CN101682460A - 接收装置和接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种在将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中提高均衡特性的MIMO接收装置和接收方法。残留干扰计算部(17)通过将FFT部(12－1－1～12－M－N)的输出即噪声抑制后的频域信道推定值、在权重计算部(13)中计算得到的均衡权重、在均衡滤波器(14)中进行均衡处理后的均衡信号和在参考信号生成部(16－1～16－M)中所生成的参考信号作为输入，计算残留干扰。似然修正部(18－1～18－M)将IDFT部(15－1～15－M)的输出即时域均衡信号和在残留干扰计算部(17)中计算得到的残留干扰作为输入进行均衡信号的似然修正。

Description

接收装置和接收方法

技术领域

[关联申请的记载]

本发明基于对日本专利申请：专利申请2008-064487号(2008年3月13日申请)的优先权的主张，与其一同申请的全部记载内容作为引用记载写入本文。

本发明涉及接收装置和接收方法，尤其涉及适用于通过将多个接收天线接收的单载波信号变换成频域信号并进行频域信号处理来进行信号解调的MIMO方式的接收装置的装置和方法。

背景技术

在新一代移动通信无线通信方式中，实现高速数据传输是很重要的。作为实现高速数据传输的技术，使用同一频率、时间从多个发射天线发送信号，并使用多个接收天线进行信号解调(信号分离)的MIMO(多输入多输出)复用方式很受关注。

图5是示意在将发射天线的数量设为M(M为1以上的整数)、将接收天线的数量设为N(N为1以上的整数)的情况下MIMO收发装置的一个典型例子的图。参照图5，发送侧包括发射天线1-1～1-M和发射装置2。接收侧包括接收天线3-1～3-N和接收装置4。通过使用同一频率、时间从多个发射天线1-1～1-M发送不同信号，并使用多个接收天线3-1～3-N接收信号，在不增加传输带宽的情况下可以实现与发射天线数成比例的高速数据传输。在接收侧，需要从由多个接收天线3-1～3-N所接收到的信号中对来自多个发射天线1-1～1-M的信号进行解调的信号分离处理。

虽然MIMO复用信号的解调方法有很多种，但是作为简单的方法，可以使用线性滤波器接收。

在对单载波信号使用MIMO复用方式的情况下，除了来自其他发射天线的干扰，所期望的发射天线信号的多径(multi-pass)也成为干扰，能够同时抑制这些干扰的滤波器接收是有效的。已经提出一种可以通过频域信号处理来进行该处理，并能大幅度减少计算量的频率均衡器(例如，参照非专利文献1)。

另外，频率均衡器为了计算均衡权重，需要进行频域的信道推定，已经提出一种通过将参考接收信号直接变换成频域，并在频域获取与参考信号的相关来推定信道推定的方法(例如，参照非专利文献2)。

图6是表示作为相关技术，在单载波信号MIMO接收装置中使用了非专利文献1、2中记载的频域均衡器、频域信道推定的情况下的结构的图。假设发射天线的数量为M(M为1以上的整数)，接收天线的数量为N(N为1以上的整数)，对图6的相关技术MIMO接收装置进行描述。其中，在图6中，虽然示出了对应第一接收天线的接收块100-1的内部结构，但是接收块100-1～100-N可以设置为相同的结构。在下面的参照序号的表示方法中，参照序号的末尾中的-1为第一块，-N为第N块。

MIMO接收装置包括循环前缀(CP：CycljcPrefix)除去部101-1～101-N、快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)部102-1～102-N、子载波解映射部103-1～103-N、参考信号生成部104-1～104-M、相关处理部105-1-1～105-M-N、快速傅立叶反变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)部106-1-1～106-M-N、噪声路径除去部107-1-1～107-M-N、FFT部108-1-1～108-M-N、权重计算部109、均衡滤波器110、离散傅立叶反变换(IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform)部111-1～111-M。

CP除去部101-1～101-N将接收信号作为输入，除去相当于CP的部分接收信号。

FFT部102-1～102-N将在CP除去部101-1～101-N中除去了CP的接收信号作为输入，并进行N_FFT点(N_FFT为2的幂数)的FFT，输出变换成频域的接收信号。

