CN1518802A - 减少扩展频谱噪音 - Google Patents

Abstract

来自一个或多个基站的同信道导频信号干扰的估计值可以在一个接收机上形成并且从接收的信号中减掉以便改进所需信号的检测。通过只选择特定的被估计的并且被处理的互相关项，可以减少导频干扰消除的复杂性。其余的项或者互相关数值可以从该计算中删去，减少计算的复杂性。另外，可以存储选择判定以便减少过分地重新评价选择判定的需要。

Description

减少扩展频谱噪音

技术领域

本发明通常涉及扩展频谱通信系统，特别地还涉及在通信系统的移动手机里的降低噪音装置。

背景技术

一个常规的扩展频谱信号可以被看作窄带信息方位信号i[t]与无信息的宽带″扩展″信号p[t]混频的结果。如果B_i和B_p分别表示i[t]和p[t]的带宽，那么应用于接收机的″处理增益″是Bp/Bi。该接收机同步该输入信号到p[t]的一个本地产生的变型p0[t]，并且将接收信号与p₀[t]混频，因此从该信号去掉p[t]并且″压缩(collapsing)″该信号为″信息带宽″B_i。

扩展信号p[t]典型地是某类编码序列，例如伪随机码。在许多码分多路访问(CDMA)系统里，码是具有良好的″类噪音″特性却非常容易建立的M序列。

例如，在用于蜂窝式通信的IS-95标准里，作为一个扩展码，前向通道(基站到移动设备(base to mobile units))采用64码片(chip)Walsh码(目的在于分到每个基站(base)的64个不同用户)和周期性伪随机噪声(PN)序列(目的在于分开不同的基础)。参见TIA/EIA IS-95A″用于双工模式宽带扩展频谱蜂窝系统的移动系统基站兼容标准″远程通信工业协会。因此，用于每个用户的扩展信号p[t]是它的Walsh码与它的基站的PN序列的当前64码片相结合。

为了使扩展信号的本地模型(version)p₀[t]与原始模型(version)p[t]同步，该基站通过一个导频信号z[t](该导频信号z[t]只不过是当前PN序列乘以全部一个Walsh码)另外传送当前PN序列。该移动装置然后同步它的局部代码生成器到导频信号，在该导频信号之后，该可移装置可以使用它的Walsh码和当前PN序列解扩展接收的信息方位信号。

Walsh码Wi，I＝1，...64，是彼此完全地正交的，因此在一个非分散的传输通道里，尽管同时并且在相同传输频率上传送，仍然会有用户之间的完全分离。

然而，实际的信道是时间分散的，导致在接收机采集许多传输信号的回波处的多径效应，其中每个传输信号具有不同的并且随机变化的延迟和振幅。在这种方案里，码的正交性被打破并且该用户不再是单独的。因此，当试图检测仅仅单个用户时，一个移动装置把全部其它信道用户(包括来自其它基站的信号)看作干扰的产生原因。这造成信噪比(SNR)降低并且因此减少移动装置的接收质量。

在多径信道的情况下，该移动设备另外处理不传送信息的导频信号以便确定并且跟踪该信道的多路参数。为了这种目的，该移动设备包括一个检测并且跟踪该衰减的信道估计器，由信道″抽头″

表示，对于每一个主路径该相对延迟由 表示。该移动设备然后应用该信道信息到它们的检测操作中。

在导频干扰消除中，为了提高期望信号乃至许多期望信号的检测，来自一个或多个基站的同信道导频信号里的干扰估计值在该接收机上形成并且从该接收信号中减掉。因为每个接收机看似较少的有效干扰，它从该基站需要较少的传输功率以便获得它的想要的信息组错误率。这种发射功率节约可能用来支持更多用户或者提供高速率数据。干扰的总体减少还可以提供其它好处，例如增加覆盖范围。

导频信道干扰消除特别地具有引力由于它的低实施例复杂性。导频信道的信息量和结构已知是一个先知，这使得精确判断和干扰项的产生相对容易。然而，还希望的是进一步地减少导频信道干扰消除方法的计算复杂性。

