KR101070962B1 - 무선 통신 품질 추정 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 품질 추정 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

적어도 1개의 소망 무선 기지국으로부터 송신된 전파의 전체 수신 전력(PSOI)과, 적어도 1개의 간섭 기지국으로부터 송신된 전파의 전체 수신 전력(PSNOI) 및 기지의 잡음 전력(Pn)의 합(PSNOI+Pn)의 비로 표현되는 무선 통신 품질 정보(CINR)에서의 분모와 분자가 서로 상관이 없는 알고리즘에 의해 추정된 값을 이용한다. 또한, 무선 통신 품질 정보를 기지 신호 부분에 의해 계산하는 경우에, 기지 신호 부분과 데이터 부분의 전력이 서로 다른 경우에는, 그 차이를 고려하여 무선 통신 품질 정보를 계산한다.
Figure R1020097016162
수신 전력, 잡음 전력, 전체 수신 전력, 기지 신호, 무선 통신 품질 정보, 수신 신호, 전력비

Description

무선 통신 품질 추정 방법 및 장치{WIRELESS COMMUNICATION QUALITY ESTIMATING METHOD AND APPARATUS}
본 발명은, 무선 통신 품질 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 무선 통신용 단말기 또는 무선 통신용 기지국에서, 대향하는 기지국 또는 단말기와의 사이의 무선 통신 품질을 추정하는 방법과 그 장치에 관한 것이다.
종래부터 알려져 있는 무선 통신 품질 추정 방법 및 장치를 도 3 및 도 4를 참조하여 이하에 설명한다. 또한, 여기서는 일례로서, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 기술을 기본으로 하여 설명한다.
우선, 무선 통신 품질을 추정하는 시스템으로서, 도 3에 도시한 바와 같이, 무선 통신용 단말기(1)와 소망 기지국(2)과 간섭 기지국(3)으로 구성되는 시스템을 생각한다.
무선 통신 신호의 프레임 동기가 정상적으로 확립되었다고 가정하고, FFT(고속 푸리에 변환) 후에서의 k번째의 주파수 포인트 fk에서의 다운링크의 신호 모델을 하기의 수학식 1로 정의한다.
Figure 112009047142146-pct00001
여기서, y(fk)는 단말기(1)에서의 FFT 후의 수신 신호, x(fk)는 소망 기지국(2)으로부터 단말기(1)에 보내어진 기지 신호(프리앰블)(BPSK:±1), v(fk)는 간섭 기지국(3)으로부터 단말기(1)로 보내어진 기지 신호(BPSK:±1), h(fk)는 소망 기지국(2)으로부터 단말기(1)로의 전파로 응답, u(fk)는 간섭 기지국(3)으로부터 단말기(1)로의 전파로 응답, n(fk)는 단말기(1)측의 열 잡음을 나타낸다. 또한，x(fk)와 v(fk)는 자기 상관과 상호 상관이 낮은 기지 신호를 가정하고 있다.
이 때, 종래 방법에서는 하기의 수학식 2에 의해, 무선 통신 품질CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)conv를 전파로 응답 h(fk)의 추정값
Figure 112009047142146-pct00002
를 이용하여 등가적으로 나타내고 있다.
Figure 112009047142146-pct00003
여기서
Figure 112009047142146-pct00004
는 h(fk)의 추정값이다.
즉, 도 4에 도시한 바와 같이, 단말기(1)에서는, 수신 신호 y(t)를 FFT 연산부(110)에서 FFT 연산하여 주파수 영역의 수신 신호 y(fk)로 변환한 후, 이 수신 신호 y(fk)에 기초하여 채널 추정부(120)에서 전파로 응답 h(fk)의 추정값
Figure 112009047142146-pct00005
를 연산하여 출력한다. 이 추정값
Figure 112009047142146-pct00006
는 전력 계산부(130 및 140)에 보내어진다.
