DE19937142A1

DE19937142A1 - Einrichtung zur Funkübertragung von digital komprimierten Video- und Audio- sowie anderer digitaler und digitalisierter Informationen

Info

Publication number: DE19937142A1
Application number: DE1999137142
Authority: DE
Inventors: Juergen Bergner
Original assignee: VTQ VIDIOTRONIK GmbH
Current assignee: VTQ VIDIOTRONIK GmbH
Priority date: 1999-08-06
Filing date: 1999-08-06
Publication date: 2001-03-15

Abstract

Es wird eine Einrichtung zur Funkübertragung von digital komprimierten Video- und Audio- sowie anderer digitaler und digitalisierter Informationen vorgeschlagen, die aus einem mobilen Sender und/oder Empfänger besteht, mit der Daten unterschiedlichen Formats durch den Sender in ein Standarddatenformat konvertiert, mit einem Fehlerschutz versehen und verschachtelt werden, in einem Pufferspeicher zwischengespeichert werden, per Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS)-Verfahren spektral verbreitet und durch ein digitales Modulationsverfahren moduliert und abgestrahlt werden und in einem Empfänger demoduliert und in umgekehrter Bearbeitungsrichtung die ursprünglichen Daten wiedergewonnen werden. DOLLAR A Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, im Sender der DSSS-Kodierung und dem HF-Teil mit der Modulation ein Reed Solomon Encoder und ein Interleaver mit Pufferspeicher vorzuschalten und im Empfänger dem HF-Teil mit der Demodulation und der DSSS-Dekodierung ein Deinterleaver mit Pufferspeicher und ein Reed Solomon Decoder nachzuschalten. Auf diese Weise kann eine quasi fehlerfreie Funkübertragung von digital komprimierten Video- und Audio-Informationen erreicht werden, die eine Funkübertragung dieser Informationen zwischen einem beweglichen Sender und/oder Empfänger gewährleistet.

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Funküber tragung von digital komprimierten Video- und Audio- sowie anderer digitaler und digitalisierter Informationen, bei der die Daten unterschiedlichen Formats durch den Sender in ein Standarddatenformat konvertiert, mit einem Fehler schutz versehen und verschachtelt werden, per Direct Se quence Spread Spectrum (DSSS)-Verfahren kodiert und spek tral verbreitert und durch ein digitales Modulationsver fahren, beispielsweise eine QPSK/DQPSK-Modulation, modu liert und abgestrahlt werden und im Empfänger demoduliert und in entsprechend umgekehrter Bearbeitungsrichtung die ursprünglichen Daten wiedergewonnen werden.

Für eine digitale Video- und Audioübertragung über Funk strecken ist es bekannt, daß eine Komprimierung der Ur sprungsdaten erfolgen muß, da infolge der Digitalisierung der analogen Kenngrößen eine Datenmenge entsteht, die für die Übertragung eine zu große Bandbreite in Anspruch nehmen würde. So entstehen beispielsweise bei der Digi talisierung eines PAL-Signals mit 25 Vollbildern/s bei einem üblichen Format 4 : 2 : 2 (Y : C_s : C_R 8 bit Auflösung) eine Datenmenge von 216 Mbit/s. Bei einer 64 QAM-Modula tion, wie sie in der DVB-Kabel-Technik angewendet wird, wäre zur Übertragung dieser Daten eines einzigen Program mes, ohne Zusatzinformation eine Bandbreite von < 41 MHz (rho = 0,15) notwendig.

Diese Daten enthalten jedoch viele irrelevante und re dundante Informationen, so daß durch Komprimierungsver fahren eine Datenreduktion durchgeführt wird. In den meisten Fällen werden dabei Komprimierungen nach den JPEG-, MPEG-, Wavelet- und H 320/323/324-Verfahren ange wandt, die auf unterschiedlichen Komprimierungsansätzen und Rahmenbedingungen basieren und damit zu unterschied lichen Auflösungen und Bildwiederholraten führen. So werden beispielsweise die MPEG-2- und Wavelet-Komprimie rung, die im MPEG-4 enthalten sein wird, durch ihre hoch auflösende und kontinuierliche Wiedergabe von Bildern (25 Vollbilder/s) beim digitalen Fernsehen angewendet. Dabei entstehen, je nach Bildqualität, Datenraten in der Grös senordnung von (1. .)3. .6 Mbit/s, in einigen Fällen bis 15 Mbit/s. Diese Größenordnung der Datenraten hat aber zur Folge, daß die Übertragung von Bildinformationen nur über breitbandige Kanäle, wie z. B. über Satellit oder Kabelka näle erfolgen kann.

Die Komprimierung nach dem H 320/323/324-Standard dagegen wurde für die Übertragung über ISDN- und analoge Telefon leitungen entwickelt. Auf Grund der bei dieser Übertra gung typischen Datenraten von ~10. .56 (analog) bzw. 64. .128 (max. 384) kbit/s (ISDN) sind jedoch Abstriche in der Auflösung und Bildwiederholfrequenz unumgänglich, da ein höherer Komprimierungsgrad erreicht werden soll.

Das MPEG-4-Verfahren, das unter anderen auch eine Wave let-Komprimierung durchführt kann, stellt eine weit ska lierbare Lösung dar, die an unterschiedliche Anforderung fast stufenlos einstellbar ist. So kann bei diesem Kom pressionsverfahren beispielsweise die Bildwiederholrate von ruckartiger (2-3 Bilder/s) bis zur kontinuierlichen Darstellung gewählt werden. Infolge des sehr variablen Kompressionsverhältnisses kann das MPEG-4-Verfahren auch auf den unterschiedlichsten Übertragungskanälen einge setzt werden, die sehr stark differierende Datenraten aufweisen.

