CN1489852A - 在正交调制系统中用于减小错误的方法和设备 - Google Patents

Abstract

在包括多个正交子载波的通信系统中，通过抑制在发射通信设备中的子载波和通过均衡在接收通信设备中的接收信号来减小错误的方法和设备。子载波抑制是基于相对每个子载波的信号质量度量的确定，或是基于过激励接收通信设备的放大器的过量信号功率的确定。接收信号的均衡是基于均衡函数，在多径延迟超过可容许的多径延迟时，该均衡函数可减小被引入到该发送的信号中的多径延迟。

Description

在正交调制系统中用于减小错误的方法和设备

技术领域

本发明总的涉及无线通信系统，以及具体地，涉及在无线通信系统中使用正交调制方案来编码信息。

发明背景

带宽的有限可提供性是对于无线通信系统容量的关键约束条件。为了增大容量，开发了诸如正交频分复用(OFDM)的正交调制方案，用于把信息调制到载波上，并随后传输该调制的信号。

OFDM是一种宽带调制方案，它把分配用于通信会话的频带宽度划分成多个更窄的子带。每个子带包括射频(RF)子载波，其中每个子载波在数学上是与被包括在每个其他的子信道中的RF子载波正交的。子载波的正交性允许它们的各个频谱重叠，而不引起与其他的载波的干扰(即，载波间干扰)。把频带宽度划分成多个正交子带允许一种能够使用高的数据速率和非常有效地利用带宽的调制方案。

图1上显示示例性OFDM通信系统100。OFDM通信系统100包括发送端260(方块102-118)和接收端262(方块122-136)。在发送端260，数据源102把数据(典型为比特流)发送到编码器104。编码器104把纠错码(典型为前向纠错码)加到比特流，并把编码的比特流输送到符号映射器(mapper)106。符号映射器106把比特流分组为P比特(P-元组)的组，然后把每个P-元组变换成M个可能的符号中的一个符号，以产生符号流，其中M＝2^P，并且每个符号被表示为多维调制方案的点星座中的一个点。典型地，使用二维调制方案，诸如多相移位键控(MPSK)，或多进制正交幅度调制(MQAM)调制方案。

符号映射器106把符号流输送到串行-并行转换器(S/P)108，诸如解多路复用器(demultiplexer)。S/P108把符号流从串行转换为并行形式，并把N个并行符号的输出加到正交调制器110，诸如离散傅立叶逆变换(IDFT)或快速傅立叶逆变换(IFFT)块。正交调制器110用N个符号中的一个符号调制N个子载波的每个子载波，其中每个子载波与所有其他子载波正交，以产生N个并行调制的子载波。N个调制的子载波然后被正交调制器110输送到并行-串行(P/S)转换器112，诸如多路复用器(multiplexer)，它组合N个调制的子载波，以产生输出信号113。P/S转换器112把输出信号113输送到循环前缀(C/P)添加器114，它把保护带间隔或循环前缀附加到该信号上，以产生输出信号115。信号115然后被输送到上变频器116，它把信号115从基带频率上变频到发射频率。上变频的信号被输送到功率放大器(PA)118，它放大信号和通过天线发射该放大的信号。

通信系统100的接收端262实施与发送端260的相反的功能。接收的信号被路由到放大接收信号的低噪声放大器(LNA)120，然后，被路由到下变频器122，它把放大的信号从发送频率下变频到基带频率。基带信号被输送到循环前缀(C/P)去除器124，它去除被附加到该信号上的循环前缀。C/P去除器124把无循环前缀的信号输送到S/P转换器126。S/P转换器126把下变频的、无前缀的信号从串行转换成并行形式，输出N个并行调制子载波。N个并行调制子载波被输送到正交解调器128，诸如离散傅立叶变换(DFT)或快速傅立叶变换(FFT)，它根据在正交调制器110中使用的N个正交函数解调发送的信息。正交解调器128的输出包括基于N个调制子载波的N个并行的符号，其中该N个并行符号的每个符号是从在发送端260处使用的、星座的M个可能的符号中提取的。

正交解调器128把N个并行符号输送到P/S转换器132。P/S转换器132把符号从并行转换成串行形式，以产生符号流，并把符号流输送到逆符号映射器132。逆符号映射器132根据符号映射器108所使用的符号映射方案来恢复相应于每个符号的P-元组，从而产生比特流。逆符号映射器132然后把恢复的比特流输送到译码器134。译码器134根据由编码器104加上的纠错码来译码该比特流，并把该译码的比特流输送到数据宿136。

OFDM系统的带宽效率的关键是子载波的正交性。为了保持载波正交性，OFDM系统把时间长度为t_g的保护带间隔附加到每个OFDM符号。典型地，保护带间隔是OFDM符号的最后T_g秒的拷贝，它通常被称为“循环前缀”。因此，发送的OFDM符号通常被看作为包括两个间隔，保护带间隔T_g和OFDM符号间隔T_s，以使得发送的符号的整个间隔是T_total＝T_g+T_s。保护带间隔或循环前缀的使用降低了频谱效率，因为时间消耗在信息的重复部分上。所以，保护带间隔的长度应当被限制。

然而，为了消除符号间干扰(在子带中发送的一个符号与在同一个子带中发送的随后的符号相干扰)，保护带间隔必须至少与由传播环境引入到系统的多径延迟或衰落一样长。

在无线通信系统中，多径延迟可能是非常难以预测的。在这样的系统中的多径延迟是随机现象，在有些情形下，在无线通信系统中引入到发送的信号中的多径延迟不短于循环前缀的预先分配的长度。OFDM系统被设计用于最大延迟或T_g。在OFDM系统中过大的多径延迟造成子载波之间正交性的损失，并造成在子带中发送的接连符号之间的干扰，产生不可减小的和无法接受的高的错误平底(error floor)，也就是即使在非常高的信号噪声比的通信中也不能减小的最小符号错误率。

所以，需要一种可减小发送的信号中的错误和在过大的多径延迟的条件下保持符号错误率为可接受的水平的方法和设备。

发明内容

本发明通过提供一种可减小发送的信号中的错误和在过大的多径延迟的条件下保持符号错误率为可接受的水平的方法和设备而克服许多上述的问题和/或缺点。本发明在具有多个通信设备而每个通信设备都利用正交调制方案的无线通信系统中是特别有用的。在一个实施例中，本发明包括该多个通信设备中的一个通信设备，该通信设备具有一个接收包括多个正交子载波的信号的接收机。被耦合到接收机的信号处理单元确定多个正交子载波的每个子载波的信号质量度量，并根据所确定的信号质量度量确定子载波抑制信息。被耦合到该信号处理单元的发射机然后发送该子载波抑制信息。子载波抑制信息可以被多个通信设备的第二通信设备使用，来抑制被包括在由第二通信设备发送的信号中的多个正交子载波的一个或多个正交子载波，由此减小可能被该抑制的子载波引入到发送信号中的信号失真和邻信道干扰。

在本发明的替换实施例中，其中通信信道引入多径延迟到发送的信号中，本发明包括一个通信设备，它具有被耦合到信号处理单元的接收机。接收机接收包括多个正交的子载波的信号。信号处理单元确定相应于通信信道的转移函数，确定基于所确定的通信信道转移函数的均衡函数，并根据确定的均衡函数来处理信号。均衡函数在多径延迟超过可容许的多径延迟时减小多径，由此减小接收信号中的错误。

在本发明的另一个替换实施例中，除了根据确定的均衡函数处理接收信号以外，通信设备还接收包括多个正交子载波的另一第二信号，并根据该第二信号确定子载波抑制信息。

在本发明的又一个替换实施例中，其中发送的信号包括多个正交子载波，本发明组合子载波抑制信息和均衡函数的使用，以便减小在发送的信号中的错误。多个通信设备的第一通信设备根据子载波抑制信息抑制多个正交子载波的一个正交子载波，以产生包括抑制的和未抑制的子载波的发送信号。第二通信设备接收该发送信号，确定减小接收信号的多径延迟的均衡函数，并根据所确定的均衡函数处理该接收信号。

附图说明

图1是按照现有技术的示例性通信设备的方框图。

图2是按照本发明的实施例的通信系统的方框图。

图3是按照本发明的实施例的通信设备的方框图。

图4是按照本发明的实施例的复合通信信道的方框图。

图5是按照本发明的另一个实施例的通信系统的方框图。

图6是按照本发明的另一个实施例的通信设备的方框图。

图7是按照本发明的另一个实施例的复合通信信道的方框图。

图8是显示按照本发明的实施例的、确定最佳复合均衡函数的处理过程的表。

图9是按照本发明的实施例由通信系统在减小发送信号中的错误时执行的步骤的逻辑流程图。

图10是按照本发明的实施例由通信系统执行以确定多个均衡函数的步骤的逻辑流程图。

具体实施方式

参照图2-10，更详细地描述本发明。图2是按照本发明的实施例的通信系统200的方框图。通信系统200包括发送端260和接收端262，如图所示。通信系统200可以是例如蜂窝电话系统，其中发送端260被包括在蜂窝电话或其他类型的用户无线电单元内，并且接收端262被包括在基站或其他固定接收设备内，或反之。另外，发送端260和接收端262可以分别包括在分开的用户单元内或分别包括在分开的基站内。当然，本发明可以有利地应用到其他类型的通信系统，特别是无线通信系统。

图3是能够在按照本发明的实施例的通信系统200中运行的通信设备300的方框图。通信设备300可以是能够在无线OFDM系统中工作的任何通信设备，诸如但不限于蜂窝电话或基站。优选地，通信设备300能够运行在通信系统200的发送端260或接收端262的任一端，也就是它能够是发射通信设备或接收通信设备。通信设备300包括天线302，该天线302被耦合到接收机304和发射机306的每一个。接收机304和发射机306还被耦合到信号处理单元308，该信号处理单元308还被耦合到数据源310和数据宿312的每一个。优选地，发射机306包括上变频器216和功率放大器218，并执行发射机256的功能，接收机304包括低噪声放大器220和下变频器222，并执行接收机258的功能，并且信号处理单元308执行如下面关于图2描述的每个块204-214、224-234和250-254的功能，这些功能由发射通信设备与接收通信设备中合适的一个执行。正如本领域技术人员将会看到的，这里描述的信号处理单元308的各种功能可以以硬件电路被实施，诸如可编程逻辑阵列(PLA)或专用集成电路(ASIC)。替换地，正如本领域技术人员还会看到的，一个或多个块204-214、224-234和250-254的功能可以在信号处理单元308中由处理器执行的软件来实施，诸如微处理器或数字信号处理器(DSP)，它执行被存储在相关的存储器中的指令和程序。