因此，存在一种对消除导频信道干扰的更简单方法的需要。

附图说明

图1是按照本发明一个实施例用于一种移动装置的数据检测器的方框图图例；

图2是用于图1的检测器的一个干扰处理器的方框图；

图3A是用于图1数据解码器中的标准的先有技术瑞克接收机的一个方框图；

图3B是一个方框图，描述按照本发明的另一个实施例构成和实施的导频干扰消除瑞克接收机；

图4是按照本发明一个实施例的可替换的数据检测器的方框图，用于消除多个导频信号的干扰的一个移动装置；

图5是按照本发明一个实施例的一个流程图；

图6是按照本发明一个实施例的流程图；以及

图7是按照一个实施例的用于软件的一个流程图。

具体实施方式

如图1所示，在一个实施例中，用于一个移动式通信装置的检测器10接收一个信号r(n)，该检测器10包括一个瑞克接收机12、一个导频处理器11以及解码器18。在一个实施例中，该导频处理器11包括一个同步装置13和一个信道估计器14。在一个实施例中，该检测器10还包括一个干扰处理器20，该干扰处理器20利用现有的信道估计器14和同步装置13的输出。

信号r(n)是该接收信号的模型(version)，该接收信号已经滤波和向下变为一个基带信号并且已经以每码片M抽样和每码元N码片的速率抽样，其中M和N一般地是整数。在IS-95 CDMA标准中，存在每码元n64码片并且该码片速率是1.2288×10⁶码片/每秒，也就是说T_chip大约0.8μ秒。

同步装置13同步该检测器到基站的PN序列并且提供当前PN序列到瑞克接收机12和干扰处理器20。信道估计器14估计信道抽头hi和与每个指针相联系的延迟τ_i。瑞克接收机12使用用户的Walsh码(事先是已知先验的)解扩展当前用户的用户数据信号，当前PN序列，估计的信道抽头 和估计的指针延迟

图3A中更详细地地示出了瑞克接收机12以每个码元抽样一次的方式产生估计的用户数据信号X(n)。

接收信号r(n)包括所有当前用户(当前基站和其它可能的邻近基站)的数据信号，至少当前基站的导频信号及其他由传输、接收不同噪声源所引起的干扰项等等。名词″导频信号″可以用来指当前基站的导频信号，通常该导频信号是由该移动装置收到的最强的导频信号。

干扰处理器20确定在用户数据信号X(n)上的导频信号的串音干扰效应C(n)。因为该导频信号的功率通常明显地大于其它信道用户的导频信号(保证每个同步装置13可以同步到它)，取消导频信号干扰效果C(n)(通过减法器22)应该显著地改进估计的用户数据信号X(n)。进一步，与在下文描述的一致，干扰效应相对容易计算，因此可以在一个移动手机里实现干扰处理器20，其中可以方便地减少计算负担。

减法器22从瑞克接收机输出X(n)中去掉干扰效应C(n)，因此产生一个数据信号的新模型X’(n)。在某些实施例中，减法器22可以用在瑞克接收机之内，例如对于每个指针，不用从如图1.中所示的瑞克输出中减掉全部导频干扰。新的模型X’(n)可以通过已知方法由一个解码器18在一个实施例中解码。

图2中所示的干扰处理器20确定由于该导频信号引起的通过瑞克接收机12的串话干扰，以及由此产生由该导频信号所引起的干扰效应。串话干扰具有 ${\hat{h}}_i{\hat{h}}_j*{\mathrm{\ρ}}_a(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right).$ i≠j的形式，其中*指示复共轭，ρ_a(k，n)是用户和用于第n传送码元的导频扩展码的互相关，ρ_p(k′)取决于基带滤波器抽头并且在一个传输信号上定义发送与接收整形滤波器的效应，k是定义在整数码片(也就是k是一个整数)中的一个延迟并且k’是在分数码片(也就是k’是一个实数)中定义的一个延迟。典型地，k’是按T_chip/M单位计量的。

因为基带滤波器抽头是事先(a priori)是已知的并且不会随时间变化，对于所有的可能值k′，可以事先确定ρ_p(k′)并且保存在一个查找表格30中。一个已知的收发两用机整形滤波器效果发生器32按如下分工确定ρ_p(k′)：

${\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)={\∫}_{-\∞}^{\∞}\mathrm{\α}(t-k^{\′})\mathrm{\β}(-t)\mathrm{dt}$ 公式1

其中k’典型地不同于以T_chip/M为步长的-L^Tchip/M＜k’＜+L^Tchip/M，α(t)是整个传送整形滤波器的脉冲响应并且β(t)是整个接收整形滤波器的脉冲响应。因为ρ_p(k′)随着k’的增加而下降，选定L指示ρ_p(k′)非常小的点。换句话说，选择L，使ρ_p(L^Tchip/M)＜＜ρ_p(O)。例如按照IS-95标准定义传送滤波器脉冲响应α(t)。在IS-95中，它位于6.1.3.1.10″基带滤波器″中(IS-95-A+TSB74的6-31-6-33页)。接收滤波器脉冲响应β(t)是一个设计方案，为了使要求的信号噪声比达到最大，β(t)典型地选定等于α(-t)*。因此事先已知脉冲响应α(t)和β(t)。对于每个k’值，发生器32的输出保存在查找表格30中。

