KR100679554B1

KR100679554B1 - 직교 변조 시스템에서 에러 감소를 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100679554B1
Application number: KR1020037008026A
Authority: KR
Inventors: 칸난아난드; 카도우스타머
Original assignee: 노키아 코포레이션
Priority date: 2000-12-22
Filing date: 2001-12-19
Publication date: 2007-02-07
Also published as: AU2002235216B2; EP1344364A2; US7054375B2; KR20030063423A; WO2002052807A2; US20060109925A1; JP2004523945A; CN1489852A; US7352821B2; WO2002052807A3; US20020122499A1

Abstract

본 방법 및 장치는 송신 통신 장치에서 부반송파를 억압함으로써 그리고 수신 통신 장치에서 수신된 신호를 등화함으로써 다수의 직교 부반송파들을 포함하는 통신 시스템에서 에러를 감소시킨다. 부반송파 억압은 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭의 결정에 기초하거나 상기 수신 통신 장치의 증폭기를 초과 구동(overdriving)하는 초과 신호 전력의 결정에 기초한다. 상기 수신된 신호의 등화는 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연을 초과하는 경우 송신된 신호에 야기된 다중경로 지연을 감소시키는 등화 함수에 기초한다.

에러, 감소, 직교, 변조, 다중경로, 지연, 등화, 부반송파, 통신

Description

직교 변조 시스템에서 에러 감소를 위한 방법 및 장치{Method and apparatus for error reduction in an orthogonal modulation system}

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 무선 통신 시스템에서 정보를 부호화하기 위한 직교 변조 방식의 사용에 관한 것이다.

대역폭의 한정된 가용성은 무선 통신 시스템들의 용량에 대한 상당한 제약이다. 용량을 증대시키기 위하여, 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)과 같은 직교 변조 방식들은 반송파상에 정보를 변조하기 위하여 그리고 상기 변조된 신호의 후속 전송을 위하여 개발되었다.

OFDM은 통신 세션을 위해 할당된 주파수 대역폭을 다수의 협대역 주파수 부대역들로 분할하는 광대역 변조 방식이다. 각 부대역은 무선 주파수(RF) 부반송파를 포함하는데, 각 부반송파는 다른 부채널들 각각에 포함된 RF 부반송파에 대해 수학적으로 직교적이다. 상기 부반송파들의 직교성은 그들의 개별 스펙트럼들이 다른 반송파들과 간섭(즉 반송파간 간섭)을 야기하지 않고 중첩되도록 허용한다. 주파수 대역폭을 다수의 직교 부대역들로 분할하는 것은 높은 데이터 전송 속도와 매우 효율적인 대역폭 사용을 가능하게 하는 변조 방식을 허용한다.

예시적인 OFDM 통신 시스템(100)이 도 1에 도시되어 있다. OFDM 통신 시스템(100)은 송신측(260)(블록들 102-118) 및 수신측(262)(블록들 122-136)을 포함한다. 상기 송신측(260)상에서, 데이터 송신부(102)는 부호기(104)로 데이터, 전형적으로 비트 스트림을 소싱한다. 부호기(104)는 상기 비트 스트림에 에러 정정 코드, 전형적으로 순방향 에러 정정 코드를 적용하고 상기 부호화된 비트 스트림을 심볼 매퍼(106)로 전달한다. 심볼 매퍼(106)는 상기 비트 스트림을 P 비트들의 그룹들(P-투플들)로 그룹화하고 그다음 심볼 스트림을 생성하기 위하여 각 P-투플을 M개의 가능한 심볼들 중 한 심볼로 매핑하는데, M=2^P이고 각 심볼은 다차원 변조 방식에서의 한 무리의 포인트들에서의 한 포인트로서 표현된다. 전형적으로, 다중 위상 편이 방식(MPSK: Multiple Phase Shift Keying) 또는 다중 직교 진폭 변조(MQAM: Multiple Quadrature Amplitude Modulation) 변조 방식과 같은, 2차원 변조 방식이 사용된다.

심볼 매퍼(106)는 상기 심볼 스트림을 역다중화기와 같은, 직렬-병렬 변환기(S/P)(108)로 전달한다. S/P(108)는 상기 심볼 스트림을 직렬에서 병렬 형태로 변환하고 N 병렬 심볼들의 출력을 역 이산 푸리에 변환(IDFT) 또는 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 블록과 같은, 직교 변조기(110)에 인가한다. 직교 변조기(110)는 N 병렬 변조된 부반송파들을 생성하기 위하여, N 부반송파들의 각 부반송파를 상기 N 심볼들 중 하나에 의해 변조하는데, 각 부반송파는 모든 다른 부반송파들에 직교적이다. 그다음 상기 N 변조된 부반송파들은 직교 변조기(110)에 의해 출력 신호(113)를 생성하기 위하여 N 변조된 부반송파들을 결합하는 다중화기와 같은, 병렬-직렬(P/S) 변환기(112)로 전달된다. P/S 변환기(112)는 출력 신호(115)를 생성하기 위하여 보호 대역 간격 또는 순환 프리픽스를 상기 신호에 부가하는 순환 프리픽스(C/P) 부가기(114)로 출력 신호(113)를 전달한다. 그다음 신호(115)는 신호(115)를 기저대역 주파수에서 송신 주파수로 상향 주파수 변환하는 상향 주파수 변환기(116)로 전달된다. 상기 상향 주파수 변환된 신호는 상기 신호를 증폭하고 상기 증폭된 신호를 안테나를 통해 송신하는 전력 증폭기(PA)(118)로 전달된다.

통신 시스템(100)의 수신측(262)은 상기 송신측(260)에 관해 역 기능을 구현한다. 수신된 신호는 수신된 신호를 증폭하는 저잡음 증폭기(LNA)로 전달되고 그다음 상기 증폭된 신호를 송신 주파수에서 기저대역 주파수로 하향 주파수 변환하는 하향 주파수 변환기(122)로 전달된다. 상기 기저대역 신호는 상기 신호에 부가된 순환 프리픽스를 제거하는 순환 프리픽스(C/P) 제거기(124)로 전달된다. C/P 제어기(124)는 상기 순환 프리픽스없는 신호를 S/P 변환기(126)로 전달한다. S/P 변환기(126)는 상기 하향 주파수 변환되고, 프리픽스없는 신호를 직렬에서 병렬 형태로 변환하고, N 병렬 변조된 부반송파들을 출력한다. 상기 N 병렬 변조된 부반송파들은 직교 변조기(110)에서 사용된 상기 N 직교 함수들에 기초하여 송신된 정보를 복조하는, 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 고속 푸리에 변환(FFT)과 같은 직교 복조기(128)로 전달된다. 직교 복조기(128)의 출력은 상기 N 변조된 부반송파들에 기초하는 N 병렬 심볼들을 포함하는데, 상기 N 병렬 심볼들의 각 심볼은 상기 송신측(260)에서 사용되는 상기 무리의 M 가능한 심볼들로부터 얻어진다.

직교 복조기(128)는 상기 N 병렬 심볼들을 P/S 변환기(132)로 전달한다. P/S 변환기(132)는 심볼 스트림을 생성하기 위하여 상기 심볼들을 병렬에서 직렬 형태로 변환하고 상기 심볼 스트림을 역 심볼 매퍼(132)로 전달한다. 역 심볼 매퍼(132)는 심볼 매퍼(108)에 의해 사용된 심볼 매핑 방식에 기초하여 각 심볼에 대응하는 P-투플을 복구함으로써 비트 스트림을 생성한다. 그다음 역 심볼 매퍼(132)는 상기 복구된 비트 스트림을 복호기(134)로 전달한다. 복호기(134)는 부호기(104)에 의해 적용된 에러 정정 코드에 기초하여 상기 비트 스트림을 복호화하고 복호화된 비트 스트림을 데이터 수신부(136)로 전달한다.

OFDM 시스템의 대역폭 효율에 대한 키는 부반송파들의 직교성이다. 반송파 직교성을 유지하기 위하여, OFDM 시스템은 각 OFDM 심볼에 시간 길이 t_g의 보호 대역 간격을 부가한다. 전형적으로, 상기 보호 대역 간격은 상기 OFDM 심볼의 마지막 T_g 초의 복사본이고 일반적으로 "순환 프리픽스"로서 지칭된다. 따라서, 송신된 OFDM 심볼은 일반적으로 두 간격들, 상기 보호 대역 간격(T_g) 및 상기 OFDM 심볼 간격(T_s)을 포함하는 것으로 간주될 수 있어서, 송신된 심볼의 전체 기간은 T_total=T _g + T_s이다. 보호 대역 간격 또는 순환 프리픽스의 사용은 시간이 정보의 반복 부분에서 소비되기 때문에 스펙트럼 효율을 감소시킨다. 그러므로, 상기 보호 대역 간격의 길이는 제한되어야 한다. 그러나, 심볼간 간섭을 제거하기 위하여(부대역에서 송신된 하나의 심볼은 동일한 부대역에 송신된 후속 심볼과 간섭된다), 상기 보호 대역 간격은 적어도 전파(propagation) 환경에 의해 상기 시스템으로 유입되는, 다중경 로 지연 또는 페이딩만큼 길어야 한다.

무선 통신 시스템들에 있어서, 다중경로 지연은 매우 예측할 수 없을 수 있다. 이러한 시스템들에서의 다중경로 지연은 임의적인 현상이고, 무선 통신 시스템에서 송신된 신호에 유입된 다중경로 지연이 상기 순환 프리픽스의 미리 지정된 길이보다 더 짧지 않은 경우들이 존재한다. OFDM 시스템들은 최대 지연 또는 T_g에 대해 설계된다. OFDM 시스템에서의 과도한 다중경로 지연은 상기 부반송파들 사이에서 직교성의 손실을 야기하고 부대역에서 송신된 연속적인 심볼들 사이에서 간섭을 야기하는데, 이것은 감소될 수 없고 수용하기 어려운 높은 에러 층(floor)을 야기한다. 즉 매우 높은 신호 대 잡음비 통신에서조차 감소될 수 없는 최소 심볼 에러율을 야기한다.

그러므로, 송신된 신호에서 에러를 감소시킬 수 있고 과도한 다중경로 지연의 조건하에서 수용가능한 레벨의 심볼 에러율을 유지할 수 있는 방법 및 장치에 대한 필요가 존재한다.

본 발명은 송신된 신호에서 에러를 감소시킬 수 있고 과도한 다중경로 지연의 조건하에서 수용가능한 레벨의 심볼 에러율을 유지할 수 있는 방법 및 장치를 제공함으로써 상기한 문제들 및/또는 단점들의 다수를 극복한다. 본 발명은 특히 각각 직교 변조 방식을 사용하는 다수의 통신 장치들을 구비하는 무선 통신 시스템들에서 유용하다. 일 실시예에서, 본 발명은 다수의 직교 반송파들을 포함하는 신 호를 수신하는 수신기를 구비하는 다수의 통신 장치들의 통신 장치를 포함한다. 상기 수신기에 연결된 신호 처리 유닛은 상기 다수의 직교 부반송파들의 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정하고 상기 결정된 신호 품질 메트릭에 기초하여 부반송파 억압 정보를 결정한다. 그다음 상기 신호 처리 유닛에 연결된 송신기는 상기 부반송파 억압 정보를 송신한다. 상기 부반송파 억압 정보는 제2 통신 장치에 의해 송신된 신호에 포함된 다수의 직교 부반송파들 중 하나 이상의 직교 부반송파들을 억압하기 위하여 상기 다수의 통신 장치들 중 상기 제2 통신 장치에 의해 사용될 수 있어서, 상기 억압된 부반송파들에 의해 송신된 신호에 야기될 수 있는 신호 왜곡 및 스플래터를 감소시킨다.

통신 채널이 송신된 신호에 다중경로 지연을 야기하는 본 발명의 대안적인 실시예에 있어서, 본 발명은 신호 처리 유닛에 연결된 수신기를 구비하는 통신 장치를 포함한다. 상기 수신기는 다수의 직교 부반송파들을 포함하는 신호를 수신한다. 상기 신호 처리 유닛은 통신 채널에 대응하는 전달 함수를 결정하고, 상기 결정된 통신 채널 전달 함수에 기초하는 등화 함수를 결정하며, 상기 결정된 등화 함수에 기초하여 상기 신호를 처리한다. 상기 등화 함수는 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연을 초과하는 경우 상기 다중경로 지연을 감소시키므로, 수신된 신호에서 에러를 감소시킨다.

본 발명의 다른 대안적인 실시예에 있어서, 결정된 등화 함수에 기초하여 수신된 신호를 처리하는 것에 부가하여, 상기 통신 장치는 다수의 직교 부반송파들을 포함하는 다른, 제2 신호를 추가로 수신하고 상기 제2 신호에 기초하여 부반송파 억압 정보를 결정한다.

송신된 신호가 다수의 직교 부반송파들을 포함하는, 본 발명의 또 다른 대안적인 실시예에 있어서, 본 발명은 송신된 신호에서 에러를 감소시키기 위하여 부반송파 억압 정보 및 등화 함수의 사용을 결합한다. 다수의 통신 장치들 중 제1 통신 장치는 억압된 그리고 억압되지 않은 부반송파들을 포함하는 송신된 신호를 생성하기 위하여 상기 부반송파 억압 정보에 기초하여 다수의 직교 부반송파들 중 한 직교 부반송파를 억압한다. 제2 통신 장치는 송신된 신호를 수신하고, 상기 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키는 등화 함수를 결정하며, 상기 결정된 등화 함수에 기초하여 상기 수신된 신호를 처리한다.

도 1은 종래 기술에 의한 예시적인 통신 장치의 블록도이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 의한 통신 시스템의 블록도이다.

도 3은 본 발명의 실시예에 의한 통신 장치의 블록도이다.

도 4는 본 발명의 실시예에 의한 복합 통신 채널의 블록도이다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 의한 통신 시스템의 블록도이다.

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 의한 통신 장치의 블록도이다.

도 7은 본 발명의 다른 실시예에 의한 복합 통신 채널의 블록도이다.

도 8은 본 발명의 실시예에 의한 최적 복합 등화 함수를 결정하는 프로세스를 나타내는 표이다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 송신된 신호에서 에러를 감소시키는데 있어 서 통신 시스템에 의해 수행되는 단계들의 논리 순서도이다.

도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따라 다수의 등화 함수들을 결정하기 위하여 통신 장치에 의해 수행되는 단계들의 논리 순서도이다.

본 발명은 도 2 내지 도 10을 참조하여 더 완전하게 설명될 수 있다. 도 2는 본 발명의 실시예에 의한 통신 시스템(200)의 블록도이다. 도시된 바와 같이, 통신 시스템(200)은 송신측(260)과 수신측(262)을 포함한다. 통신 시스템(200)은 예를 들어, 상기 송신측(260)이 셀방식 전화 또는 다른 유형의 가입자 무선 유닛내에 구현되고, 상기 수신측(262)이 기지국 또는 다른 고정된 수신 장치내에 구현되거나, 그 역으로 되어 있는, 셀룰러 전화 시스템일 수 있다. 더욱이, 송신측(260) 및 수신측(262)은 각각 개별 가입자 유닛들내에 구현될 수 있거나 각각 개별 기지국들내에 구현될 수 있다. 물론, 본 발명은 다른 유형의 통신 시스템들, 특히 무선 통신 시스템들에 유리하게 적용될 수 있다.

