CN1489404A

CN1489404A - Mc-cdma下行链路传输方法

Info

Publication number: CN1489404A
Application number: CNA031554563A
Authority: CN
Inventors: T; T·塞尔泽
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-09-05
Filing date: 2003-09-04
Publication date: 2004-04-14
Anticipated expiration: 2023-09-04
Also published as: DE60223367T2; US20050030925A1; EP1396956A1; CN100539461C; EP1396956B1; US7336636B2; DE60223367D1; JP4299081B2; JP2004104790A; ATE377878T1

Abstract

本发明涉及用于从MC－CDMA电信系统的基站传送多个符号到多个(K个)用户的传输方法，要被传送到用户的每个符号(d_k)在多个(L)载体(l)上用编码序列(c_k(l)，c_k ^ext(l))扩频，以产生多个相应的频率分量，所述基站配备有多个(M)天线单元。按照本发明，由用户(k)的符号产生的每个频率分量被多个(M个)加权复数系数(w^* _k(l，m)，m＝1...，M)加权，以得到多个(LM)加权的频率分量(z^m _k(l))，每个加权系数是相对于用户(k)、载波(l)和天线单元(m)的，以及所述多个加权系数从对于每个载频的、在每个天线单元与每个用户之间的下行链路传输信道的信道系数(h_k(l，m))的估值确定。

Description

MC-CDMA下行链路传输方法

技术领域

本发明涉及从MC-CDMA电信系统的基站到其多个用户的传输方法。

背景技术

MC-CDMA正受到用于无线宽带多媒体应用的广泛的关注。多载波码分多址接入(MC-CDMA)组合OFDM(正交频分复用)调制与CDMA多址接入技术。这种多址接入技术首先由N.Yee等在题目为“MulticarrierCDMA in indoor wireless radio networks(室内无线的无线电网络中的多载波CDMA)”，Proceedings of PIMRC’93，Vol.1，第109-113页，1993的论文中提出。这个技术的发展由S.Hara等在题目为“Overview of Multicarrier CDMA(多载波CDMA综述)”，CommunicationMagazine，第126-133页，1997年十二月出版的论文中回顾。

不像DS-CDMA(直接扩频码分多址接入)，其中把每个用户的信号在时域中相乘以扩展它的频谱，这里是把签名与信号在频域中相乘，签名的每个元素乘以不同的副载波的信号。

通常，MC-CDMA组合CDMA与OFDM的有利的特性，即，高频谱效率、多址接入能力、频率选择性信道存在的鲁棒性、高的灵活性、窄带干扰抑制、简单的一个抽头的均衡，等等。

图1示意地显示传送多个MC-CDMA符号到多个(K个)用户的MC-CDMA发射机的结构。例如，我们假设，发射机位于MC-CDMA传输系统的基站中，以及通过多个下行链路传输信道传送MC-CDMA符号到多个用户。

令d_k(n)表示在时间nT从基站传送到用户k的复数符号，其中d_k(n)属于调制字母表，以及令表示相对于这个符号的传输幅度系数，其中Pt_k是在d_k(n)所属的传输帧期间与用户k有关的传输的功率。复数值

\sqrt{P t_{k}} \cdot d_{k} (n)

首先在乘法器110_k中与表示为c_k(l)的扩频序列相乘。扩频序列由N个“码片”组成，每个“码片”具有持续时间T_c，扩频序列的总的持续时间相应于符号周期T。另外我们假设在下面规定：单个扩频序列被分配用于对一个用户的传输。然而，通常多个正交扩频序列(多代码分配)可以按照所需要的数据速率分配给已知的用户。为了减轻小区内干扰，扩频序列被选择为正交的。

复数值

\sqrt{P t_{k}} \cdot d_{k} (n)

(此后简单表示为

\sqrt{P t_{k}} \cdot d_{k}

)与用于用户k的扩频序列的元素相乘的结果在OFDM复用的N个频率的子集上给出在解复用器120_k中解复用的N个复数值。通常，所述子集的频率数目N是OFDM复用的频率数目L的因数。我们在下面假设L＝N，以及把用于用户k的扩频序列元素的数值表示为c_k(l)＝c_k(lT_c)，l＝1，...，L。在120_k中解复用的复数值的块然后在模块130_k中经受逆快速傅立叶变换(IFFT)。为了防止符号间干扰，其长度典型地大于传输信道的脉冲响应的持续时间的保护间隔被加到MC-CDMA符号。这实际上是通过加上等同于所述符号的结尾的一个前缀(被表示为Δ)而达到的。在并行到串行变换器140_k中被串行化以及被变换成模拟信号后(变换未示出)，要被传送到用户k的MC-CDMA符号S_k在加法器150中被加到要被传送到另一个用户k’≠k的类似的MC-CDMA符号S_k，然后使得到的和值S在被基站传送之前滤波和进行RF上变频(未示出)。MC-CDMA方法实质上可被看作为在频域中的扩展(在IFFT之前)，随后进行OFDM调制。

