CN1918869A - 对具有未激活子带的ofdm通信系统的信道估计 - Google Patents

Abstract

为了在频谱成形无线通信系统中进行信道估计，(1)基于在用于导频发送的第二组子带上接收的导频符号，以及(2)利用外插和/或内插，得到对第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计，其中P是2的幂。通过对初始频率响应估计执行P点IFFT，得到信道冲击响应估计。通过(1)将信道冲击响应估计的低质量抽头置零，(2)将信道冲击响应估计补零至长度N，以及(3)对补零的信道冲击响应估计执行N点FFT，导出对全部N个子带的最终频率响应估计。可以对信道频率/冲击响应估计执行滤波，以得到更高质量的信道估计。

Description

对具有未激活子带的OFDM通信系统的信道估计

技术领域

本发明一般涉及数据通信，更具体地涉及用于在正交频分复用(OFDM)通信系统中执行信道估计的技术。

技术背景

OFDM是一种将整个系统带宽有效地划分成多个(N个)正交子带的多载波调制技术。这些子带也称为音调、子载波、频段(bin)和频道。利用OFDM，每个子带与各自的可调制数据的子载波相关联。

在无线通信系统中，射频(RF)调制的信号可经由多个信号路径从发射机传送到接收机。如果信号路径具有不同的延迟，则接收机处的接收信号就会包括多个具有不同增益和延迟的发送信号样本。无线信道中的时间扩散造成频率选择性衰落，这可由在系统带宽上变化的频率响应表征。对于OFDM系统，N个子带会因此经历不同的有效信道，并可能因此与不同的复合信道增益相关。

通常需要对发射机和接收机之间的无线信道进行精确的估计，以有效地在可用子带上接收数据。典型地，通过从发射机发送导频并在接收机处测量该导频来执行信道估计。由于导频由接收机先验已知的调制符号组成，因而对于每个用于导频发送的子带，信道响应可被估计为接收的导频符号与发送的导频符号之比。

导频发送意味着OFDM系统中的开销。因此，人们希望能将导频发送尽可能地最小化。这可以通过如下方式实现，即，在全部N个子带的子集上发送导频符号，并利用这些导频符号导出对所有关注的子带的信道估计。如下所述，导出该信道估计的计算量对于某些系统来说是很大的，例如(1)不在频带边缘附近发送数据/导频的频谱成形系统，以及(2)不能在某些子带(例如，零或DC子带)上发送数据/导频的系统。因此，本领域需要能够有效地估计这些系统的信道响应的技术。

发明内容

在此描述在具有未激活(inactive)子带的OFDM系统中，可有效地导出对无线信道的频率响应估计的技术。这些技术可用于在子带上发送导频的OFDM系统，所述子带不均匀地分布在全部N个子带上。所述系统的一个实例是频谱成形OFDM系统，其中只有位于全部N个子带中心的M个子带用于数据/导频发送，而不使用在两个频带边缘处的其余N-M个子带，其用作保护子带。因此，未激活的子带可以是保护子带、DC子带等等。

为了进行信道估计，基于例如在用于导频发送的第二组子带上接收的导频符号，得到对第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计，其中P是作为2的幂的整数。第一组包括至少一个未包括在第二组中的子带(例如，保护子带之间的导频子带)。此外，第一组中的子带均匀地间隔N/P个子带。根据需要可使用外插和/或内插以得到初始频率响应估计。

接着基于初始频率响应估计，例如通过执行P点快速傅里叶逆变换(IFFT)，导出对无线信道的时域信道冲击响应估计。接着基于信道冲击响应估计，导出对全部N个子带的最终频率响应估计。这可通过以下方式实现，即例如(1)将信道冲击响应估计中的低质量抽头置零并保留其余抽头，(2)将信道冲击响应估计补零至长度N，以及(3)对补零的信道冲击响应估计执行N点快速傅里叶变换(FFT)，以得到最终频率响应估计。可以对多个OFDM符号的信道冲击响应估计或频率响应估计执行滤波，以得到对无线信道的更高质量的信道估计。

下面进一步详细描述本发明的不同方面和实施例。

附图说明

本发明的特征、性质和优点将通过以下结合附图阐述的详细说明而变得更为清楚，其中相同的参考符号在全文标识相应的部分，其中：

图1示出用于OFDM系统的示例性子带结构；

图2示出可用于得到对无线信道的频率响应估计的导频发送方案；

图3示出可以简化对最小二乘信道冲击响应估计的计算的均匀导频发送方案；

图4示出用于频谱成形OFDM系统的均匀导频发送方案；

图5和图6示出用于得到对频谱成形OFDM系统中无线信道的最终频率响应估计的两个处理；以及

图7示出OFDM系统中的接入点和终端。

具体实施方式

在此使用的词语“示例性的”指“用作实例、例子或例示的”。在此作为“示例性的”而说明的任一实施例或设计方案都不必认为其优选于或优于其它实施例或设计方案。

图1示出可用于OFDM系统的示例性子带结构100。OFDM系统的总系统带宽为BW MHz，利用OFDM将总系统带宽划分成N个正交子带。每个子带的带宽为BW/N MHz。在频谱成形OFDM系统中，只有全部N个子带中的M个子带用于数据/导频发送，其中M＜N。其余的N-M个子带不用于数据/导频发送，而是用作保护子带以使OFDM系统能够满足频谱屏蔽要求。M个可用子带包括子带F至子带F+M-1，这些子带通常位于全部N个子带的中心。

OFDM系统的N个子带可能会经历不同的信道条件(例如，不同的衰落和多径效应)，并可能与不同的复合信道增益相关。信道响应的精确估计通常需要在接收机处理(例如，解调和解码)数据。

OFDM系统中的无线信道可由时域信道冲击响应 h _N×1或相应的频域信道频率响应 H _N×1表征。在此使用的术语和传统术语一致，“信道冲击响应”是信道的时域响应，而“信道频率响应”是信道的频域响应。信道频率响应 H _N×1是信道冲击响应 h _N×1的离散傅里叶变换(DFT)。这种关系可表示为矩阵形式，如下：

