CN100388649C - 利用权值序列对信号序列进行加权处理的装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种利用权值序列对信号序列进行加权处理装置，根据信号序列中干扰信号的分布信息，设置权值序列，通过对信号序列，或者本地码序列进行加权处理，计算相关结果，经过对该相关结果进行归一化处理。本发明提供的利用权值序列对信号序列进行加权处理装置，简单，易于实现，充分利用了接收信号的码序列中的干扰分布信息，和对相关计算进行加权的权值的灵活设置，达到了降低接收干扰的目的。

Description

利用权值序列对信号序列进行加权处理的装置

技术领域

本发明涉及一种应用于无线通信系统，特别涉及一种应用于码分多址(Code-Division Multiple Access，简称CDMA)移动通信系统中，利用权值序列对信号序列进行加权处理装置。

背景技术

随着时代的发展，人们对通信的要求，包括对通信质量和业务种类等的要求，也越来越高。第三代(3G)移动通信系统正是为了满足该要求而被发展起来的。它是以全球通用、系统综合作为基本出发点，并试图建立一个全球的移动综合业务数字网，综合蜂窝、无绳、寻呼、集群、移动数据、移动卫星、空中和海上等各种移动通信系统的功能，提供与固定电信网的业务兼容、质量相当的多种话音和非话音业务，进行袖珍个人终端的全球漫游，从而实现人类梦寐以求的在任何地方、任何时间与任何人进行通信的理想。

第三代移动通信系统中最关键的是无线电传输技术(RTT)。1998年国际电信联盟所征集的RTT候选提案：除6个卫星接口技术方案外，地面无线接口技术有10个方案，被分为两大类：CDMA与TDMA(时分多址)，其中CDMA占主导地位。在CDMA技术中，国际电信联盟目前共接受了3种标准，即欧洲和日本的W-CDMA(宽带码分多址)、美国的CDMA 2000和中国的TD-SCDMA(时分同步码分多址)标准。

与其它第三代移动通信标准相比，TD-SCDMA采用了许多独有的先进技术，并且在技术、经济两方面都具有突出的优势。TD-SCDMA采用时分双工(Time Division Duplex，简称TDD)、智能天线(Smart Antenna)、联合检测(Joint Detection)等技术，频谱利用率高，能够解决高人口密度地区频率资源紧张的问题，并在互联网浏览等非对称移动数据和视频点播等多媒体业务方面具有潜在优势。

TD-SCDMA和其他CDMA系统用一样，都是一种码分多址多用户移动系统，不同的信道在相同频率下通过不同的时间片或者通过不同的二进制码序列采用扩频的方式进行信息传输，这样任何一个信道的信息传送都会对其他信道造成干扰，对其他信道的接收来说都是一种噪声。在CDMA系统中，各个信道都有自己特有的供相互识别的地址码序列。而且各个信道的扩频地址码序列间还应相互正交。这种正交性的要求对任何多址系统来说都是一致的。如果信道是一个理想的线性时间频率不扩散系统，同时系统内部又有严格的同步关系，则保证各用户地址码间的正交性还是能够实现的。

而实际的移动通信信道是典型的随机时变信道，其中存在着由多普勒效应产生的随机性的频率扩散，及由多径传播效应产生的随机性的时间扩散。前者会使接收信号产生频率选择性衰落，即接收信号不同频谱分量会有不同的随机起伏变化。后者使接收信号产生时间选择性衰落，即接收信号电平会随时间有不同的随机起伏变化。所述的这2种衰落除了会严重恶化系统的性能以外，还将大幅度减小系统的容量。特别是信道的时间扩散，使信号不能同时到达接收点，而使同一用户相邻符号间的信号互相重叠，产生符号间干扰(ISI)；另外信道的时间扩散还会恶化多址干扰(MAI)，这是因为当不同用户信号间的相对时延为零时，其正交性是很容易保证的，任何正交码都可以使用，但当信号间的相对时延不为零时，仍然保持其正交性将变得非常困难；再者相邻或远处的同频率小区，无论是来自其基站或用户终端设备的信号，也会对本地的基站或用户终端设备的信号形成相邻小区或信道间干扰(ACI)。

为形象起见，称扩频码原点处的自相关函数值为相关函数的主峰；称原点之外的自相关，或互相关函数值为相关函数的副峰。

因此CDMA系统中的干扰来自于扩频码的相关副峰，符号间干扰(ISI)来自扩频码自相关的副峰，多址干扰(MAI)来自互相关的副峰，相邻小区或信道间干扰(ACI)通常来自于相邻或远处小区的信号的不正交所带来的相关副峰。