因为所有的Walsh码和全部的PN序列是事前已知的(PN序列是有限长的并且周期性的)，并且因为每个码元以PN序列的N值传送，对于k和n所有的可能值，ρ_a(k，n)还可以是一个先知的并且保存在一个查找表格34中。一个先验(priori)的扩展码互相关器36如下确定ρ_a(k，n)：：

${\mathrm{\ρ}}_a(k,n)=\frac{1}{2N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{q}_{\mathrm{pilot}}(m+k,n)q_{\mathrm{user}}{(m,n)}^{*}$ 公式2

q_x(m，n)＝x_Walsh(m)*PN(m+nN)

x＝pilot or user

0≤m≤(L-1)per symbol n

-∞≤n≤∞

PN(m+nN+kQ)＝PN(m+nN)m，n，k

其中，与上述公式定义的一样，导频和用户Walsh码q(m，n)是N码片序列并且PN(n)是一个长度Q的伪随机数序列的一个周期扩展部分，其中对于IS-95标准，Q是2¹⁵。

干扰处理器20另外包括一个指针串话干扰确定器38，它从信道估计器14接收估计的信道抽头 和估计的指针延迟

并且应用它们和这些保存在两个查找表格30和34中的信息，以便确定对于给定信道、信道延迟和导频信号的两个指针i，j的串音效应。

特别地，干扰处理器20首先确定k0’的值，其中 ${k0}^{\text{'}}={\widehat{\mathrm{\τ}}}_i-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_j,$ 之后干扰处理器20启动串音效应确定器38，按下述公式确定串音效应a_ij(n)：

$a_{i,j}\left(n\right)=\underset{k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{*}{h}}_j{\mathrm{\ρ}}_a(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$ 公式3

其中该总和是对于所有由|k-int(k0’)|＜J和|k’-k0’|＜J分别定义的k0’周围范围内的k和k’执行的。J是一个设计参数并且一般地在1到10范围内。延迟差值k’和k按照一个码片步长分级，其中所有延迟差值k’包括k0’的分数部分。因此，例如如果k0’是7.25码片，则k’可能是5.25、6.25、7.25、8.25和9.25，k可以是5、6、7、8和9。

数量a_i，j(n)是沿着指针i到指针j上用户信号的导频信号的干扰估计值。可以假定许多指针，虽然通常是三个。对于三个指针，i和j从0到2变化。在IS-95标准中，Walsh码完全地正交的，项a_i，j(n)同样都是零。然而，对于非正交的码，这种项通常是非零的。

为了计算a_i，j(n)，干扰处理器20从查找表格34对于每个k值和第n码元检索ρ_p(k，n)值，并且从查找表格30对于每个k’值检索τ_p(k′)值。干扰处理器20对于指针的每个设置(i，j)启动串音效应确定器38，其中对于每个设置，ko’值首先确定为k和k’的范围。

在一个实施例中，干扰处理器20另外包括一个指针干扰效应确定器40和一个总的干扰效应确定器42。指针干扰效应确定器40确定每个指针的干扰效应Bj(n)如下：

$B_j\left(n\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{a}_{i,j}\left(n\right)$ 公式4

其中基于信道中的指针数目而进行求和。总的干扰效应确定器42确定总的干扰效应C(n)作为Bj(n)的总和。总的干扰效应C(n)是干扰处理器20的输出。如图3B中所示，瑞克接收机12可以从独立指针成分中减掉独立指针干扰Bj(n)，因此直接产生正确的估计的用户数据信号X’(n)。

通过取消导频信号的干扰效应，尽管不是全部取消的噪音，而是取消了影响用户信号X(n)的噪音的有效部分，但也因此增加了解码器18的工作质量。进一步，干扰处理器20的计算负担相对较小，特别地在某些实施例中，因为两个互相关ρ_a(k，n)和ρ_p(k′)可以事先确定并且保存在查找表30和34中。另外地，从公式2，可以在″运行时″确定ρ_a(k，n)，因为它的计算仅仅包括PN″码片″上的求和，在IS-95标准中，仅仅接受±1±j的值。