在通信设备300中，数据源310把用户信息，优选为以二进制形式的数据，提供到信号处理单元308，该用户信息实际上可包括能够以数字形式代表的任何事物，包括但不限于话音和图象数据。例如，数据源310可以是模拟-数字转换器(A/D)，它把从通信设备300的用户处接收的用户信息转换成数字格式。替换地，数据源310可被包括在信号处理单元308中，诸如是由信号处理单元308执行的应用。同样地，数据宿312可以是数字-模拟转换器(D/A)，它把从信号处理单元308处接收的数字信息转换换成模拟格式，以便以后传输给通信设备300的用户。替换地，数据宿312可以是由信号处理单元308执行的应用或是由设备300接收的信息的希望目的地的应用。

在发送端260，诸如数据源310的数据源202把用户信息，优选为具有二进制形式的数据，提供到编码器204。编码器204把纠错码，优选为前向纠错码(FEC)，应用到数据上。优选地，编码器204通过使用诸如Viterbi编码算法的卷积码来编码数据；然而，在替换例中，可以使用块码(block code)。卷积码和块码在技术上是熟知的，在这里不作更详细的描述。所使用的纠错码的类型对于本发明并不是关键的，本领域技术人员知道许多类型的纠错码，这些纠错码可被应用到数据上，而不背离本发明的精神和范围。无论如何，编码器204的输出包括优选地以二进制数据(比特)格式表示的信息。

由编码器204输出的比特流然后被提供到符号映射器206。符号映射器206把比特流分组为P比特(P-元组)的组，并把每个P-元组变换成相应的符号，以产生符号流。为此，包含M个可能符号的信号星座被定义在一个多维空间中，优选为复数二维(I，Q)空间。每个符号包括在两维空间内的一个点，该点可被看作为两个被缩放的基本矢量的矢量和。被使用来规定特定的点的两个基本矢量的相应幅度可被看作为该点的二维坐标。为了达到希望的变换，符号映射器206把由编码器204输出的二进制数值(比特)组装成P-元组。每个P-元组然后被使用来从M个可能的符号中选择一个符号，其中M＝2^P。在一个实施例中，MPSK调制方案，诸如BPSK或QPSK，被应用到每个P-元组；然而，本领域技术人员将会看到，可以使用许多类型的多维符号映射方案，诸如其他的MPSK方案，或多进制正交幅度调制(MQAM)方案，而不背离本发明的精神和范围。

通信系统200可包括在发送端260的交织块，和在接收端262的相应的逆交织块，它交织由符号映射器206产生的符号，以使得对突发信道产生影响的错误最小化。在本发明的一个实施例中，可以使用块交织，其中符号流被读入到二维矩阵的行中，并被按列读出，结果符号流中任何两个相邻的符号被分离。当发送的符号被接收和由逆交织块被去交织时，由信道引入的任何错误突发被破坏，从而减小了错误的影响和增大了前向纠错码纠正这种错误的能力。

符号映射器206把符号流输送到S/P转换器208。在本发明的一个实施例中，S/P转换器208把符号流从串行转换成并行，以产生N个并行符号，其中N是被包含在分配用于通信会话的频带宽度中的子载波的数目。S/P转换器208然后把N个并行符号加到正交调制器210，替换地，当少于N个子载波被正交调制器210调制时，S/P转换器208产生相应于由正交调制器调制的子载波数量的并行符号数量。

正交调制器210用N个并行符号的符号调制N个正交子载波的各个子载波，其中每个子载波相应于在该频带中所包括的一个子带。多个正交子载波Φ_n(t)，n＝0，1，...，N-1可以被认为是形式为e^j2π(W/N)nt(对于t∈[0，T_total])的正弦或复指数，其中W是可提供的频带宽度，且W/N表示在子载波之间的频率间隔。正如自始至终使用的，正交函数形成线性无关函数组(即，各个函数是互相无关的)。以另一种方式表示，在给定的时间间隔上各对函数的互相关为零的情形下，产生正交性。

正如在OFDM系统中已知的，正交调制器210的功能可以用快速傅立叶逆变换(IFFT)，或替换地用离散傅立叶逆变换(IDFT)来实施。N个并行符号作为输入被提供到IFFT，IFFT输出N个并行子载波Φ_n，其中N个并行子载波的每个子载波由N个并行输入符号的相应的输入符号进行调制。构成IFFT输出的调制的子载波然后被输送到子载波抑制块250。当由子载波抑制信息表示时以及正如下面更详细地描述的，子载波抑制块250抑制一个或多个子载波，并输送抑制的子载波和非抑制子载波，或替换地，只输送未抑制的子载波到并行-串行(P/S)转换器212。

在本发明的另一个实施例中，子载波抑制块250可被包括在正交调制器210中。当被包括在正交调制器210中时，子载波抑制块250在N个子载波由正交调制器210用符号调制之前，抑制一个或多个子载波，即Ns个子载波。输入的符号然后被调制在其余的、未抑制的子载波上，即被调制在N_ns个子载波上，其中N_ns＝N-N_s。在这个实施例中，S/P转换器208把符号流从串行转换成并行形式，以产生N_ns个并行的符号，然后把N_ns个并行的符号加到正交调制器210。正交调制器210用N_ns个并行的符号中的符号调制N_ns个未抑制的正交子载波的各个子载波，并输送N_s个未调制的、抑制的子载波和N_ns个调制的、未抑制子载波，或替换地，只输送N_s个未抑制的子载波到P/S转换器212。

在本发明中，子载波抑制块250提供第一层错误减小，通过抑制一个或多个子载波而减小由在不可预测的传播环境下的多径衰落造成的错误率。例如，子载波可被抑制，以便在处理接收的OFDM信号时减小在从发射通信设备到接收通信设备的传输期间由子载波的过大的信号失真造成的错误，以及减小功率到相邻的子载波频率的潜在耦合。在本发明中，接收通信设备的子载波测量块252对于被包括在接收的OFDM信号中的每个子载波确定信号质量度量，诸如信号功率测量、信号噪声比(SNR)、或误码率(BER)。OFDM信号可以是用户信息承载信号，或替换地可以是为了系统训练、同步或控制而发送的训练信号、导频信号或控制信号。接收通信设备的子载波测量块252然后根据所确定的信号质量度量而确定子载波抑制信息。接收通信设备把所确定的子载波抑制信息通过发射机256发送到发射通信设备。发射通信设备的子载波抑制块250通过接收机258接收子载波抑制信息，并且在由接收的子载波抑制信息指示时，对于以后的传输抑制一个或多个子载波。

在本发明的一个实施例中，子载波抑制块250抑制其相应的信号质量度量与信号质量度量门限值相比较是不利的那些子载波。比较是由接收来自发射通信设备的OFDM传输的接收通信设备执行的。在接收OFDM传输后，接收通信设备的子载波测量块252确定每个子载波的信号质量度量。例如，信号质量度量可以是每个子载波的信号功率测量值，或可以是每个子载波的信号噪声比(SNR)。子载波测量块252然后把每个确定的信号质量度量和被存储在与接收通信设备的信号处理单元308有关的存储器中的信号质量度量门限值(诸如最小可接受的SNR或最小可接受的子载波信号功率)进行比较。接收通信设备然后根据比较结果把子载波抑制信息输送到发射通信设备。替换地，子载波抑制信息可包括所确定的信号质量度量，并且每个信号质量度量与信号质量度量门限值的比较可以由发射通信设备来执行。当信号质量度量与信号质量度量门限值的比较结果产生不可接受的结果时，诸如确定的SNR低于SNR门限值，或确定的信号功率电平低于信号功率电平门限值时，发射通信设备的子载波抑制块250在以后到接收通信设备的传输中抑制相应的子载波。优选地，子载波抑制块250通过用零因子来调制子载波而抑制子载波；然而，本领域技术人员将会看到，有其他的抑制子载波的方法，诸如除去或阻止子载波。用零因子调制子载波将导致在由发射通信设备发射的子载波的频谱上的子载波频率为零值。

在本发明的另一个实施例中，接收通信设备的子载波测量块252确定每个子载波的信号质量度量，并根据所确定的信号质量度量分级地对子载波进行排序。这样，子载波抑制信息包括子载波的次序，或替换地，包括有关被传送到发射通信设备的、基于该次序的预定数目的最坏性能的子载波的信息。替换地，该子载波抑制信息可包括所确定的信号质量度量，且分级地排序可以由发射通信设备的子载波抑制块250执行。发射通信设备的子载波抑制块250然后在以后到接收通信设备的传输中抑制具有最坏信号质量度量的、预定数目的子载波中的每个子载波。

在本发明的再一个实施例中，通信系统200在接收的信号的峰值对平均功率比超过峰值对平均功率比的门限值时，可抑制一个或多个子载波。在这个实施例中，发射通信设备发送OFDM信号，优选地，发送训练信号或控制信号到接收通信设备。接收通信设备的子载波测量块252然后确定接收信号的峰值对平均功率比，并把所确定的峰值对平均功率比与峰值对平均功率比的门限值进行比较。当所确定的峰值对平均功率比超过峰值对平均功率比的门限值时，接收通信设备的信号处理单元308确定为了把峰值对平均功率比减小到低于门限值而可能被抑制的子载波的数量。接收通信设备把包括该确定数量的子载波抑制信息发送到发射通信设备，并且发射通信设备的子载波抑制块250在以后到接收通信设备的传输中抑制所确定数量的子载波。替换地，所确定的峰值对平均功率比与峰值对平均功率比的门限值的比较，或为了把峰值对平均功率比减小到低于门限值而被抑制的子载波的数量的确定，或者该比较与该确定，可以由发射通信设备的信号处理单元308来执行。

