JP4211437B2 - ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法 - Google Patents
ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4211437B2 JP4211437B2 JP2003061329A JP2003061329A JP4211437B2 JP 4211437 B2 JP4211437 B2 JP 4211437B2 JP 2003061329 A JP2003061329 A JP 2003061329A JP 2003061329 A JP2003061329 A JP 2003061329A JP 4211437 B2 JP4211437 B2 JP 4211437B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- preamble
- phase
- received signal
- phase change
- correlation value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ（code division multiple access:符号分割多元接続）通信システムに関し、特に、ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ通信方式では拡散符号で拡散された受信信号に、受信側でこれを逆拡散する拡散符号のチップタイミング（受信タイミング）を正しく同期させることが不可欠である。特に、移動体通信のように時々刻々変化する多数の受信パスが存在する場合には、常時、最も適切な受信パスを選択し、それぞれの受信パスの受信タイミングを正しく受信信号に同期、追尾させることが必要となる。
【０００３】
ＣＤＭＡ受信装置の受信パスをサーチするためのディレイプロファイルを求める場合、従来、受信複素ベースバンド信号（デジタル受信信号は複素ベースバンド信号の同相（Ｉ）成分を実数部、直交(Ｑ)成分を虚数部とする複数すなわちベクトル値の時系列データとして表される）の位相が大きく変化しないと考えられる一定期間、同相加算し（ベクトル量のまま加算する）、ベクトル値のディレイプロファイルを求め、これを適宜周期にわたって電力加算して(Ｉ成分とＱ成分の２乗和よりなるスカラー量の電力値を加算)、所要のディレイプロファイルを得ていた。これは、無線帯域信号の伝送路の変化が小さければ、同相加算の方が電力加算より良いＳ／Ｎ比（信号／雑音比）が得られるからである。
【０００４】
実際には、伝送路の伝搬特性は、時々刻々変化する。伝送路の伝搬特性の変化により、受信複素ベースバンド信号の位相が変化した場合に、同相加算を続けると、ベクトル加算により、有意な信号成分が相殺されてしまい、有効なディレイプロファイルを得ることができなくなる。
【０００５】
従って、画一的に、一定期間、フェージングベクトルを、同相加算して、ベクトル加算されたディレイプロファイルを求め、これを、電力加算してディレイプロファイルを求めるという従来の方法では、特に移動体通信のように伝送路の状況が大きく変化する場合には、必ずしも有効なディレイプロファイルが得られない、という問題点がある。
【０００６】
ここで、フェージングベクトルについて簡単に説明しておくと、１タイムスロットがＬシンボルからなる送信信号が拡散率（１シンボルあたりの拡散符号のチップ数）Ｍで拡散され送信されているとき、ｎ＋１番目のスロットのｍ＋１番目のシンボルの信号成分は、既知のパイロットシンボルＰｎ（ｉ）に対する受信パスの遅れをτとすると、Ｓ（２ＬＭｎ＋２Ｍｍ＋τ）からＳ（２ＬＭｎ＋２Ｍｍ＋２Ｍ−１＋τ）までの時系列データに拡散されており、当該シンボルに対する相互相関値Ｒｎｍ（τ）がベクトル値として与えられる。
【０００７】
Ｒｎｍ（τ）＝Σｉ＝０〜Ｍ−１Ｓ（２ＬＭｎ＋２Ｍｍ＋２ｉ＋τ）×ｃｏｎｊ（Ｐｎ（ｉ））
【０００８】
ここで、ｃｏｎｊは複素共役を表す。本明細書では、このようにして得られた相互相関値をフェージングベクトルという（例えば特許文献１参照）。
【０００９】
連続波受信の場合、復調器で得られるフェージングベクトルの位相角を用いて、パスサーチにおける同相加算回数を制御することが可能であることが知られている（例えば特許文献１参照）。すなわち、上記特許文献１には、ベクトル加算の継続回数を可変とし、一定周期毎に生成されるディレイプロファイルのそれぞれに反映される複素ベースバンド信号の位相角の変化を監視し、位相角が一定の閾値よりも大きく変化した場合、ベクトル加算の継続を打ち切り、それまで同相加算されたディレイプロファイルを電力加算の対象とするパス・サーチ方法が開示されている。また、フェージング周期に応じた同相加算シンボル数を算出し、算出された同相加算シンボル数だけ同相加算することで、現在のフェージング状態にあった精度のよい遅延プロファイルを作成するようにした構成も知られている（例えば特許文献２）。さらに、伝搬環境への追従性を向上させるようにしたパス検出方式として、同相加算器での加算結果をサイクリックに保持することで、常に最新の加算周期タイムスロット分の加算結果を利用してパス検出処理を起動することで、精度を劣化させることなく、パス検出処理の起動回数を増加させることができるようにしたものも知られている（例えば特許文献３）。
【００１０】
【特許文献１】
特開２０００−２４４３６６号公報（第４−７頁、第１図、第７図）
【特許文献２】
特開２００２−２１７７８５号公報（第８−９頁、第１図）
【特許文献３】
特開２００１−３２６５８４号公報（第４−５頁、第１図）
【００１１】
３ＧＰＰ等の仕様にも規定されているように、ランダムアクセスチャネルを用いたランダムアクセスバースト信号は、端末（ＵＥ）からの「プリアンブル」と呼ばれる固定的な信号パターンの受信側装置での検出を契機に、端末からのデータ器のバースト信号の受信側装置での受信が開始される構成とされる。プリアンブル（ＲＡＣＨ ｐｒｅａｍｂｌｅ ｐａｒｔ）については、以下の非特許文献１等が参照される。
【００１２】
【非特許文献１】
3GPP TS 25.211 V5.1.0(2002-06)(3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels (FDD) (Release 5) ) 5.2.2.1 Physical Random Access Channel 7.3 PRACH/AICH timing relation インターネットURL<http://www.3gpp.org/ftp/Specs/2002-06/Rel-5/25-series/25213-510.zip>
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ランダムアクセスバースト信号の場合、バースト信号のリアルタイム受信であるため、データ復調器からパスサーチ部へフィードバックをかけることで、パスサーチにおける同相加算回数を制御する構成とした、従来の手法（例えば特許文献１）を用いることができない。
【００１４】
また、ランダムアクセスバースト信号のようなプリアンブル部とデータ部が分離している信号の受信においては、プリアンブルの受信部とデータ部の受信部とが互いに独立した構成とされており、データ部の情報（例えば復調器から得られるフェージングベクトル）を基にディレイプロファイルを生成しているため、伝搬環境に適応した制御を行うことは、著しく困難である。
【００１５】
そして、移動体無線通信において、ランダムアクセスバースト信号の受信（基地局での受信）は、移動局の想定される移動速度の範囲内で最適化されている。このため、例えば移動局が想定移動速度よりも高速移動する等して伝搬路状況の変化量が大きい場合には、全く受信できない、という問題がある。
【００１６】
したがって、本発明の主たる目的は、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、伝搬環境に適応した制御を可能とする装置及び方法を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成する本発明の１つのアスペクトに係る装置は、ランダムアクセスバースト信号の受信において、プリアンブル部の受信時に、プリアンブル部で検出された位相変化量を検出する手段と、前記検出された位相変化量に基づき、データ部のパスをサーチするためのディレイプロファイルを求めるための同相加算回数を制御する手段を備えている。
【００１８】
本発明に係る装置においては、前記第１の手段が、受信信号を入力し、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割したそれぞれの部分受信信号シーケンスについて逆拡散し、該逆拡散して得られたそれぞれの信号と所定パターンとの相関値を求める逆拡散器と、前記逆拡散器で求められた複数の相関値に基づき前記受信信号シーケンスがプリアンブルであるか検出するプリアンブル検出器と、検出されたプリアンブルに対して、前記逆拡散器で求められた前記複数の相関値から、前記プリアンブルにおける位相変化量を検出し、前記位相変化量に応じて、前記相関値の同相加算回数を制御する信号を出力する位相変化検出器と、を備えた構成としてもよい。本発明に係る装置においては、前記第２の手段が、ランダムアクセス送信のデータ部を受信し、前記データ部を逆拡散して得られた信号と所定のパターンとの相関値を算出し、算出された前記相関値の同相加算を、前記位相変化検出器からの同相加算数制御信号によって設定された同相加算回数分行い、前記同相加算された相関結果の電力加算を行い、ディレイプロファイルを生成するデータ部ディレイプロファイル生成器と、を備えた構成としてもよい。
