WO2007135964A1

WO2007135964A1 - 無線通信装置及び無線通信方法

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Publication number: WO2007135964A1
Application number: PCT/JP2007/060166
Authority: WO
Inventors: Takaaki Kishigami; Hirohito Mukai; Shutai Okamura
Original assignee: Panasonic Corporation
Priority date: 2006-05-19
Filing date: 2007-05-17
Publication date: 2007-11-29
Also published as: US20090125793A1; JP5030279B2; US8261169B2; CN101449502A; CN101449502B; JP2007336532A

Abstract

　本発明は、空間多重信号を反復復号受信する無線通信装置において、干渉キャンセル時に、判定誤りしたシンボルを含む場合、及び伝搬チャネル推定誤差、ハード誤差（キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）に起因する誤差要因を含む場合、干渉信号成分による受信特性劣化を生じる、という課題を解決するためのものである。　本発明に係る無線通信装置１００は、干渉キャンセル時のレプリカ信号の誤差を推定する誤差推定部１３及び、誤差推定部１３の出力を基に、干渉キャンセル後に分離合成される空間多重信号に対する尤度情報を重み付ける重み付け部１４とを有することで、干渉キャンセル時のレプリカ信号の誤差が含まれる場合でも、良好な受信特性を得ることができる。

Description

明細書

無線通信装置及び無線通信方法

技術分野

[0001] 本発明は、信号を反復復号受信する無線通信装置に関するものである。

背景技術

[0002] 近年、無線通信の大容量化、高速化の要求が非常な高まりをみせており、有限な周波数資源の有効利用効率を更に向上させる方法の研究がさかんになつている。その一つの方法として、空間領域を利用する手法が注目を集めている。空間領域利用技術のひとつは、ァダプティブアレーアンテナ (適応アンテナ）である。このァダプティブアレーアンテナは、受信信号に乗算する重み付け係数 (以下、この重み付け係数を「重み」という。 )により振幅と位相を調整することができる。この調整により、ァダプティブアレーアンテナは、所望方向から到来する信号を強く受信し、また、干渉波方向を抑圧することができ、これによりシステムの通信容量を改善することが可能となる

[0003] また、空間領域を利用した別な技術として、伝搬路における空間的な直交性を利用することで、同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を、 1)異なる端末装置に対して伝送する空間分割多元接続 (以下、 SDMA) 技術、 2)同一の端末装置に対して伝送する空間多重技術がある。

[0004] SDMA技術は、非特許文献 1等において情報開示されており、端末装置間の空間相関係数が所定値よりも低ければ SDMAが可能であり、無線通信システムのスループット、同時ユーザ収容数を改善することができる。

[0005] 一方、空間多重技術は、例えば非特許文献 2にお、て情報開示されており、送信機及び受信機共に複数のアンテナ素子を備え、アンテナ間での受信信号の相関性が低、伝搬環境下にお、て空間多重伝送が実現できる。

[0006] この場合、送信機は、備えられた複数のアンテナから、アンテナ素子毎に同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列異なるデータ系列を送信する。また、受信機は、備えられた複数アンテナでの受信信号から、異なるデータ系列を基に分離受信する。これにより、空間多重ストリームを複数用いることで、多値変調を用いずに高速ィ匕の達成が可能である。

[0007] SDM伝送を行う場合、十分な SZN (信号対雑音比)条件下におヽて、送受信機間に多数の散乱体が存在する環境下では、送信機と受信機とが同数のアンテナを備えた上で、アンテナ数に比例して通信容量の拡大が可能である。

[0008] SDM受信方法については、例えば非特許文献 3において情報開示されており、複数の無線通信装置からの送信系列は、 MMSE(Minimum Mean squared error), ML(M aximum Likelihood)及び反復復号受信等の手法を用いて分離受信が可能である。

[0009] 反復復号受信の構成としては、干渉信号を一括して除去して復号処理を行うパラレル型干渉キャンセラ PIC(parallel Interference Cancellation)と、受信信号から逐次的に空間多重信号を分離受信し復号処理行い、受信信号から干渉信号を徐々に取り除いていく逐次型干渉キャンセラ SIC(Successive Interference Cancellation)と、が知られている。

[0010] 空間多重伝送における受信方法として、反復復号受信構成を用いる場合、仮判定結果として硬判定を用いるハードキャンセラーと、軟判定出力を用いるソフトキャンセラーと、が知られている。

[0011] このうちハードキャンセラーは、硬判定値を用いることからソフトキャンセラーに比べ

、受信装置の回路規模を小さくすることができ、消費電力的、コスト的に有利である。

[0012] 非特千文献 1： T.Ohgane et al, Ά study on a channel allocation scneme with an ada ptive array in SDMA, " IEEE 47th VTC, Page.725- 729, vol.2(1997)

非特許文献 2 : G.J.Foschini, " Layered space-time architecture for wireless communi cation in a fading environment when using multi-element antennas, Bell Labs Tech. J., pp.4ト 59, Autumn 1996

非特許文献 3 : G.J.Foschini, Layered space-time architecture for wireless communi cation in a fading environment when using multi-element antennas, Bell Labs Tech. J., pp.4ト 59, Autumn 1996

発明の開示

発明が解決しょうとする課題 [0013] し力しながら、受信機は、干渉キャンセル時に、判定誤りした送信信号レプリカ、伝搬チャネル推定あるいはチャネル変動の誤差、ハードウェア誤差 (送受信間の局部発振器の周波数誤差、送信側の DZA変換器及び受信側の DZA変換器間でのサンプリングクロックの周波数誤差など）に起因する、位相誤差等の誤差要因（自動周波数制御 (AFC)でとりきれな力つた残留周波数誤差ある!/、は位相トラッキングでとりきれなカゝつた残留位相誤差など)を含む場合、干渉信号成分を除去することができず、受信特性に劣化を生じる。特に、可変長のフレームフォーマットを採用している無線 LANシステムでは、送信パケットサイズが大きくなる程、ハードウェア誤差に起因する位相誤差等の誤差要因による劣化の影響が大きくなる。

[0014] ソフトキャンセラーを用いた場合、受信機は、キャンセル時の送信信号に対する受信レプリカは、その信頼性情報に基づく重み付けされた形でキャンセル動作を行うため、受信特性の劣化は比較的に小さく抑えられることができる。しかし、伝搬チャネル推定あるいはチャネル変動の誤差、ハード誤差を含む場合は、ハードキャンセラーと同様に受信特性の劣化を生じる。

[0015] 本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであって、受信特性の良好な無線通信装置を得ることを目的とする。

課題を解決するための手段

[0016] 前記従来の課題を解決するために、本発明の無線通信装置は、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する尤度算出部と、前記尤度算出部の出力を基に前記送信信号の仮判定値を出力する仮判定部と、前記仮判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正復号処理を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

[0017] また、本発明の無線通信装置は、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する尤度算出部と、前記尤度算出部の出力を基に前記送信信号に対する誤り訂正復号処理を行って仮判定値を出力する第 1の復号部と、前記第 1の復号部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正復号処理を行う第 2の復号部とを有することを特徴とする。

[0018] また、本発明の無線通信装置は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、送信信号の推定結果を生成する第 1の復号処理部と、伝搬チヤネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う第 2の復号処理部とを有することを特徴とする。

[0019] また、本発明の無線通信装置は、前記レプリカ生成部は、送信シンボルまたは送信ビットデータの推定結果に基づき、送信信号レプリカを生成する再符号化変調部を有することを特徴とする。

[0020] また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号の推定結果に基づき送信信号レプリカを生成し、前記伝搬チャネルの推定結果を乗算して前記送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

[0021] また、本発明の無線通信装置は、前記 1つ以上の空間多重信号を受信する 1っ以上のアンテナを有し、前記干渉キャンセル部は、前記 1つ以上の空間多重信号を含む干渉キャンセル信号を、前記アンテナ数分出力することを特徴とする。

[0022] また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0023] また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記再符号ィ匕変調部の出力である送信信号レプリカと、前記チャネル推定部の出力であるチヤネル推定値を用いて、全ての送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

[0024] また、本発明の無線通信装置にお!、て、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成するための分離合成ウェイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ゥエイトを基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0025] また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

[0026] また、本発明の無線通信装置にお!、て、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成ウェイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ウェイトを基に誤差成分を推定することを特徴とする。

[0027] また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報及び受信電力情報を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0028] また、本発明の無線通信装置は、前記送信信号レプリカの信頼性情報を生成するストリーム受信品質推定部を有することを特徴とする。

[0029] また、本発明の無線通信装置にお!ヽて、前記誤差成分推定部は、前記チャネル推定部の出力を用いて前記受信電力情報を生成することを特徴とする。

[0030] また、本発明の無線通信装置にお!、て、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報とその受信電力情報、及び前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0031] また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報とその受信電力情報、前記受信信号力全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成部における分離合成ウェイトを基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0032] また、本発明の無線通信装置は、前記受信信号を用いて送信シンボルを判定し、その判定結果に対する尤度情報を出力する検波部を有し、前記第 1の復号処理部は、前記検波部の出力を基に誤り訂正復号処理を行い、前記再符号化変調部は、前記第 1の復号処理部の判定出力に対し、誤り訂正符号化及び変調処理を再度行うことにより、送信信号のシンボル毎のレプリカを生成することを特徴とする。