因此，在通过下行链路传输信道传送之前被提供给加法器150的、在时间t的信号S_k可被写出，如果我们省略前缀的话：

S_{k} (t) = d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot Σ_{l = 1}^{L} c_{k} (l) \exp (j \cdot 2 π f_{l} t)

对于nT≤t＜(n+1)T (1)其中f_l＝((l-1)-L/2)/T，l＝1，...L，是OFDM复用的频率，更具体地，应当看到，所传送的信号实际上是Re(S_k(t)exp(j2πF₀t))，其中Re(.)代表实部以及F₀是RF载频。换句话说，S_k(t)是所传送信号的复数包络。

在时间t的最后得到的和值信号S可被写为：

S (t) = Σ_{k = 1}^{K} d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot Σ_{l = 1}^{L} c_{k} (l) \exp (j \cdot 2 π f_{l} t)

对于nT≤t＜(n+1)T (2)

图2示意地显示用于给定的用户g的MC-CDMA接收机。因为我们在这里考虑下行链路，所以接收机位于移动终端处。

在基带解调后，信号按“码片”频率被采样，以及属于保护间隔的样本被消除。这样得到的信号可被写为：

R_{g} (t) = Σ_{k = 1}^{K} d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot Σ_{l = 1}^{L} h_{g} (l) \cdot c_{k} (l) \cdot \exp (j \cdot 2 π f_{l} t) + b (t)

对于nT≤t＜(n+1)T (3)其中t取接连的采样时间值，K是用户数目以及h_g(l)代表用户g的下行链路信道对于在时间n.T传送的MC-CDMA符号的副载波频率l的响应，以及b(t)是接收的噪声。

通过按“码片”频率采样解调的信号得到的样本，在于模块220_g中进行FFT之前，在串行到并行变换器210_g中进行串行到并行的变换。从220_g输出的、频域中的样本被用户g的扩频序列解扩，和被均衡，以便补偿下行链路传输信道的色散效应。为了做到这一点，频域的样本一方面(通过乘法器230^g ₁，...，230^g _L)与系数c^* _g(l)相乘(其中.^*是共轭运算)，以及另一方面，与均衡系数q_g(l)，l＝1，...，L，相乘。几种均衡方法从现有技术可知，其中包括：

-MRC(最大比值合并)均衡，按照它，q_l＝h^* _l

-EGC(等增益合并)均衡，按照它，

其中

-ZF(迫零)均衡，其中q_l＝h_l-1

-MMSE(最小均方误差)均衡，其中q_l＝h^* _l/(|h_l|²+σ²)以及σ²是载波上的噪声方差。

在相乘后，样本在加法器240_g中相加，以输出最后得到的信号r_g：

r_{g} = Σ_{k = 1}^{K} d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot (Σ_{l = 1}^{L} h_{g} (l) q_{g} (l) c_{k} (l) \cdot c_{g}^{*} (l)) + Σ_{l = 1}^{L} q_{g} (l) \cdot c_{g}^{*} (l) n_{g} (l) - - (4)

它可被重写为：

r_{g} = d_{g} \sqrt{P t_{g}} (Σ_{l = 1}^{L} h_{g} (l) q_{g} (l) c_{g} (l) \cdot c_{g}^{*} (l)) +

{\underset{k = 1}{Σ}}_{k &NotEqual; g}^{K} d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot (Σ_{l = 1}^{L} h_{g} (l) q_{g} (l) \cdot c_{k} (l) \cdot c_{g}^{*} (l)) + Σ_{l = 1}^{L} q_{g} (l) \cdot c_{g}^{*} (l) \cdot n_{g} (l) - - (5)

其中n_g(l)是相对于不同的载波的高斯噪声样本。

表示式(5)的第一项相应于专用于用户g的想要的接收信号，第二项相应于多址接入干扰(MAI)，以及第三项相应于残留噪声。多址接入干扰来源于这一事实：下行链路信道载送信号给多个用户。