H _N×1＝ W _N×N h _N×1，                   方程(1)

其中 h _N×1是用于OFDM系统中发射机和接收机之间的无线信道冲击响应的N×1向量；

H _N×1是用于无线信道频率响应的N×1向量；以及

W _N×N是用于对 h _N×1执行DFT以得到 H _N×1的N×N DFT矩阵。

DFT矩阵 W _N×N被定义为按照如下方程给定第(n，m)项w_n，m：

$w_{n,m}=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{(n-1)(m-1)}{N}},$ n＝{1…N}，m＝{1…N}，方程(2)

其中n是行索引，m是列索引。

无线信道的冲击响应可由L个抽头(tap)表征，其中典型地L远小于全部子带的数量(即，L＜N)。也就是说，如果发射机将冲击施加于无线信道，那么L个时域采样(以BW MHz的采样率)将足以表征基于该冲击激励的无线信道响应。信道冲击响应的抽头数量(L)取决于系统的延迟展宽(spread)，所述延迟展宽是接收机上最早和最迟到达的、具有足够能量的信号实例之间的时差。较长的延迟展宽对应于较大的L值，反之亦然。向量 h _N×1对于信道冲击响应的每个抽头均包括一个非零项。对于延迟展宽为L的情况，向量 h _N×1的前L项可包括非零值，其余的N-L项全部为零。

由于信道冲击响应只需要L个抽头，因而信道频率响应 H _N×1展开于L(而不是N)维的子空间内。因此，可以基于对少至L个适当选择的子带而不是所有的N个子带的信道增益估计，来充分表征无线信道的频率响应。即使可以得到对超过L个子带的信道增益估计，也可通过抑制该子空间外的噪声分量而得到对无线信道频率响应的改进估计。

图2示出可用于得到对OFDM系统中无线信道的频率响应估计的导频发送方案200。在P个导频子带中的每一个导频子带上发送导频符号，其中一般地L≤P≤M。导频子带分布在M个可用子带之间，其索引为s₁至s_P。典型地，导频子带的数量远小于可用子带的数量(即，P＜M)。其余的M-P个可用子带可以用于用户特有数据、开销数据等的发送。

OFDM系统的模型可表示为：

r _N×1＝ H _N×1о x _N×1+ n _N×1，             方程(3)

其中 x _N×1是具有由发射机在N个子带上发送的N个“发送”符号的N×1向量，其中在未激活子带上发送零；

r _N×1是具有由接收机得到的N个子带的N个“接收”符号的N×1向量；

n _N×1是N个子带的N×1噪声向量；以及

“о”表示Hadmard乘积，其是元素式(element-wise)乘积，其中 r _N×1的第i个元素是 x _N×1和 H _N×1的第i个元素的乘积。

假定噪声 n _N×1是均值为零且方差为σ²的加性高斯白噪声(AWGN)。

可通过以下方程得到对无线信道频率响应的初始估计

${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P\×1}^{\mathrm{init}}={\underset{\‾}{r}}_{P\×1}^P/{\underset{\‾}{x}}_{P\×1}^P={\underset{\‾}{H}}_{P\×1}^P+{\underset{\‾}{n}}_{P\×1}^P/{\underset{\‾}{x}}_{P\×1}^P,$ 方程(4)

其中 x _P×1 ^P是具有在P个导频子带上发送的P个导频符号的P×1向量；

r _P×1 ^P是具有P个导频子带的P个接收导频符号的P×1向量；

H _P×1 ^P是用于P个导频子带的实际频率响应的P×1向量；

是用于初始频率响应估计的P×1向量；

n _P×1 ^P是P个导频子带的P×1噪声向量；以及

${\underset{\‾}{r}}_{P\×1}^P/{\underset{\‾}{x}}_{P\×1}^P={[\hat{P}\left(s_1\right)/P\left(s_1\right)\hat{P}\left(s_2\right)/P\left(s_2\right)...\hat{P}\left(s_P\right)/P\left(s_P\right)]}^T,$ 其中 和

P(s_i)分别是导频子带s_i的接收和发送导频符号。

P×1向量 x _P×1 ^P、 r _P×1 ^P和 n _P×1 ^P分别仅包含对应于P个导频子带的、N×1向量 x _N×1、 r _N×1和 n _N×1的P个项。如方程(4)所示，接收机可以基于P个导频子带的接收导频符号与发送导频符号的P个元素式比值得到初始频率响应估计

即， ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P\×1}^{\mathrm{init}}={[\hat{H}\left(s_1\right)\hat{H}\left(s_2\right)...\hat{H}\left(s_P\right)]}^T,$ 其中 $\hat{H}\left(s_i\right)=\hat{P}\left(s_i\right)/P\left(s_i\right)$ 是对子带s_i的信道增益估计。向量

表示P个导频子带的无线信道频率响应。

可利用各种技术基于初始频率响应估计

得到对全部N个子带的频率响应估计。对于直接最小二乘估计技术，首先基于以下优化得到对无线信道冲击响应的最小二乘估计：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{L\×1}^{\mathrm{ls}}=\underset{{\underset{\‾}{h}}_{L\×1}}{\min }{\left|\right|{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P\×1}^{\mathrm{init}}-{\underset{\‾}{W}}_{P\×L}{\underset{\‾}{h}}_{L\×1}\left|\right|}^2,$ 方程(5)

其中 h _L×1是用于无线信道的假定冲击响应的L×1向量；

W _P×L是 W _N×N的P×L子矩阵；以及

是用于最小二乘信道冲击响应估计的L×1向量。

矩阵 W _P×L包括矩阵 W _N×N中对应于P个导频子带的P行。 W _P×L的每一行包括L个元素，这些元素是 W _N×N中相应行的前L个元素。方程(5)中的优化覆盖了所有可能的信道冲击响应 h _L×1。最小二乘信道冲击响应估计 等于假定信道冲击响应 h _L×1， h _L×1导致在初始频率响应估计 与对应于 h _L×1的频率响应之间产生最小均方差，其中 h _L×1由 W _P×L h _L×1计算得出。