如图1所示，为一个典型的蜂窝移动通信系统的例子。该系统是由多个小区100₁-100_Z(100)构成的，其中每个小区内各有一个基站(Base Station)101₁-101_Z(101)，同时在该小区服务范围内存在一定数量的用户终端设备(User Equipment，简写为UE)102₁-102_K(102)。每一个用户终端设备102通过与所属服务小区100内的基站101保持连接，来完成与其它通信设备之间的通信功能。用户终端设备102和基站101之间进行通信的信道，从终端设备102到基站101方向的信道被称为上行信道，从基站101到终端设备102方向的信道被称为下行信道。

如图2所示，为TD-SCDMA系统的帧结构示意图。该结构是根据3G合作项目(3GPP)规范TS 25.221(Release 4)中的低码片速率时分双工(LCR-TDD)模式(1.28Mcps)中给出的。TD-SCDMA系统的码片速率为1.28Mcps，每一个无线帧(Radio Frame)200的长度是10ms，且划分为两个结构相同的子帧201₀、201₁(201)，每个子帧的长度为5ms，即6400个码片。其中，每个TD-SCDMA系统中的子帧201又可以分为7个时隙(TS0～TS6)202₀-202₆，两个导频时隙：下行导频时隙(DwPTS)203和上行导频时隙(UpPTS)205，以及一个保护间隔(Guard)204。进一步的，TS0时隙202₀被用来承载系统广播信道以及其它可能的下行业务信道；而TS1～TS6时隙202₁-202₆则被用来承载上、下行业务信道。上行导频时隙(UpPTS)205和下行导频时隙DwPTS时隙203分别被用来建立初始的上、下行同步。TS0～TS6时隙202₀-202₆长度均为0.675ms或864个码片，其中包含两段长均为352码片的数据段Data Part1(208)和Data Part2(210)，以及中间的一段长为144码片的训练序列--中导码(Midamble)序列209。Midamble序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。DwPTS时隙203包含32码片的保护间隔211、以及一个长为64码片的下行同步码(SYNC-DL)码字206，它的作用是小区标识和建立初始同步；而UpPTS时隙包含一个长为128码片的上行同步码(SYNC-UL)码字207，用户终端设备利用它进行有关上行接入过程。在TS1～TS6时隙202₁-202₆之间有一个Switching Point(转换点)212。当上下行比例是3∶3时，Switching Point(转换点)212位于TS3～TS4时隙202₃-202₄之间，此时，用户终端所使用的上行专用业务信道被分配在TS1～TS3时隙202₁-202₃中，下行则通常分配在TS4～TS6时隙202₄-202₆中。

如图3所示，基站101₁、基站101₂和基站101₃是同步的，即同时发射下行同步码(SYNC-DL)，分别是SYNC-DL₁(301)、SYNC-DL₂(302)和SYNC-DL₃(303)；小区100₁中的用户终端设备102₁经过一段时间的延迟后，接收到基站101₁发出的下行同步码SYNC-DL₁(304)；由于基站101₂距离终端设备102₁更远一些，终端设备102₁接收到基站101₂所发出的SYNC-DL₂(302)会更晚一些；同时，SYNC-DL₂(302)的信号到达终端设备102₁时会与SYNC-DL₁(304)后面的部分重叠，从而对这一重叠部分的接收形成干扰；终端设备102₁延迟一段时间后发射上行同步码SYNC-UL₁(305)，一段时延后，基站101₁接收到了这一SYNC-UL₁(306)；基站101₃是与基站101₁距离更远的基站；若所述距离足够远，基站101₃所发射的SYNC-DL₃(303)到达基站101₁时，会与基站101₁搜索SYNC-UL₁(305)的搜索窗口重叠，并因此对信号SYNC-UL₁(306)形成干扰，尤其是SYNC-UL₁(306)信号前面的部分，受到的干扰更大；当基站101₃与基站101₁之间存在直射路径的时候，在基站101₁处，干扰信号SYNC-DL₃(303)的功率会远远大于终端设备的信号SYNC-UL₁(306)。

如图4所示，给出了SYNC-DL₃(303)信号对SYNC-UL₁(306)的接收形成干扰的一个示例。该例中以基站101₁接收到的SYNC-UL₁(306)的初始位置为原点，使用上行同步码SYNC-UL₁作为本地码序列，相对于接收到的信号滑动，计算相关值的绝对值；其中，本地码序列相对于信号滑动在两者之间所产生的延迟称为相关延迟，SYNC-DL₃(303)的幅度是SYNC-UL₁(306)的5倍，且SYNC-DL₃(303)到达基站101₁处时，后部分的37个码片与SYNC-UL₁(306)前部分的37个码片重叠。图4中原点0处的相关值的绝对值400是自相关主峰的绝对值，其他所有非零相关值的绝对值均为相关副峰的绝对值。从图4可以看出，在强干扰的情况下，主峰400很难从相关结果中被分辨出来，尤其是最大的相关副峰401其数值甚至大于主峰400。