도 3은 본 발명의 실시예에 의한 통신 시스템(200)에서 동작할 수 있는 통신 장치(300)의 블록도이다. 통신 장치(300)는 셀룰러 전화 또는 기지국과 같은, 하지만 이에 한정되지 않는, 무선 OFDM 통신에 관여할 수 있는 어떤 통신 장치일 수 있다. 바람직하기로는, 통신 장치(300)는 통신 시스템(200)의 송신측(260) 또는 수신측(262)상에서 동작할 수 있다. 즉, 송신 통신 장치 또는 수신 통신 장치가 될 수 있다. 통신 장치(300)는 수신기(304) 및 송신기(306) 각각에 연결된 안테나(302)를 포함한다. 수신기(304) 및 송신기(306)는 추가로 신호 처리 유닛(308)에 연결되는 데, 신호 처리 유닛(308)은 데이터 송신부(310) 및 데이터 수신부(312) 각각에 추가로 연결된다. 바람직하기로는 송신기(306)는 상향 주파수 변환기(216) 및 전력 증폭기(218)를 포함하고 송신기(256)의 기능들을 수행하며, 수신기(304)는 저잡음 증폭기(220) 및 하향 주파수 변환기(222)를 포함하고 수신기(258)의 기능들을 수행하며, 신호 처리 유닛(308)은 기능들이 어떤 것도 적합한, 송신 통신 장치 또는 수신 통신 장치에 의해 수행되는 도 2에 대해 하기에 설명되는 바와 같이 블록들 204-214, 224-234 및 250-254 각각의 기능들을 수행한다. 당업자가 인지하는 바와 같이, 여기에서 설명되는 신호 처리 유닛(308)의 다양한 기능들은 프로그램 가능 논리 배열(PLA: Programmable Logic Array) 또는 주문형 반도체(ASIC: Application Specific Integrated Circuit)와 같은, 하드웨어 회로에서 구현될 수 있다. 대안적으로 당업자가 추가로 인지하는 바와 같이, 블록들 204-214, 224-234 및 250-254 중 하나 이상의 블록들의 기능들은, 관련된 메모리에 저장되는 명령들 및 프로그램들을 실행하는, 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 처리기(DSP)와 같은 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어에 의해 신호 처리 유닛(308)에서 구현될 수 있다.

통신 장치(300)에서, 데이터 송신부(300)는 사용자 정보, 바람직하기로는 이진 형태의 데이터를 신호 처리 유닛(308)에 제공하는데, 사용자 정보는 음성 및 영상 데이터를 포함하여, 하지만 이에 한정되지는 않는 디지털 형식으로 표현될 수 있는 어떤 것도 사실상 포함할 수 있다. 예를 들어, 데이터 송신부(310)는 통신 장치(300)의 사용자로부터 수신된 아날로그 사용자 정보를 디지털 형식으로 변환하는 아날로그-디지털 변환기(A/D)일 수 있다. 대안적으로, 데이터 송신부(310)는 신호 처리 유닛(308)에 의해 실행되는 애플리케이션과 같이 신호 처리 유닛(308)에 포함될 수 있다. 유사하게, 데이터 수신부(312)는 통신 장치(300)의 사용자에게 후속 전송을 위해 신호 처리 유닛(308)으로부터 수신된 디지털 정보를 아날로그 형식으로 변환하는 디지털-아날로그 변환기(D/A)일 수 있다. 대안적으로, 데이터 수신부(312)는 신호 처리 유닛(308)에 의해 실행되고 장치(300)에 의해 수신된 정보의 의도된 목적지인 애플리케이션일 수 있다.

송신측(260)에서, 데이터 송신부(310)와 같은 데이터 송신부(202)는 사용자 정보, 바람직하기로는 이진 형태의 데이터를 부호기(204)에 제공한다. 부호기(204)는 상기 데이터에 에러 정정 코드, 바람직하기로는 순방향 에러 정정 코드를 적용한다. 바람직하기로는, 부호기(204)는 비터비 부호화 알고리즘과 같은 콘벌루션 코드의 사용에 의해 상기 데이터를 부호화한다; 하지만, 대안에 있어서, 블록 코드가 사용될 수 있다. 콘벌루션 코드들 및 블록 코드들은 당업자에게 잘 알려져 있으므로 더 상세히 설명되지 않을 것이다. 사용되는 에러 정정 코드의 유형은 본 발명에서 중요하지 않고 당업자는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고 상기 데이터에 적용될 수 있는 많은 유형의 에러 정정 코드들을 알고 있다. 그럼에도 불구하고, 부호기(204)의 출력은 바람직하기로는 이진 데이터(비트들) 형식으로 표현되는 정보를 포함한다.

그다음 부호기(204)에 의해 출력된 비트 스트림은 심볼 매퍼(206)에 제공된다. 심볼 매퍼(206)는 심볼 스트림을 생성하기 위하여 상기 비트 스트림을 P 비트들(P-투플들)의 그룹들로 그룹화하고 각 P-투플을 대응하는 심볼로 매핑시킨다. 이 때문에, M 가능한 심볼들을 포함하는 신호 무리는 다차원 공간, 바람직하기로는 복소 2차원(I, Q) 공간내에서 정의된다. 각 심볼은 상기 2차원 공간내에 포인트를 포함하는데, 상기 포인트는 두 스케일링된 기저 벡터(basis vector)의 벡터 합으로서 고려될 수 있다. 특정 포인트를 정의하는데 사용되는 상기 두 기저 벡터들의 각각의 크기는 상기 포인트의 2차원 좌표들로서 고려될 수 있다. 요망되는 매핑을 달성하기 위하여, 심볼 매퍼(206)는 부호기(204)에 의해 출력된 상기 이진 값들(비트들)을 P-투플로 조립한다. 그다음 각 P-투플은 상기 M 가능한 심볼들 중에서 한 심볼을 선택하는데 사용되는데, M=2^P이다. 일 실시예에서, BPSK나 QPSK와 같은, MPSK 변조 방식이 각 P-투플에 적용된다; 하지만, 당업자는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어남없이 사용될 수 있는, 다른 MPSK 방식들 또는 다중 직교 진폭 변조(MQAM: Multiple Quadrature Amplitude Modulation) 방식과 같은 많은 유형의 다차원 심볼 매핑 방식들이 존재한다는 것을 이해한다.

통신 시스템(200)은 송신측(260)상에 인터리빙 블록을 포함할 수 있고, 수신측(262)상에 대응하는 역 인터리빙 블록을 포함할 수 있는데, 상기 인터리빙 블록은 버스티한 채널의 에러 생성 충격을 최소화하기 위하여 상기 심볼 매퍼(206)에 의해 생성된 심볼들을 인터리빙한다. 본 발명의 일 실시예에서, 상기 심볼 스트림이 2차원 매트릭스의 행들(rows)에 독출되고 열-방향(column-wise)으로 독출되어, 상기 심볼 스트림에서의 어떤 두 인접 심볼들의 분리가 결과로서 발생되는, 블록 인터리빙이 사용될 수 있다. 송신된 심볼들이 상기 역 인터리빙 블록들에 의해 수 신되고 디인터리빙될 때, 상기 채널에 의해 유입되는 어떤 에러 버스트들도 분쇄되어, 상기 에러의 충격을 감소시키며 이러한 에러들을 정정하기 위한 순방향 에러 정정 코드의 능력을 증대시킨다.

심볼 매퍼(206)는 상기 심볼 스트림을 S/P 변환기(208)로 전달한다. 본 발명의 일 실시예에서, S/P 변환기(208)는 상기 심볼 스트림을 직렬에서 병렬 형태로 변환하여 N 병렬 심볼들을 생성하는데, N은 통신 세션을 위해 할당된 주파수 대역폭에 포함된 부반송파들의 수이다. 그다음 S/P 변환기(208)는 상기 N 병렬 심볼들을 직교 변조기(210)에 인가한다. 대안적으로, 상기 N 부반송파들보다 더 적은 부반송파들이 직교 변조기(210)에 의해 변조될 때, S/P 변환기(208)는 상기 직교 변조기에 의해 변조된 부반송파들의 양에 대응하는 병렬 심볼들의 양을 생성한다.

직교 변조기(210)는 상기 N 병렬 심볼들의 심볼에 의해 N 직교 부반송파들의 각 부반송파를 변조하는데, 각 부반송파는 상기 주파수 대역에 포함된 부대역에 대응한다. 상기 다수의 직교 부반송파들

, n=0, 1,..., N-1은

에 대해

형태의 사인 곡선 또는 복소 지수들로서 고려될 수 있는데, W는 이용가능한 주파수 대역폭이고 W/N은 부반송파들간의 주파수 간격을 나타낸다. 전반적으로 사용되는 바와 같이, 직교 함수들은 선형적으로 독립적인 세트의 함수들을 형성한다(즉, 개별 함수들은 서로 종속적이지 않다). 다른 방식으로 표현되는 경우, 직교성은 각 함수 쌍들의 상호 상관이 주어진 시간 간격에 걸쳐 0인 경우 결과로서 생성된다.

OFDM 시스템들에서 알려진 바와 같이, 직교 변조기(210)의 기능은 역 고속 푸리에 변환(IFFT)을 가지고 구현될 수 있거나, 대안적으로 역 이산 푸리에 변환(IDFT)을 가지고 구현될 수 있다. 상기 N 병렬 심볼들은 상기 IFFT에 대한 입력으로서 제공되고 상기 IFFT은 N 병렬 부반송파들(

)을 출력하는데, 상기 N 병렬 부반송파들의 각 부반송파는 상기 N 병렬 입력 심볼들 중 대응하는 입력 심볼에 의해 변조된다. 그다음 상기 IFFT 출력을 구성하는 상기 변조된 부반송파들은 부반송파 억압 블록(250)으로 전달된다. 상기 부반송파 억압 정보에 의해 표시되는 경우 그리고 하기에 더 상세히 설명되는 바와 같이, 부반송파 억압 블록(250)은 하나 이상의 부반송파들을 억압하고 억압된 부반송파들 및 억압되지 않은 부반송파들 양자 또는 대안적으로 억압되지 않은 부반송파들만을 병렬-직렬(P/S) 변환기(212)로 전달한다.

본 발명의 다른 실시예에서, 부반송파 억압 블록(250)은 직교 변조기(210)에 포함될 수 있다. 직교 변조기(210)에 포함되는 경우, 부반송파 억압 블록(250)은 상기 N 부반송파들이 직교 변조기(210)에 의해 심볼들을 가지고 변조되기 전에, 하나 이상의 부반송파들, 즉 N_s 부반송파들을 억압한다. 그다음 입력 심볼들은 잔여의 억압되지 않은 부반송파들, 즉 N_ns 부반송파들상에 변조되는데, N_ns= N-N_s이다. 이 실시예에서, S/P 변환기(208)는 상기 심볼 스트림을 직렬에서 병렬 형태로 변환하여, N_ns 병렬 심볼들을 생성한 후 상기 N_ns 병렬 심볼들을 직교 변조기(210)에 인가한다. 직교 변조기(210)는 상기 N_ns 병렬 심볼들 중 한 심볼에 의해 상기 N_ns 억압되 지 않은 직교 부반송파들의 각 부반송파를 변조하고, 상기 N_s 변조되지 않은, 억압된 부반송파들 및 상기 N_ns 변조된, 억압되지 않은 부반송파들 또는 대안적으로 상기 N_ns 억압되지 않은 부반송파만을 P/S 변환기(212)로 전달한다.

본 발명에서, 부반송파 억압 블록(250)은 에러 감소의 제1 계층을 제공하여, 하나 이상의 부반송파들을 억압함으로써 예측할 수 없는 전파(propagation) 환경에서의 다중경로 페이딩에 기인하는 에러율을 감소시킨다. 예를 들어, 부반송파는 송신 통신 장치로부터 수신 통신 장치로의 전송 동안 상기 부반송파의 과도한 신호 왜곡 및 인접 부반송파들의 주파수들로의 전력의 잠재적인 결합에 기인하는 수신된 OFDM 신호의 처리시의 에러들을 감소시키도록 억압될 수 있다. 본 발명에서, 수신 통신 장치의 부반송파 측정 블록(252)은 수신된 OFDM 신호에 포함된 각 부반송파에 관해, 신호 전력 측정치, 신호 대 잡음비(SNR) 또는 비트 에러율(BER: Bit Error Rate)과 같은, 신호 품질 메트릭을 결정한다. 상기 OFDM 신호는 사용자 정보 전달 신호일 수 있거나, 대안적으로 시스템 트레이닝, 동기화 또는 제어의 개별 목적을 위해 전송되는 트레이닝 신호, 파일럿 신호 또는 제어 신호일 수 있다. 그다음 상기 수신 통신 장치의 부반송파 측정 블록(252)은 결정된 신호 품질 메트릭들에 기초하여 부반송파 억압 정보를 결정한다. 상기 수신 통신 장치는 송신기(256)를 통해 결정된 부반송파 억압 정보를 상기 송신 통신 장치로 전달한다. 상기 송신 통신 장치의 부반송파 억압 블록(250)은 수신기(258)를 통해 상기 부반송파 억압 정보를 수신하고, 수신된 부반송파 억압 정보에 의해 표시되는 경우, 후속 전송에 관해 하 나 이상의 부반송파들을 억압한다.

본 발명의 일 실시예에 있어서, 부반송파 억압 블록(250)은 대응하는 신호 품질 메트릭들이 불리하게 신호 품질 메트릭 임계값과 비교되는 부반송파들을 억압한다. 상기 비교는 송신 통신 장치로부터 OFDM 송신을 수신하는 수신 통신 장치에 의해 수행된다. 상기 OFDM 송신을 수신하자마자, 상기 수신 통신 장치의 부반송파 측정 블록(252)은 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정한다. 예를 들어, 상기 신호 품질 메트릭은 각 부반송파에 대한 신호 전력 측정치일 수 있거나, 각 부반송파에 대한 신호 대 잡음비(SNR)일 수 있다. 그다음 부반송파 측정 블록(252)은 각 결정된 신호 품질 메트릭을, 상기 수신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308)과 관련된 메모리에 저장된, 최소 허용가능한 SNR 또는 최소 허용가능한 부반송파 신호 전력과 같은 신호 품질 메트릭 임계값과 비교한다. 그다음 상기 수신 통신 장치는 상기 비교에 기초하여 부반송파 억압 정보를 상기 송신 통신 장치에 전달한다. 대안적으로, 상기 부반송파 억압 정보는 결정된 신호 품질 메트릭들을 포함할 수 있고 각 신호 품질 메트릭과 신호 품질 메트릭 임계값과의 비교는 상기 송신 통신 장치에 의해 수행될 수 있다. 신호 품질 메트릭과 상기 신호 품질 메트릭 임계값과의 비교가, SNR 임계값 미만인 결정된 SNR 또는 신호 전력 레벨 임계값 미만인 결정된 신호 전력 레벨과 같은, 허용할 수 없는 결과를 낳을 때, 상기 송신 통신 장치의 부반송파 억압 블록(250)은 상기 수신 통신 장치로의 후속 전송들에서 대응하는 부반송파를 억압한다. 바람직하기로는, 상기 부반송파 억압 블록(250)은 0의 인자에 의해 상기 부반송파를 변조함으로써 상기 부반송파를 억압한다; 하지만, 당업 자는 상기 부반송파를 버리거나 차단하는 것과 같이, 부반송파를 억압하기 위한 다른 수단이 존재한다는 것을 이해한다. 0의 인자에 의한 상기 부반송파의 변조는 상기 송신 통신 장치에 의해 송신된 부반송파들의 주파수 스펙트럼에서의 상기 부반송파의 주파수에서 널(null)을 초래한다.