【００１９】
前記目的を達成する本発明の他のアスペクトに係る方法は、ランダムアクセスバースト信号の受信にあたり、プリアンブル部で検出された位相変化量を検出するステップと、前記位相変化量の検出結果に基づき、データ部のパスをサーチするためのディレイプロファイルを求めるための同相加算回数を制御するステップと、を含む。
【００２０】
本発明に係る方法においては、前記第１のステップが、受信信号を入力し、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割したそれぞれの部分受信信号シーケンスについて逆拡散し、該逆拡散して得られたそれぞれの信号と所定パターンとの相関値を求めるステップと、前記複数の相関値から、前記受信信号シーケンスがプリアンブルであるか検出するステップと、前記複数の相関値から、検出されたプリアンブルにおける位相変化量を検出し、前記位相変化量に応じて、ディレイプロファイル生成のための相関値の同相加算回数を制御する信号を制御するステップとを含む構成としてもよい。また前記第２のステップが、ランダムアクセスチャネルのメッセージ部の受信信号を入力した際に、前記受信信号を逆拡散し、逆拡散して得られた信号と予め定められたデータ部の所定のパターンとの相関値を算出し、前記相関値の同相加算を前記第３のステップで制御される回数分行い、同相加算された相関結果を電力加算して、ディレイプロファイルを生成するステップを含むようにしてもよい。
【００２１】
かかる構成の本発明によれば、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、パス検出時に良好な特性を得ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照して以下に説明する。図１は本発明の一実施の形態の構成を示す図である。
【００２３】
図１に示すように、本実施の形態に係る受信装置は、プリアンブル逆拡散器１０１と、プリアンブル検出器１０２と、位相変化検出器１０３と、データ部ディレイプロファイル生成器１０４と、データ部パス検出器１０５と、データ部ＲＡＫＥ復調器を１０６と、を備えている。
【００２４】
プリアンブル逆拡散器１０１は、ＣＤＭＡ受信信号を拡散符号で逆拡散を行い、既知のプリアンブル固定パターンとの相関値を算出する回路である。本発明では、プリアンブルの相関値から位相変化を検出するため、プリアンブルの逆拡散、および、逆拡散された信号と固定パターンとの相関値の算出は、プリアンブル長を、好ましくは、前半と後半に１／２に分割して行う。すなわち、プリアンブル逆拡散器１０１は、好ましくは、プリアンブル前半部及び後半部のそれぞれについて、逆拡散し、相関値を算出して、出力する。
【００２５】
なお、ランダムアクセス送信は、最初の獲得指示（fast acquisition indication）を具備したスロット化されたＡＬＯＨＡ（slotted ALOHA）アプローチであり、ＲＡＣＨの１つのプリアンブルは４０９６チップであり、１６チップ長のシグネチャ（最大１６個利用可能）の２５６回の繰り返しよりなる。図示されない端末（ＵＥ）は、アクセススロットという時間間隔のはじめにランダムアクセス送信を開始する。２フレームに１５アクセススロット（アップリンクアクセススロット）があり、５１２０チップ離間している（上記非特許文献１参照）。なお、ＲＡＣＨメッセージ部の１０ｍｓメッセージ部無線フレームは、１スロットあたり２５６０チップの１５スロットよりなり、各スロットは、データ部とコントロール部の２つの部分よりなる。メッセージ・データ部は、１０＊２ｋビットからなり、拡散係数２５６、１２８、６４、３２に対して、ｋ＝０、１、２、３となる。コントロール部は所定ビットのパイロットビットとＴＦＣＩ（Transport Format Combination Indicator）ビットを有する。
【００２６】
プリアンブル検出器１０２は、プリアンブル逆拡散器１０１の出力結果である２分割されたプリアンブル相関値を合成して、受信電力値を算出し、検出閾値との比較を行い、検出閾値を越えている場合、プリアンブルが検出されたものと判断する。
【００２７】
位相変化検出器１０３は、プリアンブル検出器１０２でプリアンブルが検出されたものと判定されたプリアンブルについて、プリアンブル逆拡散器１０１からの出力結果であるプリアンブル前半部及び後半部の相関値から、プリアンブルにおける位相変化量を算出し、算出された位相変化量から、ディレイプロファイル生成における同相加算回数を制御する。例えば、位相変化量として、プリアンブル前半部の相関値の位相と、後半部の相関値の位相の差分の絶対値をとり、該位相変化量の範囲と、該同相加算回数との対応関係を、ＲＯＭ等のテーブルに予め記憶しておき、同相加算回数を導出するようにしてもよい。
【００２８】
データ部ディレイプロファイル生成器１０４は、プリアンブル検出器１０２からのプリアンブル検出情報と、位相変化検出器１０３からの同相加算数制御信号を受け取り、受信信号がＲＡＣＨのプリアンブル部でなく、ＲＡＣＨのメッセージ部である場合、ＣＤＭＡ受信信号を、データ部拡散符号で逆拡散を行い、既知のデータ部パイロットパターンとの相関値を算出し、位相変化検出器１０３により制御された同相加算数だけ同相加算を行い、さらに、同相加算された相関結果の電力加算を行い、ディレイプロファイルを生成する。
【００２９】
データ部パス検出器１０５は、データ部ディレイプロファイル生成器１０４からのディレイプロファイルと、プリアンブル検出器１０２からのプリアンブル検出情報をうけ、生成されたディレイプロファイルから受信信号の強度レベルを検出し、最適な複数の受信パスを選択し、データ部ＲＡＫＥ復調器１０６でそれぞれのフィンガに割り当てる。
【００３０】
データ部ＲＡＫＥ復調器１０６は、データ部パス検出器１０５で選択された受信パスをそれぞれのフィンガに割り当て、復調処理を行い、受信復調データを出力する。
【００３１】
受信信号の逆拡散と、固定パターンとの相関をとる動作を行うプリアンブル逆拡散器１０１と、プリアンブル検出器１０２は、常時アクティブ状態とされるが、データ部ディレイプロファイル生成器１０４、データ部パス検出器１０５は、プリアンブル検出器１０２で、ＲＡＣＨのプリアンブル部が検出された後、ＲＡＣＨのメッセージ部の受信時にのみ、アクティブ状態（動作状態）とする構成としてもよい。
【００３２】
本実施形態について、図１および主要機能部の詳細図を参照して説明する。
【００３３】
図２は、図１のプリアンブル逆拡散器１０１の一実施例をなす構成例を示す図である。図２を参照すると、プリアンブル逆拡散器１０１は、プリアンブル長（４０９６チップ）を２分割したプリアンブル前半部（前半の２０４８チップ）用の逆拡散器１１１及び相関器１１４と、プリアンブル後半部用（後半の２０４８チップ）の逆拡散器１１２及び相関器１１５と、プリアンブル拡散符号生成器１１３と、プリアンブルパターン生成器１１６と、相関器出力保存メモリ１１７と、を備えている。なお、受信信号系列について、プリアンブル長（４０９６チップ）の分割の仕方としては、前半部分と後半部分の２分割に限定されるものではなく、３つ以上に分割してもよい。また、等分割に限定されるものでなく、それぞれ異なる長さであってもよい。あるいは、分割された受信信号系列の前半部分と後半部分とが一部重なるようにしてもよい。
【００３４】
逆拡散器１１１と１１２は、プリアンブル長を２分割して前半部分および後半部分の受信信号について、ＣＤＭＡ受信信号とプリアンブル拡散符号生成器１１３で生成された拡散符号との逆拡散を行う。相関器１１４と１１５は、逆拡散器１１１と１１２によりそれぞれ逆拡散された受信信号とプリアンブルパターン生成器１１６で生成されたプリアンブル固定パターン（プリアンブルのシグネチャーパターン）との相関値を算出し、相関値を相関値保存メモリ（相関器出力保存メモリ）１１７に一時蓄積する。プリアンブル拡散符号生成器１１３とプリアンブルパターン生成器１１６は、プリアンブル前半部用と後半部用の拡散符号と固定パターンを出力する。
【００３５】
図３は、図１のプリアンブル検出器１０２の一実施例をなす構成例を示す図である。図３を参照すると、プリアンブル検出器１０２は、同相加算器・電力加算器１２１と、電力値変換器１２２と、Ｓ／Ｎ算出器１２３と、比較器１２４と、ノイズレベル算出器１２５と、プリアンブル検出閾値生成器１２６と、を備えている。
【００３６】
同相加算器・電力加算器１２１は、プリアンブル逆拡散器１０１で算出された相関値を逐次読み出し、プリアンブル前半部分の相関値と後半部分の相関値をそれぞれ同相加算または電力加算して合成する。
【００３７】
電力値変換器１２２は、同相加算器・電力加算器１２１の出力を受け、プリアンブル検出電力値を算出する。
【００３８】
ノイズレベル算出器１２５は受信信号を入力しノイズレベルを求める。ノイズレベル算出器１２５は、例えば、サーチ範囲の遠端において受信信号の長時間平均をとることで、ノイズレベルを算出する。
【００３９】
Ｓ／Ｎ算出器１２３は、あらかじめノイズレベル算出器１２５において算出されたノイズレベル用いて、プリアンブル検出電力値から、Ｓ／Ｎ比（信号対ノイズ比）を算出する。
【００４０】
比較器１２４は、プリアンブル検出閾値生成器１２６で、ノイズレベルから算出されたプリアンブル検出閾値と、Ｓ／Ｎ算出器１２３にてＳ／Ｎ比に変換されたプリアンブル検出電力値との比較を行い、プリアンブルが検出されたか否か（受信信号系列がプリアンブルであるか否か）の判定を行う。プリアンブル検出電力値が、プリアンブル検出閾値以上のＳ／Ｎ比の場合、プリアンブルを検出したものと判定する。
