JP4299081B2

JP4299081B2 - 送信方法

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Publication number: JP4299081B2
Application number: JP2003314426A
Authority: JP
Inventors: トーマス・ゼルツァー
Original assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Current assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date: 2002-09-05
Filing date: 2003-09-05
Publication date: 2009-07-22
Anticipated expiration: 2023-09-05
Also published as: DE60223367D1; DE60223367T2; US7336636B2; US20050030925A1; CN100539461C; EP1396956B1; ATE377878T1; CN1489404A; EP1396956A1; JP2004104790A

Description

本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡ電気通信システムの基地局からその複数のユーザへの送信方法に関する。

ＭＣ−ＣＤＭＡは、ワイヤレス広帯域マルチメディアアプリケーションに対する幅広い関心を集めている。マルチ搬送波符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調と、ＣＤＭＡ多元接続技法とを組み合わせたものである。この多元接続技法は、N. Yee等により、（非特許文献１）に最初に提案された。この技法の開発は、S. Hara等により、（非特許文献２）で概説された。

各ユーザの信号が、その周波数スペクトルを拡散するために時間領域で乗算されるＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）とは異なり、この技法では、シグネチャ（signature）の各要素を異なるサブキャリアの信号に乗算して、周波数領域でシグネチャを信号に乗算する。

一般に、ＭＣ−ＣＤＭＡは、ＣＤＭＡとＯＦＤＭの有利な特徴、すなわち、高いスペクトル効率、多元接続能力、周波数選択性チャネルの存在下での頑強性、高いフレキシビリティ、狭帯域干渉阻止、簡単な１タップ等化などを併せ持つ。

図４は、複数のＭＣ−ＣＤＭＡシンボルを複数Ｋ個のユーザに送信するＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造を概略的に示す。例えば、送信機はＭＣ−ＣＤＭＡ伝送システムの基地局に配置され、複数のダウンリンク伝送チャネル上でＭＣ−ＣＤＭＡシンボルを複数のユーザに送信すると仮定する。

ｄ_k（ｎ）を、時刻ｎＴに基地局からユーザｋに送信されるべき複素シンボルとする。ただし、ｄ_k（ｎ）は変調アルファベットに属する。このシンボルに対する送信振幅係数を√Ｐｔ_kで表す。ただし、Ｐｔ_kは、ｄ_k（ｎ）が属する送信フレームの期間中のユーザｋに関連する送信電力である。まず、乗算器１１０_kで、複素数値√Ｐｔ_k・ｄ_k（ｎ）に、ｃ_k（ｌ）で表される拡散系列を乗算する。拡散系列はＮ個の「チップ」からなり、各「チップ」の持続時間はＴ_cであり、拡散系列の全持続時間はシンボル周期Ｔに対応する。以下では、特に指定しない限り、単一の拡散系列が送信のためにユーザに割り当てられると仮定する。しかし、一般には、要求されるデータレートに応じて、複数の直交する拡散系列（マルチ符号割当て）を所与のユーザに割り当てることも可能である。セル内干渉を軽減するため、拡散系列は直交するように選択される。

複素数値√Ｐｔ_k・ｄ_k（ｎ）（以下単に√Ｐｔ_k・ｄ_kと表す）にユーザｋの拡散符号の要素を乗算した結果、Ｎ個の複素数値が得られ、これらはＯＦＤＭ多重のＮ個の周波数のサブセットにわたりデマルチプレクサ１２０_kで分離化される。一般に、上記サブセットの周波数の個数Ｎは、ＯＦＤＭ多重の周波数の個数Ｌの約数である。以下ではＬ＝Ｎと仮定し、ユーザｋの拡散系列要素の値をｃ_k（ｌ）＝ｃ_k（ｌＴ_c），ｌ＝１，...，Ｌで表す。デマルチプレクサ１２０_kで分離化された複素数値のブロックは次にモジュール１３０_kで逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を受ける。シンボル間干渉を防ぐために、通常、伝送チャネルのインパルス応答の持続時間より長いガードインターバルがＭＣ−ＣＤＭＡシンボルに付加される。これは実際には、上記シンボルの最後と同一のプレフィクス（Δで表す）を付加することにより達成される。パラレル／シリアルコンバータ１４０_kでシリアル化され、アナログ信号に変換された後（変換は図示せず）、ユーザｋに送られるべきＭＣ−ＣＤＭＡシンボルＳ_kは、加算器１５０で、他のユーザｋ′≠ｋに送信されるべき同様のＭＣ−ＣＤＭＡシンボルＳ_k'に加算される。得られた和Ｓはその後フィルタリングされ、ＲＦ周波数にアップコンバート（図示せず）された後、基地局により送信される。ＭＣ−ＣＤＭＡ法は本質的に、スペクトル領域で（ＩＦＦＴ前に）拡散した後、ＯＦＤＭ変調を行うものとみなすことができる。

