CN1106094C - 扩频通信系统中的自适应均衡抑制干扰的方法 - Google Patents

Abstract

一个诸如扩频通信系统的移动站(410)的通信设备包括一个接收器(100)，该接收器具有一个抑制接收扩频信号中的干扰并产生均衡信号(126)的自适应均衡器(104)。一个导频信道解调器(110)解调均衡信号以便产生对导频信道的估测。一个累加器(112)比较导频信道估测和预定数据模式以便产生一个差错信号(124)。一个业务解调器(108)解调均衡信号以便产生一或多个业务信道。

Description

扩频通信系统中的自适应均 衡抑制干扰的方法

本发明涉及通信系统，更具体地本发明涉及扩频通信系统中利用自适应均衡抑制干扰的通信设备和方法。

在扩频通信系统中，从基站到移动站的下行链路传输包含一个导频信道和多个业务信道。所有的用户对导频信道进行解码。每个业务信道只被一个单独的用户解码。因而，使用一个基站和移动站都知道的码对各个业务信道进行编码。使用一个基站和所有移动站都知道的码对导频信道进行编码。对导频和业务信道进行编码扩展了系统中的传输的频谱。

扩频通信系统的一个例子是基于电信工业协会/电子工业协会(TIA/EIA)临时标准IS-95，“用于双模式宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”(“IS-95”)的蜂窝无线电话系统。系统中的各个用户使用相同的频率，但通过使用分别的扩展码可以彼此区分这些用户。其它的扩频系统包括在1900MHZ频率上工作，通称为DCS1900的无线电话系统。其它的无线系统和无线电话系统也使用扩频技术。

IS-95是直接序列码分多址(DS-CDMA)通信系统的一个例子。在DS-CDMA系统中，通过一个伪随机噪声(PN)码对传输进行扩展。通过码片对数据进行扩展，其中码片是扩频最小周期键控单元。

在扩频通信系统中使用的移动站使用了瑞克接收器。一个瑞克接收器由包含两个或更多个接收器分支的匹配滤波器接收器构成，接收器分支独立接收射频(RF)信号。各个分支估测信道增益和相位，并且解调RF信号以产生业务符号。在符号混合器中混合接收器分支的业务符号以产生一个接收信号。

在扩频通信系统中利用瑞克接收器混合多路径射线，并且借此实施信道分集。多路径射线包含直接从发送器接收的视线射线和从物体和地形反射的射线。在接收器上接收的多路径射线在时间上是间隔的。时间间隔或时间差通常相当于几个码片时间。通过混合各个瑞克分支输出，瑞克接收器完成了路径分集。

通常，瑞克接收器分支被分配给最强的多路径射线集。也就是说，接收器找出局部最强的接收信号。分配第一个分支接收最强的信号，分配第二个分支接收次最强的信号，等等。当接收信号强度因衰减或其它原因改变时，相应改变分支的分配。在分配分支后，最强信号的时间位置缓慢变化，并且通过各个分配的分支中的时间跟踪电路来跟踪这些位置。

对DS-CDMA接收器性能的一个限制是接收器上的多址干扰或噪声。通常，在从基站到用户单元的前向路径上有两个多址干扰源。第一个干扰源是从相同基站或相同基站的相同扇区发送有关的接收信号的多路径。由于封装沃尔什码是正交的，所以从基站发送的多业务信号在基站的发送器上是正交的。在瑞克接收器中，来自正交接收业务信号的干扰被完全抑制。但是，基站和接收器之间的信道中的多路径通过引入时间延迟从而破坏了沃尔什码的正交特性。结果，引入了某些多址干扰。

第二个多址干扰源是来自其它扇区的干扰，其中包括用户单元软越区切换中的那些扇区和不在用户单元软越区切换中的那些扇区。无论使用什么信道，从相邻扇区发送的信号不是正交的，因而在接收中引入了某些多址干扰。在这些情况下，瑞克接收器的性能受到多址干扰的限制。

相应地，在现有技术中需要一种经过改进的DS-CDMA系统干扰抑制技术。

在所附权利要求书中具体提出了本发明的，被认为是新颖的特性。通过下面结合附图所进行的描述可以更好地理解本发明及其目标和优点，在附图中使用类似的编号表示相同的元素，其中：

图1是基于本发明的接收器的第一实施例的模块图；

图2是基于本发明的接收器的第二实施例的模块图；

图3是基于本发明的接收器的第三实施例的模块图；

图4是一个扩频通信系统的模块图；

图5A说明了一个基于本发明的接收器的模块图；

图5B说明了一个可以用于图5A的接收器的维特比解码器520；

图5C说明了一个可以用于图5A的接收器500的解码器；

图6是一个基于本发明的接收器的模块图；

图7是一个基于本发明的接收器的模块图；

图8是一个基于本发明的接收器的模块图。

现在参照图1，接收器100包括一个采样器102，一个自适应均衡器104，一个解扩展器106，一个业务信道解调器108，一个导频信道解调器110，和一个累加器112。接收器100在输入114上接收扩频信号，并且在输出116上产生解调业务信道。在所示的实施例中，接收器100适用于基于电信工业协会/电子工业协会(TIA/EIA)临时标准IS-95，“用于双模式宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”(“IS-95”)的DS-CDMA通信系统。这样的系统包含多个基站，每个基站针对一个具体的地理区域为该区域中的移动站提供无线电话服务。具体地，接收器100非常适于接收从一个远程基站到一个移动站的IS-95下行链路信号。但是，接收器能用于任何适合的扩频系统。

在输入114上接收的扩频信号通常包含多个信道。在一个IS-95系统中，这些信道包含一个导频信道或导频信号，一个寻呼信道和多个业务信道或业务信号。导频信道构成控制信道。该信道用于系统获取但不包含业务数据。多个信道均是基本上正交的，即任何两个信道之间的交叉相关基本为0。例如，在一个IS-95系统中，下行链路包括多达64个的逻辑信道(码信道)。由于信道携带不同的数据流，所以它们是独立的。码信道被一个64沃尔什码组或Hadamard码组封装。导频信道被Walsh(0)封装，业务信道被接收器已知的沃尔什码封装。由于Walsh是正交的，所以发送的信道也是正交的。

采样器102以采样速率将接收的扩频信号转换成离散时间信号。在所示实施例中，采样速率至少两倍于码片速率，在一个IS-95系统中码片速率为1.2288兆码片每秒，等价于大约0.814微秒/码片的码片时间。码片速率高于符号速率。在IS-95中，每个符号有64个码片。符号速率可以是码片速率的四倍，八倍或更高倍。

