CN1731778A - 抑制码元间干扰的正交频分复用系统接收器装置 - Google Patents

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Abstract

抑制码元间干扰的正交频分复用系统接收器装置。根据正交频分复用系统的接收器装置包括：码元间干扰抑制单元，将接收信号中所含主波的一部分修改为预定内容和将接收信号中所含至少一个延迟波的一部分修改为预定内容；试解调单元，对包括经修改主波和经修改延迟波或者包括未修改主波和经修改延迟波的信号，根据正交频分复用系统解调以输出试解调过的目标码元；以及载波间干扰抑制单元。其中载波间干扰抑制单元包括：第一单元，响应于试解调过的目标码元进一步修改经修改延迟波的修改部分；第二单元，响应于试解调过的目标码元进一步修改经修改主波的修改部分和经修改延迟波的修改部分；以及选择单元，响应于延迟模型选择第一单元和第二单元之一。

Description

抑制码元间干扰的正交频分复用系统接收器装置
技术领域
本发明总体上涉及一种用于对接收到的信号进行解调的技术，具体地，涉及一种基于正交频分复用系统(OFDM)的接收器装置。
背景技术
在上述技术领域中正在研究的宽带无线通信(下一代移动通信)中，当构造系统时需要考虑多路径传播环境。多载波调制方法利用多个用于预定传输频带的子载波来并行传输信号，从而减小频率选择性衰落(fading)的效应，所述频率选择性衰落尤其在多路径传播环境中是一个难题。OFDM系统在有效码元之间插入保护间隔(guard interval)(GI)。这用于有效地抑制对于延迟小于所述保护间隔的长度的多路径延迟波的码元间干扰，从而可以不加均衡地解调。因此可以有效地处理多路径衰落。
延迟波相对于先导波的延迟(延迟扩展)根据通信环境而增加。这种延迟在城市地区可能是0.2到2.0微秒。在山区或者盆地，该延迟例如可以达到10到20微秒。考虑到这一点，应该将保护间隔设为足够长的长度以使得所有跟随先导波的延迟波都落入该保护间隔的范围内。
然而，因为保护间隔也是冗余码元，所以优选的是在保持保护间隔的足够长度的同时避免传输效率的下降。为此，需要增加OFDM码元的整体长度，以使得有效码元对保护间隔的比率保持在一定水平之上。然而，如果增加OFDM码元的长度，则在单个OFDM码元的持续时间内的衰落不恒定，这导致对衰落的抗受性(resiliency)更弱。另外，OFDM码元长度(Ts)的增加导致子载波间隔下降(Δf＝1/Ts)。这意味着对多普勒频移的抗受性更弱。此外，峰均功率比也增大，导致了由非线性失真引起的性能劣化。考虑到这一点，通常将保护间隔设为适当的长度，并采取另外的措施来处理以超出保护间隔长度的延迟到达的延迟波。
为了抑制影响使用频带整体的码元间干扰(ISI)，非专利文献1在解调过程中的FFT(快速傅立叶变换)时，对触发干扰的部分进行时域滤波，从而进行最大似然序列估计(MLSE)。在专利文献1中也对这种方法进行了说明。
[专利文献1]日本专利申请公开No.2003-218826
[非专利文献1]Suyama，et al.，“An OFDM Receiver with SmoothedFFT-Window and RLS-MLSE for Fast Multipath Fading Environments withLarge Delay Spread”，IEEE 7thInt.Symp.on Spread-Spectrum Tech.&Appl.，Prague，Czech Republ ic，Sept.2-5，2002，pp.353-357
专利文献1和非专利文献1中公开的方法需要维特比(Viterbi)均衡器，其对每个子载波具有M2个状态(M：调制电平数)。因此，从需要减小电路尺寸、计算规模、功耗、以及成本等的角度看，这些方法不是优选的。尤其是，这些方法不利于在需要体形小的便携式通信设备中使用。
此外，这种方法使用最大似然序列估计(MLSE)难以确定信号点。因此，对于信号点的确信度(certainness)，不能有效利用似然信息或者软判决信息(soft decision information)。因此，这种方法不能充分利用纠错技术，并且从接收信号估计的准确性角度来看是不利的。