それゆえ、ダウンリンク伝送チャネル上で送信される前に加算器１５０に供給される、時刻ｔにおける信号Ｓ_kは、プレフィクスを省略すれば、次のように書くことができる。

ただし、ｆ_l＝（（ｌ−１）−Ｌ／２）／Ｔ，ｌ＝１，...，ＬはＯＦＤＭ多重の周波数である。より厳密には、送信信号は実際にはＲｅ（Ｓ_k（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ₀ｔ））であると理解されるべきである。ただし、Ｒｅ（・）は実部を表し、Ｆ₀はＲＦキャリア周波数である。換言すれば、Ｓ_k（ｔ）は送信信号の複素エンベロープである。

結果として得られる和信号Ｓは時刻ｔにおいて次のように書くことができる。

所与のユーザｇのＭＣ−ＣＤＭＡ受信機が図５に概略的に示されている。ここではダウンリンクを考えるため、受信機は移動端末に設置される。

ベースバンド復調後、信号は「チップ（chip）」周波数でサンプリングされ、ガードインターバルに属するサンプルが除去される。こうして得られる信号は次のように書くことができる。

ただし、ｔは連続的なサンプリング時刻の値をとり、Ｋはユーザ数であり、ｈ_g（ｌ）は、時刻ｎ・Ｔに送信されたＭＣ−ＣＤＭＡシンボルのサブキャリアｌの周波数に対するユーザｇのダウンリンクチャネルの応答を表し、ｂ（ｔ）は受信雑音である。

復調信号を「チップ」周波数でサンプリングすることにより得られたサンプルは、シリアル／パラレルコンバータ２１０_gでシリアル／パラレル変換された後、モジュール２２０_gでＦＦＴを受ける。モジュール２２０_gから出力される周波数領域におけるサンプルは、ユーザｇの拡散系列により逆拡散され、ダウンリンク伝送チャネルの分散効果を補償するように等化される。これを行うため、周波数領域のサンプルに（乗算器２３０₁ ^g，...，２３０_L ^gにより）一方では係数ｃ_g ^*（ｌ）（ただし、^*は複素共役演算である）を乗算し、他方では等化係数ｑ_g（ｌ），ｌ＝１，...，Ｌを乗算する。いくつかの等化方法が従来技術で知られているが、とりわけ次のものがある。

・ＭＲＣ（最大比合成）等化。これによればｑ_l＝ｈ_l ^*である。
・ＥＧＣ（等利得合成）等化。これによればｑ_l＝ｅ^-jφlである。ただしｈ_l＝ρ_lｅ^-jφlである。
・ＺＦ（ゼロフォーシング）等化。ただしｑ_l＝ｈ_l ^-1である。
・ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）等化。ただし、ｑ_l＝（ｈ_l ^*）／（｜ｈ_l｜²＋σ²）であり、σ²はキャリア上の雑音分散である。

乗算後、サンプルは加算器２４０_gで加算され、その結果として得られる次の信号ｒ_gが出力される。

これは次のように書き直すことができる。

ただし、ｎ_g（ｌ）は、相異なるキャリアに対するガウシアン雑音サンプルである。

式（５）の第１項は、ユーザｇのための所望受信信号に対応し、第２項は多元接続干渉（ＭＡＩ）に対応し、第３項は残留雑音に対応する。多元接続干渉は、ダウンリンクチャネルが複数のユーザへの信号を伝送することに起因する。

結果として得られる信号ｒ_gは、推定シンボル（＾）ｄ_gを供給するために検出器２５０_gで検出される判定変数である。「（＾）ｄ_gは、ｄの上に＾があることを表す。」実施される検出は、硬判定でも軟判定でもよい（後者の場合、検出器２５０_gは単に省略することも可能である）。一般性を損なうことなく、以下では、軟判定が実施されること、したがって（＾）ｄ_g＝ｒ_gであることを仮定する。

ＭＣ−ＣＤＭＡシステムの容量は基本的に多元接続干渉により制限される。ＭＡＩに対処し、よってシステム容量を増大させる可能な方法として、空間フィルタリング技法を用いて相異なるユーザからのまたは相異なるユーザへのリンクを分離することがある。空間フィルタリングは一般に、相異なる方向の複数のビームを形成するためのアンテナアレイを使用することにより得られる。最近、（非特許文献３）および（非特許文献４）に開示されているように、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムにおいて、特に送信にアンテナアレイを使用することが提案されている。しかし、ダウンリンク伝送にユーザ固有の空間フィルタリング技法が使用されると、換言すれば送信ビームがユーザごとに基地局で形成されると、相異なるユーザの周波数分離はもはや保証されない。換言すれば、一方では空間フィルタリングは相異なるユーザへの送信の空間的分離を提供することによりＭＡＩを低下させるように寄与するが、他方では周波数領域におけるユーザの分離を破壊することにより同じＭＡＩに対して悪影響を有する可能性がある。

N. Yee et al.「Multicarrier CDMA in indoor wireless radio networks」Proceedings of PIMRC'93, Vol.1, pp.109-113, 1993 S. Hara et al.「Overview of Multicarrier CDMA」IEEE Communication Magazine, pp.126-133, December 1997 M. Fujii「Multibeam-time transmit diversity for OFDM-CDMA」Proc. of Globecom 2001, vol.25, pp.3095-3099 C. K. Kim et al.「Performance analysis of an MC-CDMA system with antenna array in a fading channel」IEICE Trans. Commun. Vol.E83-B, No.1, January 2000, pp.84-92