본 발명의 다른 실시예에서, 상기 수신 통신 장치의 부반송파 측정 블록(252)은 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정하고 상기 결정된 신호 품질 메트릭들에 기초하여 상기 부반송파들을 계층적으로 정렬한다. 그다음 상기 부반송파 억압 정보는 상기 부반송파들의 순서를 포함하거나, 대안적으로 상기 송신 통신 장치로 전달되는, 소정수의 상기 순서에 기초한 최악의 수행하는 부반송파들에 관한 정보를 포함한다. 대안적으로, 상기 부반송파 억압 정보는 상기 결정된 신호 품질 메트릭들을 포함할 수 있고 상기 계층적 정렬은 상기 송신 통신 장치의 상기 부반송파 억압 블록(250)에 의해 수행될 수 있다. 그다음 상기 송신 장치의 부반송파 억압 블록(250)은 상기 수신 통신 장치로의 후속 전송에서 최악의 신호 품질 메트릭들을 갖는 소정수의 부반송파들 각각을 억압한다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 통신 시스템(200)은 수신된 신호의 피크 대 평균 전력비가 피크 대 평균 전력비 임계값을 초과할 때 하나 이상의 부반송파들을 억압할 수 있다. 본 실시예에서, 송신 통신 장치는 OFDM 신호, 바람직하기로는 트레이닝 신호 또는 제어 신호를 수신 통신 장치로 송신한다. 그다음 상기 수신 통신 장치의 부반송파 측정 블록(252)은 수신된 신호에 대한 피크 대 평균 전력비를 결정하고 상기 결정된 피크 대 평균 전력비를 피크 대 평균 전력비 임계값과 비교한 다. 상기 결정된 피크 대 평균 전력비가 피크 대 평균 전력비 임계값을 초과하는 경우, 수신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308)은 피크 대 평균 전력비를 상기 임계값 아래로 감소시키기 위하여 억압될 수 있는 부반송파들의 양을 결정한다. 상기 수신 통신 장치는 상기 송신 통신 장치로 상기 결정된 양을 포함하는 부반송파 억압 정보를 송신하고, 상기 송신 통신 장치의 부반송파 억압 블록(250)은 상기 수신 통신 장치로의 후속 전송들에서 상기 결정된 양의 부반송파들을 억압한다. 대안적으로, 상기 결정된 피크 대 평균 전력비와 피크 대 평균 전력비 임계값과의 비교, 상기 임계값 아래로 피크 대 평균 전력비를 감소시키기 위하여 억압될 수 있는 부반송파들의 양의 결정, 또는 상기 비교 및 결정 양자는 상기 송신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308)에 의해 수행될 수 있다.

당업자는 상기 피크 대 평균 전력비 비교에 기초하여 억압하기 위한 부반송파들을 결정하기 위해 많은 방법들이 존재한다는 것을 이해한다. 일 실시예에서, 상기 수신 통신 장치의 부반송파 측정 블록(252)은 또한 상술된 바와 같이 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정하고, 상기 송신 통신 장치의 부반송파 억압 블록(250)은 가장 불리한 신호 품질 메트릭들을 갖는 부반송파들을 억압한다. 다른 실시예에서, 부반송파 억압 블록(250)은 결정된 양의 부반송파들을 억압할 때까지 소정의 순서로 부반송파들을 억압한다. 1998년, 플로렌스에서의 ICUPC 총회에서의 "적응적 부반송파 선택" 발표에서 슈미트(Schmidt) 및 캄메여(Kammeyer)에 의해 제안된 바와 같이, 또 다른 실시예에 있어서, 억압된 부반송파들의 양의 결정은 슬라이딩 스케일과 같은, 부반송파 감소 함수에 기초하는데, 결정된 피크 대 평균 전력 비 및 상기 피크 대 평균 전력비 임계값 간의 차가 클 수록(전자가 후자보다 더 큰 경우), 억압된 부반송파들의 양은 더 크다. 상기 부반송파 감소 함수는 억압할 부반송파들의 총 양을 결정하기 위하여 단일 트레이닝 또는 제어 신호에 적용될 수 있거나, 상기 부반송파 감소 함수는 반복 프로세스동안 다수의 트레이닝 또는 제어 신호들 각각에 적용될 수 있다. 즉, 상기 송신 통신 장치는 제2, 제3, 등의 트레이닝 또는 제어신호를 송신하는데, 억압된 부반송파들의 양은 결정된 피크 대 평균 전력비가 상기 피크 대 평균 전력비 임계값 아래로 떨어질 때까지 각 성공적인 송신을 위해 조정된다. 다른 실시예에서, 부반송파 감소 함수를 적용하는 대신에, 상기 반속 프로세스는 결정된 피크 대 평균 전력비가 상기 피크 대 평균 전력비 임계값 아래로 떨어질 때까지 각 반복에서 소정 양의 부반송파들의 억압을 포함한다.

P/S 변환기(212), 바람직하기로는 다중화기는 출력 신호(513)를 생성하기 위하여 부반송파 억압 블록(250) 또는 대안적으로 직교 변조기(210)로부터 수신된 부반송파들을 병렬에서 직렬 형태로 변환한다. P/S 변환기(212)는 출력 신호(215)를 생성하기 위하여 보호 대역 간격 또는 순환 프리픽스를 신호(213)에 부가하는 순환 프리픽스(C/P) 부가기(214)에 출력 신호(213)를 전달한다. 전형적으로, 순환 프리픽스의 부가는 각 OFDM 심볼의 마지막 T_g 초를 그 자체에 프리픽스로서 부가하는 것을 포함한다. 바람직하기로는, T_g는 미리 지정된 길이의 16탭들이거나 0.8㎲이다; 하지만, 당업자는 설계자가 더 긴 프리픽스의 비효율성에 대항하여 더 긴 순환 프리픽스에 의해 제공될 수 있는 더 큰 보호를 중요시할 때 상기 순환 프리픽스의 미 리 지정된 길이가 상기 시스템의 설계자에 달려 있다는 것을 이해한다. 순환 프리픽스 길이의 선택에 있어서 시스템 설계자에 의해 고려될 수 있는 다른 인자들은 기존 기술 표준들 또는 시장들 및 개별 옥내 및 옥외 시스템들을 설계하는데 있어서 구성요소의 재사용의 요건들이다. 상기 순환 프리픽스의 길이는 다중경로 지연이 직교 부반송파에서 연속적으로 송신된 심볼들간의 심볼간 간섭(ISI: InterSymbol Interference)를 야기하기 전에 통신 시스템(200)에 의해 경험될 수 있는 최대 다중경로 지연을 구성한다. 하지만, 당업자는 시스템(200)과 같은 시스템이 제한된 양의 심볼간 간섭을 허용할 수 있어서 상기 순환 프리픽스의 길이를 초과하는 다중 경로 지연을 허용할 수 있다는 것을 이해한다.

C/P 부가기(214)는 출력 신호(215)를 기저 대역 주파수에서 송신 주파수로 상향 주파수 변환하는 상향 주파수 변환기(216)로 상기 출력 신호(215)를 전달한다. 상기 상향 주파수 변환된 신호는 상기 신호를 증폭하고 상기 증폭된 신호를 안테나를 통해 송신하는 전력 증폭기(PA)(218)로 전달된다.

통신 시스템(200)의 수신측(262)상에서, 안테나는 상기 송신된 신호를 수신한다. 상기 송신된 신호는 상기 수신된 신호를 증폭하는 저잡음 증폭기(LNA)(220)로 전달되고, 그다음 상기 수신되고 증폭된 신호를 송신 주파수에서 기저 대역 주파수로 하향 주파수 변환하는 하향 주파수 변환기(222)로 전달된다. 그다음 하향 주파수 변환기(222)는 상기 하향 주파수 변환된 신호를 등화기(254)로 전달한다.

통신 채널(240)의 임펄스 응답이 상기 순환 프리픽스의 길이보다 작은 것으로 알려진 시불변 전파 환경을 갖는 통신 채널(240)을 포함하는 통신 시스템에서, 순환 프리픽스의 부가는 필수적으로 상기 OFDM 심볼들의 직교성을 보장한다. 하지만, 무선 전파 환경과 같은 예측할 수 없는 전파 환경을 가진 통신 시스템에서, 다중경로 페이딩은 상기 순환 프리픽스의 길이를 초과할 수 있고 상기 부반송파들의 직교성의 손실을 야기할 수 있다. 본 발명에서, 등화기(254)는 과도한 다중경로 지연, 즉 상기 순환 프리픽스의 길이와 같은 허용할 수 있는 다중경로 지연을 초과하는 지연에 대한 보상을 제공함으로써 에러 감소의 제2 계층을 제공하는데, 과도한 지연은 상기 전파 환경 및 상기 등화기 앞의 상기 통신 장치의 수신측(262)에 의해 수신된 신호에 야기된다.

도 4는 등화기(254) 및 상기 등화기 앞에 있는 통신 채널(402)을 포함하는 복합 통신 채널(400)의 블록도로서, g(k) 및 h(k)는 각각 상기 등화기 및 상기 통신 채널에 대응하는 단위 펄스 응답들이다. 통신 채널(402)은 통신 채널(240)을 포함하고 등화기(254) 앞에 상기 수신 통신 장치의 수신측(262)을 더 포함한다(즉, 수신 안테나, LNA(220) 및 하향 주파수 변환기(222)). 상기 등화기(254)의 태스크는 전파 환경(즉, 통신 채널(402))의 다중경로 지연에 상관없이, 상기 수신 통신 장치에 대해 허용가능한 다중경로 지연의 통신 채널이라고 여겨지는, 복합 통신 채널(400), 즉 h(k) * g(k)(g(k)와 컨벌루션된 h(k))를 생성하는 것이다. 허용가능한 다중경로 지연은 심볼간 간섭의 수용가능한 레벨을 초래하는 지연이다. 바람직하기로는, 대안에 있어서, 복합 통신 채널(400)의 설계가 어떤 허용가능한 다중경로 지연으로 지향될 수 있을지라도, 복합 통신 채널(400)은 기껏해야 상기 순환 프리픽스의 길이(즉, 16탭들, 각 탭은 신호의 샘플링에 대응하고 20 MHz의 샘플링 속도에 서 16탭들은 0.8㎲의 지연에 대응한다)의 다중경로 지연을 갖는 통신 채널이라고 여겨진다.

디지털 유한 임펄스 응답(FIR) 필터로서, 통신 채널(402)과 같은, 통신 채널을 수학적으로 표현하는 것은 당 기술 분야에 잘 알려져 있다. 예를 들어, 통신 채널(402)은 전달 함수, 또는 FIR 필터,

로서 z-변환 형식으로 표현될 수 있거나, 대응하는 벡터 H = [h(0) h(1) ... h(I)]로 표현될 수 있는데, h(0) h(1) ... h(I) 각각은 상기 z-변환 표현의 계수이다. 상기 FIR 필터 H(z)를 디지털적으로 구현할 때, i=0, 1, ..., I라 할 때, 각 계수 h(i)는 상기 필터에서의 탭에 대응하고 'I'는 상기 필터에서의 탭들의 수에 대응하는데, 상기 탭들의 수는 선호되는 최대 허용가능한 수인 16을 초과할 수 있다. 본 발명에서, 등화기(254)는 전달 함수 또는 FIR 필터,

로서 표현될 수 있거나, 대응하는 계수 벡터 G = [g(0) g(1) ... g(J)]에 의해 표현될 수 있는 등화 함수인데, i = 1, ..., J라 할 때 각 계수 g(i)는 상기 필터 G(z)의 탭에 대응하고 'J'는 상기 등화기에서의 탭들의 수에 대응한다. 본 발명에서, 등화기(G(z))는 I>16일 때, h(k)와 g(k)의 컨벌루션이 16 탭들 이하의 지연을 갖는 복합 통신 채널을 생성하도록 적합한 탭들의 수 'J'를 갖는다. 즉, 상기 복합 통신 채널, l(k)의 단위 펄스 응답은 다음과 같이 표 현될 수 있다:

바람직하기로는, 등화기(254)(즉, G(z))는 다음과 같이 수신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308)에 의해 결정된다. 상기 필터 H(z)는 자동 회귀 이동 평균(ARMA) 필터 H(z)=B(z)/A(z)에 의해 근사화될 수 있는데, A(z)도 B(z)도 1과 같지 않다. B(z)가 겨우 16탭들(상기 복합 통신 채널에 대한 요건)을 사용하여 구현될 수 있을 때, A(z)가 통신 채널(402)에 대한 요망되는 등화기(254), 즉 H(z)라는 것은 명백한데, 이것은 H(z)·A(z)= B(z)이고 B(z)는 상기 복합 통신 채널의 z-변환 표현이기 때문이다.

많은 방법들이 당 기술 분야에 알려져 있는데, 신호 처리 유닛(308)은 알려져 있는 파일럿 또는 트레이닝 신호의 수신에 기초하여 채널 전달 함수 H(z)를 결정할 수 있다. 예를 들어, 채널 전달 함수를 추정하는 단순한 방법은 수신 통신 장치에 알려져 있는 OFDM 심볼을 송신하는 송신 통신 장치를 포함한다. 상기 심볼을 수신하자마자, 상기 수신 통신 장치는 수신된 신호의 주파수 응답을 상기 알려져 있는 OFDM 심볼의 주파수 응답으로 나눔으로써 상기 채널 전달 함수를 추정한다. 채널 전달 함수를 결정하는 다른 예는, 미국 상무부, 국가 통신 및 정보국, 통신 과학 협회(ITS: Institute of Telecommunication Science)에 의해 제안된다. 송신 통신 장치는 2진 위상 편이 방식(BPSK) 신호를 생성하기 위하여 수신 통신 장치에 알려져 있는 의사 랜덤 노이즈(PN) 코드를 가지고 무선 주파수(RF) 반송파를 변조한다. 상기 수신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308)은 기저 대역 동위상(in-phase) 및 직교 위상 신호들을 생성하기 위하여 상기 수신된 신호를 하향 주파수 변환한다. 그다음 상기 신호 처리 유닛(308)은 상기 동위상 및 직교 위상 신호들을 샘플링하고 상기 채널의 단위 펄스 응답 및 채널 전달 함수를 결정하기 위하여 샘플링된 신호를 상기 알려져 있는 PN 코드와 상관시킨다.