[0033] また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、受信信号に空間多重ゥェイトを乗算して受信シンボル系列を分離する信号分離部と、前記受信シンボル系列を前記尤度情報に変換する復調部とを有することを特徴とする。

[0034] また、本発明の無線通信装置にお!、て、前記送信信号レプリカの信頼性情報は、第 1の復号処理部で得られる尤度情報に基づいて生成されることを特徴とする。

[0035] また、本発明の無線通信装置において、前記復調部は、第 2の尤度算出部を含み、前記送信信号レプリカの信頼性情報は、前記第 2の尤度算出部で得られる尤度情報に基づヽて生成されることを特徴とする。

[0036] また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、前記受信信号に対し MM SEウェイトを乗算して空間多重信号を分離して検波することを特徴とする。

[0037] また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、前記受信信号に対し MM SEウェイトを乗算することにより、複数の空間多重ストリームを分離して一つの空間多重ストリームを取り出し、その送信シンボルを判定し、その判定結果に対する尤度情報を出力することを特徴とする。

[0038] また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、前記受信信号に対し ZF ウェイトを乗算して空間多重信号を分離して検波することを特徴とする。

[0039] また、本発明の無線通信装置において、前記送信信号レプリカの信頼性情報は、前記検波部で用いられる空間多重信号を分離する受信ウェイト情報に基づいて生成され、前記受信ウェイト情報は、前記 MMSEウェイトまたは前記 ZFウェイトを含むことを特徴とする。

[0040] また、本発明の無線通信装置は、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、受信信号を用いて、送信信号に対する硬判定結果を算出するシンボル硬判定部と、前記シンボル硬判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正符号処理を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

[0041] また、本発明の無線通信装置は、前記シンボル硬判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果を基に送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記レプリカ生成部の出力と前記受信信号を用いて干渉成分をキャンセルする干渉キャンセル部とを有することを特徴とする。

[0042] また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の硬判定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う復号処理部を有することを特徴とする無線通信装置である。

[0043] また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記シンボル硬判定結果と前記チャネル推定結果及び前記受信信号を基に、送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部の出力を基に前記復調部の出力を重み付けする第一の重み付け部と、前記第一の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

[0044] また、本発明の無線通信装置は、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多受信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度補正情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

[0045] また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、前記受信信号から空間多重された信号を分離する信号分離部と、前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、前記復調部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 1の復号処理部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レブリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から 1っ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記尤度算出部の出力を基に前記重み付け部の出力を補正する第一の尤度補正部と、前記第一の尤度補正部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 2の復号処理部とを有することを特徴とする無線通信装置である。

[0046] また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、前記受信信号から空間多重された信号を分離する信号分離部と、前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する硬判定結果を算出するシンボル硬判定部と、前記シンボル硬判定部の出力と前記チャネル推定部の出力および前記受信信号を基に送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部の出力に基づき、前記復調部の出力を重み付ける第一の重み付け部と、前記第一の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 1の復号処理部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力に基づき前記重み付け部の出力を重み付ける第一の尤度補正部と、前記第一の尤度補正部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 2の復号処理部とを有することを特徴とする。

[0047] また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、受信信号から受信信号の変調方式を特定する変調方式特定部と、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記シンボル硬判定結果と前記チャネル推定結果及び前記受信信号を基に、送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記変調方式特定部の出力に基づき、送信信号に対する誤差のビット切り出し位置を選択する第 1のビット選択部と、前記第 1のビット選択部の出力に基づき、復調部の出力を重み付ける第 1の重み付け部と、前記第 1の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 1の復号処理部とを有することを特徴とする。

[0048] また、本発明の無線通信装置は、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多受信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度補正情報を算出する尤度算出部と、前記変調方式特定部の出力に基づき、送信信号に対する誤差のビット切り出し位置を選択する第 2のビット選択部と、前記第 2のビット選択部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする第 2の重み付け部と、前記第 2の重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う第 2の復号処理部とを有することを特徴とする。 [0049] また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号の推定結果に基づき送信信号のレプリカを生成し、前記伝搬チャネルの推定結果を乗算して前記送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

[0050] また、本発明の無線通信装置は、前記 1つ以上の空間多重信号を受信する 1っ以上のアンテナを有し、前記干渉キャンセル部は、前記 1つ以上の空間多重信号を含む干渉キャンセル信号を、前記アンテナ数分出力することを特徴とする。

[0051] また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記受信信号からすべての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0052] また、本発明の無線通信装置にお!、て、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成するための分離合成ウェイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ゥエイトを基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0053] また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

[0054] また、本発明の無線通信装置において、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成ウェイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、すべての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ウェイトを基に誤差成分を推定することを特徴とする。

[0055] また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報及び受信電力情報を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

[0056] また、本発明の無線通信装置にお!、て、前記シンボル硬判定部は、送信シンボル毎に送信信号候補点に最も近い信号点を選択し、その信号点を出力することを特徴とする。

[0057] また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、復調部の出力と重み付け部の出力とを加算することを特徴とする。

[0058] また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、復調部の出力と重み付け部の出力の尤度の高いほうを選択し、選択した尤度を出力することを特徴とする。

[0059] また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、送信ストリーム毎に付与される CRCを基に復調部の出力に含まれる CRCが正しい場合復調部の尤度を選択し、 CRCが間違っている場合は重み付け部から出力される尤度を選択することを特徴とする。

[0060] また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、第一の重み付け部の出力と重み付け部の出力とを加算することを特徴とする。

[0061] また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、第一の重み付け部の出力と重み付け部の出力の尤度の高いほうを選択し、選択した尤度を出力することを特徴とする。

[0062] また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、送信ストリーム毎に付与される CRCを基に復調部の出力に含まれる CRCが正しい場合復調部の尤度を選択し、 CRCが間違っている場合は重み付け部から出力される尤度を選択することを特徴とする。

[0063] また、本発明の無線通信装置において、前記誤差推定部は、前記受信信号から前記チャネル推定信号とシンボル硬判定結果を基に作成した全ての受信レプリカを減算することを特徴とする。

発明の効果

[0064] 本発明の無線通信装置によれば、送信信号に対する受信レプリカ信号生成時の誤差成分を推定する誤差成分推定部の出力を基に、空間多重信号に対する尤度情報を重み付けることにより、送信信号レプリカに誤差が含まれる場合でも、その受信特性の劣化を抑えることができる。

[0065] これにより、ハードキャンセラーの特徴である回路規模面、コスト面、消費電力面の有利性を維持するとともに、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。図面の簡単な説明 [0066] [図 1]本発明の実施の形態 1における無線通信装置の構成図

[図 2]本発明の実施の形態 1における無線通信装置の送信側の構成図

[図 3]本発明の実施の形態 1における符号ィ匕変調部の構成図

[図 4]本発明の実施の形態 3における無線通信装置の構成図

[図 5]本発明の実施の形態 3における無線通信装置の別な構成図

[図 6]本発明の実施の形態 3における無線通信装置の別な構成図

[図 7]本発明の実施の形態 4における無線通信装置の構成図

[図 8]本発明の実施の形態 4における無線通信装置の送信側の構成図

[図 9]本発明の実施の形態 2における無線通信装置の構成図

[図 10]本発明の実施の形態 2における無線通信装置の送信側の構成図

[図 11]本発明の実施の形態 2における無線通信装置の別な構成図

[図 12]パイロットサブキャリア信号を含む送信フレーム構成の一例を示す図

[図 13]本発明の実施の形態における位相トラッキング回路を含む無線通信装置の構成を示す図

[図 14]本発明の実施の形態における位相トラッキング回路を含む無線通信装置の他の構成を示す図

[図 15]本発明の実施の形態 5における無線通信装置 lOOdの構成図

[図 16]本発明の実施の形態 5における無線通信装置 100eの構成図

[図 17]本発明の実施の形態 6における無線通信装置 100fの構成図

[図 18]本発明の実施の形態 6における無線通信装置の別な構成図

[図 19]本発明の実施の形態 7における無線通信装置 100gの構成図

[図 20]本発明の実施の形態 8における無線通信装置 100hの構成図

[図 21]制御信号の入力に対する cの出力値の一例を示す図

[図 22]送信パケットのフレームフォーマットを示す図

[図 23]補正値 d(k)の演算に用いるテーブル参照 ROMを示す図

符号の説明

[0067] 1 アンテナ

2 受信部 3 チャネル推定部

4 信号分離部

5 復調部

6 復号処理部

8 再符号化変調部

9 レプリカ生成部

10 干渉キャンセル部

11 分離合成部

12 尤度算出部

13 誤差成分推定部

14 重み付け部

15 シンボル硬判定部

16 誤差推定部

17 第一の重み付け部

18 第一の尤度補正部

19 ビット選択部

20 変調方式特定部

発明を実施するための最良の形態

[0068] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

[0069] (実施の形態 1)

図 1は、本実施の形態 1における無線通信装置 100の構成を示す図である。なお、図 1における無線通信装置 100は受信構成のみを示しており、送信構成は図 2の無線通信装置 100aに示している。本実施の形態における受信構成は、パラレル型干渉キャンセラ (PIC)を用いて反復復号を行う構成を示している。以下、図 1及び図 2を用いてその動作を順に説明する。