因此，需要一种接收器装置，其能够减少由以超出OFDM码元的保护间隔的延迟到达的延迟波引起的码元间干扰(ISI)。
发明内容
本发明的总体目的是提供一种接收器装置，其基本上消除了由现有技术的局限和缺点造成的一个或更多个问题。
本发明的特征和优点将在随后的说明中加以阐述，部分从说明和附图中显见，或者可通过根据本说明提供的教导对本发明进行实践而获知。通过在说明书中以使得本领域普通技术人员能够实践本发明的完整、清晰、简明且准确的措辞所具体指出的接收器装置，可实现和获得本发明的目的及其它特征和优点。
为了实现根据本发明目的的这些和其它优点，本发明提供了一种根据OFDM系统的接收器装置，该接收器装置包括：码元间干扰抑制单元，其被构造为将接收信号中包括的主波(dominant wave)的一部分修改为预定内容，以及将该接收信号中包括的至少一个延迟波的一部分修改为预定内容；试解调单元，其被构造为对包括修改过的主波和修改过的延迟波的信号、或者包括未修改的主波和修改过的延迟波的信号，根据所述正交频分复用系统进行解调，以输出试解调过的目标码元；以及载波间干扰抑制单元。其中，所述载波间干扰抑制单元包括：第一单元，其被构造为响应于试解调后的目标码元，对修改过的延迟波的修改部分进一步进行修改；第二单元，其被构造为响应于试解调后的目标码元，对修改过的主波的修改部分和修改过的延迟波的修改部分进一步进行修改；以及选择单元，其被构造为响应于延迟模型(delay profile)，选择第一单元和第二单元中的一个。
根据本发明的至少一个实施例，进行设置以减小由以超出OFDM码元的保护间隔的延迟到达的延迟波所引起的码元间干扰和载波间干扰。
附图说明
结合附图来阅读以下详细说明，本发明的其他目的和更进一步的特征将更明显，在附图中：
图1是表示消除码元间干扰的OFDM系统的接收器装置的一部分的框图；
图2是用于解释消除码元间干扰的方式的示意图；
图3A到3D是表示对于单个子载波分量的主波和延迟波的示意图；
图4是消除码元间干扰和载波间干扰的接收器装置的框图；
图5是用于解释消除载波间干扰的方式的示意图；
图6是表示接收器装置的一部分的框图；
图7是用于解释消除载波间干扰的方式的示意图；
图8是表示根据本发明实施例的接收器装置的一部分的框图；
图9是表示由切换位置控制单元执行的操作的示例的流程图；
图10A到10C是用于解释图8中所示的选择单元和切换位置控制单元的操作的示意图；
图11是表示本发明实施例的模拟结果的图；以及
图12是表示本发明实施例的模拟结果的图。
具体实施方式
以下，将参照附图对本发明的实施例进行说明。
根据本发明实施例的OFDM系统的接收器装置使用延迟波重构方法或者全路径重构方法来抑制码元间干扰和由其消除所引起的载波间干扰(ICI)。在延迟波重构方法中，将接收信号中的延迟波中与目标码元相邻的先导码元(preceding symbol)的一部分修改为预定的内容，并且所修改的部分由试解调后的目标码元进一步修改。在全路径重构方法中，将接收信号中的主波和延迟波中的经受解调的目标码元的一部分修改为预定的内容，并且所修改的部分由试解调后的目标码元进一步修改。根据延迟模型来选择所述方法中的任一种。
在这种条件下，通过使用一种适合于通信环境的方法来抑制载波间干扰。
根据本发明的一个实施例，将接收信号中的希望波功率对非希望波功率的比与一阈值进行比较，并根据比较的结果选择一种抑制载波间干扰的方法。例如，如果非希望波功率小于接收信号总功率的一半，则选择延迟波重构方法。如果非希望波功率超过接收信号总功率的一半，则选择全路径重构方法。根据延迟模型可以容易地推导出这种信号功率，从而可以将实现本发明所必需的附加电路元件和成本增加保持为很小。
根据本发明的一个实施例，设置平均化装置以平均化延迟模型，以将结果提供给上述选择装置。在这种条件下，根据延迟模型的统计趋势来修改所述阈值。
根据本发明的一个实施例，设置一装置以在主波和多个延迟波的起始定时中选择切换定时，其中所述切换定时表示希望波功率对总功率的比超过所述阈值的定时。例如，选择延迟波重构方法来对从这种切换定时到最大延迟波的起始定时的多个采样进行解调。另外，选择全路径重构方法来对这种切换定时之前的多个采样进行解调。这提供了一种用来选择适当的载波间干扰抑制方法的简单的检查方法。