可将对方程(5)提出的优化问题的解决方案表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{L\×1}^{\mathrm{ls}}={\left({\underset{\‾}{W}}_{P\×L}^H{\underset{\‾}{W}}_{P\×L}\right)}^{-1}{\underset{\‾}{W}}_{P\×L}^H{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P\×1}^{\mathrm{init}},$ 方程(6)

接着可由最小二乘信道冲击响应估计导出对无线信道的频率响应估计，如下：

${\hat{H}}_{N\×1}^{\mathrm{ls}}={\underset{\‾}{W}}_{N\×L}{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{L\×1}^{\mathrm{ls}},$ 方程(7)

其中 W _N×L是具有 W _N×N的前L列的N×L矩阵；以及

是用于对所有的N个子带的频率响应估计的N×1向量。

可以用多种方式计算向量

例如，首先如方程(6)所示计算向量

接着利用向量

按照方程(7)所示计算向量

对于方程(6)，( W _P×L ^H W _P×L)^-1 W _P×L ^H是可以预先计算的L×P矩阵。因此可以通过L·P次复数运算(或乘法)得到冲击响应估计

对于方程(7)，通过(1)扩展L×1向量

(通过补零)以得到N×1向量 以及(2)对 执行N点FFT，可以更有效地计算频率响应估计 这需要0.5N·logN次复数运算。因此，可以通过方程(6)和(7)的总共(L·P+0.5N·logN)次复数运算来得到频率响应估计

可替换地，通过合并方程(6)和(7)，可以由向量 直接计算出向量

如下：

${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{N\×1}^{\mathrm{ls}}={\underset{\‾}{W}}_{N\×L}{\left({\underset{\‾}{W}}_{P\×L}^H{\underset{\‾}{W}}_{P\×L}\right)}^{-1}{\underset{\‾}{W}}_{P\×L}^H{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P\×1}^{\mathrm{init}},$ 方程(8)

其中 W _N×L( W _P×L ^H W _P×L)^-1 W _P×L ^H是可以预先计算的N×P矩阵。从而可通过总共N·P次复数运算来得到频率响应估计

对于如上所述的两种计算方法，得到对一个OFDM符号的 所需的复数运算的最小次数是N_op＝min{(L·P+0.5N·logN)，N·P}。如果导频符号在每个OFDM符号中发送，那么计算速率是N_op/T_sym兆次运算每秒(Mops)，即N_op·BW/N Mops，其中T_sym是一个OFDM符号的持续时间，其在没有循环前缀时等于N/BWμsec(如下所述)。复数运算次数N_op对于具有大量子带的OFDM系统来说是很大的。举例来说，对于具有BW＝6MHz的总带宽、N＝4096个全部子带、P＝512个导频子带以及L＝512个抽头的OFDM系统，利用方程(6)和(7)计算

需要420Mops。由于方程(6)需要384Mops而方程(7)需要36Mops，因而方程(6)中对最小二乘信道冲击响应估计的计算比方程(7)中N点FFT计算要繁重得多。

图2的导频发送方案并未限制导频子带的位置。矩阵 W _P×L包括矩阵 W _N×N中对应于P个导频子带的P行。这导致需要对向量 的L项中的每一项都进行P次复数运算。

图3示出可以简化对最小二乘信道冲击响应估计 的计算的均匀导频发送方案300。对于方案300，P个导频子带均匀地分布在全部N个子带上，使得相邻的导频子带间隔N/P个子带。此外，假定抽头的数量等于导频子带的数量(即，L＝P)。在这种情况下， W _P×P是P×P DFT矩阵， ${\underset{\‾}{W}}_{P\×P}^H{\underset{\‾}{W}}_{P\×P}=\underset{\‾}{I},$ 其中 I是单位矩阵，并且方程(6)可简化为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{L\×1}^{\mathrm{ls}}={\underset{\‾}{W}}_{P\×P}^H{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P\×1}^{\mathrm{init}}.$ 方程(9)

方程(9)表明可以通过对初始频率响应估计 执行P点IFFT而得到信道冲击响应估计 向量 可被补零至长度N。然后就可以用N点FFT对该补零的向量 进行变换以得到向量

如下：

${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{N\×1}^{\mathrm{ls}}={\underset{\‾}{W}}_{N\×N}{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{N\×1}^{\mathrm{ls}}$ 方程(10)

也可基于向量 得到用于对所关注S个子带的频率响应估计的S×1向量 其中通常N≥S≥P。如果S是2的幂，则可以执行S点FFT以得到

利用导频发送方案300，得到对一个OFDM符号的 所需的复数运算的次数是N_op＝0.5(P·log P+N·logN)，计算速率为0.5·BW·(P·logP+N·logN)/N Mops。对于如上所述的示例性OFDM系统，可利用导频发送方案300以39.38Mops计算 这远小于导频发送方案200所需的420Mops。

如上所述，方程(9)和(10)中复杂度降低的最小二乘信道冲击响应估计依赖于两项关键假设：

1.P个导频子带周期性地分布在全部N个子带上，以及

2.抽头的数量等于导频子带的数量(即，L＝P)。

这两项假设对实际的OFDM系统施加了重要的限制/限定。首先，对于一些OFDM系统，其可能无法在均匀分布在全部N个子带上的P个子带上发送导频符号。例如，在频谱成形OFDM系统中，在保护子带上不发送符号以便满足频谱屏蔽的要求。作为另一个实例，OFDM系统可能不允许在某些子带(例如，零或DC子带)上进行导频/数据发送。作为又一个实例，由于接收机滤波器的实施和/或其它的原因，可能无法在某些子带上使用导频。对于这些系统，使P个导频子带在整个全部N个子带上实现严格的周期性通常是不可能的。第二，L＝P的假设(不如第一假设重要)会降低最终信道频率响应估计 的质量。可以看出，如果(1)假定L等于P，(2)导频符号能量与数据符号能量相等，以及(3)不对