本领域技术人员将会看到，可以有许多用于根据峰值对平均功率比的比较结果来确定要抑制的子载波的方法。在一个实施例中，接收通信设备的子载波测量块252也如上所述地确定每个子载波的信号质量度量，并且发射通信设备的子载波抑制块250抑制具有最不利的信号质量度量的子载波。在另一个实施例中，子载波抑制块250以预定的次序抑制子载波，直至抑制了所确定数量的子载波为止。在再一个实施例中，如Schmidt和Kammeyer在1998年在佛罗伦萨的ICUPC会议上在报告“Adaptive Subcarrier Selection(自适应子载波选择)”中提出的，抑制的子载波数量的确定是基于子载波减小函数，诸如滑动标尺(sliding scale)，由此在所确定的峰值对平均功率比与峰值对平均功率比的门限值之间的差值越大(当前者大于后者时)，被抑制的子载波的数量越大。子载波减小函数可以应用到单个训练或控制信号，以确定要抑制的子载波的总的数量，或者，子载波减小函数在迭代处理过程期间可被应用到多个训练或控制信号的每一个，也就是，发射通信设备发送第二、第三等等的训练或控制信号，其中对于每个接连的发送来调节被抑制的子载波的数量，直至被确定的峰值对平均功率比下降到低于峰值对平均功率比的门限值为止。在再一个实施例中，替代子载波减小函数，迭代处理过程可在每次迭代时包括对预定数量的子载波的抑制，直至被确定的峰值对平均功率比下降到低于峰值对平均功率比的门限值为止。

P/S转换器212，优选地是多路复用器，把从子载波抑制块250或(替换地)从正交调制器210接收的子载波从并行形式转换成串行形式，以产生输出信号513。P/S转换器212把输出信号213输送到循环前缀(C/P)添加器214，它把保护带间隔或循环前缀附加到信号213上，以产生输出信号215。典型地，附加循环前缀包括附加每个OFDM符号的最后T_g秒作为加到它本身的前缀。优选地，T_g有16个抽头或0.8μs的预先分配的长度；然而，本领域技术人员将会看到，循环前缀的预先分配的长度取决于系统的设计者，因为由设计者在较长的循环前缀提供的较大保护与较长前缀的不经济性之间作出权衡考虑。在选择循环前缀长度时系统设计者可能考虑的其他因素是现有的技术标准或市场的要求，以及在设计分开的室内和室外系统时部件的重新使用。循环前缀的长度构成通信系统200会经受的最大多径延迟，这是在多径延迟造成正交子载波中接连发送的符号之间的符号间干扰(ISI)之前。然而，本领域技术人员将会看到，诸如系统200的系统可容许有限量的符号间干扰，并因此可容许超过循环前缀的长度的多径延迟。

C/P添加器214把输出信号215输送到上变频器216，它把信号215从基带频率上变频为发射频率。上变频的信号被输送到功率放大器(PA)218，它放大信号并通过天线发送该放大的信号。

在通信系统200的接收端，天线接收发送的信号。发送的信号被路由到放大接收信号的低噪声放大器(LNA)220，然后被路由到下变频器222，它把接收的和放大的信号从发送频率下变频到基带频率。下变频器222然后把下变频的信号输送到均衡器254。

在包括通信信道240的具有恒定传播环境的通信系统中，其中通信信道240的脉冲响应被认为是小于循环前缀的长度，循环前缀的附加基本上保证OFDM符号的正交性。然而，在具有不可预测的传播环境(诸如无线传播环境)的通信系统中，多径衰落可超过循环前缀的长度，并造成子载波的正交性的损失。在本发明中，均衡器254通过对过大的多径延迟进行补偿，即补偿超过可容许的多径延迟(诸如循环前缀的长度)的延迟而提供第二层错误减小，该过大的延迟由传播环境和由在均衡器之前的、通信设备的接收端262引入到接收信号。

图4是复合通信信道400的方框图，复合通信信道400包括均衡器254和在该均衡器之前的通信信道402，其中g(k)和h(k)分别是相应于均衡器和通信信道的单位脉冲响应。通信信道402包括通信信道240，还包括在均衡器之前的、接收通信设备的接收端262(即，接收天线、LNA 220和下变频器222)。均衡器254的任务是产生复合通信信道400，即，h(k)*g(k)(h(k)与g(k)进行卷积)，它对于接收通信设备而言，看上去似乎是可容许的多径延迟的通信信道，而不管传播环境(即，通信信道402)的多径延迟。可容许的多径延迟是产生可接受的符号间干扰电平的延迟。优选地，复合通信信道400看上去似乎是具有至多为循环前缀的长度的多径延迟(即，16个抽头，其中每个抽头相应于信号的一个采样，并在20MHz的采样速率下，16个抽头相应于0.8μs的延迟)的通信信道，虽然在替换例中，复合的通信信道400的设计可以面向任何可容许的多径延迟。

诸如通信信道402那样的通信信道在数学上表示为数字有限脉冲响应(FIR)滤波器，这在技术上是熟知的。例如，通信信道402可以用z变换格式表示为转移函数，或FIR滤波器， $H\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{I}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i{z}^{-i},$ 或可以用相应的矢量H＝[h(0)h(1)...h(I)]来表示，其中h(0)，h(1)，...，h(I)的每一个是z变换表达式的系数。当数字地实施FIR滤波器H(z)时，系数h(i)，i＝0，1，...，I的每一个相应于滤波器中的抽头并且‘I’相应于滤波器中抽头的数目，该抽头数可超过优选的最大容许的数目16。在本发明中，均衡器254是均衡函数，它可被表示为转移函数，或FIR滤波器， $G\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{g}_i{z}^{-i},$ 或可以用相应的系数矢量G＝[g(0)g(1)...g(J)]来表示，其中系数g(i)，i＝1，...，J的每一个相应于滤波器G(z)中的一个抽头，并且‘J’相应于均衡器中抽头的数目。在本发明中，均衡器G(z)具有适当的抽头数‘J’，以使得当I＞16时，g(k)与h(k)的卷积产生具有小于或等于16个抽头的延迟的复合通信信道。也就是说，复合通信信道的单位脉冲响应l(k)可被表示为：

$l\left(k\right)=h\left(k\right)*g\left(k\right)$ (h(k)与g(k)进行卷积)

$=\underset{i=0}{\overset{I+J-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)g(k-i)$

$=\underset{k=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)g(k-i)$ 对于i＝0，2，...，I+J-1

$=[l\left(0\right)l\left(1\right)\·\·\·l(I+J-1)]$

其中

I(i)＝0对于i≥17

优选地，均衡器254(即，G(z))由接收通信设备的信号处理单元308如下地确定。滤波器H(z)可由自回归移动平均(ARMA)滤波器H(z)＝B(z)/A(z)取近似值，其中A(z)或B(z)都不等于1。显然，当B(z)可以通过使用不大于16个抽头(对于复合通信信道的要求)被实施时，则A(z)是用于通信信道402(即H(z))的希望的均衡器254，因为H(z)·A(z)＝B(z)，而B(z)是复合通信信道的z变换表达式。

许多方法在技术上是熟知的，由此信号处理单元308可以根据已知的导频信号或训练信号的接收来确定信道转移函数H(z)。例如，估计信道转移函数简单的方法包括发射通信设备发送对于接收通信设备已知的OFDM符号。当接收符号时，接收通信设备通过把接收信号的频率响应除以已知的OFDM符号的频率响应而估计信道转移函数。电信科学研究所(ITS)、国家电信和信息管理局和美国商业部提出了确定信道转移函数的另一个例子。发射通信设备用对于接收通信设备已知的伪随机噪声(PN)码来调制射频(RF)载波，以产生二进制移相键控(BPSK)信号。接收通信设备的信号处理单元308下变频接收信号，以产生基带同相和正交相位信号。信号处理单元308然后采样同相和正交相位信号，并把采样的信号与已知的PN码进行相关，来确定信道的单位脉冲响应和信道转移函数。

Kenneth Welling在他的硕士论文中描述了确定信道转移函数的又一个例子：“Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexingon the Narrowband Aeronautical Telemetry Channel(在窄带航空遥测信道上编码的正交频分复用)”，Brigham Young大学，电气与计算机工程系，1999年11月。通信信道的双射线模式假设视线路径和单个反射路径，并具有脉冲响应h(t)＝δ(t)-Гe^jγδ(t-τ)，其中Г、γ和τ分别是反射路径相对于视线路径的衰减、相位和延迟。脉冲响应的傅立叶变换表达式是H(f)＝1+Гe^{-j(2πfτ-γ)}。三射线模式假设视线路径、单个强的反射路径和第二弱的反射路径，并具有脉冲响应h(t)＝δ(t)-Г₁e^jγ(1)δ(t-τ₁)-Г₂e^jγ(2)δ(t-τ₂)，其中Г₁、γ(1)和τ₁(或τ(1))分别是强的反射路径相对于视线路径的衰减、相位和延迟，并且Г₂、γ(2)和τ₂(或τ(2))分别是弱的反射路径相对于视线路径的衰减、相位和延迟。脉冲响应的傅立叶变换表达式是H(f)＝1+Г₁e^{-j(2π fτ(1)-γ(1))}+Г₂e^{-j(2πfτ(2)-γ(2))}。参量Г、γ、τ、Г₁、γ(1)、τ₁、Г₂、γ(2)和τ₂的每一个可以通过经由通信信道发送RF载波来经验式地确定，其中的RF载波是由对于接收通信设备已知的预定长度的双极性NRZ PN序列调制的。接收通信设备的信号处理单元308下变频接收信号，并计算在下变频的接收信号与已知的PN序列之间的互相关，并根据该互相关，能够确定这些参量。本领域技术人员将会看到，以上的任何脉冲响应或脉冲响应的傅立叶变换表达式可以容易地转换成信道转移函数的FIR表达式。

一旦确定H(z)，就可确定A(z)，以使得H(z)·A(z)＝B(z)，其中B(z)具有不多于16个抽头。在技术上有许多已知的用于确定A(z)的方法。例如，正如由Thomas W.Parks和C.S.Burrus在他们的教科书“Digital Filter Design(数字滤波器设计)”，N.Y.，John Wiley &Sons，1987，pp.226-228，ISBN 0471828963中，以及由Peter Melsa，Richard Younce，和Charles Rohrs在他们的论文“Impulse ResponseShortening for Discrete Multitone Transceiver(用于分离的多音收发信机的脉冲响应缩短)”，IEEE Transactions onCommunications，Vol.44，No.12，December，1996中提出的，令：

A(z)＝1+a₁z^-1+a₂z^-2+…+a_Ndz^-Nd，和

B(z)＝b₀+b₁z^-1+…+b₁₆z^-16.