最后得到的信号r_g是在检测器25₀g中检测到的、用于提供估值的符号

的判决变量。所实施的检测可以是硬检测或软检测(在后一情形下，检测器250g可简单地省略)。不失一般性，在下面假设，实施软检测，所以，

{\hat{d}}_{g} = r_{g}

。

MC-CDMA系统的容量基本上被多址接入干扰限制。对抗MAI以及从而增加系统容量的可能方式是：使用空间滤波技术把来自或者去往不同用户的链路分隔开。空间滤波通常是通过使用用于形成在不同方向上的多个波束的天线阵列而得到的。最近已经建议在MC-CDMA系统中使用天线阵列，特别是用于发送，正如在M.Fujii的、题目为“Multibeam-timetransmit diversity for OFDM-CDMA(用于OFDM-CDMA的多波束-时间传送分集)”，Proc.of Globecom 2001，Vol.25，第3095-3099页的文章中和在C.K.Kim等等的、题目为“Performance analysis of anMC-CDMA system with antenna array in a fading channel(具有天线阵列的MC-CDMA系统在衰落信道中的性能分析)”，IEICE Trans.Commun.Vol.E83-B，No.1，2000年1月，第84-92页的文章中描述的。然而，当用户特定的空间滤波技术被使用于下行链路传输时，换句话说，当发送波束在基站被形成用于每个用户时，不同用户的频率分离不再得到保证。换句话说，虽然一方面空间滤波通过提供到不同用户的传输的空间分离而贡献较低的MAI，但它在另一方面，会由于破坏用户在频域中的分离，而对同一个MAI具有有害的影响。

发明内容

本发明的第一目的是提出一种用于MC-CDMA下行链路传输的新的滤波技术，它使得对于系统的不同用户的多址接入干扰最小化。相反，对于给定的MAI电平，本发明的第二目的是增加MC-CDMA系统的容量。

而且，正如以上结合图2描述的，在MC-CDMA系统的移动终端(MT)处执行的接收处理过程是相当复杂的，因为它具体地涉及到确定均衡系数q_g(l)以及均衡步骤本身。所以更加希望简化接收处理过程，因为在MT一侧的计算和功率资源是大大受限的。本发明的第三目的是减小在移动终端处接收处理过程的复杂性而同时不牺牲服务质量。

上述的目的是通过如权利要求1中规定的、本发明的传输方法而达到的。本发明的有利的实施例在所附的从属权利要求中被规定。

附图说明

通过阅读结合附图给出的以下的说明，将明白本发明的优点和特征，其中：

图1示意地显示从目前技术水平可知的MC-CDMA发射机的结构；

图2示意地显示从目前技术水平可知的MC-CDMA接收机的结构；

图3示意地显示按照本发明的MC-CDMA发射机的结构；

图4示意地显示按照本发明的第一实施例的、结合MC-CDMA发射机使用的、第一MC-CDMA接收机的结构；

图5示意地显示按照本发明的第二实施例的、结合MC-CDMA发射机使用的、第二MC-CDMA接收机的结构。

具体实施方式

我们再次参考MC-CDMA系统环境，该系统包括基站，它传送多个符号到共享OFDM复用的同一个载波的多个(K个)现时用户k＝1，...，K。

本发明的基本概念是在传送侧使用对于所有的现时用户在空间和频率上联合最佳化的滤波技术。更具体地，如果在基站使用M个天线的阵列，则由天线m传送到用户k的信号可被表示为：

S_{k}^{m} (t) = d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot Σ_{l = 1}^{L} w_{k}^{*} (l ., m) \cdot c_{k} (l) \exp (j \cdot 2 π f_{l} t) - - - (6)

其中w^* _k(l，m)是与用户k、频率分量l、和天线m有关的复数加权系数，以及.^*表示共轭运算。矢量w^* _k(l，m)的分量可被编组为多个(L个)空间滤波矢量w^* _k(l)，l＝1，...，L，每个矢量w^* _k(l)被天线阵列使用来形成用于用户k的频率分量l的发送波束。

如果我们假设由基站传送到K个用户的信号是同步的，则由天线m传送到所有的用户的信号可被简单地表示为：

S^{m} (t) = Σ_{k = 1}^{K} d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot Σ_{l = 1}^{L} w_{k}^{*} (l, m) \cdot c_{k} (l) \exp (j \cdot 2 π f_{l} t) - - - (7)

图3示意地显示使用按照本发明的空间滤波方法的MC-CDMA发射机。该发射机包括K个相同的支路，每个支路相应于一个给定的现时用户。用户k专用的支路包括互相串联连接的乘法器310_k、解复用器320_k和并行乘法器330k。例如，图的上部显示的、用户1专用的支路包括：乘法器310₁，用于把复数值

\sqrt{P t_{1} \cdot} d_{1}

(回想起d₁是要传送到用户1的符号)与扩频序列c₁(l)相乘；解复用器320₁，用于串行-并行变换该扩频的复数值，和并行乘法器330₁，用于把每个扩频的复数值

\sqrt{P t_{1}} \cdot d_{1} \cdot c_{1} (l)

与复数加权矢量w^* ₁的分量相乘，正如下面进一步定义的。在330₁中并行相乘的结果由M个矢量z¹ ₁，...，z^M ₁表示，每个矢量z^m ₁由天线370_m传送的信号的频率分量组成。更具体地，z^m ₁，m＝1，...，M，被定义为L维矢量(z¹ ₁(1)，...，z^M ₁(L))^T，其中