子载波解映射部103-1～103-N将在FFT部102-1～102-N中变换成频域的接收信号作为输入，仅选择所希望用户的子载波，不处理不需要的子载波。

参考信号生成部104-1～104-M生成用于与参考接收信号进行相关处理的参考信号。

在参考信号生成部104-1～104-M中可以使用

·完全消除参考接收信号的符号特性的迫零(ZF：Zero Forcing)法、

·抑制相关处理中的噪声强调的最小均方误差(MMSE：Minimum MeanSquare Error)法、

·剪切法(clipping)等。

相关处理部105-1-1～105-M-N通过参考接收信号与参考信号的相关处理推定频域信道的推定值，由下式(1)计算子载波k(1≤k≤N_DFT)中的发射天线m(1≤m≤M)和接收天线n(1≤n≤N)的信道推定值。

$H_{\mathrm{BF},m,n}\left(k\right)=R_{\mathrm{RS},n}\left(k\right)X_m^{*}\left(k\right)---\left(1\right)$

在此，

X_m(k)表示在参考信号生成部104-1～104-M中生成的子载波k中的发射天线m的参考信号，

R_RS.n(k)是在子载波解映射部103-1～103-N中得到的子载波k中的接收天线n的参考接收信号，标号*表示复共轭。

IFFT部106-1-1～106-M-N将在相关处理部105-1-1～105-M-N中推定的频域信道推定值变换成时域信道响应。

噪声路径除去部107-1-1～107-M-N为了从IFFT部106-1-1～106-M-N的输出即信道响应中除去仅是噪声的点信号(噪声路径)，将其置换为0。

在噪声路径除去部107-1-1～107-M-N中，可以使用时间窗滤波器和噪声阈值控制。

时间窗滤波器假设信道响应容纳在CP宽度内，并将相当于CP宽度的区间之外的点信号作为噪声路径置换为0。

噪声阈值控制将规定阈值以下的点信号作为噪声路径置换为0。

在时间窗滤波器和噪声阈值控制并用的情况下，噪声阈值可以使用时间窗滤波器的窗外噪声的平均值。

FFT部108-1-1～108-M-N对在噪声路径除去部107-1-1～107-M-N中除去了噪声路径的信道响应进行FFT，并输出进行噪声抑制后的频域信道推定值。

权重计算部109将作为FFT部108-1-1～108-M-N的输出的噪声抑制后的频域信道推定值作为输入，计算均衡权重。

在权重计算部109中，一般可以使用MMSE法或ZF法。

子载波k中发射天线m的MMSE均衡权重向量W_m(k)可以由下式(2)进行计算。

$W_m\left(k\right)=H_{\mathrm{AF},m}^H\left(k\right){[\underset{m^{\′}=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{AF},m^{\′}}\left(k\right)H_{\mathrm{AF},m^{\′}}^H\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}^{2}I]}^{-1}---\left(2\right)$

在此，

H是复共轭转置，

σ²是噪声功率，

I表示单位矩阵。

另外H_AF，m(k)表示子载波k中发射天线m和接收天线之间的信道推定矢量，信道推定矢量H_AF，m(k)和均衡权重矢量W_m(k)如式(3)和式(4)那样定义。

H_AF，m(k)＝[H_AF，m，1(k)，H_AF，m，2(k)，…，H_AF，m，N(k)]^T    (3)

W_m(k)＝[W_m，1(k)，W_m，2(k)，…，W_m，N(k)]^T    (4)

在此，T表示转置，

信道推定矢量H_AF，m(k)的各要素表示作为FFT部108-1-1～108-M-N的输出的噪声抑制后的频域信道推定值。

均衡滤波器110将在权重计算部109中计算得到的均衡权重和在子载波解映射部103-1～103-N中得到的接收信号作为输入，在频域进行接收信号的均衡处理。

在均衡滤波器110中进行均衡、信号分离后的子载波k中的发射信号矢量Y(k)可以如式(5)那样计算，并如式(6)那样来定义。

Y(k)＝W(k)R_D(k)  (5)

Y(k)＝[Y₁(k)，Y₂(k)，…，Y_M(k)]^T (6)