[0070] まず、図 2を用いて、無線通信装置 100aの送信動作を説明する。無線通信装置 1 00aは、複数（M本、 M> 1)のアンテナ 26— 1〜Mから、複数 M個の送信系列を空間多重伝送する（以下、空間多重ストリームと呼ぶ)。なお、図 2では、一例として、 M = 2 である場合の無線通信装置 100aの構成を示すが、これに限定されるものではない。

[0071] 図 2において、送信データ生成部 20は、無線通信装置へ送信するビットデータ系列 z (k)を生成する。ここで、 kは離散時刻を示す。伝送路符号化部 21は、ビットデータ系列 z (k)に対し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施す。直並列変換手段 (S ZP変換手段） 22は、伝送路符号ィ匕部 20のデータ出力をアンテナ数 M分の並列データ列に変換し、送信ビットデータ系列 d (k)として出力する。

[0072] その後、インターリーバ 23— mは、送信ビットデータ系列 d (k)に対しインターリービング処理を施す。変調部 24— mは、インターリーバ 23— mの出力に対し、所定の多値レベル（1シンボルで送信される情報量を示す値)の変調方式を用いて、 I (In— Phase)信号及び Q (Quadrature -Phase)信号からなる複素平面上の変調シンポルにマッピングした送信シンボル系列 X (k)を出力する。

[0073] 送信部 25— mは、ベースバンド信号である送信シンボル系列 X (k)を周波数変換し、高周波信号として、アンテナ 26— m力も送信する。ここで、 mは M以下の自然数である。以上の動作をすベての mに対して行う。

[0074] ここで、第 m番目アンテナカゝら送信される離散時刻 kにおける送信シンボル系列を、 X (k)と表記する。また、 x (k)を、複数のアンテナ (M> 1)力も送信される離散時刻 k における送信シンボル系列とする。ここで、 x (k)は M次元の列ベクトルであり、第 n番目の要素は X (k)力もなる。

[0075] 次に、本発明の無線通信装置の受信構成について説明する。図 1を用いて、無線通信装置 100における動作を説明する。なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。

[0076] Nr個の複数アンテナ 1 l〜Nrは、送信された高周波信号を受信する。ここで、 Nr は送信される空間多重ストリーム数 M以上の自然数とする。なお、図 1では一例として _Nr= 2の場合を示して、るが、これに限定されるものではな、。

[0077] 受信部 2— nは、アンテナ 1 nで受信された高周波信号に対し、図示されていない増幅及び周波数変換処理後に、さらに直交検波処理を行い、 I信号及び Q信号からなるベースバンド信号に変換する。さらに、ベースバンド信号は、図示されていない A ZD変を用いて、離散信号としてサンプリングされる。 [0078] ここで、離散時刻 kにおヽてサンプリングされた I信号及び Q信号を、それぞれ実数成分及び虚数成分として有する受信信号 y (k)と標記する。また、 y(k)を受信に用いるアンテナ l— l〜Nrにおける受信信号と標記する。これは、第 n番目の要素が、 y (k)力なる列ベクトルである。

[0079] ここで、無線通信装置 100aからの離散時刻 kにおける送信シンボル系列 X (k)に対し、フラットフェージング伝搬環境下において、無線通信装置 100により得られる受信信号 y (k)は、（数 1)のように示すことができる。

[0080] また、 Hは、無線通信装置 100aからの送信シンボル系列 X (k)が受ける伝搬路変動を示す。また、伝搬路変動 Hは、（無線通信装置 100のアンテナ数 Nr)行 X (無線通信装置 100aにおける送信アンテナ数 M)列からなる行列である。また、伝搬路変動 Hの i行 j列の行列要素 hは、無線通信装置 100aにおける第 j番目の送信アンテナから送信された高周波信号が、無線通信装置 100における第 i番目のアンテナで受信時の伝搬路変動を示す。

[0081] また、 n (k)は無線通信装置 100の Nr個のアンテナで受信時に付加される Nr個の要素をもつ雑音ベクトルを示し、（数 2)に示すような雑音電力 σの白色雑音とする。ここで、 I は、 Nr次の単位行列であり。 E [X]は Xの期待値を表す。

Nr

[0082] [数 1] y(k) = H x ( ） + n(k)

[0083] [数 2]

E[n(k)^H n(k)] = d_Nr

[0084] チャネル推定部 3は、無線通信装置 100から送信される既知のパイロット信号などを用いて、伝搬路変動 Hに対する推定値である伝搬路変動推定値 B (以下、チヤネル推定値)を出力する。

[0085] 次に、信号分離部 4は、チャネル推定値 Bを用いて、無線通信装置 100aから空間多重伝送される送信信号を分離受信する空間多重分離ウェイトを生成し、受信信号 y (k)に対し乗算演算を行う。乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化 (以下、チャネル等化)された信号 s (k)を出力する。

[0086] また、信号分離部 4は、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、それを補うために、分離された信号 s (k)の受信品質情報 q (

m m k)もあわせて出力する。

[0087] ここで、所望の送信シンボル系列 X (k)に対する空間多重信号分離ウェイト Wとし

m m ては、 ZF (Zero Forcing)、 MMSE(Minimum Mean Square Error)等の手法を適用して算出する。信号分離部 4は、このように生成された空間多重分離ウェイト Wを用いて、受信信号 y(k)〖こ対し、（数 3)に示すように乗算することで、他の空間多重ストリームからの干渉信号成分を取り除いた信号 s (k)を得る。

[0088] ここで、 W は Nr個の要素をもつ列ベクトル、 Tはベクトル転置を表す。信号分離部 4 の出力信号 s (k)は、送信側の変調部 24において、所定の多値変調レベルの変調方式でシンボルマッピングされた、送信シンボル系列に対する受信結果のシンボル系列（以下、受信シンボル系列）である。

[0089] なお、 Nr= 2, M = 2における ZF手法を用いた場合の Wは、（数 4)で示すように伝搬路変動推定値 Bの逆行列で表すことができる。なお、 Nr>Mの場合、伝搬路変動推定値 Bの擬似逆行列を用いる。また受信品質情報 q (k)は、信号分離されて得られる受信シンボル系列 s (k)の受信 SNRまたは受信 SINRを用いる。なお、受信 S NRまたは受信 SINRは、空間多重分離ウェイト Wを用いて換算することができる。ここで、信号分離部 4は、 ZF手法の場合、受信品質情報 q (k)として、（数 5)で示すように受信 SNR規範に基づく値を算出できる。

[0090] [数 3] = Wjy ( ）

[0091] [数 4] ( )

[0092] [数 5] ( = i/|| w_w 2

[0093] 次に、復調部 5— mは、信号分離部 4の出力である受信シンボル系列 s (k)を、ビット列力なるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。ビット列への変換時には、受信シンボル点に、最も近いシンボル候補点の硬判定値を出力する手法もあるが、本発明においては、ビット毎の尤度情報を出力する。

[0094] ビット毎の尤度情報として、対数尤度比 LLR( Log Likelihood Ratio)を算出する。対数尤度比の算出方法に関しては、例えば非特許文献:三瓶著、「デジタルヮィャレス伝送技術」、 pp. 275〜279、ピアソン 'エデュケーション出版に記載されている。

[0095] すなわち、復調部 5— mは、受信シンボル系列 s (k)における、第 i番目ビットの対数尤度比 LLR (k)として、（数 6)を用いて算出する。ここで、 Lは送信時に用いられ

m, i

た変調多値数、 s (^bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第 i 番目のビットが Aであるシンボル候補の集合を示す。ここで、 Aは、 0または 1であり、 i は、 log (L)以下の自然数である。また、 mは M以下の自然数である。

2

[0096] [数 6]

[0097] 復調部 5— 1〜Mの出力は、第 1の復号処理部 6に入力される。第 1の復号処理部 6は、ディンターリーノ 60— 1〜M、 PZS変換部 61、復号部 62から構成される。以下その動作の説明を行う。

[0098] ディンターリーバ 60— mは、復調部 5— mから出力されるビット毎の尤度情報の出力（以下、ビット尤度系列）に対し、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビットデータ順を変換する。並直列変換部 (PZS変換部） 61は、複数のディンターリーノ 60— 1〜Mから出力されるビット尤度列を、所定の手順によりシリアルのビット尤度列に変換する。

[0099] 復号部 62は、 PZS変換部 61から出力される軟判定値であるビット尤度列に対し、誤り訂正復号処理を施す。復号部 62は、誤り訂正復号処理後に、 2値の硬判定値で仮判定されたビットデータを、送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列 b (k)として出力する。

[0100] 再符号化変調部 8は、仮判定ビット列 b (k)に基づ、て、送信シンボルデータを再生成する。図 3は再符号化変調部 8の詳細構成を示す。図 3において、伝送路符号化部 31は、仮判定ビット列 b (k)に対し、送信時に用いた所定の符号化率及び誤り訂正方式によって、誤り訂正符号化を施す。