{Z^{m}}_{1} (l) = \sqrt{P t_{1}} \cdot d_{1} \cdot c_{1} (l) \cdot {w^{*}}_{1} (l ., m)

。类似地，第k个支路的并行乘法器330_k的输出由M个矢量z1_k，...，z^M _k组成，它们的元素由

{Z^{m}}_{k} (l) = \sqrt{P t_{k}} \cdot d_{k} \cdot c_{k} (l) \cdot {w^{*}}_{k} (l, m)

给出。

对于给定的用户k，复数加权系数w^* _k(l，m)被编组为尺寸M.L的矢量w_k，被定义为w^* _k＝(w^* _k(1，1)，...，w^* _k(L，1)，...，w^* _k(1，M)，...，w^* _k(L，M))^T，它的第一组L个元素相应于对于天线1、用户k和副载波1到L的加权系数，它的第二组L个元素相应于对于天线2、用户k和副载波1到L的加权系数，等等。由于系数w^* _k(l，M)是在空间域(对于给定的副载波l，它们可被看作为形成用于用户k的波束)和在频域(对于给定的天线m，系数w^* _k(l，M)可被看作为传统的频率滤波器的那些系数)中被施加的，此后矢量w^* _k将被称为与用户k有关的空间-频率传送滤波(SFTF)矢量。

MC-CDMA发射机还配备有多个(M个)加法器340₁，...，340_M，每个加法器340_m把由并行乘法器330₁，...，330_M输出的信号矢量z^m ₁，...，z^m _K，m＝1，...，M相加，以及把最终得到的矢量分别提供给模块350₁，...，350_M。更精确地，每个模块350_m(等同于图1的模块130_k)对复合的频率分量

{(Σ_{k = 1}^{K} z_{k}^{m} (1), \cdot \cdot \cdot, Σ_{k = 1}^{K} z_{k}^{m} (L))}^{T}

执行逆快速傅立叶变换，以及把前缀(Δ)加到这样得到的MC-CDMA符号上。在3601中进行并行到串行变换(以及上变频，未示出)后，载送MC-CDMA符号的信号S^m(t)被天线370m发送。

正如下面进一步描述的，SFTF矢量w^* _k，k＝1，...，K，或等价地，加权系数w^* _k(l，m)，l＝1，...，L；m＝1，...，M；由计算模块380从下行链路传输信道的系数的估值被确定，以及被提供到并行乘法器330₁，...，330_K。下面假设，传输是没有载波间干扰和符号间干扰的(后者是由于前缀插入)。在这样的情形下，在基站的天线m与用户k的移动终端之间的下行链路传输信道可以由用于每个副载波l的单个倍增的复数系数h_k(l，m)(此后称为信道系数)来表征。假设系数h_k(l，m)对于下行链路信道和上行链路信道是相同的，在MC-CDMA系统运行在TDD(时分双工)模式时，该假设实际上被验证。信道系数的估值此后表示为

信道系数h_k(l，m)取决于下行链路多径信道的空间签名和信道的衰落系数。信道的空间签名(假设对于下行链路和上行链路是相同的)由信号传输到用户k的方向规定，或等价地，由用户k传送到基站的信号的到达方向(DOA)规定。应当看到，对于给定的用户k的系数h_k(l，m)不仅仅反映在各个副载波频率上(发送或接收)对于该用户的波束方向性图，而且也反映在这些频率上传输信道的衰落。

如果我们现在考虑给定的用户g的移动终端，其具有图2所示的结构，以及接收由图3的MC-CDMA传送的信号，则判决变量可以类似于(4)式被表示为：

{\hat{d}}_{g} = Σ_{k = 1}^{K} d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot Σ_{m = 1}^{M} Σ_{l = 1}^{L} w_{k}^{*} (l, m) \cdot h_{g} (l, m) \cdot q_{g} (l) \cdot c_{k} (l) \cdot c_{g}^{*} (l) + Σ_{l = 1}^{L} q_{g} (l) c_{g}^{*} (l) n_{g} (l) - - (8)

它可被重写为如下：

{\hat{d}}_{g} = d_{g} \cdot \sqrt{P t_{g}} (Σ_{m = 1}^{M} Σ_{l = 1}^{L} h_{g} (l, m) \cdot w_{g}^{*} (l, m) \cdot c_{g} (l) \cdot e_{g}^{*} (l))

+ Σ_{m = 1}^{M} Σ_{l = 1}^{L} h_{g} (l, m) \cdot e_{g}^{*} (l) \cdot (\underset{k &NotEqual; g}{Σ_{k = 1}^{K}} d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}} \cdot w_{k}^{*} (l, m) \cdot c_{k} (l)) + Σ_{l = 1}^{L} e_{g}^{*} (l) \cdot n_{g} (l) - - (9)