在此，W(k)表示子载波k中的均衡权重矩阵，

R_D(k)表示子载波k中的接收信号矢量，并分别如式(7)和式(8)那样来定义。

另外，接收信号矢量R_D(k)的各元素表示从子载波解映射部103-1～103-N中所得到的频域接收信号。

W(k)＝[W₁(k)，W₂(k)，…，W_M(k)]^T    (7)

R_D(k)＝[R_D，1(k)，R_D，2(k)，…，R_D，N(k)]^T    (8)

IDFT部111-1～111-M将均衡滤波器110的输出即频域均衡信号作为输入，进行N_IDFT点(N_IDFT为2以上的整数)的IDFT，变换为时域信号，作为解调信号输出。

非专利文献1：Xu Zhu and Ross D.Murch，″Novel Frequency-DomainEqualization Architectures for a Single-Carrier Wireless MIMO System，″IEEEVTC2002-Fall，pp.874-878，Sep.2002.

非专利文献2：木全，吉田，“上行单载波IFDMA中频域解调方式的研究”，2006年信学总大，B-5-36.

另外，上述非专利文献全部公开的内容作为引用写入本说明书。

下面，对本发明相关的关联技术进行分析。

在上述MIMO接收装置中，存在下面的问题。在单载波信号中使用了MIMO复用方式的情况下，除了来自其他发射天线的干扰，所需的发射天线信号的多径也构成干扰，虽然可以使用同时抑制这些干扰的频域均衡器，但是一旦由于增加来自其他发射天线的干扰和通路数而使多径干扰变得严重，那么由于均衡引起噪声放大或残留多径干扰，特性会大幅度恶化。

虽然为了减轻这种特性恶化，可以通过使用干扰消除器和turbo均衡来试图改善特性，但是由于增加了计算量和处理延迟，所以是不现实的。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种在通过将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中提高均衡特性的接收装置和接收方法。

为了解决上述问题，在与本发明的一方面相关的接收装置中，在将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中，具有：残留干扰计算部，其计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰；和似然修正部，其使用所述残留干扰来进行均衡信号的似然修正。

另外，在与本发明的另一方面相关的接收装置中，在将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中，具有：FFT部，其输出进行噪声抑制后的频域信道推定值；权重计算部，其根据在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值来计算均衡权重；均衡滤波器，其通过所述均衡权重在频域进行接收信号的均衡处理；残留干扰计算部，其计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰；IDFT部，其将由所述均衡滤波器得到的频域均衡信号变换到时域；和似然修正部，其使用由所述IDFT部得到的时域均衡信号和在所述残留干扰计算部计算出的残留干扰来进行所述均衡信号的似然修正。在本发明中具有用于生成在残留干扰计算中所使用的参考信号的参考信号生成部。所述残留干扰计算部使用在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值、在所述权重计算部中计算出的均衡权重、来自所述均衡滤波器的均衡信号、和在所述参考信号生成部所生成的参考信号，来计算所述残留干扰。

另外，在与本发明另一方面相关的接收装置中，在将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中，具有：

相关处理部，其通过参考接收信号与参考信号的相关处理来推定频域信道推定值；FFT部，其输出进行噪声抑制后的频域信道推定值；权重计算部，其根据在所述FFT部中噪声抑制后的频域信道推定值来计算均衡权重；均衡滤波器，其通过所述均衡权重在频域进行接收信号的均衡处理；残留干扰计算部，其计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰；和IDFT部，其将由所述均衡滤波器得到的频域均衡信号变换到时域；似然修正部，其使用由所述IDFT部得到的时域均衡信号和在所述残留干扰计算部中计算出的残留干扰来进行所述均衡信号的似然修正。在本发明中，所述残留干扰计算部使用在所述相关处理部中所推定的频域信道推定值、在在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值、和在所述权重计算部中计算出的均衡权重，来计算所述残留干扰。

另外，本发明相关的接收方法，是将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的接收方法，该接收方法计算来自其他天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰，并用所述残留干扰来进行均衡信号的似然修正。

