して、第一
及び第二の積分出力を生成するステップと、 これ等第一及び第二の積分出力間の位相移動量を検出し
てこの位相移動量に応じて前記ローカル信号の周波数制
御をなす制御ステップと、を含むことを特徴とするＡＦ
Ｃ制御方法。 - 【請求項９】 請求項１〜４いずれか記載のＡＦＣ制御
装置を使用したことを特徴とする移動通信機。 - 【請求項１０】 請求項５〜８いずれか記載のＡＦＣ制
御方法を使用したことを特徴とする移動通信機。 - 【請求項１１】 ＣＤＭＡ通信方式を採用したことを特
徴とする請求項９または１０いずれか記載の移動通信
機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35537599A JP2001177436A (ja) | 1999-12-15 | 1999-12-15 | 移動通信システムにおけるａｆｃ制御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機 |
| EP20000127154 EP1109313B1 (en) | 1999-12-15 | 2000-12-12 | AFC apparatus and method used in a mobile communication system |
| DE60043180T DE60043180D1 (de) | 1999-12-15 | 2000-12-12 | Afc-Vorrichtung und Verfahren in einem mobilen Kommunikationssystem |
| US09/734,699 US6816540B2 (en) | 1999-12-15 | 2000-12-13 | AFC control apparatus and method in mobile communication system and mobile communication equipment using the apparatus and method |
| CNB001350668A CN1201515C (zh) | 1999-12-15 | 2000-12-14 | 移动通信设备中的自动频率控制的控制设备和方法 |
| HK01108374A HK1037818A1 (en) | 1999-12-15 | 2001-11-28 | Automatic frequency control apparatus and method in mobile communication system. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35537599A JP2001177436A (ja) | 1999-12-15 | 1999-12-15 | 移動通信システムにおけるａｆｃ制御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001177436A true JP2001177436A (ja) | 2001-06-29 |
Family
ID=18443577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35537599A Pending JP2001177436A (ja) | 1999-12-15 | 1999-12-15 | 移動通信システムにおけるａｆｃ制御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機 |
Country Status (6)
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