채널 전달 함수를 결정하는 또 다른 예는 1999년 11월, 브리검 영 대학(Brigham Young University)의 전기 및 컴퓨터 엔지니어링부의 케네스 웰링의 박사 논문 "협대역 항공 원격 측정 채널에 대한 부호화된 직교 주파수 분할 다중"에 설명되어 있다. 통신 채널의 2-통로(two-ray) 모델은 가시 경로(line-of-sight path) 및 단일 반사 경로를 가정하고 임펄스 응답

을 가지는데,

는 각각 상기 가시 경로와 관련된 상기 반사 경로의 감쇠, 위상 및 지연이다. 상기 임펄스 응답의 푸리에 변환 표현은

이다. 3-통로 모델은 가시 경로, 단일 반사 경로 및 제2의 약한 반사 경로를 가정하고 임펄스 응답

을 가지는데,

은 각각 상기 가시 경로와 관련된 센 반사 경로의 감쇠, 위상 및 지연이고,

는 각각 상기 가시 경로와 관련된 약한 반사 경로의 감쇠, 위상 및 지연이다. 상기 임펄스 응답의 푸리에 변환 표현은

이다. 상기 매개 변수들

는 수신 통신 장치에 알려져 있는 소정 길이의 쌍극성 NRZ PN 시퀀스에 의해 변조된 RF 반송파를 통신 채널을 통해 송신함으로써 각각 경험적으로 결정될 수 있다. 상기 수신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308)은 수신된 신호를 하향 주파수 변환하고 상기 하향 주파수 변조되어 수신된 신호 및 알려져 있는 PN 시퀀스간의 상호 상관을 계산하며, 상기 상호 상관에 기초하여 상기 매개 변수들을 결정할 수 있다. 당업자는 상기 임펄스 응답들 또는 상기 임펄스 응답들의 푸리에 변환 표현들 중 어느 것도 채널 전달 함수의 FIR 표현으로 용이하게 변환될 수 있다는 것을 이해한다.

일단 H(z)가 결정되면, A(z)는 H(z)·A(z)=B(z)가 되도록 결정되는데, B(z)는 겨우 16탭들을 갖는다. A(z)를 결정하기 위한 당 기술 분야에 알려진 많은 방법들이 존재한다. 예를 들어, 토마스 더블유. 팍스 및 씨. 에스. 부루스에 의해 제안된 바와 같이, 그들의 교과서 디지털 필터 설계, 1987년 뉴욕, 존 윌리 및 손스, 페이지 226-228, ISBN 0471828963 및 피터 멜사, 리차드 연스 및 찰스 로스에 의한, 1996년 12월, IEEE 통신 회보, 볼륨 44, 번호 12, 그들의 논문 "이산 멀티톤 송수신기를 위한 임펄스 응답 단축화"에서,

이라 하자.

그러면 수학식 B(z)=H(z)·A(z)는 다음과 같이 매트릭스 형식으로 작성될 수 있다:

여기에서, N_d(상기 'N'과 관련되지 않음)는 요망되는 등화기 A(z)에 대응하는 벡터 a의 길이이고 b는 길이 N_d의 벡터이지만, 상기 벡터 b의 17 내지 N_d의 행 각각에서의 값은 0이어서, 이것은 요망되는 복합 통신 채널의 요건을 만족한다. 'N_e'는 벡터 b로 삽입되는 0들의 수로서, 즉 N_e=N_d-16인데, '16'은 탭들의 바람직한 최대 수 또는 지연에 대응한다. 바람직하기로는, N_d는 통신 시스템(200)에서 송신된 신호에 의해 경험될 수 있는 최장 다중경로 지연만큼 대략 길고 경험적인 연구에 의해 결정된다. 본 발명에서, 경험적인 연구들은 추가로 N_d에 대한 허용가능한 값이 25인 것을 나타내었다. 대안적으로, 경험적인 연구들은 추가로 24만큼 큰 N_e에 대한 값이 또한 양호한 성능을 제공할 것을 나타내었다.

벡터 a를 계산하기 위하여, 매트릭스들 H₁ 및 H₂와 벡터 z가 결정된다. 상기 매트릭스 H₁은 상기 매트릭스 H의 1 내지 16의 행들로 구성된다(즉, H₁은 '16 x N_d'크기의 매트릭스이다). 상기 매트릭스 H₂는 상기 매트릭스 H의 17 내지 'N_e + 16' 행 각각의 2 내지 N_d 열로 구성된다(즉, H₂는 'N_e x (N_d - 1)' 크기의 매트릭스이다). 벡터 z는 상기 매트릭스 H의 17 내지 'N_e + 16' 행 각각의 제1 열로 구성된다(즉, z는 'N_e x 1' 크기의 벡터이다). 그다음 H₂의 의사-역 매트릭스, 즉 H₂ ^#가 H₂에 기초하여 결정된다. 의사-역 매트릭스들의 계산 방법들은 선형 대수학의 당업자에게 잘 알려져 있고 여기에서 상세히 설명되지 않을 것이다.

그다음 상기 벡터 a, 즉 벡터 a^*= [a(1) a(2) ... a(N_d)]가 상기 매트릭스 H₂ ^# 및 상기 벡터 z에 기초하여 결정될 수 있는데, a₁ a₂ ... a_Nd 각각은 수학식 a=-(H₂ ^#)z에 기초하여 결정된다. 그다음 등화기(254), 즉 g(k)는 다음과 같이 제공된 탭들을 구현함으로써 구현되는 벡터 g에 의해 표현될 수 있다:

상기 등화기 g를 구현하는 결과는, 상기 신호의 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연의 길이, 바람직하기로는 상기 신호에 부가된 순환 프리픽스(즉, 순환 프리픽스, T_g)의 길이를 초과할 때, 상기 채널에서 송신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키는 복합 통신 채널 h(k)*g(k)의 생성이다. 바람직하기로는, 초과 다중경로 지연은 등화기(254)에 의해 상기 순환 프리픽스의 길이까지 감소된다; 하지만, 대안에 있어서, 상기 감소는 유한 길이만이 되는 등화기(254)에 기인하여 더 적은 어떤 것일 수 있다. 상기 야기된 지연이 초과될 때 송신된 신호에 야기된 다중경로 지연을 감소시킴으로써, 본 발명은 심볼간 간섭(ISI)의 레벨을 감소시켜, 비트 에러율을 감소시키고 상기 부반송파들의 직교성을 보호한다.

당업자는 본 발명에서 설명된 등화 방법이 16 탭들 이외의 길이들을 갖는 허용가능한 지연들 및 순환 프리픽스들에 대해 설계되는 통신 시스템에도 적용된다는 것을 이해한다. 이러한 시스템의 설계자는 등화기(254)의 상기 설명에서 숫자 '16'을, 설계자 감각이 적합한 다중경로 지연에 기인한 심볼간 간섭으로부터의 보호 레벨에 대응하는 어떤 수의 탭들로 대체할 수 있다. 본 발명의 상기 설명에서 '16' 탭들 또는 0.8㎲의 사용은 전형적인 OFDM 시스템에 따라 본 발명의 원리들을 설명하기 위해 단지 나타낸 것이고 어떤 식으로든 본 발명을 제한하는 것을 의도하지는 않는다.

그다음 등화기(254)에 의해 생성된 신호는 C/P 부가기(214)에 의해 상기 신호에 부가된 상기 순환 프리픽스를 제거하는 순환 프리픽스(C/P) 제거기(244)로 전달된다. C/P 제거기(224)는 상기 순환 프리픽스없는 신호를 S/P 변환기(226)로 전달한다. S/P 변환기(226)는 상기 순환 프리픽스없는 신호를 직렬에서 병렬 형태로 변환하고, 다수의 병렬 변조된 부반송파들을 출력한다. 그다음 상기 다수의 병렬 변조된 부반송파들은, 직교 변조기(210)에서 사용되는 다수의 직교 함수들에 기초하여 송신된 정보를 복조하는, 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 고속 푸리에 변환(FFT)과 같은 직교 복조기(228)로 전달된다. 직교 복조기(228)의 출력은 상기 다수의 변조된 부반송파들에 기초하는 다수의 병렬 심볼들을 포함하는데, 상기 다수의 병렬 심볼들의 각 심볼은 송신측(260)상에서 사용된 상기 무리의 M 가능한 심볼들로부터 뽑혀진다.

직교 복조기(228)는 상기 다수의 병렬 심볼들을 P/S 변환기(232)로 전달한다. P/S 변환기(232)는 심볼 스트림을 생성하기 위하여 상기 심볼들을 병렬에서 직렬 형태로 변환하고 상기 심볼 스트림을 역 심볼 매퍼(232)로 전달한다. 역 심볼 매퍼(232)는 상기 신호 무리로부터 주어진 심볼을 입력으로서 취하고 그것을 복호기(234)로의 입력에 적합한, 일 그룹의 log₂ (M) 이진 값들 또는 비트들로 변환한다. 그다음 역 심볼 매퍼(232)에 의해 생성된 비트들은 복호기(234)로 전달된다. 차례로 복호기(234)는 데이터 수신부(312)와 같은, 적합한 데이터 수신부(236)로 수신된 데이터를 제공하기 위하여 에러 정정 코드에 기초하여 상기 비트 스트림을 복호화하는데, 수신된 데이터는 최적으로 에러가 없게 된다. 복호기(236)에 의해 수행되는 동작들은 부호기(204)의 역 동작들이고 사용되는 특정 유형의 부호화에 의존한다. 예를 들어, 비터비 부호화 알고리즘이 사용되는 경우, 본 발명은 바람직하기로는 비터비 복호기를 포함한다. 마찬가지로, 블록 코드가 사용되는 경우, 블록 복호기가 채용된다.

일반적으로, 본 발명은 직교 다중-반송파 변조 방식을 사용하는 통신 시스템에서 에러 감소를 위한 방법 및 장치를 제공하는데, 사용자 정보는 다수의 직교 부반송파들을 통해 송신 통신 장치로부터 수신 통신 장치로 송신된다. 본 발명은 송신된 신호의 왜곡을 야기할 수 있는 하나 이상의 부반송파들의 억압을 제공함으로 써 에러 감소의 제1 계층을 제공한다. 일 실시예에서, 신호 품질 메트릭은 다수의 신호 품질 메트릭들을 생성하기 위하여 각 부반송파에 대해 결정되고, 그다음 상기 다수의 신호 품질 메트릭들의 각 신호 품질 메트릭은 신호 품질 메트릭 임계값과 비교된다. 상기 임계값과 불리하게 비교된 신호 품질 메트릭들은 바람직하지 않은 부반송파들에 대응하고, 그다음 상기 바람직하기 않은 부반송파들은 후속적으로 송신되는 신호들에 관해 억압된다. 본 발명의 다른 실시예에서, 상기 부반송파들은 그들의 대응하는 신호 품질 메트릭들에 기초하여 정렬되고, 최악의 신호 품질 메트릭들을 가진 소정 수의 부반송파들은 후속적으로 송신되는 신호들에 관해 억압된다. 본 발명의 또 다른 실시예에서, 송신된 신호의 신호 전력은 허용가능한 레벨, 바람직하기로는 수신 통신 장치 증폭기를 초과 구동하지 않는 레벨로 상기 신호 전력을 감소시키기 위하여 억압될 필요가 있는 부반송파들의 양을 결정하는데 사용된다. 그다음 상기 결정된 부반송파들의 양은 후속적으로 송신되는 신호들에 관해 억압된다.

본 발명은 수신된 신호의 등화를 제공함으로써, 에러 감소의 상기 제1 계층과 함께 사용될 수 있거나 함께 사용될 수 없는, 에러 감소의 제2 계층을 추가로 제공한다. 무선 통신 시스템에서, 전파 환경의 무작위성은 OFDM 시스템에서의 순환 프리픽스의 길이와 같은, 상기 통신 시스템이 허용할 수 있도록 설계된 최대 다중 경로 지연을 초과하는 다중경로 지연들을 야기할 수 있다. 초과 다중경로 지연은 심볼간 간섭을 야기할 수 있고 허용될 수 없는 높은 에러층(error floor)을 초래할 수 있다. 본 발명은 수신된 신호의 초과 다중경로 지연을 허용가능한 지연 레벨로 감소시키는 등화기를 제공한다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예인, "다중 안테나" 실시예에 의한 통신 시스템(500)의 블록도이다. 상기 다중 안테나 실시예에서, 통신 시스템(500)의 송신측(560)은 적어도 하나의 안테나를 포함하고 통신 시스템(500)의 수신측(562)은 다수의 안테나들(564, 565)(두개가 도시됨)을 포함한다. 수신측(562)에 다수의 안테나들(564, 565)을 포함시킴으로써 그리고 각 안테나와 관련하여 개별 등화기(554, 555)를 제공함으로써, 심볼간 간섭은 신호 수신 안테나로 달성가능한 레벨들을 넘어 감소될 수 있다.

통신 시스템(500)이 송신측(560)상에 하나의 안테나 및 수신측(562)상에 2개의 안테나들을 포함하는 것으로 도시될지라도, 당업자는 통신 시스템(500)이 송신측(560)상에 또는 상기 송신 통신 장치에 하나 또는 다수의 안테나들을 구비할 수 있고, 수신측(562)상에 또는 상기 수신 통신 장치에 어떤 수의 안테나들도 구비할 수 있다는 것을 이해하고, 하기에 제공되는 설명이 어떤 이러한 통신 시스템 또는 통신 장치까지 확장될 수 있다는 것을 이해한다.

도 6은 통신 시스템(500)에서 동작할 수 있는 통신 장치(600)의 블록도이다. 통신 장치(600)는 셀룰러 전화 또는 기지국과 같은, 하지만 이에 한정되지 않는, 무선 OFDM 통신에 관여할 수 있는 어떤 통신 장치일 수 있다. 바람직하기로는, 통신 장치(600)는 통신 시스템(500)의 송신측(560) 또는 수신측(562)상에서 동작할 수 있다. 즉, 통신 장치(600)는 송신 통신 장치 또는 수신 통신 장치가 될 수 있다. 통신 장치(600)는 각각 개별 수신기(606, 608)(두개가 도시됨) 및 송신기(610) 에 연결된 다수의 안테나들(602, 604)(두개가 도시됨)을 포함한다. 수신기들(606, 608) 및 송신기(610) 각각은 추가로 신호 처리 유닛(612)에 연결되고, 신호 처리 유닛(612)은 데이터 송신부(614) 및 데이터 수신부(616) 각각에 추가로 연결된다. 바람직하기로는, 송신기(610)는 상향 주파수 변환기(516) 및 전력 증폭기(518)를 포함하고 송신기(556)의 기능들을 수행한다. 바람직하기로는 수신기들(606 및 608)은 각각 다수의 저잡음 증폭기들(520, 521)중 한 증폭기 및 다수의 하향 주파수 변환기들(522, 523)중 한 하향 주파수 변환기를 포함하고 바람직하기로는 함께 수신기(558)의 기능들을 수행한다. 바람직하기로는, 신호 처리 유닛(612)은 도 5에 관해 하기에 설명되는 바와 같이 블록들(504-514, 524-534, 550-555 및 558) 각각의 기능들을 수행하고, 상기 기능들은 어떤 것도 적합한, 송신 통신 장치 또는 수신 통신 장치에 의해 수행된다. 신호 처리 유닛(308)과 유사하게, 여기에 설명되는 바와 같은 신호 처리 유닛(612)의 다양한 기능들은 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수 있다.