本発明の第１の目的は、システムの相異なるユーザに対する多元接続干渉を最小にする、ＭＣ−ＣＤＭＡダウンリンク伝送のための新しいフィルタリング技法を提案することである。逆に、所与のＭＡＩレベルに対して、本発明の第２の目的は、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムの容量を増大させることである。

さらに、図５に関して上記で説明したように、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムの移動端末（ＭＴ）で実行される受信プロセスは、特に、等化係数ｑ_g（ｌ）の決定および等化ステップそれ自体が関与するために比較的複雑である。したがって、受信プロセスの単純化は、ＭＴ側の計算および電力のリソースがきわめて限られているためになおさら望ましい。本発明の第３の目的は、サービス品質を犠牲にすることなく移動端末における受信プロセスの複雑さを減少させることである。

上記の目的は、請求項１に規定されるような本発明の送信方法により達成される。本発明の有利な実施形態は、付帯する従属請求項に規定される。

本発明の利点および特徴は、添付図面に関して与えられる以下の説明を読むことから明らかとなるであろう。すなわち、システムの相異なるユーザに対する多元接続干渉を最小にする。

再び、ＯＦＤＭ多重の同一キャリアを共有する複数Ｋ個のアクティブユーザｋ＝１，...，Ｋへ複数のシンボルを送信する基地局を備えるＭＣ−ＣＤＭＡシステムの状況を参照する。

本発明の基礎にある基本的アイデアは、すべてのアクティブユーザについて空間および周波数において共に最適化されるフィルタリング技法を送信側で使用することである。より詳細には、Ｍ個のアンテナからなるアレイが基地局で使用される場合、アンテナｍによりユーザｋへ送信される信号は次のように表すことができる。

ただし、ｗ_k ^*（ｌ，ｍ）はユーザｋ、周波数成分ｌ、アンテナｍに関連する複素重み付け係数であり、^*は複素共役演算を表す。ベクトルｗ_k ^*（ｌ，ｍ）の成分は、複数Ｌ個の空間フィルタリングベクトルｗ_k ^*（ｌ），ｌ＝１，...，Ｌにまとめることができ、各ベクトルｗ_k ^*（ｌ）はアンテナアレイにより、ユーザｋの周波数成分ｌに対する送信ビームを形成するために使用される。

基地局によりＫ個のユーザへ送信される信号は同期していると仮定すると、アンテナｍによりすべてのユーザへ送信される信号は簡単に次のように表すことができる。

図１は、本発明による空間フィルタリング方法を用いたＭＣ−ＣＤＭＡ送信機を概略的に示す。送信機はＫ個の同一のブランチを備え、各ブランチは所与のアクティブユーザに対応する。ユーザｋのためのブランチは、直列に接続された乗算器３１０_k、デマルチプレクサ３２０_kおよび並列乗算器３３０_kを備える。例えば、図の上の部分に示されているユーザ１のためのブランチは、複素数値√Ｐｔ₁・ｄ₁（ｄ₁はユーザ１へ送信されるべきシンボルであることを想起されたい）に拡散系列ｃ₁（ｌ）を乗算するための乗算器３１０₁と、拡散された複素数値をシリアル／パラレル変換するためのデマルチプレクサ３２０₁と、拡散された複素数値√Ｐｔ₁・ｄ₁・ｃ₁（ｌ）のそれぞれに以下で定義されるような複素重み付けベクトルｗ₁ ^*の成分を乗算するための並列乗算器３３０₁とを備える。並列乗算器３３０₁における並列乗算の結果はＭ個のベクトルｚ₁ ¹，...，ｚ₁ ^Mにより表され、各ベクトルｚ₁ ^mはアンテナ３７０_mにより送信されるべき信号の周波数成分からなる。より詳細には、ｚ₁ ^m，ｍ＝１，...，ＭはＬ次元ベクトル（ｚ₁ ^m（１），...，ｚ₁ ^m（Ｌ））^Tとして定義される。ただしｚ₁ ^m（ｌ）＝√Ｐｔ₁・ｄ₁・ｃ₁（ｌ）・ｗ₁ ^*（ｌ，ｍ）である。同様に、ｋ番目のブランチの並列乗算器３３０_kの出力はＭ個のベクトルｚ_k ¹，...，ｚ_k ^Mからなり、その要素はｚ_k ^m（ｌ）＝√Ｐｔ_k・ｄ_k・ｃ_k（ｌ）・ｗ_k ^*（ｌ，ｍ）により与えられる。

所与のユーザｋに対して、複素重み付け係数ｗ_k ^*（ｌ，ｍ）は、ｗ_k ^*＝（ｗ_k ^*（１，１），...，ｗ_k ^*（Ｌ，１），...，ｗ_k ^*（１，Ｍ），...，ｗ_k ^*（Ｌ，Ｍ））^Tとして定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルｗ_kにまとめられ、その最初のＬ個の成分はアンテナ１、ユーザｋおよびサブキャリア１〜Ｌに対する重み付け係数に対応し、次のＬ個の成分はアンテナ２、ユーザｋおよびサブキャリア１〜Ｌに対する重み付け係数に対応し、などとなる。係数ｗ_k ^*（ｌ，ｍ）が空間領域（所与のサブキャリアｌに対して、それらの係数はユーザｋに対するビームを形成するとみなすことができる）および周波数領域（所与のアンテナｍに対して、係数ｗ_k ^*（ｌ，ｍ）は従来の周波数フィルタのものとみなすことができる）の両方でかけられるので、以下ベクトルｗ_k ^*を、ユーザｋに関連する空間−周波数送信フィルタリング（ＳＦＴＦ）ベクトルと呼ぶことにする。