【００４１】
前記の通り、プリアンブル前半部分の相関値とプリアンブル後半部分の相関値を合成する部分では、
・プリアンブル前半部分とプリアンブル後半部分の両者の相関値の同相加算を行い電力値変換を行う方法と、
・プリアンブル前半部分とプリアンブル後半部分の相関値をそれぞれ電力値変換を行い電力加算する方法
があるが、伝搬環境に応じて、いずれを採用するかが決定される。
【００４２】
図４は、図１の位相変化検出器１０３の一実施例をなす構成例を示す図である。図４を参照すると、位相変化検出器１０３は、前半位相生成器１３１と、後半位相生成器１３２と、位相差検出器１３３と、データ部ディレイプロファイル同相加算数制御器１３４と、を備えている。
【００４３】
前半位相生成器１３１と、後半位相生成器１３２は、プリアンブル逆拡散器１０２で算出されたプリアンブル前半部と後半部の相関値からそれぞれ位相θ１、θ２を生成する。
θ１＝ｔａｎ−１（Ｉｍ（Ｒ１）／Ｒｅ（Ｒ１））、
θ２＝ｔａｎ−１（Ｉｍ（Ｒ２）／Ｒｅ（Ｒ２））、
ただし、ｔａｎ−１は逆正接関数、Ｒｅは実部、Ｉｍは虚部、Ｒ１、Ｒ２はプリアンブル前半部と後半部の相関値である。
【００４４】
位相差検出器１３３は、それぞれの位相θ１、θ２から、位相変化量（位相差）を算出する。位相差（例えば位相差の絶対値｜θ１−θ２｜）は、端末の移動速度に対応する。
【００４５】
データ部ディレイプロファイル同相加算数制御器１３４では、算出された位相変化量（例えば位相差の絶対値｜θ１−θ２｜）から、位相変化量に対応した、適当な同相加算数を算出して、データ部ディレイプロファイル生成器１０４内の同相加算器を制御する。
【００４６】
位相変化量が十分小さい場合（端末の移動速度が小さい、あるいは端末と基地局の相対位相速度が小さい）、同相加算の方が電力加算よりも高いＳ／Ｎ比が得られるが、位相変化量が大きく（端末の移動速度が大きい、あるいは端末と基地局の相対位相速度が大きい）、同相加算区間で、位相回転によるＳ／Ｎ比の劣化が生じる場合には、同相加算を打ち切って、電力加算を行う方が有効である。
【００４７】
本実施例によれば、プリアンブルにおいて検出された位相変化量により、同相加算を打ち切る同相加算回数を適宜算出して制御することで、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、パス検出時に、良好な特性が得られる。
【００４８】
図５は、図１のデータ部ディレイプロファイル生成器１０４の一実施例をなす構成例を示す図である。図５を参照すると、データ部ディレイプロファイル生成器１０４は、逆拡散器１４１と、相関器１４２と、同相加算器１４３と、電力加算器１４４と、データ部拡散符号生成器１４５と、データ部パイロットパターン生成器１４６とを備えている。
【００４９】
逆拡散器１４１は、ＣＤＭＡ受信信号とデータ部拡散符号生成器１４５で生成された拡散符号との逆拡散を行い、相関器１４２で逆拡散された受信信号とデータ部パイロットパターン生成器１４６で生成されたデータ部パイロットパターンとの相関値を算出する。
【００５０】
算出された相関値は、同相加算器１４３で、位相変化検出器１０３において生成された同相加算数制御信号による同相加算数だけ同相加算され、これを電力加算器１４４で電力加算してディレイプロファイルを生成する。
【００５１】
データ部ディレイプロファイル生成器１０４において生成されたディレイプロファイルを基に、データ部パス検出器１０５で、受信信号の強度レベルを検出し、最適な複数の受信パスを選択し、プリアンブル検出情報とあわせて検出パス情報をデータ部ＲＡＫＥ復調器１０６に通知し、データ復調処理を開始させる。
【００５２】
データ部ＲＡＫＥ復調器１０６では、データ部パス検出器１０５で選択された受信パスをそれぞれのフィンガに割り当てて最大比合成等を行い、復調処理を行い、受信復調データを出力する。
【００５３】
移動体無線通信において、受信信号の位相変化量が十分小さい場合、ディレイプロファイル生成時の相関値平均方法として、同相加算の方が電力加算よりも高いＳ／Ｎ比が得られるが、位相変化量が大きく同相加算区間で位相回転によるＳ／Ｎ比劣化が生じる場合、同相加算を打ち切って電力加算をおこなう方が有効であることは、従来より、知られているが、ランダムアクセスバースト信号のようなプリアンブル部とデータ部が分離している信号の受信時には、プリアンブル受信部とデータ部受信部が独立した構成をとっており、データ部の情報を基に、ディレイプロファイルを生成していたため、伝搬環境に適応した制御を行うことが困難であった。これに対して、上記した本発明の実施の形態によれば、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部で検出された位相変化量により、同相加算を打ち切る同相加算回数を適宜算出し制御することで、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、パス検出時に良好な特性を得ることができる。
【００５４】
移動速度（ドップラー周波数）と、同相加算数による受信Ｓ／Ｎ比について説明する。ドップラー周波数ｆｄは、
ｆｄ＝ｆｓ×ｖ／ｃ
で算出される。
ただし、ｆｓは搬送波周波数、ｖは移動速度（移動局の速度）、ｃは電波伝搬速度（光速）である。
【００５５】
図６は、同相加算スロット長（スロット単位ではない）と検出される信号強度と雑音電力の比の関係の一例（シミュレーション結果）を示した図である。ドップラー周波数ｆｄ＝ｆｓ＊０（実線Ａ）、ｆｓ＊０．５０ｅ−６（二点鎖線Ｂ）、ｆｓ＊０．３８ｅ−６（一点鎖線Ｃ）、ｆｓ＊０．２５ｅ−６（破線Ｄ）は、それぞれ、０［Ｋｍ／ｈ］、５４０［Ｋｍ／ｈ］、４１０［Ｋｍ／ｈ］、２７０［Ｋｍ／ｈ］に相当する。
【００５６】
周波数オフセットが大きい（ドップラー周波数ｆｄが大、位相変化量が大）ほど、同相加算スロット長を増やしていくと、Ｓ／Ｎ比が悪化することがわかる。なお、Ｅｃ/Ｉｏはチップ当りの信号電力と１Ｈｚ当りの干渉波電力の比である。
【００５７】
図７は、移動速度（ドップラー周波数）とＳ／Ｎ比の関係を、同相加算数をパラメータとして示した図である。同相加算数０.１スロット長（実線Ａ）、０．５スロット長（二点鎖線Ｂ）、１スロット長（１点鎖線Ｃ）、２スロット長（破線Ｄ）のそれぞれについて、移動速度を０〜５００［Ｋｍ／ｈ］の範囲でふってＳ／Ｎ比を求めている。移動速度が速くなる（ドップラー周波数が大、位相変化量が大）にしたがい、Ｓ／Ｎ比が悪化する。
【００５８】
本発明によれば、ランダムアクセス送信のプリアンブルを受信した際、該受信プリアンブルでの位相変化量に基づき、ランダムアクセス送信のメッセージ部のディレイプロファイル作成のための同相加算数を可変にフィードフォアワード制御しており、このため、復調器からのフェージングベクトルによる同相加算数のフィードバック制御では不可能とされた、例えば３００[Ｋｍ／ｈ]を超える移動速度による伝搬状況の変化に対しても、同相加算数を、例えば０．５スロット長程度に設定することで、データ部のパスサーチを精度よく行うことができる。
【００５９】
なお、本発明は、上記実施例の構成にのみ限定されるものでなく、特許請求の範囲の各請求項の発明の範囲内で当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部で検出された位相変化量により同相加算を打ち切る同相加算回数を算出し制御することで、ランダムアクセスバースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、高速移動等による伝搬状況の変化に対しても、パス検出の良好な特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の構成を示す図である。
【図２】図１のプリアンブル逆拡散器の一実施例の構成例を示す図である。
【図３】図１のプリアンブル検出器のの一実施例の構成例を示す図である。
【図４】図１の位相変化検出器のの一実施例の構成例を示す図である。
【図５】図１のデータ部ディレイプロファイル生成器の一実施例の構成例を示す図である。
【図６】同期スロット長とＳ／Ｎ比の関係をドップラー速度をパラメータとして示した図である。
【図７】移動速度とＳ／Ｎ比の関係を同相加算長をパラメータとして示した図である。
【符号の説明】
１０１ プリアンブル逆拡散器
１０２ プリアンブル検出器
１０３ 位相変化検出器
１０４ データ部ディレイプロファイル生成器
１０５ データ部パス検出器
１０６ データ部ＲＡＫＥ復調器
１１１ 前半部の逆拡散器
１１２ 後半部の逆拡散器
１１３ プリアンブル拡散符号生成器
１１４ 相関器
１１５ 相関器
１１６ プリアンブルパターン生成器
１１７ 相関器出力保存メモリ
１２１ 同相加算器・電力加算器
１２２ 電力値変換器
１２３ Ｓ／Ｎ算出器
１２４ 比較器
１２５ ノイズレベル算出器
１２６ プリアンブル検出閾値生成器
１３１ 位相生成器
１３２ 位相生成器
１３３ 位相差検出器
１３４ データ部ディレイプロファイル同相加算数制御器
１４１ 逆拡散器
１４２ 相関器
１４３ 同相加算器
１４４ 電力加算器
１４５ データ部拡散符号生成器