통신 시스템(500)의 송신측(560)의 동작은 통신 시스템(200)의 송신측(260)의 동작과 유사하다. 부호기(504)는 데이터 송신부(614)와 같은 데이터 송신부(502)로부터 바람직하기로는 이진 형태의 사용자 정보를 수신한다. 부호기(504)는 에러 정정 코드를 상기 사용자 정보에 적용하고 비트 스트림을 출력한다. 상기 비트 스트림은 부호기(504)에 연결된 심볼 매퍼(560)로 전달된다. 심볼 매퍼(506)는 상기 비트 스트림을 다수의 비트 그룹들로 그룹화하고 심볼 스트림을 생성하기 위하여 각 비트 그룹을 대응하는 심볼로 매핑한다. 그다음 심볼 매퍼(506)는 상기 심볼 스트림을 상기 심볼 매퍼에 연결된 S/P 변환기(508)로 전달한다. S/P 변환기(508)는 상기 심볼 스트림을 직렬 형태에서 병렬 형태로 변환하고, N 병렬 심볼들을 생성하는데, N은 통신 세션에 할당된 주파수 대역폭에 포함된 부반송파들의 수이다. 대안적으로, N 부반송파들보다 더 적은 부반송파들이 직교 변조기(210)에 의해 변조될 때, S/P 변환기(208)는 상기 직교 변조기에 의해 변조된 부반송파들의 양에 대응하는 병렬 심볼들의 양을 생성한다. 그다음 S/P 변환기(508)는 상기 N 병렬 심볼들을 상기 S/P 변환기에 연결된 직교 변조기(510)에 인가한다. 직교 변조기(510)는 상기 N 병렬 심볼들 중 한 심볼에 의해 N 직교 부반송파들의 각 부반송파를 변조하고 상기 변조된 부반송파들을 부반송파 억압 블록(550)으로 전달한다.

송신측(260)의 부반송파 억압 블록(250)과 유사하게, 송신측(560)의 부반송파 억압 블록(550)은 수신기(558)를 통해 수신측(562)으로부터 부반송파 억압 정보를 수신한다. 상기 부반송파 억압 정보는 통신 시스템(200)에 관해 상기에 설명된 부반송파 억압 정보와 유사한 정보를 포함하고, 수신측(262)에서의 부반송파 측정 블록(252)에 의한 부반송파 억압 정보의 결정과 유사하게 수신측(562)에서의 부반송파 측정 블록(552)에 의해 결정된다. 그다음 부반송파 측정 블록(252)은 송신기(556) 및 안테나들(564 및 565)중 하나 또는 양자를 통해 송신측(560)으로 상기 부반송파 억압 정보를 송신한다.

수신된 부반송파 억압 정보에 표시되는 경우, 부반송파 억압 블록(550)은 하나 이상의 억압된 부반송파들 및 하나 이상의 억압되지 않은 부반송파들을 생성하 기 위하여 상기 변조된 부반송파들 중 하나 이상의 부반송파들을 억압한다. 본 발명의 다른 실시예에서, 부반송파 억압 블록(550)은 직교 변조기(510)에 포함될 수 있다. 직교 변조기(510)에 포함되는 경우, 부반송파 억압 블록(550)은 직교 변조기(510)에 의한 변조 이전에 상기 다수의 직교 부반송파들 중 하나 이상의 부반송파들을 억압하고, 직교 변조기(510)는 상기 억압되지 않은 부반송파들만을 변조한다.

부반송파 억압 블록(550)이 상기 직교 변조기에 포함되는 경우, 부반송파 억압 블록(550) 또는 대안적으로 직교 변조기(510)는 상기 억압된 부반송파들 및 상기 억압되지 않은 부반송파들 또는 대안적으로 상기 억압되지 않은 부반송파들만을 P/S 변환기(512)로 전달한다. P/S 변환기(512)는 출력 신호(513)를 생성하기 위하여, 부반송파 억압 블록(550) 또는 대안적으로 직교 변조기(510)로부터 수신된 부반송파들을 병렬 형태에서 직렬 형태로 변환한다. P/S 변환기(512)는 출력 신호(515)를 생성하기 위하여, 보호 대역 간격 또는 순환 프리픽스를 신호(513)에 부가한 C/P 부가기(514)로 출력 신호(513)를 전달한다. C/P 부가기(514)는 출력 신호(515)를 기저 대역 주파수에서 송신 주파수로 상향 주파수 변환하는 상향 주파수 변환기(516)로 출력 신호(515)를 전달한다. 상기 상향 주파수 변환된 신호는 상기 신호를 증폭하고 하나 이상의 안테나들(하나가 도시됨) 및 통신 채널(540)을 통해 상기 증폭된 신호를 송신하는 전력 증폭기(PA)(518)로 전달된다.

통신 시스템(500)의 수신측(562)상에서, 다수의 안테나들(564, 565) 각각은 상기 송신된 신호를 수신한다. 상기 수신측(562)에 관한 상기 다수의 안테나들(564, 565) 각각의 상이한 위치들은 상이한 신호 진폭들 및 위상들을 갖는 수신된 신호들을 초래할 수 있다. 각 안테나(564, 565)는 수신된 신호를 상기 안테나에 연결된 다수의 저잡음 증폭기들(LNA)(520, 521)중 한 저잡음 증폭기로 전달한다. 각 LNA(520, 521)는 안테나(564, 565)로부터 수신된 신호를 증폭하고 상기 증폭된 신호를 상기 LNA에 연결된 다수의 하향 주파수 변환기들(522, 523) 중 한 하향 주파수 변환기로 전달한다. 각 하향 주파수 변환기(522, 523)는 LNA(520, 521)로부터 수신된 신호를 송신 주파수에서 기저 대역 주파수로 하향 주파수 변환한다. 그다음 각 하향 주파수 변환기(522, 523)는 상기 하향 주파수 변환된 신호를 상기 하향 주파수 변환기에 연결된 다수의 등화기들(554, 555)중 한 등화기로 전달한다.

등화기들(554 및 555)은 초과 다중경로 지연, 즉 예측할 수 없는 통신 채널(540)에 의해 수신된 신호에 야기될 수 있는, 상기 순환 프리픽스의 길이와 같은 허용가능한 다중경로 지연을 초과하는 지연에 대한 보상을 제공한다. 도 7은 다수의 등화기들(554 및 555)(두개가 도시됨) 및 다수의 통신 채널들(702, 704)을 포함하는 복합 통신 채널(700)의 블록도인데, 각 등화기(554, 555) 앞에 상기 복합 통신 채널들(702, 704)중 한 복합 통신 채널이 있다. 도 7에서, g₁(k) 및 h₁(k)는 각각 등화기(554) 및 통신 채널(702)에 대응하는 단위 펄스 응답들이고, g₂(k) 및 h₂(k)는 각각 등화기(555) 및 통신 채널(704)에 대응하는 단위 펄스 응답들이다. 통신 채널(702)은 등화기(554) 앞에 통신 채널(540) 및 수신 통신 장치의 수신측(562)(즉, 수신 안테나(564), LNA(520) 및 하향 주파수 변환기(522))을 포함 한다. 통신 채널(704)은 등화기(555) 앞에 통신 채널(540) 및 수신 통신 장치의 수신측(562)(즉, 수신 안테나(565), LNA(521) 및 하향 주파수 변환기(523))을 포함한다.

복합 통신 채널(700)은 이산 필터, f(k)로서 표현될 수 있다.

[수학식 1]

f(k) = h₁(k)*g₁(k) + h₂(k)*g₂(k)

(즉, h₁(k)과 g₁(k)의 컨벌루션 더하기 h₂(k)와 g₂(k)의 컨벌루션). 등화기들(554 및 555)(즉 g₁(k) 및 g₂(k))의 태스크는 복합 통신 채널(700), f(k)를 생성하는 것이고, 상기 복합 통신 채널은 전파 환경(즉, 통신 채널(540))의 다중경로 지연에 상관없이, 상기 수신 통신 장치에 대한 허용가능한 다중경로 지연의 통신 채널이라고 여겨진다. 바람직하기로는, 복합 통신 채널(700)은, 대안에 있어서, 복합 통신 채널(700)의 설계가 어떤 허용가능한 다중경로 지연으로 지향될 수 있을지라도, 기껏해야, 상기 순환 프리픽스의 길이(즉, 'L' 탭들, 여기에서 L은 바람직하기로는 16이다)의 다중경로 지연을 갖는 통신 채널이라고 여겨진다.

통신 시스템(200)과 유사하게, 통신 채널들(702 및 704) 각각은 FIR 필터로서 표현될 수 있다. 예를 들어, 통신 채널들 h_j(k),j = 1, 2, 각각은 대응하는 전달 함수 또는 FIR 필터,

또는 대응하는 벡터 H_j=[h_j(0) h_j(1) ... h_j(I)], j=1, 2, 로 표현될 수 있는데, h_j(0) h_j(1) ... h_j(I) 각각은 상기 z-변환 표현의 계수이다. 유사하게, 등화기들(554, 555) 또는 g_j(k), j=1, 2, 각각은 대응하는 전달 함수 또는 FIR 필터,

또는 대응하는 벡터 G_j=[g_j(0) g_j(1) ... g_j(J)], j=1, 2, 로 표현될 수 있는데, g_j(0) g_j(1) ... g_j(J) 각각은 필터 G_j(z)에서의 탭에 대응하는 계수이고 'J'는 상기 등화기에서의 탭들의 수에 대응한다. 본 발명에서, 등화기(G(z))는 I≥16일 때, g(k)와 h(k)의 컨벌루션이 16탭들 이하의 지연을 갖는 복합 통신 채널을 생성하도록 적합한 수의 탭들 'J'를 갖는다.

상술된 바와 같이, 등화기들(554 및 555)은 복합 통신 채널 f(k)의 다중경로 지연을 'L' 탭들로 제한하도록 기능한다(바람직하기로는 L=16). 수학식 1을 매트릭스 형태로 다시 작성하면,

[수학식 2]

f = H₁g₁ + H₂g₂

여기에서 f는 복합 통신 채널(700)의 벡터 표현이고(복합 통신 채널(700)에 대응하는 이산 필터의 계수들의), H₁은 통신 채널(702)에 대응하는 전달 함수의 매트릭스 표현이며, g₁은 등화기(554)의 벡터 표현이고(즉, 등화기(554)에 대응하는 디지털 필터의 계수들), H₂는 통신 채널(704)에 대응하는 전달 함수의 매트릭스 표현이며, g₂는 등화기(555)의 벡터 표현이다(즉, 등화기(555)에 대응하는 디지털 필 터의 계수들). 즉,

여기에서, 상기 표시 [ ]^T 또는 x^T는 j = 1, 2, 일 때 x 또는 각괄호들 사이의 요소들에 의해 표현되는 벡터 또는 매트릭스의 전치(transpose)에 대응하고, f_L 및 f_R은 각각 f의 첫번째 L 탭들 및 f의 나머지 탭들을 포함하는 벡터들이며, H_j,L 및 H_j,R은 각각 H_j의 첫번째 L 행들 및 H_j의 나머지 행들을 포함하는 매트릭스들이고, J는 등화기들(554 및 555) 각각의 길이이다. f에 L 비제로(non-zero) 탭들만을 갖는 제약들을 강요하는 것은 f_R의 각 요소를 0으로 설정하는 것을 암시하고, 차례로, 다음을 암시한다.

[수학식 3]

H_Rg = 0

여기에서,

[수학식 4]

H_R = [H_1,R H_2,R], 및

상기 벡터 또는 필터, g(g에서의 각 엔트리는 디지털 필터에서의 탭으로서 간주될 수 있기 때문에)는 다수의 등화 함수들, 즉 g₁ 및 g₂ 각각을 포함하는 복합 등화 함수이다. 상기 벡터 g를 결정함으로써, 본 발명은 또한 g₁ 및 g₂ 각각을 결정한다.

f는 L 비-제로 탭들만 가진다는 제약을 만족시키기 위하여, 매트릭스 H_R은 널 스페이스(null space)를 가져야 한다. 즉, H_R은 상기 제약 I + J - L -1 < 2J를 만족시켜야 한다. 이 조건은 J를 적절히 선택함으로써 달성될 수 있다. 수학식 3은 'M_d = I + J - L -1' 의 제한되거나 종속적인 변수들 및 'M_f= J + L + 1 - I' 의 자유롭거나 독립적인 변수들을 포함한다('M_d' 및 'M_f'는 상기 변수 'M'과 관련되지 않는다). 그래서 상기 벡터 g는

로서 표현될 수 있는데, g_f 및 g_d는 각각 벡터이고 각각 g의 첫번째 'M_f' (자유로운) 엔트리들 및 g의 나머지 'M_d' (종속적인) 엔트리들을 포함한다. 유사하게, 수학식 4에서의 매트릭스 H_R은 H_R=[H_f H _d]로서 표현될 수 있는데, H_f는 매트릭스 H_R의 첫번째 M_f 열들을 포함하는 매트릭스이고 H_d는 H_R의 나머지 M_d 열들을 포함하는 매트릭스이다. 그러면 수학식 3은 다음과 같이 재작성될 수 있다.

[수학식 5]

H_fg_f + H_dg_d = 0 또는 g_d = -H_d ^-1H_fg_f

매트릭스 H_d는 항상 정방형이고 완전 랭크(full rank)이다. 따라서,

[수학식 6]

f_L = (H'_1,L -H'_2,L H_d ^-1H_f)g_f = A(h₁, h₂)g_f

여기에서, H'_1,L 및 H'_2,L은 각각 H₁에서의 첫번째 L행들 및 H₂에서의 첫번째 L 행들을 포함하는 매트릭스들이다. 그러면, 등화기들(554(예를 들어 g₁) 및 555(예를 들어 g₂)) 각각에 대응하는 상기 디지털 필터 표현들 또는 등화 함수들은 다음과 같이 작성될 수 있다.