ＭＣ−ＣＤＭＡ送信機はさらに複数Ｍ個の加算器３４０₁，...，３４０_Mを備え、各加算器３４０_mは並列乗算器３３０₁，...，３３０_Mにより出力される信号ベクトルｚ₁ ^m，...，ｚ_K ^m，ｍ＝１，...，Ｍを加算し、結果として得られるベクトルをそれぞれモジュール３５０₁，...，３５０_Mに供給する。より厳密には、各モジュール３５０_m（図４のモジュール１３０_kと同一）は、複合周波数成分のベクトル（Σ_k=1 ^Kｚ_k ^m（１），...，Σ_k=1 ^Kｚ_k ^m（Ｌ））^Tに対して逆高速フーリエ変換を実行し、こうして得られるＭＣ−ＣＤＭＡシンボルにプレフィクス（Δ）を付加する。パラレル／シリアル変換器３６０₁におけるパラレル／シリアル変換（および周波数アップコンバージョン（図示せず））の後、ＭＣ−ＣＤＭＡシンボルを運ぶ信号Ｓ^m（ｔ）がアンテナ３７０_mにより送信される。

以下でさらに説明するように、ＳＦＴＦベクトルｗ_k ^*，ｋ＝１，...，Ｋ、あるいは同じことであるが重み付け係数ｗ_k ^*（ｌ，ｍ），ｌ＝１，...，Ｌ；ｍ＝１，...，Ｍは、計算モジュール３８０によりダウンリンク伝送チャネルの係数の推定値から求められ、並列乗算器３３０₁，...，３３０_Kに供給される。以下では、伝送にはキャリア間干渉およびシンボル間干渉がない（後者は、プレフィクス挿入による）と仮定する。このような場合、基地局のアンテナｍとユーザｋの移動端末との間のダウンリンク伝送チャネルは、各サブキャリアｌに対する単一の乗法的複素係数ｈ_k（ｌ，ｍ）（以下、チャネル係数と呼ぶ）により特徴づけることができる。係数ｈ_k（ｌ，ｍ）は、ダウンリンクチャネルとアップリンクチャネルで同一であると仮定される。この仮定は、実際には、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムがＴＤＤ（時分割二重）モードで動作するときに確かめられる。チャネル係数の推定値を以下（＾）ｈ_k（ｌ，ｍ）で表す。

チャネル係数ｈ_k（ｌ，ｍ）は、ダウンリンクマルチパスチャネルの空間シグネチャおよびチャネルのフェージング係数に依存する。チャネルの空間シグネチャ（ダウンリンクとアップリンクで同一と仮定する）は、ユーザｋへの信号の送信方向によって、あるいは同じことであるが、ユーザｋにより基地局へ送信される信号の到来方向（ＤＯＡ）によって定義される。理解されるべきであるが、所与のユーザｋに対する係数ｈ_k（ｌ，ｍ）は、さまざまなサブキャリア周波数におけるこのユーザに対する（送信または受信）ビームの指向性パターンだけでなく、これらの周波数における伝送チャネルのフェージングをも反映する。

次に、図５に示した構造を有し図１のＭＣ−ＣＤＭＡにより送信される信号を受信する所与のユーザｇの移動端末を考えると、判定変数は、式（４）と同様に、次のように表すことができる。

これは次のように書き直すことができる。

ただし、ｎ_g（ｌ）は相異なるキャリアに対するガウシアン雑音サンプルである。また、ｅ_g（ｌ）＝ｑ_g ^*（ｌ）・ｃ_g（ｌ）である。ただし、係数ｑ_g（ｌ）は必ずしも上記の等化方法の１つにより決定されるわけではなく、いかなる値もとり得る。注意すべきであるが、ｅ_g（ｌ）は、ＦＦＴモジュール２２０_gの出力において相異なるサブキャリアにより伝送される成分を結合する係数の複素共役である。当業者には認識されるように、式（９）の第１項は所望信号に対応し、第２項は多元接続干渉に対応し、最終項は逆拡散後の残留雑音に対応する。