[0101] 直並列変換手段 (SZP変換手段) 32は、伝送路符号化部 31のデータ出力を、送信時と同様に、アンテナ数 M分の並列データ列に変換し、仮判定送信ビットデータ系列 d^[1] (k)として出力する。

[0102] その後、送信時に用いた同一のインターリーブパターンを有するインターリーバ 33 —mは、仮判定送信ビットデータ系列 d^[1] (k)に対し、インターリービング処理を施す。変調部 34は、インターリーバ 33— mの出力に対し、送信時に用いた所定の多値変調を用いて、 I (In— Phase)信号及び Q (Quadrature Phase)信号からなる複素平面上の変調シンボルにマッピングした仮判定送信シンボル系列 x^[1] (k)を出力する。

[0103] なお、 mは M以下の自然数である。ここで、 x^[1] (k)を、複数のアンテナ（M > 1)から送信される離散時刻 kにおける仮判定送信シンボル系列とする。ここで、 x^[1] (k)は M 次元の列ベクトルであり、第 m番目の要素は x^[1] (k)からなる。

[0104] レプリカ生成部 9は、再符号ィ匕変調部 8の出力である仮判定送信シンボル系列 x^[1] (k)及びチャネル推定部 3からの出力であるチャネル推定値 Bを用いて、（数 7)に示すような、受信信号 y(k)のレプリカ信号 y^[1] (k)を生成する。ここで、 Grは、 M次の単位行列から r行 r列の対角成分を 0にした行列を示す。

[0105] [数 7] y^[1]( :) = BG_rx^[1]( :)

[0106] 干渉キャンセル部 10は、受信部 2の出力である受信信号 y(k)から、所望の第 r番目の空間多重ストリームを除ぐ空間多重ストリームを干渉信号とみなし除去を行い、干渉除去された第 r番目の空間多重ストリームを出力する。すなわち、（数 8)に示すように、干渉キャンセル出力 V (k)を算出する。

[0107] ここで、 rは 1から Mまでの自然数、 y^Cl] (k)はレプリカ信号である。また、干渉キャンセル出力 V (k)は、 Nr個の要素をもつ列ベクトルである。干渉キャンセル部 10は、以上の干渉キャンセルの動作を、送信された全ての M個の空間多重ストリームに対して行う。すなわち、干渉キャンセル部 10は、 r= l、 . . . , Mに対して、（数 8)に示す干渉キャンセル動作を行う。

[0108] [数 8]

[0109] 分離合成部 11一 rは、 Nr個の要素をもつ干渉キャンセル出力 V (k)を合成する。干渉キャンセル出力の合成手法としては、最大比合成 (MRC合成）、 MMSE合成 (最小自乗誤差合成)等の適用が可能である。分離合成部 11一 rは、最大比合成手法を適用する場合、（数 9)のように、所望の第 r番目の空間多重ストリームに対する合成出力 u (k)を算出する。ここで、 bは、チャネル推定値 Bにおける第 r番目の列べタトル、上付きの添え字 Hはベクトル共役転置を表す。ここで、 rは M以下の自然数である。

[0110] [数 9]

[0111] 誤差成分推定部 13は、干渉キャンセル部 10におけるレプリカ信号の誤差成分 E (k )を推定する。すなわち、誤差成分推定部 13は、（数 10)に示すように、チャネル推定部 3の出力 B及び再符号化変調部 8の出力を用いて、全ての空間多重ストリームに対するレプリカ信号 y^[1] (k)を生成し、それを受信信号 y (k)から減算除去する。

[0112] [数 10]

[0113] なお、誤差成分推定部 13の別な動作として、干渉キャンセル部 10におけるレプリ力信号の誤差成分 E (k)を用いて、さらに、合成ウェイト Grを用いて重み付けして得られるレプリカ信号の誤差成分 Er (k)を推定してもよい。なお、合成ウェイト Grは、分離合成部 11一 rにおける干渉キャンセル出力 V (k)を合成するものである。

[0114] すなわち、（数 11)に示すように、チャネル推定部 3の出力 B及び再符号ィ匕変調部 8 の出力を用いて、全ての空間多重ストリームに対するレプリカ信号 y^[1] (k)を生成し、それを受信信号 y(k)力減算除去し、さらに分離合成部 11一 rにおける干渉キャンセル出力 V (k)に対する合成ウェイト Grで合成する。

[0115] 本構成では、特に、空間的に有色な干渉雑音成分が残る場合、空間多重ストリーム毎に、重み付け合成ウェイト Gを用いることで、有色な干渉雑音成分が適切に除去された後の、レプリカ信号の誤差成分 Er (k)が得られる。このため、ストリーム毎により最適な尤度情報が得られ、尤度情報の重み付けの精度を向上させることができ、その結果として、受信品質の向上が可能となる。

[0116] [数 11]

^ ( H G [y ( )— y^[1]( 2

)] [0117] ここで、算出されるレプリカ信号の誤差成分 E (k)は、雑音電力 σの成分に加えて、以下のような離散時刻 k毎のシンボルデータ系列に対する干渉雑音電力成分を検出できる。

[0118] 1) 復号部 62において判定誤りした仮判定出力が含まれる場合：

レプリカ生成部 9において生成されるレプリカ信号 y^[1] (k) =Bx^[1] (k)の x^[1] (k)成分に誤差が生じるため、干渉キャンセル部 10の干渉キャンセル動作によっては、干渉信号成分が除去されずに、干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

[0119] 2) チャネル推定誤差、あるいは伝搬路変動に起因するチャネル変動誤差が含まれる場合：

レプリカ生成部 9において生成されるレプリカ信号 y^[1] (k) =Bx^[1] (k)の B成分に誤差が生じるため、干渉キャンセル部 10の干渉キャンセル動作によっては、干渉信号成分が除去されずに、干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

[0120] 3) ハード誤差 (キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）に起因する位相変動誤差を含む場合：

[0121] 尤度算出部 12—!:は、分離合成部 11一!:の出力である合成出力シンボルデータ系列 u (k)を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。ビット列への変換時には、復調部 5と同様にビット毎の対数尤度比 LLRを算出する。すなわち、合成出力シンボル系列 u (k)に対する第 i番目のビットにおける信頼性情報として、（数 12)のような対数尤度比 LLRr, j (k)を算出する。

[0122] ここで、 Lは送信時に用いられた変調多値数、 s ^(bi=A)は、シンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第 i番目のビットが Aであるシンボル候補の集合を示す。ここで、 Aは、 0または 1であり、 iは log (L)以下の自然数である。また、 mは M以

2

下の自然数、 brは、チャネル推定値 Bにおける第 r番目の列ベクトル、 rは M以下の自然数である。

[0123] なお、（数 12)は、分離合成部 11において最大比合成手法を適用した場合を前提に記している。すなわち、受信品質情報 q (k)は、 SNR規範を用いている。各アンテナでの雑音電力は、共通として省略している。第 r番目の空間多重ストリーム対する MRC合成による受信電力 I I br I I ²による重み付けを行っている。ここで、 llxll²はベクトル Xに対するノルムを表す。

[0124] [数 12]

LLR_r

[0125] 重み付け部 14一!:は、誤差成分推定部 13から出力される誤差成分を基に、尤度算出部 12— rの出力である第 r番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に対して、誤差成分に応じた補正を行う。すなわち、（数 13)に示すような補正ビット尤度系列 LLR^[1] (k)を算出する。

[0126] ここで、 d (k)は、（数 14)で示すような、無線通信装置 100の受信時に付加される雑音電力 σと、誤差成分推定部 13の出力と、をパラメータとした関数値として表現でき、レプリカ信号の誤差成分 E (k)が大きい程、 d (k)を小さくする関数形状とする。一例として、（数 15)に示す関数を用いる。なお、（数 15)の代わりに、 d(k) =tanh X σ /Ε (k) )を用いても良!ヽ。この場合 aは定数値である。

[0127] [数 13]

LLR^[l ,i (k) - d(k)LLR_{r i} (k)

[0128] [数 14]

[0129] [数 15]

[0130] 重み付け部 14一 rの出力は、第 2の復号処理部 6 ( に入力される。第 2の復号処理部 6(²)は、ディンターリーバ 60(²)— 1〜M、？/3変換部61(²)、復号部 62(²)から構成され、第 1の復号処理部 6と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。最終的に、復号部 62( は、 PZS変換部 61( から出力されるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、 2値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する

[0131] 以上のような動作により、本実施の形態では、レプリカ信号の誤差成分を、受信信号とレプリカ信号を用いて検出する動作を行う誤差成分推定部 13の出力を基に、干渉キャンセル後に分離合成される空間多重信号に対する尤度情報を重み付け部 14 において補正する。

[0132] これにより、本実施の形態の無線通信装置は、干渉キャンセル時に、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因により干渉雑音電力が顕著に含まれる場合に、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さくすることができる。その結果、本実施の形態の無線通信装置は、前記ビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因が含まれる場合でも、受信特性の劣化を抑えることができる。

[0133] また、本実施の形態にお!、て、仮判定値を 2値の硬判定値としたノヽードキャンセラ一は、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成が可能であり、更に、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