其中n_g(l)是对于不同的载波的高斯噪声样本以及e_g(l)＝q^* _g(l).c_g(l)，其中系数q_g(l)不必通过上述的一个均衡方法来确定，而是可以取任意值。应当指出，e_g(l)是在FFT模块220_g的输出端处组合由不同的副载波载送的分量的系数的共轭值。正如本领域技术人员将会看到的，表示式(9)的第一项相应于想要的信号，第二项相应于多址接入干扰，以及最后一项相应于在解扩后的残留噪声。

表示式(9)可以以更简洁的形式被等价地改写为：

{\hat{d}}_{g} = {\tilde{e}}_{g}^{H} \cdot (h_{g} o w_{g}^{*} o {\tilde{c}}_{g}) \cdot d_{g} \cdot \sqrt{P t_{g}} + {\tilde{e}}_{g}^{H} \cdot (h_{g} o (\underset{k &NotEqual; g}{Σ_{k = 1}^{K}} (w_{t}^{*} o {\tilde{c}}_{k}) d_{k} \cdot \sqrt{P t_{k}}) + e_{g}^{H} \cdot n_{g} - - (10)

其中粗黑体字母代表矢量，以及：是尺寸为M.L的矢量，被定义为

{\tilde{c}}_{k} = {(c_{k}^{T}, c_{K}^{T}, \cdot \cdot \cdot, c_{k}^{T})}^{T}

，即M个矢量C_k＝(c_k(1)，...，c_k(L))^T的级联，代表用于用户k的扩频序列；

是尺寸为M.L的矢量，被定义为

{\tilde{e}}_{g} = {(e_{g}^{T}, e_{g}^{T}, \cdot \cdot \cdot, e_{g}^{T})}^{T}

，即M个矢量e_g＝(e_g(1)，...，e_g(L))^T的级联，或，等价地，

{\tilde{e}}_{g} = {\tilde{c}}_{g} o {\tilde{q}}_{g}

,其中

{\tilde{q}}_{g} = {(q_{g}^{T}, q_{g}^{T}, \cdot \cdot \cdot, q_{g}^{T})}^{T}

,即M个矢量q_k＝(q_g(1)，...，q_g(L))^T的级联。

h_g是尺寸为M.L的矢量，被定义为h_g＝(h_g(1，1)，...，h_g(L，1)，...，h_g(1，M)，...，h_g(L，M))^T，它的第一组L个元素相应于在天线1与用户g之间的信道，它的第二组L个元素相应于在天线2与用户g之间的信道，等等；

w^* _k是如上所述的、对于用户k的SFTF矢量；

e_g和n_g分别被定义为e_g＝(e_g(1)，...，e_g(L))^T和n_g＝(n_g(1)，...，n_g(L))^T；

(.)^H表示厄密(hermitian)转置算子，u.v表示矢量u和v的标量乘积，u·v表示矢量u和v的元素方式的乘积，即，矢量u·v的第i元素是矢量u的第i元素与矢量v的第i元素的乘积。

按照本发明的第一个有利的方面，对于给定的用户g，一组加权系数w^* _g(l，m)，l＝1，...，L；m＝1，...，M(或等价地，SFTF矢量w^* _g)被确定以确保影响所讨论的用户的MAI最小化，这要考虑由现时用户在空间域中的分离而引起的MAI减小和由频域中正交性的丢失而引起的MAI增加所造成的全局性的效果。

按照本发明的第二个有利的方面，考虑到所有的现时用户，而执行联合MAI最小化准则。更精确地，建议的最小化准则不是只以使得影响给定现时用户的接收的MAI最小化为目标，而不管影响其他现时用户的接收的MAI，而是也考虑由传送到所讨论的用户的信号引起的、影响其他现时用户的MAI。

按照本发明的第三个有利的方面，使用了考虑到MC-CDMA发射机的发射功率约束条件的MAI最小化准则，该发射功率约束条件本身由基站的总的发射功率固有地限制。

为了更详细地解释按照本发明的传输方法，我们首先考虑在对于给定的现时用户g的固定发射功率电平的约束条件下，一个基于对这个用户g的信号对干扰加噪声的比值(SINR)最大化的准则。

对于用户g的信号对干扰加噪声的比值可被表示为：

{SINR}_{g} \frac{P_{g}}{{MAI}_{g} + σ^{2}} - - - - (11)

其中P_g是由用户g接收的想要的信号的功率，MAI_g是影响该想要的信号的MAI电平，以及σ²是在解扩后的残留噪声的方差。

根据(10)的第一项以及假设符号d_g的平均功率是单位一，则由用户g接收的想要的信号功率可被表示为：

P_{g} = P t_{g} \cdot | w_{g}^{H} \cdot ({\tilde{e}}_{g}^{k} o h_{g} o {\tilde{c}}_{g}) |^{2} - - - - - (12)