式（９）は、同じことであるが、次のようなより簡潔な形に表すことができる。

ただし、太字はベクトルを表し、（〜）ｃ_kは、（〜）ｃ_k＝（ｃ_k ^T，ｃ_k ^T，...，ｃ_k ^T）^T、すなわちユーザｋに対する拡散系列を表すベクトルｃ_k＝（ｃ_k（１），...，ｃ_k（Ｌ））^TのＭ回の連接として定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルであり、（〜）ｅ_gは、（〜）ｅ_g＝（ｅ_g ^T，ｅ_g ^T，...，ｅ_g ^T）^T、すなわちベクトルｅ_g＝（ｅ_g（１），...，ｅ_g（Ｌ））^TのＭ回の連接として定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルである。あるいは同じことであるが、（〜）ｅ_g＝（〜）ｃ_g〇（〜）ｑ_gである。ただし（〜）ｑ_g＝（ｑ_g ^T，ｑ_g ^T，...，ｑ_g ^T）^Tはベクトルｑ_g＝（ｑ_g（１），...，ｑ_g（Ｌ））^TのＭ回の連接である。「（〜）ｃ_kは、ｃの上に〜があることを表す。また、（〜）ｅ_gは、ｅの上に〜があることを表す。さらに、〇は二項演算記号（ベクトルの成分ごとの積）を表す。」

ｈ_gは、ｈ_g＝（ｈ_g（１，１），...，ｈ_g（Ｌ，１），...，ｈ_g（１，Ｍ），...，ｈ_g（Ｌ，Ｍ））^Tとして定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルであり、その最初のＬ個の成分はアンテナ１とユーザｇの間のチャネルに対応し、次のＬ個の成分はアンテナ２とユーザｇの間のチャネルに対応し、などとなり、ｗ_k ^*は、上で定義した、ユーザｋに対するＳＦＴＦベクトルであり、ｅ_gおよびｎ_gはそれぞれ、ｅ_g＝（ｅ_g（１），...，ｅ_g（Ｌ））^Tおよびｎ_g＝（ｎ_g（１），...，ｎ_g（Ｌ））^Tとして定義され、（・）^Hはエルミート転置作用素を表し、ｕ・ｖはベクトルｕとｖのスカラー積を表し、ｕ〇ｖはベクトルｕとｖの成分ごとの積を表す。すなわち、ベクトルｕ〇ｖの第ｉ成分はベクトルｕの第ｉ成分とベクトルｖの第ｉ成分との積である。

本発明の第１の有利な態様によれば、所与のユーザｇに対して、重み付け係数のセットｗ_g ^*（ｌ，ｍ），ｌ＝１，...，Ｌ；ｍ＝１，...，Ｍ（あるいは同じことであるが、ＳＦＴＦベクトルｗ_g ^*）を求めることにより、空間領域におけるアクティブユーザの分離により引き起こされるＭＡＩの減少と、周波数領域における直交性の損失により引き起こされるＭＡＩの増大とから生じる全体的効果を考慮に入れて、当該ユーザに影響するＭＡＩの最小化を保証する。

本発明の第２の有利な態様によれば、すべてのアクティブユーザを考慮に入れた同時ＭＡＩ最小化基準が実行される。より厳密には、提案される最小化基準は、他のアクティブユーザの受信に影響するＭＡＩにかかわらず所与のアクティブユーザの受信に影響するＭＡＩを単に最小化することを目標とするのではなく、当該ユーザへ送信される信号により引き起こされる他のアクティブユーザに影響するＭＡＩをも考慮に入れる。

本発明の第３の有利な態様によれば、ＭＣ−ＣＤＭＡ送信機（これはそれ自体、基地局の全送信電力により本質的に制限される）の送信電力制約を考慮に入れたＭＡＩ最小化基準が使用される。

本発明による送信方法をさらに詳細に説明するため、まず、所与のアクティブユーザｇに対して、このユーザに対する一定の送信電力レベルの制約の下で、信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の最大化に基づく基準を考える。

ユーザｇに対する信号対干渉プラス雑音比は次のように表すことができる。

ただし、Ｐ_gはユーザｇにより受信される所望信号の電力であり、ＭＡＩ_gは所望信号に影響するＭＡＩレベルであり、σ²は逆拡散後の残留雑音の分散である。

式（１０）の第１項から、およびシンボルｄ_gの平均電力が１であると仮定すると、ユーザｇにより受信される所望信号の電力は次のように表すことができる。

式（１０）の第２項から、およびシンボルｄ_kの平均電力が１であると仮定すると、多元接続干渉レベルＭＡＩ_gは次のように表すことができる。

ただし、ｐ_MAI（ｋ→ｇ）は、ユーザｋ（へ送信される信号）の寄与をユーザｇに影響するＭＡＩに正規化したものを反映し、次のように定義される。

式（１２）、（１３）および（１４）から、ユーザｇに対する信号対干渉プラス雑音比は次のように書き直すことができる。

式（１５）から明らかなように、ＳＩＮＲ_gの表式は、ユーザｇに対する重み付け係数ｗ_g ^*（ｌ，ｍ）（すなわち、ユーザｇに対するＳＦＴＦベクトルｗ_g ^*）に依存しないだけでなく、他のユーザｋ≠ｇに対する重み付け係数（すなわち、ユーザｋ≠ｇに対するＳＦＴＦベクトルｗ_k ^*）にも依存しない。この理由は、ユーザｇに影響するＭＡＩが他のユーザｋ≠ｇへ送信される信号の空間および周波数における分布により影響されることが原因だと考えられる。換言すれば、所与のユーザに対するＳＦＴＦベクトルの変化は、他のすべてのアクティブユーザのＳＩＮＲを変更する。したがって、ＳＩＮＲ_gを最大化するＳＦＴＦベクトルｗ_g ^*を求める問題は、ｋ≠ｇに対する値ＳＩＮＲ_kを最大化する他のＳＦＴＦベクトルｗ_k ^*を求める問題と独立に解くことはできない。しかし、すべての値ＳＩＮＲ_kを同時に最大化するＳＦＴＦベクトルｗ_k ^*のセットを求めることは、至難(intractable)な作業ではないにしても非常に複雑である。