[0134] なお、本実施の形態における無線通信装置は、仮判定値の代わりに、軟判定値を用いたソフトキャンセラーを行う構成に用いてもよい。すなわち、無線通信装置は、干渉キャンセル部 10の代わりに、ソフトキャンセルを行うソフト干渉キャンセル部を用いる。この場合、ソフトキャンセラーによる利得向上効果に加え、本発明の構成である、受信レプリカの誤差成分を検出する誤差成分推定部 13による尤度情報の重み付け効果による受信特性の改善効果を得ることができる。

[0135] なお、本実施の形態では、第 2の復号処理部の出力を、最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、この出力を、再度、再変調符号化変調部 8 に入力して、以下、再符号化変調部 8、レプリカ生成部 9、干渉キャンセル部 10、誤差成分推定部 13、分離合成部 11、尤度算出部 12、重み付け部 13及び第 2の復号処理部において、前述したのと同様な処理を繰り返し行っても良い。このような繰り返し処理により、処理遅延が大きくなる力復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

[0136] (実施の形態 2)

図 9は、本実施の形態 2における無線通信装置 200の構成を示す図である。なお、図 9における無線通信装置 200は受信構成のみを示しており、送信構成は図 10の無線通信装置 201に示している。実施の形態 1では、空間多重伝送を行う場合の送信及び受信構成を示したが、本実施の形態は、実施の形態 1で M= lにした場合に相当する空間多重伝送を行わない場合の送信及び受信構成を示している。以下、図 9及び図 10を用いてその動作を順に説明する。

[0137] まず、図 10を用いて、無線通信装置 201の送信動作を説明する。無線通信装置 2 01は、 1つのアンテナ 26から、 1つの送信系列を伝送する（以下、送信ストリームと呼ぶ)。図 10において、送信データ生成部 20は無線通信装置へ送信するビットデータ系列 z (k)を生成する。ここで、 kは離散時刻を示す。

[0138] 伝送路符号ィ匕部 21は、ビットデータ系列 z (k)に対し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施し、送信ビットデータ系列 d (k)として出力する。インターリーバ 23は、送信ビットデータ系列 d (k)に対しインターリービング処理を施す。

[0139] 変調部 24は、インターリーバ 23の出力に対し、所定の多値レベルの変調方式を用 V、て、 I信号及び Q信号力なる複素平面上の変調シンボルにマッピングした送信シンボル系列 X (k)を出力する。送信部 25は、ベースバンド信号である送信シンボル系列 X (k)を周波数変換し、高周波信号として、アンテナ 26から送信する。 [0140] 次に、本実施形態の無線通信装置の受信構成について説明する。図 9を用いて、無線通信装置 200における動作を説明する。なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。

[0141] Nr個のアンテナ 1 l〜Nrは、送信された高周波信号を受信する。ここで、 Nrは 1 以上の自然数とする。なお、図 9では一例として Nr= 2の場合を示しているがこれに限定されるものではない。

[0142] 受信部 2— nは、アンテナ 1 nで受信された高周波信号に対し、図示されていない増幅及び周波数変換処理後に、さらに直交検波処理を行い、 I信号及び Q信号からなるベースバンド信号に変換する。

[0143] さらに、ベースバンド信号は、図示されていない AZD変を用いて、離散信号としてサンプリングされる。ここで、離散時刻 kにおいてサンプリングされた I信号及び Q 信号を、それぞれ実数成分及び虚数成分として有する受信信号 y (k)と標記する。また、 y(k)を受信に用いるアンテナ 1—1〜Nrでの受信信号と標記する。これは、第 n番目の要素が V (k)力なる列ベクトルである。

[0144] ここで、無線通信装置 201からの離散時刻 kにおける送信シンボル系列 X (k)に対し、フラットフージング伝搬環境下にお、て得られる無線通信装置 200での受信信号 y (k)は、（数 16)のように示すことができる。

[0145] また、 hは、無線通信装置 2001からの送信シンボル系列 X (k)が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装 200のアンテナ数 Nr)行力もなる列ベクトルである。伝搬路変動 hの第 i番目の要素 hは、無線通信装置 201における送信アンテナから送信された高周波信号が、無線通信装置 200における第 i番目のアンテナで受信時の伝搬路変動を示す。

[0146] また、 n (k)は、無線通信装置 200の Nr個のアンテナで受信時に付加される Nr個の要素をもつ雑音ベクトルを示し、（数 2)に示すような雑音電力 σの白色雑音とする。ここで、 I は、 Nr次の単位行列であり。 E [X]は Xの期待値を表す。

Nr

[0147] [数 16] y(k) = h x (k) + n(k) [0148] チャネル推定部 3は、無線通信装置 100から送信される既知のパイロット信号などを用いて、伝搬路変動 hに対する推定値である伝搬路変動推定値 b (以下、チヤネル推定値)を出力する。

[0149] 次に、等化合成部 80は、チャネル推定値 Bを用いて、無線通信装置 201から伝送される送信信号を等化合成するウェイトを生成し、受信信号 y (k)に対し乗算演算を行う。乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化 (以下、チヤネル等化)された信号 s (k)を出力する。

[0150] また、等化合成部 80は、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、それを補うために、分離された信号 s (k)の受信品質情報 q (k)もあわせて出力する。

[0151] ここで、等化合成部 80は、所望の送信シンボル系列 X (k)に対する等化合成ゥェイト Wとしては、 ZF、 MMSE等の手法を適用して算出する。等化合成部 80は、生成された等化合成ウェイト Wを用いて、受信信号 y(k)に対し、（数 17)に示すように乗算することで、等化合成された信号 s (k)を得る。

[0152] ここで、 Wは Nr個の要素をもつ列ベクトル、 Tはベクトル転置を表す。等化合成部 8 0の出力信号 s (k)は、送信側の変調部 24において、所定の多値変調レベルの変調方式によりシンボルマッピングされた、送信シンボル系列に対する受信結果のシンボル系列（以下、受信シンボル系列）である。

[0153] また、受信品質情報 q (k)は、等化合成される受信シンボル系列 s (k)の受信 SN

1 m

Rまたは受信 SINRを用いる。なお、受信 SNRまたは受信 SINRは等化合成ウェイト Wを用いて換算することができ、 ZF手法の場合、受信品質情報 q (k)は、（数 5)で

1 m

示すように受信 SNR規範に基づく値として算出できる。

[0154] [数 17] s_x (k) = W_} y(k)

[0155] 次に、尤度算出部 12は、等化合成部 80の出力である受信シンボル系列 s (k)を、ビット列力なるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。ビット列への変換時には、受信シンボル点に、最も近いシンボル候補点の硬判定値を出力する手法もあるが、本発明においては、ビット毎の尤度情報を出力する。

[0156] ビット毎の尤度情報としては、対数尤度比 LLR ( Log Likelihood Ratio)を算出する。すなわち、（受信シンボル系列 s (k)における、第潘目ビットの対数尤度比 L LR (k)として (数 18)を用いて算出する。

[0157] ここで、 Lは送信時に用いられた変調多値数を示し、 s ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第 i番目のビットが Aであるシンボル候補の集合を示す。ここで、 Aは、 0または 1であり、 iは、 log 2 (L)以下の自然数である。

[0158] [数 18]

2

LLR {k) = q_x [va s_x (k) (W=0)

一 5 一— m I m

cら L ceL (ん ) - '⁼¹广]

[0159] ディンターリーバ 60— 1は、尤度算出部 12から出力されるビット毎の尤度情報の出力（以下、ビット尤度系列）に対し、送信側で施されたインターリーブとは逆の動作により、ビットデータ順を変換する。

[0160] 第 1の復号部 62— 1は、ディンターリーバ 60— 1から出力される軟判定値であるビット尤度列に対し、誤り訂正復号処理を施し、その出力として、 2値の硬判定値で仮判定されたビットデータを送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列 b (k)として出力する。

[0161] 再符号化変調部 8は、仮判定ビット列 b (k)に基づいて仮判定送信シンボル系列 x^[1]

(k)を出力し、送信シンボルデータを再生成する。再符号化変調部 8の動作は、無線通信装置 201における送信データ生成部 20、伝送路符号化部 21、インターリーバ 23及び変調部 24と同様な動作であるため、その説明を省略する。

[0162] レプリカ生成部 9は、再符号ィ匕変調部 8の出力である仮判定送信シンボル系列 x^[1]

(k)及びチャネル推定部 3からの出力であるチャネル推定値 bを用いて、（数 19)に示すような、受信信号 y (k)のレプリカ信号 y^[1] (k)を生成する。

[0163] [数 19] y^[1】 ( b_lX ^[1] ( )

[0164] 誤差成分推定部 13は、レプリカ信号の誤差成分 E (k)を推定する。すなわち、誤差成分推定部 13は、（数 10)に示すように、チャネル推定部 3の出力 B及び再符号ィ匕変調部 8の出力を用いて、全ての送信ストリームに対するレプリカ信号 By^[1] (k)を生成し、レプリカ信号 By^[1] (k)を受信信号 y (k)から減算除去する。

[0165] ここで、算出されるレプリカ信号の誤差成分 E (k)は、雑音電力 σの成分に加えて、以下のような離散時刻 k毎のシンボルデータ系列に対する干渉雑音電力成分を検出できる。