则方程B(z)＝H(z)·A(z)可以按矩阵格式被写为如下：

其中N_d(与以上的‘N’无关)是相应于希望的均衡器A(z)的矢量a的长度，而b是长度N_d的矢量，但其中在矢量b的行17到N_d的每行中的数值是零，由此满足对于希望的复合通信信道的要求。‘N_e’是被插入到矢量b中的零的数目，也就是，N_e＝N_d-16，其中‘16’相应于优选的最大的抽头或延迟的数目。优选地，N_d近似地与发送的信号在通信系统200中经受的最长多径延迟一样长，并由经验研究确定。在本发明中，经验研究表明，可接受的N_d的数值是25。替换地，经验研究还表明，N_e的数值达到24也将提供良好的性能。

为了计算矢量a，确定矩阵H₁和H₂以及矢量z。矩阵H₁包含矩阵H的行1到16(即，H₁是‘16×N_d’的矩阵)。矩阵H₂包含矩阵H的行17到‘N_e+16’的每行的列2到N_d(即，H₂是‘N_e×(N_d-1)’的矩阵)。矢量z包含矩阵H的行17到‘N_e+16’的每行的第一列(即，z是‘N_e×1’的矢量)。然后，根据H₂确定H₂的伪-逆矩阵，即H₂ ^#。计算伪逆矩阵的方法在线性代数的技术中是熟知的，这里将不作详细描述。

矢量a，即，矢量a^*＝[a(1) a(2)…a(N_d)]，可以根据矩阵H₂ ^#和矢量z被确定，其中a₁ a₂…a_Nd的每一个根据公式a＝-(H₂ ^#)z来确定。然后可以用矢量g代表均衡器254，即g(k)，它是通过实施如下提供的抽头而被实施的：

$g=\left[\begin{array}{c}1\\ a*\end{array}\right].$

实施均衡器g的结果是创建复合通信信道h(k)*g(k)，它在信号的多径延迟超过可容许的多径延迟的长度(优选地，被附加到信号的循环前缀的长度，即循环前缀T_g)时，减小在该信道中传输的信号的多径延迟。优选地，过大的多径延迟被均衡器254减小到循环前缀的长度；然而，在替换例中，由于均衡器254只有有限的长度，所以该减小可能也会少一些。通过在引入被发送信号中的延迟过大时减小所引入的多径延迟，本发明减小符号间干扰(ISI)的电平，由此减小误码率和保护子载波的正交性。

本领域技术人员将会看到，在本发明中描述的均衡的方法也可以在为不同于16个抽头的可容许延迟和循环前缀长度所设计的通信系统中使用。这种系统的设计者可以用设计者认为合适的、相应于对多径延迟造成的符号间干扰的防护水平的、抽头的任何数目来代替在以上的均衡器254的说明中的数目‘16’。在本发明以上的说明中，‘16’抽头或0.8μs的使用仅仅意味着按照典型的OFDM系统说明本发明的原理，而无论如何不是要限制本发明。

由均衡器254产生的信号然后被输送到循环前缀(C/P)去除器224，它去除由C/P添加器214附加到信号的循环前缀。C/P去除器224把无循环前缀的信号输送到S/P转换器226。S/P转换器226把无循环前缀的信号从串行形式转换成并行形式，输出多个并行的调制子载波。多个并行的调制子载波然后被路由到正交解调器228，诸如离散傅立叶变换(DFT)或快速傅立叶变换(FFT)，它根据在正交调制器210中使用的多个正交函数来解调发送的信息。正交解调器228的输出包括基于多个调制的子载波的多个并行符号，其中多个并行符号的每个符号是从在发送端260处所使用星座的M个可能的符号中提取的。

正交解调器228把多个并行符号输送到P/S转换器232。P/S转换器232把符号从并行形式转换成串行形式，以产生一个符号流，并把符号流输送到逆符号映射器232。逆符号映射器232从信号星座中取给定的符号作为输入，并把它转化成适合于输入到译码器234的一组log₂(M)个二进制数值或比特。由逆符号映射器232产生的比特然后被输送到译码器234。译码器234接着根据纠错码对比特流进行译码，提供接收的数据到适当的数据宿236，诸如数据宿312，该接收的数据最好是无错误的。由译码器236执行的运行是编码器204的逆运行，它依赖于所使用的编码的特定类型。例如，在使用Viterbi编码算法的场合下，本发明优选地引用Viterbi译码器。同样地，在使用块码的场合下，采用块译码器。

通常，本发明提供在利用正交多载波调制方案的通信系统中用于错误减小的方法和设备，其中用户信息是通过多个正交子载波从发射通信设备发送到接收通信设备的。本发明通过提供一个或多个子载波的抑制而提供第一层错误减小，这可能造成发送的信号的失真。在一个实施例中，对于每个子载波确定一个信号质量度量，以产生多个信号质量度量，然后把多个信号质量度量的每个信号质量度量与信号质量度量的门限值进行比较。与门限值比较为不利的那些信号质量度量相应于不希望的子载波，然后相对于随后发送的信号来抑制不希望的子载波。在本发明的另一个实施例中，子载波根据它们的相应的信号质量度量排序，然后相对于随后发送的信号来抑制具有最坏的信号质量度量的预定数量的子载波。在本发明的再一个实施例中，被发送信号的信号功率被用于确定需要抑制的子载波的数量，以便把信号功率减小到可接受的电平，优选地是不会过激励一个接收通信设备放大器的电平。然后相对于随后发送的信号来抑制该确定数量的子载波。

本发明还通过提供接收信号的均衡而提供第二层错误减小，它可以或不一定结合第一层错误减小使用。在无线通信系统中，传播环境的随机性可引起超过该通信系统被设计容许的最大多径延迟(诸如在OFDM系统中循环前缀的长度)的多径延迟。过大的多径延迟会引起符号间干扰，并会导致不可接受的高的错误平底。本发明提供均衡器，它把接收信号的过大的多径延迟减小到可容许的延迟水平。

图5是按照本发明的另一个实施例(“多天线”实施例)的通信系统500的方框图。在多天线实施例中，通信系统500的发送端560包括至少一个天线，并且通信系统500的接收端562包括多个天线564、565(显示两个天线)。通过在接收端562处包括多个天线564、565并通过提供与每个天线有关的分离的均衡器554、555，符号间干扰的减小程度可以超过单个接收天线可达到的水平。

虽然通信系统500被显示为在发送端560处包括一个天线，并在接收端562处包含两个天线，但本领域技术人员将会看到，通信系统500可以在发送端560或发射通信设备处具有一个或多个天线，并可在接收端562或接收通信设备处具有任何数目的天线，而且，以下提供的说明可以推广到任何的这样的通信系统或通信设备。

图6是能够运行在通信系统500的通信设备600的方框图。通信设备600可以是任何能够进行无线OFDM通信的通信设备，诸如但不限于蜂窝电话或基站。优选地，通信设备600能够运行在通信系统500的发送端560或接收端562，也就是说，它能够是发射通信设备或接收通信设备。通信设备600包括多个天线602，604(显示两个)，它们的每一个被耦合到相应的接收机606、608(显示两个)和发射机610。每个接收机606、608和发射机610还被耦合到信号处理单元612，该信号处理单元612还被耦合到数据源614和数据宿616的每一个。发射机610优选地包括上变频器516和功率放大器518，并执行发射机556的功能。接收机606和608的每一个优选地包括多个低噪声放大器520、521中的一个和多个下变频器522、523中的一个，并优选地一起执行接收机558的功能。信号处理单元612优选地执行块504-514、524-534、550-555和558的每一个的功能，正如下面参照图5描述的，这些功能由发射通信设备或接收通信设备中合适的一个执行。类似于信号处理单元308，这里描述的信号处理单元612的各种功能可以用硬件、软件、或硬件与软件的组合被实施。

通信系统500的发送端560的运行类似于通信系统200的发送端260的运行。编码器504优选地以二进制形式从诸如数据源614那样的数据源502接收用户信息。编码器504把纠错码应用到用户信息上，并输出比特流。比特流被路由到符号映射器506，该符号映射器506被耦合到编码器504。符号映射器506把比特流分组为多个比特的组，并把比特的每个组变换成相应的符号，以产生符号流。符号映射器506然后把符号流路由到S/P转换器508，该S/P转换器508被耦合到符号映射器。S/P转换器508把符号流从串行形式转换成并行形式，以产生N个并行符号，其中N是被包含在分配给通信会话的频带宽度中的子载波的数目。替换地，当少于N个子载波被正交调制器510调制时，S/P转换器508产生相应于由正交调制器调制的子载波数量的多个并行符号。S/P转换器508然后把该N个并行符号加到耦合到该S/P转换器的正交调制器510。正交调制器510用N个并行符号中的符号调制N个正交子载波的各个子载波，并把调制的子载波输送到子载波抑制块550。