或

执行时域滤波以获得附加能量，则信道估计的质量可能会从最优信道估计降低约3dB。信道估计质量的该降低量对于某些系统来说是不可接受的。

可使用各种技术来克服如上所述的两种限制。第一种，根据需要，可以使用外插和/或内插，基于接收的导频符号得到对P个均匀间隔子带的信道增益估计。由此可以利用P点IFFT导出信道冲击响应估计

第二种，可对

的P个元素执行抽头选择，以得到更高质量的信道估计。以下详细说明外插/内插以及抽头选择。

图4示出用于频谱成形OFDM系统的均匀导频发送方案400。对于方案400，与方案300相似，P个导频子带均匀地分布在全部N个子带上，使得相邻的导频子带间隔N/P个子带。然而，只在位于M个可用子带之间的导频子带(或简称为“激活(active)导频子带”)上发送导频符号。在位于N-M个保护子带之间的导频子带(或简称为“未激活导频子带”)上不发送导频符号。因此，接收机得到激活导频子带的导频符号，而不会得到未激活导频子带的导频符号。

图5示出用于得到对频谱成形OFDM系统中无线信道的频率响应估计

的处理500。基于例如在用于导频发送的第二组子带上接收的导频符号，得到对第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计(方框512)。第一组包括至少一个未包括在第二组中的子带(例如，在保护子带之间的导频子带)。接着基于初始频率响应估计导出对无线信道的冲击响应估计(方框514)。可对多个OFDM符号的信道冲击响应估计进行滤波以得到更高质量的信道估计(方框516)。然后基于(滤波的或未滤波的)信道冲击响应估计导出对无线信道的最终频率响应估计(方框518)。也可对初始或最终频率响应估计(而不是信道冲击响应估计)执行滤波以得到更高质量的信道估计。

图6示出用于得到频谱成形OFDM系统中的频率响应估计

的具体处理600。首先，得到进行了导频发送的P_act个激活导频子带的接收的导频符号(方框610)。接着，基于接收的导频符号导出对P_act个激活导频子带的信道增益估计 (方框612)。方框612的输出是用于对P_act个激活导频子带的初始频率响应估计的P_act×1向量如下所述，根据需要，执行外插和/或内插，以得到对P_ext个未进行导频发送的子带的信道增益估计(方框614)。方框614的输出是用于对未进行导频发送的P_ext个子带的初始频率响应估计的P_ext×1向量 然后，基于来自向量 和

的信道增益估计，形成用于对P个均匀间隔子带的初始频率响应估计的P×1向量

例如 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P\×1}^{\mathrm{init}}={[{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P_{\mathrm{act}}\×1}^{\mathrm{init}}\×{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{P_{\mathrm{ext}}\×1}^{\mathrm{init}}]}^T$ (方框616)。可基于接收的导频符号或者外插/内插导出对P个子带中的每一个子带的信道增益估计。

然后如方程(9)所示，对向量

执行P点IFFT，以得到用于最小二乘信道冲击响应估计的P×1向量 (方框618)。可对多个OFDM符号的信道冲击响应估计

执行时域滤波，以得到更高质量的信道估计(方框620)。可以省略时域滤波，或者可以对频率响应估计而不是冲击响应估计执行时域滤波。(滤波的或未滤波的)向量

包括用于L个抽头的P个项，其中L通常小于P。如下所述，接着处理向量 以选择“好的”抽头，并丢弃其余的抽头或将其余的抽头置零(方框622)。也可执行补零以得到用于信道冲击响应估计的N×1向量

(方框624)。然后对向量

执行N点FFT，以得到用于对全部N个子带的最终频率响应估计的向量

(方框626)。

外插/内插

对于图6中的方框614，外插可用于得到对位于保护子带之间的未激活导频子带的信道增益估计。对于函数y＝f(x)，其中可针对已知范围内的一组x值得到一组y值，外插可用于针对在已知范围之外的x值来估计y值。对于信道估计，x对应于导频子带，y对应于信道增益估计。可以用不同方式执行外插。

在一个外插方案中，将对每个未激活导频子带的信道增益估计设置为等于对最接近的激活导频子带的信道增益估计，如下：

$\hat{H}\left(s_i\right)=\left\{\begin{array}{c}\hat{H}\left(s_b\right),s_i{<s}_b\\ \hat{H}\left(s_e\right),s_i>s_e\end{array}\right.,$ 方程(11)

其中 是对子带s_i的信道增益估计，s_b是第一个激活导频子带，s_e是最后一个激活导频子带，如图4所示。

在另一个外插方案中，基于对激活导频子带的信道增益估计的加权和，得到对每个未激活导频子带的信道增益估计。如果抽头L的数量小于或等于激活导频子带的数量(即，L≤P_act)，则(在无噪声的情况下)可完全由对激活导频子带的信道增益估计来表征无线信道。对于外插，每个未激活导频子带与各自的一组外插系数相关，每个激活导频子带对应一个系数，其中每个系数可以是零或非零值。用于未激活导频子带的外插/内插可表示为矩阵的形式，如下：

${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{H}}}_{P_{\mathrm{ext}}\&times;1}^{\mathrm{init}}={\underset{\&OverBar;}{C}}_{P_{\mathrm{ext}}{\&times;P}_{\mathrm{act}}}{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{H}}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;1}^{\mathrm{init}},$ 方程(12)

其中 C _Pext×Pact是外插系数的P_ext×P_act矩阵。

方程(12)中外插所需的复数运算次数为P_ext·P_act。未激活导频子带的数量是 $P_{\mathrm{ext}}=\left[\frac{P_{\mathrm{act}}\&CenterDot;G}{N}\right],$ 其中G是保护子带的数量，“[x]”是为x赋予下一个更大整数的向上取整运算符(ceiling operator)。如果保护子带的数量小，则系统中未激活导频子带的数量通常比较小。例如，如果有80个保护子带(即，G＝80)，则如上所述的OFDM系统，可能只具有512个导频子带(即，P＝512)中的10个未激活导频子带(即，P_ext＝10)。在这种情况下，外插所需的计算不会很大地增加计算复杂度。还可以通过限制外插以使用激活导频的子集来显著地降低计算复杂度。