１４６ データ部パイロットパターン生成器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ（code division multiple access:符号分割多元接続）通信システムに関し、特に、ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ通信方式では拡散符号で拡散された受信信号に、受信側でこれを逆拡散する拡散符号のチップタイミング（受信タイミング）を正しく同期させることが不可欠である。特に、移動体通信のように時々刻々変化する多数の受信パスが存在する場合には、常時、最も適切な受信パスを選択し、それぞれの受信パスの受信タイミングを正しく受信信号に同期、追尾させることが必要となる。
【０００３】
ＣＤＭＡ受信装置の受信パスをサーチするためのディレイプロファイルを求める場合、従来、受信複素ベースバンド信号（デジタル受信信号は複素ベースバンド信号の同相（Ｉ）成分を実数部、直交(Ｑ)成分を虚数部とする複数すなわちベクトル値の時系列データとして表される）の位相が大きく変化しないと考えられる一定期間、同相加算し（ベクトル量のまま加算する）、ベクトル値のディレイプロファイルを求め、これを適宜周期にわたって電力加算して(Ｉ成分とＱ成分の２乗和よりなるスカラー量の電力値を加算)、所要のディレイプロファイルを得ていた。これは、無線帯域信号の伝送路の変化が小さければ、同相加算の方が電力加算より良いＳ／Ｎ比（信号／雑音比）が得られるからである。
【０００４】
実際には、伝送路の伝搬特性は、時々刻々変化する。伝送路の伝搬特性の変化により、受信複素ベースバンド信号の位相が変化した場合に、同相加算を続けると、ベクトル加算により、有意な信号成分が相殺されてしまい、有効なディレイプロファイルを得ることができなくなる。
【０００５】
従って、画一的に、一定期間、フェージングベクトルを、同相加算して、ベクトル加算されたディレイプロファイルを求め、これを、電力加算してディレイプロファイルを求めるという従来の方法では、特に移動体通信のように伝送路の状況が大きく変化する場合には、必ずしも有効なディレイプロファイルが得られない、という問題点がある。
【０００６】
ここで、フェージングベクトルについて簡単に説明しておくと、１タイムスロットがＬシンボルからなる送信信号が拡散率（１シンボルあたりの拡散符号のチップ数）Ｍで拡散され送信されているとき、ｎ＋１番目のスロットのｍ＋１番目のシンボルの信号成分は、既知のパイロットシンボルＰｎ（ｉ）に対する受信パスの遅れをτとすると、Ｓ（２ＬＭｎ＋２Ｍｍ＋τ）からＳ（２ＬＭｎ＋２Ｍｍ＋２Ｍ−１＋τ）までの時系列データに拡散されており、当該シンボルに対する相互相関値Ｒｎｍ（τ）がベクトル値として与えられる。
【０００７】
Ｒｎｍ（τ）＝Σｉ＝０〜Ｍ−１Ｓ（２ＬＭｎ＋２Ｍｍ＋２ｉ＋τ）×ｃｏｎｊ（Ｐｎ（ｉ））
【０００８】
ここで、ｃｏｎｊは複素共役を表す。本明細書では、このようにして得られた相互相関値をフェージングベクトルという（例えば特許文献１参照）。
【０００９】
連続波受信の場合、復調器で得られるフェージングベクトルの位相角を用いて、パスサーチにおける同相加算回数を制御することが可能であることが知られている（例えば特許文献１参照）。すなわち、上記特許文献１には、ベクトル加算の継続回数を可変とし、一定周期毎に生成されるディレイプロファイルのそれぞれに反映される複素ベースバンド信号の位相角の変化を監視し、位相角が一定の閾値よりも大きく変化した場合、ベクトル加算の継続を打ち切り、それまで同相加算されたディレイプロファイルを電力加算の対象とするパス・サーチ方法が開示されている。また、フェージング周期に応じた同相加算シンボル数を算出し、算出された同相加算シンボル数だけ同相加算することで、現在のフェージング状態にあった精度のよい遅延プロファイルを作成するようにした構成も知られている（例えば特許文献２）。さらに、伝搬環境への追従性を向上させるようにしたパス検出方式として、同相加算器での加算結果をサイクリックに保持することで、常に最新の加算周期タイムスロット分の加算結果を利用してパス検出処理を起動することで、精度を劣化させることなく、パス検出処理の起動回数を増加させることができるようにしたものも知られている（例えば特許文献３）。
【００１０】
【特許文献１】
特開２０００−２４４３６６号公報（第４−７頁、第１図、第７図）
【特許文献２】
特開２００２−２１７７８５号公報（第８−９頁、第１図）
【特許文献３】
特開２００１−３２６５８４号公報（第４−５頁、第１図）
【００１１】
３ＧＰＰ等の仕様にも規定されているように、ランダムアクセスチャネルを用いたランダムアクセスバースト信号は、端末（ＵＥ）からの「プリアンブル」と呼ばれる固定的な信号パターンの受信側装置での検出を契機に、端末からのデータ器のバースト信号の受信側装置での受信が開始される構成とされる。プリアンブル（ＲＡＣＨ ｐｒｅａｍｂｌｅ ｐａｒｔ）については、以下の非特許文献１等が参照される。
【００１２】
【非特許文献１】
3GPP TS 25.211 V5.1.0(2002-06)(3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels (FDD) (Release 5) ) 5.2.2.1 Physical Random Access Channel 7.3 PRACH/AICH timing relation インターネットURL<http://www.3gpp.org/ftp/Specs/2002-06/Rel-5/25-series/25213-510.zip>
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ランダムアクセスバースト信号の場合、バースト信号のリアルタイム受信であるため、データ復調器からパスサーチ部へフィードバックをかけることで、パスサーチにおける同相加算回数を制御する構成とした、従来の手法（例えば特許文献１）を用いることができない。
【００１４】
また、ランダムアクセスバースト信号のようなプリアンブル部とデータ部が分離している信号の受信においては、プリアンブルの受信部とデータ部の受信部とが互いに独立した構成とされており、データ部の情報（例えば復調器から得られるフェージングベクトル）を基にディレイプロファイルを生成しているため、伝搬環境に適応した制御を行うことは、著しく困難である。
【００１５】
そして、移動体無線通信において、ランダムアクセスバースト信号の受信（基地局での受信）は、移動局の想定される移動速度の範囲内で最適化されている。このため、例えば移動局が想定移動速度よりも高速移動する等して伝搬路状況の変化量が大きい場合には、全く受信できない、という問題がある。
【００１６】
したがって、本発明の主たる目的は、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、伝搬環境に適応した制御を可能とする装置及び方法を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成する本発明の１つのアスペクトに係る装置は、ランダムアクセスバースト信号の受信において、プリアンブル部の受信時に、プリアンブル部で検出された位相変化量を検出する手段と、前記検出された位相変化量に基づき、データ部のパスをサーチするためのディレイプロファイルを求めるための同相加算回数を制御する手段を備えている。
【００１８】
本発明に係る装置においては、前記第１の手段が、受信信号を入力し、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割したそれぞれの部分受信信号シーケンスについて逆拡散し、該逆拡散して得られたそれぞれの信号と所定パターンとの相関値を求める逆拡散器と、前記逆拡散器で求められた複数の相関値に基づき前記受信信号シーケンスがプリアンブルであるか検出するプリアンブル検出器と、検出されたプリアンブルに対して、前記逆拡散器で求められた前記複数の相関値から、前記プリアンブルにおける位相変化量を検出し、前記位相変化量に応じて、前記相関値の同相加算回数を制御する信号を出力する位相変化検出器と、を備えた構成としてもよい。本発明に係る装置においては、前記第２の手段が、ランダムアクセス送信のデータ部を受信し、前記データ部を逆拡散して得られた信号と所定のパターンとの相関値を算出し、算出された前記相関値の同相加算を、前記位相変化検出器からの同相加算数制御信号によって設定された同相加算回数分行い、前記同相加算された相関結果の電力加算を行い、ディレイプロファイルを生成するデータ部ディレイプロファイル生成器と、を備えた構成としてもよい。
【００１９】
前記目的を達成する本発明の他のアスペクトに係る方法は、ランダムアクセスバースト信号の受信にあたり、プリアンブル部で検出された位相変化量を検出するステップと、前記位相変化量の検出結果に基づき、データ部のパスをサーチするためのディレイプロファイルを求めるための同相加算回数を制御するステップと、を含む。
【００２０】
本発明に係る方法においては、前記第１のステップが、受信信号を入力し、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割したそれぞれの部分受信信号シーケンスについて逆拡散し、該逆拡散して得られたそれぞれの信号と所定パターンとの相関値を求めるステップと、前記複数の相関値から、前記受信信号シーケンスがプリアンブルであるか検出するステップと、前記複数の相関値から、検出されたプリアンブルにおける位相変化量を検出し、前記位相変化量に応じて、ディレイプロファイル生成のための相関値の同相加算回数を制御する信号を制御するステップとを含む構成としてもよい。また前記第２のステップが、ランダムアクセスチャネルのメッセージ部の受信信号を入力した際に、前記受信信号を逆拡散し、逆拡散して得られた信号と予め定められたデータ部の所定のパターンとの相関値を算出し、前記相関値の同相加算を前記第３のステップで制御される回数分行い、同相加算された相関結果を電力加算して、ディレイプロファイルを生成するステップを含むようにしてもよい。