[수학식 7a]

[수학식 7b]

g₁=[g(1) g(2) ... g(J)]^T, g₂=[g(J+1) g(J+2) ... g(2J)]^T

유한한 수의 해법들이 수학식 3에서의 제약을 만족시킬 수 있는 등화기들(554 및 555)에 대해 존재한다. 그러면 등화기들(554 및 555)은 수학식 7a 및 수학식 7b의 포맷에서 어떤 g에 기초하여 구성될 수 있는데, 벡터들 g₁ 및 g₂에서의 각 엔트리는 각 등화기 또는 등화 함수(554 및 555)에서의 탭에 대응한다.

등화기들(554 및 555)을 결정하기 위한 상술된 기술은 노이즈 증대 문제를 고려하지 않는다. 노이즈 증대는 상술된 기술에 의해 결정되고 복합 통신 채널(700)을 생성하는, 통신 시스템(500)에 포함된 등화기들이 하나 이상의 부반송파들에서 신호 널들(nulls)을 생성할 때 초래된다. 상기 널들은 상기 등화기들 자체에 존재하지 않고 수학식들 7a 및 7b에 의해 다루어지지 않는다. 각 널은 상기 널에 대응하는 부반송파에서의 신호 성분의 저하를 야기하지만 노이즈 성분의 동일한 저하를 야기하지는 않는다. 그 결과, 각 널은 상기 부반송파에서 노이즈를 상당히 증대시켜서, 통신 시스템(500)의 성능을 저하시킨다. 그러므로, 본 발명은 선택된 필터 g가 바람직하지 않은 신호 널들을 생성할 가능성을 감소시키기 위하여 수신측(562) 또는 수신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308)에 의해 등화기 최적화를 제공한다. 하지만, 등화기 최적화는 본 발명에 필수적이지는 않아서 본 발명의 대안적인 실시예에서 등화기 최적화는 포함되지 않는다.

신호 처리 유닛(308)은, f가 L 비-제로 탭들만을 가진다는 제약을 조건으로 하여, 수학식들 7a 및 7b에 대한 유한한 수의 해법들중에서 최적의 복합 등화 함수 g를 선택함으로써 등화기들(554 및 555)의 (주어진 SNR에 대한 패킷 에러율에 의해 측정되는 바와 같은) 성능을 최적화한다. 최적의 복합 등화 함수 g를 선택하는데 있어서, 복합 등화 함수 g에 대한 제약들을 만족시키는 모든 가능한 복합 등화 함수들보다는, 한정된 범위의 가능한 복합 등화 함수들만이 고려될 필요가 있다.

노이즈 증대 문제는 SNR와 역으로 관련된다. 그 결과, 상기 노이즈 증대 문제는 복합 등화 함수 g의 채용에 기인하는 최소 부반송파 SNR를 최대화함으로써 다루어 질 수 있다. 도 8은 복합 등화 함수 g의 채용에 기인한 최소 부반송파 SNR를 최대화함으로써 최적의 부반송파를 선택하는 실시예를 도시한 표(800)이다. 표(800)는 단지 본 발명의 원리들을 설명하는 목적으로 제공되고 어떤 식으로든 본 발명을 제한하는 것을 의도하지는 않는다.

표(800)의 각 세로줄은 한정된 범위의 N_f 복합 등화 함수들(g_f)에서의 복합 등화 함수, g_fi, i=1,..., N_gf에 대응한다. 표(800)의 각 가로줄은 통신 시스템(500)에서 정보를 송신하는데 사용되는 다수의 부반송파들 중 하나의 부반송파에 대응한다. 상기 N_f 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해, 수신 통신 장치의 신호 처리 유닛(308), 바람직하기로는 수신 통신 장치의 부반송파 측정 블록(552)은 상기 수신 통신 장치에 의해 수신된 신호에 포함된 'n' 부반송파들의 각 부반송파에 대한 SNR를 결정한다. 즉, 제1 복합 등화 함수 g_f1에 대해, 신호 처리 유닛(308)은 상기 'n' 부반송파들중 제1 부반송파에 대한 제1 SNR(즉, SNR₁(g_f1)), 상기 'n' 부반송파들중 제2 부반송파에 대한 제2 SNR(즉, SNR₂(g_f1)), 상기 'n' 부반송파들중 제3 부반송파에 대한 제3 SNR(즉, SNR₃(g_f1)) 등등을 결정한다. 유사하게, 제2 복합 등화 함수 g_f2에 대해, 신호 처리 유닛(308)은 제1 부반송파에 대한 SNR(즉, SNR₁(g_f2), 제2 부반송파에 대한 SNR(즉, SNR₂(g_f2)), 제3 부반송파에 대한 SNR(즉, SNR₃(g_f2)) 등등을 결정한다. SNR들의 유사한 결정은 각 복합 등화 함수, g_fi, i=1, ..., N_gf에 대해 행해진다.

그다음 신호 처리 유닛(308)은 각 복합 등화 함수 g_fi에 대해, 상기 결정된 SNR들 중에서 최소 SNR를 결정한다. 예를 들어, 복합 등화 함수 g_f1에 대해, 신호 처리 유닛(308)은 SNR_j(g_f1), j=1, ..., n 중에서 최소 SNR를 결정한다. 복합 등화 함수 g_f1에 대한 최소 SNR(예를 들어, SNR₁(g_f1))는 SNR_min(g _f1)로서 지정될 수 있다. 복합 등화 함수 g_f2에 대해, 신호 처리 유닛(308)은 SNR_j(g_f2), j=1, ..., n 중에서 최소 SNR를 결정하고, 복합 등화 함수 g_f2에 대한 최소 SNR를 SNR_min(g_f2)로서 지정한다. 복합 등화 함수 g_f3에 대해, 신호 처리 유닛(308)은 SNR_j(g_f3), j=1, ..., n 중에서 최소 SNR를 결정하고, 복합 등화 함수 g_f3에 대한 최소 SNR를 SNR_min(g_f3)로서 지정한다. 그다음 신호 처리 유닛(308)은 상기 복합 등화 함수 g_fi, i=1, ..., N_gf 각각에 대해 결정된 상기 최소 SNR들을 서로 비교하고 상기 최소 SNR들 중에서 최대 SNR를 결정한다. 즉, 신호 처리 유닛(308)은 각 SNR_min(g_fi), i=1, ..., N_gf를 서로 비교하고 상기 SNR_min(g_fi)들중에서 최대 SNR를 결정한다. 그다음 신호 처리 유닛(308)은 상기 SNR_min(g_fi)들중에서 최대 SNR에 대응하는 복합 등화 함수를 선택하고 상기 선택된 복합 등화 함수를 사용하여 수학식들 7a 및 7b에 따라 등화기들(554 및 555)을 구성한다.

예를 들어, n번째 부반송파의 SNR는 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 8]

여기에서, F는 f의 FFT이고 F = [F₁ F₂ ... F_N]^T = FFT{f,N} = Γ_JA(h₁,h₂)g_fi = Λg_fi로서 표현될 수 있다. 유사하게, G₁ 및 G₂는 각각 g₁ 및 g₂의 FFT이고 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 9a]

G₁ = FFT{g₁, N} = Wg_fi

[수학식 9b]

G₂ = FFT{g₂, N} = Yg_fi

그다음 수학식 8의 표현은 다음과 같이 동등하게 작성될 수 있다.

[수학식 10]

여기에서,

은 열 벡터(column vector)로서 적층된 각각 매트릭 스 Λ, W 및 Y 각각에서의 n번째 행이다.

신호 처리 유닛(308)은 상기 다수의 복합 등화 함수들 g_fi 각각에 대한 다음 제약을 조건으로 하여, 상기 다수의 필터들 각각에 대한 최대값(

)을 결정함으로써 다수의 복합 등화 함수들(g_fi)중 하나의 선택에 기인하는 최소 SNR를 최대화한다.

[수학식 11]

여기에서, n = 0,1, ..., N-1 이다.

일반적으로, 상기 매트릭스 W_n은 한정되어 있지 않다. 초기에

에 지정된 값은 초기에 시스템(500)의 설계자에 달려 있다. 어떤 특정 'n'에 대해, 관련된 매트릭스 W_n이 네거티브로 한정되는 경우, 수학식 1에서의 문제에 대한 아무런 해답도 없고

에 지정된 값은 감소되어야 한다. 모든 부반송파 'n'에 대해, 관련된 매트릭스 W_n이 포지티브로 한정되는 경우, 어떤 g_fi도 작용할 것이다. 비한정 경우에, 수학식 11에 대한 해답은 이용가능할 수 있거나 이용가능할 수 없다. 수학식 11에 의해 부과된 제약을 만족시키는

가 존재하는 경우,

는 증가될 수 있고 상기 값

에 대한 최대값이 달성될 때까지 각 부반송파 'n'에 대해 SNR_n(g_fi)가 다시 결정될 수 있다. 그래서

에 대해 가장 큰 값을 산출하는 복합 등화 함수들(g_fi)은 등 화기들(554 및 555)을 구성하기 위하여 신호 처리 유닛(308)에 의해 사용된다.

본 발명의 다른 실시예에 있어서, 다수의 복합 등화 함수들(g_f)의 각 복합 등화 함수에 대해 결정된 최소 부반송파 SNR의 최대화는 다음 최대화 수학식에 의해 표현될 수 있다.

[수학식 12]

여기에서 C는 복소수 집합이다. 수학식 12에 대한 단순한 분석적 해답도 존재하지 않는다. 하지만, 당업자는 수많은 최적화 방법들 중 어떤 것도 수용가능한 서브-최적 해답을 제공할 수 있다는 것을 이해한다.

예를 들어, 서브-최적 해답은 복합 등화 함수들의 서브스페이스

상에서, 즉 모든 가능한 g들 상에서 수학식 12를 푸는 대신에, 한정된 세트의 다수의 복합 등화 함수들 g_f상에서 수학식 12를 푸는 것에 의해 획득될 수 있다. 서브스페이스

는 미리 정해지고 수신 통신 장치에 알려져 있다. 시뮬레이션들은 서브스페이스

의 선택이 시스템(500)의 성능에 중대하지 않다는 것을 보여주고, 아주 충분한 양의 임의로 또는 무작위적으로 선택된 복합 등화 함수 g가 사용되는 경우 수용가능한 복합 등화 함수가 발견될 수 있다는 것을 보여준다. 신호 처리 유닛(308)은 어떤 양 'S'의 고정된 복합 등화 함수들(g_f)을 선택하는데, 여기에서 'S'는 상기 서브스페이스

의 농도(cardinality)(즉, 요소들의 수)이다. 복합 등화 함수들(g_f) 의 집합에서 각 복합 등화 함수(g_fi)에 대해, 신호 처리 유닛(308)은 각 부반송파의 SNR, 즉 n=0, 1, ..., N-1일 때 SNR_n(g_fi)를 결정한다. 더욱이, 각 복합 등화 함수, g_fi에 대해, 신호 처리 유닛(308)은 n_min(g_fi), 즉 SNR_n(g_fi)가 최소인 부반송파를 결정한다. 상기 n_min(g_fi) 부반송파에 대한 SNR_n은 SNR_n,min(g _fi)로 표시된다. 그다음 g의 서브-최적 결정, 즉, g_opt는 SNR_n,min(g_fi)가 최대인 복합 등화 함수 g _fi이다. 그다음 결정된 g_opt는 등화기들(554 및 555) 각각을 구성하기 위하여 신호 처리 유닛(308)에 의해 필터 g로서 사용된다.

다른 예로서, 각 부반송파 'n'에 대한 SNR을 결정함으로써 수학식 12를 푸는 대신에, 그리고 최적 복합 등화 함수 g를 결정하는 프로세스의 복잡성을 감소시키기 위하여, 수학식 8에 의해 설명된 바와 같은 SNR_n의 분자, 즉

만이 각 복합 등화 함수 g_fi에 관하여 각 부반송파를 위해 결정될 수 있다. 각 복합 등화 함수 g_fi에 대해, n_min(g_fi)는

이 최소인 부반송파이다. 상기 n_min(g_fi) 부반송파에 대한

은

로 표시된다. g의 서브-최적 결정, 즉 g_opt는

이 최대인 복합 등화 함수 g_fi이다. 그다음 결정된 g_opt는 등화기들(554 및 555) 각각을 구성하기 위하여 신호 처리 유닛(308)에 의해 사용된다.

등화기들(554 및 555)에 의해 생성된 신호들은 각각 가산기(558)로 전달된 다. 가산기(558)는 상기 신호들을 결합하고 상기 결합된 신호를 순환 프리픽스(C/P) 제거기(524)로 전달한다. C/P 제거기(524)는 C/P 부가기(514)에 의해 상기 신호에 부가된 순환 프리픽스를 제거한다. C/P 제거기(524)는 상기 순환 프리픽스없는 신호를 S/P 변환기(526)로 전달한다. S/P 변환기(526)는 상기 순환 프리픽스없는 신호를 직렬 형태에서 병렬 형태로 변환하고, 다수의 병렬 변조된 부반송파들을 출력한다. 상기 다수의 병렬 변조된 부반송파들은 S/P 변환기(526)에 의해 직교 변조기(510)에서 사용되는 다수의 직교 함수들에 기초하여 송신된 정보를 복조하는, 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 고속 푸리에 변환(FFT)과 같은 직교 복조기(528)로 전달된다. 직교 복조기(528)의 출력은 상기 다수의 변조된 부반송파들에 기초하는 다수의 병렬 심볼들을 포함하는데, 상기 다수의 병렬 심볼들의 각 심볼은 송신측(560)에서 사용된 무리중 M 가능한 심볼들로부터 뽑혀진다.

직교 복조기(508)는 상기 다수의 병렬 심볼들을 P/S 변환기(532)로 전달한다. P/S 변환기(532)는 심볼 스트림을 생성하기 위하여 상기 심볼들을 병렬 형태에서 직렬 형태로 변환하고 상기 심볼 스트림을 역 심볼 매퍼(532)로 전달한다. 역 심볼 매퍼(532)는 상기 신호 무리로부터 주어진 심볼을 입력으로서 취하고 그것을 복호기(534)로의 입력에 적합한, 일 집합의 log₂(M) 이진 값들 또는 비트들로 변환한다. 그다음 역 심볼 매퍼(532)에 의해 생성된 비트들은 복호기(534)로 전달된다. 복호기(534)는 수신된 데이터가 최적으로 에러가 없는, 데이터 수신부(616)와 같은, 적합한 데이터 수신부(536)에 수신된 데이터를 제공하기 위하여 에러 정정 코 드에 기초하여 상기 비트 스트림을 복호화한다.

본 발명의 다른 실시예에서, 부반송파 측정 블록(552)은 g_f의 결정에 기초하여 부반송파 억압 정보를 결정할 수 있다. g_f의 결정후, 등화기들(554 및 555)이 만들어지고 SNR_n(g_f) 또는 대안적으로

가 각 부반송파 'n'에 대해 결정되는데, n=0, 1, ..., N-1이다. 일 실시예에서, 소정수의 최악의 수행 부반송파들, 즉 가장 낮게 결정된 SNR_n(g_f) 또는

를 갖는 부반송파들이 억압을 위해 선택된다. 다른 실시예에서, 각 부반송파에 대해 결정된 SNR_n(g_f) 또는

는 각 SNR_n(g_f) 임계값 또는

임계값과 비교된다. 상기 임계값과 불리하게 비교되는 (즉, 상기 임계값 미만인) 부반송파들은 억압을 위해 선택된다. 그다음 선택된 부반송파들을 포함하는 부반송파 억압 정보는 상술된 바와 같이 부반송파 측정 블록(552)에 의해 부반송파 억압 블록(550)으로 전달된다.