以下，将针对以下情况来说明本发明的实施例：(1)码元间干扰消除，(2)载波间干扰消除(模式1)，(3)载波间干扰消除(模式2)，以及(4)载波间干扰消除(模式3)。在所有附图中，由相同的标号表示相同的元件。
(1)码元间干扰消除
图1是表示消除码元间干扰的OFDM系统的接收器装置的一部分的框图。这基于在日本专利申请No.2003-44519中公开的技术。接收器装置包括保护间隔去除单元(-GI)100、信道估计单元101、减法单元102、超GI延迟波检测单元103、ISI副本产生单元104、乘法单元105、快速傅立叶变换单元(FFT)106和107、信道补偿单元108、快速傅立叶逆变换单元(IFFT)109、以及延迟单元(Ts)110。
保护间隔去除单元100从接收信号中除去保护间隔以提供给减法单元102和信道估计单元101。
信道估计单元101计算预先存储在存储器中的导频信号(pilotsignal)与接收信号中包含的导频信号之间的相关性，从而输出关于所述接收信号的信道估计值和延迟模型。
超GI延迟波检测单元103检查主波(例如，第1个到达的路径)和一个或更多个随后的延迟波(路径)的延迟，并把相对于主波的延迟在保护间隔范围之内的延迟波与其它延迟波区分开来。延迟超过保护间隔的延迟波被报告给ISI副本产生单元104。
ISI副本产生单元104提取正经受解调的目标码元之前的先导码元的一部分，并输出所提取的部分。该部分是从对已经由OFDM系统解调的先导码元进行调制所获得的码元中提取的。
乘法单元105将ISI副本产生单元104的输出乘以一个适当的加权系数，以提供给减法单元102。该加权系数是信道估计值。
减法单元102从所述接收信号中减去乘法单元105的输出。
快速傅立叶变换单元106对由减法单元102提供的信号进行快速傅立叶变换，从而执行根据OFDM系统的解调。
快速傅立叶变换单元107对信道估计值执行快速傅立叶变换，以获得各子载波的信道估计值。
根据快速傅立叶变换单元107的输出，信道补偿单元108对由OFDM系统解调的接收信号按子载波进行信道补偿。这样，获得经过适当补偿的解调码元。
快速傅立叶逆变换单元109对经解调的码元进行快速傅立叶逆变换，从而执行OFDM调制。由延迟单元110将所调制的码元适当地延迟，以提供给ISI副本产生单元104，在ISI副本产生单元104中，经延迟的调制码元被用于抑制针对所述解调码元之后的码元的码元间干扰。
参照图2来说明操作。为了简化起见，假定接收到的信号仅包括两个波(两条路径)，即，主波210和以超出保护间隔TGI的延迟到达的延迟波220。本发明不限于该示例，而可以应用于具有任意数量个路径的结构。延迟波的总延迟表示为TGI+τ。由接收器装置接收这种接收信号，并由保护间隔去除单元100去除保护间隔，以提供给减法单元102。如图所示，经受OFDM解调的码元被称为“目标码元”，而在该目标码元之前的码元被称为“先导码元”。各码元都具有与持续时间TFFT相等的信号长度，所述持续时间TFFT对应于快速傅立叶变换的窗宽度。如图所示，延迟波的先导码元的一部分(用τ表示)与主波的目标码元交叠，这引起码元间干扰(ISI)。
对接收到的信号中包含的一系列码元连续解调，从而当要对目标码元解调时已经完成对先导码元的解调。也就是说，先导码元已被从图1的信道补偿单元108输出。快速傅立叶逆变换单元109和延迟单元110根据OFDM系统对经解调的先导码元进行调制，从而产生时域的先导码元。ISI副本产生单元104提取这个二次调制的先导码元的一部分(即，“先导码元”中由图2中的τ表示的部分)，以提供给乘法单元105。如图2所示，乘法单元105将先导码元的所述提取部分乘以从延迟模型获得的信道估计值h1。主波210和延迟波220的信道估计值表示为h0和h1，它们通常为复数。乘法单元105的输出信号与所述接收信号中的延迟波220的引起解调目标码元时的码元间干扰的所述部分的波形相同。当减法单元102从所述接收信号中减去乘法单元105的输出时，就抵消了延迟波的由τ表示的信号部分。抵消之后的该信号部分等于“0”。这充分地防止了由τ表示的所述部分引起对目标信号的码元间干扰。