Ein grundlegendes Problem bei der Übertragung digital komprimierter Signale überhaupt besteht darin, daß die Daten absolut fehlerfrei übertragen werden müssen, d. h., daß alle Daten unbedingt unverfälscht beim Empfänger an kommen müssen. Bereits ein falsch übertragenes Bit kann zu deutlich sichtbaren Bildfehlern bis hin zum Aussetzen des Dekomprimierungsalgorithmus führen.

Die Kenngröße, die Auskunft über diese Fehlerfreiheit der Übertragung gibt, ist die Bitfehlerrate. Die Bitfehler rate wird durch unterschiedliche Kenngrößen der Sende- und Empfangsanlage sowie der Übertragungsstrecke beein flußt, z. B. durch Reflexionen und damit verbundene Mehr wegeausbreitung bei der Funkübertragung, weiterhin durch unterschiedliche Gruppenlaufzeiten und eine nicht kon stante Verstärkung innerhalb der Kanalbreite, Reflexionen im Kabel und dergleichen mehr.

Einen weiteren bedeutenden Einfluß auf die Bitfehlerrate, insbesondere bei guten Signal/Rausch-Abständen, hat auch das Phasenrauschen der Oszillatoren im Sender und Empfän ger. Dieses Phasenrauschen hat zur Folge, daß auch bei sehr hohen Signal/Rausch-Abständen keine "unendlich" guten Bitfehlerraten (< 10^{-10. .-12}) möglich sind.

In der digitalen Übertragungstechnik über Satellit (QPSK- Modulation) und Kabel (QAM-Modulation) muß eine sogenann te "Quasi Error Free"-Übertragung (Bitfehlerrate < 10^-11) erreicht werden, um eine fehlerfreie Funktion der MPEG- Dekompression zu gewährleisten. Da eine derartige Bit fehlerrate durch die bereits erwähnten störenden Ein flüsse nicht bzw. nur durch eine unvertretbar hohe Sen deleistung oder aufwendigen und teuren Aufbau des Em pfängers erreicht werden kann, ist es bekannt, Fehler korrekturmechanismen zu verwenden.

Diese Fehlerkorrekturmechanismen sind beim digitalen Fernsehen an die Übertragungsstrecken angepaßt und bestehen aus einer Energieverwischung, aktiver Fehler korrektur, beispielsweise Reed-Solomon-Encoder und De coder, welche die Datenraten bei der Übertragung durch zusätzliche zur Fehlerkorrektur dienenden Schutzdaten erhöhen, sowie einem Interleaver und Deinterleaver zur Ver- und Entschachtelung der zu übertragenden Daten, wodurch statistisch gesehen, die Wahrscheinlichkeit der aktiven Fehlerkorrektur wesentlich erhöht wird.

Die Anwendung solcher Verfahren zur Übertragung von digitalen Video- und Audio-Daten mit den vorstehend be schriebenen Fehlerkorrekturmechanismen setzt aber eine Übertragungsstrecke voraus, bei der die Sende- und Em pfangsstation während der Übertragung ortsfest, Sende- und Empfangsantenne fest aufeinander ausgerichtet bzw. Sender und Empfänger per Kabel fest miteinander verbunden sind und dadurch die Übertragung selbst relativ sicher ist, d. h. wenig gestört wird.

So stellt z. B. der Aufbau zur Übertragung analoger oder digitaler Signale von einem Satellit zu einer Empfangs einrichtung am Boden ("Schüssel" mit LNB) eine Richtfunk strecke dar, da die Parabolantennen von Sender und Em pfänger Öffnungswinkel von typischerweise 1. . .4° haben und fest aufeinander ausgerichtet sind. Der Empfang der Signale über diese Strecke ist aber nur bei direkter, ungestörter "Sichtverbindung" gewährleistet, bereits durch starken Regen wird die Übertragung stark ver schlechtert oder, trotz Fehlerkorrekturmaßnahmen bei digitaler Übertragung, unmöglich. Die Übertragung ist ebenfalls unmöglich, wenn beide Parabolantennen nicht genau aufeinander ausgerichtet sind oder sich Hinder nisse, z. B. Bäume oder eine Wand auf der direkten Ver bindungslinie befinden. Von einem Funkempfang digitaler Video- und Audio-Signale unter so erschwerten Umständen oder gar Rundumempfang ohne Sichtverbindung kann demnach keine Rede sein.

Die Übertragung von Video- und Audio-Signalen über HF- Kabel, unabhängig ob analog oder digital, wie z. B. in Kabelfernsehanlagen, wurde erfunden und entwickelt, um die Störeinflüsse einer Funkübertragung zu vermeiden. Hier werden zur störungsarmen Übertragung sogar gewaltige Aufwendungen wie die Erdverlegung von Kabeln getätigt und wesentliche Nachteile wie der feste Anschluß an die An lage mit der damit verbundenen Ortsgebundenheit in Kauf genommen.