在一个范例里，图3A中所示的瑞克接收机12具有三个指针，每个在它关联的指针上执行大约相同的操作。在一个实施例里，每个指针包括一个解扩展器50，一个窗口加法器52，一个采样器54，一个指针增益乘法器56和一个复数到实数转换器58。另外，第二和第三指针包括延迟器60.。在3G实施例里，转换器58可以被省略。

被称为第0指针的第一指针用作参照指针。第二和第三指针(被认为是第一1^th和第二指针(2^th))分别具有由 和

定义的延迟，并且分别与0th指针有关。延迟60器通过它们的相对于0^th指针的延迟而延迟接收信号r(n)。对于整体来说，

设置为零。

解扩展器50通过扩展信号q_user解扩展接收信号r(n)(0th指针)或者延迟信号(第一1^th和第二指针2^th)。窗口加法器52基于N抽样的窗口对解扩展器50的输出求和并且用该结果除N。采样器54对每个N^th数据点抽样。指针增益乘法器56以关联信道抽头 的复共轭乘采样信号。转换器58获得合成信号的实数部分。加法器62对每个指针的输出求和并且产生由此而来的数据信号X(n)。

图3B的瑞克接收机12’类似于图3A的瑞克接收机，(因此，类似的元件采用类似的附图标记)比图3A的瑞克接收机多加了三个减法器64。减法器64从有关的乘法器56的输出中减掉有关的指针的指针干扰效应Bi(n)。瑞克接收机12’的输出是校正数据信号X’(n)。

当移动设备在两个或更多基站之间大约等距时，图4的数据检测器10’对移动设备特别地有用。在这些位置上，移动设备以近似相等的强度接收许多基站的导频信号。两个导频信号干扰发送数据信号。

数据检测器10’类似于图1的数据检测器10，因为它包括瑞克接收机12、减法器22和解码器18.。数据检测器10′还包括多个NB干扰处理器20和相应的导频处理器，每个基站一个干扰处理器20进行干扰处理。在一个实施例中每个导频处理器11包括一个同步装置，一个信道估计器和一个延迟估计器。然而，在数据检测器10’中，每个导频处理器11同步到不同基站的导频，因此，每个干扰处理器20产生不同基站导频的干扰效应。为了产生随后由可选择的解码器18解码的校正信号X’(n)，减法器22从数据信号X(n)中去掉处理器20的许多干扰效应输出。

总之，在瑞克接收机12输出上的总的导频干扰是：

$I_{\mathrm{Total}}\left(n\right)=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}{B}_f\left(n\right)$

$=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{f,p}\left(n\right)$

$=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_p\underset{k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$                 公式5

$\≅\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_p\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$

$=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$

其中：

B_f(n)是相应于指针f的导频干扰，定义在公式4中；

a_f，p(n)是来自指针p信道抽头的在指针f上的导频干扰，定义在公式3中(如同以前提到的，对于f＝p，_af，p(n)＝0，因为Walsh码是正交的，因此公式5中的对应元素不必计算.)；

ρ_a(f，p)(k，n)是指，在延迟k和对于第n(n^th)码元，在指针f上期望的用户特征和指针p的导频特征之间的互相关项，其定义在公式2中；

ρ_p(k′)定义在公式1中的发送与接收滤波器之间的互相关。

是指针f的估计的振幅/相位；

是路径p的估计的振幅/相位；

F是接收机上瑞克指针的数目；

P是所有基站的所有路径的导频路径的总数额；

k₀是

的整数部分，也就是说指针f和指针p之间整数倍数码片中的延迟；

J是一个设计参数，如按照公式3的文本所述。

可以看出，存在许多需要计算的不同单元和然后合并产生对于n-th码元在瑞克输出上可看到的总导频干扰Itotal(n)。为了进一步地减少计算复杂性，这里描述几个用于不同选择结构的不同实施例。希望选择公式5中的那些对Itotal(n)贡献最大的项，因此减少与不同项计算相应的计算复杂性并且减少与它们合并成为单一项Itotal(n)相对应的计算复杂性，同时使性能损失减到最少。

同时如上所述的导频消除结构基于互相关计算，其它导频消除结构可以基于导频信号本身的再生而不是它们在瑞克输出上的互相关效应而导出。如下所述的选择结构同时应用于那些导频消除方法中的至少一些。

同样，当导频信道干扰消除和多用户检测接收机(本领域已知的)以及干扰消除接收机(本领域已知的)共同使用时，可以使用以下描述的相同方法。

在一个实施例中，所有项 ${\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k_{,}n){\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 被计算，然后这些项依照它们的大小排序，并且最后只使用最强的S。S是一个用户定义的参数，它允许以性能交换合并复杂性(that allowstrading combining complexity)。