일반적으로, 다수의 안테나들 및 다수의 등화기들을 사용함으로써, 본 발명은 단일 안테나 및 단일 등화기의 사용에서 이용가능한 심볼간 간섭 감소를 능가하는 개선된 심볼간 간섭(ISI) 감소를 더 제공한다. 다중 안테나 실시예에서, 다수의 안테나들(564, 565)의 각 안테나는 다수의 등화기들(554, 555)중 하나와 관련된다. 각 등화기(554, 555)는 벡터 또는 필터, g를 결정함으로써 결정되는데,

이다. 벡터들 g₁ 및 g₂ 각각에서의 엔트리들은 각각 등화기들(554 및 555) 각각에서의 탭들에 대응하고, 각 등화기는 표시된 탭들을 구현함으로써 실현될 수 있다. 벡터 g의 결정은 OFDM 신호가 송신되는 통신 채널(540)과 결합될 때, 기껏해야 허용가능한 지연 레벨의 다중경로 지연을 갖는 복합 통신 채널(700)이 생성되도록 행해진다. 바람직하기로는, 상기 복합 통신 채널(700)이 설계되는 허용가능한 지연은 상기 송신된 OFDM 신호에 부가된 순환 프리픽스의 길이이다.

복합 통신 채널(700)에 의해 생성된 부반송파 널들(nulls)에 기인하여 상기 다중 안테나 실시예에서 노이즈 증대의 가능성이 존재한다. 그러므로, 본 발명은 이러한 널들을 생성하기 위하여 한정된 범위의 가능한 필터들 g중에서 가장 작을 것 같은 필터인 최적 필터 g를 선택하는 최적화 프로세스를 더 제공한다. 상기 최적화 프로세스는 한정된 범위의 가능한 필터들에서의 각 필터의 구현에 기인한 부반송파 SNR들의 결정을 제공하고 각 필터와 관련된 부반송파 SNR들에 기초한 필터를 선택하는 것을 제공한다. 바람직하기로는, 상기 선택 프로세스는, 당업자가 SNR에 기초하여 최적 필터를 선택하는데 사용될 수 있는 많은 다른 방법들이 존재한다는 것을 이해할지라도, 상기 필터의 최악의 SNR(즉, 다수의 부반송파들 각각에 대해 결정된 상기 SNR들중 최소 SNR)에 대해 가장 큰 값을 생성하는 필터의 선택을 포함한다. 예를 들어, 대안적인 선택 프로세스는 소정의 SNR 임계값 아래의 가장 적은 부반송파 SNR 값들을 생성하는 필터를 선택할 수 있다.

도 9는 통신 시스템에 의해 수행되는 단계들의 논리 흐름도(900)인데, 상기 시스템은 다수의 통신 장치들을 포함하고 본 발명에 따라 송신된 신호에서 에러를 감소시키는데 있어서, 다수의 직교 부반송파들을 갖는 송신된 신호를 더 포함한다. 바람직하기로는, 상기 통신 시스템은 무선 통신 시스템이고, 상기 신호가 상기 다수의 통신 장치들중 송신 통신 장치로부터 상기 다수의 통신 장치들중 수신 통신 장치로 송신될 때 상기 송신된 신호에 다중경로 지연이 야기된다. 상기 다수의 통신 장치들중 제1 통신 장치가 부반송파 억압 정보를 결정하고(902) 상기 부반송파 억압 정보를 상기 다수의 통신 장치들중 제2 통신 장치로 송신할 때(903) 상기 논리 흐름이 시작된다(901).

본 발명의 일 실시예에서, 부반송파 억압 정보를 결정하는 단계(902)는 다수의 신호 품질 메트릭들을 생성하기 위하여 다수의 직교 부반송파들의 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정하는 단계를 포함한다. 그다음 상기 제1 통신 장치는 상기 다수의 신호 품질 메트릭들에 기초하여 상기 제2 통신 장치로 부반송파 억압 정보를 송신한다(903). 본 발명의 대안적인 실시예에 있어서, 다수의 신호 품질 메트릭들을 생성하는 것에 부가하여, 부반송파 억압 정보를 결정하는 단계(902)는 비교 결과를 생성하기 위하여 적어도 하나의 결정된 신호 품질 메트릭을 신호 품질 메트릭 임계값과 비교하는 단계를 더 포함한다. 그다음 상기 제1 통신 장치는 상기 비교 결과에 기초하여 부반송파 억압 정보를 송신한다(903). 본 발명의 다른 대안적인 실시예에 있어서, 다수의 신호 품질 메트릭들을 생성하는 것에 부가하여, 상기 부반송파 억압 정보를 결정하는 단계(902)는 상기 다수의 신호 품질 메트릭들에 기초하여 다수의 직교 부반송파들의 순서를 결정하는 단계를 더 포함한다. 그다음 상기 제1 통신 장치는 상기 결정된 순서에 기초하여 부반송파 억압 정보를 송신한다(903). 본 발명의 다른 실시예에 있어서, 부반송파 억압 정보를 결정하는 단계(902)는 상기 제1 통신 장치에 의해, 송신된 전력 레벨을 소정의 전력 레벨 임계값 아래로 감소시키기 위하여 억압을 위한 직교 부반송파들의 양을 결정하는 단계를 포함한다. 그다음 상기 제1 통신 장치는 상기 결정된 직교 부반송파들의 양에 기초하여 부반송파 억압 정보를 송신한다(903).

상기 제2 통신 장치는 송신된 부반송파 억압 정보를 수신한다(904). 상기 송신된 부반송파 억압 정보가 부반송파의 억압을 나타내지 않는 경우(905), 상기 제2 통신 장치는 다수의 억압되지 않은 직교 부반송파들을 포함하는 신호를 송신한다(907). 상기 송신된 부반송파 억압 정보가 상기 다수의 직교 부반송파들중 적어도 하나의 직교 부반송파가 억압되어야 함을 나타내는 경우(905), 상기 제2 통신 장치는 적어도 하나의 억압된 부반송파 및 적어도 하나의 억압되지 않은 부반송파를 생성하기 위하여 적어도 하나의 직교 부반송파를 억압한다(906). 그다음 상기 제2 통신 장치는 적어도 상기 억압되지 않은 부반송파를 나타내는 신호를 송신한다(907). 바람직하기로는, 적어도 하나의 부반송파가 억압된 경우, 대안적으로 상기 적어도 하나의 억압된 부반송파가 송신될 수 없을지라도, 상기 적어도 하나의 억압된 부반송파는 또한 상기 제2 통신 장치에 의해 송신된다. 상기 제1 통신 장치는 수신 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 통신 장치에 의해 송신된 신호를 수신한다(908). 상기 제1 통신 장치는 상기 수신된 신호의 다중경로 지연이 허용가능한 레벨을 초과하는 경우, 바람직하기로는 상기 지연이 상기 제1 통신 장치에 의해 상기 수신된 신호에 부가된 순환 프리픽스의 길이를 초과하는 경우, 상기 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키도록 의도된 적어도 하나의 등화 함수를 결정한다(909). 그다음 상기 제1 통신 장치는 상기 적어도 하나의 결정된 등화 함수에 기초하여 수신된 신호를 처리하여(910), 상기 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키고 상기 수신된 신호에서 심볼간 간섭에 대한 가능성을 감소시키며, 상기 논리 흐름이 종료된다(911).

바람직하기로는 적어도 하나의 등화 함수를 결정하는 단계(909)는 통신 채널 전달 함수를 결정하는 단계와 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수를 결정하는 단계를 포함한다. 바람직하기로는 상기 결정 단계(909)는, 상기 통신 채널 전달 함수와 상기 등화 함수의 컨벌루션이 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수를 생성하도록, 상기 통신 채널 전달 함수와 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수에 기초하여적어도 하나의 등화 함수를 결정하는 단계를 더 포함한다. 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수는 허용가능한 다중경로 지연, 바람직하기로는 송신된 OFDM 신호에 부가된 순환 프리픽스의 길이와 대략 동일한 지연을 포함한다. 상기 적어도 하나의 등화 함수는 상기 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연을 초과하는 경우 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시킨다.

본 발명의 대안적인 실시예들에 있어서, 본 발명은 단계들(902 및 903)을 수행하는 상기 제1 통신 장치를 포함할 수 있는데, 부반송파 억압 정보는 신호 품질 메트릭 결정들에 기초하고, 상기 제2 통신 장치는 단계들(904 내지 907)을 수행하거나, 상기 제1 통신 장치는 단계(909)를 수행하거나, 상기 제1 통신 장치는 단계들(908 내지 910)을 수행하거나 그들의 어떤 조합이 될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 있어서, 수신 통신 장치는 다수의 안테나들을 포함 하고, 적어도 하나의 등화 함수를 결정하는 단계(909)는 다수의 등화 함수들을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 다수의 등화 함수들의 각 등화 함수는 상기 다수의 안테나들의 안테나와 관련된다. 도 10은 상기 다수의 등화 함수들이 복합 등화 함수에 포함될 때 다수의 등화 함수들을 결정하는 단계(909)에 포함되는 단계들의 논리 흐름도(1000)이다. 상기 논리 흐름도는 수신 통신 장치가 다수의 복합 등화 함수들(예를 들어, g_fi, i=1, ..., N_gf)을 결정할 때(1002) 시작되는데(1001), 상기 다수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수는 다수의 등화 함수들(예를 들어, g₁ 및 g₂)을 포함한다. 각 복합 등화 함수에 포함된 상기 다수의 등화 함수들은 수신된 신호의 다중경로 지연이 허용가능한 레벨을 초과하는 경우 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키도록 의도된다. 그다음 수신 통신 장치는 각 복합 등화 함수에 대해, 상기 수신 통신 장치에 의해 수신된 신호에 포함된 적어도 하나의 부반송파에 대응하는 적어도 하나의 SNR를 결정함으로써 다수의 SNR들을 생성한다. 상기 결정된 SNR들에 기초하여, 상기 수신 통신 장치는 상기 다수의 복합 등화 함수들중에서 하나의 복합 등화 함수를 선택하고(1004), 상기 논리 흐름은 종료된다(1005). 도 9에서 상기 적어도 하나의 등화 함수들에 기초하여 수신된 신호를 처리 단계(910)는 선택된 복합 등화 함수에 포함된 등화 함수들에 기초하여 수신된 신호를 처리하는 단계를 포함한다.

바람직하기로는, 복합 등화 함수를 선택하는 단계(1004)는 다음 단계들을 포함한다. 다수의 복합 등화 함수들 각각에 대응하는 최소 SNR(예를 들어, SNR_n,min(g_fi))는 다수의 최소 SNR들을 생성하도록 결정된다. 상기 다수의 최소 SNR들의 각 최소 SNR는 다수의 비교 결과들을 생성하기 위하여 다른 최소 SNR들과 비교된다. 상기 다수의 비교 결과들에 기초하여, 가장 큰 최소 SNR가 결정된다. 그다음 상기 결정된 가장 큰 최소 SNR에 대응하는 복합 등화 함수(예를 들어, g_opt)는 수신된 신호를 처리하기(910) 위하여 선택된다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 적어도 하나의 SNR를 결정하는 단계(1003)는 다수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해 다수의 SNR들을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 다수의 SNR들 각각은 상기 수신 통신 장치에 의해 수신된 신호에 포함된 다수의 부반송파들의 상이한 부반송파에 대응하며, 복합 등화 함수를 선택하는 단계(1004)는 다음 단계들을 포함할 수 있다. 상기 다수의 복합 등화 함수들 각각에 대한 각 결정된 SNR는 SNR 임계값과 비교된다. 그다음 상기 임계값과 불리하게 비교되는 가장 적은 SNR 결정들을 산출하는 복합 등화 함수가 상기 수신된 신호를 처리하기(910) 위하여 선택된다.

요컨대, 본 발명은 다수의 직교 부반송파들을 통한 사용자 정보의 전송을 포함하는 직교 변조 방식을 사용하는 통신 시스템에서의 에러 감소를 위한 방법 및 장치를 제공한다. 에러 감소의 제1 계층은 송신된 신호의 왜곡을 야기할 수 있는 하나 이상의 부반송파들의 억압을 제공한다. 에러 감소의 제1 계층과 함께 사용될 수 있거나 사용될 수 없는 에러 감소의 제2 계층은 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연, 바람직하기로는 상기 신호에 부가된 순환 프리픽스의 길이를 초과하 는 경우 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키기 위하여 수신된 신호의 등화를 제공한다. 상기 에러 감소의 제1 계층 및 제2 계층은 부반송파들의 직교성을 보존하는 것을 도와주는데, 상기 직교성은 수신된 신호로부터 사용자 정보를 정확하게 추출하는데 중요하다.

본 발명이 본 발명의 특정 실시예들을 참조하여 특히 도시되고 설명되었을지라도, 형태 및 상세의 다양한 변경들이 본 발명의 정신 및 범위를 벗어남없이 행해질 수 있다는 것은 당업자에 의해 이해될 것이다.