【００２１】
かかる構成の本発明によれば、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、パス検出時に良好な特性を得ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照して以下に説明する。図１は本発明の一実施の形態の構成を示す図である。
【００２３】
図１に示すように、本実施の形態に係る受信装置は、プリアンブル逆拡散器１０１と、プリアンブル検出器１０２と、位相変化検出器１０３と、データ部ディレイプロファイル生成器１０４と、データ部パス検出器１０５と、データ部ＲＡＫＥ復調器を１０６と、を備えている。
【００２４】
プリアンブル逆拡散器１０１は、ＣＤＭＡ受信信号を拡散符号で逆拡散を行い、既知のプリアンブル固定パターンとの相関値を算出する回路である。本発明では、プリアンブルの相関値から位相変化を検出するため、プリアンブルの逆拡散、および、逆拡散された信号と固定パターンとの相関値の算出は、プリアンブル長を、好ましくは、前半と後半に１／２に分割して行う。すなわち、プリアンブル逆拡散器１０１は、好ましくは、プリアンブル前半部及び後半部のそれぞれについて、逆拡散し、相関値を算出して、出力する。
【００２５】
なお、ランダムアクセス送信は、最初の獲得指示（fast acquisition indication）を具備したスロット化されたＡＬＯＨＡ（slotted ALOHA）アプローチであり、ＲＡＣＨの１つのプリアンブルは４０９６チップであり、１６チップ長のシグネチャ（最大１６個利用可能）の２５６回の繰り返しよりなる。図示されない端末（ＵＥ）は、アクセススロットという時間間隔のはじめにランダムアクセス送信を開始する。２フレームに１５アクセススロット（アップリンクアクセススロット）があり、５１２０チップ離間している（上記非特許文献１参照）。なお、ＲＡＣＨメッセージ部の１０ｍｓメッセージ部無線フレームは、１スロットあたり２５６０チップの１５スロットよりなり、各スロットは、データ部とコントロール部の２つの部分よりなる。メッセージ・データ部は、１０＊２ｋビットからなり、拡散係数２５６、１２８、６４、３２に対して、ｋ＝０、１、２、３となる。コントロール部は所定ビットのパイロットビットとＴＦＣＩ（Transport Format Combination Indicator）ビットを有する。
【００２６】
プリアンブル検出器１０２は、プリアンブル逆拡散器１０１の出力結果である２分割されたプリアンブル相関値を合成して、受信電力値を算出し、検出閾値との比較を行い、検出閾値を越えている場合、プリアンブルが検出されたものと判断する。
【００２７】
位相変化検出器１０３は、プリアンブル検出器１０２でプリアンブルが検出されたものと判定されたプリアンブルについて、プリアンブル逆拡散器１０１からの出力結果であるプリアンブル前半部及び後半部の相関値から、プリアンブルにおける位相変化量を算出し、算出された位相変化量から、ディレイプロファイル生成における同相加算回数を制御する。例えば、位相変化量として、プリアンブル前半部の相関値の位相と、後半部の相関値の位相の差分の絶対値をとり、該位相変化量の範囲と、該同相加算回数との対応関係を、ＲＯＭ等のテーブルに予め記憶しておき、同相加算回数を導出するようにしてもよい。
【００２８】
データ部ディレイプロファイル生成器１０４は、プリアンブル検出器１０２からのプリアンブル検出情報と、位相変化検出器１０３からの同相加算数制御信号を受け取り、受信信号がＲＡＣＨのプリアンブル部でなく、ＲＡＣＨのメッセージ部である場合、ＣＤＭＡ受信信号を、データ部拡散符号で逆拡散を行い、既知のデータ部パイロットパターンとの相関値を算出し、位相変化検出器１０３により制御された同相加算数だけ同相加算を行い、さらに、同相加算された相関結果の電力加算を行い、ディレイプロファイルを生成する。
【００２９】
データ部パス検出器１０５は、データ部ディレイプロファイル生成器１０４からのディレイプロファイルと、プリアンブル検出器１０２からのプリアンブル検出情報をうけ、生成されたディレイプロファイルから受信信号の強度レベルを検出し、最適な複数の受信パスを選択し、データ部ＲＡＫＥ復調器１０６でそれぞれのフィンガに割り当てる。
【００３０】
データ部ＲＡＫＥ復調器１０６は、データ部パス検出器１０５で選択された受信パスをそれぞれのフィンガに割り当て、復調処理を行い、受信復調データを出力する。
【００３１】
受信信号の逆拡散と、固定パターンとの相関をとる動作を行うプリアンブル逆拡散器１０１と、プリアンブル検出器１０２は、常時アクティブ状態とされるが、データ部ディレイプロファイル生成器１０４、データ部パス検出器１０５は、プリアンブル検出器１０２で、ＲＡＣＨのプリアンブル部が検出された後、ＲＡＣＨのメッセージ部の受信時にのみ、アクティブ状態（動作状態）とする構成としてもよい。
【００３２】
本実施形態について、図１および主要機能部の詳細図を参照して説明する。
【００３３】
図２は、図１のプリアンブル逆拡散器１０１の一実施例をなす構成例を示す図である。図２を参照すると、プリアンブル逆拡散器１０１は、プリアンブル長（４０９６チップ）を２分割したプリアンブル前半部（前半の２０４８チップ）用の逆拡散器１１１及び相関器１１４と、プリアンブル後半部用（後半の２０４８チップ）の逆拡散器１１２及び相関器１１５と、プリアンブル拡散符号生成器１１３と、プリアンブルパターン生成器１１６と、相関器出力保存メモリ１１７と、を備えている。なお、受信信号系列について、プリアンブル長（４０９６チップ）の分割の仕方としては、前半部分と後半部分の２分割に限定されるものではなく、３つ以上に分割してもよい。また、等分割に限定されるものでなく、それぞれ異なる長さであってもよい。あるいは、分割された受信信号系列の前半部分と後半部分とが一部重なるようにしてもよい。
【００３４】
逆拡散器１１１と１１２は、プリアンブル長を２分割して前半部分および後半部分の受信信号について、ＣＤＭＡ受信信号とプリアンブル拡散符号生成器１１３で生成された拡散符号との逆拡散を行う。相関器１１４と１１５は、逆拡散器１１１と１１２によりそれぞれ逆拡散された受信信号とプリアンブルパターン生成器１１６で生成されたプリアンブル固定パターン（プリアンブルのシグネチャーパターン）との相関値を算出し、相関値を相関値保存メモリ（相関器出力保存メモリ）１１７に一時蓄積する。プリアンブル拡散符号生成器１１３とプリアンブルパターン生成器１１６は、プリアンブル前半部用と後半部用の拡散符号と固定パターンを出力する。
【００３５】
図３は、図１のプリアンブル検出器１０２の一実施例をなす構成例を示す図である。図３を参照すると、プリアンブル検出器１０２は、同相加算器・電力加算器１２１と、電力値変換器１２２と、Ｓ／Ｎ算出器１２３と、比較器１２４と、ノイズレベル算出器１２５と、プリアンブル検出閾値生成器１２６と、を備えている。
【００３６】
同相加算器・電力加算器１２１は、プリアンブル逆拡散器１０１で算出された相関値を逐次読み出し、プリアンブル前半部分の相関値と後半部分の相関値をそれぞれ同相加算または電力加算して合成する。
【００３７】
電力値変換器１２２は、同相加算器・電力加算器１２１の出力を受け、プリアンブル検出電力値を算出する。
【００３８】
ノイズレベル算出器１２５は受信信号を入力しノイズレベルを求める。ノイズレベル算出器１２５は、例えば、サーチ範囲の遠端において受信信号の長時間平均をとることで、ノイズレベルを算出する。
【００３９】
Ｓ／Ｎ算出器１２３は、あらかじめノイズレベル算出器１２５において算出されたノイズレベル用いて、プリアンブル検出電力値から、Ｓ／Ｎ比（信号対ノイズ比）を算出する。
【００４０】
比較器１２４は、プリアンブル検出閾値生成器１２６で、ノイズレベルから算出されたプリアンブル検出閾値と、Ｓ／Ｎ算出器１２３にてＳ／Ｎ比に変換されたプリアンブル検出電力値との比較を行い、プリアンブルが検出されたか否か（受信信号系列がプリアンブルであるか否か）の判定を行う。プリアンブル検出電力値が、プリアンブル検出閾値以上のＳ／Ｎ比の場合、プリアンブルを検出したものと判定する。
【００４１】
前記の通り、プリアンブル前半部分の相関値とプリアンブル後半部分の相関値を合成する部分では、
・プリアンブル前半部分とプリアンブル後半部分の両者の相関値の同相加算を行い電力値変換を行う方法と、
・プリアンブル前半部分とプリアンブル後半部分の相関値をそれぞれ電力値変換を行い電力加算する方法
があるが、伝搬環境に応じて、いずれを採用するかが決定される。
【００４２】
図４は、図１の位相変化検出器１０３の一実施例をなす構成例を示す図である。図４を参照すると、位相変化検出器１０３は、前半位相生成器１３１と、後半位相生成器１３２と、位相差検出器１３３と、データ部ディレイプロファイル同相加算数制御器１３４と、を備えている。
【００４３】
前半位相生成器１３１と、後半位相生成器１３２は、プリアンブル逆拡散器１０２で算出されたプリアンブル前半部と後半部の相関値からそれぞれ位相θ１、θ２を生成する。
θ１＝ｔａｎ−１（Ｉｍ（Ｒ１）／Ｒｅ（Ｒ１））、
θ２＝ｔａｎ−１（Ｉｍ（Ｒ２）／Ｒｅ（Ｒ２））、
ただし、ｔａｎ−１は逆正接関数、Ｒｅは実部、Ｉｍは虚部、Ｒ１、Ｒ２はプリアンブル前半部と後半部の相関値である。