[0166] 1) 復号部 62— 1において判定誤りした仮判定出力が含まれる場合：

レプリカ生成部 9において生成されるレプリカ信号 y^[1] (k) =b x^[1] (k)の x^[1] (k)成分に、誤差が生じるために残る誤差電力成分。

[0167] 2) チャネル推定誤差、あるいは伝搬路変動に起因するチャネル変動誤差が含まれる場合：

レプリカ生成部 9において生成されるレプリカ信号 y^[1] (k) =b x^[1] (k)の b成分に、誤差が生じる誤差電力成分。

[0168] 3) ハード誤差 (キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）に起因する位相変動誤差を含む場合：

レプリカ生成部 9において生成されるレプリカ信号 y^[1] (k) =b x^[1] (k)の b成分に、誤差が生じるために残る誤差電力成分。

なお、 1)から 3)の誤差電力成分は、独立して生じるものである。

[0169] 重み付け部 14は、誤差成分推定部 13の出力を基に、尤度算出部 12の出力であるビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。すなわち、重み付け部 14は、（数 2

0)に示すような補正ビット尤度系列 LLR^[1] (k)を算出する。

[0170] ここで、 d (k)は、（数 14)で示すような、無線通信装置 200の受信時に付加される雑音電力 σと、誤差成分推定部 13の出力と、をパラメータとした関数値として表現でき、レプリカ信号の誤差成分 E (k)が大きい程、 d (k)を小さくする関数形状とする。一例として、（数 15)に示す関数を用いる。

[0171] [数 20]

LLR^[l (k) = d{k)LLR _i{k)

[0172] 第 2のディンターリーバ 60— 2は、重み付け部 14の出力に対し、ディンターリービング処理をおこなう。第 2の復号部 62— 2は、ディンターリービング処理されたビット尤度列に対し、誤り訂正復号処理を施し、 2値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する。

[0173] 以上のような動作により、本実施の形態では、レプリカ信号の誤差成分を、受信信号とレプリカ信号とを用いて検出する動作を行う誤差成分推定部 13の出力を基に、送信ストリームに対する尤度情報を重み付け部 14において補正する。

[0174] これにより、本実施の形態の無線通信装置は、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因により誤差音電力が顕著に含まれる場合に、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さくすることができる。その結果、本実施の形態の無線通信装置は、ビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因が含まれる場合でも、受信特性の劣化を抑えることができる。

[0175] また、本実施の形態にお!、て、仮判定値を 2値の硬判定値としたノヽードキャンセラ一は、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成が可能であり、更に、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

[0176] なお、本実施の形態における無線通信装置は、第 2の復号部 62— 2の出力を最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、復号結果の出力を、再度、再変調符号ィ匕変調部 8に入力して、以下、再符号化変調部 8、レプリカ生成部 9、誤差成分推定部 13、重み付け部 13及び第 2の復号処理部 62— 2において、前述した処理を繰り返し行っても良い。無線通信装置は、前記繰り返し処理により処理遅延が大きくなるが、復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

[0177] なお、本実施の形態における別な構成を図 11に示す。本構成では、ディンターリーバ 60— 1、第 1の復号部 62— 1及び再符号化変調部 8の代わりに、シンボル仮判定部 81を用いる。

[0178] すなわち、シンボル仮判定部 81は、尤度算出部 12の出力である、受信シンボル系列 s (k)における、第 i番目ビットの対数尤度比 LLR (k)を用いて、シンボルデータ系列に対するシンボル硬判定を行う。また、シンボル仮判定部 81は、シンボル硬判定結果を用いて、再度、変調を行い、仮判定送信シンボル系列 x^[1] (k)を出力する。

[0179] 本構成では、誤り訂正復号処理を行わずに仮判定出力を得る構成となるため、レプリカ生成時に誤り訂正復号の効果を含まなくなるため特性の劣化が生じるが、構成的に図 9に比べて簡易的に実現が可能でき、処理遅延も低減できる、う特徴を有する。

[0180] (実施の形態 3)

図 4は、本実施の形態 3における無線通信装置 100bの構成を示す図である。なお、図 4における無線通信装置 100bは受信構成のみを示しており、送信構成は図 2の無線通信装置 100aに示す構成と同一であるため、送信動作の説明は省略する。

[0181] 本実施の形態における受信構成は、ノラレル型干渉キャンセラ (PIC)を用いて反復復号を行う構成を示している。実施の形態 1と異なる点は、実施の形態 1の誤差成分推定部 13と異なる入力信号を基に、誤差成分を推定する誤差成分推定部 15を有する点である。すなわち誤差成分推定部 15は、ストリーム受信品質推定部 7及びチヤネル推定部 3からの出力を基に、誤差成分を推定する。以下、実施の形態 1と異なる部分を主に図 4を用いてその動作を説明する。

[0182] アンテナ 1で受信した高周波信号に対し、受信部 2、チャネル推定部 3、信号分離部 4を介して復調部 5で空間多重ストリームに対するビット尤度列 LLR (k)を算出

m, 1

するまでの動作は、実施の形態 1と同様であるため、その説明を省略する。

[0183] ストリーム受信品質推定部 7は、復調部 5で得られた空間多重ストリームに対するビット尤度列 LLR (k)を基に、空間多重ストリームの受信シンボル系列 s (k)におけ

m, 1 m

るシンボル毎の受信品質を推定する。 [0184] ここで、 mは M以下の自然数である。シンボル毎の受信品質推定としては、（数 21) に示すように、第 m番目の空間多重シンボルにおける第 k番目の受信シンボルに対する log (L)個のビット尤度 LLR (k)の絶対値をとつたものから、最小値をとるもの

2 m, i

を選択する。

[0185] すなわち、ストリーム受信品質推定部 7は、最も信頼性の低いビット尤度を当該シンボルの代表値と見なし、それを引数として、関数 gによる出力値を算出する。関数 g (x )は、入力引数 Xが大きくなるにつれて出力値が大きくなる関数形状を適用する。具体的な関数 gとしては、 g (x) =x^1/2などを用いる。また、出力値として、 0≤Q (k)≤

m

1となるような制限を加える。以上の動作を、 M個の全ての空間多重ストリームに対して行う。

[0186] [数 21]

[0187] なお、ストリーム受信品質推定部 7の別な動作としては、（数 21)を用いたストリーム受信品質推定の代わりに、（数 5)を用いた推定を行う方法でもよ!/ヽ。

[0188] 誤差成分推定部 15は、ストリーム受信品質推定部 7の出力を基に、干渉キャンセル部 10における干渉キャンセル動作時の第 r番目の空間多重ストリームに対する誤差成分 E (k)を推定する。

[0189] すなわち、（数 22)で示すように、当該の第 r番目の空間多重ストリームを除ぐ干渉として除去する対象となっている第 m番目の空間多重ストリームのストリーム受信品質 Q (k)が高い場合は、誤差成分は 0に近づき、逆に、ストリーム受信品質 Q (k)が低 m m い場合は、ストリーム受信品質の信頼度の低さに応じて、第 m番目の空間多重ストリームの受信電力に比例した干渉電力が誤差成分として発生するものとして、干渉雑音電力推定を行う。

[0190] ただし、 b は、チャネル推定値 Bにおける第 m番目の列ベクトル、 rは M以下の自然数である。また、当該の第 r番目の空間多重ストリームを除ぐ干渉として除去する対象となっている空間多重ストリームが複数存在する場合は、全ての除去対象空間多重ストリームに対し上記の演算を行い、算出された干渉雑音電力の総和を出力値とする。

[0191] [数 22]

OT=1

m≠r

[0192] 一方、復調部 5— 1〜Mの出力は、第 1の復号処理部 6に入力される。第 1の復号処理部 6は、 2値の硬判定値で仮判定されたビットデータを、送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列 b (k)として出力する。復調部 5— 1〜Mの動作は、実施の形態 1と同様であり、説明は省略する。

[0193] 続いて、再符号化変調部 8、レプリカ生成部 9、干渉キャンセル部 10、分離合成部 11、尤度算出部 12は、実施の形態 1と同様な動作を行う。すなわち、再符号化変調部 8は、仮判定ビット列 b (k)に基づいて送信シンボルデータを再生成する。

[0194] レプリカ生成部 9は、再符号ィ匕変調部 8の出力である仮判定送信シンボル系列 x^[1]

(k)及びチャネル推定部 3からの出力であるチャネル推定値 Bを用いて、（数 7)に示す、受信信号 y (k)のレプリカ信号 y^[1] (k)を生成する。

[0195] 干渉キャンセル部 10は、受信部 2の出力である受信信号 y(k)から、所望の第 r番目の空間多重ストリームを除く空間多重ストリームを、干渉信号とみなし除去を行い、干渉除去された第 r番目の空間多重ストリームを出力する。

[0196] 分離合成部 11一 rは、 Nr個の要素をもつ干渉キャンセル出力 V (k)を合成した合成出力 u (k)を算出する。尤度算出部 12—!:は、分離合成部 11一!:の出力である合成出力シンボルデータ系列 u (k)を、ビット列力もなるビットデータ列に変換するデマッビング処理を行う。

[0197] すなわち、分離合成部 11一 rは、合成出力シンボル系列 u (k)に対する第 i番目のビットに対する信頼性情報として、（数 12)のような対数尤度比 LLRr, j (k)を算出する。ただし、 rは M以下の自然数であり、全ての rに対して、実施の形態 1と同様な動作を行う。なお、分離合成部 11一 rの動作説明は省略する。