在另一实施例里，所有的项 ${\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k_{,}n){\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 被计算，但仅仅利用那些高于一个预先定义阈值TH1的项。

上述两个实施例实际上会减少合并复杂性，只是还需要产生所有的项。进一步地，能避免产生所有的项的减少性能，项可以通过基于信道抽头估计值

和Tx & Rx滤波器之间的互相关ρ_p(k′)产生选择判定而获得。优点是信道抽头与该码元率相比正常地缓慢变化，并且ρ_p(k′)元素也同样缓慢变化(甚至比信道抽头变化还缓慢)。因此，在极低速率上选择(例如每100码元一次)；因此不必计算特征序列之间的所有互相关项并且合并它们。只不过与选择的要素相对应的那些项需要计算并且合并。

参考图5，滤波器抽头数据108和信道抽头数据110可以按照方框112中的指示处理。然后，为了干扰消除目的，可以由一个选择结构114做出决定关于在计算导频信道干扰中使用什么串话干扰项判断。一旦已经做出这些判断，可以由一个干扰消除结构116计算仅仅与选择的项相关联的导频信道多路访问干扰而确定该导频信道干扰。

在另一实施例中，首先计算不同积

然后依照它们的大小分类，最后只考虑S最大的项。因此，减少了合并复杂性，并且不必计算没有选择的与那些积 相联系的所有互相关项ρ_a(f，p)(k，n)项。这减少了合并复杂性和互相关复杂性。

在另一实施例里，为了减少计算所有矢量积 的需要，信道抽头 可以首先依照它们的大小排序，然后只计算S1最强抽头的矢量积，从S1最强抽头的矢量积中选择S2最大积。

在另一实施例里，除上述选择之外，可以根据p和f指针之间的延迟，通过将该项 $\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 中J值设置为不同的值，实现额外的复杂性减小。因此，如果指针之间的延迟接近Tc的整数倍数，ρ_p(k′)接近在正确抽样实例上的采样的尼奎斯特(Nyquist)脉冲，则J可以选定接近零。作为分数延迟方法Tc/2，J应该增加到覆盖ρ_p(k′)的有效时间间距。

作为另一实施例存在于图6，对于每个与基站i的导频指针j相联系的指针来说，干扰项的估计从使用导频指针相关器基(base)、导频指针j解扩展围绕基站的多个导频路径(方框68)开始，如方框70中所指示的。下一个接收的振幅和相位可以对于每个导频路径而估计，如在方框72里所指示的。输出信号

结果包括对于该指针的

对于每个导频路径，如方框76中指示，可以确定与用于接收机12的每个指针所要求的用户码相联系的子串话干扰项，以便计算 $C_{f,p}=\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 或者从存储器存取这些数值，其中该子串话干扰项包括基带传送和接收机滤波器效应，如果它们已经预计算并且存储以加速和简化随后的计算。

每一个子串话干扰项可以适当地与对应的导频路径的复振幅估计值加权以产生 ${\hat{h}}_p\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p)).$ 在此情况下，可以实现一个或多个下列选项。在第一选项里，可以对于选择的子串话干扰项C_f，p而计算源于导频路径p干扰的指针干扰项。在第二选项里，可以对于选择的子串话干扰项C_f，p而计算源于导频路径p干扰的瑞克加权指针干扰项

作为第三选项，计算独立瑞克加权子互相关项

${{{\hat{h}}^{*}}_p{\hat{h}}_f\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n){\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p)).$

当每个指针的导频干扰分别减掉时，第一选项是可取的。当总导频干扰从瑞克接收机的输出中一次减去时，第二和第三选项是可取的。

接收机12的每个指针然后通过累加所有与不同导频路径相联系的互相关形成导频干扰的一个估计值，如方框84中指示。其次，来自接收机12的每个指针的适当的导频干扰可以减掉，如方框86中指示。

在一个实施例中，在方框86中，每个指针的导频干扰可以分别地减掉。那么对于每个指针：

$B_f=\underset{\underset{\mathrm{to\; selection}}{\overset{p}{\mathrm{According}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}=\underset{\underset{\mathrm{to\; selection}}{\overset{p,k,k^{\′}}{\mathrm{According}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