전력 계산부(130)에서는, 채널 추정값
Figure 112009047142146-pct00007
와 기지 신호 발생부(150)로부터 발생된 기지 신호 x(fk)를 승산하고, 그 제곱합을 계산함으로써 채널 추정값
Figure 112009047142146-pct00008
를 이용한 소망 신호의 전력
Figure 112009047142146-pct00009
을 구한다. 전력 계산부(140)에서는, 추정값
Figure 112009047142146-pct00010
와 기지 신호 x(fk)와 수신 신호 y(fk)에 의해 단말기(1)측의 간섭 신호 및 잡음의 전력
Figure 112009047142146-pct00011
을 구한다.
그리고, 연산부(160)에서, 전력 계산부(130 및 140)의 계산값을 각각 분자 및 분모로 한 상기의 수학식 2에 의한 무선 통신 품질 CINRconv를 구한다.
또한, 복수의 부반송파에 소정의 파일럿 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시켜 출력하는 상관기와, 상기 상관기로부터 출력된 복수의 부반송파에 대한 상관값과 적어도 1개의 인접한 부반송파로부터 구해지는 상관값과의 차를 계산하여 출력하는 신호 잡음 산출부와, 상기 신호 잡음 산출부로부터의 상기 각 부반송파에 대한 상관값간의 차로부터 간섭 및 잡음 파워를 구하는 간섭 및 잡음 파워 산출부를 포함하는 통신 시스템에서의 간섭 및 잡음 추정 장치 및 그 방법이 있다(예를 들면 특허 문헌 1 참조).
이 특허 문헌 1에서는, 무선 통신 품질 CINR=(수신 신호 전력-간섭 잡음 전력)/간섭 잡음 전력의 산출식에 의해, CINR 추정값을 구하고 있다.
특허 문헌 1 : 일본 특개 2005-204307호 공보
<발명의 개시>
<발명이 해결하고자 하는 과제>
상기의 추정값
Figure 112009047142146-pct00012
의 가장 간단한 구하는 방법은,
Figure 112009047142146-pct00013
이지만, 이 경우, 그
Figure 112009047142146-pct00014
를 수학식 2에 대입하면 하기의 수학식 3에 나타내는 바와 같이 분모가 "0"으로 되기 때문에, CINRconv는 무한대로 되게 되어, 올바른 값을 구할 수 없다.
Figure 112009047142146-pct00015
따라서, 추정값
Figure 112009047142146-pct00016
의 구하는 방법을 변경하고, fk의 전후 서브 캐리어에서의 전파로 응답(h(fk-1);h(fk);h(fk+1), u(fk-1);u(fk);u(fk+1))의 주파수 선택성이 거의 없는 것을 이용하여, 하기의 수학식 4로 정의되는 추정 방법을 이용한다.
Figure 112009047142146-pct00017
수학식 1 및 수학식 4를 수학식 2에 대입하면 하기의 수학식 5로 된다.
Figure 112009047142146-pct00018
한편, 이상적인 무선 통신 품질 정보는 하기의 수학식 6으로 정의된다.
Figure 112009047142146-pct00019
여기서 PSOI, PSNOI, 및 Pn은 하기의 수학식 7로 표현된다.
Figure 112009047142146-pct00020
또한，수학식 6에서의 u(fk)v(fk)와 n(fk)의 상호 상관은 낮으므로 양자의 승산값은 무시되고 있다.
전술한 바와 같이, x(fk)와 v(fk)는 자기 상관과 상호 상관이 낮은 기지 신호를 가정하고 있으므로, 수학식 5의 분모에서의 제1항은 상기의 수학식 7을 이용하면, 하기의 수학식 8의 관계가 얻어진다.
Figure 112009047142146-pct00021
또한 수학식 5의 분모에서의 제2항은 가우스 분포의 가산으므로, 수학식 7을 이용하면 하기의 수학식 9의 관계가 있다.