图3A到3D是表示对于单个子载波分量的主波和延迟波的示意图。图3A表示提供给减法单元102的一个输入的信号，图3B表示从减法单元102输出的信号。如图3A所示，由于延迟波220的先导码元的由τ表示的部分而出现了码元间干扰。如图3B所示，延迟波220的先导码元的所述信号部分被抵消，以使得延迟波222仅包括目标码元。结果，有效地抑制了在图3A的情况下观察到的码元间干扰。
当如图3B所示地修改延迟波以抑制码元间干扰时，因为关于子载波的信息对于延迟波的所述τ部分变为零，所以解调时可能出现失真。换言之，没有保留子载波之间的正交性，从而产生载波间干扰(ICI)。以下将说明消除这种载波间干扰的方法。
(2)载波间干扰消除(模式1)
图4是消除码元间干扰和载波间干扰的接收器装置的框图。这基于日本专利申请No.2003-44519中公开的技术。除了图1所述的元件之外，该接收器装置还包括快速傅立叶变换单元201、信道补偿单元202、快速傅立叶逆变换单元203、ICI副本发生器204、乘法单元205、以及加法单元206。对已经参照图1进行了说明的元件不再进行另外的说明。
快速傅立叶变换单元201对从减法单元102提供的信号执行快速傅立叶变换，从而执行根据OFDM系统的解调。
快速傅立叶变换单元107对信道估计值进行快速傅立叶变换以获得各子载波的信道估计值。这些信道估计值被提供给信道补偿单元108和202。
基于快速傅立叶变换单元107的输出，信道补偿单元202对于由OFDM系统解调的接收信号按照子载波进行信道补偿。这样，获得了受到载波间干扰影响的解调(试解调)码元。
快速傅立叶逆变换单元203对经信道补偿的码元(经试解调的目标码元)进行快速傅立叶逆变换，从而使其返回到时域。
ICI副本产生单元204提取经试解调的目标码元的一部分，以提供给乘法单元205。
乘法单元205将ICI副本产生单元204的输出乘以适当的加权系数(信道估计值)，以提供给加法单元206。
加法单元206将减法单元102的输出和乘法单元205的输出相加，并将该和提供给快速傅立叶变换单元106。该信号经受了快速傅立叶变换和信道估计，随后被从信道补偿单元108输出，作为减小了ICI的解调码元。
参照图5对操作进行说明。在图5中，表示为“消除ISI后的接收信号”的信号对应于减法单元102的输出，并与在图2的底部表示的信号相同。在延迟波222中，由τ表示的部分被修改为“0”。由快速傅立叶变换单元201和信道补偿单元202根据OFDM系统对包含所述延迟波222和主波210的信号进行解调。如前所述，减法单元102的输出包括载波间干扰。这个经试解调的目标码元由快速傅立叶逆变换单元203再次调制，以成为时域的目标码元。ICI副本产生单元204提取该试解调的目标码元的一部分。该经受提取的部分由图5中的“试解调后的目标码元”中所示的τ表示。即，要提取的部分是落入位于目标码元端部的范围τ+TGI之内、但落在设置在该端部的范围TGI之外的部分。将所提取的部分提供给乘法单元205，并将其乘以信道估计值h1。然后加法单元206将减法单元102的输出与这个经提取并加权后的信号部分502相加。这样，向延迟波222的变为“0”的部分提供了更恰当的子载波信息，从而减小载波间干扰。之后，快速傅立叶变换单元106和信道补偿单元108执行其各自的功能，从而输出更准确解调过的目标码元。
参照图3对消除载波间干扰的方法进行进一步说明。如前所述，减法单元102的输出示于图3B中。如图3C所示，对该输出进行试解调，以获得由箭头“A”表示的用于提取的部分τ。利用信道估计值对所提取的部分进行加权，以相加到延迟波222上，从而进一步修正延迟波222。如图3D所示，对于所讨论的子载波，主波210和延迟波224都在整个持续时间TFFT中包含有意义的信息。在图3B中，在延迟波的一些部分处，关于子载波的信息不是有意义的子载波信息。根据在此所述的信号处理，可以抑制载波间干扰。
(3)载波间干扰消除(模式2)