Für eine Rundum-Funkübertragung von digitalen Video- und Audio-Daten mit ortsfesten bzw. beweglichen Sender und/ oder Empfänger, zwischen denen insbesondere unter terres trischen Bedingungen normalerweise keine direkte Sicht verbindung besteht, ist die vorstehend beschriebene Über tragungstechnik auf Grund der andersartig gelagerten und wesentlich stärkeren Störungen auf der Funkstrecke völlig ungeeignet. Diese Störungen resultieren vorwiegend aus einer Mehrwegeausbreitung durch Reflexionen an Hinder nissen, die die direkte Funkverbindung verhindern und denen, die sich auf den indirekten Wegen befinden, Streu ungen und zusätzlicher Dämpfung der Signale beim Durch dringen von Hindernissen und dadurch Empfang von Signa len, die unterschiedliche Signallaufzeiten und Pegel ha ben und aus unterschiedlichen Richtungen empfangen wer den. Dadurch gibt es keine permanente direkte Übertragung vom Sender zum Empfänger, sondern in der Regel nur indi rekte Wege, über die sich die Signalstärke und der Sig nalweg unvorhersehbar verändern und die Signale sich auch auslöschen können. Diese Empfangsproblematik wird durch mobile Sender und/oder Empfänger noch wesentlich ver schärft.

Für den Empfang derartig stark gestörter digitaler Sig nale ist aus der US-PS 2 292 387 die Spread Spectrum Technik bekannt geworden. Auf dessen Grundlage wurden in den Folgejahren das Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) Verfahren und das Frequency Hopping Spread Spec trum (FHSS) Verfahren entwickelt.

Beim Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) Verfahren wird bei der Übertragung durch einen Spreizkode eine spektrale Aufweitung der Informationen durchgeführt, so daß der Einfluß der bereits erwähnten Störungen reduziert werden kann und bei einem bestimmten Signal/Rausch-Abstand des empfangenen Signals statistisch gesehen eine entsprechen de Bitfehlerrate gewährleistet wird. Dieses Verhalten und damit der Systemgewinn durch das DSSS-Verfahren kann im Aufbau durch die Wahl der Sequenz, mit der das Eingangs signal spektral gespreizt wird, beeinflußt werden, so daß eine Bitfehlerrate in der Größe von etwa 10^-5 bei einem Signal/Rausch-Abstand von 12. .14 dB erreichbar ist. Demgegenüber wird beim Frequency Hopping Spread Spectrum (FHSS)-Verfahren die Störfestigkeit durch ein schnelles Umschalten der Sende- und Empfangsfrequenz nach einem vorgegebenen Frequenzraster innerhalb eines Frequenz bandes erreicht.

Beide Verfahren, die im wesentlichen zur Funkübertragung digitaler Daten Anwendung finden, werden mit einer "Feh lerkorrektur" ARQ (Automatic Retransmission At Request) verknüpft, mit der nach Rückmeldung fehlerhaft übertra gene Pakete einfach noch einmal übertragen werden, z. B. bei drahtlosen PC-Netzwerken, oder das eine ständige Wiederholung der gesendeten Daten erfolgt, beispielsweise beim GPS-System. Folglich wird durch die mögliche mehr fache Übertragung von Datenpaketen und die sehr kurzen Nutzdatenpakete, die bei einer reinen Spread Spectrum Übertragung typisch sind, die zeitliche Nutzung des Funk kanals für die Datenübertragung verschlechtert. Darüber hinaus wird, wie bereits ausgeführt, durch das Direct Sequence Spread Spectrum-Verfahren keine Bitfehlerrate erreicht, die für eine Übertragung von digital kompri mierten Video-Signalen erforderlich ist.

Die Bitfehlerrate wird durch das DSSS-Verfahren nur so viel verbessert, wie es sonst durch ein um den System gewinn verbessertes Signal/Rausch-Verhältnis geliefert wird. Dieser Wert läuft aber gegen einen Grenzwert, der nicht mehr durch eine Erhöhung des Signal/Rausch-Verhält nisses verbessert werden kann. Die Ursache für dieses Verhalten liegt insbesondere im Einfluß des Phasenrau schens der Oszillatoren auf die Bitfehlerrate. Folglich ist dieses Verfahren trotz seines Fehlerkor rekturvermögens (Mehrheitsentscheidung beim Dekodieren der DSSS-Kodewörter im DSSS-Empfänger) für die Übertra gung von digital komprimierten Video-Signalen ungeeignet.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Einrichtung zu schaffen, die unter Anwendung des Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS)-Verfahrens eine kontinuierliche, fehler freie Funkübertragung von digital komprimierten Video- und Audio- sowie anderen digitalisierten oder digitalen Informationen zwischen ortsfesten bzw. mobilen Sendern und/oder Empfängern mit Rundumempfangsfähigkeit auch bei indirekter Funkverbindung mit einer hohem zeitlichen Effizienz des Funkkanals gewährleistet.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß im Sender der DSSS-Kodierung und dem HF-Teil, in dem die Mo dulation erfolgt, ein Reed-Solomon-Encoder und ein Inter leaver mit Pufferspeicher vorgeschaltet und im Empfänger dem HF-Teil, in dem die Demodulation erfolgt, und der DSSS-Dekodierung ein Deinterleaver mit Pufferspeicher und ein Reed-Solomon-Decoder nachgeschaltet sind.