Figure 112009047142146-pct00022
또한，수학식 5의 분자에서의 제2항은, 수학식 7을 이용하면 하기의 수학식 10의 관계가 있다.
Figure 112009047142146-pct00023
또한 수학식 5의 분자에서의 제3항은 가우스 분포의 가산으므로, 수학식 7을 이용하면 하기의 수학식 11의 관계가 있다.
Figure 112009047142146-pct00024
상기의 수학식 8 및 수학식 9로부터, 수학식 5의 분모가 취할 수 있는 범위는 하기의 수학식 12로 주어진다.
Figure 112009047142146-pct00025
또한 수학식 10 및 수학식 11로부터, 수학식 5의 분자가 취할 수 있는 범위는 하기의 수학식 13으로 주어진다.
Figure 112009047142146-pct00026
상기의 수학식 12 및 수학식 13으로부터, 종래 방법에 의해 구한 무선 통신 품질 CINRconv는 이상적인 수학식 6의 분모 및 분자와 각각 상이한 값을 취한다. 또한 수학식 13에는 필요없는 PSNOI와 Pn의 성분이 들어가 있어, 이상값으로부터의 오차가 커진다고 하는 과제가 있다.
또한, 여기서는 3개의 서브 캐리어와의 평균값에 의해 전파로 응답을 구하였지만, 3개 이외의 경우라도 상기와 마찬가지의 문제가 생긴다.
따라서, 본 발명은, 가능한 한 이상값에 가까운 무선 통신 품질(CINR)을 추정할 수 있는 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
<과제를 해결하기 위한 수단>
상기의 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 따른 무선 통신 품질 추정 방법(또는 장치)은, 수신한 소망 신호의 전력을 나타내는 제1 전력을 구하는 제1 스텝(또는 수단)과, 수신한 간섭 신호의 전력과 잡음 전력의 합을 나타내는 제2 전력을 구하는 제2 스텝(또는 수단)과, 상기 제1 전력과 제2 전력의 비로부터 무선 통신 품질을 구하는 제3 스텝(또는 수단)을 구비하고, 상기 제1 및 제2 전력이 서로 상관이 없는 추정값인 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기의 제1 스텝은, 인접하는 2개의 서브 캐리어에서의 수신 신호와 기지 신호의 비의 공액 복소수끼리의 곱에 기초하여 상기 제1 전력을 구하는 스텝 을 포함하고, 상기 제2 스텝은, 상기 수신 신호와 상기 기지 신호와 상기 수신 신호에 대한 채널 추정값에 기초하여 상기 제2 전력을 구하는 스텝을 포함할 수 있다.
즉, 수학식 5로 표현되는 바와 같은 종래 방법에서는, 수학식 5의 분자에는 불필요한 PSNOI와 Pn이 포함되어 있으므로, PSNOI와 Pn의 성분을 제거함으로써, 수학식 6으로 표현되는 이상적인 통신 품질 정보의 분자에 가까운 값(소망 신호 전력)으로 하는 것이 가능하게 된다.
또한，수학식 12의 분모에 관해서는 구하고자 하는 PSNOI와 Pn만 포함되어 있으므로, 상기의 제2 스텝에서는, 스칼라 변수를 승산하면 된다. 스칼라 변수를 승산함으로써, 수학식 6으로 표현되는 이상적인 통신 품질 정보의 분모에 가까운 값으로 하는 것이 가능하게 된다.
또한, 상기의 제2 스텝은, 상기 수신 신호에서의 상기 기지 신호의 부분과 데이터 부분의 전력비를 구하는 스텝과, 상기 수신 신호 중의 가드 밴드의 평균 수신 전력을 구하는 스텝과, 상기 전력비 및 상기 평균 수신 전력을 이용하여 상기 제2 전력을 구하는 스텝을 포함할 수 있다.
즉, 수신 신호에서의 기지 신호 부분이 데이터 부분보다 큰 경우 등을 고려하여 PSNOI와 Pn의 성분을 보정할 수 있다.