码分多址系统是一个自干扰的系统，系统内的信号之间相互形成干扰，因此，如何在被干扰的信号中正确地解析出所接收信道的真实信息，是系统所面对的重要课题。

在现有技术中，接收到的信号的各个码片的能量值之间，以及被用来对这一信号进行解扩而使用的本地码序列的各个码片之间是等权重的。然而在实际通信环境中，一个信号序列的各个部分所受到的干扰分布并不相同，有的部分受到的干扰多，有的地方则受到的干扰较少。

在CDMA系统中，信息数据在发射之前，会使用扩频码对其进行扩频。扩频的方法是用被扩频数据乘以扩频码。扩频码可以等效成由+1和-1所构成的序列。假设扩频码序列C是[+1，-1，+1，-1]，而被扩频的数据是B，则扩频后的信号序列，即B序列为[+B，-B，+B，-B]。

假设另一个信道的信号A序列是[+A，+A，-A，-A]，该A序列是使用本地码序列E[+1，+1，-1 -1]对数据A进行扩频而得到的。假设由于时延，B序列中的最后1个码片和A序列的第1个码片重叠，则接收端接收到的信号，即S序列为[+B，-B，+B，-B+A，+A，-A，-A]。

当接收端要接收数据A时，使用本地码序列E[+1，+1，-1 -1]，对S序列进行解扩，先使本地码序列E相对S序列进行滑动；此处，当相关延迟为3时，本地码序列E和信号S序列中的A序列对齐，计算相关值，即先将本地码序列E与S序列的对应位按位两两相乘，再相加，即(-B+A)×1+A×1+(-A)×(-1)+(-A)×(-1)＝-B+4A；然后除以序列E的长度4，则解扩结果为A-B/4。可见，当B的幅度大于A的4倍时，将出现反相，发生解扩错误的情况。

另一方面，可见现有技术所使用本地码序列对信号序列进行解扩时，各个码片之间是等权的。但事实上，信号序列中，各部分受到其他信号的干扰的分布并不相同。

很显然，A序列的第1个码片受到B序列造成的干扰；当B的幅度远远大于A时，这一干扰是强烈的；而A序列后3个码片并未受到B的干扰。而这一点，在图3所示的示例中也能显而易见：基站101₁接收到的上行同步码SYNC-UL₁(306)，其前面的部分受到了来自于基站101₃所发射的SYNC-DL₃(303)很强的干扰，而其余的部分并没有受到这一信号的干扰；同样，终端设备102₁接收到的下行同步码SYNC-DL₁(304)，其后面的部分受到了来自于基站101₂所发射的SYNC-DL₂(302)的较强干扰，而其前面的部分则没有受到这一信号的干扰，并且，终端设备102₁越靠近基站101₁，SYNC-DL₁(304)的后面受到干扰的部分越少。

发明内容

本发明的目的在于提供一种利用权值序列对信号序列进行加权处理装置，能够充分利用接收到的信号序列中的干扰分布信息，并且可以选取不同的参数来调整这一因素在接收中所起到的作用，使本发明具有较强的适应性，达到更加灵活可靠的接收信号的目的。

为达上述目的，本发明提供一种利用权值序列对信号序列进行加权处理装置，其技术方案如下：

一种码分多址系统中用于降低接收干扰的装置，包括：

信号序列模块，接收及存储了接收到的信号序列C，并按时序将C中元素输出；

串联移位寄存器模块，接收来自信号序列模块的信号序列C中元素；

权值序列生成模块，生成权值序列W，并对应于信号序列C在串联移位寄存器模块中存储的部分，按时序将当前计算所使用的权值序列中的部分元素并行输出；

本地码序列生成模块，生成本地码序列E，并将E并行输出；

相应数量的第一乘法器，计算出权值序列W中各相应元素与信号序列C当前存放在串联移位寄存器模块中的各相应元素的乘积；

相应数量的第二乘法器，将上述乘积与本地码序列生成的E中各相应元素相乘后输出；

第一求和模块，接收来自相应数量的第二乘法器的数据，进行求和后输出；

加权相关值序列模块，接收来自第一求和模块的数据，保存为序列R；

第二求和模块，接收来自权值序列生成模块的权值序列W中的元素，进行求和后输出；

权值和序列模块接收来自第二求和模块的数据，保存为序列Y。

本发明提供的一种利用权值序列对信号序列进行加权处理装置，根据信号序列中干扰信号的分布信息，设置权值序列，信号序列中受到干扰较大的部分相应权值序列中的权值较小，信号序列中受到干扰较小的部分相应的权值序列中的权值较大，进而在对信号进行解扩的相关计算中，同时采用权值序列进行加权；相关计算的结果在输出前根据相应的权值序列的权值的和，以及本地码序列的长度进行归一化。权值序列的配置方法灵活，使本发明具有较强的适应性，达到更加灵活可靠地降低接收干扰并接收信号的目的。