类似于发送端260的子载波抑制块250，发送端560的子载波抑制块550通过接收机558接收来自接收端562的子载波抑制信息。子载波抑制信息包括类似于以上参照通信系统200描述的子载波抑制信息的信息，并可以由接收端562处的子载波测量块552确定，这类似于在接收端262由子载波测量块252确定子载波抑制信息。子载波测量块552然后通过发射机556与天线564和565的任一个或二者把子载波抑制信息发送到发送端560。

当用接收的子载波抑制信息指示时，子载波抑制块550抑制已调制的子载波中的一个或多个，以产生一个或多个抑制的子载波和一个或多个未抑制的子载波。在本发明的另一个实施例中，子载波抑制块550可被包括在正交调制器510中。当被包括在正交调制器510时，在由正交调制器510调制之前，子载波抑制块550抑制正交的子载波中的一个或多个，而正交调制器510只调制未抑制的子载波。

子载波抑制块550，或替换地正交调制器510(当子载波抑制块550被包括在正交调制器中时)，把抑制的和未抑制的子载波，或替换地仅仅把未抑制的子载波输送到P/S转换器512。P/S转换器512把从子载波抑制块550或替换地从正交调制器510接收的子载波从并行形式转换为串行形式，以产生输出信号513。P/S转换器512把输出信号513输送到C/P添加器514，它把保护带间隔或循环前缀附加到信号513上，以产生输出信号515。C/P添加器514把输出信号515输送到上变频器516，它把输出信号515从基带频率上变频到发射频率。已上变频的信号被输送到功率放大器(PA)518，后者放大信号并通过一个或多个天线(显示一个天线)和通信信道540发射该放大的信号。

在通信系统500的接收端562处，多个天线564、565的每个天线接收发送信号。多个天线564、565的每个天线相对于接收端562的不同的位置可导致接收信号具有不同的信号幅度和相位。每个天线564、565把接收的信号路由到被耦合到该天线的、多个低噪声放大器(LNA)520、521中的一个放大器。LNA 520，521的每一个放大从天线564、565接收的信号，并把放大的信号路由到被耦合到该LNA的、多个下变频器522、523中的一个下变频器。下变频器522、523的每一个把从LNA 522、523接收的信号从发送频率下变频到基带频率。每个下变频器522、523然后把下变频的信号输送到被耦合到该下变频器的、多个均衡器554、555中的一个均衡器。

均衡器554和555对于过大的多径延迟进行补偿，即，补偿超过可容许的多径延迟(诸如循环前缀的长度)的延迟，该过大的延迟可能是由不可预测的通信信道540引入到该接收信号中的。图7是复合通信信道700的方框图，该复合通信信道700包括多个均衡器554、555(显示两个)和多个通信信道702、704，其中均衡器554、555的每一个之前都是多个通信信道702、704中的一个通信信道。在图7上，g₁(k)和h₁(k)是分别相应于均衡器554和通信信道702的单位脉冲响应，并且g₂(k)和h₂(k)是分别相应于均衡器555和通信信道704的单位脉冲响应。通信信道702包括通信信道540以及在均衡器554之前的、接收通信设备的接收端562(即，接收天线564，LNA 520和下变频器522)。通信信道704包括通信信道540以及在均衡器555之前的、接收通信设备的接收端562(即，接收天线565，LNA 521和下变频器523)。

复合通信信道700可被表示为离散滤波器，f(k)，其中

f(k)＝h₁(k)*g₁(k)+h₂(k)*g₂(k)        (1)(即，h₁(k)与g₁(k)的卷积加上h₂(k)与g₂(k)的卷积)，均衡器554和555(即，g₁(k)和g₂(k))的任务是产生复合通信信道700，其中复合通信信道看起来似乎是一个对于该接收通信设备有可容许的多径延迟的通信信道，而不管传播环境(即，通信信道540)的多径延迟如何。优选地，复合通信信道700看起来似乎是具有至多为循环前缀的长度的多径延迟(即，‘L’个抽头，其中L优选地等于16)，但是在替换例中，复合的通信信道700的设计可能是面向任何可容许的多径延迟的。

类似于通信系统200，每个通信信道702和704可以表示为FIR滤波器。例如，每个通信信道h_j(k)，j＝1，2，可被表示为相应的转移函数，或FIR滤波器， $H_j\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{I}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j,i}{z}^{-i},$ j＝1，2，或可以用相应的矢量H_j＝[h_j(0)h_j(1)...h_j(I)]j＝1，2，来表示，其中h_j(0)，h_j(1)，...，h_j(I)的每一个是z变换表达式的系数。类似地，均衡器554、555的每一个，或g_j(k)，j＝1，2，是均衡函数，它可被表示为相应的转移函数，或FIR滤波器， $G_j\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{j,i}{z}^{-i},$ j＝1，2，或可以用相应的矢量G_j＝[g_j(o)g_j(1)...g_j(J)]j＝1，2，来表示，其中每个系数g_j(0)，g_j(1)，...，g_j(J)是相应于滤波器G_j(z)中的一个抽头的系数，而‘J’相应于均衡器中抽头的数目。在本发明中，均衡器G(z)具有适当的抽头数‘J’，以使得当I＞16时，g(k)与h(k)的卷积产生具有小于或等于16个抽头的延迟的复合通信信道。

如上所述，均衡器554和555用来把复合通信信道f(k)的多径延迟限制为‘L’个抽头(优选地L＝16)。以矩阵形式重写公式(1)：

f＝H₁g₁+H₂g₂                     (2)

其中f是复合通信信道700的矢量表达式(即，相应于复合通信信道700的离散滤波器的系数的表达式)，H₁是相应于通信信道702的转移函数的矩阵表达式，g₁是均衡器554的矢量表达式(即，相应于均衡器554的数字滤波器的系数)，H₂是相应于通信信道704的转移函数的矩阵表达式，并且g₂是均衡器555的矢量表达式(即，相应于均衡器555的数字滤波器的系数)。也就是，

f＝[f(0) f(1) … f(L) f(L+1) … f(I+J-2)]^T

 ＝[f_L ^T f_R ^T]^T，和

$=\left[\begin{array}{c}{H}_{j,L}\\ H_{j,R}\end{array}\right],$ 和

g_j＝[g_j(0) g_j(1) … g_j(J-1)]^T，

其中表达式[]^T或x^T相应于由x表示的、或由括号之间的元素表示的矢量或矩阵的转置，j＝1，2，f_L和f_R是矢量，它们分别包括f的头L个抽头和f的其余的抽头，H_j，L和H_j，R是矩阵，它们分别包括H_j的头L行和H_j的其余行，而J是均衡器554和555的每一个的长度。强制施加的在f中只有L个非零抽头的约束条件，意味着把f_R的每个元素设置为零，这进而又意味着：

H_Rg＝0                          (3)

其中

H_R＝[H_1，R H_2，R]，和                 (4)

$g=\left[\begin{array}{c}{g}_1\\ g_2\end{array}\right].$

矢量或滤波器g(因为g中的每项可被看作为数字滤波器中的抽头)是包括多个均衡函数的每一个的复合均衡函数(即，g₁和g₂)。通过确定矢量g，本发明也确定每个g₁和g₂。

为了满足f只有L个非零抽头的约束条件，矩阵H_R必须具有一个零空间，即，HR必须满足约束条件I+J-L-1＜2J。这个条件可以通过适当地选择J而获得。公式(3)包括“M_d＝I+J-L-1”个约束的或依赖的变量，和“M_f＝J+L+1-I”个自由的或独立的变量(‘M_d’和‘M_f’是与以上的变量‘M’无关的)。矢量g可被表示为 $g=\left[\begin{array}{c}{g}_f\\ g_d\end{array}\right],$ 其中g_f和g_d的每一个是矢量，它们分别包括g的头‘M_f’个(自由的)项和g的其余的‘M_d’个(依赖的)项。同样地，公式(4)中的矩阵H_R可被重新分为H_R＝[H_f H_d]，其中H_f是包括H_R的头M_f列的矩阵，而H_d是包括H_R的其余的M_d列的矩阵。公式(3)可被重写为

H_fg_f+H_dg_d＝0，或g_d＝-H_d ^-1H_fg_f.          (5)

矩阵H_d总是方形的和满秩的。因此，

$f_L=(H_{1,L}^{\′}-H_{2,L}^{\′}{H}_d^{-1}{H}_f)g_f=A(h_1,h_2)g_f,----\left(6\right)$

其中H’_1，L和H’_2，L是分别包括H₁中头L行和H₂中头L行的矩阵。相应于均衡器554(即，g₁)和555(即，g₂)的每一个的数字滤波器表达式或均衡函数然后可被写为如下：

$g=\left[\begin{array}{c}I\\ H_d^{-I}{H}_f\end{array}\right]g_f=B(h_1,h_2)g_f,$ 和                                                (7a)

g₁＝[g(1) g(2) … g(J)]^T，g₂＝[g(J+1) g(J+2) … g(2J)]^T.(7b)

对于满足(3)中的约束条件的均衡器554和555，存在有无限个解。均衡器554和555可以根据以公式(7a)和(7b)的格式的任何g来构建，其中在矢量g₁和g₂中的每个项相应于在相应的均衡器或均衡函数554和555中的一个抽头。

上述用于确定均衡器554和555的技术没有考虑噪声增强的问题。当由上述的技术确定并然后被集成到通信系统500中、创建复合通信信道700的均衡器在一个或多个子载波上产生信号零值时，导致噪声增强。零值本身不存在于均衡器中，也不能通过公式(7a)和(7b)求解。每个零值造成相应于零值的子载波的信号分量的恶化，但并不造成噪声分量的等价的恶化。结果，每个零值大大地增强子载波中的噪声，由此使通信系统500的性能恶化。所以，本发明提供由接收端562或接收通信设备的信号处理单元308进行的均衡器最佳化，以便减小选择的滤波器g产生不希望的信号零值的可能性。然而，均衡器最佳化对于本发明是不必要的，在本发明的替换的实施例中，不包括均衡器最佳化。