本発明によれば、ＳＩＮＲ_gを最大化する問題が、次の観察によりエレガントに解決される。すなわち、実際には、チャネル応答ベクトルｈ_k，ｋ＝１，...，Ｋは同じ統計的性質を有し、その結果、所与の２ユーザｋおよびｋ′に対して、正規化された干渉寄与ｐ_MAI（ｋ→ｋ′）とｐ_MAI（ｋ′→ｋ）は等しいとみなすことができ、このことは特に、同じ時空間フィルタリング方法がすべてのユーザに適用されるときには正当化される。

より厳密には、擬似信号対雑音プラス干渉比（ＳＩＮＲ_g ^mと表す）に基づく基準が提案される。ＳＩＮＲ_g ^mは次のように定義される。

すなわち、

ただし、Φ_gは次のように定義される正方行列である。

したがって、擬似信号対雑音プラス干渉比は次のように書き直すことができる。

一定の所定送信電力値Ｐｔ_gの場合、ユーザｇに対する送信電力に対する制約は、ＳＦＴＦベクトルｗ_gの大きさに対する制約として、すなわちｗ_g ^H・ｗ_g＝１と表すことができる。

式（１７）から、一定の送信電力の制約の下でのＳＩＮＲ_g ^mの最大化は、制約ｗ_g ^H・ｗ_g＝１の下で次式を求めることと同値である。

ただし、Ｉ_MLはサイズＭ・Ｌ×Ｍ・Ｌの単位行列である。

注意すべきであるが、式（１８）はＳＦＴＦベクトルｗ_gのみに依存し、ｗ_gを定数倍しても不変である。（∪）ｗ_g＝βｗ_g（ただしβはスカラー）と定義すると、（∪）ｗ_g ^H（（〜）ｅ_g ^*〇ｈ_g〇（〜）ｃ_g）＝１が成り立つような最適ベクトル（∪）ｗ_gを探した後、ｗ_gを得るためにその結果を因子（１／‖（∪）ｗ_g‖）により正規化することが可能である。したがって、最適予歪ＳＦＴＦベクトル（∪）ｗ_gは次を満たさなければならない。「（∪）ｗ_gは、ｗの上に∪があることを表し、実際には、お皿程度の深さである。」

この問題を解くため、次のラグランジュ関数を導入する。

ただし、λはラグランジュ乗数である。

ベクトル（∪）ｗ_g ^*による勾配を計算することにより次式が得られる（同じ結果は、ベクトル（∪）ｗ_gによる勾配を計算することによっても得られる）。

最終的に、最適ＳＦＴＦベクトル（∪）ｗ_gは次式で与えられると結論することができる。

ＳＦＴＦベクトルｗ_gは、（∪）ｗ_gから次のように得られる。

ただし、係数μ_gは、ユーザｇに対する送信電力に対する制約によって与えられる。すなわち、ｗ_g ^H・ｗ_g＝１であるように選択される。

実際には、ベクトルｈ_gを構成するダウンリンクチャネル係数ｈ_g（ｌ，ｍ）は、対応するアップリンクチャネル係数と同一であると仮定され、そのアップリンクチャネル係数は、アクティブユーザから基地局へ送信されるパイロットシンボルから推定される。

図１に戻って、推定値（＾）ｈ_k（ｌ，ｍ）からなるベクトルを（＾）ｈ_kで表すと、計算モジュール３８０は、各アクティブユーザｋについてＳＦＴＦベクトルｗ_k ^*を次式から求める。

ただし、係数μ_kは、ユーザｋに対する送信電力に対する制約によって与えられ（すなわちｗ_k ^H・ｗ_k＝１）、また次式の通りである。

本発明の第１の実施形態によれば、所与のユーザｇに対するＳＦＴＦベクトルｗ_g ^*は計算モジュール３８０により次式から求められる。

これは、拡散系列がｌ＝１，...，Ｌに対してｃ_g（ｌ）・ｃ_g ^*（ｌ）＝１であるようなものである場合、例えばウォルシュ−アダマール拡散系列（ｃ_g（ｌ）∈｛−１，１｝）が使用される場合には、次式のようにさらに単純化することができる。

このような場合、移動端末で実行される受信プロセスは、図２に示すようにきわめて単純化することができる。ユーザｇに対するＭＣ−ＣＤＭＡ受信機は、図２に概略的に表されており、図５の対応するモジュール２１０_g〜２５０_gと同一のモジュール４１０_g〜４５０_gを備える。しかし、従来技術のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機（図５）とは異なり、ＦＦＴモジュール４２０_gの出力では単純な逆拡散が実行され、等化はもはや不要である。具体的には、ダウンリンクチャネル係数の推定は受信機側では不要であるため、それに関連する計算負荷から移動端末は解放される。