在上述示例(1)和(2)中，延迟波的一部分被修改为“0”，并且通过使用试解调的目标码元对该部分进行进一步的修改。本发明不限于这种模式。除了延迟波，主波的一部分也可以被修改为“0”，并且可以通过使用试解调的目标码元对该修改过的部分进行进一步的修改。
图6是表示接收器装置的一部分的框图。这基于日本专利申请No.2003-44519中公开的技术。该接收器装置消除码元间干扰和载波间干扰。除了结合图1和图4说明过的元件，该接收器装置包括零插入单元(“0”插入)262、乘法单元207、以及加法单元264。对于已经说明过的元件不再进行说明。另外，结合图4和图5说明了对延迟波的一部分的修改，将省略对其的说明。
零插入单元202将来自减法单元102的信号中包含的主波210的一部分修改为“0”。这个修改部分位于与延迟波222的修改信号部分(图2)相同的时段。
乘法单元207将ICI副本产生单元204的输出乘以等于信道估计值的加权系数。如后文所述，不仅延迟波经受加权乘法，而且主波也经受加权乘法。
加法单元264将零插入单元262的输出与乘法单元207的输出相加，以提供给已经说明过的快速傅立叶变换单元106。
参照图7和图6对操作进行说明。如图7中的“部分被零替换的接收信号”所示，零插入单元262的输出包括主波211和延迟波222。由快速傅立叶逆变换单元203将由快速傅立叶变换单元201和信道补偿单元202试解调的目标码元逆变换成时域信号。ICI副本产生单元204提取该信号的多个部分。要提取的部分在图7中表示为702和704。信号部分702对应于主波211的“0”部分。信号部分704对应于延迟波222的“0”部分。将这两个部分提供给乘法单元207，以由对应于主波和延迟波的相应信道估计值h0和h1进行加权相乘。将修改过的信号部分702’和704’提供到加法单元264。将乘法单元207的输出与零插入单元262的输出相加，从而获得其中“0”信号部分被进一步修改的信号。即，主波211的“0”信号部分相加有信号部分702’，延迟波222的“0”信号部分相加有信号部分704’。结果，如图7底部所示，加法单元264输出具有主波213和延迟波224的信号。这样，向主波和延迟波的被“0”替换的部分提供了更恰当的子载波信息，从而减小载波间干扰。之后，快速傅立叶变换单元106和信道补偿单元108执行它们的功能，从而输出更正确解调过的目标码元。
(4)载波间干扰消除(模式3)
如(2)中所述的抑制载波间干扰的方法(以下，为了方便起见，将其称为“延迟路径重构方法”)对延迟超过保护间隔的延迟波的一部分进行修改，但是不修改主波。因此，当主波的功率占优势而延迟波的功率较小时，该方法尤其有利。例如，当延迟模型具有功率呈指数衰减的跟随主波的一系列延迟波或者路径时，该方法是有利的。在其中观察到这种延迟模型的通信环境下，采用如(3)所述的抑制载波间干扰的方法(以下，为了方便起见，将其称为“全路径重构方法”)不是优选的。(3)中所述的方法除了将延迟波的一部分修改为“0”，还将主波的一部分也修改为“0”，从而丢弃了关于大功率可靠主波的部分信息，并由试解调的信息替代了这一部分。因此，就主波而言没有必然地进行改进。
(3)中所述的方法除了对延迟波的一部分进行了修改，还对主波的一部分进行了修改，从而当主波不占主导地位而延迟波的功率较强时，该方法是有利的。例如，当延迟模型的主波后面的一系列延迟波的功率与主波的功率一样强时(例如，如同在等增益模型中)，该方法是有利的。在其中观察到这种延迟模型的通信环境下，采用如(2)所述的抑制载波间干扰的方法不是优选的。这是因为对关于不可靠主波的信息未加任何修改而将其当作可靠信息进行了处理。
考虑到这一点，优选的是根据通信状态来对上述干扰消除方法进行切换。下述的接收器装置根据延迟模型来选择干扰消除方法(2)或者干扰消除方法(3)中的任何一个。
图8是表示根据本发明实施例的接收器装置的一部分的框图。除了已经结合图1、4和6进行说明的元件外，该接收器装置还包括选择单元802、延迟路径重构单元804、全路径重构单元806、复用单元808、以及切换位置控制单元810。不再对已经说明过的元件进行说明。