信号处理单元308通过在方程(7a)和(7b)的无限个解中选择最佳复合均衡函数g(并遵循f只有L个非零抽头的约束条件)而使得均衡器554和555的性能(用对于给定的SNR的分组错误率来度量)最佳化。在选择最佳复合均衡函数g时，只需要考虑有限范围的可能的复合均衡函数，而不用考虑满足对于复合均衡函数g的约束条件的所有可能的复合均衡函数。

噪声增强问题逆向地相关于SNR。结果，噪声增强问题可以通过使得由于采用复合均衡函数g所造成的最小子载波SNR最大化而被解决。图8是说明通过使由于采用复合均衡函数g所造成的最小子载波SNR最大化而选择最佳子载波的实施例的表800。表800的提供仅仅用于说明本发明的原理，而不是打算限制本发明。

表800的每列相应于在有限范围的N_f个复合均衡函数g_f中的复合均衡函数，g_fi，i＝1，...，N_gf。表800的每行相应于在通信系统500中用于发送信息的多个子载波的一个子载波。对于N_f个复合均衡函数的每个复合均衡函数，接收通信设备的信号处理单元308，优选为接收通信设备的子载波测量块552确定在由接收通信设备接收的信号中所包括的‘n’个子载波的每个子载波的SNR。也就是，对于第一复合均衡函数g_f1，信号处理单元308确定‘n’个子载波的第一子载波的第一SNR(即，SNR₁(g_f1))，‘n’个子载波的第二子载波的第二SNR(即，SNR₂(g_f1))，‘n’个子载波的第三子载波的第三SNR(即，SNR₃(g_f1))，等等。同样地，对于第二复合均衡函数g_f2，信号处理单元308确定第一子载波的SNR(即，SNR₁(g_f2))，第二子载波的SNR(即，SNR₂(g_f2))，第三子载波的SNR(即，SNR₃(g_f2))，等等。对于每个复合均衡函数，g_fi，i＝1，...，N_gf，可以类似地确定其SNR。

信号处理单元308然后对于每个复合均衡函数g_fi，从所确定的SNR中确定最小SNR。例如，对于复合均衡函数g_f1，信号处理单元308从SNR_j(g_f1)，j＝1，...，n，中确定最小的SNR。对于复合均衡函数g_f1的最小的SNR(例如SNR₁(g_f1))可被称为SNR_min(g_f1)。对于复合均衡函数g_f2，信号处理单元308从SNR_j(g_f2)，j＝1，...，n，中确定最小的SNR，(例如SNR₃(g_f2))，并把对于复合均衡函数g_f2的最小SNR称为SNR_min(g_f2)。对于复合均衡函数g_f3，信号处理单元308从SNR_j(g_f3)，j＝1，...，n，中确定最小的SNR，(例如SNR₂(g_f3))，并把对于复合均衡函数g_f3的最小SNR称为SNR_min(g_f3)。信号处理单元308然后把对于每个复合均衡函数g_fi，i＝1，...，N_gf，所确定的最小的SNR互相进行比较，并从这些最小SNR中间确定最大的SNR。也就是，信号处理单元308把每个SNR_min(g_fi)，i＝1，...，N_gf，互相进行比较，并从SNR_min(g_fi)中间确定最大的SNR。然后，信号处理单元308从SNR_min(g_fi)中间选择相应于最大的SNR的复合均衡函数，并使用选择的复合均衡函数，按照方程(7a)和(7b)构建均衡器554和555。

例如，第n子载波的SNR可被表示为：

${\mathrm{SNR}}_n=\frac{{\left|F_n\right|}^2}{{\left|G_{1,n}\right|}^2+{\left|G_{2,n}\right|}^2}----\left(8\right)$

其中F是f的FFT，并可被表示为F＝[F₁ F₂...F_N]^T＝FFT{f，N}＝Γ_JA(h₁，h₂)g_fi＝Λg_fi。同样地，G₁和G₂分别是g₁和g₂的FFT，并可被表示为：

G₁＝FFT{g₁，N}＝Wg_n                     (9a)

G₂＝FFT{g₂，N)＝Yg_n                     (9b)

在(8)中的表达式可等价地写为：

${\mathrm{SNR}}_n\left(g_n\right)=\frac{g_n^T{\mathrm{\λ}}_n{\mathrm{\λ}}_n^T{g}_n}{g_n^T({\mathrm{\υ}}_n{\mathrm{\υ}}_n^T+{\mathrm{\μ}}_n{\mathrm{\μ}}_n^T)g_n}----\left(10\right)$

其中λ_n、μ_n和ν_n，分别是在矩阵Λ、W和Y的每一个中的第n行，被堆积为列矢量。

信号处理单元308通过确定遵从以下对于多个复合均衡函数g_fi的每一个的约束条件的、对于多个滤波器的每个滤波器的最大值α，而使得由于选择多个复合均衡函数g_fi中的一个复合均衡函数而得出的最小的SNR最大化。

SNR_n(g_n)＝g_n ^T(λ_nλ_n ^T-αΛ_nΛ_n ^T-αμ_nμ_n ^T)g_n＝g_n ^TW_ng_n＞0，其中n、0，1，…，N-1(11)

通常，矩阵W_n是不定的。初始分配给α的数值取决于系统500的设计者。如果对于任何特定的‘n’，相关的矩阵W_n是负定的，则方程(11)的问题是无解的，分配给α的数值应当减小。如果对于每个子载波‘n’，相关的矩阵W_n是正定的，则任何的g_fi都行。对于不定的情形，方程(11)的解可能得到或者可能得不到。如果存在有满足由方程(11)所施加的约束条件的α值，则α可被增加，并对于每个子载波‘n’重新确定SNR_n(g_fi)，直至得到数值α的最大值。产生对于α的最大值的那个复合均衡函数g_fi然后被信号处理单元308使用来构建均衡器554和555。

在本发明的另一个实施例中，对于多个复合均衡函数g_f的每个复合均衡函数所确定的最小子载波SNR的最大化可以由以下的最大化方程来代表：

max min SNR_n(g_f)＝max κ(g_f)        (12)

g_n∈C^Mf n＝0，1，...，N-1   g_n∈C^Mf

其中C是复数集。方程(12)没有简单的分析解。然而，本领域技术人员将会看到，多种最佳化方法的任何一种方法可以提供可接受的次最佳解。

例如，次最佳解可以通过在复合均衡函数的子空间

上(也就是，在有限组的多个复合均衡函数g_f上)求解方程(12)而得出，而不是在所有可能的g上求解方程(12)。子空间

是预先规定的，并且对于接收通信设备是已知的。模拟表明，子空间 的选择对于系统500的性能不是关键的，并且如果使用足够大数量的、任意地或随机地选择的复合均衡函数g，则可以找到可按受的复合均衡函数。信号处理单元308选择数量为‘S’的固定的复合均衡函数g_f，其中‘S’是子空间

的基数(即，元素数目)。对于在复合均衡函数组g_f中的每个复合均衡函数g_fi，信号处理单元308确定每个子载波的SNR，即SNR_n(g_fi)，n＝0，1，…，N-1。另外，对于每个复合均衡函数g_fi，信号处理单元308确定n_min(g_fi)，即，其SNR_n(g_fi)是最小值的子载波。对于子载波n_min(g_fi)的SNR_n被表示为SNR_n，min(g_fi)。g的次最佳确定，即g_opt，是其SNR_n，min(g_fi)为最大值的复合均衡函数g_fi。所确定的g_opt然后被信号处理单元308用作为滤波器g，用来构建每个均衡器554和555。

在另一个例子中，不通过确定对于每个子载波‘n’的SNR而求解方程(12)，并为了减小确定最佳复合均衡函数g的处理过程的复杂性，对于每个复合均衡函数g_fi，可以只为每个子载波确定如公式(8)描述的SNR_n的分子，即|F_n|²。对于每个复合均衡函数g_fi，n_min(g_fi)然后是其|F_n|²为最小的子载波。对于子载波n_min(g_fi)的|F_n|²被表示为|F_n|²n_min(g_fi)。g的次最佳确定，即g_opt，是其|F_n|²n_min(g_fi)为最大的复合均衡函数g_fi。所确定的g_opt然后被信号处理单元308用来构建均衡器554和555的每一个。

由均衡器554和555产生的信号，每个被输送到求和器558。求和器558组合信号，并把组合的信号输送到循环前缀(C/P)去除器524。C/P去除器524去除由C/P添加器514附加到信号上的循环前缀。C/P去除器524把无循环前缀的信号输送到S/P转换器526。S/P转换器526把无循环前缀的信号从串行形式转换成并行形式，输出多个并行调制子载波。多个并行调制子载波然后被S/P转换器526路由到正交解调器528，诸如离散傅立叶变换(DFT)或快速傅立叶变换(FFT)，它根据在正交调制器510中使用的多个正交函数来解调发送的信息。正交解调器528的输出包括根据多个调制的子载波的多个并行符号，其中多个并行符号的每个符号是从在发送端560处所使用星座的M个可能的符号中提取的。

正交解调器528把多个并行符号输送到P/S转换器532。P/S转换器532把符号从并行形式转换成串行形式，以产生一个符号流，并且把符号流输送到逆符号映射器532。逆符号映射器532从信号星座中取给定的符号作为输入，并把它转化成适合于输入到译码器534的一组log₂(M)个二进制数值或比特。由逆符号映射器532产生的比特然后被输送到译码器534。译码器534根据纠错码对比特流进行译码，提供接收的数据到适当的数据宿536，诸如数据宿616，该接收的数据最佳地是无错误的。

在本发明的再一个实施例中，子载波测量块552可以根据g_f的确定来确定子载波抑制信息。在确定g_f后，均衡器554和555被构建，并且对于每个子载波‘n’，n＝0，1，...，N-1，确定SNR_n(g_f)，或替换地确定|F_n|²。在一个实施例中，预定数目的最坏性能的子载波，也就是具有最低的确定的SNR_n(g_f)或|F_n|²的子载波，然后被选择来进行抑制。在另一个实施例中，对于每个子载波的SNR_n(g_f)或|F_n|²与相应的SNR_n(g_f)门限值或|F_n|²门限值进行比较。与门限值比较为不利的(即，小于门限值)子载波被选择来进行抑制。然后，包括选择的子载波的子载波抑制信息如上所述地被子载波测量块552输送到子载波抑制块550。