[0198] 重み付け部 14一 rは、誤差成分推定部 15の出力である誤差成分 E (k)を基に、尤度算出部 12— rの出力である第 r番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。

[0199] すなわち、（数 23)に示すような補正ビット尤度系列 LLR^[1] (k)を算出する。ここで

、 d (k)は、（数 24)で示すような、無線通信装置 100の受信時に付加される雑音電力 σと、誤差成分推定部 15の出力と、をパラメータとした関数値として表現でき、レブリカ信号の誤差成分 E (k)が大きい程、 d (k)を小さくする関数形状とする。一例として、（数 25)に示す関数を用いる。

[0200] [数 23]

LLR^[ r, (k) = d_r (k)LLR_{r i} (k)

[0201] [数 24] ( ) =ゾ ( ( )，び)

[0202] [数 25] when E_r (K ) > σ

d_r (k) σ

1 when E_r (k)≤ σ

[0203] 重み付け部 14一 rの出力は、第 2の復号処理部 6 ⁽²⁾に入力される。第 2の復号処理部 6(²)は、ディンターリーバ 60(²)— 1〜M、？/3変換部61 (²)、復号部 62(²)から構成され、第 1の復号処理部 6と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。最終的に、復号部 62(²⁾は、 PZS変換部 61(²⁾から出力されるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、 2値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する [0204] 以上のような動作により、本実施の形態では、干渉キャンセル時のレプリカ信号の誤差成分を検出する誤差成分推定部 15の出力を基に、干渉キャンセル後に分離合成される空間多重信号に対する尤度情報を重み付け部 14において補正する。

[0205] これにより、干渉キャンセル時に、判定誤りした仮判定出力が含まれる確率が高い場合、すなわち、ストリーム受信品質推定部 7において、干渉信号として除去をするレプリカ信号の推定したシンボル毎の受信品質が低い場合に、仮判定出力に誤りが含まれる確率が高いと見なして、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さく補正する。これにより、尤度補正されたビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、受信特性の劣化を抑えることができる。

[0206] また、本実施の形態で対象とする、仮判定値を 2値の硬判定値としたハードキャンセラーでは、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成が可能であり、更に、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

[0207] なお、本実施の形態では、第 2の復号処理部 6( の出力を最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、この出力を、再度、再符号化変調部 8に入力して、以下、再符号化変調部 8、レプリカ生成部 9、干渉キャンセル部 10、誤差成分推定部 15、分離合成部 11、尤度算出部 12、重み付け部 14及び第 2の復号処理部 6⁽ において、前述したのと同様な処理を繰り返し行っても良い。このような繰り返し処理により、処理遅延が大きくなる力復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

[0208] また、この際に、図 5に示すように、重み付け部 14の出力に対するストリーム受信品質を推定するストリーム受信品質推定部 7bを別に設けて、ストリーム受信品質推定部 7bの出力を誤差成分推定部 15bへ出力する構成としてもよい。

[0209] 誤差成分推定部 15bは、第 2の復号処理部 6(²⁾からの復号結果を、再度、再符号化変調部 8に入力した場合には、ストリーム受信品質推定部 7の代わりに、ストリーム受信品質推定部 7bの出力に基づき、誤差成分電力を推定する。以上のような構成により、繰り返し処理により更新された誤差成分電力を推定することができ、受信品質の改善度を高めることができる。

[0210] なお、復号部 62において、ビット毎に軟判定値として尤度情報出力が得られる、例えば、 MAP (最大事後確率)復号器、 SOVA (ソフトアウトプットビタビアルゴリズム）復号器、 Max Log MAP復号器を用いる場合、図 6に示すように、復号部 62からのビット毎の尤度情報出力を用いて、重み付け部 14の出力に対するストリーム受信品質を推定するストリーム受信品質推定部 7cを別に設けて、その出力を誤差成分推定部 15cへ出力する構成としてもよい。

[0211] この場合、ストリーム受信品質推定部 7cは、図 3に示す伝送路符号化器 31に入力される前のビットデータ列に対してビット毎の受信品質の推定を行うため、ストリーム受信品質推定部 7cの出力の順番を、重み付け部 14において重み付け処理を行うデータの出力の順番に揃える変換処理を加える。

[0212] すなわち、重み付け部 14がシンボルデータに対し重み付け処理を行う場合、誤差成分推定部 15cは、ストリーム受信品質推定部 7cの出力を、当該シンボルデータに含まれる全てのビットに対する受信品質推定部 7cの出力データを用いて、（数 21)に示す処理を行う。以上のような構成により、復号部の仮判定出力に対する尤度情報としては、復号部 62からのビット毎の尤度情報の方が、より精度高く反映されたものが得られるため、誤差成分推定の精度を高めることができる。

[0213] なお、本実施の形態で説明した構成と、前述した実施の形態 1における誤差成分推定部 13と、を組み合わせる構成の適用も可能である。この場合、 2つの誤差成分推定部 13及び 15の出力に対し、重み付け部 14で、（数 24)に示す d (k)を個別に算出し、重み処理を行う構成でもよいし、 2つ誤差成分推定部 13及び 15の出力を、さらに重みづけ合成した結果を基に、（数 24)に示す d (k)を算出し、重み処理を行う構成でもよい。この場合、構成は複雑になるが、異なる算出方法による誤差成分を検出することで、受信特性の向上が可能となる。

[0214] (実施の形態 4)

図 7及び図 8は、本実施の形態 4における無線通信装置 100cの送信構成及び受信構成を示す図である。なお、図 7における無線通信装置 100cは受信構成のみを示しており、送信構成は図 8の無線通信装置 100dに示している。本実施の形態における受信構成は、シリアル (逐次)型干渉キャンセラ（SIC)を用いて反復復号を行う構成を示している。以下、図 7及び図 8を用いてその動作を順に説明する。 [0215] 図 8の構成は、実施の形態 1における送信構成である図 2の構成に対し、以下の点が異なる。すわなち、複数の伝送路符号化器 21を有し、複数アンテナ 26から送信される空間多重ストリーム毎に独立に伝送路符号ィ匕処理を行う点である。以下、図 8を用いて、無線通信装置 lOOdの送信動作を説明する。

[0216] 無線通信装置 lOOdは、複数 (M本、 M> 1)のアンテナ 26— 1〜Mから、複数 M個の空間多重ストリームを送信する。なお、図 8では、一例として、 M = 2である場合の無線通信装置 lOOdの構成を示すが、これに限定されるものではない。図 8において、送信データ生成部（図示省略）は、受信側の無線通信装置へ送信するビットデータ系列 z (k)を生成する。ここで、 kは離散時刻を示す。

[0217] 直並列変換手段 (SZP変換手段） 70は、送信データ系列であるビットデータ系列 z

(k)出力をアンテナ数 M分の並列ビットデータ列 z (k)に変換する。伝送路符号化部

21— mは、ビットデータ系列 z (k)に対し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施した送信ビットデータ系列 d (k)を出力する。

[0218] インターリーバ 23— mは、送信ビットデータ系列 d (k)に対し、インターリービング処理を施す。変調部 24— mは、インターリーバ 23— mの出力に対し、所定の多値レベルの変調方式を用いて、 I信号及び Q信号力なる複素平面上の変調シンボルにマッピングした送信シンボル系列 X (k)を出力する。

[0219] 送信部 25— mは、ベースバンド信号である送信シンボル系列 X (k)を周波数変換し、高周波信号として、アンテナ 26— m力も送信する。ここで、 mは M以下の自然数である。以上の動作をすベての mに対して行う。

[0220] ここで、第 m番目アンテナカゝら送信される離散時刻 kにおける送信シンボル系列を X

(k)と表記する。また、 x (k)を、複数のアンテナ (M> 1)力も送信される離散時刻 k における送信シンボル系列とする。ここで、 x (k)は M次元の列ベクトルであり、第 n番目の要素は X (k)力もなる。

[0221] 次に、本発明の無線通信装置の受信構成について説明する。図 7を用いて、無線通信装置 100cにおける動作を説明する。なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。

[0222] Nr個の複数アンテナ 1 l〜Nrは、送信された高周波信号を受信する。ここで、 Nr は、送信される空間多重ストリーム数 M以上の自然数とする。なお、図 7では一例として、 Nr= 2の場合を示している力これに限定されるものではない。

[0223] 受信部 2— nは、アンテナ 1 nで受信された高周波信号に対し、図示されていない増幅及び周波数変換処理後に、さらに直交検波処理を行い、 I信号及び Q信号からなるベースバンド信号に変換する。さらに、ベースバンド信号は、図示されていない A ZD変を用いて、離散信号としてサンプリングされる。

[0224] ここで、離散時刻 kにおヽてサンプリングされた I信号及び Q信号を、それぞれ実数成分及び虚数成分として有する受信信号 y (k)と標記する。また、 y(k)を、受信に用いるアンテナ l— l〜Nrでの受信信号として標記する。 y(k)は、第 n番目の要素が y (k)力なる列ベクトルである。