另外，本发明另一方面所涉及的接收方法，是将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的接收方法，该接收方法输出进行噪声抑制后的频域信道推定值，根据所述进行噪声抑制后的频域信道推定值计算均衡权重，通过所述均衡权重在频域进行接收信号的均衡处理，计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰，将所述频域均衡信号变换到时域，使用所述时域均衡信号和所述残留干扰来进行所述均衡信号的似然修正。在本发明中，生成在残留干扰的计算中使用的参考信号，并使用所述进行噪声抑制后的频域信道推定值、所述均衡权重、所述均衡信号、和所述参考信号来计算所述残留干扰。

本发明进一步其他方面的接收方法是将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的接收方法，该接收方法通过参考接收信号与参考信号的相关处理来推定频域信道推定值，输出进行噪声抑制后的频域信道推定值，根据所述进行噪声抑制后的频域信道推定值来计算均衡权重，通过所述均衡权重在频域进行接收信号的均衡处理，计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰，将所述频域均衡信号变换到时域，使用所述时域均衡信号和所述残留干扰来进行所述均衡信号的似然修正。在本发明中，使用由所述相关处理所得到的频域信道推定值、所述进行噪声抑制后的频域信道推定值、和所述均衡权重，来计算所述残留干扰。

发明效果

根据本发明，在将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的装置和方法中，通过在均衡信号的似然修正中使用来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰，可以实现优异的均衡特性。

附图说明

图1是表示本发明第一实施例的MIMO接收装置的结构的图。

图2是表示本发明第一实施例的残留干扰计算部的结构的图。

图3是表示本发明第二实施例的MIMO接收装置的结构的图。

图4是表示本发明第二实施例的残留干扰计算部的结构的图。

图5是表示MIMO收发装置的典型结构的图。

图6是表示关联技术的MIMO接收装置的结构的图。

符号说明

1-1～1-M…发射天线

2…发射装置

3-1～3-N…接收天线

4接收装置

5-1～5-N、101-1～101-N CP…除去部

6-1～6-N、102-1～102-N…FFT部

7-1～7-N、103-1～103-N…子载波解映射部

8-1～8-M、104-1～104-M…参考信号生成部

9-1-1～9-M N、105-1-1～105-M-N…相关处理部

10-1-1～10-M-N、106-1-1～106-M-N…1FFT部

11-1-1～11-M-N、107-1-1～107-M-N…噪声路径除去部

12-1-1～12-M-N、108-1-1～108-M-N…FFT部

13、109…权重计算部

14、110均衡滤波器

15-1～15-M、111-1～111-M…IDFT部

16-1～16-M…参考信号生成部

17、30…残留干扰计算部

18-1～18-M…似然修正部

20-1-1～20-M-N、40-1-1～40-M-N…第一乘法部

21-1-1～21-M-N、41-1-1～41-M-N…第一子载波平均部

22-1-1～22-M-N、42-1-1～42-M-N…第二乘法部

23-1-1～23-M-N、43-1-1～43-M-N…减法部

24-1-1～24-M-N、44-1-1～44-M-N…功率计算部

25-1～25-M、45-1～45-M…天线合成部

26-1～26-M、46-1～46-M…第二子载波平均部

100-1～100-N…接收块

具体实施方式

下面参照附图进一步详细对上述本发明进行描述。图1是表示本发明MIMO接收装置的一个实施例的结构图。在图1中，假设发射天线的数量为M(M为1以上的整数)，接收天线的数量为N(N为1以上的整数)，对MIMO接收装置进行描述。

参照图1，本实施例的MIMO接收装置包括：CP除去部5-1～5-N、FFT部6-1～6-N、子载波解映射部7-1～7-N、参考信号生成部8-1～8-M、相关处理部9-1-1～9-M-N、IFFT部10-1-1～10-M-N、噪声路径除去部11-1-1～11-M-N、FFT部12-1-1～12-M-N、权重计算部13、均衡滤波器14、IDFT部I5-1～15-M、参考信号生成部16-1～16-M、残留干扰计算部17、似然修正部18-1～18-M。下面对这些各部分的功能和操作进行描述。