选择单元802响应于来自切换位置控制单元810的控制信号，将减法单元102的输出耦合到延迟路径重构单元804、全路径重构单元806、以及信号线805中所选定的一个。
延迟路径重构单元804通过如(2)中所述修改延迟波而不修改主波来消除载波间干扰。
全路径重构单元806通过如(3)中所述既修改主波又修改延迟波来消除载波间干扰。
复用单元808与选择单元802的选择操作相关联地进行操作，并将延迟路径重构单元804的输出、信号线805的输出、以及全路径重构单元806的输出中的一个提供给已经说明过的快速傅立叶变换单元106。
切换位置控制单元810根据从延迟模型产生单元101提供的延迟模型，向选择单元802提供用于选择合适的载波间干扰消除方法的控制信号。
图9是表示由切换位置控制单元进行的操作的示例的流程图。该流程从步骤902开始，并进行至步骤904。
在步骤904，例如，在预定的时帧(如FFT窗(W))内测量在接收信号中检测到的有效路径的信号功率Pow(i)。通过进行阈值检查来执行该检测过程(例如，如果采样的信号功率距离峰值功率在预定的功率容限范围之内，则断定路径存在于这些采样中)。这里，“i”是用于区分路径的参数。
在步骤906，将有效路径出现的定时标识为Pos(i)。
在步骤908，将有效路径的总数表示为N_all。
在步骤910，将相对于主波在保护间隔内的路径数表示为N_gi。
在步骤912，将所有路径的总信号功率表示为Pow_all。
在步骤914，将保护间隔内的路径的总信号功率表示为Pow_gi。
在步骤916，将保护间隔内的路径的总信号功率Pow_gi作为关于希望波的功率的参数Pow_total。
在步骤918，将参数i设为N_gi。
在步骤920，对是否满足Pow_total＞(Pow_all)(TH)进行检查。这里，TH是预定的阈值，在该实施例中为1/2(＝0.5)。另选地，可以将该阈值设为其它值，只要它大于0且小于1。如果满足以上条件，则过程转到步骤922。否则，过程转到步骤921。
在步骤921，参数i的值递增1。
在步骤923，将第i条路径的信号功率Pow(i)添加给Pow_total，过程返回步骤918。
在步骤922(当在步骤920满足上述条件时)，将第i条路径的定时Pos(i)作为Pos_sel，Pos_sel是对多种载波间干扰消除方法进行切换时的定时(系统切换定时)。通过控制信号将该设置的内容传送给图8的选择单元802。选择单元802响应于该切换定时和最大延迟波的采样位置Pos(N_all)，选择合适的干扰消除方法。选择单元802为从第一采样到Pos_sel的多个采样选择全路径重构方法(806)。选择单元802在最大延迟波的采样位置之后，选择不处理的信号选项(即，信号线805)。对于其它的采样，选择单元802选择延迟波重构方法(804)。
之后，过程在步骤924结束。
图10A到10C是用于解释图8中所示的选择单元802和切换位置控制单元810的操作的示意图。为了简化起见，假定所接收到的信号中包含一个主波(第一路径)和两个延迟波(第二路径和第三路径)。在该接收器装置中，在经受解调的码元中包含的保护间隔之后的预定持续时间(FFT窗宽度TFFT)中对多个采样连续地进行解调。在解调之后，由上述的方法补偿码元间干扰和载波间干扰。在补偿载波间干扰的情况下，根据接收到的主波和延迟波的信号功率，选择全路径重构方法或者延迟路径重构方法，来对载波间干扰进行补偿。
在图10A中，各路径的功率比为1∶1∶1。在时段A中，总信号功率的2/3正在引起码元间干扰，这归因于第二路径和第三路径。第二路径的时段A对应于由(1)所述的码元间干扰消除方法修改为“0”的部分。第三路径的时段A和B也对应于由(1)所述的码元间干扰消除方法修改为“0”的部分。接收器装置从保护间隔之后的第一采样(j＝1)到最后采样(j＝N)连续对多个采样进行解调，同时执行ISI和ICI补偿。N表示构成单个码元的采样的总数。
下面，将对在图10A的情况下如何设置载波间干扰消除方法的切换定时(方法切换定时)进行说明。所示示例中示出的参数设置如下。
有效路径信号功率：
Pow(1)＝Pow(2)＝Pow(3)＝1
有效路径位置：
Pos(1)＝τ1，Pos(2)＝τ2，Pos(3)＝τ3
有效路径数量：
N_all＝3
保护间隔中的有效路径数量：
N_gi＝1
所有有效路径的功率：
Pow_all＝Pow(1)+Pow(2)+Power(3)＝3
保护间隔中的有效路径的功率：
Pow_gi＝Pow(1)＝1
在i＝N_gi＝1的情况下，步骤920处的不等式的左侧和右侧如下：
左侧＝Pow_total＝1
右侧＝Pow_all×TH＝3×0.5＝1.5结果，检查结果指示“否”。因此，参数i递增1，从而i＝2。在步骤923，将Pow(2)相加给Pow_total以在步骤923进行更新。在步骤920，再次对不等式进行评估。
左侧＝Pow_total＝2
右侧＝Pow_all×TH＝3×0.5＝1.5结果，检查结果指示“是”。在步骤922，如下给出切换定时：
Pos_sel＝Pos(2)＝τ2切换位置控制单元810将τ2作为载波间干扰消除方法的切换定时通知给选择单元802。以这种方式计算的切换定时表示希望波的功率在所述接收信号的总功率中的比例超过阈值1/2处的定时。
参照图10A，接收器装置从第一采样(j＝1)到定时τ2处的采样(即，在时段A中)，通过使用全路径重构方法(806)抑制载波间干扰。至于在最大延迟波的采样位置τ3之后的采样(即，在时段C中)，不存在子载波间干扰。因此，选择单元802选择信号线805来将信号传送到随后的处理级。在不同于上述时段的时段B中，选择延迟波重构方法(804)。
下面，对图10B中所示的情况进行说明。在此情况下，参数设置如下：
有效路径信号功率：
Pow(1)＝4，Pow(2)＝Pow(3)＝1
所有有效路径的功率：
Pow_all＝Pow(1)+Pow(2)+Power(3)＝6其它参数与图10A的情况中的那些参数相同。在此情况下，对于时段A、B和C，希望波的功率与总功率的比X分别为4/6、5/6和1。结果，方法切换定时为τ1。参照图9的流程图对此进行如下说明。
在i＝Ng_i＝1的情况下，步骤920处的不等式的左侧和右侧如下：
左侧＝Pow_total＝4
右侧＝Pow_all×TH＝6×0.5＝3结果，检查结果指示“是”。因此，在步骤922，切换定时Pos_sel＝Pos(1)＝τ1。
接收器装置对从第一采样到在定时τ1处的采样选择全路径重构方法(806)。因为第一采样与τ1重合，所以从不执行全路径重构方法。对于在最大延迟波的采样位置τ3之后的采样(即，在时段C中)，选择单元802选择信号线805来将信号传送到随后的处理级。在其它时段A和B中，选择延迟波重构方法(804)。
下面，对图10C中所示的情况进行说明。在此情况下，参数设置如下：
有效路径信号功率：
Pow(1)＝Pow(2)＝1，Pow(3)＝2
所有有效路径的功率：
Pow_all＝Pow(1)+Pow(2)+Power(3)＝4
其它参数与图10A的情况中的那些参数相同。在此情况下，对于时段A、B和C，希望波的功率对总功率的比X分别为1/4、2/4和1。结果，方法切换定时为τ3。参照图9的流程图对此进行如下说明。
在i＝Ng_i＝1的情况下，步骤920处的不等式的左侧和右侧如下：
左侧＝Pow_total＝1
右侧＝Pow_all×TH＝4×0.5＝2结果，检查结果指示“否”。随后参数i递增1而变为2。在步骤923，将Pow(2)加给Pow_total以进行更新。在步骤920，再次对不等式进行评价。
左侧＝Pow_total＝2
右侧＝Pow_all×TH＝4×0.5＝2检查结果仍然指示“否”。随后参数i递增1而变为3。在步骤923，将Pow(3)加给Pow_total以进行更新。在步骤920，再次对不等式进行评价。
左侧＝Pow_total＝4
右侧＝Pow_all×TH＝4×0.5＝2结果，检查结果指示“是”。因此，在步骤922，如下设置切换定时：
Pos_sel＝Pos(3)＝τ3。
接收器装置从第一采样到定时τ3处的采样(即，在时段A和B中)选择全路径重构方法(806)。对于在最大延迟波的采样位置τ3之后的采样(即，在时段C中)，选择单元802选择信号线805来将信号传送到随后的处理级。在其它时段，应该选择延迟波重构方法(804)。在该示例中不存在这种时段，从而从不使用延迟波重构方法。