Mit dem Reed-Solomon-Encoder und dem Interleaver im Sen der und dem Deinterleaver und dem Reed-Solomon-Decoder im Empfänger wird die Bitfehlerrate bei der Anwendung des Direct Sequence Spread Spectrum-Verfahrens entscheidend verbessert. Durch dem Interleaver im Sender und dem Dein terleaver im Empfänger werden auf der Übertragungsstrecke entstehende größere, zusammenhängende Fehlerpakete zer teilt und in kleinen Teilen auf mehrere Standarddatenpa kete verteilt, wodurch die Fehlerkorrekturfähigkeit durch den Reed-Solomon-Decoder statistisch betrachtet verbes sert wird. Folglich kann die Bitfehlerrate des Direct Se quence Spread Spectrum-Modulationsverfahrens, die eine Größenordnung von 10^-4 bis 10^-5 erreicht und als Anfangs bitfehlerrate für eine Reed-Solomon-Fehlerkorrektur dient, auf eine Bitfehlerrate von 10^-10. .10^-12 verbessert werden. Eine Bitfehlerrate von 10^-11 entspricht 0,36 Feh ler/Stunde bei 10 Mbit/s und kann z. B. bei der Datenüber tragung von MPEG-2-Daten als quasi fehlerfreie Datenüber tragung angesehen werden, die auch für eine Übertragung von digital komprimierten Video-Signalen geeignet ist und eine stabile Übertragung gewährleistet.

Aus diesem Grund kann auch auf die bisher bei der Spread Spectrum-Datenübertragung typische Fehlerkorrektur nach dem ARQ-Verfahren (Automatic Retransmission At Request) verzichtet werden, bei der fehlerhaft übertragene Infor mationen noch einmal übertragen werden. Demzufolge kann die Übertragung mit einem DSSS-Sender und einem DSSS-Em pfänger auch ohne Rückmeldung zur Betätigung der Über tragung in nur einer Richtung durchgeführt werden.

Durch diese quasi fehlerfreie Übertragung der eingespei sten Daten wird erreicht, daß die beim Spread Spectrum- Verfahren mit ARQ-"Fehlerkorrektur" typischen kurzen Nutzdatenpakete deutlich verlängert werden können, so daß eine annähernd permanente Datenübertragung im Funkkanal mit über 90% zeitlicher Effizienz erreicht werden kann. Die kontinuierliche Übertragung der Signale wird durch Pufferspeicher (FIFO-Speicher) im DSSS-Sender und DSSS- Empfänger erreicht, die die schubweise, nicht ganz kon tinuierliche und mit einer etwas höheren Datenrate erfol gende Übertragung nach dem DSSS-Verfahren ausgleichen. Die nicht ganz kontinuierliche Funktion des DSSS-Verfah rens wird durch die Synchronisierungsdaten, die am Anfang eines jeden DSSS-Paketes für den DSSS-Empfänger übertra gen werden müssen, verursacht. Der DSSS-Empfänger benö tigt diese Synchronisierungsdaten, um sich auf den Takt der gesendeten Daten einzustellen, den Anfang der DSSS- Kodewörter zu ermitteln und die Antennendiversity durch zuführen.

Durch die Pufferung der Daten im DSSS-Sender und DSSS- Empfänger entsteht auch die, für die komplexen digitalen Übertragungsverfahren typische kurzzeitige Verzögerung der Daten im Vergleich zur verzögerungsfreien Übertragung analoger Signale durch Modulationsverfahren wie z. B. AM oder FM.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist im DSSS-Empfänger zwischen dem HF-Teil, in dem die Demo dulation erfolgt, und der DSSS-Dekodierung ein adaptiver Equalizer vorgesehen. Dieser Equalizer ermittelt und kor rigiert bis zu einem gewissen Maß in real-time lineare Verzerrungen der Übertragungsstrecke und vermindert somit Abweichungen von der idealen Modulation und führt dadurch zu einer besseren Dekodierbarkeit der Daten, die noch DSSS-kodiert sind. Damit wird die Stabilität der Übertra gung weiter verbessert.

Nach einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Er findung sind mehrere Kanäle in ein Frequenzband gelegt, deren Modulationsbandbreite und damit die Datenrate ein stellbar ist. Auf diese Weise erhält man in einem Fre quenzband eine veränderliche Anzahl von Kanälen, die zu einer variableren Nutzung des zu Verfügung stehenden Fre quenzbereiches führt und dadurch spezielle Anforderungen der Nutzer besser erfüllt.

Nach einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Er findung ist im Sender auf einer festen und dem Empfänger bekannten Frequenz ein Service-Kanal eingerichtet, über dem die gewählten Einstellungen dem Empfänger übermittel bar sind. Durch diesen Service-Kanal wird gewährleistet, daß sich der zum System gehörende Empfänger auf die Ein stellungen des Senders programmiert. Außerdem wird durch eine Adressierung von Sender und Empfänger der Empfang von Daten durch Unberechtigte verhindert.

Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist, bei Belegung des zur Verfügung stehenden Frequenzbe reiches mit nur einem Nutzer, ein zusätzliches Frequency Hopping Spread Spectrum (FHSS) zuschaltbar. Die dazu not wendige zusätzliche Modulation bzw. Demodulation durch schnelle Veränderung von Sende- und Empfangsfrequenz wird im HF-Teil von DSSS-Sender bzw. DSSS-Empfänger unter der Steuerung der Steuerprozessoren durchgeführt, wobei der DSSS-Empfänger das zur Demodulation notwendige Raster der Frequenzsprünge kennt bzw. über den Funkrückweg erhält. Folglich werden die bereits im Sender DSSS-kodierten Daten durch das Frequency Hopping noch einmal zusätzlich in der Trägerfrequenz moduliert, wodurch die Störfestig keit der Übertragung weiter erhöht wird.