CP除去部5-1～5-N将接收信号作为输入，除去相当于CP的部分的接收信号。

FFT部6-1～6-N将在CP除去部5-1～5-N中除去CP后的接收信号作为输入，进行N_FFT点(N_FFT为2的幂数)的FFT，并输出变换成频域的接收信号。

子载波解映射部7-1～7-N将在FFT部6-1～6-N中变换成频域的接收信号作为输入，仅选择所希望用户的子载波，不处理不需要的子载波。

参考信号生成部8-1～8-M生成用于与参考接收信号进行相关处理的参考信号。

在参考信号生成部8-1～8-M中，可以使用完全消除参考接收信号的符号特性的ZF法、在相关处理中抑制噪声强调的MMSE法、剪切法等。

相关处理部9-1-1～9-M-N通过参考接收信号与参考信号的相关处理来推定频域信道推定值，由式(1)计算信道推定值。

IFFT部10-1-1～10-M-N将在相关处理部9-1-1～g-M-N中所推定的频域信道推定值变换成时域信道响应。

噪声路径除去部11-1-1～11-M-N为了从IFFT部10-1-1～10-M-N的输出即信道响应中除去仅为噪声的点信号(噪声路径)，将其置换为0。

噪声路径除去部11-1-1～11-M-N中可以使用时间窗滤波器和噪声阈值控制。

时间窗滤波器假设信道响应容纳在CP宽度内，将相当于CP宽度的区间以外的点信号作为噪声路径置换为0。

噪声阈值控制将规定阈值以下的点信号作为噪声路径置换为0。

在并用时间窗滤波器和噪声阈值控制的情况下，在噪声阈值中可以使用时间窗滤波器的窗外噪声平均值。

FFT部12-1-1～12-M-N对在噪声路径除去部11-1-1～11-M-N中除去噪声路径后的信道响应进行FFT，并输出噪声抑制后的频域信道推定值。

权重计算部13将FFT部12-1-1～12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值作为输入，计算均衡权重。

在权重计算部13中，一般可以使用MMSE法或ZF法，MMSE均衡权重矢量由式(2)计算。

均衡滤波器14将在权重计算部13中计算得到的均衡权重和在子载波解映射部7-1～7-N中得到的接收信号作为输入，在频域进行接收信号的均衡处理。

在均衡滤波器14中，可以由式(5)计算均衡、信号分离的发射信号矢量。

IDFT部15-1～15-M将均衡滤波器14的输出即频域均衡信号作为输入，进行N_IDFT点(N_IDFT为2以上的整数)的IDFT，并变换为时域信号。

参考信号生成部16-1～16-M生成残留干扰计算中所使用的参考信号。

残留干扰计算部17将：

·FFT部12-1-1～12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值、

·权重计算部13中计算得到的均衡权重、

·在均衡滤波器14中进行均衡处理的均衡信号、和

·在参考信号生成部16-1～16-M中生成的参考信号

作为输入，计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰。

发射天线m中的残留干扰I_m可以使用在式(9)中所表示的均衡后信道增益G_m，n如式(10)那样来计算。

$G_{m,n}=\frac{1}{N_{\mathrm{DFT}}}\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{m,n}\left(k\right)H_{\mathrm{AF},m,n}\left(k\right)---\left(9\right)$

$I_m=\frac{1}{N_{\mathrm{DFT}}}\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|Y_{m,n}\left(k\right)-G_{m,n}{X}_m\left(k\right)|}^2---\left(10\right)$

在此，X_m(k)表示在参考信号生成部16-1～16-M中生成的子载波k中的发射天线m的参考信号，Y_m，n(k)表示在均衡滤波器14中进行均衡处理后的子载波k中的发射天线m、接收天线n的均衡信号。

图2是表示残留干扰计算部17的结构的图。参照图2，残留干扰计算部17包括：

第一乘法部20-1-1～20-M-N、

第一子载波平均部21-1-1～21-M-N、

第二乘法部22-1-1～22-M-N、

减法部23-1-1～23-M-N、

功率计算部24-1-1～24-M-N、

天线合成部25-1～25-M、

第二子载波平均部26-1～26-M。下面对这些各部分的功能和操作进行描述。

第一乘法部20-1-1～20-M-N将FFT部12-1-1～12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值和在权重计算部13中计算出的均衡权重作为输入，相乘信道推定值和均衡权重。