附图说明

图1为背景技术中典型的蜂窝移动通信系统的简单示意图。

图2为背景技术中TD-SCDMA系统的帧结构示意图。

图3为背景技术中TD-SCDMA系统的信号时序及干扰形成的示意图。

图4为背景技术中TD-SCDMA系统其他基站的下行同步码SYNC-DL对基站接收上行同步码SYNC-UL形成较大干扰的示意图。

图5为本发明应用于CDMA系统中对接收到的信号进行解扩及对相关结果进行处理的方法的流程图。

图6为本发明应用于CDMA系统中对接收到的信号进行加权解扩的模块结构图。

图7为本发明应用于CMDA系统中对加权相关结果进行归一化处理的模块结构图。

图8为本发明应用于TD-SCDMA系统有效降低其他基站下行同步码SYNC-DL对基站接收上行同步码SYNC-UL的干扰的示意图。

图9为本发明应用于TD-SCDMA系统有效降低其他基站下行同步码SYNC-DL对基站接收上行同步码SYNC-UL的干扰的示意图。

具体实施方式

下面通过图5～图9，详细介绍本发明的一个具体实施方式，以便进一步了解本发明的内容。

如图5所示，本发明提供一种码分多址系统中降低接收干扰的方法，其包含以下步骤：

步骤1、初始化计算过程中所需的数组和参数：

步骤1.1、初始化长度为G的数组C，该数组C用来存放接收机接收到的将被解扩的信号，G是该将被解扩的信号的长度；

步骤1.2、初始化长度为L的数组E，该数组E用来存放本地码序列，L是本地码序列的长度；

步骤1.3、初始化变量Option、S、H₁、H₂、D₁、D₂、q、Result_R和Result_Q；

步骤1.3.1、设置Option的值为1或2，用来选择权值序列是对接收到的信号序列C加权还是对本地码序列E加权；

步骤1.3.2、设置S的值在0到2之间，典型值为1，因为加权相关后的结果中可能仍然存在部分干扰，而这一相关结果所对应的权值之和也可能很小，由于相关结果进行归一化得到解扩结果是要除以所述的权值之和，这一很小的和值的倒数将放大依然存在的部分干扰，因此，所述的参数S用来调节归一化时，这一和值的影向；

步骤1.3.3、设置H₁、H₂，其分别用于判断相关值是否有效的下门限和上门限；

步骤1.3.4、设置D₁、D₂，其分别为本地码序列E相对于信号序列C进行相关延迟的最小值和最大值；

步骤1.3.5、设置q＝D₁，q表示进行相关计算时所采用的相关延迟变量，其取值范围为[D₁，D₂]；

步骤1.3.6、设置Result_R、Result_Q，其分别返回归一化后的解扩结果，以及所对应的本地码序列E和信号序列C之间的延迟；

步骤1.4、初始化长度均为(D₂-D₁+1)的数组Y和R，数组R用来存放在相关延迟q变化的过程中，计算得到的相关结果序列，数值Y用于存放所述的相关结果对应的权值之和的序列；

步骤2、判断参数Option的值是1还是2：

若Option＝1，则执行步骤3，即等效于将被初始化和设置的权值序列对信号序列C进行加权；

若Option＝2，则执行步骤4，即等效于将被初始化和设置的权值序列对本地码序列E进行加权；

步骤3、初始化长度为G的权值序列数组W；

步骤3.1、设置W_i，其中0≤W_i≤1，i＝1，2，......，G；

步骤3.2、计算在相关延迟为q时，信号序列C和本地码序列E使用权值序列W进行加权的加权相关值，并将结果存入R_q-D1+1，即序列W、C和经过q位延迟的序列E按对应的位置进行相乘并相加： $R_{q-D_1+1}=\underset{i=\max (\mathrm{1,1}+q)}{\overset{\min (q+L,G)}{\mathrm{\Σ}}}{W}_i{C}_i{E}_{i-q};$ 计算相关计算中被使用了的权值之和，并存入Y_q-D1+1，即： $Y_{q-D_1+1}=\underset{i=\max (\mathrm{1,1}+q)}{\overset{\min (q+L,G)}{\mathrm{\Σ}}}{W}_i,$ 该权值之和将被用来对相关结果进行归一化；其中，i的取值范围为1和1+q中的最大值到q+L和G中的最小值；若i＜0或i＞G，则W_i和C_i均取值为0；若i-q＜0或i-q＞L，则E_i-q取值为0；∑表示求和，min表示求最小值，max表示求最大值；