Nach einer weiteren Ausführungsform ist vom DSSS-Empfän ger zum DSSS-Sender ein ebenfalls digital modulierter, schmalbandiger Funkrückweg mit einer wesentlich geringe ren Datenrate vorgesehen, der in einem anderen Frequenz band Rückmeldungen an den DSSS-Sender gestattet.

Mit diesem Rückweg, dessen Frequenz deutlich geringer ist und dadurch wesentlich weniger gestört wird, können Fern einstellungen, wie z. B. Frequenzraster des FHSS und Rück meldungen an den DSSS-Sender übermittelt werden.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sind in der nach folgenden ausführlichen Beschreibung und anhand der bei gefügten Zeichnungen für eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung näher erläutert.

In den Zeichnungen wird dargestellt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild für den DSSS-Sender,

Fig. 2 ein Blockschaltbild für den DSSS-Empfänger.

Die Einrichtung zur kontinuierlichen, fehlerfreien Funk übertragung von digital komprimierten Video- und Audio- sowie anderer digitaler und digitalisierter Informationen mit ortsfesten bzw. mobilem Sender und/oder Empfänger mit Rundumempfangsfähigkeit auch bei indirekter Funkverbin dung besteht aus einem DSSS-Sender I und einem DSSS-Em pfänger II.

Der DSSS-Sender I besteht aus der Formatkonvertierung 2, den Reed-Solomon-Encoder 3, dem Interleaver 4 mit Paral lel-Seriell-Wandlung, die in einem FPGA 1 (Field Program mable Gate Array) realisiert sind und dadurch neuen An forderungen entsprechend modifiziert werden können, dem Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS)-Prozessor 5 und dem HF-Teil 6, das die Modulation, bevorzugt eine QPSK- Modulation durchführt, der Sendeantenne 7, sowie dem Steuerprozessor 10, der die Funktionen des DSSS-Senders I steuert. Der Interleaver 4 ist mit zwei Speichern ver bunden: mit einem RAM-Speicher 11, der zur Speicherung der Daten bei der Verschachtelung dient, und einem Puf fer-Speicher 12, der als FIFO-Speicher realisiert ist und zur Zwischenspeicherung der Daten während der Übertra gungspausen dient, wenn Synchronisierungsdaten zum DSSS- Empfänger II übertragen werden, so daß Datenverluste während derartiger Übertragungspausen vermieden werden. Desweiteren ist dem DSSS-Sender I ein Rückwegempfänger 9 mit Rückwegempfangsantenne 13 zugeordnet, der die empfan genen und demodulierten Rückwegdaten an den Steuerpro zessor 10 übermittelt.

Der DSSS-Empfänger II besitzt zwei Empfangsantennen 25, 26 von denen eine durch ein Atennendiversity ausgesucht wird. Weiter besteht der DSSS-Empfänger II aus dem HF- Teil 15, der u. a. die Kanalauswahl und die QPSK-Demodula tion durchführt, einem adaptiven Equalizer 16, dem Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS)-Prozessor 17, dem Dein terleaver 18 mit Seriell-Parallel-Wandlung, dem Reed- Solomon-Decoder 19 und der Formatkonvertierung 20 die ebenfalls, wie im DSSS-Sender I, in einem FPGA 14 ausge führt werden, um die Bestandteile flexibel an neue Anfor derungen anpassen zu können, sowie dem Steuerprozessor 22, der die Funktionen des DSSS-Empfänger II steuert. Der Deinterleaver 18 ist wiederum, wie im DSSS-Sender I, mit zwei Speichern verbunden: einem Puffer-Speicher 24 und einem RAM-Speicher 23. Der FIFO-Speicher 24 ist der Pufferspeicher, der die schubweise mit einem höheren Takt aus dem DSSS-Prozessor 17 ausgegeben Daten auffängt, da sie sonst durch den Deinterleaver 18 nicht kontinuierlich verarbeitet werden können. Der RAM-Speicher 23 dient dem Deinterleaver 18 zur Speicherung der Daten bei der Entschachtelung.

Im DSSS-Empfänger II ist der Rückwegsender 21 eingebun den, der die vom Steuerprozessor 22 erhaltenen digitalen Steuerdaten für den DSSS-Sender I mit einem "einfachen" Modulationsverfahren, beispielsweise mit einer FSK-Modu lation, moduliert und über die Rückwegsendeantenne 28 abstrahlt.