Claims

복수의 통신 장치들 및 복수의 직교 부반송파들을 포함하는 통신 시스템에서의 에러 감소 방법에 있어서,

상기 복수의 통신 장치들 중 제1 통신 장치에 의해, 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키는 등화 함수를 결정하는 단계;

상기 복수의 통신 장치들 중 제2 통신 장치에 의해, 부반송파 억압 정보를 수신하는 단계;

상기 제2 통신 장치에 의해, 억압된 부반송파와 억압되지 않은 부반송파를 생성하기 위하여 상기 수신된 부반송파 억압 정보에 기초하여 상기 복수의 직교 부반송파들 중 한 직교 부반송파를 억압하는 단계;

상기 제2 통신 장치에 의해, 송신 신호를 생성하기 위하여 상기 적어도 하나의 억압되지 않은 부반송파를 포함하는 신호를 송신하는 단계;

상기 제1 통신 장치에 의해, 수신 신호를 생성하기 위하여 상기 송신된 신호를 수신하는 단계; 및

상기 결정된 등화 함수에 기초하여 상기 수신된 신호를 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제1항에 있어서,

상기 제1 통신 장치에 의해, 복수의 신호 품질 메트릭들(metrics)을 생성하 기 위하여 상기 복수의 직교 부반송파들의 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정하는 단계; 및

상기 제1 통신 장치에 의해, 상기 복수의 신호 품질 메트릭들에 기초하여 부반송파 억압 정보를 송신하는 단계를 더 포함하고,

상기 제2 통신 장치에 의해 수신된 상기 부반송파 억압 정보는 상기 제1 통신 장치에 의해 송신된 상기 부반송파 억압 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제2항에 있어서, 상기 결정된 신호 품질 메트릭들에 기초하여 상기 복수의 직교 부반송파들의 순서를 결정하는 단계를 더 포함하고, 상기 부반송파를 억압하는 단계는 적어도 하나의 억압된 부반송파와 적어도 하나의 억압되지 않은 부반송파를 생성하기 위하여 상기 결정된 순서에 기초하여 상기 복수의 직교 부반송파들의 부반송파를 억압하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제2항에 있어서, 비교 결과를 생성하기 위하여 적어도 하나의 결정된 신호 품질 메트릭을 신호 품질 메트릭 임계값과 비교하는 단계를 더 포함하고, 상기 부반송파를 억압하는 단계는 적어도 하나의 억압된 부반송파와 적어도 하나의 억압되지 않은 부반송파를 생성하기 위하여 상기 비교 결과에 기초하여 상기 복수의 정보 운반 부반송파들 중 한 정보 운반 부반송파를 억압하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제1항에 있어서, 송신된 전력 레벨을 소정의 전력 레벨 임계값 미만으로 감소시키기 위하여 억압을 위한 직교 부반송파들의 양을 결정하는 단계를 더 포함하고, 상기 직교 부반송파를 억압하는 단계는 적어도 하나의 억압된 부반송파와 적어도 하나의 억압되지 않은 부반송파를 생성하기 위하여 상기 결정된 양의 직교 부반송파들을 억압하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제1항에 있어서, 상기 등화 함수를 결정하는 단계는,

채널 전달 함수를 결정하는 단계;

요망되는 복합 통신 채널 전달 함수를 결정하는 단계; 및

상기 결정된 채널 전달 함수와 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수에 기초하여 등화 함수를 결정하는 단계를 포함하고,

상기 등화 함수는 상기 수신된 신호의 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연을 초과하는 경우 상기 수신된 신호의 상기 다중경로 지연을 감소시키는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제6항에 있어서, 상기 등화 함수와 상기 추정된 채널 전달 함수의 콘벌루션은 상기 허용가능한 다중경로 지연을 포함하는 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수를 생성하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제6항에 있어서, 상기 결정된 채널 전달 함수는 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수의 허용가능한 다중경로 지연보다 더 큰 다중경로 지연을 포함하고, 상기 등화 함수는 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제1항에 있어서, 상기 제1 통신 장치는 복수의 안테나들을 포함하고, 상기 등화 함수를 결정하는 단계는 상기 복수의 통신 장치들 중 제1 통신 장치에 의해, 상기 송신된 신호의 다중경로 지연을 함께 감소시키는 복수의 등화 함수들을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 수신하는 단계는 상기 제1 통신 장치에 의해, 복수의 수신 신호들을 생성하기 위하여 복수의 안테나들의 각 안테나를 통해 상기 송신된 신호를 수신하는 단계를 포함하며, 상기 처리 단계는 상기 제1 통신 장치에 의해, 상기 복수의 결정된 등화 함수들 중 결정된 등화 함수에 기초하여 상기 복수의 수신된 신호들의 각 수신된 신호를 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제9항에 있어서, 상기 복수의 등화 함수들을 결정하는 단계는,

복수의 복합 등화 함수들을 결정하는 단계;

상기 복수의 복합 등화 함수들 중 최적 복합 등화 함수를 결정하는 단계; 및

상기 최적 복합 등화 함수의 결정에 기초하여 복수의 등화 함수들을 결정하는 단계를 포함하며,

상기 복수의 등화 함수들의 각 복합 등화 함수는 상기 송신된 신호의 다중경로 지연을 함께 감소시키는 복수의 등화 함수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제10항에 있어서, 상기 최적 복합 등화 함수를 결정하는 단계는,

상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해, 결정된 신호 대 잡음비(SNR)들을 생성하기 위하여 상기 제1 통신 장치에 의해 수신된 신호의 적어도 하나의 부반송파에 대한 신호 대 잡음비를 결정하는 단계;

상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해, 상기 결정된 신호 대 잡음비들 중 최소 신호 대 잡음비를 결정하는 단계;

결정된 최대 신호 대 잡음비를 생성하기 위하여 상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해 결정된 상기 최소 신호 대 잡음비들 중 최대 신호 대 잡음비를 결정하는 단계; 및

상기 결정된 최대 신호 대 잡음비에 대응하는 상기 복합 등화 함수에 기초하여 최적 복합 등화 함수를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
복수의 직교 부반송파들을 포함하는 통신 시스템에서 에러 감소를 위한 방법에 있어서,

복수의 신호 메트릭들을 생성하기 위하여 상기 복수의 직교 부반송파들의 각 직교 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정하는 단계; 및

상기 복수의 신호 품질 메트릭들 중 한 신호 품질 메트릭에 기초하여 상기 복수의 직교 부반송파들 중 한 직교 부반송파를 억압하는 단계를 포함하고,

부반송파 억압 정보는 억압되지 않은 부반송파의 출력 레벨에 영향을 주지 않는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제12항에 있어서, 상기 직교 부반송파를 억압하는 단계는,

상기 복수의 직교 부반송파들의 순서를 결정하는 단계; 및

상기 결정된 순서에 기초하여 상기 복수의 직교 부반송파들 중 한 직교 부반송파를 억압하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제12항에 있어서, 상기 직교 부반송파를 억압하는 단계는,

비교 결과를 생성하기 위하여 상기 복수의 신호 품질 메트릭들 중 적어도 하나의 신호 품질 메트릭을 신호 품질 메트릭 임계값과 비교하는 단계; 및

상기 비교 결과에 기초하여 복수의 직교 부반송파들 중 한 직교 부반송파를 억압하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제12항에 있어서, 상기 통신 시스템은 사용자 정보를 송신하는 송신 통신 장치 및 사용자 정보를 수신하는 수신 통신 장치를 더 포함하고, 상기 신호 품질 메트릭을 결정하는 단계는 상기 수신 통신 장치에 의해 수행되며, 상기 부반송파를 억압하는 단계는 상기 송신 통신 장치에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
직교 변조 통신 시스템에서 에러 감소를 위한 방법에 있어서,

복수의 직교 부반송파들을 포함하는 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시킬 수 있는 등화 함수를 결정하는 단계; 및

상기 계산된 등화 함수에 기초하여 상기 수신된 신호의 지연을 감소시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제16항에 있어서, 상기 등화 함수를 결정하는 단계는,

채널 전달 함수를 결정하는 단계;

요망되는 복합 통신 채널 전달 함수를 결정하는 단계; 및

상기 결정된 채널 전달 함수 및 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수에 기초하고 수신된 신호의 다중경로 지연을 감소시키는 등화 함수를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제17항에 있어서, 상기 등화 함수와 상기 추정된 채널 전달 함수의 콘벌루션은 허용가능한 다중경로 지연을 포함하는 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수를 생성하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제17항에 있어서, 상기 결정된 채널 전달 함수는 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수의 허용가능한 다중경로 지연보다 더 큰 다중경로 지연을 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제17항에 있어서, 상기 등화 함수를 결정하는 단계는, 상기 수신된 신호의 다중경로 지연을 함께 감소시키는 상기 결정된 채널 전달 함수와 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수에 기초하는 복수의 등화 함수들을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제20항에 있어서, 상기 복수의 등화 함수들을 결정하는 단계는,

복수의 복합 등화 함수들을 결정하는 단계;

상기 복수의 복합 등화 함수들 중 최적 복합 등화 함수를 결정하는 단계; 및

상기 최적 복합 등화 함수의 결정에 기초하여 복수의 등화 함수들을 결정하는 단계를 포함하며,

상기 복수의 등화 함수들의 각 복합 등화 함수는 상기 수신된 신호의 다중경로 지연을 함께 감소시키는 복수의 등화 함수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
제21항에 있어서, 상기 최적 복합 등화 함수를 결정하는 단계는,

상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해, 결정된 신호 대 잡음비(SNR)들을 생성하기 위하여 직교 주파수 분할 다중 신호의 적어도 하나의 부 반송파에 대한 신호 대 잡음비를 결정하는 단계;

상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해, 상기 결정된 신호 대 잡음비들 중 최소 신호 대 잡음비를 결정하는 단계;

결정된 최대 신호 대 잡음비를 생성하기 위하여 상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해 결정된 상기 최소 신호 대 잡음비들 중 최대 신호 대 잡음비를 결정하는 단계; 및

상기 결정된 최대 신호 대 잡음비에 대응하는 상기 복합 등화 함수에 기초하여 최적 복합 등화 함수를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 에러 감소 방법.
복수의 직교 부반송파들을 포함하는 신호를 수신하는 수신기;

상기 수신기에 연결되며, 상기 수신기로부터 상기 복수의 직교 부반송파들을 수신하고, 상기 복수의 직교 부반송파들의 각 부반송파에 대한 신호 품질 메트릭을 결정하며, 상기 결정된 신호 품질 메트릭들에 기초하여 부반송파 억압 정보를 결정하는 신호 처리 유닛; 및

상기 신호 처리 유닛에 연결되며, 상기 신호 처리 유닛으로부터 상기 부반송파 억압 정보를 수신하고 상기 수신된 부반송파 억압 정보를 송신하는 송신기를 포함하고,

상기 부반송파 억압 정보는 억압되지 않은 부반송파의 출력 레벨에 영향을 주지 않는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제23항에 있어서, 상기 부반송파 억압 정보는 상기 결정된 신호 품질 메트릭 들을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제23항에 있어서, 상기 신호 처리 유닛과 관련되며 신호 품질 메트릭 임계값을 저장하는 메모리를 더 포함하고, 상기 신호 처리 유닛은 추가로 상기 메모리로부터 상기 신호 품질 메트릭 임계값을 검색하고 비교 결과를 생성하기 위하여 적어도 하나의 결정된 신호 품질 메트릭을 상기 신호 품질 메트릭 임계값과 비교하며, 상기 부반송파 억압 정보는 상기 비교 결과를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
사용자 정보가 복수의 직교 부반송파들상에 변조되는 직교 변조 방식을 포함하는 통신 시스템에서의 통신 장치에 있어서,

부반송파 억압 정보를 포함하는 신호를 수신하는 수신기로서, 상기 부반송파 억압 정보는 상기 복수의 직교 부반송파들의 각 직교 부반송파에 대해 결정되는 복수의 신호 품질 메트릭들에 기초하고 억압되지 않은 부반송파의 출력 레벨에 영향을 주지 않는 수신기;

상기 수신기에 연결되며, 상기 부반송파 억압 정보를 수신하고, 억압된 직교 부반송파를 생성하기 위하여 상기 부반송파 억압 정보에 기초하여 상기 복수의 직교 부반송파들 중 적어도 하나의 직교 부반송파를 억압하며, 데이터 송신부에 의해 소싱된 데이터를 수신하고, 변조된 억압되지 않은 직교 부반송파를 생성하기 위하여 복수의 직교 부반송파들 중 억압되지 않은 직교 부반송파상에 상기 데이터를 변조하는 신호 처리 유닛; 및

상기 신호 처리 유닛에 연결되며 상기 변조된 억압되지 않은 직교 부반송파를 송신하는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제26항에 있어서, 상기 신호 처리 유닛은 상기 적어도 하나의 직교 부반송파를 억압하기 전에 상기 복수의 직교 부반송파들의 각 직교 부반송파상에 상기 데이터를 변조하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
통신 채널이 송신된 신호에 다중경로 지연을 야기하는 통신 시스템에서의 통신 장치에 있어서,

복수의 직교 부반송파들을 포함하는 신호를 수신하는 수신기; 및

상기 수신기에 연결되며, 상기 통신 채널에 대응하는 전달 함수를 결정하고, 결정된 통신 채널 전달 함수에 기초하며 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연을 초과하는 경우 상기 다중경로 지연을 감소시키는 등화 함수를 결정하고, 상기 결정된 등화 함수에 기초하여 상기 신호를 처리하는 신호 처리 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제28항에 있어서, 상기 신호 처리 유닛에 의한 등화 함수의 결정은 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수를 결정하는 것 및 상기 통신 채널 전달 함수와 상기 요망되는 복합 통신 채널 전달 함수에 기초하여 등화 함수를 결정하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제28항에 있어서, 상기 복수의 직교 부반송파들을 포함하는 신호는 제1 신호를 포함하고, 상기 수신기는 추가로 복수의 직교 부반송파들을 포함하는 제2 신호를 수신하며, 상기 신호 처리 유닛은 상기 제1 신호에 포함된 상기 복수의 직교 부반송파들에 기초하여 부반송파 억압 정보를 결정하고 상기 결정된 부반송파 억압 정보를 상기 신호 처리 유닛에 연결된 송신기로 전달하며, 상기 송신기는 상기 부반송파 억압 정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제28항에 있어서, 상기 통신 장치는 복수의 안테나들을 더 포함하고, 상기 수신기에 의한 신호의 수신은 복수의 수신 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수의 안테나들의 각 안테나를 통해 송신된 신호를 수신하는 것을 포함하고, 상기 송신된 신호는 복수의 직교 부반송파들을 포함하며, 상기 신호 처리 유닛에 의한 등화 함수의 결정은 적어도 하나의 통신 채널 전달 함수의 결정에 기초하는 복수의 등화 함수들의 결정을 포함하고, 상기 복수의 등화 함수들은 상기 다중경로 지연이 허용가능한 다중경로 지연을 초과하는 경우 상기 송신된 신호의 다중경로 지연을 함께 감소시키며, 상기 신호 처리 유닛에 의한 상기 신호의 처리는 상기 복수의 결정된 등화 함수들 중 하나의 결정된 등화 함수에 기초하여 각 수신된 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제31항에 있어서, 상기 복수의 등화 함수들의 결정은 복수의 복합 등화 함수 들을 결정하는 것과, 상기 복수의 복합 등화 함수들 중에서 최적 복합 등화 함수를 결정하는 것 및 상기 최적 복합 등화 함수의 결정에 기초하여 복수의 등화 함수들을 결정하는 것을 포함하며, 상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수는 상기 송신된 신호의 다중경로 지연을 함께 감소시키는 복수의 등화 함수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
제32항에 있어서, 상기 최적 복합 등화 함수의 결정은 상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해, 결정된 신호 대 잡음비들을 생성하기 위하여 상기 통신 장치에 의해 수신된 신호의 적어도 하나의 부반송파에 대한 신호 대 잡음비를 결정하는 것과, 상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해 상기 결정된 신호 대 잡음비들중에서 최소 신호 대 잡음비를 결정하는 것과, 결정된 최대 신호 대 잡음비를 생성하기 위하여 상기 복수의 복합 등화 함수들의 각 복합 등화 함수에 대해 결정된 상기 최소 신호 대 잡음비들 중에서 최대 신호 대 잡음비를 결정하는 것 및 상기 결정된 최대 신호 대 잡음비에 대응하는 상기 복합 등화 함수에 기초하여 최적 복합 등화 함수를 결정하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.