認識されるべきであるが、送信側でＳＦＴＦベクトルｗ_g ^*の重み付け係数により実行される周波数領域におけるフィルタリングは、ダウンリンク伝送チャネルのキャリア上のフェージングを完全に、またはほとんど完全に前補償する。

本発明の第２の実施形態によれば、ダウンリンクチャネル係数ｈ_g（ｌ，ｍ）はＭＣ−ＣＤＭＡ送信機により粗推定され、補足的等化が受信側で実行される。

これは例えば、アップリンクチャネル係数の推定値（これからダウンリンクチャネル係数が導出される）がその実際の変動より低いレートで更新される場合である。より詳細には、所与のユーザｇに対するチャネル係数の粗推定値を表すベクトルを（＾）ｈ_g ^Cで表すと、ＭＣ−ＣＤＭＡ送信機は次式に基づいてＳＦＴＦフィルタリングを適用することになる。

また、等化係数のセットｑ_g ^f（ｌ），ｌ＝１，...，Ｌが、受信側で残留周波数歪みを精密に補償することになる。

別の変形例では、計算モジュール３８０でｗ_g ^*を求めるために使用される粗推定値のベクトル（＾）ｈ_g ^Cは、ユーザｇの空間シグネチャから導出される。より詳細には、チャネル係数ｈ_g（ｌ，ｍ）は次のように分解可能であると仮定される。

ただし、（−）ｈ_g（ｌ，ｍ）はユーザｇの空間シグネチャ（時間的に比較的ゆっくりと変動する）に相当し、η_g（ｌ）はチャネルの周波数フェージングに相当する。ＭＣ−ＣＤＭＡ送信機は、アンテナアレイによりユーザｇから受信される信号のＤＯＡから係数（−）ｈ_g（ｌ，ｍ）を推定し、これらの推定値（＾）（−）ｈ_g（ｌ，ｍ）をベクトル（＾）ｈ_g ^Cの成分として使用する。「（−）ｈ_gは、ｈの上に−があることを表す。また、（＾）（−）ｈ_gは、ｈの上に−があり、さらにその上に＾があることを表す。」

図３は、この変形例によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機とともに使用するための受信機を概略的に示す。モジュール５１０_g〜５５０_gは図５の対応するモジュール２１０_g〜２５０_gと同一であり、高速フェージング因子η_g（ｌ）の補償はここでは、既知の種類の等化方法の１つによりη_g（ｌ）から導出される等化係数ｑ_g ^f（ｌ），ｌ＝１，...，Ｌにより保証される。

本発明のもう１つの有利な態様は、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムの容量を増大させる可能性にある。想起されるように、従来のＭＣ−ＣＤＭＡシステムの容量は、利用可能な拡散符号（または拡散系列）の個数により制限され、その個数は、符号が直交するように選択されるときのサブキャリアの個数Ｌに等しい。本発明による送信方法によって提供される空間領域におけるユーザ分離は、相異なるユーザに同一拡散符号を再使用することを可能にする。より詳細には、ユーザｋとｋ′が実質的に異なる空間シグネチャを有するという条件で、ユーザｋにすでに割り当てられている拡散符号ｃ_k（ｌ），ｌ＝１，...，Ｌをユーザｋ′にも再割当てすることができる。

第１の可能な割当て方式によれば、アクティブユーザの数が利用可能な拡散符号の数Ｌを超えてしまう場合（例えば、利用可能な拡散符号がすでに割当て済みで、しかも着呼が要求される場合）、拡散符号は、例えば２人のユーザｋおよびｋ＋Ｌが同一拡散符号ｃ_kを共有するように自然な順序ｃ₁，ｃ₂，...で再割当てされる。ユーザｋおよびｋ＋Ｌが類似の空間シグネチャを示すときに生じる干渉を減少させるためには、さらに、利用可能な拡散符号の上にランダムスクランブル符号を適用することが提案される。より詳細には、所与の集合Ω_p（ただしｐ∈｛１，...，Ｐ｝）に属するユーザｋへシンボルを送信しなければならない場合、そのシンボルに次の系列を乗算する。

ただし、ユーザインデックスｋはＬより大きくてもよく、ｐは除算ｋ／Ｌの整数部分を表し、ｋ［Ｌ］はその剰余を表し、ｃ_k ^ext（ｌ），ｌ＝１，...，Ｌは（要素数Ｌ・Ｐの）拡大集合に属する拡散系列を表し、ｍ_p（ｌ），ｌ＝１，...，Ｌはランダムスクランブル符号である。

所与の集合Ω_pに属するユーザは同一のスクランブル符号がかけられるため、それらのそれぞれの拡散系列（式（３０）で定義される）は直交し、その結果、これらのユーザは、本発明による送信方法によって空間的に分離され、かつ周波数分離される。これに対して、相異なる集合に属するユーザに割り当てられる拡散系列間では、直交性は維持されない。しかし、後者のユーザは依然として、上記送信方法により提供される空間分離からだけでなく、ランダムスクランブリングによる干渉の減少からも利益を受ける。

図１に示されるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機は、機能モジュール（例えば計算または推定手段）として説明されたが、当業者には認識されるように、このデバイスの全部または一部は、図示のすべての機能を実行するための専用の単一プロセッサによって、または上記機能の１つまたは複数をそれぞれ実行するための専用のもしくはプログラムされた複数のプロセッサの形態で実施され得る。