【００４４】
位相差検出器１３３は、それぞれの位相θ１、θ２から、位相変化量（位相差）を算出する。位相差（例えば位相差の絶対値｜θ１−θ２｜）は、端末の移動速度に対応する。
【００４５】
データ部ディレイプロファイル同相加算数制御器１３４では、算出された位相変化量（例えば位相差の絶対値｜θ１−θ２｜）から、位相変化量に対応した、適当な同相加算数を算出して、データ部ディレイプロファイル生成器１０４内の同相加算器を制御する。
【００４６】
位相変化量が十分小さい場合（端末の移動速度が小さい、あるいは端末と基地局の相対位相速度が小さい）、同相加算の方が電力加算よりも高いＳ／Ｎ比が得られるが、位相変化量が大きく（端末の移動速度が大きい、あるいは端末と基地局の相対位相速度が大きい）、同相加算区間で、位相回転によるＳ／Ｎ比の劣化が生じる場合には、同相加算を打ち切って、電力加算を行う方が有効である。
【００４７】
本実施例によれば、プリアンブルにおいて検出された位相変化量により、同相加算を打ち切る同相加算回数を適宜算出して制御することで、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、パス検出時に、良好な特性が得られる。
【００４８】
図５は、図１のデータ部ディレイプロファイル生成器１０４の一実施例をなす構成例を示す図である。図５を参照すると、データ部ディレイプロファイル生成器１０４は、逆拡散器１４１と、相関器１４２と、同相加算器１４３と、電力加算器１４４と、データ部拡散符号生成器１４５と、データ部パイロットパターン生成器１４６とを備えている。
【００４９】
逆拡散器１４１は、ＣＤＭＡ受信信号とデータ部拡散符号生成器１４５で生成された拡散符号との逆拡散を行い、相関器１４２で逆拡散された受信信号とデータ部パイロットパターン生成器１４６で生成されたデータ部パイロットパターンとの相関値を算出する。
【００５０】
算出された相関値は、同相加算器１４３で、位相変化検出器１０３において生成された同相加算数制御信号による同相加算数だけ同相加算され、これを電力加算器１４４で電力加算してディレイプロファイルを生成する。
【００５１】
データ部ディレイプロファイル生成器１０４において生成されたディレイプロファイルを基に、データ部パス検出器１０５で、受信信号の強度レベルを検出し、最適な複数の受信パスを選択し、プリアンブル検出情報とあわせて検出パス情報をデータ部ＲＡＫＥ復調器１０６に通知し、データ復調処理を開始させる。
【００５２】
データ部ＲＡＫＥ復調器１０６では、データ部パス検出器１０５で選択された受信パスをそれぞれのフィンガに割り当てて最大比合成等を行い、復調処理を行い、受信復調データを出力する。
【００５３】
移動体無線通信において、受信信号の位相変化量が十分小さい場合、ディレイプロファイル生成時の相関値平均方法として、同相加算の方が電力加算よりも高いＳ／Ｎ比が得られるが、位相変化量が大きく同相加算区間で位相回転によるＳ／Ｎ比劣化が生じる場合、同相加算を打ち切って電力加算をおこなう方が有効であることは、従来より、知られているが、ランダムアクセスバースト信号のようなプリアンブル部とデータ部が分離している信号の受信時には、プリアンブル受信部とデータ部受信部が独立した構成をとっており、データ部の情報を基に、ディレイプロファイルを生成していたため、伝搬環境に適応した制御を行うことが困難であった。これに対して、上記した本発明の実施の形態によれば、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部で検出された位相変化量により、同相加算を打ち切る同相加算回数を適宜算出し制御することで、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、パス検出時に良好な特性を得ることができる。
【００５４】
移動速度（ドップラー周波数）と、同相加算数による受信Ｓ／Ｎ比について説明する。ドップラー周波数ｆｄは、
ｆｄ＝ｆｓ×ｖ／ｃ
で算出される。
ただし、ｆｓは搬送波周波数、ｖは移動速度（移動局の速度）、ｃは電波伝搬速度（光速）である。
【００５５】
図６は、同相加算スロット長（スロット単位ではない）と検出される信号強度と雑音電力の比の関係の一例（シミュレーション結果）を示した図である。ドップラー周波数ｆｄ＝ｆｓ＊０（実線Ａ）、ｆｓ＊０．５０ｅ−６（二点鎖線Ｂ）、ｆｓ＊０．３８ｅ−６（一点鎖線Ｃ）、ｆｓ＊０．２５ｅ−６（破線Ｄ）は、それぞれ、０［Ｋｍ／ｈ］、５４０［Ｋｍ／ｈ］、４１０［Ｋｍ／ｈ］、２７０［Ｋｍ／ｈ］に相当する。
【００５６】
周波数オフセットが大きい（ドップラー周波数ｆｄが大、位相変化量が大）ほど、同相加算スロット長を増やしていくと、Ｓ／Ｎ比が悪化することがわかる。なお、Ｅｃ/Ｉｏはチップ当りの信号電力と１Ｈｚ当りの干渉波電力の比である。
【００５７】
図７は、移動速度（ドップラー周波数）とＳ／Ｎ比の関係を、同相加算数をパラメータとして示した図である。同相加算数０.１スロット長（実線Ａ）、０．５スロット長（二点鎖線Ｂ）、１スロット長（１点鎖線Ｃ）、２スロット長（破線Ｄ）のそれぞれについて、移動速度を０〜５００［Ｋｍ／ｈ］の範囲でふってＳ／Ｎ比を求めている。移動速度が速くなる（ドップラー周波数が大、位相変化量が大）にしたがい、Ｓ／Ｎ比が悪化する。
【００５８】
本発明によれば、ランダムアクセス送信のプリアンブルを受信した際、該受信プリアンブルでの位相変化量に基づき、ランダムアクセス送信のメッセージ部のディレイプロファイル作成のための同相加算数を可変にフィードフォアワード制御しており、このため、復調器からのフェージングベクトルによる同相加算数のフィードバック制御では不可能とされた、例えば３００[Ｋｍ／ｈ]を超える移動速度による伝搬状況の変化に対しても、同相加算数を、例えば０．５スロット長程度に設定することで、データ部のパスサーチを精度よく行うことができる。
【００５９】
なお、本発明は、上記実施例の構成にのみ限定されるものでなく、特許請求の範囲の各請求項の発明の範囲内で当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部で検出された位相変化量により同相加算を打ち切る同相加算回数を算出し制御することで、ランダムアクセスバースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、高速移動等による伝搬状況の変化に対しても、パス検出の良好な特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の構成を示す図である。
【図２】図１のプリアンブル逆拡散器の一実施例の構成例を示す図である。
【図３】図１のプリアンブル検出器のの一実施例の構成例を示す図である。
【図４】図１の位相変化検出器のの一実施例の構成例を示す図である。
【図５】図１のデータ部ディレイプロファイル生成器の一実施例の構成例を示す図である。
【図６】同期スロット長とＳ／Ｎ比の関係をドップラー速度をパラメータとして示した図である。
【図７】移動速度とＳ／Ｎ比の関係を同相加算長をパラメータとして示した図である。
【符号の説明】
１０１ プリアンブル逆拡散器
１０２ プリアンブル検出器
１０３ 位相変化検出器
１０４ データ部ディレイプロファイル生成器
１０５ データ部パス検出器
１０６ データ部ＲＡＫＥ復調器
１１１ 前半部の逆拡散器
１１２ 後半部の逆拡散器
１１３ プリアンブル拡散符号生成器
１１４ 相関器
１１５ 相関器
１１６ プリアンブルパターン生成器
１１７ 相関器出力保存メモリ
１２１ 同相加算器・電力加算器
１２２ 電力値変換器
１２３ Ｓ／Ｎ算出器
１２４ 比較器
１２５ ノイズレベル算出器
１２６ プリアンブル検出閾値生成器
１３１ 位相生成器
１３２ 位相生成器
１３３ 位相差検出器
１３４ データ部ディレイプロファイル同相加算数制御器
１４１ 逆拡散器
１４２ 相関器
１４３ 同相加算器
１４４ 電力加算器
１４５ データ部拡散符号生成器
１４６ データ部パイロットパターン生成器
Claims (15)
- ランダムアクセスバースト信号の受信にあたり、プリアンブル部における位相変化量を検出する第１の手段と、
データ部のパスをサーチするためのディレイプロファイルを求めるための同相加算回数を、前記検出された位相変化量に基づき、可変に制御する第２の手段と、
を備え、
前記第１の手段は、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割した部分受信信号シーケンスを逆拡散して得られた信号と所定パターンとの複数の相関値に基づき、プリアンブルであるか検出する、ことを特徴とする受信装置。 - 前記第１の手段が、受信信号を入力し、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割したそれぞれの部分受信信号シーケンスについて逆拡散し、該逆拡散して得られたそれぞれの信号と所定パターンとの相関値を求める逆拡散器と、
前記逆拡散器で求められた複数の相関値に基づき、前記受信信号シーケンスがプリアンブルであるか検出するプリアンブル検出器と、
検出されたプリアンブルに対して、前記逆拡散器で求められた前記複数の相関値から、前記プリアンブルにおける位相変化量を検出し、前記位相変化量に応じて、前記相関値の同相加算回数を制御するための同相加算数制御信号を出力する位相変化検出器と、