在另一实施例里，总导频干扰可以从瑞克一次接收的输出中减去：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{to\; selection}}{\overset{f}{\mathrm{According}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{B}_f=\underset{\underset{\mathrm{to\; selection}}{\overset{f,p}{\mathrm{According}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}=\underset{\underset{\mathrm{to\; selection}}{\overset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{According}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_p^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_a\left(k^{\′}\right)$

接收的路径/指针振幅

和两个值的积

还可以从方框74中计算的数值获得。

从上述描述的操作中产生某种程度的复杂性，特别地相对于方框76、78和84中显示的操作。举例来说，假定存在每个基站L个路径的B个基站。另外，假定考虑互相关计算中基带滤波器的影响，我们考虑合并的发射/接收基带滤波器的T个抽头。因此，方框76、78和84中包含的操作数目大约如同下述。为了确定对于互相关项的加权，(BL-1)LT互相关计算需要包括(BL-1)LT相乘和(BL-1)L(T-1)相加。对于第三代CDMA系统，这些可以全部是复值的操作。加权的互相关项的判断可以包括(BL-1)L复值的相乘并且导频干扰的估计值可以包括(BL-2)L复值的加法。

如果导频的扩展码和用户信号是周期的并且存在足够的存储器存入整个码周期的所有互相关，由于在每个码元里不重复设置在方框76上的计算，因此可以减少一些复杂性。更确切些，当发生任何改变时，这些存储的互相关数值(方框88)可以容易地被更新，例如，当一个新的指针产生或者消失时，或者当接收信号路径的相对定时显著地改变时。

由于只选择这些被估计且处理的最强互相关项，因此导频干扰计算的复杂性可以进一步地减少。按照一个实施例，这些互相关项的选择可以基于相应导频路径的复振幅估计值，如在方框74所指示的。该方法实质上减少了被处理的导频路径数目。

例如，减少互相关项的选择标准可以包括仅仅简单考虑最强的L路径，这些选择标准全部按照可提供的处理能力而选择。另外地，这些标准可以基于一些阈值，例如包括全部基站接收功率的一个最小化百分比的路径或者相对功率超过一定的最小值的路径。

按照一个实施例，方框74中对于选择子串话干扰项的方法可以基于估计的接收振幅、路径和/或指针的幅度：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{strongest\; fingers},\left|{\hat{h}}_f\right|}{\overset{f}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}\underset{\underset{\mathrm{strongest\; paths},\left|{\hat{h}}_p\right|}{\overset{p}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}$

另外，路径和/或指针的估计的接收振幅积的幅度：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p\right|}{\overset{f,p}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}$

可以用作选择标准。如同另一实施例，可以使用这些估计的等效发射/接收滤波器抽头加权。

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{f}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_p\underset{\underset{\mathrm{strongest}{\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)}{\overset{k,k^{\′}}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

另一实施例可以包括使用路径和指针的估计接收振幅以及这些估计的等效的Tx/Rx滤波器抽头加权的3路积(3-way products)的幅度：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)\right|}{\overset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

但另一实施例可以使用按照选择标准的子串话干扰项幅度：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{serongest}\left|{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n)\right|}{\overset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_a\left(k^{\′}\right)$

另一有效的选择标准是由等效的Tx/Rx滤波器抽头加权的子互相关项的幅度 $I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{strongest}\left|{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)\right|}{\overset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right),$ 还可以将等效的Tx/Rx滤波器抽头加权和相应路径和指针的接收振幅的积来加权的这些子互相关项的幅度

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_f{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)\right|}{\overset{f,\mathrm{pk},k^{\′}}{\mathrm{Selected\; based\; on\; strongest}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$ 按这样的方式使用，

当作为互相关项的幅度 $I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{strongest}\left|C_{f,p}\right|}{\overset{f,p}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p},$

由对于每个项的相应接收路径幅度加权的互相关项的幅度，

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_p{C}_{f,p}\right|}{\overset{f,p}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}$

和由相应路径和指针的接收振幅的积加权的互相关项的幅度。

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}\right|}{\overset{f,p}{\mathrm{Selected\; based\; on}}}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}$

在某些实施例中选择过程如下：

1.选择那些如上所述的具有最强的选择参数数值(S固定)的S项；和/或

2.选择具有高于一定的绝对阈的选择参数的全部项；和/或

3.选择具有高于一定的相对阈值的全部项。

使用这种方法清除P路径可以省去PLT复值的串话干扰计算，这将出现在方框76上。该包括PLT复值的相乘和PL(T-1)复值的相加，假定互相关不保存在存储器中。另外，在方框80中所指示的这些操作期间，可以省去PL复数数值相乘，在方框84中指示的操作中可以省去PL复值的加法。