步骤3.3、变化相关延迟q并将其作为下一个延迟量，判断是否所有的延迟均已经进行过相关计算；即：设置q＝q+1，再判断q是否大于D₂：

若q≤D₂，则返回步骤3.2，继续对下一个延迟量进行相关计算；

若q＞D₂，则执行步骤5；

步骤4、初始化长度为L的权值序列数组W；

步骤4.1、设置W_i，其中0≤W_i≤1，i＝1，2，......，L；

步骤4.2、计算在相关延迟为q时，信号序列C和本地码序列E使用权值序列W进行加权的加权相关值，并将结果存入R_q-D1+1，即序列C和经过延迟的序列E及序列W按对应的位置进行相乘并相加： $R_{q-D_1+1}=\underset{i=\max (\mathrm{1,1}+q)}{\overset{\min (q+L,G)}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i{E}_{i-q}{W}_{i-q};$ 计算相关计算中被使用了的权值的和，并存入Y_q-D1+1，即： $Y_{q-D_1+1}=\underset{i=\max (\mathrm{1,1}+q)}{\overset{\min (q+L,G)}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{i-q},$ 该权值之和将被用来对相关结果进行归一化；其中，i的取值范围为1和1+q中的最大值到q+L和G中的最小值；若i＜0或i＞G，则C_i取值为0；若i-q＜0或i-q＞L，则W_i-q和E_i-q均取值为0；

步骤4.3、变化相关延迟q并将其作为下一个延迟量，并判断是否所有的延迟均已经进行过相关计算；即：设置q＝q+1，再判断q是否大于D₂：

若q≤D₂，则返回步骤4.2，继续对下一个延迟量进行相关计算；

若q＞D₂，则执行步骤5；

步骤5、判断信号序列C中是否含有有效的使用本地码序列E进行扩频的信号，即判断是否存在R_i满足H₁≤|R_i|≤H₂，其中i＝1，2，......，D₂-D₁+1，“||”表示求绝对值：

若否，则执行步骤5.1：返回相关结果为0，即：设置Result_R＝0，并返回Result_R；

若是，则执行步骤5.2：在计算得到的有效的相关结果中，寻找出绝对值最大的值，进行归一化处理，并将其作为最后的解扩结果返回，且同时返回这一相关结果所对应的相关延迟q的值，其包含以下步骤：

步骤5.2.1、在数组R中寻找满足H₁≤|R_i|≤H₂条件下的R_i的最大值，并将其存入Result_R，其中i＝1，2，......，D₂-D₁+1；

步骤5.2.2、将Result_R中存储的R_i所对应的i值存入Result_Q；

步骤5.2.3、初始化并设置变量V，若Y_{Result_Q}为零，则设置V＝L；否则设置V＝Y_{Result_Q}；设置Result_R＝Result_R×S×L÷V；设置Result_Q＝Result_Q+D₁-1；返回Reault_R和Result_Q。

上述实施例中的步骤3.1中，设置权值序列中的W_i值包含以下步骤：

步骤3.1.1、分别测量并估计信号序列中C_i所受到的干扰；

步骤3.1.2、根据信号序列中C_i所受到的干扰相对应的设置W_i，若C_i受到的干扰较大，则W_i被设置为在0到1范围内的较小值；若C_i受到的干扰较小，则W_i被设置为在0到1范围内的较大值，其中，i＝1，2，......，G。

上述步骤3.1.2中，所述的W_i在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i在0到1范围内的较大值的典型值为1，其中，i＝1，2，......，G。

上述实施例中的步骤3.1中，对权值序列中W_i值的设置，也可以包括以下步骤：

步骤3.1.1、信号序列C中主要干扰信号的发送方通过信令告知信号序列C的接收方这一干扰信号的发射信息；

步骤3.1.2、根据接收到的信令所表示的主要干扰信号的发射信息计算这一信号在信号序列C中所出现的位置，相对应的设置W_i，若C_i所受到的干扰较大，则W_i被设置为在0到1范围内的较小值；若C_i所受到的干扰较小，则W_i被设置为在0到1范围内的较大值，其中，i＝1，2，......，G。

上述步骤3.1.2中，所述的W_i在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i在0到1范围内的较大值的典型值为1，其中，i＝1，2，......，G。

此外，上述实施例中的步骤3.1中，权值序列中W_i值的设置也可由信号序列C的接收方的上层模块配置，包含以下步骤：

步骤3.1.1、测量并判断信号序列C中强干扰信号所出现的位置；

步骤3.1.2、在信号序列C中出现强干扰信号的位置，相对应的W_i被设置为在0到1范围内的较小值；而信号序列C中的其他位置，相对应的W_i被设置为在0到1范围内的较大值，其中，i＝1，2，......，G。

上述步骤3.1.2中，所述的W_i在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i在0到1范围内的较大值的典型值为1，其中，i＝1，2，......，G。

更进一步，在TD-SCDMA系统中，若信号序列C中的强干扰信号是其他小区的下行同步码SYNC-DL，而本地码序列是上行同步码SYNC-UL时，则所述的步骤3.1，权值序列W由信号序列C的接收方的上层模块配置的典型方法，包含以下步骤：