Die Eingangsdaten 8, die als kontinuierlicher oder dis kontinuierlich Datenstrom am FPGA 1 des DSSS-Senders I ankommen, können ein paralleles oder serielles Format haben und eine Datenrate von maximal 2; 4 oder 8 Mbit/s erreichen. Diese unterschiedlichen Nutzdatenraten erfor dern verschieden breite HF-Kanäle, wodurch sich eine un terschiedliche Anzahl von Kanälen innerhalb eines Fre quenzbandes ergibt, z. B. 16, 8 oder 4 Kanäle innerhalb des 2,4 GHz-ISM-Band (2400. . .2483,5 MHz). Diese Eingangs daten 8 werden in der Formatkonvertierung 2 in ein Stan dardformat, beispielsweise ins MPEG-2-Format umgewandelt, indem an einen intern erzeugten, 4 Byte langen Header 184 Byte Nutzdaten aus dem einlaufenden Datenstrom ange hängt werden. Dadurch entsteht ein 188 Byte langes Paket, das noch keine Schutzdaten beinhaltet und das parallel (8 bit) an den Reed-Solomon-Encoder 3 weitergegeben wird. Im Reed-Solomon-Encoder 3 werden 16 Byte Fehlerkorrektur daten aus den 188 Byte des in der Formatkonvertierung er zeugten Datenpaketes ermittelt und an das vorhandene Pa ket angehängt. Mit diesen Schutzdaten entsteht ein kom plettes, 204 Byte langes MPEG-2-Datenpaket, bei dem durch den Reed-Solomon-Decoder 19 im DSSS-Empfänger II bis zu 8 "defekte" Byte korrigiert werden können.

Mehrere dieser aufeinanderfolgenden MPEG-2-Datenpakete werden im Interleaver 4 ineinander verschachtelt, um längere Fehler nach der Entschachtelung im Deinterlea ver 18 des DSSS-Empfängers II auf mehrere MPEG-Datenpa kete zu verteilen und damit die Fehlerkorrekturwahr scheinlichkeit des Reed-Solomon-Decoders 19 im DSSS-Em pfänger II zu verbessern. Zur Verschachtelung werden die Daten in den RAM-Speicher 11 geschrieben und in entspre chend anderer Reihenfolge wieder ausgelesen, danach in den FIFO-Speicher 12 zwischengespeichert und aus diesem auf Anforderung des DSSS-Prozessors 5 ausgelesen und in der Parallel-Seriell-Wandlung am Interleaver 4 in einen seriellen Datenstrom umgewandelt, der dann vom DSSS-Pro zessor 5 eingelesen wird. Das serielle Eingangsformat stellt dabei eine spezielle Anforderung des verwendeten DSSS-Prozessors 5 dar.

Das Einlesen der Daten erfolgt mit einem etwas höheren Takt von 2,5; 5 oder 10 Mbit/s und diskontinuierlich, da zwischen den DSSS-Paketen, die bis zu 40 verschachtelte MPEG-2-Pakete enthalten können, Pausen zur Übertragung von Synchronisationsdaten zum DSSS-Empfänger II notwendig sind.

Im Direct Sequence Spread Spectrum-Prozessor 5 erfolgt dann die DSSS-Kodierung dieser eingehenden Daten. Dazu wird jedem Bit ein DSSS-Kodewort zugeordnet, wodurch eine Spreizung in der Bandbreite erreicht wird. Mit der Wahl des Kodewortes und der Datenrate wird die Bandbreite des HF-Kanals und durch die Länge des Kodewortes der Prozeß gewinn des DSSS-Verfahrens festgelegt. Der DSSS-Prozes sor 5 fügt jetzt am Anfang eines jeden DSSS-Paketes eine Synchronisierungssequenz für den DSSS-Prozessor 17 im Empfänger II ein. Die Ausgabe der kodierten Daten erfolgt diskontinuierlich und im Basisband an den I/Q-Ausgängen des DSSS-Prozessors 5. Von dort gelangen die Daten nach Filterung mit umschaltbarer Bandbreite (z. B. 2; 4 oder 8 MHz) als analoge Signale zur Modulation ins HF-Teil 6. Dort erfolgt dann die QPSK-Modulation mit gleichzeitiger Umsetzung auf die Hochfrequenz und die Verstärkung auf die Sendeleistung z. B. maximal 100 mW für das ISM-Band im 2,4 GHz-Bereich. Dazu enthält das HF-Teil 6 eine PLL, die beim zusätzlichen Frequency Hopping Spread Spectrum auch die schnelle Frequenzumschaltung durchführt, eine Pegel regelung und ein Tiefpaß-Filter zur Unterdrückung von Oberwellen.

Die am Ausgang des HF-Teils 6 durch die Sendeantenne 7 abgestrahlten modulierten Signale weisen, je nach Daten rate, eine Bandbreite von 5; 10 oder 20 MHz (2; 4 oder 8 Mbit/s Nutzdatenrate) auf, wodurch innerhalb von 83,5 MHz Bandbreite (2,4 GHz-ISM-Band) 16; 8 oder 4 Kanäle übertragen werden können. Die zeitliche Nutzung dieser Kanäle zur Übertragung der DSSS-Pakete erreicht dabei typischer-weise mehr als 90%.

Selbstverständlich sind auch andere Frequenzen und höhere Leistungen möglich, dazu sind jedoch besondere Zulassun gen beim Betreiber erforderlich

Die modulierten Datenströme werden bevorzugt über eine Sendeantenne 7 mit 0 dB Gewinn abgestrahlt, die eine Rundstrahlcharakteristik besitzt. Auf diese Weise wird ein Empfang unabhängig von der Position des DSSS-Senders I möglich. Die abgestrahlten Datenströme werden von den Empfangsantennen 25 und 26 des DSSS-Empfängers II empfan gen. Diese Antennen besitzen 0 dB Gewinn und ebenfalls eine Rundstrahlcharakteristik, um den Rundumempfang zu gewährleisten und gleichzeitig den Betrieb des Systems auch bei Bewegung von DSSS-Sender I und/oder DSSS-Empfän ger II zu ermöglichen.