外插系数可以是固定的，并且可以基于诸如最小二乘、最小均方差(MMSE)等标准来脱机确定(即预先计算)外插系数。对于最小二乘外插，可对系数矩阵 C _Pext×Pact ^ls进行如下定义：

${\underset{\&OverBar;}{C}}_{P_{\mathrm{ext}}\&times;P_{\mathrm{act}}}^{\mathrm{ls}}={\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{ext}}\&times;L}{\left({\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}^H{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}\right)}^{-1}{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}^H,$ 方程(13)

其中 W _pext×L是 W _N×N的P_act×L子矩阵。在实际系统中，矩阵W _Pact×L ^H W _Pact×L可能是“病态的”，这意味着对矩阵的求逆运算可能面临数字稳定性的问题。在这种情况下，可用校正项来克服病态问题，并且可对修正的最小二乘外插矩阵 C Pext×Pact ^mls进行如下定义：

${\underset{\&OverBar;}{C}}_{P_{\mathrm{ext}}\&times;P_{\mathrm{act}}}^{\mathrm{mls}}={\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{ext}}\&times;L}{({\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}^H{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}+\mathrm{\&delta;}\underset{\&OverBar;}{I})}^{-1}{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}^H,$ 方程(14)

其中δ是微小校正因子。

对于MMSE外插，可对系数矩阵 C _Pext×Pact ^mmse进行如下定义：

${\underset{\&OverBar;}{C}}_{P_{\mathrm{ext}}\&times;P_{\mathrm{act}}}^{\mathrm{mmse}}=\mathrm{\&eta;\&gamma;}{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{ext}}\&times;L}{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}^H{(\mathrm{\&gamma;}{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}{\underset{\&OverBar;}{W}}_{P_{\mathrm{act}}\&times;L}^H+\underset{\&OverBar;}{I})}^{-1},$ 方程(15)

其中γ是接收的导频符号的信噪比(SNR)；以及

η是用于导出无偏估计的因子。

在没有SNR信息的情况下，可将γ视作能够被选择用于优化性能的参数。因子η也是可用于优化性能的标量。利用 C _Pext×Pact ^mmse得到的向量是在假定时域中的抽头无关联且具有相等能量情况下的信道MMSE估计。方程(15)假定用于P_act个激活导频子带的噪声向量 n _Pact×1 ^P的自协方差矩阵是单位矩阵。如果接收机已知自协方差矩阵的话，则可以修改方程(15)以计算该自协方差矩阵。

在又一个外插方案中，将对每个未激活导频子带的信道增益估计设置为等于零，即 $\hat{H}\left(s_i\right)=0,$ s_i＜s_b且s_i＞s_e。也可用其它方式执行外插，其将落入本发明的范围之内。例如，可使用诸如线性和二次外插的泛函外插(functional extrapolation)技术。也可使用非线性的外插技术，其将落入方程(12)的一般构架中。导频发送方案可能不在M个可用子带上均匀地分配激活导频子带。在这种情况下，也可使用内插来得到对M个可用子带中的均匀间隔子带的信道增益估计。与上述对外插的描述类似，可以用各种方式执行内插。总之，可根据需要基于可用的接收的导频符号执行外插和/或内插，以得到对在全部N个子带上均匀间隔的P个子带的信道增益估计。

抽头选择

对于图6中的方框622，对向量 执行抽头选择，以选取用于信道冲击响应估计的好的抽头。可以用不同方式执行抽头选择。

在一个抽头选择方案中，信道冲击响应估计

被截取为用于无线信道的L个抽头的L个值。向量 包括P个元素，其中P≥L。对于该确定的抽头选择方案，将

的前L个元素视为是好的抽头并保留，而将后P-L个元素替换为零。当L＜P时，可通过假定信道具有P个抽头、执行P点IFFT并截取后P-L个抽头，来得到具有L个抽头的最小二乘信道冲击响应估计(不损失性能)。这在某些情况下是有益的。例如，如果L＜P/2，则可以利用FFT的计算优势导出最小二乘信道冲击响应估计，而不计算后P/2个抽头。

在另一个抽头选择方案中，将

中的低能量元素替换为零。

的这些元素对应于具有低能量的抽头，其中低能量可能是由于噪声而不是信号能量引起的。阈值用于确定给定的元素/抽头是否具有足够的能量，以及应该被保留还是置零。这种处理称为“阈值处理”。

可以用各种方式并基于各种因素计算阈值。阈值可以是相对值(即，取决于测量的信道响应)或绝对值(即，不取决于测量的信道响应)。可基于信道冲击响应估计的(例如，总的或平均的)能量计算相对阈值。相对阈值的应用确保：(1)阈值处理不取决于接收能量的变化，以及(2)不会将存在的但具有低信号能量的元素/抽头置零。可基于接收机处的噪声方差/噪声基准、对接收的导频符号所期望的最低能量等来计算绝对阈值。绝对阈值的使用使得 的元素必须要满足某一最小值才能被保留。还可以基于用于相对和绝对阈值的因素的组合来计算阈值。例如，可以基于信道冲击响应估计的能量计算阈值，并进一步将其限制为等于或大于预定的最小值。

可用各种方式执行阈值处理。在一个阈值处理方案中，阈值处理在截取之后执行，其可表示为：

，n＝0…L-1    方程(16)

其中 ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{h}}}_{P\&times;1}^{\mathrm{ls}}={\left[\begin{array}{cc}\hat{h}\left(0\right)& \hat{h}\left(1\right)...\hat{h}(P-1)\end{array}\right]}^T,$ 后P-L个元素通过截取而被替换为零；