自适应均衡器104具有一个接收扩频信号的输入118和一个接收差错信号124的输入120。自适应均衡器抑制扩频信号上的干扰以便在一个输出122上产生均衡信号126。自适应均衡器104被等式 $C\left(z\right)=\underset{m=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{C}_m{z}^{-m}$ 定义，其中C_m，-L≤m≤L是均衡器的n个系数。自适应均衡器104可以被实现成一个有限横向滤波器或以任何其它的适当结构实现。自适应均衡器104调整滤波器的系数以便使输出122上由于噪声，干扰和符号间干扰产生的均方差最小。通过差错信号124驱动自适应均衡器104的自适应过程，该信号向均衡器指示方向，沿着该方向调整系数可以更精确地表示输出122上的数据。根据本发明，自适应均衡器104使用接收器100接收的导频信道进行调整，并且产生一个均衡信号。

解扩展器106与自适应均衡器相连并且根据预定的扩展序列产生均衡信号126。扩展序列被诸如蜂窝通信系统中的基站的发送器，和接收器共享。

业务信道解调器108对均衡信号126进行解调以便产生一或多个业务信道。业务信道解调器108包含一个解扩展器130和一个累加器132。解扩展器130利用合适的沃尔什码对均衡信号进行解扩展。由接收器100所工作的通信系统指定沃尔什码。各个业务信道被唯一指定一个沃尔什码并且把相应沃尔什码的标识传送到接收器100以便接收器能够对其指定的业务信道进行解调。累加器132以预定的间隔，比如64码片，累加码片以便在输出116上产生解调数据符号。

导频信道解调器110以类似于业务信道解调器108的方式进行工作。导频信道解调器110解调均衡信号以产生一个导频信道估测。导频信道解调器110包含一个解扩展器136和一个累加器138。解扩展器136使用导频信道沃尔什码对均衡信号进行解扩展。如图1所示，在IS-95中，导频信道沃尔什码包括所有对应于Walsh(0)的+1数据值。在累加器138中以诸如64码片的预定间隔累加解扩展的码片以便产生一个估测导频信号140。如下所述，累加器可以累加任何整数数量的码片，使得自适应均衡器可以适应码片速率任何整数倍数的速率。

累加器112混合估测导频信号140和一个预定数据模式以构成差错信号124。预定数据序列最好与构成导频信道的数据序列相同。在所示实施例中，这是一个所有值为+1的序列。累加器112累加+1值和估测导频信号的负值以构成差错信号124。如果估测导频信号与预定数据模式匹配，则差错信号取0值，并且在自适应均衡器104中不进行任何调整。可以用一个比较器或其它的逻辑装置取代累加器112。累加器112构成一个差错信号产生器，该产生器根据导频信道估测产生差错信号。

如上所述，IS-95前向信道或下行链路使用正交码分隔前向链路导频，寻呼和业务信道。使用正交沃尔什码对前向链路的一个作用是均衡可以产生显著的噪声抑制效应，即使是在码片信号噪声比(SNR)较低的情况下也是如此。噪声抑制的改进取决于信道和Ioc/Ior′，即其它单元干扰与单元内干扰的比率，但不取决于Ec/Ior′，即码片能量与单元内干扰的比率。由于从期望基站或扇区发送的沃尔什码是正交的，所以在信道不具有多路径的情况下在接收器上不会观察到单元内多址干扰。对于具有多路径的信道，通过使用一个强置0均衡器翻转(invert)信道可以完全消除单元内多址干扰。在单元内干扰比其它单元干扰和附加高斯白噪声(AWGN)更突出的情况下，根据该信道的情况可以使用链路性能改进几个dB。

翻转信道会增强附加噪声，该噪声是其它单元干扰和背景AWGN的总和。接收器100使用一个均衡器最优评价出减少的单元内干扰相对于其它单元干扰和AWGN增加的噪声而言所带来的好处，其中该均衡器使用最小均方差(MMSE)原则。

已经被多路径信道过滤的其它单元干扰作为非白噪声在用户单元上出现。如果其它单元干扰比单元内干扰更突出，则MMSE均衡器会抑制其它单元干扰(通过使之变白)并且可以使性能改进几个dB。

如果单元内干扰和其它单元干扰都不显著，则优化均衡器取决于期望单元和用户单元之间的传播路径与干扰单元和用户单元之间的传播路径，并且取决于其它单元干扰和单元内干扰的比率。

可以把接收器的SNR与一个诸如瑞克滤波器的匹配滤波的SNR相比较。通过计算一个无限脉冲响应(IIR)MMSE均衡器的SNR可以更直接地估计出均衡器的有限性能。

令{f_i}表示从期望扇区到包括接收器100的移动站的信道的脉冲响应系数，并且令F(z)表示信道的z变换，该变换由F(z)＝∑f_iz^-i表示。由 $C\left(z\right)=\frac{F^{*}(1/z)}{P\left(z\right)+(I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}})}$

定义该应用的MMSE均衡器C(z)，其中

P(z)＝F(z)F^*(1/z)

并且Ioc/Ior表示其它单元干扰(包含AWGN)与单元内干扰的比率。

由 ${\left(\frac{E_c}{N_t}\right)}_{\mathrm{MMSE}}=\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}\left(\frac{b_o}{1-b_o}\right)$

定义MMSE均衡器C(z)的输出122上的码片信号噪声比率，其中 $b_o=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\underset{-\mathrm{\π}}{\overset{\mathrm{\π}}{\∫}}\frac{P\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)}{P\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)+(I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}})}\mathrm{d\ω}$

并且Ec/Nt是信道上码片能量与总噪声的比率。通过比较，由 ${\left(\frac{E_c}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF}}=\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}\left(\frac{1}{\mathrm{\Σ}{p}_i^2-1+(I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}})}\right)$

定义诸如瑞克接收器的匹配滤波器接收器的码片信号噪声比率，其中序列{p_i}是P(z)的逆z变换。在上述公式中，假定信道{f_i}的能量等于1，使得∑|f_i|²＝1(意味着|P₀|²＝1)。并且，在上述两个公式中，假定其它单元干扰Ior与附加高斯白噪声具有相同的统计特性。

通过MMSE均衡器获得的性能改进独立于Ec/Ior′，即一部分分配给期望业务信道的前向链路能量。这一点不同于标准的，均衡器性能取决于信噪比的单用户均衡问题。为此，在指定信道P(z)上的MMSE均衡器的性能改进完全是Ioc/Ior的一个函数。性能改进Δ是两个接收器的码片信号噪声比之间的比率，并且由 $\mathrm{\Δ}=\left(\left(\frac{b_o}{1-b_o}\right)(\mathrm{\Σ}{p}_i^2-1+(I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}}))\right)$ 定义。对于小的Ioc/Ior，由于MMSE均衡器近似于抑制主要的单元内干扰的强置0均衡器，所以可以大大地改进接收器性能。对于大的Ioc/Ior，MMSE接收器和匹配滤波器接收器几乎等价，使得均衡只产生轻微的性能改进。但是，只在附加高斯噪声为白噪声时这种情况才成立。可以归因于多路径信道过滤的其它单元干扰的附加干扰通常是非白干扰，并且通过使用MMSE均衡器抑制其它单元干扰可以大的性能改进。

如图1所示，根据本发明，利用导频信号实现MMSE均衡器。响应导频信号产生一个差错信号并且使用该信号调整自适应均衡器104。可以使用任何合适的，诸如最小均方(LMS)或递归最小均方(RLS)的自适应算法。

自适应均衡器104可以被调整到码片速率的任意整数倍上。即累加器138中累加的码片数量可以被选择成任意的正整数。自适应MMSE方案独立于(在小比例因子内)在测量误差之前混合的码片数量。用于测量误差的观察信噪比被增加了有累加码片数量那么多，而算法的迭代速度降低了。通过确定测量SNR和自适应算法迭代速度的最优折衷可以把均衡器的收敛速度优化累加码片数量那么多。

对分配给均衡器的每秒计算次数的限制可以限制均衡器的最大迭代速度。如果是这样，则可以增加在测量误差之前累加的码片数量，直到自适应算法需要的每秒计算次数小于指定的最大值。

图1中测量的均方差不是真的均方差，除非混合的码片数量是64的整数倍并且累加码片所使用的间隔与沃尔什码边界对齐。其原因是只可以在整数个沃尔什码的范围内测量单元内干扰。具有诸如64的具体长度的不同沃尔什码通常只在这个长度上正交并且通常在子间隔内不正交。

如上所述，其它单元干扰被当作附加高斯白噪声。但是，来自任何特定扇区的干扰更适于被当作有色高斯噪声。如果通过多路径信道观察到来自一个单扇区干扰源的其它单元干扰，由于信道引入了频谱整形，所以该干扰不再是白噪声。令其它单元和移动接收器之间的信道具有脉冲{g_i}和z-变换G(z)＝∑g_iz^-i。在这些定义下，其它单元干扰的功率谱变成

I_oc→I_oc(z)G^*(1/z)，

其中已经对信道进行规则处理以便使∑|g_i|²＝1。

这个其它单元也通过多路径信道的问题可以等价于上述使用滤波器G^-1(z)对来自其它单元的噪声去白的问题。针对期望扇区产生的等价信道为

F′(z)＝F(z)G^-1(z)

伴随F(z)产生的MMSE均衡接收器的所有结果被F′(z)取代。

针对匹配滤波器接收器性能和均衡器相对于匹配滤波器的改进的表达式必须被修改成非白其它干扰。匹配滤波器的性能可以被修改成使用下述表达式的非白其它单元干扰。令 $c_o=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\underset{-\mathrm{\π}}{\overset{\mathrm{\π}}{\∫}}F\left(e^{\mathrm{iw}}\right)F^{*}\left(e^{-\mathrm{iw}}\right)G\left(e^{\mathrm{iw}}\right)G^{*}\left(e^{-\mathrm{iw}}\right)\mathrm{dw}$ $=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\underset{-\mathrm{\π}}{\overset{\mathrm{\π}}{\∫}}X\left(e^{\mathrm{iw}}\right)G\left(e^{\mathrm{iw}}\right)G^{*}\left(e^{-\mathrm{iw}}\right)\mathrm{dw}$

在这种定义下，由 $\left(\frac{E_c}{N_t}\right)=\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}\left(\frac{1}{\mathrm{\Σ}{p}_i^2-1+(I_{\mathrm{or}}/I_{\mathrm{or}})c_0}\right)$

定义匹配滤波器接收器的SNR，并且由 $\mathrm{\Δ}=10\log \left(\left(\frac{b_o}{1-b_o}\right)(\mathrm{\Σ}{p}_i^2-1+(I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}})c_0)\right)$

定义MMSE均衡器和匹配滤波器接收器之间的SNR差值Δ，其中现在b₀是针对F′(z)而不是F(z)评测出的。

自适应均衡器104会自动抑制其它单元或扇区的非白干扰。没有必要对均衡器进行修改。

在一个乘法常量中，MMSE均衡器对于从相同扇区发送的所有业务信道而言都是相同的。这个结果有两个重要的影响。第一，利用IS-95中可用的非调制导频信号可以训练均衡器。第二，在多个业务信道被分配给一个单独用户的高数据速率应用中，可以利用相同的均衡器解调所有的业务信道。已知可以把均衡器修改到码片速率的任意倍数上。

令序列{r_i}表示图1的均衡器的输入。这个序列可以被写成 $r_i=\underset{j=1}{\overset{\#\mathrm{users}}{\mathrm{\Σ}}}{A}_j\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{b}_{j,k}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{f}_l{p}_{j,i+64k-l}+n_i$

其中对于第j个信道(沃尔什码)，A_j表示信号振幅，b_j，k表示第k个数据符号，序列{p_j，i}表示扩展序列(这里所谓的扩展序列是沃尔什码和长度为2¹⁵的扩充MLSR序列)。序列{f_i}表示期望扇区和移动站之间的信道，序列{n_i}是通常为非白噪声的固定高斯噪声序列。注意，在图1中，导频信道的Walsh相关器在N个码片上进行累加，业务信道的Walsh相关器在64个码片上进行累加(在IS-95中每位的码片数量)。导频相关器的这种一般特性被用于指定一个涉及速率的事项，其中均衡器被修改到该速率上。假定在信道1上发送期望的信号，并且由 $R_l=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{l+i-1}{p}_{1,i}^{*}$

定义长度L的向量R。通过定义，长度L的MMSE均衡器c最小化由

               E(|R^Hc-1|²)

定义的均方差，其中上标H被用来表示共轭转置。上述定义可以被用来表示由

           c＝E(RR^H)^-1E(R)＝Γ^-1μ

定义的MMSE均衡器，其中协方差矩阵Γ具有LxL的维数，μ是长度L的向量，其具有的元素由

                μ_l＝E(R_l)＝NA₁f_l

定义。

对于具有正交信道(诸如沃尔什码)的CDMA系统，协方差矩阵Γ由 $\left(\mathrm{orthogonal\; codes}\right)$ $+(1-\mathrm{\δ}(N-64))N\left(\underset{j\≠1}{\mathrm{\Σ}}{A}_j^2\right)f_l{f}_m^{*},$

定义，其中φ(·)是附加噪声序列{n_i}的共轭，并且δ被用来表示狄拉克三角函数。注意如果相关长度N等于64，即每个符号中的码片数量，则累加中的最后一项为0。对于使用随机码(独立并且均匀分布的Bernoulli随机变量序列)的系统，具有乘上最后一项的三角函数的因子消失了，并且由 $\left(\mathrm{random\; codes}\right)$ $+N\left(\underset{j\≠1}{\mathrm{\Σ}}{A}_j^2\right)f_l{f}_m^{*}$

定义共轭矩阵。噪声序列{n_i}包括具有频谱强度N0的高斯白噪声和来自其它扇区的多址干扰。为了进行说明，假定单独一个扇区是不来自期望扇区的所有多址干扰的干扰源。令序列{g_I}表示这个干扰扇区和用户单元之间的信道。在这个模型中，由

定义附加噪声序列{n_i}的共轭，其中B_j表示来自干扰扇区的第j个信道(沃尔什码)的振幅。

在上述定义下，MMSE均衡器c的输出上的均方差可以被写成

             MSE_c＝1-μ^HΓ^-1μ

并且由 ${\mathrm{SNR}}_c=\frac{{\mathrm{\μ}}^H{\mathrm{\Γ}}^{-1}\mathrm{\μ}}{1-{\mathrm{\μ}}^H{\mathrm{\Γ}}^{-1}\mathrm{\μ}}$

定义信噪比。

现在可以对上述MMSE均衡器给出下面的结论。第一，在一个乘法常量下，MMSE均衡器对于所有业务信道都是相同的。第二，在一个乘法常量下，MMSE均衡器对于使用正交码(例如在IS-95中使用的沃尔什码)的CDMA系统和使用随机扩展码的系统都是相同的。

根据第一点结论，其中意味着只需要一个均衡器对所有来自一个具体扇区的业务信道进行解调。并且，第一点结论意味着可以使用IS-95导频信号训练MMSE均衡器，并且更普遍地，所有非调制的业务信道都可以被用来训练MMSE均衡器。

第二点结论是重要的，这是因为允许按照不同于符号速率的速率调整MMSE均衡器。如果相关长度N小于沃尔什码长度64，则不用于有关信道的扩展码对相关器输出产生的影响不会是0，并且共轭矩阵Γ与使用随机扩展码的CDMA系统的共轭矩阵相同。这样，对于任何的相关长度N，用于导频信道的MMSE均衡器处在期望信道的MMSE均衡器的乘法常量之内。因而，如果选择使用导频信道训练均衡器，则能够以任何等于码片速率整数倍(如图1所示)的速率修改均衡器。

利用Sherman-Morrison恒等式可以证明上述结论。开始时，令矩阵A被定义成

。在这种定义下，对于正交码而言，遵循 $\mathrm{\Γ}=\mathrm{\Λ}+(N^2{A}_1^2+(1-\mathrm{\δ}(N-64))N\left(\underset{j\≠1}{\mathrm{\Σ}}{A}_j^2\right)){\mathrm{ff}}^H=\mathrm{\Λ}+{\mathrm{\αff}}^H$ 并且对于随机码而言，遵循 $\mathrm{\Γ}=\mathrm{\Λ}+(N^2{A}_1^2+N\left(\underset{j\≠1}{\mathrm{\Σ}}{A}_j^2\right)){\mathrm{ff}}^H=\mathrm{\Λ}+{\mathrm{\βff}}^H$

在上述等式中，f是信道系数{f_i}的向量，并且以上述方式隐含地定义乘法常量α和β。现在，注意Λ和f不取决于对那个信道进行均衡(在这种情况下为信道1)，或者业务信道是否正交。并且，Λ和f均不取决于混合码片数量N。

在上述定义下，

               c＝Γ^-1μ

               ＝(Λ十ηff^H)^-1NA₁f

其中根据信道是正交的还是随机的，η等于α或β。利用Sherman-Morrison恒等式，对合适的常数λ和R该式变成 $c={(\mathrm{\Λ}-\mathrm{\ηf}{f}^H)}^{-1}{\mathrm{NA}}_{1}f$ ${=\mathrm{NA}}_1({\mathrm{\Λ}}^{-1}f-\frac{\mathrm{\η}}{1+\mathrm{\λ}}{\mathrm{\Λ}}^{-1}{\mathrm{ff}}^H{\mathrm{\Λ}}^{-1}f)$ ${=\mathrm{NA}}_1(1+\frac{\mathrm{\η}}{1+\mathrm{\λ}}{f}^H{\mathrm{\Λ}}^{-1}f){\mathrm{\Λ}}^{-1}f$ ${=\mathrm{\κ\Λ}}^{-1}f$

根据最后的同等关系，显然在一个比例因子κ(取决于具体的信道，混合的码片数量N和扩展码是正交的还是随机的)内，MMSE均衡器只取决于Λ和f。这样就完成了对上述结论的证明。

由于任何与MMSE均衡器只相差一个正常量ε的均衡器εc均会产生一个具有与MMSE均衡器的输出相同的SNR的输出，所以乘法常量是不重要的。虽然均衡器输出的SNR不受乘法常量的影响，但任何这样的比例因子在两个方面是具有潜在重要性的。第一方面，根据接收器的设计，不合适的比例会增加所需的接收器的动态范围。虽然各个业务信道的MMSE均衡器的比例因子具有潜在的差别，但任何单独的均衡器对所有通过它的业务信道信号的增益都是相同的。这样，接收器中均衡器的内涵(inclusion)不应影响均衡器之后的信号路径中的任何动态范围事项。第二方面，在软越区切换中，需要各个均衡器输出正确比例以便使混合结果的SNR最大。下面结合图2和3讨论在软越区切换期间如何使用基于本发明的接收器。

使用诸如接收器100的包含一个自适应均衡器的接收器可以提供一个重要的优点。不管正在对哪个信道(沃尔什码)进行解调，MMSE均衡器均是相同的。这样就允许使用导频信道训练并调整自适应均衡器。并且，在某些以高数据速率发送数据的应用中，可以为一个单独的用户分配几个沃尔什码。由于均衡器对于所有信道都是相同的，所以高数据速率用户可以使用对于要解调的信道而言都是相同的均衡器。

现在参照图2，其中示出了基于本发明的接收器的第二实施例。接收器200包括一个采样器202，一个第一接收器电路201和一个第二接收器电路203。在这个实施例中，针对在两个远程收发器或基站之间进行软越区切换的移动站，配置接收器使之联合两个MMSE均衡器的自适应。

第一接收器电路201包括一个第一自适应均衡器204，一个第一解扩展器206，一个第一业务信道解调器208，一个第一导频信道解调器210，一个第一延迟部件212和一个增益部件213。类似地，第二接收器电路203包括一个第二自适应均衡器214，一个第二解扩展器216，一个第二业务信道解调器218，一个第二导频信道解调器220，一个第二延迟部件222和一个增益部件223。可以指定各个接收器电路从诸如基站的远程发送器接收一个扩频信号。为了完成图2中的部件的说明，接收器200还包括一个混合器224，一个累加器226和一个混合器228。在混合器228中混合接收的信号以便后面的处理。

接收器电路201和接收器电路203以类似于图1中的接收器100的方式进行工作。采样器202按照采样速率把接收的扩频信号转换成离散时间信号，其中采样速率是码片速率的整数倍，例如是码片速率的一倍，二倍，四倍或八倍。在第一接收器电路201中，自适应均衡器204具有一个接收扩频信号的输入230和接收差错信号234的输入232。自适应均衡器204抑制扩频信号中的干扰以便在输出238上产生一个均衡信号236。解扩展器206根据一个预定扩展序列对均衡信号236进行解扩展。业务信道解调器208对均衡解扩展信号进行解调以便产生一个对业务信道上发送的数据序列的估测。业务信道解调器包括一个解扩展器240和一个累加器242。解扩展器240通过在有关的业务信道上使用合适的沃尔什码对均衡信号进行解扩展。累加器242按照一诸如64码片的间隔累加码片以便产生一个解调业务信道。在第一延迟部件212中把解调数据延迟一段预定的时间，在增益部件213中乘上合适的增益，接着传递到混合器228。

在第二接收器电路203中，自适应均衡器214具有一个接收采样扩频信号的输入250和接收差错信号234的输入252。自适应均衡器214抑制扩频信号中的干扰以便在输出258上产生一个均衡信号256。解扩展器216根据一个预定扩展序列对均衡信号256进行解扩展。第一接收器电路201和第二接收器电路203使用的扩展序列对应于具体的基站。在软越区切换中，各个接收器电路会从不同的基站接收信号，因而扩展序列会不同。例如，在IS-95中，扩展序列是一个公共序列的不同分段。

业务信道解调器218对均衡解扩展信号进行解调以便产生一个对业务信道上发送的数据序列的估测。业务信道解调器包括一个解扩展器260和一个累加器262。解扩展器260通过在有关的业务信道上使用合适的沃尔什码对均衡信号进行解扩展。累加器262按照一诸如64码片的间隔累加码片以便产生解调数据。在第二延迟部件222中把解调数据延迟一段预定的时间，在增益部件223中乘上合适的增益，接着传递到混合器228以便与来自第一接收器电路201的解调数据进行混合。

配置第一接收器电路201的导频信道解调器210和第二接收器电路203的导频信道解调器220以便联合接收器200的两个自适应均衡器的自适应。在各个接收器电路中，导频信道解调器解调从自适应均衡器接收的均衡解扩展信号以便产生一个导频信道估测。导频信道解调器210包括一个解扩展器264和一个累加器266。解扩展器264使用合适的导频信道沃尔什码对均衡信号进行解扩展。在累加器266中按照一个预定间隔累加解扩展的码片以便产生一个估测导频信号272。类似地，解调器220包括一个解扩展器268和一个累加器270。解扩展器268使用导频信道沃尔什码对均衡信号进行解扩展。在累加器270中按照一个预定间隔累加解扩展的码片以便产生一个估测导频信号274。

在图解的实施例中，在两个接收器电路中使用的导频沃尔什码是相同的编码，均为逻辑1。这点与IS-95实现是一致的。但是，可能有必要使用不同的沃尔什码对不同的导频信道进行解扩展。并且，如上所述，累加器266和累加器270可以累加任何整数数量的码片，例如64个码片。

在混合器224中混合来自第一接收器电路201的估测导频信号272和来自第二接收器电路203的估测导频信号274。混合器224累加两个估测导频信号并且向细小加器具226提供结果。累加器226混合结果和一个预定数据模式以便构成差错信号234。在图2中，象IS-95中的导频信号那样，预定数据模式全为1。差错信号234被提供给自适应均衡器204和自适应均衡器214。

在图2的实施例中，两个自适应均衡器匹配到一个公共的差错信号上。在这里被称作联合自适应。在联合自适应中，在混合两个均衡器之后测量误差。在这种实现中，均衡器系数的幅度自动调整比例以便使混合结果的SNR最大。但是，应当注意在导频振幅或业务信道的振幅不相等的情况下需要所示的增益校正。在图2中，A0和B0表示导频振幅，A1和B1表示有关的业务信道的振幅。

只要基站或扇区正在通过业务信道向有关的用户发送信号，来自基站或扇区的信号便是“活跃的”。即使未指定一个均衡器，该信号也被认为是活跃的。类似地，如果基站或扇区正在通过一个业务信道向用户发送数据，则基站或扇区被称作处于用户软越区切换状态。无论用户单元是否为扇区分配一个分支或均衡器，通常都是如此。

对于软越区切换，接收器200从第一远程发送器接收第一扩频信号并且从第二远程发送器接收第二扩频信号。远程发送器可以是蜂窝无线电话系统的基站服务单元，也可以是这种系统中一个单独单元的发送器服务扇区。这是一个双路软越区切换的例子。在可选的实施例中，可以提供附加接收器电路和自适应均衡器以便能够进行三路，四路，…n路软越区切换。

接收器200根据第一扩频信号和第二扩频信号中的至少一个信号产生一个差错信号。在图2所示的联合自适应的情况下，根据两个扩频信号产生差错信号。接收器200根据差错信号以自适应方式均衡第一扩频信号和第二扩频信号，以便产生第一均衡信号236和第二均衡信号256。接收器200还解调来自第一均衡信号236的第一业务信道和来自第二均衡信号256的第二业务信道。最终，接收器200在混合器228中把第一业务信道和第二业务信道当作接收数据来混合。

如果多于两个单元或扇区处于软越区切换状态，接收器200可以检测多个扩频信号，其中包括第一扩频信号和第二扩频信号。如果该接收器比具有自适应均衡器的接收器具有更多处于软越区切换状态的扇区，则接收器200选择具有最优质量的扇区作为活跃信号，并且与发送活跃信号的发送器一起进入软越区切换状态。接收器200为第一扇区分配一个第一自适应均衡器，并且为第二扇区分配一个第二自适应均衡器。当一个处于软越区切换状态并且没有分配均衡器的扇区的信号质量估测超过一个被分配了均衡器的扇区的信号质量估测时，接收器200通过重新分配一个自适应均衡器用一个信号取代其它信号。通过这种方式，接收器200将其资源分配给具有最好信号质量的基站或扇区。

图3说明了基于本发明的接收器的第三实施例。接收器300包括一个采样器302，一个第一接收器电路和一个第二接收器电路303。在这个实施例中，针对两个远程收发器或基站之间处于软越区切换状态的移动站，配置接收器，使得两个MMSE均衡器以单独自适应的方式工作。

第一接收器电路301包括一个第一自适应均衡器304，一个第一解扩展器306，一个第一业务信道解调器308，一个第一导频信道解调器310，一个第一差错信号产生器312，一个第一延迟部件314，一个累加器316，一个信噪比(SNR)计算器318，一个系数计算器320，一个增益部件322和一个增益部件324。类似地，第二接收器电路303包括一个第二自适应均衡器334，一个第二解扩展器336，一个第二业务信道解调器338，一个第二导频信道解调器340，一个第二差错信号产生器342，一个第二延迟部件344，一个累加器346，一个SNR计算器348，一个系数计算器350，一个增益部件352和一个增益部件354。在累加器356中累加来自各个接收器电路的输出信号。将会分配接收器电路以便从诸如基站的不同发送器接收扩频信号。

接收器电路301和接收器电路303以类似于图1中的接收器100的方式进行工作。在第一接收器电路301中，采样器302按照采样速率把接收的扩频信号转换成离散时间信号。采样速率是码片速率的整数倍，例如是码片速率的一倍，二倍，四倍或八倍。自适应均衡器304具有一个接收扩频信号的输入360和接收差错信号364的输入362。自适应均衡器304抑制扩频信号中的干扰以便在输出368上产生一个均衡信号366。解扩展器306根据一个预定扩展序列对均衡信号366进行解扩展。业务信道解调器308对均衡解扩展信号进行解调以便产生一个对业务信道上发送的数据序列的估测。业务信道解调器308包括一个解扩展器370和一个累加器372。解扩展器370通过在有关的业务信道上使用合适的沃尔什码对均衡信号进行解扩展。累加器372按照一个诸如IS-95中的64码片的间隔累加码片以便产生解调数据。在第一延迟部件314中把解调数据延迟一段预定的时间，在增益部件322和324中乘上合适的增益，接着传递到累加器356。

导频信道解调器310解调来自解扩展器306和自适应均衡器304的均衡解扩展信号以便产生一个导频信道估测。导频信道解调器310包括一个解扩展器374和一个累加器376。解扩展器374使用合适的导频信道沃尔什码，例如逻辑全1码，对均衡信号进行解扩展。在累加器376中按照一个预定间隔，例如64码片，累加解扩展的码片以便产生一个估测导频信号377。在累加器316中，把估测导频信号377与导频信号的一个诸如逻辑全1数据序列的预定数据序列相比较。第一差错信号产生器312包括一个累加器378和一个累加器379。累加器378从解扩展器374接收解扩展码片并且在预定的间隔上累加码片。该间隔可以是码片速率的任何整数倍数。在累加器379中，把累加器378的输出与导频信号的一个诸如逻辑全1数据序列的预定数据序列相比较，以便产生差错信号364。

第二接收器电路303以基本类似的方式工作。自适应均衡器334根据一个差错信号384抑制扩频信号中的干扰以便产生一个均衡信号386。解扩展器336根据一个预定扩展序列对均衡信号386进行解扩展。业务信道解调器338对均衡解扩展信号进行解调以便产生一个对业务信道上发送的数据序列的估测。业务信道解调器338包括一个解扩展器390和一个累加器392。解扩展器390和累加器392以类似于第一接收器电路301的解扩展器370和累加器372的方式工作。解调的业务符号被提供给第二延迟部件344，被延迟了一个预定时间并且被提供给增益部件352和354。导频信道解调器340包含一个解扩展器394和一个累加器396。解扩展器394和累加器396产生一个估测导频信号397。在累加器346中，把估测导频信号397与导频信号的一个诸如逻辑全1数据序列的预定数据序列相比较。第二差错信号产生器342包括一个累加器398和一个累加器399。累加器398从解扩展器394接收解扩展码片并且在预定的间隔上累加码片。该间隔可以是码片速率的任何整数倍数。在累加器399中，把累加器398的输出与导频信号的一个诸如逻辑全1数据序列的预定数据序列相比较，以便产生差错信号384。

这样，接收器300分别调整自适应均衡器的自适应并且混合两个接收器电路的输出。在分别自适应的情况下，必须估测或测量各个均衡器的信噪比，以便能够计算最优混合系数。SNR计算器318，348估测各个接收器电路的SNR。系数计算器320，350确定各个接收器电路的最优混合系数。通常，如果均衡器输出的均方差和方差分别为ζ和σ2，则最优混合系数为ζ/σ2。在图2所示的联合自适应的情况下，如果导频振幅不相等或业务信道振幅不相等，则需要使用A0，A1，B0，B1指示的增益校正。A0和B0表示两个扇区的导频振幅，A1和B1表示业务信道振幅。使用分别或单独的自适应需要在测量均方差之前混合的码片数量为64码片的整数倍，并且混合间隔与沃尔什码边界对齐。针对导频信道和业务信道的振幅进行增益校正。可以把自适应均衡器修改到码片速率的整数倍速率上。

使用接收器300进行的软越区切换类似于使用图2中接收器200进行的软越区切换。但是，分别产生针对各个接收器电路并且用于单独的均衡器的自适应的差错信号。

图4说明了一个可以使用本发明的扩频通信系统400。通信系统400包括多个基站，其中包含基站402和404。各个基站被分别连接到一个移动交换中心406，该中心控制系统内的通信，和系统与公共交换电话网408之间的通信。通信系统400可以是一个根据IS-95进行工作的蜂窝电话系统，其它类型的蜂窝或移动通信系统，固定无线本地环路系统或其它类型的无线系统。

配置各个基站以便和诸如移动站410的固定或移动收发器进行射频(RF)通信。相应地，各个基站包含一个诸如基站402的接收器412，基站404的接收器414的接收器，和一个诸如基站402的发送器416，基站404的发送器418的发送器。各个发送器发送一个扩频信号，该信号包括一个第一信号和一个第二信号，第二信号基本和第二信号正交。第一信号可以是IS-95实现中的导频信道，第二信号可以是一或多个业务信道。在IS-95中，导频信道和业务信道均使用一个Walsh或Hadamard码来封装，使得在发送时，信道全部是相互正交的。

移动站410包括一个模拟前端420，一个接收器424，一个发送器426，一个控制部分428和一个用户接口430。模拟前端420对扩频信号进行滤波并且转换成基带信号。模拟前端420还提供模数转换，将基带信号转换成数字数据流以便后续处理。接收器424解调数字数据并且向控制部分428提供解调数据。接收器424最好被实现成接收器100(图1)，接收器200(图2)，或接收器300(图3)。控制部分428控制移动站410的所有操作，包括当移动站410在基站402和基站404之间进行软越区切换时在接收器中分配自适应均衡器。控制部分还控制无线部件和用户接口430之间的交互。用户接口通常包括一个显示器，一个键盘，一个扬声器和一个话筒。发送器426调制数据以便发送到诸如一个基站的远程接收器。调制数据被模拟前端420加以处理并且以射频发送。

在任何通信系统中，接收信道符号的质量和可靠性会随着信道质量的变化而变化。在一个移动蜂窝系统中，信道因移动站或用户单元的移动以及其它因素而发生变化。结果，随着时间推移信道衰减并且信道的多路径结构发生变化。

在使用编码的系统，例如使用卷积编码的IS-95中，解码器可以使用可靠性信息。在IS-95中，使用一个维特比解码器对移动站上的接收传输进行解码。维特比解码器是一个最大相似解码器，该解码器选择或解码信息序列，该信息序列使一个具体的解码矩阵最小化。其它类型的编码和解码器也可以使用可靠性信息。最大相似解码和最小距离解码(或广义的最小距离解码)可被用于网格编码，Reed-Solomon编码，BCH编码等等。

为了最优利用具有编码的系统中的均衡，应当通过对信噪比进行估测定出均衡器的输出，例如图1中输出116上的解调数据，或软越区切换系统中的混合均衡器输出，例如来自图3中累加器356的数据的比例。当信噪比被用来恰当(最优)地定出比例并且混合多个均衡器(如图2所示)的输出时，信噪比可被用来定出一个单均衡器的输出或多个均衡器的混合总和的比例，以便维特比解码器能够对接收传输进行最优的解码(最大相似解码)。可选地，对于其它类型的编码和解码器，通过向解码器提供解调输出和该输出的信噪比估测可以改进解码操作。

图5A说明了基于本发明的接收器500的模块图。接收器500结构上类似于接收器100(图1)和接收器300(图3)，并且操作也类似于这些接收器。接收器500包括一个采样器502，一个自适应均衡器504，一个解扩展器506，一个业务信道解调器508，一个导频信道解调器510，一个差错信号产生器512，信噪比(SNR)估测器514和混合器516。

在图5A中，根据SNR估测器对信噪比的估测，定出均衡器的作为来自业务信道解调器508的数据的输出的比例。在图5A中均衡器的输出被表示成(1)符号估测，而SNR的估测被表示成(2)SNR估测。接收器500的输出被表示成(3)加权符号估测。

图5B说明了一个可以和图5A的接收器500配合使用的维特比解码器520。维特比解码器520从接收器500接收加权符号估测。图5C说明了一个更通用的解码器530，该解码器可以可选地与图5A的接收器500配合使用。如图5C所示，对于使用不同于卷积编码的编码，但仍然使用最大相似或最小距离解码的系统，除解调符号之外最好单独向解码器530提供信噪比估测。

在每个扇区被分配一个均衡器的软越区切换中，接收器必须通过估测混合信噪比定出多个均衡器的混合输出的比例，或者接收器必须单独向解码器提供一个明确的针对混合信噪比的估测。注意，在图3中，通过估测混合信噪比已经定出均衡器输出的比例。这样，图3中接收器300的输出可以直接被提供给诸如图5中解码器520的维特比解码器的输入。

近来，有人对CDMA系统提出建议，要在导频符号和数据符号之间共享相同的扩展码。一个这样的系统是被称作帧模式2的，关于全球移动电信服务(UMTS)的Alpha建议。自适应均衡器可被用于这些系统，尽管必须修改自适应方法。由于只在发送信号已知时才可以测量均衡器/解扩展器的输出上的误差，所以只应在接收导频符号时修改均衡器。

对于在导频符号或导频符号脉冲串之间的接收的数据符号，有必须提供两个定义均衡器系数的选项。如图6所示，第一个选项是在导频符号之间的间隔上固定均衡器系数。图6是基于本发明的接收器600的模块图。接收器600包括一个采样器602，一个自适应均衡器604，一个解扩展器606，一个业务信道解调器608，一个导频信道解调器610，和一个差错信号产生器612。接收器600的结构和操作均类似于上述接收器。但是，为了在导频符号和数据符号之间共享扩展码，接收器600还包括一个开关614和一个开关616。当接收到导频符号或导频符号肪冲串时，开关616闭合，从而允许均衡器604根据导频符号进行自适应调整。当接收到数据符号时，开关616打开并且开关614闭合以便传送来自接收器600的解调数据。在这个选项中，相同的均衡器系数被用来解调连续导频符号脉冲串之间的所有数据符号。

如图7所示的第二个选项使用线性或其它内插方法定义用来解调导频脉冲串之间的数据符号的均衡器系数。图7是基于本发明的接收器700的模块图。接收器700包括一个采样器702，一个自适应均衡器704，一个导频解扩展器706，一个业务解扩展器708，一个业务信道解调器710，一个导频信道解调器712和一个差错信号产生器714。并且，接收器700包括一个如图7中C_int(z)所示的内插均衡器716，一个缓冲区或延迟718，和一个延迟720。

在图7中，C_int(z)被用来表示内插均衡器，其中在自适应均衡器系数之间进行内插，这些系数是自适应均衡器704在有关的数据符号两边的导频脉冲串端点上确定的。如图7所示，如果使用内插法，有必要在相邻导频脉冲串之间的延迟718中缓冲数据符号。类似地，必须在延迟720中缓冲扩展序列以便保持数据符号和扩展序列的时间对齐。在接收到新的导频符号脉冲串之后，可以解调新导频脉冲串和前面的导频脉冲串之间的所有数据符号。一个开关722和一个开关724控制从接收器700提供解调数据并且对均衡器704进行自适应调整。内插法被用来在整个数据脉冲串期间调整均衡器系数。

在UMTS Alpha概念文档中，定义了一个同步信道。一旦实现了同步，在希望的情况下同步信道也可以被用来跟踪信道。在UMTS Alpha概念中，在各个时隙内发送两个同步脉冲串-基本和辅助脉冲串。除了导频脉冲串之外，这两个同步脉冲串均可被用于共享导频/数据信道以便调整均衡器。

图8中图解了一个实现均衡器的自适应调整的方法。图8是基于本发明的接收器800的模块图。接收器800包括一个采样器802，一个自适应均衡器804，和一个业务信道解调器808。当业务信道上出现数据符号时，开关810闭合以便提供作为接收器800的输出的解调数据。为了产生一个调整均衡器804的差错信号，一个差错信号产生器834接收对应于导频符号，基本同步脉冲串和辅助同步脉冲串的信号。一个导频信道解调器812解调导频信道。在所示实施例中，在一个乘法器814中根据数据信道的振幅定出解调导频符号的比例。当出现导频符号时开关816闭合。在UMTSAlpha系统中，不扩展同步脉冲，因而自适应均衡器804的输出被直接提供给一个基本同步脉冲串解调器818和一个辅助同步脉冲串解调器820，从而越过解扩展器806。由于在传输时调制辅助同步脉冲串，所以乘法器821消除了这个调制。在乘法器822和乘法器824根据同步信道的振幅定出两个解调同步脉冲串的比例。当出现基本同步脉冲串时开关826闭合，当出现辅助同步脉冲串时开关828闭合。混合器832混合基本和辅助同步脉冲串，并且混合器830混合该结果和导频符号。总和被提供给差错信号产生器834。当出现导频符号时，或者当出现一个同步脉冲串时，开关836闭合，并且自适应均衡器804根据差错信号进行自适应调整。

这样，在图8中，均衡器被固定在导频/同步脉冲串之间。可选地，类似于图7的实施例，在缓冲数据符号的情况下可以使用内插法。如图8所示，注意有必要利用乘法器821去除在辅助同步信道上使用的调制序列。

如上所述，本发明提供了在扩频通信系统中使用自适应均衡进行干扰抑制的通信设备和方法。通信设备的接收器包括一个利用诸如IS-95系统的导频信道的导频信号进行自适应调整的自适应均衡器。本发明的通信设备和方法提供了重要的优点。

第一，相对于诸如瑞克接收器的匹配滤波器接收器而言，本发明提供了显著的性能优点。当Ioc/Ior较小时可以得到大的改进。如果Ioc/Ior≥1，在其它单元干扰只在一或两个扇区中比较显著的情况下可以得到显著的改进。当均衡器调整到一个最优或一个准最优方案上时，MMSE均衡器的性能至少不低于匹配滤波器接收器。

第二，使用一个自适应均衡器使得接收器不用定期在各个多路径分量之间分配和重新分配瑞克接收器分支，其中从处于移动站软越区切换状态的扇区接收上述分量。为处于移动站软越区切换状态的各个扇区分配一个均衡器。某些研究表明，对于所建议的具有5-20MHZ带宽的宽带CDMA系统，在移动站不向所有重要的多路径分配分支的情况下，接收器更多的解决多路径的能力可以实际降低接收器性能。对于宽带CDMA系统，混合所有重要多路径所需的分支数量可能相当大。例如，当前的CDMA移动站在带宽为1.25MHz的系统中使用三或四个瑞克分支。如果接收器中需要的分支数量与带宽成比例，则所建议的5，10和20MHZ系统会需要16，32和64个瑞克分支。这么多接收器分支的成功分配和再分配是很困难的。

前面已经说明和描述了本发明的一个具体实施例，可以对其进行修改。例如，可以把图2和图3的接收器中包含的接收器电路增加到一个合适的数量。因而在所附权利要求书中试图覆盖所有在本发明的真实宗旨和范围内的变化和修改。

Claims (8)

1.在接收器上接收射频信号的方法，该方法包括的步骤有：

在一个自适应均衡器中，均衡射频信号，产生一个均衡信号；

解调均衡信号，产生解调数据；

通过比较均衡信号的导频信道和一个预定数据序列，产生一个差错信号；

根据差错信号自适应调整自适应均衡器。

2.如权利要求1所述的方法，其中产生一个错差信号包括

产生射频信号的信噪比估测，并且其中自适应调整自适应均衡器包括根据信噪比估测定出解调数据的比例。

3.如权利要求2所述的方法，其中还包括根据最大相似编码算法对定比例解调数据进行解码的步骤。

4.如权利要求1所述的方法，其中均衡射频信号包括：

在一个或多个不连续的导频符号时间间隔内接收导频符号，和

在一个或多个不连续的数据符号时间间隔内接收数据符号，该数据符号时间间隔相对于各个导频符号时间间隔交替出现；

并且其中只在导频符号时间间隔内调整自适应均衡器。

5.如权利要求4所述的方法，其中还包括只在数据符号时间间隔内提供解调数据的步骤。

6.如权利要求1所述的方法，其中均衡射频信号包括：

在一个或多个不连续的导频符号时间间隔内接收导频符号，和

在一个或多个不连续的数据符号时间间隔内接收数据符号，该数据符号时间间隔相对于各个导频符号时间间隔交替出现；

并且其中自适应调整自适应均衡器包括在导频符号时间间隔内调整自适应均衡器，

产生第一均衡信号，

利用来自自适应均衡器的系数在数据符号时间间隔内插入一个内插均衡器，

产生第二均衡信号。

7.如权利要求6所述的方法，该方法还包括的步骤有：

根据第一均衡信号产生差错信号；

解调第二均衡信号心以产生解调数据。

8.如权利要求1所述的方法，该方法还包括的步骤有：

检测射频信号的导频信道和一或多个同步信道；

根据导频信道和一或多个同步信道产生差错信号。

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