Durch ein Antennendiversity, das der DSSS-Prozessor 17 im DSSS-Empfänger II während der Übertragung der Synchro nisationsdaten durchführt, wird die Empfangsantenne aus gewählt, die das Signal mit dem besserem Signal/Rausch- Abstand liefert.

Im HF-Teil 15 des DSSS-Empfängers erfolgt die Kanalaus wahl, die QPSK-Demodulation, Verstärkung und Regelung auf einen konstanten Ausgangspegel sowie die Tiefpaß-Filte rung des empfangenen Signals mittels umschaltbarer Fil ter. Beim zusätzlichem Frequency Hopping Spread Spectrum erfolgt, wie auch im DSSS-Sender I, die schnelle Fre quenzumschaltung im HF-Teil.

An den Ausgängen des HF-Teils 15 liegen diskontinuier liche, analoge I/Q-Signale im Basisband an, die eine Bandbreite von 2; 4 oder 8 MHz haben, die durch die um schaltbaren Filter festgelegt wird. Diese Ausgangssignale sind zwar gefiltert und pegelgeregelt, aber noch durch lineare und nichtlineare Verzerrungen gestört und DSSS- kodiert.

Im adaptiven Equalizer 16 erfolgt eine A/D-Wandlung dieser noch DSSS-kodierten I/Q-Signale und, in real-time, eine Ermittlung und Korrektur von linearen Verzerrungen der Übertragungsstrecke durch digitale Filterung. Die Fähigkeit zur Korrektur dieser linearen Verzerrungen wird durch die Anzahl der Taps des FIR-Filters bestimmt und ist eine wesentliche Kenngröße des Equalizers. Nach der D/A-Wandelung werden die Signale am Ausgang des Equali zers auf die analogen I/Q-Eingänge des DSSS-Prozessors 17 weitergegeben.

Im DSSS-Prozessor 17 erfolgt anschließend eine A/D-Wand lung der I/Q-Signale und die Synchronisation auf die Syn chronisierungssequenz am Anfang des DSSS-Paketes mit an schließender DSSS-Dekodierung der empfangenen Daten durch Korrelation mit den, dem Empfänger bekannten DSSS-Kode worten statt. Dabei werden aus den, zum Teil auch verfäl schten DSSS-Kodewörtern die ursprünglichen Datenbits durch Mehrheitsentscheidung ermittelt.

Durch diese Korrelation der empfangenen Modulationszu stände mit den Werten der dem Empfänger bekannten DSSS- Kodeworten wird bereits eine Korrektur von sogenannten Chipfehlern (1 Chip = 1 Zustand innerhalb der DSSS-Kode wortes) durchgeführt, die zu einer Bitfehlerrate von typisch 10^-4. . .10^-5 führt.

Die empfangenen und dekodierten Daten gibt der DSSS-Pro zessor 17 diskontinuierlich entsprechend der empfangenen DSSS-Pakete seriell an die Seriell-Parallel-Wandlung am Deinterleaver 18 aus. Diese Daten sind noch verschach telte und fehlerbehaftete MPEG-2-Pakete mit einer Daten rate von 2,5; 5 oder 10 Mbit/s.

Die Seriell-Parallel-Wandlung am Deinterleaver 18 liest die diskontinuierlichen, seriellen Daten vom DSSS-Prozes sor 17 ins FPGA 14 ein, wandelt sie in einen parallelen, 8 bit breiten Datenstrom um und schreibt diese Daten dann in den Puffer-Speicher 24 ein. Anschließend liest der De interleaver 18 die Daten kontinuierlich aus diesem FIFO- Speicher 24 aus und entschachtelt die Datenpakete.

Dadurch werden längere, durch Störungen falsch dekodierte Abschnitte des Datenstromes, in Abhängigkeit von der In terleavingtiefe, auf mehrere MPEG-Datenpakete verteilt, wodurch die Fehlerkorrekturwahrscheinlichkeit durch den nachfolgenden Reed-Solomon-Decoder 19 erhöht wird. Die Daten werden bei der Entschachtelung im RAM-Speicher 23 zwischengespeichert. Die Ausgabe der Daten aus dem Dein terleaver 18 erfolgt als komplette, entschachtelte, noch fehlerbehaftete MPEG-2-Pakete mit einer Länge von 204 Byte, parallel und kontinuierlich.

Im Reed-Solomon-Decoder 19 werden MPEG-paketweise die Fehler ermittelt und eine Korrektur von maximal 8 Byte fehlern durchgeführt. Die Datenpakete, die nicht mehr korrigierbare Fehler aufweisen, werden mit einer ent sprechenden Signalisation versehen, aber ebenfalls wei tergeleitet. Danach werden die 16 Byte Fehlerkorrektur daten (RS-Kode) abgeschnitten.

Die Daten werden an die Formatkonvertierung 20 als 188 Byte lange, korrigierte Pakete parallel und kontinuier lich ausgegeben. Dort werden diese Datenpakete, die noch aus 4 Byte Header und 184 Byte Nutzdaten bestehen, zu rückkonvertiert. Der Header des Paketes, der im DSSS-Sen der I erzeugt wurde, wird abgeschnitten und die übertra genen Daten, die digital komprimierten Audio- und Video daten oder sonstige digitale und digitalisierten Analog signale, werden als Ausgangsdaten 27 im ursprünglichen Format ausgegeben.