步骤3.1.1、在信号序列C中，找到对其造成干扰的下行同步码SYNC-DL出现的位置，并确定该下行同步码SYNC-DL出现的最后一个码片所对应的信号序列C中的码片位置；

步骤3.1.2、对步骤3.1.1中所确定的信号序列C中的位置之前的所有码片C_i，对应的权值W_i均设置为在0到1范围内的较小值；而在其后的所有码片C_i，对应的权值W_i均设置为在0到1范围内的较大值，其中，i＝1，2，......，G。

上述步骤3.1.2中，所述的W_i在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i在0到1范围内的较大值的典型值为1，其中，i＝1，2，......，G。

上述实施例中的步骤4.1中，设置权值序列W值包含以下步骤：

步骤4.1.1、分别测量并估计信号序列中C_i所受到的干扰；

步骤4.1.2、根据信号序列中C_i所受到的干扰相对应的设置W_i-q，若C_i所受到的干扰较大，则W_i-q被设置为在0到1范围内的较小值；若C_i所受到的干扰较小，则W_i-q被设置为在0到1范围内的较大值，其中，i-q＝1，2，......，L。

上述步骤4.1.2中，所述的W_i-q在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i-q在0到1范围内的较大值的典型值为1，其中，i-q＝1，2，......，L。

上述实施例中的步骤4.1中，设置权值序列W值包含以下步骤：

步骤4.1.1、信号序列C中主要干扰信号的发送方通过信令告知信号序列C的接收方这一干扰信号的发射信息；

步骤4.1.2、根据接收到的信令所表示的主要干扰信号的发射信息计算这一信号在信号序列C中所出现的位置，相对应的设置W_i-q，若C_i所受到的干扰较大，则W_i-q被设置为在0到1范围内的较小值；若C_i所受到的干扰较小，则W_i-q被设置为在0到1范围内的较大值，其中，i-q＝1，2，......，L。

上述步骤4.1.2中，所述的W_i-q在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i-q在0到1范围内的较大值的典型值为1，其中，i-q＝1，2，......，L。

上述实施例中的步骤4.1中，权值序列W的设置也可由信号序列C的接收方的上层模块配置，上层模块所配置的权值序列W可以不随延迟变量q的变化而变化，其包含以下步骤：

步骤4.1.1、初始化并设置变量f，其中，1≤f≤L；

步骤4.1.2、在权值序列W_i中，当1≤i≤f时，W_i被设置为在0到1范围内的较小值；当f＜i≤L时，W_i被设置为在0到1范围内的较大值，i＝1，2，......，L。

上述步骤4.1.2中，所述的W_i在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i在0到1范围内的较大值的典型值为1，i＝1，2，......，L。

进一步，上述的步骤4.1.2也可以是：在权值序列W_i中，当1≤i≤f时，W_i被设置为在0到1范围内的较大值；当f＜i≤L时，W_i被设置为在0到1范围内的较小值，i＝1，2，......，L。

上述步骤4.1.2中，所述的W_i在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i在0到1范围内的较大值的典型值为1，i＝1，2，......，L。

更进一步，在TD-SCDMA系统中，若信号序列C中的干扰信号是其他小区的下行同步码SYNC-DL，本地码序列是上行同步码SYNC-UL时，则所述的步骤4.1中，权值序列W由信号序列C的接收方的上层模块配置的典型方法，包含以下步骤：

步骤4.1.1、初始化并设置变量： $f=\frac{L}{j},$ 其中i＝1，2，......，8；

步骤4.1.2、在权值序列W_i中，当1≤i≤f时，W_i被设置为在0到1范围内的较小值；当f＜i≤L时，W_i被设置为在0到1范围内的较大值，i＝1，2，......，L。

上述步骤4.1.1中，更优选的，所述的j取值为2，则 $f=\frac{L}{2}.$

上述步骤4.1.2中，所述的W_i在0到1范围内的较小值的典型值为0；所述的W_i在0到1范围内的较大值的典型值为1，i＝1，2，......，L。

根据上述步骤4.1所述的配置方法，当j等于2，W_i的取值为0或1时，等效于只采用后一半SYNC-UL码序列对信号进行解扩。

图6示出了应用于CDMA系统中对接收到的信号进行加权解扩的模块结构图，对应于图5中Option＝1，即等效于使用权值序列W对信号序列C进行加权的部分。信号序列800模块接收及存储了接收到的信号序列C，并按时序将C中元素输出到串联移位寄存器801模块；权值序列生成802模块生成权值序列W，并对应于信号序列C在串联移位寄存器801模块中存储的部分，按时序将当前计算所使用的权值序列中的部分元素，即Wi或Wi-q，并行输出；本地码序列生成803模块生成本地码序列E，并将E并行输出；相应数量的乘法器804计算出权值序列W中各相应元素与信号序列C当前存放在串联移位寄存器801模块中的各相应元素的乘积后，进一步通过相应数量的乘法器805与本地码序列生成的E中各相应元素相乘，之后，输出到求和806模块进行求和，之后输出到加权相关值序列807模块；与此同时，权值序列生成802模块所输出的权值序列W中的元素还要输出到另外一个求和808模块进行求和，之后输出到权值和序列809模块；权值和序列809模块所保存的序列即为Y；加权相关值序列807模块所保存的序列即为R。