通常，通过使用多个天线和多个均衡器，本发明还提供了优于使用单个天线和单个均衡器可获得的符号间干扰(ISI)减小的、改进的符号间干扰(ISI)减小。在多个天线实施例中，多个天线564，565的每个天线与多个均衡器554，555的一个均衡器相联系。然后通过确定一个矢量或滤波器g(其中 $g=\left[\begin{array}{c}{g}_1\\ g_2\end{array}\right]$ )而确定每个均衡器554，555。在矢量g₁和g₂的每一个中的项分别相应于在均衡器554和555的每一个中的抽头，并且，每个均衡器然后可以通过实施所指示的抽头而被实现。确定矢量g，使得：当与其上发送OFDM信号的通信信道540组合时，创建一个复合通信信道700，它具有至多为可容许的延迟水平的多径延迟。优选地，该复合通信信道700被设计用于的可容许的延迟是被附加到发送的OFDM信号的循环前缀的长度。

有一种可能，即多个天线实施例中的噪声增强是由复合通信信道700产生的子载波零值造成的。所以，本发明还提供最佳化处理过程：从有限范围的可能滤波器g中间选择一个最佳滤波器，它是最不可能产生这种零值的滤波器。最佳化处理过程确定由于在有限范围的可能滤波器中的每个滤波器的实施而造成的子载波SNR，并根据与每个滤波器有关的子载波SNR选择滤波器。优选地，选择处理过程包括选择一个滤波器，它产生对于滤波器的最坏SNR(即，在对于多个子载波的每一个所确定的SNR中间的最小SNR)的最大值，虽然本领域技术人员将会看到，有许多其他方法可被使用来根据SNR选择最佳滤波器。例如，替换的选择处理过程可以选择一个滤波器，它产生最少的、低于预定SNR门限值的子载波SNR值。

图9是由通信系统在按照本发明的、在减小发送信号中的错误时所执行的步骤的逻辑流程图900，该系统包括多个通信设备，还包括具有多个正交子载波的发送的信号。优选地，通信系统是无线通信系统，其中当信号从多个通信设备的发射通信设备发送到多个无线设备的接收通信设备时，多径延迟被引入到发送的信号。当多个通信设备的第一通信设备确定(902)子载波抑制信息，并把子载波抑制信息发送到(903)多个通信设备的第二通信设备时，逻辑流程开始(901)。

在本发明的一个实施例中，确定(902)子载波抑制信息的步骤包括确定多个正交子载波的每个子载波的信号质量度量，以产生多个信号质量度量。第一通信设备然后根据多个信号质量度量发送(903)子载波抑制信息到第二通信设备。在本发明的替换实施例中，除了产生多个信号质量度量，确定(902)子载波抑制信息的步骤还包括把至少一个确定的信号质量度量与信号质量度量门限值进行比较，以产生一个比较结果。第一通信设备然后根据比较结果发送(903)子载波抑制信息。在本发明的另一个替换实施例中，除了产生多个信号质量度量，确定(902)子载波抑制信息的步骤还包括根据多个信号质量度量确定多个正交子载波的次序。第一通信设备然后根据确定的次序发送(903)子载波抑制信息。在本发明的又一个替换实施例中，确定(902)子载波抑制信息的步骤包括由第一通信设备确定用于抑制的正交子载波的数量的步骤，以便减小发射功率电平到低于预定的功率电平门限值。第一通信设备然后根据确定的正交子载波数量发送(903)子载波抑制信息。

第二通信设备接收(904)发送的子载波抑制信息。当发送的子载波抑制信息不表示(905)子载波的抑制时，第二通信设备发送(907)一个包括多个未抑制的正交子载波的信号。当发送的子载波抑制信息表示(905)多个正交子载波的至少一个正交子载波应被抑制时，第二通信设备抑制(906)至少一个正交子载波，以产生至少一个抑制的子载波和至少一个未抑制的子载波。第二通信设备然后发送(907)一个至少包括未抑制的子载波的信号。优选地，当至少一个子载波被抑制时，该至少一个抑制的子载波也被第二通信设备发送，但是替换地，该至少一个抑制的子载波可以不被发送。第一通信设备接收(908)由第二通信设备发送的信号，以产生接收信号。第一通信设备确定(909)至少一个均衡函数，打算在接收信号的多径延迟超过可容许的水平时，优选地在延迟超过由第一通信设备附加到该接收的信号上的循环前缀的长度时，减小接收的信号的多径延迟。第一通信设备然后根据至少一个确定的均衡函数处理(910)接收信号，由此减小接收信号的多径延迟和减少符号间干扰存在于接收信号之中的潜在性，然后逻辑流程结束(911)。

确定(909)至少一个均衡函数的步骤优选地包括确定通信信道转移函数和确定希望的复合通信信道转移函数的步骤。确定(909)的步骤优选地还包括根据通信信道转移函数和希望的复合通信信道转移函数确定至少一个均衡函数的步骤，以使得均衡函数与通信信道转移函数的卷积产生希望的复合通信信道转移函数。希望的复合通信信道转移函数包括可容许的多径延迟，优选地，包含近似等于被附加到发送的OFDM信号的循环前缀长度的延迟。该至少一个均衡函数在多径延迟超过该可容许的多径延迟时，减小接收信号的多径延迟。

在本发明的替换实施例中，本发明可包括第一通信设备执行步骤(902)和(903)，其中子载波抑制信息是基于该信号质量度量确定的，第二通信设备执行步骤(904)-(907)，第一通信设备执行步骤(909)，第一通信设备执行步骤(908)-(910)，或这些步骤的组合。

在本发明的另一个实施例中，其中接收通信设备包括多个天线，确定(909)至少一个均衡函数的步骤包括确定多个均衡函数的步骤，其中多个均衡函数的每个均衡函数与多个天线的一个天线相联系。图10是当多个均衡函数被包括在复合均衡函数时在确定多个均衡函数的步骤(909)中所包括的步骤的逻辑流程图1000。当接收通信设备确定(1002)多个复合均衡函数(例如，g_fi，i＝1，...，N_gf)时，逻辑流程开始(1001)，其中多个复合均衡函数的每个复合均衡函数包括多个均衡函数(例如，g₁和g₂)。在每个复合均衡函数中所包括的多个均衡函数打算在接收信号的多径延迟超过可容许的水平时减小接收信号的多径延迟。接收通信设备然后通过为每个复合均衡函数确定(1003)相应于包含在接收通信设备接收的信号中的至少一个子载波的至少一个SNR，以产生多个SNR。根据所确定的SNR，接收通信设备然后从多个复合均衡函数中间选择(1004)复合均衡函数，然后逻辑流程结束(1005)。在图9上根据多个均衡函数的至少一个均衡函数处理(910)接收信号的步骤然后包括根据被包括在所选择的复合均衡函数中的均衡函数处理接收信号的步骤。

优选地，选择(1004)复合均衡函数的步骤包括以下步骤。相应于多个复合均衡函数的每一个的最小SNR(例如，SNR_n，min(g_fi))被确定来产生多个最小的SNR。多个最小SNR的每个最小SNR与其他的最小SNR进行比较，以产生多个比较结果。根据多个比较结果，确定最大的最小SNR。相应于所确定的最大的最小SNR的复合均衡函数(例如，g_opt)然后被选择用来处理(910)接收信号。

在本发明的再一个实施例中，其中确定(1003)至少一个SNR的步骤包括为多个复合均衡函数的每个复合均衡函数确定多个SNR的步骤，并且其中多个SNR的每一个相应于包含在接收通信设备接收的信号中的多个子载波的不同子载波，选择(1004)复合均衡函数的步骤可包括以下的步骤。为多个复合均衡函数的每个复合均衡函数确定的每个SNR与SNR门限值进行比较。然后选择一个产生最少的、与门限值比较为不利的SNR确定的复合均衡函数，以便处理(910)接收信号。

总之，本发明提供一种通信系统中用于错误减小的方法和设备，该通信系统利用包括经多个正交子载波传输用户信息的正交调制方案。第一层错误减小提供对于可能造成被发送的信号的失真的一个或多个子载波的抑制。第二层错误减小可以或不一定结合第一层错误减小一起使用，它提供对于接收信号的均衡，以便在多径延迟超过可容许的多径延迟时，优选地，超过被附加到信号的循环前缀的长度时，减小接收信号的多径延迟。第一层和第二层错误减小有助于保留子载波的正交性，该正交性对于从接收信号中正确地提取用户信息是关键的。

虽然本发明是参照本发明的特定的实施例显示和描述的，但本领域技术人员将会看到，可以在形式和细节上作出各种改变，而不背离本发明的精神和范围。

Claims (33)

1.一种在包括多个通信设备和多个正交子载波的通信系统中用于错误减小的方法，该方法包括以下步骤：

由该多个通信设备的第一通信设备确定用来减小被接收信号的多径延迟的均衡函数；

由该多个通信设备的第二通信设备接收子载波抑制信息；

由该第二通信设备根据接收的子载波抑制信息来抑制该多个正交子载波的正交子载波，以产生抑制的子载波和未抑制的子载波；

由该第二通信设备发送包括至少该未抑制的子载波的信号，以产生发送的信号；

由该第一通信设备接收该发送的信号，以产生一个接收的信号；以及

由该第一通信设备根据所确定的均衡函数处理该接收的信号。

2.权利要求1的方法，还包括以下步骤：

由第一通信设备确定对于该多个正交子载波的每个子载波的信号质量度量，以产生多个信号质量度量；

由第一通信设备根据该多个信号质量度量来发送子载波抑制信息；以及

其中由第二通信设备接收的子载波抑制信息包括由第一通信设备发送的子载波抑制信息。

3.权利要求2的方法，还包括根据所确定的信号质量度量来确定该多个正交子载波的次序的步骤，并且其中，抑制子载波的步骤包括根据所确定的次序来抑制该多个正交子载波的一个子载波，以产生至少一个抑制的子载波和至少一个未抑制的子载波的步骤。