を備えている、ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。 - 前記第２の手段が、ランダムアクセスチャネルのメッセージ部の受信信号を入力し、前記受信信号を逆拡散して得られた信号と所定のパターンとの相関値を算出し、前記位相変化検出器から出力される前記同相加算数制御信号によって設定された同相加算回数分前記算出された相関値の同相加算を行い、前記同相加算された相関結果の電力加算を行いディレイプロファイルを生成するデータ部ディレイプロファイル生成器を備えている、ことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- ランダムアクセス送信のプリアンブルを受信し、前記受信したプリアンブルに対してプリアンブル長を複数に分割したそれぞれの部分プリアンブルについて、拡散符号による逆拡散、および、逆拡散して得られた信号と固定パターンとの相関値の算出を行い、算出された複数の前記部分プリアンブルの相関値をそれぞれ出力するプリアンブル逆拡散器と、
前記プリアンブル逆拡散器から出力される複数の部分プリアンブル相関値を合成して受信電力値を算出し、前記受信電力値と予め定められた検出閾値とを比較し、前記受信電力値が前記検出閾値を越えている場合、プリアンブルが検出されたものと判定し、判定結果を出力するプリアンブル検出器と、
前記プリアンブル逆拡散器より出力される複数の部分プリアンブル相関値から、プリアンブルにおける位相変化量を算出し、前記算出された位相変化量から、データ部のパスをサーチするためのディレイプロファイル生成における同相加算回数を設定するための同相加算数制御信号を出力する位相変化検出器と、
ランダムアクセス送信のデータ部を受信し、前記データ部を逆拡散して得られた信号と予め定められたパイロットパターンとの相関値を算出し、算出された前記相関値の同相加算を、前記位相変化検出器からの同相加算数制御信号によって設定された同相加算回数分行い、前記同相加算された相関結果の電力加算を行い、ディレイプロファイルを生成するデータ部ディレイプロファイル生成器と、
前記ディレイプロファイルから、受信信号の強度レベルを検出し、最適な複数の受信パスを選択するデータ部パス検出器と、
前記データ部パス検出器で選択された受信パスをそれぞれのフィンガに割り当て復調処理を行い受信復調データを出力するデータ部ＲＡＫＥ復調器と、
を備えている、ことを特徴とする受信装置。 - 前記プリアンブル逆拡散器が、プリアンブル長を前半と後半の２つに分割したプリアンブル前半部分と後半部分のそれぞれについて拡散符号による逆拡散、および、逆拡散して得られた信号と前記固定パターンとの相関値の算出を行い、算出されたプリアンブル前半部分と後半部分の相関値を求め、
前記位相変化検出器は、前記プリアンブル検出器でプリアンブルが検出された場合、前記プリアンブル逆拡散器で求められたプリアンブル前半部分と後半部分の相関値から、プリアンブルにおける位相変化量を算出し、前記算出された位相変化量から、前記データ部ディレイプロファイル生成器における同相加算回数を制御する、ことを特徴とする請求項４記載の受信装置。 - 前記プリアンブル逆拡散器が、プリアンブルを逆拡散するための拡散符号を生成するプリアンブル拡散符号生成器と、
前記固定パターンを生成するプリアンブルパターン生成器と、
前記受信信号のうち、プリアンブル長を２分割した前半部分に対応する第１の受信信号と、前記プリアンブル拡散符号生成器で生成された拡散符号との逆拡散を行う第１の逆拡散器と、
前記受信信号のうち、プリアンブル長を２分割した後半部分に対応する第２の受信信号と、前記プリアンブル拡散符号生成器で生成された拡散符号との逆拡散を行う第２の逆拡散器と、
前記第１の逆拡散器で逆拡散された受信信号と前記プリアンブルパターン生成器で生成された固定パターンとの相関値を算出し第１のプリアンブル相関値として出力する第１の相関器と、
前記第２の逆拡散器で逆拡散された受信信号と前記プリアンブルパターン生成器で生成された固定パターンとの相関値を算出し第２のプリアンブル相関値として出力する第２の相関器と、
前記第１及び第２の相関器でそれぞれ算出された前記第１及び第２のプリアンブル相関値を一時的に蓄積する相関値保存メモリと、
を備えている、ことを特徴とする請求項４記載の受信装置。 - 前記プリアンブル検出器が、前記プリアンブル逆拡散器で算出されたプリアンブル前半部分と後半部分の相関値を同相加算又は電力加算して合成する同相加算／電力加算器と、
前記同相加算／電力加算器の出力から、プリアンブル検出電力値を算出する電力値変換器と、
前記プリアンブル検出電力値とプリアンブル検出閾値とを比較しプリアンブルが検出されたか否かの判定を行う判定手段と、
を備えている、ことを特徴とする請求項４記載の受信装置。 - 前記判定手段が、前記受信信号からノイズレベルを算出するノイズレベル算出器と、
前記ノイズレベルを用いて前記プリアンブル検出電力値から信号対ノイズレベル比（「Ｓ／Ｎ比」という）を算出するＳ／Ｎ算出器と、
ノイズレベルから算出されたプリアンブル検出閾値を生成するプリアンブル検出閾値生成器と、
前記プリアンブル検出閾値生成器から出力されるプリアンブル検出閾値と、前記Ｓ／Ｎ算出器にてＳ／Ｎ比変換されたプリアンブル検出電力値との比較を行い、プリアンブルが検出されたか否かの判定を行う比較器と、
を備えている、ことを特徴とする請求項７記載の受信装置。 - 前記位相変化検出器が、前記プリアンブル逆拡散器で算出されたプリアンブル前半部分と後半部分の相関値からそれぞれの位相を生成する第１及び第２の位相生成器と、
前記第１及び第２の位相生成器から出力される、プリアンブル前半部分と後半部分の位相を受け取り、位相変化量を算出する位相差検出器と、
前記算出された位相変化量から、対応する同相加算数を導出し、前記データ部ディレイプロファイル生成器における同相加算器の同相加算数を可変に制御する制御部と、
を備えている、ことを特徴とする請求項４記載の受信装置。 - 前記データ部ディレイプロファイル生成器が、データ部に対する拡散符号を生成するデータ部拡散符号生成器と、
データ部に対するパイロットパターンを生成するデータ部パイロットパターン生成器と、
受信信号と、前記データ部拡散符号生成器で生成された拡散符号との逆拡散を行う逆拡散器と、
逆拡散された受信信号と、前記データ部パイロットパターン生成器で生成されたデータ部パイロットパターンとの相関値を算出する相関器と、
前記相関器から出力される相関値を、前記位相変化検出器において生成された同相加算数制御信号により規定される同相加算数だけ同相加算する同相加算器と、
前記同相加算器の出力を電力加算してディレイプロファイルを生成する電力加算器と、
を備えている、ことを特徴とする請求項４記載の受信装置。 - ランダムアクセスバースト信号の受信にあたり、プリアンブル部で検出された位相変化量を検出する第１のステップと、
前記位相変化量の検出結果に基づき、データ部のパスをサーチするためのディレイプロファイルを求めるための同相加算回数を制御する第２のステップと、
を含み、
前記第１のステップでは、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割した部分受信信号シーケンスを逆拡散して得られた信号と所定パターンとの複数の相関値に基づき、プリアンブルであるか検出する、ことを特徴とする受信方法。 - 前記第１のステップが、受信信号を入力し、ランダムアクセスチャネルのプリアンブル部の長さに相当する受信信号シーケンスを複数組に分割したそれぞれの部分受信信号シーケンスについて逆拡散し、該逆拡散して得られたそれぞれの信号と所定パターンとの相関値を求める逆拡散ステップと、
前記複数の相関値から、前記受信信号シーケンスがプリアンブルであるか検出するプリアンブル検出ステップと、
前記複数の相関値から、検出されたプリアンブルにおける位相変化量を検出し、前記位相変化量に応じて、ディレイプロファイル生成のための相関値の同相加算回数を制御する信号を出力する位相変化検出ステップと、
を含む、ことを特徴とする請求項１１記載の受信方法。 - 前記第２のステップが、ランダムアクセスチャネルのメッセージ部の受信信号を入力した際に、前記受信信号を逆拡散し、逆拡散して得られた信号と予め定められたデータ部の所定のパターンとの相関値を算出し、前記相関値の同相加算を前記位相変化検出ステップで制御される回数分行い、同相加算された相関結果を電力加算して、ディレイプロファイルを生成するステップを含む、ことを特徴とする請求項１２記載の受信方法。
- 受信装置が、端末から、ランダムアクセス送信のプリアンブルを受信した際に、前記受信したプリアンブルに対して、プリアンブル長を複数に分割したそれぞれの部分プリアンブルについて、拡散符号による逆拡散、および、逆拡散して得られた信号と固定パターンとの相関値の算出を行い、算出された相関値を出力するステップと、
前記受信装置が、複数に分割された部分プリアンブルの相関値から、位相変化量を算出し、算出された位相変化量から、ディレイプロファイル生成における同相加算回数を制御するステップと、
前記受信装置が、受信信号をデータ部拡散符号にて逆拡散した信号と所定のデータ部パイロットパターンとの相関値を算出し、前記相関値を前記制御された同相加算数だけ同相加算を行い、同相加算された相関結果を電力加算してディレイプロファイルを生成するステップと、
を含む、ことを特徴とする受信方法。 - 受信装置が、端末から、ランダムアクセス送信のプリアンブルを受信した際に、受信したプリアンブルに対して、プリアンブル長を前半及び後半の２つに分割したそれぞれの部分プリアンブルについて、拡散符号による逆拡散、および、逆拡散して得られた信号と固定パターンとの相関値の算出を行い、算出された相関値を出力するステップと、