步骤3.3中相关计算时所采用的相关延迟q的变化是通过信号序列800模块按时序输出信号序列C，进而通过串联移位寄存器801模块使C序列相对于本地码序列生成803模块所产生的本地码序列E进行滑动而实现的；权值序列生成802模块所输出到乘法器804的权值也要根据信号序列C中各元素在串联移位寄存器801模块中的滑动情况进行输出，使乘法器804中的各个乘法的输入来自于两个序列的元素的序号是相同的。串联移位寄存器801模块中的数据每滑动一次，权值和序列809模块和加权相关值序列807模块就分别保存一次当前的计算结果。

图7示出了应用于CMDA系统中对加权相关结果进行归一化处理的模块结构图。上层配置823模块执行步骤1.3中对参数S、H₁和H₂的设置，并将H₁和H₂的输出到最大值搜索820模块，将S输出到归一化822模块；最大值搜索820模块搜索加权相关值序列807模块中所保存的序列R，寻找出R值在H₁和H₂之间的最大值，并将这一搜索的结果输出到路径搜索结果821；最大值搜索820模块同时将搜索到的R值在序列中所对应的元素序号输出给权值和序列809模块，权值和序列809模块根据这一序号将该最大值所对应的权值之和输出给归一化822模块；归一化822模块根据上层配置823模块配置的参数S、权值和序列809模块提供的权值之和对最大值搜索820模块所提供的R值进行归一化，并将最终的相关结果824输出。若最大值搜索820模块搜索到了满足条件的R值，则路径搜索结果821为这一R值所对应的信号序列C和本地码序列E之间的相关延迟q的值；若未搜索到满足条件的R值，则路径搜索结果821为“未发现”。

图8和图9分别给出了使用本发明所提供的方法有效降低SYNC-DL₃(303)信号对SYNC-UL₁(306)的接收形成干扰的2个示例。两例中均以基站101₁接收到的SYNC-UL₁(306)的初始位置为原点，使用上行同步码SYNC-UL₁作为本地码序列E，相对于接收到的信号序列C滑动，计算相关值的绝对值；其中，SYNC-DL₃(303)的幅度是SYNC-UL₁(306)的5倍，且SYNC-DL₃(303)到达基站101₁处时，后部分的37个码片与SYNC-UL₁(306)前部分的37个码片重叠。图中的纵坐标是序列R的绝对值。

对应于上述实施例，在图8中，步骤1中Option被设置为2；步骤4.1.1中的f被设置为2，即权值序列W的前二分之均取值为0，后二分之一均取值为1。从图8可以看出，即使在强干扰的情况下，主峰600也已经可以从相关结果中被分辨出来，其值已经大于最大的相关副峰601；同时，其他相关副峰已经被明显削弱，即多数干扰信号已经被滤除。

对应于上述实施例，在图9中，步骤1中Option被设置为1；而步骤3.1中，信号序列C中对应于横坐标为40码片处的之前所有部分，其对应的权值序列W中的元素均取值为0；权值序列W中的其余部分的元素取值均为1。从图9可以看出，在强干扰的情况下，相关结果没有受到干扰，主峰700很容易被分辨出来，干扰信息已被滤除。

下面通过一具体实施例，与背景技术进行对比，进一步说明本发明：

在CDMA系统中，信息数据在发射之前，会使用扩频码对其进行扩频。扩频的方法是用被扩频数据乘以扩频码。扩频码可以等效成由+1和-1所构成的序列。假设扩频码序列C是[+1，-1，+1，-1]，而被扩频的数据是B，则扩频后的信号序列，即B序列为[+B，-B，+B，-B]。

假设另一个信道的信号A序列是[+A，+A，-A，-A]，该A序列是使用本地码序列E[+1，+1，-1 -1]对数据A进行扩频而得到的。假设由于时延，B序列中的最后1个码片和A序列的第1个码片重叠，则接收端接收到的信号，即S序列为[+B，-B，+B，-B+A，+A，-A，-A]。

在背景技术中，当接收端要接收数据A时，使用本地码序列E[+1，+1，-1-1]，对S序列进行解扩，先使本地码序列E相对S序列进行滑动；此处，当相关延迟为3时，本地码序列E和信号S序列中的A序列对齐，计算相关值，即先将本地码序列E与S序列的对应位按位两两相乘，再相加，即(-B+A)×1+A×1+(-A)×(-1)+(-A)×(-1)＝-B+4A；然后除以序列E的长度4，则解扩结果为A-B/4。可见，当B的幅度大于A的4倍时，将出现反相，发生解扩错误的情况。