Im DSSS-Empfänger II ist ein Rückwegsender 21 vorgesehen, der Rückwegdaten für den DSSS-Sender I mit einer "ein fachen" digitalen Modulationsart, wie z. B. FSK auf einen HF-Träger z. B. im 433 MHz-Band aufmoduliert sowie auf eine z. B. für diesen Frequenzbereich typische Sendeleis tung von 10 mW verstärkt und über die Rückwegsendeanten ne 28 abstrahlt. Dabei ist die Datenrate mit beispiels weise 2,4 kbit/s relativ gering im Vergleich zum DSSS- Sender I, der maximal 10 Mbit/s (Summe aus Header, Nutz-, Schutz- und Synchronisationsdaten) erreichen kann. Außerdem ist die zeitliche Nutzung des Rückweges mit z. B. maximal 1% sehr gering.

Dieser Datenstrom gelangt dann über die Rückwegempfangs antenne 13 zum Rückwegempfänger 9 im DSSS-Sender I. Der Rückwegdatenstrom wird dort demoduliert und an den Steu erprozessor 10 zur Auswertung weitergeleitet.

In dieser Einrichtung ist gleichzeitig softwaremäßig ein Servicekanal vorgesehen, der in den Zeichnungen nicht dargestellt werden kann.

Dieser Servicekanal ist eine besondere Betriebsart des Systems, bei der nicht extern angelegte, sondern vom Steuerprozessor 10 des DSSS-Senders I erzeugte Daten auf einer festen, dem DSSS-Empfänger II bekannten Frequenz und Datenrate übertragen werden. Diese Daten werden im DSSS-Empfänger II nicht ausgegeben, sondern ausschließ lich vom Steuerprozessor 22 verarbeitet. Zur Übertragung dieser Servicedaten werden die selben Baugruppen wie zur Übertragung der externen Daten benutzt.

Durch diesen Servicekanal wird unter anderem eine Adres sierung von zueinandergehörenden Teilen eines Systems und eine automatische Ferneinstellung des DSSS-Empfängers II auf den DSSS-Sender I möglich.

Aufstellung der Bezugszeichen

I Sender
II Empfänger

1

FPGA (Field Programmable Gate Arrey)

2

Formatkonvertierung

3

Reed Solomon (RS) Encoder

4

Interleaver

5

Direct Sequence Spread Spectrum-Prozessor/ DSSS-Prozessor

6

HF-Teil

7

Rundstrahlantenne

8

Eingangsdaten

9

Rückwegempfänger

10

Steuerprozessor

11

RAM-Speicher

12

FIFO-Speicher

13

Empfangsantenne für Rückweg

14

FPGA (Field Programmable Gate Arrey)

15

HF-Teil

16

Adaptiver Equalizer

17

Direct Sequence Spread Spectrum-Prozessor/ DSSS-Prozessor

18

Deinterleaver

19

Reed Solomon (RS)-Decoder

20

Formatkonvertierung

21

Rückwegsender

22

Steuerprozessor

23

RAM-Speicher

24

FIFO-Speicher

25

Rundstrahlantenne

26

Rundstrahlantenne

27

Ausgangsdaten

28

Rückwegeantenne

Claims

1. Einrichtung zur Funkübertragung von digital kompri mierten Video- und Audio- sowie anderer digitaler und digitalisierter Informationen, bei der die Daten unterschiedlichen Formats durch den Sender in ein Standarddatenformat konvertiert, mit einem Fehler schutz versehen und verschachtelt werden, in ein Pufferspeicher zwischengespeichert werden, per Direkt Sequence Spread Spectrum(DSSS)-Verfahren kodiert und spektral verbreitert und durch ein digitales Modula tionsverfahren, beispielsweise QPSK/DQPSK Modula tion, moduliert und abgestrahlt werden und im Empfän ger demoduliert und in entsprechend umgekehrter Bear beitungsrichtung die ursprünglichen Daten wiederge wonnen werden, dadurch gekennzeichnet, daß im Sender (I) der DSSS-Kodierung (5) und dem HF-Teil (6), in dem die Modulation erfolgt, ein Reed-Solomon-Encoder (3) und ein Interleaver (4) mit Pufferspeicher vorgeschal tet und im Empfänger (II) dem HF Teil (15), in dem die Demodulation, erfolgt, und der DSSS-Dekodierung (17) ein Deinterleaver (18) mit Pufferspeicher und ein Reed-Solomon-Decoder (19) nachgeschaltet sind.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger (II) zwischen dem HF-Teil 15, in der die Demodulation erfolgt, und der DSSS Dekodierung (17) ein adaptiver Equalizer (16) vorgesehen ist.

3. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Kanäle in einem Frequenz band gelegt sind, deren Nutzdatenrate und damit die Modulationsbandbreite entsprechend einstellbar ist.

4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß im Sender (I) auf einer festen und dem Empfänger (II) bekannten Frequenz ein Service- Kanal eingerichtet ist, über dem die gewählten Ein stellungen dem Empfänger (II) übermittelbar sind.

5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß bei Belegung des zur Verfügung stehenden Frequenzbereiches mit nur einem Nutzer ein zusätzliches Frequency Hopping Spread Spectrum (FHSS) zuschaltbar ist.

6. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß vom DSSS-Empfänger (I) zum DSSS- Sender (II) ein digital modulierter schmalbandiger Funkrückweg mit einer wesentlich geringeren Datenrate vorgesehen ist, der in einem anderen Frequenzbereich Rückmeldungen an den DSSS-Sender (I) gestattet.