4.权利要求2的方法，还包括把至少一个确定的信号质量度量与信号质量度量门限值进行比较以产生比较结果的步骤，并且其中，抑制子载波的步骤包括根据比较次序来抑制该多个信息承载子载波的一个信息承载子载波，以产生至少一个抑制的子载波和至少一个未抑制的子载波的步骤。

5. 权利要求1的方法，还包括确定用于抑制的正交子载波的数量，以便将发射功率电平减小到低于预定的功率电平门限值的步骤，并且其中抑制正交子载波的步骤包括抑制所确定数量的正交子载波，以产生至少一个抑制的子载波和至少一个未抑制的子载波的步骤。

6.权利要求1的方法，其中确定均衡函数的步骤包括以下步骤：

确定信道转移函数；

确定希望的复合通信信道转移函数；

根据所确定的信道转移函数和希望的复合通信信道转移函数来确定一个均衡函数，其中在接收信号的多径延迟超过可容许的多径延迟时，该均衡函数减小接收信号的多径延迟。

7.权利要求6的方法，其中均衡函数与估计的信道转移函数的卷积产生包括可容许的多径延迟的希望的复合通信信道转移函数。

8.权利要求6的方法，其中所确定的信道转移函数包括比希望的复合通信信道转移函数的可容许多径延迟更大的多径延迟，并且其中该均衡函数减小接收信号的多径延迟。

9.权利要求1的方法，其中第一通信设备包括多个天线，其中确定均衡函数的步骤包括由该多个通信设备的第一通信设备确定一起用来减小发送信号的多径延迟的多个均衡函数的步骤，其中接收的步骤包括由第一通信设备经多个天线的每个天线接收发送的信号，以产生多个接收信号的步骤，并且其中处理的步骤包括由第一通信设备根据多个确定的均衡函数中的一个确定的均衡函数处理该多个接收信号的每个接收信号的步骤。

10.权利要求9的方法，其中确定多个均衡函数的步骤包括以下步骤：

确定多个复合均衡函数，其中该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数包括一起用来减小发送的信号的多径延迟的多个均衡函数；

从该多个复合均衡函数中间确定最佳的复合均衡函数；以及

根据最佳复合均衡函数的确定来确定多个均衡函数。

11.权利要求10的方法，其中确定最佳复合均衡函数的步骤包括以下步骤：

对于该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数，确定对于由第一通信设备接收的信号的至少一个子载波的信号噪声比(SNR)，以产生确定的SNR；

对于该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数，从所确定的SNR中间确定最小的SNR；

从对于该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数所确定的最小SNR中间确定最大的SNR，以产生确定的最大SNR；以及

根据相应于所确定的最大SNR的复合均衡函数，确定最佳的复合均衡函数。

12.一种在包括多个正交子载波的通信系统中用于错误减小的方法，该方法包括以下步骤：

对于该多个正交子载波的每个正交子载波，确定信号质量度量，以产生多个信号质量度量；以及

根据该多个信号质量度量的每个信号质量度量，抑制该多个正交子载波的一个正交子载波。

13.权利要求12的方法，其中抑制正交子载波的步骤包括以下步骤：

确定该多个正交子载波的次序；以及

根据所确定的次序来抑制该多个正交子载波的一个正交子载波。

14.权利要求12的方法，其中抑制正交子载波的步骤包括以下步骤：

把该多个信号质量度量的至少一个信号质量度量与信号质量度量门限值进行比较，以产生一个比较结果；以及

根据比较结果抑制该多个正交子载波的一个正交子载波。

15.权利要求12的方法，其中通信系统还包括用来发送用户信息的发射通信设备和用来接收用户信息的接收通信设备，其中确定信号质量度量的步骤由接收通信设备执行，并且其中抑制子载波的步骤由发射通信设备执行。

16.一种在正交调制通信系统中用于错误减小的方法，该方法包括以下步骤：

确定能够减小包括多个正交子载波的接收信号的多径延迟的均衡函数；以及

根据该计算的均衡函数减小接收信号的延迟。

17.权利要求16的方法，其中确定均衡函数的步骤包括以下步骤：

确定信道转移函数；

确定希望的复合通信信道转移函数；以及

确定一个均衡函数，它基于所确定的信道转移函数与希望的复合通信信道转移函数并用来减小接收信号的多径延迟。

18.权利要求17的方法，其中均衡函数与估计的信道转移函数的卷积产生包括可容许的多径延迟的、希望的复合通信信道转移函数。

19.权利要求17的方法，其中所确定的信道转移函数包括比希望的复合通信信道转移函数的可容许多径延迟更大的多径延迟。

20.权利要求17的方法，其中确定均衡函数的步骤包括基于所确定的信道转移函数和希望的复合通信信道转移函数来确定多个均衡函数的步骤，所述多个均衡函数一起用来减小接收信号的多径延迟。

21.权利要求20的方法，其中确定多个均衡函数的步骤包括以下步骤：

确定多个复合均衡函数，其中该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数包括一起用来减小接收信号的多径延迟的多个均衡函数；

从该多个复合均衡函数中间确定最佳的复合均衡函数；以及

根据最佳复合均衡函数的确定来确定多个均衡函数。

22.权利要求21的方法，其中确定最佳复合均衡函数的步骤包括以下步骤：

对于该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数，确定对于正交频分复用信号的至少一个子载波的信号噪声比(SNR)，以产生确定的SNR；

对于该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数，从所确定的SNR中间确定最小的SNR；

从对于多个复合均衡函数的每个复合均衡函数所确定的最小SNR中间确定一个最大的SNR，以产生确定的最大SNR；以及

根据相应于所确定的最大SNR的复合均衡函数，确定最佳的复合均衡函数。

23.一种通信设备，包括：

接收机，接收包括多个正交子载波的信号；

被耦合到该接收机的信号处理单元，它从该接收机接收多个正交子载波，确定对于该多个正交子载波的每个子载波的信号质量度量，并且根据确定的信号质量度量来确定子载波抑制信息；以及

被耦合到该信号处理单元的发射机，从该信号处理单元接收子载波抑制信息，并发送该接收的子载波抑制信息。

24.权利要求23的通信设备，其中子载波抑制信息包括所确定的信号质量度量。

25.权利要求23的通信设备，还包括与信号处理单元关联的存储器，用来存储信号质量度量门限值，其中信号处理单元还从该存储器中检索信号质量度量门限值，并把至少一个确定的信号质量度量与信号质量度量门限值进行比较，以产生一个比较结果，并且其中子载波抑制信息包括该比较结果。

26.一种通信系统中的通信设备，该通信系统包括一个正交调制方案，其中用户信息被调制在多个正交子载波上，该通信设备包括：

接收机，它接收包括子载波抑制信息的信号，其中该子载波抑制信息是基于为该多个正交子载波的每个正交子载波确定的多个信号质量度量；

被耦合到该接收机的信号处理单元，它接收该子载波抑制信息，根据该子载波抑制信息来抑制该多个正交子载波中的至少一个正交子载波，以产生抑制的正交子载波，接收从数据源发源的数据，把该数据调制在多个正交子载波的未抑制的正交子载波上，以产生一个已调制的、未抑制的正交子载波；以及

被耦合到该信号处理单元的发射机，它发送该调制的、未抑制的正交子载波。

27.权利要求26的通信设备，其中信号处理单元在抑制该至少一个正交子载波之前把数据调制在该多个正交子载波的每个正交子载波上。

28.一种通信系统中的通信设备，在该通信系统中通信信道把多径延迟引入到发送的信号中，该通信设备包括：

接收机，它接收包括多个正交子载波的信号；以及

被耦合到该接收机的信号处理单元，它确定相应于该通信信道的转移函数，确定基于一个确定的通信信道转移函数并在多径延迟超过可容许的多径延迟时减小该多径延迟的均衡函数，并根据所确定的均衡函数来处理信号。

29.权利要求28的通信设备，其中由信号处理单元确定均衡函数包括确定希望的复合通信信道转移函数，和根据通信信道转移函数和希望的复合通信信道转移函数来确定均衡函数。

30.权利要求28的通信设备，其中包括多个正交子载波的信号包括第一信号，其中该接收机还接收包括多个正交子载波的第二信号，其中信号处理单元根据被包括在第一信号中的多个正交子载波确定子载波抑制信息，并把确定的子载波抑制信息输送给被耦合到信号处理单元的发射机，并且其中发射机发送该子载波抑制信息。

31.权利要求28的通信设备，其中通信设备还包括多个天线，其中由接收机对信号的接收包括通过该多个天线的每个天线接收一个发送的信号，以产生多个接收的信号，其中该发送的信号包括多个正交子载波，其中由信号处理单元对均衡函数的确定包括根据至少一个通信信道转移函数的确定，确定多个均衡函数，其中在多径延迟超过一个可容许的多径延迟时，该多个均衡函数一起用于减小该发送信号的多径延迟，并且其中，由信号处理单元对信号的处理包括根据该多个确定的均衡函数的一个确定的均衡函数来处理每个接收信号。

32.权利要求31的通信设备，其中对多个均衡函数的确定包括：确定多个复合均衡函数，其中该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数包括一起用来减小该发送的信号的多径延迟的多个均衡函数；从该多个复合均衡函数中间确定最佳复合均衡函数，并且根据对于最佳复合均衡函数的确定来确定多个均衡函数。

33.权利要求32的通信设备，其中对于最佳复合均衡函数的确定包括：对于该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数，确定对于由通信设备接收的信号的至少一个子载波的信号噪声比(SNR)，以产生确定的SNR；对于该多个复合均衡函数的每个复合均衡函数，从确定的SNR中间确定最小的SNR；从对于多个复合均衡函数的每个复合均衡函数所确定的最小SNR中间，确定最大的SNR，以产生确定的最大的SNR，并且根据相应于该确定的最大的SNR来确定最佳复合均衡函数。

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