第一子载波平均部21-1-1～21-M-N通过N_DFT(N_DFT为2以上的整数)点份子载波平均在第一乘法部20-1-1～20-M-N中所相乘的信道推定值和均衡权重，来计算均衡后信道增益。

第二乘法部22-1-1～22-M-N将在第一子载波平均部21-1-1～21-M-N中计算出的均衡后信道增益和在参考信号生成部16-1～16-M中所生成的参考信号作为输入，将均衡后信道增益和参考信号进行相乘。

减法部23-1-1～23-M-N通过从在均衡滤波器14中进行均衡处理后的均衡信号中减去将在第二乘法部22-1-1～22-M-N中均衡后信道增益相乘后的参考信号，来计算干扰信号。

功率计算部24-1-1～24-M-N计算在减法部23-1-1～23-M-N中计算出的干扰信号的功率。

天线合成部25-1～25-M对在功率计算部24-1-1～24-M-N中计算出的干扰信号功率进行天线合成。

第二子载波平均部26-1～26-M通过N_DFT点份子载波平均在天线合成部25-1～25-M中天线合成后的干扰信号功率，来计算残留干扰，并发送到图1的似然修正部18-1～18-M。

似然修正部18-1～18-M将IDFT部15-1～15-M的输出即时域均衡信号和在残留干扰计算部17中计算出的残留干扰作为输入，由自均衡信号来求得比特似然，并通过除去残留干扰来进行均衡信号的似然修正。

如上所述，在本实施例中，通过将来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰用于均衡信号的似然修正，可以实现优异的均衡特性。

下面，参照附图对本发明第二实施例进行详细描述。图3是表示本发明另一MIMO接收装置的结构的图。在图3中，与图1相同的部分被赋予相同的参照符号。本发明第二实施例的MIMO接收装置包括：

CP除去部5-1～5-N、

FFT部6-1～6-N、12-1-1～12-M-N、

子载波解映射部7-1～7-N、

参考信号生成部8-1～8-M、

相关处理部9-1-1～9-M-N、

IFFT部10-1-1～10-M-N、

噪声路径除去部11-1-1～11-M-N、

权重计算部13、

均衡滤波器14、

IDFT部15-1～15-M、

似然修正部18-1～18-M、

残留干扰计算部30。在本发明第二实施例中，除了残留干扰计算部30之外，其他各部分的操作与前面第一实施例相同。

在图1所示的所述第一实施例中，在残留干扰计算部17中，在计算残留干扰时，虽然使用了FFT部12-1-1～12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值、权重计算部13中计算出的均衡权重、在均衡滤波器14中进行了均衡处理后的均衡信号和在参考信号生成部16-1～16-M中所生成的参考信号，但是在本实施例中，没有使用均衡信号和参考信号，而是使用均衡权重和噪声抑制前后的信道推定值来计算残留干扰。

残留干扰计算部30将：

·在相关处理部9-1-1～9-M-N中所推定的频域信道推定值、

·FFT部12-1-1～12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值、

·在权重计算部13中计算出的均衡权重

作为输入，计算由其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰。

发射天线m中的残留干扰I_m可以使用在式(9)中所表示的均衡后信道增益G如式(11)那样来计算。

$I_m=\frac{1}{N_{\mathrm{DFT}}}\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|W_{m,n}\left(k\right)H_{\mathrm{BF},m,n}\left(k\right)-G_{m,n}|}^2---\left(11\right)$

在此，H_BF，m，n(k)表示在相关处理部9-1-1～9-M-N中所推定的子载波k中的发射天线m、接收天线n的频域信道推定值。

图4是表示图3的残留干扰计算部30的结构的框图。参照图4，残留干扰计算部30包括：

第一乘法部40-1-1～40-M-N、

第一子载波平均部41-1-1～41-M-N、

第二乘法部42-1-1～42-M-N、

减法部43-1-1～43-M-N、

功率计算部44-1-1～44-M-N、

天线合成部45-1～45-M、

第二子载波平均部46-1～46-M。下面对这些各部分的功能和操作进行描述。

第一乘法部40-1-1～40-M-N将FFT部12-1-1～12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值和在权重计算部13中计算出的均衡权重作为输入，将信道推定值和均衡权重进行相乘。