是第n个抽头的能量；

是信道冲击响应估计的L个抽头的能量；以及

是用于将低能量元素/抽头置零的阈值。

‖ x‖²是向量 x的泛数且等于向量 x中所有元素的平方和。

在方程(16)中，基于L个抽头的平均能量限定阈值。基于在噪声抑制和信号删除之间的权衡来选择系数α。较高的α值提供更多的噪声抑制，但是也增加了低信号能量的元素/抽头被置零的可能性。系数α可以是0到1范围内的值(例如，α＝0.1)。也可以基于信道冲击响应估计 的总能量(而不是平均能量)来限定阈值。阈值可以是固定的，也可以基于(1)具体的编码和调制方案或者被解调的数据流的速率，(2)比特误码率(BER)、分组误码率(PER)、块误码率(BLER)或其它的误码率性能要求，和/或(3)其它的参数和考虑因素来调节阈值。

在另一阈值处理方案中，与方程(16)中所示相似，利用单个阈值对

的所有P个元素执行阈值处理(即，未进行截取)。在另一个阈值处理方案中，利用多个阈值对

的所有P个元素执行阈值处理。例如，可将第一阈值用于

的前L个元素，可将第二阈值用于

的后P-L个元素。第二阈值可以设置为低于第一阈值。在另一个阈值处理方案中，仅对 的后P-L个元素执行阈值处理，而不对前L个元素执行阈值处理。可用其它方式执行阈值处理，其将落入本发明的范围之内。

阈值处理非常适用于“稀疏”的无线信道，例如在宏蜂窝广播系统中的无线信道。稀疏无线信道在少数抽头中集中大量信道能量。每个抽头对应于具有不同时延的可分解信号路径。稀疏信道包括很少的信号路径，即使这些信号路径之间的延迟展宽(即，时差)可能佷大。对应于微弱的或不存在的信号路径的抽头可被置零。

对于图5中的方框518和图6中的方框620，可利用诸如有限冲击响应(FIR)滤波器、无限冲击响应(IIR)滤波器或其它类型滤波器的低通滤波器，在时域中对信道冲击响应估计进行滤波。低通滤波器可以是因果滤波器(其对过去和当前的采样执行滤波)或者是非因果滤波器(其对通过缓存得到的过去、当前和将来的采样执行滤波)。可基于无线信道的特性选择滤波器的特性(例如带宽)。可对多个OFDM符号的信道冲击响应估计的各个抽头单独执行时域滤波。对信道冲击响应估计的多个抽头可使用相同或不同的滤波器。每个所述滤波器的系数可以是固定的，或者是基于检测的信道条件而可调节的。在时域执行滤波的优点在于可使导频子带在频域内交错(即，可将不同组的导频子带用于不同的OFDM符号)。在信道具有过度的延迟展宽(即，信道冲击响应的长度大于P个抽头)时，导频子带的交错是有用的。利用通过交错而提供的附加的和不同的导频子带，可以得到具有超过P个抽头的信道冲击响应估计。也可以对初始或最终频率响应估计执行滤波。

OFDM系统

图7示出频谱成形OFDM系统中的接入点700和终端750的方框图。在下行链路上，在接入点700处，发送(TX)数据处理器710接收、格式化、编码、交织并调制(即，符号映射)业务数据，并且提供调制符号(或简称为“数据符号”)。OFDM调制器720接收并处理数据符号和导频符号，并且提供OFDM符号流。OFDM调制器720将数据和导频符号复用到合适的子带上，为每个未激活子带提供零值信号，并在每个OFDM符号周期得到N个子带的一组N个发送符号。每个发送符号可以是数据符号、导频符号或零值信号。如图4所示，导频符号可在激活导频子带上发送。导频符号可在每个OFDM符号周期内连续地发送。可替换地，导频符号可以和数据符号在同一子带上时分复用(TDM)。

OFDM调制器720还利用N点IFFT将每一组的N个发送符号转换到时域，以得到包括N个时域码片的“转换”符号。典型地，OFDM调制器720复制每个转换符号的一部分以得到相应的OFDM符号。复制部分被称为循环前缀，并用于抑制无线信道中的延迟展宽。

发射机单元(TMTR)722接收OFDM符号流并将其转换成一个或多个模拟信号，并且进一步调整(例如，放大、滤波以及上变频)所述模拟信号，以生成适合于通过该无线信道发送的下行链路信号。接着，下行链路信号经由天线724发送到终端。

在终端750，天线752接收下行链路信号，并将接收的信号提供给接收机单元(RCVR)754。接收机单元754调整(例如，滤波、放大以及下变频)接收的信号，并对调整的信号进行数字化以得到采样。OFDM解调器756去除附加到每个OFDM符号的循环前缀，利用N点FFT将每个接收的转换符号转换到频域，得到在每个OFDM符号周期内N个子带的N个接收符号，并将接收的导频符号 提供给用于信道估计的处理器770。OFDM解调器756接着从处理器770接收对下行链路的频率响应估计

对接收的数据符号执行数据解调以得到数据符号估计(其是对发送的数据符号的估计)，并将数据符号估计提供给RX数据处理器758。RX数据处理器758对数据符号估计进行解调(即，符号解映射)、去交织及解码以恢复发送的业务数据。由OFDM解调器756和RX数据处理器758进行的处理分别与接入点700处由OFDM调制器720和TX数据处理器710进行的处理互补。

处理器770得到激活导频子带的接收导频符号，并如图5和图6所示执行信道估计。处理器770根据需要执行外插和/或内插，以得到对P_dn个均匀间隔子带的信道增益估计(其中P_dn是下行链路的导频子带数量)，导出对下行链路的最小二乘冲击响应估计 对

的P个元素/抽头执行抽头选择，以及导出对下行链路的N个子带的最终频率响应估计

在上行链路，TX数据处理器782处理业务数据并提供数据符号。OFDM调制器784接收并复用数据符号和导频符号，执行OFDM调制并提供OFDM符号流。导频符号可在已经分配给终端750以用于导频发送的P_up个子带上进行发送，其中上行链路导频子带的数量(P_up)可以与下行链路导频子带的数量(P_dn)相同或不同。也可利用TDM将导频符号与数据符号复用。接着，发射机单元786接收并处理OFDM符号流以生成上行链路信号，该上行链路信号经由天线752发送到接入点。

在接入点700，通过天线724接收来自终端150的上行链路信号，并通过接收机单元742处理上行链路信号以得到采样。接着，OFDM解调器744处理所述采样，并提供接收的导频符号 和对上行链路的数据符号估计。RX数据处理器746处理数据符号估计以恢复终端750发送的业务数据。

如图5和图6所示，处理器730对上行链路上每个激活终端发送执行信道估计。多个终端可在上行链路上分配给其各自的导频子带组上同时发送导频，其中导频子带组可能是交织的。对于每个终端m，处理器730根据需要为终端执行外插和/或内插，得到对终端上行链路的初始频率响应估计 基于 导出对终端的最小二乘信道冲击响应估计

执行抽头选择，并进一步得到对终端的最终频率响应估计

对每个终端的频率响应估计 被提供给OFDM解调器744，并用于对该终端的数据解调。

处理器730和770分别在接入点700和终端750处控制操作。存储器单元732和772分别存储由处理器730和770使用的程序代码和数据。处理器730和770也执行如上所述的计算，以分别导出对上行链路和下行链路的频率和冲击响应估计。

对于多址OFDM系统(例如，正交频分多址(OFDMA)系统)，多个终端可在上行链路上同时发送。对于这样的系统，可在不同的终端之间共享导频子带。信道估计技术可用于每个终端的导频子带跨越整个工作频带(可能排除频带边缘)的情况。这样的导频子带结构将适于得到每个终端的频率分集。

在此描述的信道估计技术可通过不同方式予以实现。例如，可以以硬件、软件或其组合来实现这些技术。对于硬件实现，用于信道估计的处理单元可以在如下硬件中实现，即一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、其它被设计用于执行在此描述的功能的电子部件或其组合。

对于软件实现，信道估计技术可通过执行在此描述的功能的模块(例如，程序、函数等)予以实现。软件代码可保存在存储器单元(例如图7的存储器单元732和772)中，并由处理器(例如，处理器730和770)执行。存储器单元可在处理器内部或处理器之外实现，在这种情况下，存储器单元可以经由现有技术中已知的各种方式可通信地连接到处理器。

在此包括的标题用于参考并协助定位特定的部分。这些标题并非用于限制在其之下描述的概念的范围，这些概念也可用于整个说明书中的其它部分。

对公开的实施例的上述说明用以使本技术领域技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员来说是显而易见的，并且在此限定的一般原理也可应用于其它实施例而不会脱离本发明的精神或范围。因此，本发明不限于在此示出的实施例，而是符合与在此公开的原理和新颖特征一致的最宽泛范围。

Claims (40)

1.一种在无线通信系统中估计无线信道的频率响应的方法，包括：

基于对第二组的非均匀间隔子带的信道增益估计，得到对第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计，其中P是大于1的整数且是2的幂，并且其中所述第一组包括至少一个未包括在所述第二组中的子带；

基于所述初始频率响应估计，导出对所述无线信道的时域信道冲击响应估计；以及

基于所述信道冲击响应估计，导出对所述无线信道的最终频率响应估计。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于在所述第二组中的子带上接收的导频符号，导出对所述第二组子带的信道增益估计。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述导出时域信道冲击响应估计的步骤包括

对所述初始频率响应估计执行P点快速傅里叶逆变换(IFFT)，以得到所述信道冲击响应估计。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述导出最终频率响应估计的步骤包括

将所述信道冲击响应估计补零至长度S，其中S是大于或等于P的整数且是2的幂，以及

对所述补零的信道冲击响应估计执行S点快速傅里叶变换(FFT)，以得到所述最终频率响应估计。

5.如权利要求4所述的方法，其中S等于所述系统中的子带总数。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述第一组包括在全部N个子带之间均匀间隔的P个子带，其中所述第二组包括所述第一组中处于M个可用子带间的多个子带，并且其中所述M个可用子带是所述全部N个子带的子集。

7.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述接收的导频符号执行外插，以得到对所述至少一个未包括在所述第二组中的子带的至少一个信道增益估计，并且其中所述初始频率响应估计包括所述至少一个信道增益估计。

8.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述接收的导频符号执行内插，以得到对所述至少一个未包括在所述第二组中的子带的至少一个信道增益估计，并且其中所述初始频率响应估计包括所述至少一个信道增益估计。

9.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于对最接近的子带的信道增益估计，得到对所述至少一个子带中每一个子带的信道增益估计。

19.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于对所述第二组子带的信道增益估计的加权和，得到对所述至少一个子带中每一个子带的信道增益估计。

11.如权利要求1所述的方法，其中所述信道冲击响应估计包括P个抽头，并且其中将所述P个抽头中选出的抽头置零。

12.如权利要求1所述的方法，还包括：

对所述信道冲击响应估计执行滤波，并且其中基于所述滤波后的信道冲击响应估计导出所述最终频率响应估计。

13.如权利要求1所述的方法，还包括：

对所述最终频率响应估计执行滤波，以得到对所述无线信道的更高质量的频率响应估计。

14.如权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统是正交频分复用(OFDM)通信系统。

15.一种用于无线通信系统中的设备，包括：

解调器，用于提供接收的符号；以及

处理器，用于

基于从所述接收的符号导出的、对第二组的非均匀间隔子带的信道增益估计，得到对第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计，其中P是大于1的整数且是2的幂，其中所述第一组包括至少一个未包括在所述第二组中的子带，

基于所述初始频率响应估计，导出对所述无线信道的时域信道冲击响应估计，以及

基于所述信道冲击响应估计，导出对所述无线信道的最终频率响应估计。

16.如权利要求15所述的设备，其中所述处理器还用于基于所述接收的导频符号执行外插或内插，以得到对所述至少一个未包括在所述第二组中的子带的至少一个信道增益估计，并且其中所述初始频率响应估计包括所述至少一个信道增益估计。