前記受信装置が、プリアンブル前半部分と後半部分の相関値を合成して、受信電力値を算出し、検出閾値との比較を行い、閾値を越えていたらプリアンブルが検出されたと判定するステップと、
前記受信装置が、プリアンブル前半部分と後半部分の相関値から、位相変化量を算出し、算出された位相変化量から、ディレイプロファイル生成における同相加算回数を制御するステップと、
前記受信装置が、ランダムアクセス送信のメッセージ部の受信信号を、データ部拡散符号にて逆拡散した信号と所定のデータ部パイロットパターンとの相関値を算出し、前記相関値を前記制御された同相加算数だけ同相加算を行い、同相加算された相関結果を電力加算してディレイプロファイルを生成するステップと、
前記受信装置が、前記生成されたディレイプロファイルから、受信信号の強度レベルを検出し、最適な複数の受信パスを選択するステップと、
前記受信装置が、前記選択された受信パスをそれぞれのフィンガに割り当て、復調処理を行い、受信復調データを生成するステップと、
を含む、ことを特徴とする受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003061329A JP4211437B2 (ja) | 2003-03-07 | 2003-03-07 | ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003061329A JP4211437B2 (ja) | 2003-03-07 | 2003-03-07 | ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004274317A JP2004274317A (ja) | 2004-09-30 |
| JP4211437B2 true JP4211437B2 (ja) | 2009-01-21 |
Family
ID=33123579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003061329A Expired - Fee Related JP4211437B2 (ja) | 2003-03-07 | 2003-03-07 | ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4211437B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4555702B2 (ja) * | 2005-02-21 | 2010-10-06 | 富士通株式会社 | 歪補償装置 |
| JP4646773B2 (ja) * | 2005-10-06 | 2011-03-09 | 日本放送協会 | 局側終端装置及び光送信機並びに加入者側終端装置 |
| JP4866690B2 (ja) * | 2006-09-11 | 2012-02-01 | 富士通株式会社 | プリアンブル受信装置 |
| WO2008090602A1 (ja) * | 2007-01-23 | 2008-07-31 | Fujitsu Limited | 受信機 |
| JP5050870B2 (ja) * | 2008-01-18 | 2012-10-17 | セイコーエプソン株式会社 | 測位方法、プログラム及び測位装置 |
| JP5050871B2 (ja) * | 2008-01-18 | 2012-10-17 | セイコーエプソン株式会社 | 測位方法、プログラム及び測位装置 |
| JP5093342B2 (ja) * | 2008-02-26 | 2012-12-12 | 富士通株式会社 | 無線基地局装置、周波数偏差検出方法及び移動体通信システム |
| JP5321659B2 (ja) * | 2011-08-29 | 2013-10-23 | 富士通株式会社 | プリアンブル受信装置 |
| US9756657B2 (en) * | 2013-07-22 | 2017-09-05 | Texas Instruments Incorporated | Wireless network signal to interference plus noise ratio estimation for a random access channel |
-
2003
- 2003-03-07 JP JP2003061329A patent/JP4211437B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004274317A (ja) | 2004-09-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100402225B1 (ko) | 수신 신호를 복수의 ｆｆｔ 윈도우로 분할하여 상호 상관계수의 연산 처리를 저감시킨 패스 서치 회로 | |
| JP4933646B2 (ja) | チャネル推定を改善するシステム及び方法 | |
| KR100711842B1 (ko) | 가입자 단말기의 반송파 주파수 오프셋을 추정하기 위한방법 및 장치 | |
| US7058399B2 (en) | Search window delay tracking in code division multiple access communication systems | |
| JP4504567B2 (ja) | コヒーレント・ワイヤレス通信システムにおいて信号サーチを実施するための装置および方法 | |
| JP2002246952A (ja) | 移動体通信システムと基地局ならびに通信制御方法 | |
| EP1220482B1 (en) | Search method in cdma mobile communication receiving system and receiving device | |
| EP1289216B1 (en) | Phase error correction apparatus in CDMA system using both a continuous and an intermittent pilot using different spreading codes | |
| JP4211437B2 (ja) | ランダムアクセスバースト信号受信装置及び方法 | |
| JP3544643B2 (ja) | チャネル推定装置及びチャネル推定方法 | |
| JPH11196460A (ja) | 移動通信システムにおける信号の伝送方法および拡散符号同期法 | |
| JP3676986B2 (ja) | 無線受信装置及び無線受信方法 | |
| JP2001358621A (ja) | フェージング周波数推定回路及び該回路を備えたｃｄｍａ受信装置 | |
| JP2000224076A (ja) | 受信装置 | |
| JP2003347968A (ja) | パス位置検出方法およびｃｄｍａ受信装置 | |
| WO2012142010A1 (en) | Method and apparatus for determining uplink noise power in a wireless communication system | |
| JP5093342B2 (ja) | 無線基地局装置、周波数偏差検出方法及び移動体通信システム | |
| JP4142259B2 (ja) | Ｒａｋｅ受信装置およびその方法 | |
| KR20020059848A (ko) | 수신 장치, 기지국 장치, 통신 단말 장치 및 수신 방법 | |
| JP3150129B2 (ja) | Ｃｄｍａ移動体通信受信装置 | |
| WO2004028019A1 (en) | Method and device for detection of a umts signal | |
| JPH1056402A (ja) | 同期追従装置 | |
| JP2005311914A (ja) | 無線受信装置及び無線受信方法 | |
| JP2003298468A (ja) | パスサーチ装置及び方法 | |
| JP2004312318A (ja) | 通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060213 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080327 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080715 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080916 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20081007 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20081020 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111107 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111107 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121107 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |