CN1391730A - 利用复干扰正交化技术进行干扰对消的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种包括与所需信号和干扰信号的有关分量的通信信号被处理，以产生基带信号，其中所述所需信号和干扰信号根据相应的第一和第二调制序列进行调制。基带信号与第一调制序列相关，例如第一加扰序列和第一扩频序列的组合相关，以产生第一相关输出。基带信号也与第一调制序列和第二调制序列的复分量(例如第二加扰序列)的组合相关，以产生第二相关输出。组合第一和第二相关输出，以产生由第一信号表示的信息的估计，例如，通过组合第一和第二相关输出来产生第一RAKE手指输出，并组合第一RAKE手指输出和第二RAKE手指输出，以产生由所需信号表示的信息的估计。也讨论了有关的接收机装置。

Description

利用复干扰正交化技术进行干扰对消的方法和装置

发明领域

本发明涉及通信系统和方法，更具体地说，涉及通信接收机及其操作方法。

发明背景

无线通信系统通常被用来向用户提供语音和数据通信。例如，诸如那些指定AMPS、ETACS、NMT-450及NMT-900的模拟蜂窝无线电话系统在整个世界已被长期成功地使用。诸如那些符合北美标准IS-54和欧洲标准GSM的数字蜂窝无线电话系统自九十年代初期已经在使用。近来，已引入了广泛标记为PCS(个人通信业务)的多种无线数字业务，包括符合诸如IS-136和IS-95标准的高级数字蜂窝系统、诸如DECT(数字增强无绳电话)的较低功率系统以及诸如CDPD(蜂窝数字分组数据)的数据通信业务。这些和其它一些系统在由Gibson编辑、CRC出版社(1996)出版的移动通信手册中被描述。

图1说明了典型的地面蜂窝无线电话通信系统20。蜂窝无线电话系统20可包括一个或多个无线电话(终端)22，与基站26服务的多个小区24和移动电话交换局(MTSO)28进行通信。尽管图1只示出三个小区24，但典型的蜂窝网可能包括数百个小区，可能包括一个以上的MTSO，并且可服务数千个无线电话。

小区24一般在通信系统20中充当节点，通过所述节点，经由服务小区24的基站26建立无线电话22和MTSO 28之间的链路。各个小区24将分配给它一个或多个控制信道和一个或多个业务信道。控制信道是用于发送小区识别、寻呼和其它控制信息的信道。业务信道传送语音和数据信息。可以通过蜂窝网络20在两个移动终端22之间、或者通过公共交换电话网(PSTN)34在移动终端22和陆线电话用户32之间实现双工无线通信链路。基站26的功能是为小区24处理无线通信。以这样的能力，基站26起着数据和语音信号的中继站的作用。

如图2所示，可以采用卫星42执行与传统地面基站执行的相似的功能，例如，服务于人口稀疏分布的地区或传统陆线电话或地面蜂窝电话基础设施在技术上或经济上不切实际的崎岖地形地区。卫星无线电话系统40一般包括一个或多个42，所述卫星42充当一个或多个卫星地球站44和终端23之间的中继或转发器。卫星通过双工链路46向终端23和地球站44传送无线电话通信。地球站44又可连接到公共交换电话网(PSTN)34，提供卫星无线电话之间的通信及卫星无线电话和传统地面蜂窝无线电话或陆线电话之间的通信。卫星无线电话系统40可利用单个天线波束覆盖系统服务的整个区域，或者如图所示，卫星可以被设计为产生多个最小重叠波束48，其中的每一个服务系统服务区中不同地理覆盖区50。覆盖区50提供与图1中地面蜂窝系统20的小区24相似的服务功能。

传统上使用几种类型的访问技术来向诸如图1和2所示的无线系统的用户提供无线服务。传统的模拟蜂窝系统一般采用称为频分多址(FDMA)的系统建立通信信道，其中离散的频带被用作蜂窝终端与蜂窝基站通信的信道。通常，为了增加系统容量，这些频带在地理上分隔的小区中被重用。

现代数字无线系统一般利用诸如时分多址(TDMA)和/或码分多址(CDMA)的不同多址技术来提供增加的频谱效率。在诸如符合GSM或IS-136标准的TDMA系统中，载波被分为连续的时隙，它们被指配给多个信道，使多个信道可在单个载波上被复用。诸如符合IS-95标准的CDMA系统通过利用“扩频”技术实现增加的信道容量，其中通过利用唯一扩频序列对数据调制的载波信号进行调制来定义信道，所述扩频序列也就是把原始数据调制的载波扩展到通信系统工作的宽频谱部分的序列。

传统扩频CDMA通信系统通常利用“直接序列”(DS)扩频调制。在直接序列调制中，在被功率放大器放大和通过例如空中接口的通信媒介发送之前，利用扩频码或序列直接对数据调制载波进行调制。扩频码一般包括以码片率出现的“码片”序列，码片率一般远远高于发送数据的比特率。

在典型的CDMA系统中，用于特定用户(终端)的数据流首先根据用户特定扩频序列被直接序列扩展，并且，结果信号接着按照小区特定扰码序列被加扰。扩频和加扰的用户数据流接着在通信媒介中被发送。在通信媒介中，多个用户的扩频信号一般组合形成复合信号。

在典型的相干DS扩频接收机中，通过把接收复信号与扩频序列关联而对接收复合信号进行去扩频，去扩频的值由信道系数估计的共轭来加权，它一般去掉相位旋转并产生软(置信度)值，所述软值可被用于产生原始发送符号的估计。当出现多径传播时，振幅可能极大地改变。多径传播也会导致时间色散，它能引起接收机接收到原始发送信号的多个、可分解的回波(“射线”)。为了处理多径传播效应，典型的RAKE(分离多径)接收机包括与各个回波时间对准的相应相关器，为各个回波产生相应的去扩频值。去扩频值一般按加权方式组合(“RAKE组合”)。

DS-CDMA系统中的接收机性能一般受限于信号中的干扰。因为DS-CDMA中各个信道一般利用正交扩频码和随机加扰序列来发送，因此，接收机中的解扰和去扩频操作提供一定程度的干扰抑制。但是，色散和其它效应会减少信号间的分离，导致信道之间的干扰。这种干扰会影响信号质量、这会降低整个系统的容量。

传统RAKE接收机一般把干扰作为噪声对待。因此，当干扰强时，这样的接收机的性能会大大降低。因此，已建议了干扰对消技术，包括多用户干扰对消技术，诸如联合解调、解相关和连续对消的。遗憾的是，这些技术可能相当复杂并且耗电，这些特性在诸如电池供电的移动蜂窝电话中都可能是不利的。

也建议了几个单用户干扰对消技术。一种方法采用利用最小均方误差(MMSE)准则的自适应去扩频。根据这样的方法，所需信号从干扰其它用户使用的扩频序列形成的N维空间中被有效突出出来。另一种干扰对消技术已在授予Dent等人的美国专利No.5572552中被建议。在通信媒介是色散时，即当接收机接收到大量回波时，这个技术能有效对消干扰。但是，在媒介不是高度色散时，这个技术可能不太有效。

发明概述

根据前面所述，本发明的一个目的是提供在CDMA通信系统中能提供有效干扰对消的通信装置和方法。

本发明的另一个目的是提供能在利用加扰序列的系统中提供有效干扰对消的通信装置和方法。

本发明的又一个目的是提供能在没有过分复杂和/或耗电的情况下提供有效干扰对消的通信装置和方法。

通过根据本发明的通信装置和方法，可以实现这些和其它目的、特性和优点，其中，包括所需信号分量和干扰信号分量的通信信号与所需信号的调制序列、并与所需信号的调制序列和干扰信号的调制序列的复分量的组合相关，以产生相应的第一和第二相关输出，其中所述干扰信号的调制序列例如为干扰信号的复加扰序列。第一和第二相关输出接着被组合，最好以加权方式，以便从对所需信号正交调制的信号中折衷选择干扰对消和干扰抑制，以产生所需信号表示的信息的估计。

在本发明的最佳无线CDMA蜂窝实施例中，所需信号的加扰序列和扩频序列的知识，与干扰信号的复加扰序列的知识一道，可被用于实现有效干扰对消。因为所需信号的调制结构一般是已知的，并且一般可以直接得到干扰信号加扰序列的知识，因此本发明可以在没有不适当复杂性和/或费用的情况下提供有效干扰对消。根据本发明的其它方面，可相对于其它性能准则，诸如从与发送所需信号的相同基站发射的正交码信号提供减少的干扰，来折衷选择干扰对消。

具体地说，根据本发明的一个实施例，包括与第一和第二信号相关的分量的通信信号被处理，以产生基带信号，所述第一和第二信号根据相应的第一和第二调制序列调制的。将基带信号与第一调制序列相关，以产生第一相关输出。基带信号也与第一调制序列和第二调制序列的复分量的组合相关，以产生第二相关输出。第一和第二相关输出被组合，以产生由第一信号表示的信息的估计，例如，通过组合第一和第二相关输出来产生第一RAKE手指(finger)输出，并且将第一RAKE手指输出与第二RAKE手指输出组合，来产生由第一信号表示的信息的估计。

根据本发明的最佳实施例，第一信号根据第一加扰序列和第一扩频序列的组合被调制，并且第二信号根据第二加扰序列和第二扩频序列的组合被调制。把基带信号与所述第一调制序列相关的步骤包括以下步骤：利用第一加扰序列的复共轭对基带信号进行解扰，以产生第一多个解扰值；以及把第一多个解扰值与第一扩频序列相关，以产生第一相关输出。把基带信号与第一调制序列和第二调制序列的复分量的组合相关的步骤包括以下步骤：利用第一加扰序列对基带信号进行解扰，以产生第二多个解扰值；以及把第二多个解扰值与第一扩频序列、第二加扰序列的同相分量及第二加扰序列的正交分量的乘积相关，以产生第二相关输出。

根据本发明的迫零解决方案方面，根据第一和第二信号的信道估计来组合第一和第二相关输出。在组合迫零/传统方法中，分别对第一和第二信号估计噪声功率和干扰功率，并与信道估计一道被用于加权组合第一和第二相关输出。组合第一和第二相关输出的加权因子也可利用自适应技术来确定，例如，从诸如导引信道或导频符号值的已知信息或从诸如具有高度置信度的解码符号的估计信息来确定加权因子。

根据本发明的其它方面，通信信号包括与第三信号相关的分量，其中第三信号是根据第一加扰序列和与第一扩频序列正交的第三扩频序列的组合来调制的。根据“平衡旋转”方面，确定使与第三信号有关的干扰最小的最小旋转角度的步骤先于组合第一和第二相关输出的步骤。根据确定的最小旋转角度来组合第一和第二相关输出，以减小第三信号引起的干扰。根据“均衡”方面，均衡第一和第二相关输出以控制与第三信号有关的干扰的步骤先于组合第一和第二相关输出的步骤。均衡的第一和第二相关值接着被组合，以产生由第一信号表示的信息的估计。

根据本发明的另一个实施例，均衡可以通过用第一多个解扰值乘以第一扩频序列以产生换算解扰值来有利地实现，其中第一多个解扰值是通过用第一加扰序列的共轭来对基带信号进行解扰而产生的。根据包含第一和第二加扰序列的同相和正交分量乘积的指示符函数的相应值，这些换算解扰值接着被分类为第一和第二组。第一和第二组换算解扰值中的相应值接着被累加，以产生相应的第一和第二组部分相关输出值。同样地，通过用第一加扰序列对基带信号进行解扰而产生的第二多个解扰值，乘以第一扩频序列、第二加扰序列的同相分量和第二加扰序列的正交分量的乘积，以产生换算解扰值。根据指示符函数的相应值，换算解扰值被分类为第三和第四组，第三和第四组换算解扰值中相应的值被累加，以产生相应的第三和第四组部分相关输出值。第一、第二、第三和第四组部分相关输出值接着被组合产生手指输出。

根据本发明的另一个方面，用于对包括与第一和第二信号相关的分量的通信信号进行处理的接收机包括操作用来从通信信号产生基带信号的变换器，其中所述第一和第二信号根据相应的第一和第二调制序列被调制。复干扰正交化基带处理器响应于所述变换器，并操作用来把基带信号与第一调制序列相关，以产生第一相关输出，操作用来把基带信号与第一调制序列和第二调制序列的复分量的组合相关，以产生第二相关输出，并且组合第一和第二相关输出，以产生由第一信号表示的信息的估计。

根据本发明的又一个实施例，复干扰正交化基带处理器包括第一相关器，它操作用来把基带信号与第一调制序列相关，以产生第一相关输出。第二相关器操作用来把基带信号与第一调制序列和第二调制序列的复分量的组合相关，以产生第二相关输出。组合器响应于第一和第二相关器，并且操作用来组合第一和第二相关输出，以产生由第一信号表示的信息的估计。

根据本发明的再一个实施例，根据第一加扰序列和第一扩频序列的组合对第一信号进行调制，并且根据第二加扰序列和第二扩频序列的组合对第二信号进行调制。第一相关器包括第一解扰器和第一去扩频器，所述第一解扰器操作用来用第一加扰序列的复共轭对基带信号进行解扰，以产生第一多个解扰值，所述第一去扩频器操作用来把第一多个解扰值与第一扩频序列相关，以产生第一相关输出。第二相关器包括第二解扰器和第二去扩频器，所述第二解扰器操作用来用第一加扰序列对基带信号进行解扰，以产生第二多个解扰值，所述第二去扩频器操作用来把第二多个解扰值与第一扩频序列、第二加扰序列的同相分量和第二加扰序列的正交分量的乘积相关，以产生第二相关输出。

由此可以提供能够在没有不适当复杂性的情况下实现干扰对消的改进接收机方法和装置。

附图说明

图1是说明根据先有技术的地面无线通信系统的示意图。

图2是说明根据先有技术的卫星无线通信系统的示意图。

图3是根据本发明一个实施例的无线终端的示意图。

图4是根据本发明一个方面的复信号平面上信号投射的图。

图5是说明根据本发明一个实施例的通信接收机的示意图。

图6是说明根据本发明一个实施例的干扰对消示例性操作的流程图。

图7是说明根据本发明一个实施例的复干扰正交化基带处理器的示意图。

图8是说明根据本发明另一个实施例的均衡复干扰正交化基带处理器的示意图。

图9是说明根据本发明一个实施例的分类去扩频器的示意图。

最佳实施例的详细描述

下面将参考附图更全面地描述本发明，附图中示出了本发明的最佳实施例。但是，能以许多不同形式实施本发明，而不应该被认为是受限于这里阐述的实施例；相反地，这些实施例的提供是为了使本公开更加彻底和全面，以及向本领域的技术人员全面表达本发明的范围。附图中，相同的标号表示相同的组成部分。

这里描述的本发明的实施例涉及诸如符合IS-95标准的前向链路的链路。但是，本领域的技术人员将理解，本发明适用于大量不同通信系统的任何一种通信系统中的许多类型的通信链路中的任何一种通信链路。例如，本发明可以应用于诸如宽带CDMA(WCDNA)系统的第三代系统。也将理解，尽管本发明可以有利地用于码分多址(CDMA)无线通信系统中使用的终端，但是本发明也可用于许多不同类型的通信接收机中的任何一种通信接收机，包括但不限于无线、有线、以及光纤接收机。

在典型的传统IS-95前向链路中，预定传输到终端的信息比特首先根据沃尔什(Walsh)扩频序列(码)被扩展，即利用64个正交、实沃尔什码字中的一个对各个比特进行扩展。结果的沃尔什码片接着根据复加扰序列被加扰，产生加扰码片。加扰操作可以被看作是用具有+1或-1值的调制沃尔什码片乘以具有1+j、-1+j、-1-j、或1-j值的复加扰码片，以产生具有1+j、-1+j、-1-j、或1-j值的加扰码片。加扰码片接着被脉冲成形并被发送。复加扰码可以被看作是在有效地将扩展信号均匀地分布在复平面中。这可能意味着不均匀性无法用于干扰对消。

本发明起因于以下认识，即如果用于发射这样的干扰信号的复加扰序列是已知的，则对于给定的码片，所述干扰信号剩下的未知部分，如沃尔什码片值和二相相移键控(BPSK)信道比特，都是实数。因此，一旦去掉加扰序列引入的不均匀性，干扰会在复平面中变为不均匀，即使其随码片而变化。这种不均匀性则可以被有利地用于干扰对消。

图3说明了一个示例性无线终端300，例如用于无线CDMA通信系统的终端，其中可实施本发明。终端300包括诸如微处理器、微控制器和类似的数据处理装置的控制器370，它执行储存在诸如动态随机存取存储器(DRAM)、电可擦可编程只读存储器(EEPROM)或其它存储装置的存储器360中的程序指令。控制器370在操作上与诸如显示器320、小键盘330、扬声器340、和麦克风350的用户接口组建有关，它们的操作是本领域的技术人员已知的，在这里不再讨论。控制器370也控制和/或监测无线电发射机380的操作，例如，通过天线310在通信媒介中发送射频(RF)信号。

控制器370在操作上也与接收机390有关。接收机390包括复干扰正交化基带处理器394，它处理从天线310接收的通信信号产生的基带信号。复干扰正交化基带处理器394操作用来例如在RAKE结构的手指中把基带信号与调制序列相关，以产生第一相关输出，所述调制序列诸如为与所需信号有关的加扰序列和扩频序列的组合。复干扰正交化基带处理器394也操作用来把基带信号与所需信号的调制序列和与干扰信号有关的调制序列的复数分量(如加扰序列)的组合相关，以产生第二相关输出。基带处理器394组合第一和第二相关输出，以产生由所需信号表示的信息的估计。下面进行对这样的基带处理器的示例性操作的详细描述。

将会理解，接收机390和终端300的其它组件可以用各种硬件和软件来实现。例如，包括复干扰正交化基带处理器394的接收机390的部分，可以用诸如专用集成电路(ASIC)的专用硬件和诸如门阵列的可编程逻辑设备，和/或在诸如微处理器、微控制器或数字信号处理器(DSP)的计算装置上运行的软件或固件来实现。还将理解，尽管接收机390的功能可以集成在诸如单ASIC的单个装置中，但是它们也可分布在几个装置中。

考虑在单个、码片对准干扰射线的情况下接收的单射线的所需信号，提供根据本发明实施例的干扰对消的说明性示例。假设接收机前端与码片脉冲成形相匹配，其中脉冲成形是奈奎斯特(Nyquist)理想定时且每码片一个基带抽样，则在一个符号周期期间的接收基带信号序列可以表示为：

r(k)＝cbw(k)p(k)+dv(k)q(k)+n(k)。(1)

公式(1)中，c是所需信号射线的复信道系数，b是所需信号的信息符号(±)，w(k)是所需信号的沃尔什序列(码)，以及p(k)是所需信号的复加扰序列。类似地，d是干扰信号射线的复信道系数，q(k)是干扰信号射线的复加扰序列，以及v(k)是±A(k)值的实数序列，其中±A(k)值模拟干扰射线中一个或多个用户信号的BPSK调制和基础沃尔什扩频(underlying Walsh spreading)。加扰序列p(k)可以表示为p(k)＝P₁(k)+jp_Qk，其中p₁(k)是±1值的实零扩展伪随机序列(realzero-extended pseudorandom)，p_Q(k)是±1值的另一个实零扩展伪随机序列，j表示正交分量。类似地，加扰序列q(k)可以表示为q(k)＝q_I(k)+jq_Qk，其中q_I(k)是±1值的实零扩展伪随机序列，q_Q(k)是±1值的另一个实零扩展伪随机序列，j表示正交分量。最后，n(k)是模拟其它干扰和热噪声的噪声序列。

在传统RAKE接收机中，一般假设所需信号射线的复信道系数c、所需信号的复加扰序列p(k)，以及所需信号的沃尔什序列w(k)都被知道或被估算。例如，利用本领域技术人员已知的技术，通过接收导引信道，信道系数c和加扰序列p(k)可以被估算。沃尔什序列w(k)可以在呼叫建立期间传送给接收机，要不然可以是已知的。

用于基带信号r(k)的传统RAKE接收机的手指的输出可以表示为Re{c^*x}，其中： $x=\underset{k=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)\left[p^{*}\left(k\right)r\left(k\right)\right],.......\left(2\right)$ 是通过与扩频和加扰序列w(k)和p(k)相关产生的去扩频值。基带信号抽样r(k)的解扰是通过将它们乘以加扰序列p(k)的复共轭进行的，接着进行去扩频，其方式是通过将解扰值乘以沃尔什扩频序列w(k)，并累加64个码片周期上的结果，以产生去扩频值x(k)。去扩频值x(k)接着用信道系数c的复共轭加权，只保留实部。这有效地产生了去扩频值x的实部和虚部的加权组合：

       Re{c^*x}＝c_Ix_I+c_Q·x_Q，                 (3)其中c_I是信道系数c的实部或同相分量，c_Q是信道系数c的虚部或正交分量，x_I是去扩频值x的实部或同相分量，而x_Q是去扩频值x的虚部或正交分量。

根据本发明的一些方面，有关干扰信号的信息与有关所需信号的信息一起使用，以产生由所需信号表示的信息的估计。有关干扰信号的“已知”(即实际知道或估的)信息最好包括干扰信号的射线的信道系数d，它可以例如通过对与干扰信号有关的导引信道去扩频并根据去扩频输出执行信道估计来进行估计。有关干扰信号的已知信息也最好包括用于发送干扰信号的加扰序列q(k)，它也可以利用传统的导引信道去扩频技术来得到。

这些信息的两者能以相对直接的方式获得。如果干扰信号是来自所需信号的基站的射线，则对于接收机的另一个手指，可能已经计算干扰射线的信道系数d。如果干扰射线是来自于不同的基站，则如果例如接收机是在正从多个基站接收信号的软切换模式下，信道系数同样可以从接收机的手指得到。否则，可提供附加装置，以对与干扰射线有关的导引信道去扩频并从此执行信道估计。这样的装置是本领域的技术人员已知的。

如果干扰射线是来自与所需信号相同的基站，则干扰射线的加扰序列q(k)可以从接收机的同步和与所述基站有关的延迟估计得知。如果干扰射线来自“有效集”中的基站，则也可得到这样的同步信息，所述“有效集”例如为接收机在软切换模式下的一组基站。加扰序列也可能在对其它基站进行测量时就已经被识别，而来自那些测量的定时信息可表示干扰射线的加扰序列q(k)。

实际上，有几种可能的干扰源，包括来自发射所需信号的基站的射线，以及来自其它基站的射线。另一个干扰源是在相同小区采用非正交或准正交扩频序列的用户。根据本发明的一个方面，干扰对消适用于能以自适应方式识别的最强干扰源。例如，对于从与所需信号相同的基站发射的第一和第二射线，以及来自另一个基站的第三射线，起因于第二或第三射线的干扰在处理第一射线的时候就可以被消去，取决于第二和第三射线中哪一个更强。类似地，当处理第二射线时，起因于第一或第三射线的干扰可以根据它们的相对强度被消去。为了确定相对强度，可以确定各个候选干扰信号的乘积d^*v(k)的功率，这可以通过测量衰落系数d中的功率和发射的干扰信号v(k)中的功率来实现。各个干扰信号功率变化时，接收机可以自适应地选择消去哪一个干扰信号。仅通过根据v(k)中的功率进行选择，选择也可以不变地应用于衰落。

尽管识别最强干扰信号可能是选择消去哪一个干扰信号的一个有利地直接的方式，但要消去的干扰信号的选择最好使手指输出的信号对干扰加噪声比(SINR)最大。因此，除了上述的功率测量，最好也为各个候选干扰信号确定对应于SINR的度量。注意到SINR一般不仅仅取决于干扰信号的强度，也取决于复平面中它与所需信号有关的角度。如果在最强的干扰信号和所需信号之间的夹角小，则有效地将所需信号从干扰信号中突出出来一般更加困难。因此，最有效的干扰对消不一定总是消去最强的干扰信号。

在一些应用中，可能不必要确定各个v(k)的功率。一个这样的应用是在利用具有低色散的小区的发射延迟分集的系统中，例如室内小区。在这样的系统中，基站特意发射所需信号的回波，对本发明而言，所述回波最好在时间上相隔整数码片。在这样一个应用中，不同射线的相对信号强度主要取决于信道系数d，它可能包括在发射机的影像的功率加权中。因此，不必要确定各个v(k)的功率，因为可根据信道系数d来确定最强干扰信号。当在多个小区中使用发射延迟分集时，可能最好是使回波在时间上相隔非整数码片。

根据本发明的另一个方面，干扰对消可以有利地连同功率控制机制一起使用，以提高系统容量。许多CDMA系统利用功率控制算法，它根据用户的信号质量测量调整对该用户的发射功率。如果用户在其接收机中使用干扰对消，则系统能减少对该用户的发射功率，这可释放更多的容量给其它用户使用。如果干扰对消用户已经在最小发射功率上，则所述用户可以享受降低的误码率。

本发明可以被看作利用上述有关干扰信号的有限信息把所需信号在复(I/Q)平面中从干扰信号突出(正交化)出来。尽管信号方向可以在连续码片上变化，但对任何给定码片，有效地应该只有两种可能的信号方向。因此，这里描述的“复干扰正交化”可以被看作是在有限数量的“迫零”问题的可能解决方案之间进行选择。

参考图4，复(I/Q)平面通过正交的同相和正交轴I、Q定义。在码片周期k期间，所需信号可以表示为具有相对于同相轴I的角度的矢量，它取决于信道系数c和复加扰序列值p(k)。由于比特值是±1，所需信号是+cp(k)或-cp(k)，因此在由矢量+cp(k)或-cp(k)定义的线上。模拟一个或多个用户的信道比特值和沃尔什码片的干扰的未知部分v(k)具有某种纯实数值±A(k)。因此，干扰信号可以表示为与矢量+dq(k)和-dq(k)对齐。

为了消去干扰信号，它可能涉及产生迫零(ZF)方案，根据本发明的实施例的接收机的手指输出F_ZF可以表示为：

           F_ZF＝Re{|d|²c^*x+(-jddc^*)^*y}，(4)其中 $y=\underset{k=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)q_I\left(k\right)q_Q\left(k\right)p\left(k\right)r\left(k\right),.....\left(5\right)$ 表示“多信号去扩频值”。手指输出F_ZF可以与其它类似产生的手指输出进行加权组合，以生成用于符号估计的软值。

多信号去扩频值y在几个方面不同于传统的去扩频值x。多信号去扩频值y是通过将复抽样r(k)乘以加扰序列值p(k)而不是乘以加扰序列值的共轭而产生的。另外，利用所需信号的沃尔什序列w(k)、干扰信号的加扰序列的同相分量q_I(k)、以及干扰信号的加扰序列的正交分量q_Q(k)的乘积，而不是只用沃尔什序列w(k)，对这样产生的值进行去扩频。因此，去扩频包括干扰信号的“乘积加扰序列”q_p(k)＝q_I(k)^*q_Q(k)。多信号去扩频值y通过取决于所需和干扰信号的信道系数的加权进行加权，然后加到加权型式的传统去扩频值x。对于BPSK调制，只需要计算总和的实部。

当接收信号包括大量的干扰时，上述的复正交映像技术可以顺利工作。但是，在噪声更强的情况下，传统的RAKE解决方案可能更可取。因此，最好使用复映像方法和传统RAKE方法的组合。这样的组合的手指输出F_combined可以表示为： $F_{\mathrm{combined}}=\left(\frac{N}{N^2+2\mathrm{NI}{\left|d\right|}^2}\right)\mathrm{Re}\left\{c^{*}x\right\}+\left(\frac{I}{N^2+2\mathrm{NI}{\left|d\right|}^2}\right)\mathrm{Re}\{{\left|d\right|}^2{c}^{*}x+{\left({-\mathrm{jddc}}^{*}\right)}^{*}y\}....\left(6\right)$

＝K_NRe{c^*x}+K_IRe{|d|²c^*x+(-jddc^*)^*y}其中N是同相和正交分量的噪声功率，I是v(k)中的干扰功率。手指输出F_combined可以表示为传统去扩频值x与多信号去扩频值y的加权组合：

   F_combined＝Re{f_x ^*x+f_y ^*y}，(7)其中可以选择组合加权f^* _x、f^* _y，以便优化性能。

噪声功率N和干扰功率I能以许多不同的方式来估计。例如，噪声功率N可由自动增益控制(AGC)表示，它一般由噪声序列n(k)中的功率支配。AGC一般对接收信号进行换算，使其功率满足目标值P_T，使得AGC之后(但在基带处理之前)的噪声功率为P。通过利用出现在干扰信号项中的可能序列的集合进行去扩频、确定所述集合中哪些序列出现、估计有效序列中的功率、并计及由于其它噪声和所需信号引起的偏离，可以估计干扰功率I。授予Wang等人于1999年1月22日申请的美国专利申请序列号No.09/235470描述了用于这样的功率估计的示例性技术。

图5说明了根据本发明的实施例的接收机390。接收机390包括RF-基带变换器392，它从接收通信信号r(t)产生基带信号r(k)。复干扰正交化基带处理器394响应于RF-基带变换器392，并包括多个从基带信号r(k)产生手指输出F₁、F₂，...，F_n的手指500-1、500-2、...、500-n。组合器530组合手指输出F₁、F₂、...、F_n，以利用例如本领域的技术人员已知的RAKE组合技术，产生一个决策统计Z。决策统计值Z可用来例如在符号估计器396中估计由所需信号表示的信息。

手指500-1、500-2、...、500-n包括第一相关器510，它将基带信号r(k)与所需信号的加扰序列的时间偏置复共轭p^*(t-τ₁)、p^*(t-τ₂)、...、p^*(t-τ_n)和所需信号的扩频序列w的组合相关。手指500-1、500-2、...、500-n也包括第二相关器520，它将基带信号r(k)与所需信号的加扰序列的时间偏置型式p(t-τ₁)、p(t-τ₂)、...、p(t-τ_n)、所需信号的扩频序列w以及干扰信号的乘积加扰序列q_P＝q_I*q_Q的组合相关。由第一和第二相关器510和520产生的第一和第二相关输出x和y在组合器530中被组合，以产生手指输出F₁、F₂、...、F_n。

符号估计器396可以执行各种操作。例如，它可以执行卷积解码，以恢复在发射站被卷积编码的符号。对于诸如功率控制比特的未编码信息，符号估计器396可以简单地检查其输入符号以确定这些比特值。

图6说明图5的接收机390的示例性操作600。通信信号被转换为基带信号(框610)。基带信号与所需信号的加扰序列的复共轭及其扩频序列的组合相关，以产生第一相关输出(框620)。基带信号也与所需信号的加扰序列、所需信号的扩频序列、以及干扰信号的乘积加扰序列的组合相关，以产生第二相关输出(框630)。第一和第二相关输出被组合，以产生手指输出(框640)，该手指输出与其它手指输出组合以生成决策统计(框650)。决策统计接着被用来为由所需信号表示的符号生成符号估计(框660)。

将会理解，图6的流程图的框和框的组合可以由计算机程序指令来实现，所述计算机程序指令可装载在计算机或其它可编程装置中并在其中执行，以生成一种机器，使得在计算机或其它可编程数据处理装置上执行的指令形成用于实现在流程图的框中指定的功能的装置，其中所述其它可编程装置诸如有用于实现诸如本文中参考图3、5和7至9所描述的接收机装置的微控制器、微处理器、ASIC、DSP或其它处理电路。计算机程序指令也可以装载到计算机或其它可编程数据处理装置，以使一系列操作步骤在计算机或其它可编程装置上被执行，从而产生计算机执行的处理，使得在计算机或其它可编程装置上执行的指令提供用于实现在流程图的框中指定的功能的步骤。因此，图6的流程图的框支持用于执行指定功能的装置的组合以及用于执行指定功能的步骤的组合。也将会理解，图6的流程图的各个框，以及其中框的组合，可以由执行指定功能或步骤的、基于专用硬件的计算机系统或专用硬件和计算机指令的组合来实现。

图7说明了根据本发明的另一个实施例的诸如图5的基带处理器的复干扰正交基带处理器的手指500’。这里，第一相关器510’被实现为第一解扰器705a和第一去扩频器720a的串连组合，它产生第一相关输出x、即来自基带信号r(k)的传统去扩频值(这里示意为具有I和Q分量的复值)。第二相关器520’被实现为第二解扰器705b和第二去扩频器720b的串连组合，它产生第二相关输出y、即如上所述的多信号去扩频值。第一和第二相关输出x和y根据由加权因子确定器745产生的加权因子在组合器750中被组合，产生手指输出F。可取的是，加权因子确定器745根据上面参考公式(4)-(5)描述的迫零方法来确定加权因子，更可取的是，根据上面的参考公式(6)-(7)描述的组合迫零/传统RAKE方法来确定加权因子。

第一解扰器705a用所需信号的加扰序列的复共轭p^*对基带信号r(k)进行解扰。复共轭p^*是由共轭器710根据所需信号加扰序列发生器715产生的所需信号加扰序列p来产生的。第一去扩频器720a将第一解扰器705a产生的解扰值与所需信号的扩频序列w相关，以产生第一相关输出x，其中所需信号的扩频序列w是由所需信号扩频序列发生器740产生的。

第二解扰器705b用所需信号的加扰序列p对基带信号r(k)进行解扰。结果的解扰值与所需信号的扩频序列w、干扰信号的加扰序列的同相和正交分量q_I、q_Q(由干扰信号加扰序列发生器725产生)的乘积相关，以产生第二相关输出y。所需信号的扩频序列w与同相和正交分量q_I、q_Q的乘积是利用异或(XOR)逻辑单元735、730产生的。

在无线蜂窝系统的小区中发射的信号，诸如符合IS-95标准的信号，通常利用诸如沃尔什序列的相互正交的序列进行编码。在传统的相关器接收机中，这样的用户信号之间的正交性一般被保持，大大地消除这些用户信号之间的干扰。但是，根据本发明实施例的接收机可以不同地对不同的码片值进行加权，这可导致去扩频后正交码信号引起的干扰。根据本发明的一个方面，可以提供在出现这样的正交码信号干扰的情况下改进性能的技术。

上述的迫零I/Q映像解决方案可以被看作是向虚轴(I)旋转干扰射线并取结果的实部。如果没有执行旋转，则可保留正交性，但一般以损失干扰对消为代价。如果发生全旋转，则会损失正交性，但可以实现干扰对消。根据本发明的一个方面，执行“平衡旋转”，使得可以保持正交性而同时实现干扰对消。平衡旋转可以通过以如下公式表示手指输出F_combined来理解：

F_combined＝K_NRe{c^*x}+K_I|d|²Re{c^*x+jcexp{-2jθ_d}y}，(8)其中θ_d是干扰射线的复信道系数d的角度。利用平衡旋转，引入附加旋转角度φ，产生的手指输出F_BR：

F_BR＝K_NRe{c^*x}+K_I|d|²Re{c^*x+jcexp{-2j(θ_d+φ}y}，(9)

减少或消除正交信号干扰而同时部分消去干扰射线的旋转角度φ可以被找到，其方式是通过选择旋转角度φ，使得：

1.cos(2(Δ-φ))＝0，这样保持正交性；以及

2.φ尽可能的小，以在保持正交性的同时提供最大干扰对消，

其中

Δ＝θ_c-θ_d，(10)是所需射线的信道系数c和干扰射线的信道系数d之间的相对角。

为了实现这一点，(Δ-φ)的目标值θ_t是或 Δ所在的象限可以被确定，并且目标值θ_t是落在这个象限中的可能解。所需旋转角度φ由以下公式给出：φ＝Δ-θ_t。(11)目标值θ_t可以用如下公式计算： ${\mathrm{\θ}}_t=\mathrm{sign}\left\{\mathrm{\Δ}\right\}=\frac{(2-\mathrm{sign}\{\cos \left(\mathrm{\Δ}\right)\left\}\right)\mathrm{\π}}{4},.......\left(12\right)$ 其中Δ被假定在-π(-180°)到π(180°)的范围。通过引入利用换算γ_bφ“软”“通”或“断”平衡旋转的控制参数γ_b可以优化性能。

根据本发明的另一个方面，一种均衡方法被用于处理正交码信号干扰。根据这种方法，码片抽样被换算，使得减少或消除正交码信号干扰。可以将码片均衡因子e(k)引入到组合的手指输出F_combined的ZF分量中，以产生手指输出F_EQ：F_EQ＝K₁Re{c^*x}+K₂Re{|d|²c^*x(e)+(-jddc^*)^*y(e)}，(13)其中 $x\left(e\right)=\underset{k=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)e\left(k\right)p^{*}\left(k\right)r\left(k\right).......\left(14\right)$ 以及 $y\left(e\right)=\underset{k=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)e\left(k\right)q_I\left(k\right)q_Q\left(k\right)p\left(k\right)r\left(k\right).....\left(15\right)$

在保持正交性的同时码片可以被同等地加权，其方式是通过选择e(k)，使得： $e\left(k\right)=\frac{1}{1-O\left(k\right)\cos \left(2\mathrm{\Δ}\right)},.....\left(16\right)$ 其中O(k)＝p_I(k)p_Q(k)q_I(k)q_Q(k)。    (17)

O(k)具有±1值，另一方面，它可以通过异或所需和干扰信号加扰序列的同相和正交分量用布尔值0或1表示。e(k)的两种可能的幅度校正因子e₁、e₂表示为：和 $e_1=\frac{1}{1-\cos \left(2\mathrm{\Δ}\right)}........\left(18\right)$ $e_1=\frac{1}{1+\cos \left(2\mathrm{\Δ}\right)}$ 校正因子e₁、e₂最好被规一化，使得一个等于1，而另一个的值在0和1之间。

在实际实现中，单独累加对应于O(k)＝-1的抽样和对应于O(k)＝+1的抽样会是有利的。均衡校正可以在部分去扩频之后进行。根据这种方法，手指输出F_EQ可以表示为： $F_{\mathrm{EQ}}=\mathrm{Re}\{f_x^{*}\left(1\right)x\left(1\right)+f_x^{*}\left(2\right)x\left(2\right)+f_y^{*}\left(1\right)y\left(1\right)+f_y^{*}\left(2\right)y\left(2\right)\},...\left(20\right)$ 其中x(1)和x(2)是一起给出x的部分和，y(1)和y(2)是一起给出y的部分和，而f_x(1)、f_x(2)、f_y(1)及f_y(2)是加权因子。哪些码片值进入哪些部分和取决于指示符函数O(k)，它又以如下地取决于所需信号和干扰信号的加扰序列：

1.当O(k)为正时，去扩频结果被加到x(1)和y(1)；以及

2.当O(k)为负时，去扩频结果被加到x(2)和y(2)。

加权f_x(1)、f_x(2)、f_y(1)及f_y(2)最好被选择为使性能最佳。例如，如果目标是在不从正交码引入任何干扰的情况下消去干扰信号，则加权f_x(1)、f_x(2)、f_y(1)及f_y(2)可以用如下公式给出：f_x(1)=K_EQ[γc^*+e₁(1-γ)c^*]，  (21)f_x(2)=K_EQ[γc^*+e₂(1-γ)c^*]，  (22) $f_y\left(1\right)=K_{\mathrm{EQ}}{e}_1(1-\mathrm{\γ})\frac{{\mathrm{jcd}}^{*}{d}^{*}}{{\left|d\right|}^2},$ 以及(23) $f_y\left(2\right)=K_{\mathrm{EQ}}{e}_2(1-\mathrm{\γ})\frac{{\mathrm{jcd}}^{*}{d}^{*}}{{\left|d\right|}^2},....\left(24\right)$ 其中 $K_{\mathrm{EQ}}=\frac{1}{N[1+{(1-\mathrm{\γ})}^2\mathrm{\ψ}]+{\mathrm{\γ}}^2{\left|d\right|}^{2}I},....\left(25\right)$ $\mathrm{\γ}=\frac{\mathrm{N\ψ}}{\mathrm{N\ψ}+I{\left|d\right|}^2},......\left(26\right)$ 以及 $\mathrm{\ψ}=\frac{1}{2}{\left(\frac{\sin \left(2\mathrm{\Δ}\right)}{1+\cos \left(2\mathrm{\Δ}\right)}\right)}^2+\frac{1}{2}{\left(\frac{\sin \left(2\mathrm{\Δ}\right)}{1+\cos \left(2\mathrm{\Δ}\right)}\right)}^2$ $=\frac{1+{\cos }^2\left(2\mathrm{\Δ}\right)}{{\sin }^2\left(2\mathrm{\Δ}\right)}......\left(27\right)$

其它折衷选择干扰信号功率、正交信号干扰功率及其它噪声功率的加权因子也都可被使用。均衡也可以被“软”通或断，取决于例如干扰信号、正交码信号干扰及其它噪声功率的相对电平。均衡方法也可以与上述的平衡旋转方法进行组合；例如，均衡可以利用结合平衡旋转的加权因子来实现。对于给定的手指，选择消去哪一个干扰信号最好是基于使K_EQ的分母最小化。这相当于最小化手指输出的干扰加噪声功率，它最终使手指输出的信号对干扰加噪声率(SINR)最大。

自适应滤波技术也可被用于确定加权因子。例如，上述的I/Q映像技术可以被用于检测导引信道或导频符号。因为导引信道或导频符号的符号值是已知的，相对于已知符号值、检测到的导引信道符号或导频符号的误差可以被用来利用例如最小均方(LMS)自适应滤波技术适应加权因子。混合方法是最可取的，其中信道系数c和d被估计并被用于例如：F_EQ＝K₁Re{c^*x}+K₂Re{|d|²c^*x(e)+(-jddc^*)^*y(e)}，(27)标量加权K₁和K₂可以利用传统的自适应技术来确定。

图8说明根据本发明一个实施例的实现均衡的基带处理器手指500”。手指500”包括第一相关器510”，第一相关器510”包括如上图7所述的第一解扰器705a。第一解扰器705a产生的解扰值在第一分类去扩频器720a’中被去扩频，其中第一分类去扩频器720a’根据所需信号和干扰信号加扰序列p、q的相应值把相关输出分类为第一和第二子集x(1)、x(2)。类似地，第二相关器520”包括如上面参考图7所述的第二解扰器705b。第二解扰器705b产生的解扰值在第二分类去扩频器720b’中被去扩频，其中第二分类去扩频器720b’根据所需信号和干扰信号加扰序列p、q的相应值把相关输出分类为第一和第二子集y(1)、y(2)。分类的相关输出x(1)、x(2)、y(1)、y(2)由组合器750’根据加权因子确定器745’产生的均衡加权因子以上面参考公式(21)-(27)所述的方式进行组合，产生手指输出F。用与图7的组建相同的标号表示的手指500”的其它组建的操作将不再被描述，因为前面参考图7对这些组建进行了描述。

图9说明图8的第一分类去扩频器720a’的示例性实现。分类去扩频器包括乘法器722，它用第一解扰器705a产生的解扰输出乘以所需信号的扩频序列w。乘法器722的输出通过开关724被选择性地接到第一和第二累加器728a、728b，以响应于控制电路726产生的控制信号。累加器728a、728b储存相关输出x(1)、x(2)的相应集合。控制电路726根据所需信号和干扰信号加扰序列p、q的相应的值产生控制信号，例如，根据诸如上述函数O(k)的指示符函数的值产生控制信号。将会理解。图8的第二分类去扩频器720b能以类似的方式来实现。

尽管在干扰与所需信号射线是码片同步的环境下描述了本发明，但本发明也适用于与所需信号射线为码片异步的干扰。当干扰是码片异步时，它可以被看作是多个码片同步干扰信号的合成，其中每一个都具有取决于发射码片脉冲成形和接收机滤波操作的幅度。各个干扰影像可以被看作具有由接收机滤波器和发射的振铃引起的波瓣影像和旁瓣影像。本发明能把这些影像中最大的视作要消去的码片同步干扰信号，而其余的影像视作噪声。当干扰信号是所需信号的回波时，则旁瓣影像中的一个可能与所需信号正交。这样的影像在估计噪声功率时最好不被消去或被包括。

在附图和说明书中，已经公开了本发明典型的最佳实施例，尽管采用了特定条件，但它们仅用于一般和描述性意义而不是用于限制目的，本发明的范围在后附权利要求中阐述。

Claims (39)

1.一种从包括与第一和第二信号有关的分量的通信信号来恢复信息的方法，所述第一和第二信号根据相应的第一和第二调制序列被调制，所述方法包括以下步骤：

处理所述通信信号，以产生基带信号；

将所述基带信号与所述第一调制序列相关，以产生第一相关输出；

将所述基带信号与所述第一调制序列和所述第二调制序列的复分量的组合相关，以产生第二相关输出；以及

组合所述第一和第二相关输出，以产生由所述第一信号表示的信息的估计。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述第二信号按照复加扰序列被调制，以及将所述基带信号与所述第一调制序列和第二调制序列的复分量的组合相关的所述步骤包括将所述基带信号与所述第一调制序列和所述复加扰序列的组合相关的步骤。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述第一信号按照第一加扰序列和第一扩频序列的组合被调制，所述第二信号按照第二加扰序列和第二扩频序列的组合被调制，以及

所述将所述基带信号与所述第一调制序列相关的步骤包括以下步骤：

用所述第一加扰序列的复共轭对所述基带信号进行解扰，以产生第一多个解扰值；

将所述第一多个解扰值与所述第一扩频序列相关，以产生所述第一相关输出；

所述将所述基带信号与所述第一调制序列和所述第二调制序列的复分量的组合相关的步骤包括以下步骤：

用所述第一加扰序列对所述基带信号进行解扰，以产生第二多个解扰值；以及

将所述第二多个解扰值与所述第一扩频序列、所述第二加扰序列的同相分量及所述第二加扰序列的正交分量的乘积相关，以产生所述第二相关输出。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于识别所述第二加扰序列的步骤在所述使所述第二多个解扰值相关的步骤之前。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述识别所述第二加扰序列的步骤包括检测根据所述第二加扰序列编码的信号的步骤。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于：

所述检测步骤包括检测多个信号的步骤；以及

所述识别所述第二加扰序列的步骤包括识别与所述检测的多个信号中最强的信号有关的加扰序列的步骤。

7.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述组合步骤包括以下步骤：

组合所述第一和第二相关输出以产生第一RAKE(分离多径)手指输出；以及

组合所述第一RAKE手指输出和第二RAKE手指输出以产生由所述第一信号表示的信息的估计。

8.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述组合所述第一和第二相关输出的步骤包括根据对所述第一和第二信号的信道估计来组合所述第一和第二相关输出的步骤。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于还包括估计噪声功率和干扰功率的步骤，并且其中所述组合所述第一和第二相关输出的步骤包括根据所述估计的噪声功率和干扰功率组合所述第一和第二相关输出的步骤。

10.如权利要求3所述的方法，其特征在于还包括确定一组加权因子的步骤，并且所述组合所述第一和第二相关输出的步骤包括根据所述确定的加权因子组来组合所述第一和第二相关输出的步骤。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于所述确定一组加权因子的步骤包括从至少一个已知信息或估计的信息来自适应地确定加权因子的步骤。

12.如权利要求3所述的方法，其特征在于：

所述通信信号包括与第三信号有关的分量，其中所述第三信号根据所述第一加扰序列和与所述第一扩频序列正交的第三扩频序列的组合被调制，以及：

确定使得与所述第三信号有关的干扰最小的最小旋转角度的步骤在所述组合所述第一和第二相关输出的步骤之前；以及

所述组合所述第一和第二相关输出的步骤包括根据所述确定的最小旋转角度来组合所述第一和第二相关输出的步骤。

13.如权利要求3所述的方法，其特征在于：

所述通信信号包括与第三信号有关的分量，其中所述第三信号根据所述第一加扰序列和与所述第一扩频序列正交的第三扩频序列的组合被调制，以及：

均衡所述第一和第二相关输出以控制与所述第三信号有关的干扰的步骤在所述组合所述第一和第二相关输出的步骤之前；以及

所述组合所述第一和第二相关输出的步骤包括组合所述均衡的第一和第二相关输出的步骤。

14.如权利要求13所述的方法：

其特征在于所述将所述第一多个解扰值与所述第一扩频序列相关的步骤包括以下步骤：

将所述第一多个解扰值乘以所述第一扩频序列，以产生换算的解扰值；

根据包括所述第一和第二加扰序列的同相和正交分量的乘积的指示符函数的相应值将所述换算的解扰值分类为第一和第二组；以及

累加所述第一和第二组换算的解扰值中的相应值，以产生相应的第一和第二组部分相关输出值；

所述将第二多个解扰值与所述第一扩频序列、所述第二加扰序列的同相分量和所述第二加扰序列的正交分量的乘积相关的步骤包括以下步骤：

将所述第二多个解扰值乘以所述第一扩频序列、所述第二加扰序列的同相分量和所述第二加扰序列的正交分量的乘积，以产生换算的解扰值；

根据所述指示符函数的相应值，将所述换算的解扰值分类为第三和第四组；以及

累加所述第三和第四组换算的解扰值中的相应值，以产生相应的第三和第四组部分相关输出值；以及

所述组合所述第一和第二相关输出的步骤包括组合所述第一、第二、第三和第四组部分相关输出值的步骤。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于利用信道估计、噪声功率估计和干扰功率估计的各个函数的加权来累加所述第一、第二、第三和第四部分相关输出。

16.一种用于处理通信信号的接收机，所述通信信号包括与第一和第二信号有关的分量，所述第一和第二信号根据相应的第一和第二调制序列被调制，所述接收机包括：

变换器，操作用来从所述通信信号产生基带信号；以及

复干扰正交化基带处理器，它响应于所述变换器，并操作用来将所述基带信号与所述第一调制序列相关，以产生第一相关输出，操作用来将所述基带信号与所述第一调制序列和第二调制序列的复分量的组合相关，以产生第二相关输出，并且组合所述第一和第二相关输出，以产生由所述第一信号表示的信息的估计。

17.如权利要求16所述的接收机，其特征在于所述复干扰正交化基带处理器包括：

第一相关器，操作用来将所述基带信号与所述第一调制序列相关，以产生第一相关输出；

第二相关器，操作用来将所述基带信号与所述第一调制序列和所述第二调制序列的复分量的组合相关，以产生第二相关输出；以及

组合器，它响应于所述第一和第二相关器，并且操作用来组合所述第一和第二相关输出，以产生由所述第一信号表示的信息的估计。

18.如权利要求17所述的接收机，其特征在于所述第二信号根据复加扰序列被调制，以及所述第二相关器操作用来将所述基带信号与所述第一调制序列和所述复加扰序列的组合相关。

19.如权利要求17所述的接收机，其特征在于所述第一信号根据第一加扰序列和第一扩频序列的组合被调制，所述第二信号根据第二加扰序列和第二扩频序列的组合被调制，以及：

所述第一相关器包括：

第一解扰器，操作用来用所述第一加扰序列的复共轭对所述基带信号进行解扰，以产生第一多个解扰值；

第一去扩频器，操作用来将所述第一多个解扰值与所述第一扩频序列相关，以产生所述第一相关输出；

所述第二相关器包括：

第二解扰器，操作用来用所述第一加扰序列对所述基带信号进行解扰，以产生第二多个解扰值；以及

第二去扩频器，操作用来将所述第二多个解扰值与所述第一扩频序列、所述第二加扰序列的同相分量及所述第二加扰序列的正交分量的乘积相关，以产生所述第二相关输出。

20.如权利要求19所述的接收机，其特征在于所述组合器包括：

第一组合器，操作用来组合所述第一和第二相关输出以产生第一RAKE手指输出；以及

第二组合器，操作用来组合所述第一RAKE手指输出和第二RAKE手指输出以产生由所述第一信号表示的信息的估计。

21.如权利要求19所述的接收机，其特征在于所述组合器操作用来根据对所述第一和第二信号的信道估计来组合所述第一和第二相关输出。

22.如权利要求21所述的接收机，其特征在于所述组合器操作用来根据所述噪声功率和干扰功率的估计来组合所述第一和第二相关输出。

23.如权利要求19所述的接收机，其特征在于所述复干扰正交化基带处理器还包括加权因子确定器，它操作用来确定一组加权因子，并且所述组合器操作用来根据所述确定的加权因子来组合所述第一和第二相关输出。

24.如权利要求23所述的接收机，其特征在于所述加权因子确定器操作用来从至少一个已知信息或估计的信息来自适应地确定加权因子。

25.一种接收机，它包括

用于从通信信号产生基带信号的装置，所述通信信号包括与第一和第二信号有关的分量，所述第一和第二信号根据相应的第一和第二调制序列被调制；

用于将所述基带信号与所述第一调制序列相关以产生第一相关输出的装置；

用于将所述基带信号与所述第一调制序列和所述第二调制序列的复分量的组合相关以产生第二相关输出的装置；以及

用于组合所述第一和第二相关输出以产生由所述第一信号表示的信息的估计的装置。

26.如权利要求25所述的接收机，其特征在于所述第二信号根据复加扰序列被调制，以及所述用于将所述基带信号与所述第一调制序列和第二调制序列的复分量的组合相关的装置包括用于将所述基带信号与所述第一调制序列和所述复加扰序列的组合相关的装置。

27.如权利要求25所述的接收机，其特征在于所述第一信号根据第一加扰序列和第一扩频序列的组合被调制，所述第二信号根据第二加扰序列和第二扩频序列的组合被调制，以及

所述用于将所述基带信号与所述第一调制序列相关的装置包括：

用于用所述第一加扰序列的复共轭对所述基带信号进行解扰以产生第一多个解扰值的装置；

用于将所述第一多个解扰值与所述第一扩频序列相关以产生所述第一相关输出的装置；

所述用于将所述基带信号与所述第一调制序列和所述第二调制序列的复分量的组合相关的装置包括：

用于用所述第一加扰序列对所述基带信号进行解扰以产生第二多个解扰值的装置；以及

用于将所述第二多个解扰值与所述第一扩频序列、所述第二加扰序列的同相分量和所述第二加扰序列的正交分量的乘积相关以产生所述第二相关输出的装置。

28.如权利要求27所述的接收机，其特征在于还包括用于识别所述第二加扰序列的装置。

29.如权利要求28所述的接收机，其特征在于所述用于识别所述第二加扰序列的装置包括用于检测按照所述第二加扰序列编码的信号的装置。

30.如权利要求29所述的接收机，其特征在于：

所述用于检测的装置包括用于检测多个信号的装置；以及

所述用于识别所述第二加扰序列的装置包括用于识别与所述检测的多个信号中最强的信号有关的加扰序列的装置。

31.如权利要求27所述的接收机，其特征在于所述用于组合的装置包括：

用于组合所述第一和第二相关输出以产生第一RAKE手指输出的装置；以及

用于组合所述第一RAKE手指输出和第二RAKE手指输出以产生由所述第一信号表示的信息的估计的装置。

32.如权利要求27所述的接收机，其特征在于所述用于组合所述第一和第二相关输出的装置包括用于根据对所述第一和第二信号的信道估计来组合所述第一和第二相关输出的装置。

33.如权利要求32所述的接收机，其特征在于还包括用于估计噪声功率和干扰功率的装置，并且所述用于组合所述第一和第二相关输出的装置包括用于根据所述估计的噪声功率和干扰功率来组合所述第一和第二相关输出的装置。

34.如权利要求27所述的接收机，其特征在于还包括用于确定一组加权因子的装置，并且所述用于组合所述第一和第二相关输出的装置包括用于根据所述确定的加权因子来组合所述第一和第二相关输出的装置。

35.如权利要求34所述的接收机，其特征在于所述用于确定一组加权因子的装置包括用于从至少一个已知信息或估计的信息来自适应地确定加权因子的装置。

36.如权利要求27所述的接收机，其特征在于所述通信信号包括与第三信号有关的分量，其中所述第三信号根据所述第一加扰序列和与所述第一扩频序列正交的第三扩频序列的组合被调制，所述接收机还包括用于确定使得与所述第三信号有关的干扰最小的最小旋转角度的装置，以及所述用于组合所述第一和第二相关输出的装置包括用于根据所述确定的最小旋转角度来组合所述第一和第二相关输出的装置。

37.如权利要求27所述的接收机，其特征在于所述通信信号包括与第三信号有关的分量，其中所述第三信号根据所述第一加扰序列和与所述第一扩频序列正交的第三扩频序列的组合被调制，所述接收机还包括用于均衡所述第一和第二相关输出以控制与所述第三信号有关的干扰的装置，以及所述用于组合所述第一和第二相关输出的装置包括用于组合所述均衡的第一和第二相关输出的装置。

38.如权利要求37所述的接收机，其特征在于：

所述用于将所述第一多个解扰值与所述第一扩频序列相关的装置包括：

用于将所述第一多个解扰值乘以所述第一扩频序列以产生换算的解扰值的装置；

用于根据包括所述第一和第二加扰序列的同相和正交分量的乘积的指示符函数的相应值将所述换算的解扰值分类为第一和第二组的装置；以及

用于累加所述第一和第二组换算的解扰值中的相应值以产生相应的第一和第二组部分相关输出值的装置；

所述用于将所述第二多个解扰值与所述第一扩频序列、所述第二加扰序列的同相分量和所述第二加扰序列的正交分量的乘积相关的装置包括：

用于将所述第二多个解扰值乘以所述第一扩频序列、所述第二加扰序列的同相分量和所述第二加扰序列的正交分量的乘积以产生换算的解扰值的装置；

用于根据所述指示符函数的相应值来将所述换算的解扰值分类为第三和第四组的装置；以及

用于累加所述第三和第四组换算的解扰值中的相应值以产生相应的第三和第四组部分相关输出值的装置；以及

所述用于组合所述第一和第二相关输出的装置包括用于组合所述第一、第二、第三和第四组部分相关输出值的装置。

39.如权利要求38所述的接收机，其特征在于利用对第一和第二信号的信道估计、噪声功率估计和干扰功率估计的各个函数的加权来累加所述第一、第二、第三和第四组部分相关输出值。

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