17.如权利要求15所述的设备，其中所述处理器还用于将用于所述信道冲击响应估计的P个抽头中选出的抽头置零。

18.如权利要求15所述的设备，其中所述处理器还用于对所述信道冲击响应估计执行滤波，并且其中基于所述滤波后的信道冲击响应估计导出所述最终频率响应估计。

19.一种用于无线通信系统中的设备，包括：

用于基于对第二组的非均匀间隔子带的信道增益估计，得到对第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计的装置，其中P是大于1的整数且是2的幂，并且其中所述第一组包括至少一个未包括在所述第二组中的子带；

用于基于所述初始频率响应估计，导出对所述无线信道的时域信道冲击响应估计的装置；以及

用于基于所述信道冲击响应估计，导出对所述无线信道的最终频率响应估计的装置。

20.如权利要求19所述的设备，还包括：

用于基于所述接收的导频符号执行外插，以得到对所述至少一个未包括在所述第二组中的子带的至少一个信道增益估计的装置，并且其中所述初始频率响应估计包括所述至少一个信道增益估计。

21.如权利要求19所述的设备，还包括：

用于将用于所述信道冲击响应估计的P个抽头中选出的抽头置零的装置。

22.如权利要求19所述的设备，还包括：

用于对所述信道冲击响应估计执行滤波的装置，并且其中基于所述滤波后的信道冲击响应估计导出所述最终频率响应估计。

23.一种在无线通信系统中估计无线信道的频率响应的方法，包括：

得到对一组P个子带的初始频率响应估计，其中P是大于1的整数；

基于所述初始频率响应估计，导出对所述无线信道的具有P个抽头的时域信道冲击响应估计；

将所述信道冲击响应估计的P个抽头中选出的抽头置零；以及

基于所述P个抽头中选出的抽头被置零的所述信道冲击响应估计，导出对所述无线信道的最终频率响应估计。

24.如权利要求23所述的方法，其中所述信道冲击响应估计的后P-L个抽头被置零，其中L是大于1且小于P的整数。

25.如权利要求23所述的方法，其中所述信道冲击响应估计的后P-L个抽头不是由所述初始频率响应估计导出的。

26.如权利要求24所述的方法，其中L等于所述系统的预期延迟展宽。

27.如权利要求23所述的方法，还包括：

确定所述P个抽头中每一个抽头的能量；以及

对于所述P个抽头中的每一个抽头，如果该抽头的能量小于阈值，则将该抽头置零。

28.如权利要求27所述的方法，其中基于所述信道冲击响应估计的P个抽头的总能量导出所述阈值。

29.如权利要求27所述的方法，其中基于所选用的编码和调制方案导出所述阈值。

30.如权利要求27所述的方法，其中基于误码率性能要求导出所述阈值。

31.如权利要求23所述的方法，还包括：

确定所述P个抽头中每一个抽头的能量；

对于前L个抽头中的每一个抽头，如果该抽头的能量小于第一阈值，则将该抽头置零，其中L是大于1且小于P的整数；以及

对于后P-L个抽头中的每一个抽头，如果该抽头的能量小于第二阈值，则将该抽头置零，其中所述第二阈值低于所述第一阈值。

32.一种在无线通信系统中估计无线信道的频率响应的方法，包括：

得到对一组P个子带的初始频率响应估计，其中P是大于1的整数；

基于所述初始频率响应估计，导出对所述无线信道的时域信道冲击响应估计；

在多个符号周期对所述信道冲击响应估计执行滤波；以及

基于所述滤波后的信道冲击响应估计，导出对所述无线信道的最终频率响应估计。

33.如权利要求32所述的方法，其中所述信道冲击响应估计包括P个抽头，并且其中对L个抽头中的每一个抽头单独执行滤波，其中L是大于1且小于P的整数。

34.如权利要求32所述的方法，其中所述滤波的步骤基于有限冲击响应(FIR)滤波器或无限冲击响应(IIR)滤波器。

35.如权利要求32所述的方法，其中所述滤波的步骤基于因果滤波器。

36.如权利要求32所述的方法，其中所述滤波的步骤基于非因果滤波器。

37.一种在正交频分复用(OFDM)通信系统中估计无线信道的频率响应的方法，该方法包括：

基于由在第二组的非均匀间隔子带上接收的导频符号导出的信道增益估计，得到对第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计，其中P是大于1的整数且是2的幂，并且其中所述第一组包括至少一个未包括在所述第二组中的子带；

对所述初始频率响应估计执行P点快速傅里叶逆变换(IFFT)，以得到时域信道冲击响应估计；

将所述信道冲击响应估计补零至长度N，其中N是大于P的整数且是2的幂；以及

对所述补零的信道冲击响应估计执行N点快速傅里叶变换(FFT)，以得到对所述无线信道的最终频率响应估计。

38.如权利要求37所述的方法，还包括：

基于所述接收的导频符号执行外插，以得到对所述至少一个未包括在所述第二组中的子带的至少一个信道增益估计，并且其中所述初始频率响应估计包括所述至少一个信道增益估计。

39.如权利要求37所述的方法，还包括：

将用于所述信道冲击响应估计的P个抽头中选出的抽头置零。

40.一种用于存储指令的处理器可读介质，所述指令用于：

基于对第二组的非均匀间隔子带的信道增益估计，导出对正交频分复用(OFDM)通信系统中第一组的P个均匀间隔子带的初始频率响应估计，其中P是大于1的整数且是2的幂，并且其中所述第一组包括至少一个未包括在所述第二组中的子带；

对所述初始频率响应估计执行P点快速傅里叶逆变换(IFFT)，以得到时域信道冲击响应估计；

将所述信道冲击响应估计补零至长度N，其中N是大于P的整数且是2的幂；以及

对所述补零的信道冲击响应估计执行N点快速傅里叶变换(FFT)，以得到对所述系统中无线信道的最终频率响应估计。

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