按照另一实施例，串话干扰项的选择可以基于串话干扰数值，这些串话干扰数值源于方框76所指示的操作中的串话干扰项的计算。在该情况下，一旦计算了，就可以如方框78所指示选择这些串话干扰数值。

可以使用许多不同类型的选择标准，从多个串话干扰数值中进行选择。例如，选择标准可以包括仅仅获得最强的S1串话干扰数值，S1按照可用的处理能力来选择。作为另一实施例，该标准可以基于一定的阈值，例如包括全部串话干扰能力的一个最小化百分比的串话干扰数值或者串话干扰相对功率在一定的最小值之上的串话干扰数值。

清除基于该标准处理的N串话干扰数值可以节省方框79中指示的N复值的相乘和方框84中指示的N复值的加法操作。

作为另一方法，不是仅仅将选择标准建立在串话干扰数值的基础上，该选择标准可以基于加权的串话干扰数值，如方框82中所指示的。基于该标准，清除基于该标准处理的N加权的串话干扰数值，节省方框84所指示的N复值的加法操作。

此外，在某些实施例中，也能够在扩展码的整个周期期间，存储所有加权的串话干扰数值的选择判定。这避免了重新计算已经确定是可以忽略的加权的串话干扰数值。如果前面是可以忽略的，加权的串话干扰数值显著地改变，那么选择判定表的表值可以重新设定。

在某些实施例里，由方框74、78、79和82所表示的许多方法可以仅仅一前一后地使用或者以任何组合的方式使用。使用方框74中指示的第一方法，不考虑某些导频路径。使用方框78中指示的第二方法，进一步地删去对其余导频路径的一些串话干扰的处理。最后，使用方框82中指示的方法，进一步地减少如方框84中所指示的操作中处理的加权的互相关的数目。

在先前描述的实施例里，导频干扰消除和串话干扰选择应用程序主要地根据基于导频干扰消除的后解扩展(post-despread)互相关来执行。一种类似方法可用于简化再扩展/解扩展导频干扰消除的实施例。在这种干扰消除算法里，通过利用恰当的导频扩展码再扩散该导频数据和然后以采样速度利用恰当的基带滤波器抽头滤波来再产生实际干扰信号。

通过到达用户信号通路(一个指针)的一个导频路径有助于干扰消除，并且通过以采样速度从接收信号中消除再生的扩展导频信号估计值能执行干扰消除。作为另一范例，将再生的导频信号估计值可以与用户码进行相关处理，然后所得到的串话干扰可以从解扩展接收信号以码元速率消除。图6中说明的简化方法还可以用来简化再扩展/解扩展导频干扰消除算法的实施。

此处阐明的原则同样适用于包括多用户联合检测以及源于多用户信道和/或多路径的干扰消除的系统。除了仅仅单个数据用户的L多路检测支路之外，也可以具有用于检测K个用户的KL检测支路。对于每个检测支路，此处阐明的加权互相关项原则同样适用于包括多用户联合检测以及消除源于多用户信道和/或多路径干扰的系统。代替仅仅单个数据用户的L个多路检测支路，可能具有用于检测K个用户的KL探测支路。对于每个检测支路，可以消除源于所有其它信号和路径的加权的互相关项，该路径包括但不限于该导频信号。

最后，尽管本发明实施例已经在CDMA下行链路环境里描述过了，但此处阐明的原则同样地适用于包括导频信道的CDMA上行链路，例如那些用于第三代CDMA系统的导频信道。

关于本发明特定的实施例，可以在无线CDMA系统里实现功率(capacity)、覆盖率和性能的提高而不需要包括基站的发射机的任何改变。另外，在某些实施例里，还可以转化功率增益(capacity gain)以支持租用(hired)的数据率服务的传送。

最后，参考图7，按照一个实施例，可以通过软件实现图6中描述的复杂性的减小。在此情况下，由方框74、78、79和82所指示的每一个操作都可以在接收另一个操作的结果之后以软件方式实现，在一个实施例中也可以以硬件方式实现。因此，在一个实施例中，互相关选择软件90可以存储在一个基于干扰处理器20的处理器里。