本発明によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造を概略的に示す図である。本発明の第１の実施形態によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機とともに使用される第１のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を概略的に示す図である。本発明の第２の実施形態によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機とともに使用される第２のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を概略的に示す図である。当技術分野で知られているＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造を概略的に示す図である。当技術分野で知られているＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を概略的に示す図である。

符号の説明

３１０乗算器、３２０デマルチプレクサ、３３０並列乗算器、３４０加算器、３５０モジュール、３６０パラレル／シリアル変換器、３７０アンテナ、３８０計算モジュール、４１０モジュール、４２０ＦＦＴモジュール、４３０モジュール、４４０モジュール、４５０モジュール、５１０モジュール、５２０モジュール、５３０モジュール、５４０モジュール、５５０モジュール。

Claims

ＭＣ−ＣＤＭＡ電気通信システムの基地局から複数（Ｋ）のユーザへ複数のシンボルを送信する送信方法であって、
ユーザへ送信されるべき各シンボル（ｄ_ｋ）は、符号化系列（ｃ_ｋ（ｌ），ｃ _ｋ ^ｅｘｔ（ｌ））で複数（Ｌ）のキャリア（ｌ）にわたって拡散されて複数の対応する周波数成分を生成し、
前記基地局は複数（Ｍ）のアンテナ素子を備え、
ユーザ（ｇ）に対する前記周波数成分はベクトルｗ _ｇ ^＊によって重み付けされ、ただし ^＊は複素共役演算であり、ｗ _ｇは次のタイプの式により求められ、

ただし、
（〜）ｃ _ｇは、前記ユーザ（ｇ）の符号化系列を表すベクトルｃ _ｇ＝（ｃ _ｇ（１），...，ｃ _ｇ（Ｌ）） ^ＴのＭ回の連接として定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルであり、
（〜）ｑ _ｇは、前記ユーザ（ｇ）に対する等化係数を表すベクトルｑ _ｇ＝（ｑ _ｇ（１），...，ｑ _ｇ（Ｌ）） ^ＴのＭ回の連接として定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルであり、
（＾）ｈ _ｇは、サイズＭ・Ｌのベクトルであり、（＾）ｈ _ｇの最初のＬ個の成分はアンテナ素子１とユーザ（ｇ）の間のチャネルの推定値を表し、次のＬ個の成分はアンテナ素子２とユーザ（ｇ）の間のチャネルに対応し、
μ _ｇは、ユーザ（ｇ）に対する送信電力に対する制約によって与えられるスカラー係数であり、
Ｉ _ＭＬはサイズＭ・Ｌ×Ｍ・Ｌの単位行列であり、
σ ^２は雑音分散の値であり、
（＾）Φ _ｇは、ユーザ（ｇ）により生成される他のユーザに対する多元接続干渉を特徴づけるエルミート行列であり、
〇は２つのベクトルの成分ごとの乗算を表す
（（〜）ｃ _ｇ、（〜）ｑ _ｇは、ｃ、ｑの上にそれぞれ〜があることを表し、（＾）ｈ _ｇ、（＾）Φ _ｇは、ｈ、Φの上にそれぞれ＾があることを表す。）
ことを特徴とする送信方法。
前記エルミート行列は次のタイプの式から得られ、

ただし、Ｋはユーザの数であり、Ｐｔ _ｋはユーザｋに対する送信電力であり、

であり、
ただし、（〜）ｃ _ｋは、ユーザｋの符号化系列を表すベクトルｃ _ｋ＝（ｃ _ｋ（１），...，ｃ _ｋ（Ｌ）） ^ＴのＭ回の連接として定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルであり、
（〜）ｑ _ｋは、ユーザｋに対する等化係数を表すベクトルｑ _ｋ＝（ｑ _ｋ（１），...，ｑ _ｋ（Ｌ）） ^ＴのＭ回の連接として定義されるサイズＭ・Ｌのベクトルであり、
（＾）ｈ _ｋは、サイズＭ・Ｌのベクトルであり、（＾）ｈ _ｋの最初のＬ個の成分はアンテナ素子１とユーザｋの間のチャネルの前記推定値を表し、次のＬ個の成分はアンテナ素子２とユーザｋの間のチャネルに対応する
（（〜）ｃ _ｋ、（〜）ｑ _ｋは、ｃ、ｑの上にそれぞれ〜があることを表し、（＾）ｈ _ｋは、ｈの上に＾があることを表す。）
ことを特徴とする請求項１記載の送信方法。
等化が所与のユーザ（ｇ）に対して実行されるべきでなければ、ベクトル（〜）ｑ _ｋは１に等しい全ての係数を持つサイズＭ・Ｌのベクトルに等しくなるとして考慮される
ことを特徴とする請求項１又は２記載の送信方法。
拡散が所与のユーザ（ｇ）に対して実行されるべきでなければ、ベクトル（〜）ｃ _ｋは１に等しい全ての係数を持つサイズＭ・Ｌのベクトルに等しくなるとして考慮される
ことを特徴とする請求項３記載の送信方法。