第一子载波平均部41-1-1～41-M-N通过N_DFT(N_DFT为2以上的整数)点份子载波平均在第一乘法部40-1-1～40-M-N中所相乘的信道推定值和均衡权重，来计算均衡后信道增益。

第二乘法部42-1-1～42-M-N将在相关处理部9-1-1～9-M-N中所推定的频域信道推定值和在权重计算部13中计算出的均衡权重作为输入，将信道推定值和均衡权重进行相乘。

减法部43-1-1～43-M-N通过从在第二乘法部42-1-1～42-M-N中所相乘的信道推定值和均衡权重中减去在第一子载波平均部41-1-1～41-M-N中计算出的均衡后信道增益，来计算干扰信号。

功率计算部44-1-1～44-M-N计算在减法部43-1-1～43-M-N中计算出的干扰信号的功率。

天线合成部45-1～45-M对在功率计算部4-1-1～44-M-N中计算出的干扰信号功率进行天线合成。

第二子载波平均部46-1～46-M通过N_DFT点份子载波平均在天线合成部45-1～45-M中天线合成后的干扰信号功率，来计算残留干扰，并发送到图3的似然修正部18-1～18-M。

对于残留干扰计算部30以外的其他处理，由于与第一实施例相同，所以省略其描述。

如上所述，在本实施例中，通过在均衡信号的似然修正中使用由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰，可以实现优异的均衡特性。

在前面所述的实施例中，作为假定有多个发射天线的MIMO接收装置，虽然以SU(SingleUser)-MIMO方式作为示例，但是本发明并不局限于这样的结构，对于发射天线为1根的多用户同时发射的MU(MultipleUser)-MIMO方式，本发明也适用。

另外，在前述实施例中，虽然示例了假定有多根发射天线的MIMO接收装置，但是本发明并不局限于这样的结构，对于发射天线为1根的SISO(Single InputSingle Output)方式或SIMO(Single Input Multiple Output)方式，本发明也适用。

进一步，本发明也适用于移动通信系统的基站无线装置和移动终端无线装置任一种。

在本发明中，在将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中，通过在均衡信号的似然修正中使用由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰可以实现较好的均衡特性。

另外，上述非专利文献1、2各自的公开作为引用写入本发明。在本发明完全公开(包含技术方案)的范围内，进一步，基于其基本的技术思想，可以进行实施方式以及实施例的变更和调整。另外，在本发明的技术方案范围内，也可以多种组合和选择各种公开的要素。即，不言而喻，根据包含技术方案的所有公开和技术思想，本发明包含了本领域技术人员可以实现的各种变形和修改。

Claims (17)

1、一种接收装置，其为MIMO方式，将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理，其特征在于，具有：

残留干扰计算部，其计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰；和

似然修正部，其使用所述残留干扰来进行均衡信号的似然修正。

2、一种接收装置，其为MIMO方式，通过将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理，其特征在于，具有：

FFT即快速傅立叶变换部，其输出进行噪声抑制后的频域信道推定值；

权重计算部，其根据在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值来计算均衡权重；

均衡滤波器，其通过所述均衡权重在频域进行接收信号的均衡处理；

残留干扰计算部，其计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰；

IDFT即离散傅立叶反变换部，其将由所述均衡滤波器得到的频域均衡信号变换到时域；和

似然修正部，其使用由所述IDFT部得到的时域均衡信号和在所述残留干扰计算部中计算出的残留干扰，进行所述均衡信号的似然修正。

3、根据权利要求2记载的接收装置，其特征在于，具有：

参考信号生成部，其生成在残留干扰计算中所使用的参考信号。

4、根据权利要求3所记载的接收装置，其特征在于，

所述残留干扰计算部使用：

在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值、

在所述权重计算部中计算出的均衡权重、

来自所述均衡滤波器的均衡信号、和

在所述参考信号生成部所生成的参考信号，

来计算所述残留干扰。

5、根据权利要求3或4所记载的接收装置，其特征在于，

所述残留干扰计算部具有：

第一乘法部，其将在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值和在所述权重计算部中计算出的均衡权重进行相乘；