또한, 상기의 서브 캐리어는, 그 샘플 점수가 충분히 커서 인접 서브 캐리어간의 주파수 선택성이 낮은 것이 바람직하다.
<발명의 효과>
본 발명에 의해, 무선 통신 품질 정보의 정확도가 높아진다. 그 결과, 적응 변조/코딩을 오류없이 실행할 수 있다. 그 때문에 재송 요구 등의 오버헤드 횟수가 감소함으로써 시스템의 스루풋을 올릴 수 있을 뿐만 아니라, 처리 지연을 억제하는 것이 가능하게 되고, 그에 의해 효율이 좋은 시스템을 구축하는 것이 가능하게 된다.
<발명을 실시하기 위한 최량의 형태>
실시예 [1]
본 발명의 실시예 [1]에서는, 우선, 무선 통신 품질 CINR의 분모(간섭 신호+잡음 전력)에는 하기의 수학식 14와 같이 수학식 2의 분모에 스칼라 변수 α를 승산한다.
Figure 112009047142146-pct00027
수학식 12로부터,
Figure 112009047142146-pct00028
은,
Figure 112009047142146-pct00029
의 범위의 값을 취하므로, 평균적으로
Figure 112009047142146-pct00030
에 가까운 값으로 된다. 따라서, α로서는 9/8∼3/2 사이
Figure 112009047142146-pct00031
을 취하면 된다.
또한, 무선 통신 품질 CINR의 분자(캐리어(소망 신호) 전력)에는, 수학식 2의 분자 대신에 하기의 수학식 15로 정의되는 추정값을 이용한다.
Figure 112009047142146-pct00032
상기의 수학식 15에서 인접하는 2개의 서브 캐리어를 이용하고 있는 것은, 다른 기지국으로부터의 전파도 억압하기 위해서이지만, 전술한 바와 같이 인접 서브 캐리어간에는 주파수 선택성이 거의 없으므로, 실질적으로는 동일 서브 캐리어에 의해 공액 복소수의 곱을 구하고 있는 것으로 된다.
여기서,
Figure 112009047142146-pct00033
로 정의하면，
Figure 112009047142146-pct00034
은 하기의 수학식 16으로 주어진다.
Figure 112009047142146-pct00035
단,
Figure 112009047142146-pct00036
상기의 수학식 16으로부터,
Figure 112009047142146-pct00037
은 하기의 수학식 17로 주어진다.
Figure 112009047142146-pct00038
상기한 바와 같이, x(fk)와 v(fk)는 자기 상관과 상호 상관이 낮고, 또한，n(fk)는 백색 가우스 잡음을 상정하고 있으므로, k의 샘플 점수가 충분히 있을 때, 상기의 수학식 17의 우변 제2∼제4항은 실질적으로 "0"과 동등하고, 그에 의해 수학식 15는 하기의 수학식 18의 값에 근접한다.
Figure 112009047142146-pct00039
이 수학식 18은, 상기의 수학식 7의 PSOI와 등가이므로, 수학식 6의 이상 CINRideal은, 수학식 14와 수학식 15에 의해 하기의 수학식 19로 나타내는 바와 같이 실현할 수 있는 것을 알 수 있다.
Figure 112009047142146-pct00040
즉, 도 1에 도시한 본 발명에 따른 무선 통신 품질 추정 방법 및 장치에서는, 수신 신호 y(fk)와 기지 신호 x(fk)를 이용하여 전력 계산부(13)에서, 수학식 15에 의한 소망 신호의 전력을 구함과 함께 전력 계산부(14)에서는，수학식 14에 의한 간섭 신호+잡음의 전력에 스칼라 변수 α를 곱한 값
Figure 112009047142146-pct00041
을 구한다. 그리고, 이들 전력 계산부(13 및 14)에서 각각 구한 전력을 분자 및 분모로 하여 수학식 19에 의한 본 발명의 CINRprp를 구하고 있다.