图11和图12是表示本发明实施例的模拟结果的图。在这些图所示的模拟结果中，横轴表示关于信号功率与噪声功率的比的信噪比(Eb/N0)，纵轴表示比特差错率(BER)。图11所示的模拟使用其中接收信号中包含的12个延迟波的功率以指数方式逐渐降低的路径模型(12路径指数衰减)。图12所示的模拟使用其中接收信号中包含的主波和延迟波的功率相当的路径模型(等功率的2路径)。模拟中使用的参数如下。
FFT/IFFT的点数：1024
所用子载波数：896
一个OFDM码元中的采样数：1224(其中200为保护间隔)
调制方法：16QAM
接收系统：2分路分集接收
最大多普勒频率：960Hz
用于载波干扰抑制方法的切换的阈值(TH)：0.5
图11和图12各自示出了以下情况：单独使用延迟波重构方法的情况(“□”)，单独使用全路径重构方法的情况(“x”)，以及根据基于阈值“0.5”的切换条件来对这两种方法进行切换的情况(本发明)(“Δ”)。如图所示，通过使用本发明，对于任一种路径模型都获得了比特差错率较小的满意估计结果。
根据上述的本发明的至少一个实施例，响应于希望波的功率对总功率的比，自适应地对抑制载波间干扰的多种方法进行切换。另选地，可以使用非希望波的功率(例如干扰波的功率)替代希望波的功率来选择一种方法。可以将用于评价功率比的阈值设为一个固定值，或者可以根据通信的状态对其进行修改。在后一种情况下，例如，可以在接收器装置中设置用于平均化多个帧的延迟模型的平均化单元(图8的812)。这使得可以根据平均延迟模型的统计特性来改变阈值。
此外，本发明不限于这些实施例，而是可以在不脱离本发明的范围的情况下进行各种变型和修改。

Claims (10)

1、一种根据正交频分复用系统的接收器装置，包括：
码元间干扰抑制单元，其被构造为将接收信号中包括的主波的一部分修改为预定内容，以及将该接收信号中包括的至少一个延迟波的一部分修改为预定内容；
试解调单元，其被构造为对包括修改过的主波和修改过的延迟波的信号、或者包括未修改的主波和修改过的延迟波的信号，根据所述正交频分复用系统进行解调，以输出试解调过的目标码元；以及
载波间干扰抑制单元，
其中所述载波间干扰抑制单元包括：
第一单元，其被构造为响应于试解调后的目标码元，对修改过的延迟波的修改部分进一步进行修改；
第二单元，其被构造为响应于试解调后的目标码元，对修改过的主波的修改部分和修改过的延迟波的修改部分进一步进行修改；以及
选择单元，其被构造为响应于延迟模型，选择第一单元和第二单元中的一个。
2、根据权利要求1所述的接收器装置，其中所述码元间干扰抑制单元包括：
被构造为将接收信号中包括的主波中经受解调的目标码元的一部分修改为预定内容的单元；和
被构造为将接收信号中包括的延迟波中与经受解调的目标码元相邻的先导码元的一部分修改为预定内容的单元。
3、根据权利要求1所述的接收器装置，其中所述选择单元通过对接收信号中的希望波功率与非希望波功率的比与一阈值进行比较，来进行所述选择。
4、根据权利要求3所述的接收器装置，其中所述选择单元响应于非希望波的功率低于接收信号的总功率的一半的事件，选择所述第一单元。
5、根据权利要求3所述的接收器装置，其中所述选择单元响应于非期望波的功率高于接收信号的总功率的一半的事件，选择所述第二单元。
6、根据权利要求3所述的接收器装置，其中所述阈值被响应于所述延迟模型的统计特性进行修改。
7、根据权利要求1所述的接收器装置，还包括一平均化单元，其被构造为对基于接收信号而产生的延迟模型进行平均化，以将该延迟模型提供给所述选择单元。
8、根据权利要求1所述的接收器装置，其中所述选择单元包括一单元，该单元被构造为从主波和延迟波的起始定时中选择一定时，以使得在选定定时处希望波功率在总功率中的比例超过一阈值。
9、根据权利要求8所述的接收器装置，其中所述选择单元选择所述第一单元来对从所述选定定时到最大延迟波的起始定时的多个采样进行解调。
10、根据权利要求8所述的接收器装置，其中所述选择单元选择所述第二单元来对直至所述选定定时的多个采样进行解调。
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