第一子载波平均部，其通过对在所述第一乘法部中相乘后的信道推定值和均衡权重进行子载波平均来计算均衡后的信道增益；

第二乘法部，其将在所述第一子载波平均部中计算出的均衡后信道增益和在所述参考信号生成部中所生成的参考信号进行相乘；

减法部，其通过从在所述均衡滤波器中进行均衡处理后的均衡信号中减去在所述第二乘法部中相乘了均衡后的信道增益而得到的参考信号来计算干扰信号；

功率计算部，其计算在所述减法部中计算出的干扰信号功率；

天线合成部，其对在所述功率计算部中计算出的干扰信号功率进行天线合成；和

第二子载波平均部，其通过对在所述天线合成部中天线合成后的干扰信号功率进行子载波平均来计算残留干扰。

6、根据权利要求2中记载的接收装置，其特征在于，具有：

相关处理部，其通过参考接收信号与参考信号的相关处理来推定频域信道推定值。

7、根据权利要求6中记载的接收装置，其特征在于，

所述残留干扰计算部使用：

在所述相关处理部中所推定的频域信道推定值、

在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值、和

在所述权重计算部中计算出的均衡权重，

来计算所述残留干扰。

8、根据权利要求6或7所记载的接收装置，其特征在于，

所述残留干扰计算部具有：

第一乘法部，其将在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值和在所述权重计算部中计算出的均衡权重进行相乘；

第一子载波平均部，其通过对在所述第一乘法部中相乘后的信道推定值和均衡权重进行子载波平均来计算均衡后的信道增益；和

第二乘法部，其将在所述相关处理部中所推定的频域信道推定值和在所述权重计算部中计算出的均衡权重进行相乘；

减法部，其通过从在所述第二乘法部中相乘后的信道推定值和均衡权重中减去在所述第一子载波平均部中计算出的均衡后信道增益来计算干扰信号；

功率计算部，其计算在所述减法部中计算出的干扰信号功率，

天线合成部，其对在所述功率计算部中计算出的干扰信号功率进行天线合成；和

第二子载波平均部，其通过对在所述天线合成部中天线合成后的干扰信号功率进行子载波平均来计算残留干扰。

9、根据权利要求2至8任一项所记载的接收装置，其特征在于，

所述权重计算部基于最小均方误差即MMSE：Minimum Mean Square Error法或迫零即ZF：Zero Forcing法来计算均衡权重。

10、一种无线通信终端，其具备：

权利要求1至9中任一项所记载的接收装置。

11、一种无线基站，其具备：

权利要求1至9中任一项所记载的接收装置。

12、一种接收方法，将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理，其特征在于，

计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰，

用所述残留干扰来进行均衡信号的似然修正。

13、一种接收方法，将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理，其特征在于，

导出进行噪声抑制后的频域信道推定值，

根据所述进行噪声抑制后的频域信道推定值来计算均衡权重，

通过所述均衡权重在频域进行接收信号的均衡处理，

计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰，

将所述频域均衡信号变换到时域，

使用所述时域均衡信号和所述残留干扰来进行所述均衡信号的似然修正。

14、根据权利要求13所记载的接收方法，其特征在于，

在生成在残留干扰的计算中使用的参考信号，并计算由来自所述其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰时，使用：

所述进行噪声抑制后的频域信道推定值、

所述均衡权重、

所述均衡信号、和

所述参考信号，

来计算所述残留干扰。

15、根据权利要求13所记载的接收方法，其特征在于，

在通过参考接收信号与参考信号的相关处理来推定频域信道推定值，并计算由来自所述其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰时，使用：

由所述相关处理得到的频域信道推定值、

所述进行噪声抑制后的频域信道推定值、和

所述均衡权重，

来计算所述残留干扰。

16、一种接收装置，其是单载波MIMO即多输入多输出、SISO即单输入单输出、SIMO即单输入多输出任一种方式的传输系统的接收装置，并具有使用残留干扰来进行均衡信号的似然修正的单元。

17、根据权利要求16所记载的接收装置，其特征在于，

将在频域进行均衡处理后的信号变换到时域，并使用时域中的均衡信号和残留干扰来进行所述似然修正。

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