通常，软件90对于每个在方框72(图6)中确定的导频路径，接收接收机振幅/相位估计值并且选择如方框94中所指示的互相关项。然后，软件90可以接收在方框76(图6)中确定的选择子互相关并且相应地可以如图7中方框98中所指示的，以码元速率选择该数值。其次，如图7的方框100中所指示的，可以接收在方框77(图6中)中确定的选择的互相关项被。基于这种信息，互相关数值或者项可以被选择，如方框102中指示。其次，如方框80(图6中)所示，可以确定加权的选择互相关或者选择的子互相关项并且可以如图7的方框104中所示，接收这种信息。接收的信息可能用来选择加权值，如图7的方框106所示。

虽然已经相对于有限数量的实施例描述了本发明，但本领域的技术人员可以从中理解其许多的改进和变化。覆盖所有这类改进和变化的所附权利要求落入本发明真正的精神和范围之内。

Claims (30)

1.一种装置，包括：

一个导频信道多路访问干扰消除结构；

一个耦合到该消除结构的选择结构，所述选择结构只选择由消除结构计算的导频多路访问干扰项的一部分。

2.如权利要求1的装置，其中导频信道多路访问干扰消除以计算导频信道特征和至少一个用户特征之间的互相关为基础。

3.如权利要求1的装置，其中导频信道多路访问干扰消除基于在解扩展之前再生导频信号并且消除它们的影响。

4.如权利要求1的装置，其中导频信道多路访问干扰消除基于在解扩展之后再生该导频信号并且消除它们的影响。

5.如权利要求1的装置，其中所述选择结构对于消除装置提供一个已知的选择复杂性等级同时使干扰抵消效应达到最大。

6.如权利要求1的装置，其中所述消除结构基于滤波器抽头。

7.如权利要求1的装置，其中所述消除结构基于信道抽头估计器。

8.如权利要求1的装置，其中所述选择结构基于信道抽头估计器和滤波器抽头。

9.如权利要求1的装置，其中所述消除结构基于互相关数值。

10.如权利要求1的装置，其中所述选择结构基于信道抽头估计器、滤波器抽头和互相关数值。

11.如权利要求1的装置，其中所述选择结构选择较大的串话干扰项。

12.如按照权利要求11的装置，其中该消除装置只消除较大的串话干扰项的影响。

13.如权利要求1的装置，其中所述选择结构基于对于该导频路径该项是否超过一个阈值而选择一个导频路径。

14.如权利要求1的装置，其中所述选择结构包括一个基于处理器的系统，该系统选择多路访问干扰项。

15.如权利要求1的装置，其中所述选择结构选择加权的互相关项并且拒绝其它加权的互相关项。

16.如权利要求1的装置，其中所述选择结构以码元速率选择互相关数值并且在该码元速率上拒绝其它互相关数值。

17.如权利要求1的装置，其中所述消除结构计算导频干扰的所有项。

18.如权利要求1的装置，其中消除结构计算小于所有导频干扰项以便确定要被消除的导频干扰效应。

19.一种方法，包括：

计算导频多路访问干扰项以消除导频信道干扰；并且

只选择导频多路访问干扰项的一部分。

20.如权利要求19的方法，包括计算所有导频干扰的项并且只选择一定的所述项用于导频信道干扰消除。

21.如权利要求19的方法，包括计算小于导频干扰的所有干扰项以便确定要被消除的导频干扰效应。

22.如权利要求19的方法，包括至少部分地以导频信道特征和至少一个用户特征之间的互相关为基础确定导频信道多路访问干扰。

23.如权利要求19的方法，包括至少部分地以再生导频信号为基础计算导频信道多路访问干扰消除并且在解扩展之前消除它们的影响。

24.如权利要求19的方法，包括至少部分地以再生新的导频信号为基础确定导频信道多路访问干扰计算并且在解扩展之后消除它们的影响。

25.如权利要求19的方法，包括基于所得到的计算的复杂性等级和干扰消除的有效性来选择多路访问干扰项。

26.一种产品，包括一个媒介存储指令，使以处理器为基础的系统能够：

计算导频多路访问干扰项以消除导频信道干扰；和

只选择该导频多路访问干扰项的一部分。

27.如权利要求26的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使以处理器为基础的系统计算所有导频干扰项并且只选择用于导频信道干扰消除的一定的所述项。

28.如权利要求26的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使以处理器为基础的系统计算小于所有导频干扰的干扰项以便确定要被消除的导频干扰效应。

29.如权利要求26的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使以处理器为基础的系统至少部分地基于导频信道特征和至少一个用户特征之间的互相关来确定导频信道多路访问干扰。

30.如权利要求26的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使以处理器为基础的系统至少部分地基于再生的导频信号来计算导频信道多路访问干扰消除和在解扩展之前消除它们的影响。

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