·계산기 시뮬레이션 결과
IEEE standard 802.16-2004의 시스템을 참고로 하여, 계산기 시뮬레이션에 의해 본 실시예 방법의 평가를 행한다. 시뮬레이션 제원을 하기의 표 1에 나타낸다.
Figure 112009047142146-pct00042
또한，FFT 사이즈가 1024인 경우, 기지 신호가 삽입되어 있는 수(서브 캐리어수 k)는 284개이다.
또한 종래 방법과 본 발명 방법을 각각 수학식 20 및 수학식 21에 의해 구체적으로 정의한다.
Figure 112009047142146-pct00043
Figure 112009047142146-pct00044
또한, 상기의 수학식 20 및 수학식 21에서, 전파로 추정값은 수학식 4로부 터,
Figure 112009047142146-pct00045
로 한다. 또한，수학식 21의 분모에서의 "282"는 채널 추정값
Figure 112009047142146-pct00046
가 서브 캐리어의 끝의 값을 취할 수 없기 때문에, "1"만큼 적게 되어 있다.
상기의 수학식 20 및 수학식 21에 의한 시뮬레이션 결과를 도 2의 (2) 및 (1)에 나타낸다. 횡축은 이상값 CINRideal과의 오차의 절대값 표시[㏈]이고, 종축은 CDF(누적 밀도 함수:확률)이다. 즉, 도 2의 시뮬레이션 결과는, 단말기(1)에 대하여 이산적으로 부여한 수신 신호 y(f)로부터 수학식 6과 수학식 19 및 수학식 20을 이용하여 각각 연산한 무선 통신 품질 CINR의 정밀도(이상 무선 통신 품질 CINRideal로부터의 오차)를 나타낸 것이다.
또한, 시나리오1∼6은, 파라미터(기지 신호 x, v, 단말기측의 열잡음 n, 및 소망 기지국 및 간섭 기지국으로부터의 각 전파로 응답 h, u)를 변화시킴으로써, 수학식 6의 이상 무선 통신 품질 CINRideal이 각각 평균으로 2, 8, 14, 20, 25, 25[㏈]로 되도록 하는 상정 시스템에 대응하고 있다.
도 2의 (1)에 도시한 본 발명 방법쪽이, 도 2의 (2)에 도시한 종래 방법보다, 이상 무선 통신 품질 CINRideal에 가까울 확률이 높아 특성이 양호한 것을 확인할 수 있다.
실시예 [2]
상기의 실시예 [1]에서는, 수신 신호 프레임에서의 기지 신호(프리앰블)를 데이터 부분과 의제하여 무선 통신 품질 CINR을 구한 것이지만, 실제로는, 기지 신호 부분쪽이 데이터 부분보다 전력이 큰 경우가 있어, 본 실시예 [2]에서는, 이에 대한 오프셋을 곱하고 있다.
즉, 기지 신호 부분과 데이터 부분의 전력비 β가 하기의 수학식 22로 주어질 때(β≥1일 때), 본 발명에서는 상기의 수학식 21의 CINRprp를 하기의 수학식 23에 의해 계산할 수 있다.
Figure 112009047142146-pct00047
Figure 112009047142146-pct00048
여기서,
Figure 112009047142146-pct00049
은 Pn의 추정값이다. 구체적으로는 가드 밴드의 평균 수신 전력을 구함으로써 계산할 수 있다.
또한, 상기의 수학식 23에서는, 분모에서, 상기와 마찬가지의 제1항에 잡음 전력 성분
Figure 112009047142146-pct00050
을 더하면 되지만, 그 제1항에는 Pn이 포함되어 있으므로,
Figure 112009047142146-pct00051
으로 하고 있다.