根据(10)的第二项以及假设符号d_k的平均功率是单位一，则多址接入干扰电平MAI_g可被表示为：

{MAI}_{g} = \underset{k &NotEqual; g}{Σ_{k = 1}^{K}} P t_{k} \cdot p_{MAL} (k &RightArrow; g) - - - (13)

其中p_MAI(k→g)反映用户k(传送到它的信号)对于影响用户g的MAI的归一化贡献，以及被定义为：

p_{MAI} (k &RightArrow; g) = w_{k}^{H} v_{gk} v_{gk}^{H} w_{k} - - (14)

其中

v_{gk} = {\tilde{e}}_{g}^{*} o h_{g} o {\tilde{c}}_{k} = {\tilde{c}}_{g}^{*} o {\tilde{q}}_{g} o h_{g} o {\tilde{c}}_{k}

。

根据(12)、(13)和(14)，对于用户g的、信号对干扰加噪声比值可被写为：

{SINR}_{g} = \frac{P t_{g} | w_{g}^{H} \cdot ({\tilde{e}}_{g}^{*} o h_{g} o {\tilde{c}}_{g}) |^{2}}{\underset{k &NotEqual; g}{Σ_{k = 1}^{K}} P t_{k} \cdot w_{k}^{H} v_{gk} v_{gk}^{H} w_{k} + σ^{2}} - - - - (15)

正如从(15)看到的，SINR_g的表示式不仅仅依赖于对于用户g的加权系数w^* _g(l，m)(即，对于用户g的SFTF矢量w^* _g)，而且也依赖于对于其他用户k≠g的加权系数(即，对于用户k≠g的SFTF矢量w^* _k)。这可归结于这一事实：影响用户g的MAI受到传送到其他用户k≠g的信号在空间和频率中的分布的影响。换句话说，对于给定用户的SFTF矢量的改变会修正所有其他现时用户的SINR。由此可见，寻找使得SINR_g最大化的SFTF矢量w^* _g的问题不能独立于寻找使得数值SINR_k(对于k≠g)最大化的其他SFTF矢量w^* _k的问题而求解。然而，寻找同时使得所有的数值SINR_k最大化的SFTF矢量组w^* _k，即使不是很难对付的任务，也是非常复杂的。

按照本发明，通过观察到：事实上，信道响应矢量h_k，k＝1，...，K具有相同的统计性质，且因此对于两个给定的用户k和k’，该归一化干扰贡献p_MAI(k→k’)和p_MAI(k’→k)可被认作为相等的(这在把相同的空间-时间滤波的方法施加到所有的用户时尤其被证明是正确的)，而使得SINR_g最大化的问题可被精巧地解决。

更精确地，提出了一个基于伪信号对噪声加干扰比值(表示为SINR^m _g)的准则，以及被定义为如下：

{SINR}_{g}^{m} = \frac{P_{g}}{{MAI}_{g}^{m} + σ^{2}} - - - (16)

其中

{MAI}_{g}^{m} = \underset{k &NotEqual; g}{Σ_{k = 1}^{K}} P t_{k} \cdot p_{MAI} (g &RightArrow; k)

有

p_{MAI} (g &RightArrow; k) = w_{g}^{H} v_{kg} v_{kg}^{H} v_{kg}^{H} w_{g}

，即，

{MAI}_{g}^{m} = w_{g}^{H} (Σ_{\underset{k &NotEqual; g}{k = 1}}^{K} {Pt}_{k} . v_{kg} v_{kg}^{H}) w_{g} = w_{g}^{H} Φ_{g} w_{g},

其中Φ_g是二次矩阵，被定义为：

Φ_{g} = \underset{k &NotEqual; g}{Σ_{k = 1}^{K}} P t_{k} \cdot v_{kg} v_{kg}^{H}

。

所以，伪信号对噪声加干扰比值可被重新写为：

{SINR}_{g}^{m} = \frac{P t_{g} | w_{g}^{H} \cdot ({\tilde{e}}_{g}^{*} o h_{g} o {\tilde{c}}_{g}) |^{2}}{w_{g}^{H} Φ_{g} w_{g} + σ^{2}} - - - (17)

对于固定的预定发射功率值Pt_g，对于用户g的发射功率的约束条件可被表示为对于SFTF矢量w_g的模块的约束条件，即w^H _g.w_g＝1。

根据(17)，在固定的发射功率的约束条件下，SINR^m _g的最大化等价为找到：

\arg \max \frac{P t_{g} | w_{g}^{H} \cdot ({\tilde{e}}_{g}^{*} o h_{g} o {\tilde{c}}_{g}) |^{2}}{w_{g}^{H} (Φ_{g} + σ^{2} I_{ML}) w_{g}} - - - - - (18)