而采用本发明方法的话，可以通过加权的方法，降低本地码序列E的第1个码片的权值，进而降低B序列对A序列的干扰；即设置权值序列W为[w₁，w₂，w₃，w₄]，其中w₁取在0到1范围内的较小值，w₂、w₃和w₄取在0到1范围内的较大值。使用权值序列W对本地码序列E加权，加权后的本地码序列E为[w₁，w₂，-w₃，-w₄]。当相关延迟为3时，使用加权后的本地码序列E对接收到的S序列进行解扩，相关结果为(-B+A)×w₁+A×w₂+(-A)×(-w₃)+(-A)×(-w₄)＝A×(w₁+w₂+w₃+w₄)-B×w₁；再除以权值之和(w₁+w₂+w₃+w₄)，得到加权解扩的结果为A-B×w₁÷(w₁+w₂+w₃+w₄)。可以看出，由于w₁取在0到1范围内的较小值，故即使B的幅度远远大于A，解扩结果所受到的干扰也会很小；而特别的，当w₁取典型值0时，解扩结果将不受任何干扰。

上述的方法为对本地码序列E进行加权的方法，另外，本发明也可以对信号序列S进行加权。此时设置的权值序列W为[w₁，w₂，w₃，w₄，w₅，w₆，w₇]，将S序列中不可能出现A序列以及A序列可能受到较大干扰的位置所对应权值：w₁、w₂、w₃和w₄设置为在0到1范围内的较小值，此处取典型值0；将A序列受到干扰较小的部分对应的权值：w₅、w₆和w₇设置为在0到1范围内的较大值，此处取典型值1。则加权之后的信号序列S为[0，0，0，0，+A，-A，-A]，很容易计算得出相关结果为3A。当本地码序列E和序列S中的A序列对齐的时候，所对应的权值序列为[w₄，w₅，w₆，w₇]，即[0，1，1，1]，则权值的和为3，因此将相关结果3A除以3后，即正确解扩出数据A。

因此本发明相当于降低或去除一部分信号序列或一部分本地码序列在解扩计算中的影响，当受到的干扰非常强烈时，能提高解扩的正确性和可靠性。例如在TD-SCDMA系统中，所出现的邻基站发射的下行同步码SYNC-DL对本小区基站接收上行同步码SYNC-UL所造成的强烈干扰的情况时，本发明的效果是非常明显的；因为此时，SYNC-DL的能量远远大于SYNC-UL的能量，并且只是干扰SYNC-UL前面的一部分，如果按现有解扩技术，SYNC-UL无法被正确解扩；而在一个小区内，基站所同时接收到的上行同步码SYNC-UL数目并不多，通常为1个，这意味着即使删除基站接收到的上行同步码SYNC-UL信号中前面受到强烈干扰的部分，而仅仅对后面的部分解扩，却能够正确可靠地解扩出信息。

本发明提供的一种利用权值序列对信号序列进行加权处理装置，简单，易于实现，充分利用了接收信号的码序列中的干扰分布信息，和对相关计算进行加权的权值的灵活设置，达到了降低接收干扰的目的。

上面虽然通过实施例描绘了本发明，但本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，所附的权利要求将包括这些变形和变化。

Claims (1)

1.一种利用权值序列对信号序列进行加权处理的装置，其特征在于，该装置包括：

信号序列模块，接收及存储接收到的信号序列C，并按时序将C中元素输出；

串联移位寄存器模块，接收来自信号序列模块的信号序列C中的元素；

权值序列生成模块，生成权值序列W，并对应于信号序列C在串联移位寄存器模块中存储的部分，按时序将当前计算所使用的权值序列中的部分元素，即W_i或W_i-q，并行输出，其中，W_i表示权值序列第i个数值，q表示相关延迟；

本地码序列生成模块，生成本地码序列E，并将E并行输出；

相应数量的第一乘法器，数量为min(q+L，G)～max(1，1+q)，计算出权值序列生成模块输出的部分元素W_i或W_i-q，与信号序列C当前存放在串联移位寄存器模块中的各相应元素的乘积，其中，L表示本地码序列的长度，G表示被解扩的信号的长度；

相应数量的第二乘法器，数量为min(q+L，G)～max(1，1+q)，将上述乘积与生成的本地码序列E中各相应元素相乘后输出；

第一求和模块，接收来自相应数量的第二乘法器的数据，进行求和后输出；

加权相关值序列模块，接收来自第一求和模块的数据，保存为序列R；

第二求和模块，接收来自权值序列生成模块输出的部分元素W_i或W_i-q，进行求和后输出；

权值和序列模块，接收来自第二求和模块的数据，保存为序列Y。

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