또한, 본 발명은, 상기 실시예에 의해 한정되는 것이 아니라, 특허 청구 범위의 기재에 기초하여, 당업자에 의해 다양한 변경이 가능한 것은 명백하다.
도 1은 본 발명에 따른 무선 통신 품질의 추정 방법 및 장치의 구성예를 도시한 블록도.
도 2는 본 발명 및 종래예의 계산기 시뮬레이션에 의한 무선 통신 품질 CINR을 도시한 그래프.
도 3은 본 발명 및 종래예에 공통의 일반적인 무선 통신 계통을 도시한 블록도.
도 4는 종래예에 따른 무선 통신 품질의 추정 방법 및 장치의 구성예를 도시한 블록도.
<부호의 설명>
1 : 단말기
2 : 소망 기지국
3 : 간섭 기지국
11 : FFT 연산부
12 : 채널 추정부
13, 14 : 전력 계산부
15 : 기지 신호 발생부
16 : CINR 연산부
도면 중, 동일 부호는 동일 또는 상당 부분을 나타낸다.

Claims (10)

  1. 삭제
  2. 수신한 소망 신호의 전력을 나타내는 제1 전력을 구하는 제1 단계와,
    수신한 간섭 신호의 전력과 잡음 전력의 합을 나타내는 제2 전력을 구하는 제2 단계와,
    상기 제1 전력과 제2 전력의 비로부터 무선 통신 품질을 구하는 제3 단계
    를 구비하고,
    상기 제1 및 제2 전력이 서로 상관이 없는 추정값이고,
    상기 제1 단계가, 인접하는 2개의 서브 캐리어에서의 수신 신호와 기지 신호의 비의 공액 복소수끼리의 곱에 기초하여 상기 제1 전력을 구하는 단계를 포함하고, 상기 제2 단계가, 상기 수신 신호와 상기 기지 신호와 상기 수신 신호에 대한 채널 추정값에 기초하여 상기 제2 전력을 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제2 단계가, 상기 제2 전력에 소정의 스칼라 변수를 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제2 단계가, 상기 수신 신호에서의 상기 기지 신호의 부분과 데이터 부분의 전력비를 구하는 단계와, 상기 수신 신호 중의 가드 밴드의 평균 수신 전력을 구하는 단계와, 상기 전력비 및 상기 평균 수신 전력을 이용하여 상기 제2 전력을 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 서브 캐리어는 인접 서브 캐리어 간의 주파수 선택성이 실질적으로 0인 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 방법.
  6. 삭제
  7. 수신한 소망 신호의 전력을 나타내는 제1 전력을 구하는 제1 수단과,
    수신한 간섭 신호의 전력과 잡음 전력의 합을 나타내는 제2 전력을 구하는 제2 수단과,
    상기 제1 전력과 제2 전력의 비로부터 무선 통신 품질을 구하는 제3 수단
    을 구비하고,
    상기 제1 및 제2 전력이 서로 상관이 없는 추정값이고,
    상기 제1 수단이, 인접하는 2개의 서브 캐리어에서의 수신 신호와 기지 신호의 비의 공액 복소수끼리의 곱에 기초하여 상기 제1 전력을 구하는 수단을 포함하고, 상기 제2 수단이, 상기 수신 신호와 상기 기지 신호와 상기 수신 신호에 대한 채널 추정값에 기초하여 상기 제2 전력을 구하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제2 수단이, 상기 제2 전력에 소정의 스칼라 변수를 곱하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제2 수단이, 상기 수신 신호에서의 상기 기지 신호의 부분과 데이터 부분의 전력비를 구하는 수단과, 상기 수신 신호 중의 가드 밴드의 평균 수신 전력을 구하는 수단과, 상기 전력비 및 상기 평균 수신 전력을 이용하여 상기 제2 전력을 구하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 장치.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 서브 캐리어는 인접 서브 캐리어 간의 주파수 선택성이 실질적으로 0인 것을 특징으로 한 무선 통신 품질 추정 장치.
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