在约束条件w^H _g.w_g＝1下，其中I_ML是尺寸为M.L×M.L的单位矩阵。

应当指出，表示式(18)只取决于SFTF矢量w_g，以及通过w_g与常数相乘而成为不变量。定义

{\tilde{w}}_{g} = β w_{g}

,其中β是标量，也可能找到验证

{\tilde{w}}_{g}^{H} ({\tilde{e}}_{g}^{*} o h_{g} o {\tilde{c}}_{g}) = 1

的最佳矢量

然后用因子

对结果进行归一化，以便得到w_g。所以最佳预失真矢量SFTF

必须满足：有Ψ_g＝Φ_g+σ².I_ML和

为了解决这个问题，我们引入拉格朗什函数：

有

f_{g} = {\tilde{e}}_{g}^{*} o h_{g} o {\tilde{c}}_{g} - - - - (20)

其中λ是拉格朗什乘数。

通过按照矢量计算梯度(通过按照矢量

计算梯度，可以得到相同的结果)：

最后，我们可得出结论，最佳SFTF矢量被给出为：

SFTF矢量w_g可以从

得出：

w_{g} = μ_{g} {(Φ_{g} + σ^{2} \cdot I_{ML})}^{- 1} ({\tilde{c}}_{g}^{*} o {\tilde{q}}_{g} o h_{g} o {\tilde{c}}_{g}) - - - (23)

其中系数μ_g由对于用户g的发射功率的约束条件给出，即，被选择以使得w^H _g.w_g＝1。

实际上，构成矢量h_g的下行链路信道系数h_g(l，m)被假设为与相应的上行链路信道系数相同，这些上行链路信道系数进而又是从现时用户传送到基站的导频符号估值的。

回到图3以及用

表示估值 (l，m)的矢量，计算模块380对于每个现时用户k从下式确定SFTF矢量w^* _k：

w_{k} = μ_{k} {({\hat{Φ}}_{k} + σ^{2} \cdot I_{ML})}^{- 1} ({\tilde{c}}_{k}^{*} o {\tilde{q}}_{k} o {\hat{h}}_{k} o {\tilde{c}}_{k}) - - - (24)

其中系数μ_k通过对于用户k的发射功率的约束条件(即，w^H _k.w_k＝1)和下式被给出：

{\hat{Φ}}_{k} = \underset{k^{'} &NotEqual; k}{Σ_{k = 1}^{K}} P t_{k} \cdot {\hat{v}}_{k^{'} k} {\hat{v}}_{k^{'} k}^{H}

有

v_{kk} = {\tilde{c}}_{k^{'}}^{*} o {\tilde{q}}_{k^{'}} o {\hat{h}}_{k^{'}} o {\tilde{c}}_{k} - - - (25)

按照本发明的第一实施例，对于给定的用户g的SFTF矢量w^* _g由计算模块380从下式确定：

w_{g} = μ_{g} {({\hat{Φ}}_{g} + σ^{2} \cdot I_{ML})}^{- 1} ({\tilde{c}}_{g}^{*} o {\hat{h}}_{g} o {\tilde{c}}_{g}) - - (26)

它可被进一步简化，如果扩频序列是这样的，使得c_g(l).c^* _g(l)＝1，对于l＝1，...，L，例如，如果使用Walsh-Hadamard(沃尔什-哈德马德)扩频序列(c_g(l)∈{-1，1})的话：

w_{g} = μ_{g} {({\hat{Φ}}_{g} + δ^{2} \cdot I_{ML})}^{- 1} {\hat{h}}_{g} - - - - (27)

在这样的情形下，在移动终端实行的接收处理过程可被大大地简化，如图4所示。用于用户g的MC-CDMA接收机被示意地显示在图4，它包括等同于图2的相应模块210_g到250_g的模块410_g到450_g。然而，与现有技术的MC-CDMA接收机(图2)相对照，在FFT模块420_g的输出端处实施简单的解扩，且不再需要均衡。具体地，在接收机端不需要估值下行链路信道系数，因此，减轻了移动终端的、与此有关的计算负担。

应当看到，在发送侧通过SFTF矢量w^* _g的加权系数执行的、在频域的滤波，完全或几乎完全预补偿下行链路传输信道的载波的衰落。

按照本发明的第二实施例，下行链路信道系数h_g(l，m)由MC-CDMA发射机进行粗略估值，以及在接收机侧执行互补的均衡。

例如，如果上行链路信道系数的估值(从该估值导出该上行链路信道系数)以比其实际变化更低的速率被更新，则这正是这种情形。更具体地，用表示代表对于给定用户g的信道系数的粗略估值的矢量，MC-CDMA发射机将根据下式施加SFTF滤波：

w_{g} = μ_{g} {({\hat{Φ}}_{g} + σ^{2} \cdot I_{ML})}^{- 1} ({\tilde{C}}_{g}^{*} o {\hat{h}}_{g}^{c} o {\tilde{c}}_{g}) - - - (28)

以及一组均衡系数q^f _g(l)＝1，l＝1，...，L，将在接收侧精细地补偿该残留频率失真。

在另一个变例中，被使用来在计算模块380中确定w^* _g的粗略估值的矢量

是从用户g的空间签名导出的。更具体地，假设信道系数h_g(l，m)可被分解为：

h_g(l，m)＝ h_g(l，m)η_g(l) (29)其中 h_g(l，m)说明用户g的空间签名(在时间上相对较慢地变化)以及η_g(l)说明信道的频率衰落。MC-CDMA发射机从由用户g的天线阵列接收的信号的DOA来估值系数 h_g(l，m)，以及使用这些估值

作为矢量

的元素。

图5示意地显示结合按照后一变例的MC-CDMA发射机使用的接收机。模块510_g到550_g等同于图2的相应的模块210_g到250_g，以及通过按照一个已知类型的均衡方法均衡从η_g(l)导出的系数q^f _g(l)＝1，l＝1，...，L，而在这里确保对于快速的衰落因子η_g(l)的补偿。

本发明的另一个有利的方面在于增加MC-CDMA系统的容量的可能性。回想起传统的MC-CDMA系统的容量被可得到的扩频码(或扩频序列)的数目限制，当代码被选择为正交时，该扩频码的数目等于副载波的数目L。由按照本发明的传输方法提供的、在空间域中的用户分隔允许对于不同的用户重复使用相同的扩频码。更具体地，已被分配给用户k的扩频码c_k(l)＝1，l＝1，...，L，也可重新分配给用户k’，只要用户k和k’具有基本上不同的空间签名。

按照第一可能的分配方案，如果现时用户的数目碰巧超过可得到的扩频码的数目L(例如，如果可得到的扩频码已被重新分配以及如果进入的呼叫被请求)，则扩频码例如以自然次序c₁，c₂，...被重新分配，以使得两个用户k和k+L共享相同的扩频码c_k。为了减小在用户k和k+1呈现相似的空间签名时发生的干扰，进一步提出在可得到的扩频码之上施加随机扰码。更具体地，如果符号必须传送到属于给定集合Ω_p，其中p∈{1，...，P}，的用户k，则把该符号与以下的序列相乘：

c_{k}^{ext} (l) = c_{k [L]} (l) \cdot m_{p} (l), l = 1, \cdot \cdot, L - - - - (30)

其中用户标号k可以大于L，p表示除式k/L的整数部分，以及k[L]表示它的余数，c_k ^ext(l)＝1，l＝1，...，L，代表属于(基数L.P的)扩展集合的扩频序列，以及m_p(l)＝1，l＝1，...，L，是随机扰码。

由于属于给定集合Ω_p的用户经受相同的扰码，所以它们各自的扩频序列(如(30)中规定的)是正交的，且因此这些用户通过按照本发明的传输方法在空间和频率上被分隔开。相反，在被分配给属于不同集合的用户的扩频序列之间没有保持正交性。然而，后面情况中的用户仍将从由所述传输方法提供的空间分隔以及从由于随机扰码引起的干扰减小中获得好处。

虽然图3所示的MC-CDMA发射机是按照功能模块，例如计算装置或估值装置被描述的，但本领域技术人员将会看到，这个装置的全部或部分可以藉助于专用于执行所描述的所有功能的单个处理器来实现，或者以专用的或可编程的多个处理器的形式来实现，其中每个处理器用于执行一个或某些所述的功能。

Claims

1.用于从MC-CDMA电信系统的基站传送多个符号到多个(K)用户的传输方法，要被传送到用户的每个符号(d_k)在多个(L)载波(l)上用编码序列(c_k(l))扩频，以产生多个相应的频率分量，所述基站配备有多个(M)天线单元，其特征在于，由用户(k)的符号产生的每个频率分量被多个(M)加权复数系数(w^* _k(l，m)，m＝1，...，M)加权，以得到多个(LM)加权的频率分量(z^m _k(l))，每个加权系数是相对于用户(k)、载波(l)和天线单元(m)的，且所述多个加权系数从对于每个载频在每个天线单元与每个用户之间的下行链路传输信道的信道系数(h_k(l，m))的估值确定。

2.按照权利要求1的传输方法，其特征在于，对于每个天线单元(m)，相对于所述天线单元和不同用户的加权的频率分量被按载波相加，以输出多个(L)复合的频率分量