[0225] ここで、無線通信装置 lOOdからの離散時刻 kにおける送信シンボル系列 X (k)に対し、フラットフェージング伝搬環境下において得られる無線通信装置 100cでの受信信号 y (k)は、（数 1)のように示すことができる。

[0226] また、 Hは、無線通信装置 lOOdからの送信シンボル系列 X (k)が受ける伝搬路変動を示す。伝搬路変動 Hは、（無線通信装置 100cのアンテナ数 Nr)行 X (無線通信装置 lOOdにおける送信アンテナ数 M)列力もなる行列である。伝搬路変動 Hの i行 j 列の行列要素 hは、無線通信装置 lOOdにおける第 j番目の送信アンテナ力も送信された高周波信号が、無線通信装置 100cにおける第 i番目のアンテナで受信時の伝搬路変動を示す。

[0227] また、 n (k)は、無線通信装置 100cの Nr個のアンテナで受信時に付加される NHS の要素をもつ雑音ベクトルを示し、（数 2)に示すような雑音電力 σの白色雑音とする。ここで、 I は、 Nr次の単位行列であり。 E[x]は Xの期待値を表す。

Nr

[0228] チャネル推定部 3は、無線通信装置 lOOdから送信される既知のノィロット信号などを用いて、伝搬路変動 Hに対する推定値であるチャネル推定値 Bを出力する。

[0229] 次に、信号分離部 4は、チャネル推定値 Bを用いて、無線通信装置 lOOdから空間多重伝送される送信信号のうち、一つの空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウェイトを生成し、受信信号 y (k)に対し乗算演算を行う。

[0230] ここで、信号分離部 4は、受信 SNRまたは受信 SINRが良好なものから順に、分離受信するオーダーリングを用いてもよい。これにより受信特性の改善が図れることが、非特許文献 3で情報開示されて、る。

[0231] 以下では、第 m番目の空間多重ストリームが、選択されて分離受信されるものとする。ただし、 mは M以下の自然数である。また、信号分離部 4による乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化 (以下、チャネル等化)された信号 s (k) が出力される。また、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、信号分離部 4は、情報欠落を補うために、分離された信号 s (k) の受信品質情報 q (k)もあわせて出力する。

[0232] ここで、信号分離部 4は、所望の送信シンボル系列 X (k)に対する空間多重信号分離ウェイト Wとしては、 ZF (Zero Forcing)、 MMSE(Minimum Mean Square Error)

m

等の手法を適用して算出する。このように生成された空間多重分離ウェイト wを用いて、受信信号 y (k)に対し、（数 3)に示すように乗算することで、他の空間多重ストリームからの干渉信号成分を取り除いた信号 s (k)を得る。

[0233] ここで、 W は Nr個の要素をもつ列ベクトル、 Tはベクトル転置を表す。信号分離部 4 の出力信号 s (k)は、送信側の変調部 24において、所定の多値レベルの変調方式に応じてシンボルマッピングされた、送信シンボル系列に対する受信結果のシンボル系列（以下、受信シンボル系列）である。

[0234] なお、 ZF手法を用いた場合の W は、（数 4)で示すように伝搬路変動推定値 Bの逆行列で表すことができる。なお、 Nr>Mの場合、 Wは、伝搬路変動推定値 Bの擬似逆行列を用いる。また受信品質情報 q (k)は、信号分離されて得られる受信シンポル系列 s (k)の受信 SNRまたは受信 SINRを用いる。なお、受信 SNRまたは受信 SI NRは、空間多重分離ウェイト Wを用いて換算することができ、 ZF手法の場合、受信品質情報 q (k)は、（数 5)で示すように、受信 SNR規範に基づく値を算出できる。

[0235] 次に、復調部 5— mは、信号分離部 4の出力である受信シンボル系列 s (k)を、ビット列力なるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。復調部 5— mは、ビット毎の尤度情報として、対数尤度比 LLRを算出する。

[0236] すなわち、復調部 5— mは、受信シンボル系列 s (k)における、第 i番目ビットの対数尤度比 LLR (k)として、（数 6)を用いて、尤度情報を算出する。ここで、 Lは送信

m, 1 時に用いられた変調多値数、 S_c ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第 i番目のビットが Aであるシンボル候補の集合を示す。ここで、 Aは、 0または 1であり、 iは、 log (L)以下の自然数である。また、 mは M以下の自然数である。

2

[0237] 復調部 5— mの出力は、第 1の復号処理部 80に入力される。第 1の復号処理部 80 は、ディンターリーノ 60— m、第 1の復号部 62— mから構成される。以下その動作の説明を行う。

[0238] ディンターリーバ 60— mは、復調部 5— mから出力されるビット毎の尤度情報の出力（以下、ビット尤度系列）に対し、送信側で施されたインターリーブとは逆の動作により、ビットデータ順を変換する。

[0239] 第 1の復号部 62— mは、ディンターリーノ 60— mから出力される軟判定値であるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、 2値の硬判定値で仮判定されたビットデータを、送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列 b (k)として出力する。

[0240] 第 2の反復復号部 90は、再符号化変調部 8— 2、レプリカ生成部 9 2、干渉キャンセル部 10— 2、分離合成部 11 2、尤度算出部 12— 2、ヌルウェイト乗算部 75— 2、誤差成分推定部 76— 2、重み付け部 14 2、第 2の復号処理部 80( 力なり、以下の動作を行う。

[0241] 再符号化変調部 8— 2は、仮判定ビット列 b (k)に基づヽて送信シンボルデータを再生成するため、図示していない伝送路符号化部、インターリーバ及び変調部を含み、以下のような処理を行う。

[0242] まず、伝送路符号ィ匕部は、仮判定ビット列 b (k)に対し、送信時に用いた所定の符号ィ匕率及び誤り訂正方式によって、誤り訂正符号化を施し、仮判定送信ビットデータ系列 d^[1] (k)として出力する。

[0243] その後、送信時に用いた同一のインターリーブパターンを有するインターリーバは、仮判定送信ビットデータ系列 d^[1] (k)に対し、インターリービング処理を施す。変調部は、インターリーバの出力に対し、送信時に用いた所定の多値変調を用いて、 I信号及び Q信号力なる複素平面上の変調シンボルにマッピングした仮判定送信シンポル系列 x^[1] (k)を出力する。なお、 mは M以下の自然数である。

[0244] レプリカ生成部 9 2は、再符号ィ匕変調部 8— 2の出力である仮判定送信シンボル系列 x^[1] (k)及びチャネル推定部 3からの出力であるチャネル推定値 Bを用いて、（数 26)に示すような、受信信号 y (k)のレプリカ信号 y ^[1] (k)を生成する。ここで、 b は

m m

、チャネル推定値 Bにおける第 m番目の列ベクトルを表す

[0245] [数 26]

[0246] 干渉キャンセル部 10— 2は、受信部 2の出力である受信信号 y(k)から、第 m番目の空間多重ストリームを干渉信号とみなし除去を行い、第 m番目の空間多重ストリームが干渉除去された干渉キャンセル信号 V (k)を出力する。すなわち、干渉キャンセル部 10— 2は、（数 27)に示すように、干渉キャンセル出力 V (k)を算出する。また、干渉キャンセル出力 V (k)は、 Nr個の要素をもつ列ベクトルである。

[0247] [数 27]

_Vl ( )： y ( )— y ] ( ）

[0248] ここで、干渉キャンセル出力が、 1)一つの空間多重ストリームのみを含む場合と、 2 )干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合とでは、以下異なる動作を行う。

[0249] 1) 一つの空間多重ストリームのみを含む場合：

分離合成部 11一 2は、干渉キャンセル出力 V (k)を合成して出力する。干渉キャンセル出力の合成手法としては、最大比合成 (MRC合成）、 MMSE合成 (最小自乗誤差合成)等の適用が可能である。最大比合成手法を適用する場合、（数 28)のよう〖こ、所望の第 r番目の空間多重ストリームに対する合成出力 u (k)を算出する。ここで、 bは、チャネル推定値 Bにおける第 r番目の列ベクトル、上付きの添え字 Hはベクトル共役転置を表す。ここで、 rは M以下の自然数である。

[0250] [数 28] u_r ( ) 二 b _r v, (k)

[0251] 2) 干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合：

分離合成部 11一 2は、干渉除去した第 m番目の空間多重ストリームを除いた複数の空間多重ストリームに対し、再度、信号分離処理を行う。この際、干渉除去したチヤネル推定成分を除去した新たなチャネル推定値 Bを用いる。

[0252] すなわち、チャネル推定値 Bは、チャネル推定値 Bの第 m番目の列ベクトルを除!ヽた Nr行 (M— 1)列の行列である。分離合成部 11一 2は、得られたチャネル推定値 B を用いて、信号分離部 4と同様に、無線通信装置 lOOdから空間多重伝送される送信信号のうち、一つの空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウェイトを生成し、受信信号 y (k)に対し乗算演算を行う。

[0253] ここで、分離合成部 11一 2は、受信 SNRまたは受信 SINRが良好なもの力順に、分離受信するオーダーリングを用いてもよい。以下では第 r番目の空間多重ストリームが選択されて分離受信されるものとする。ただし、 rは、 M以下の自然数であり、干渉キャンセルした第 m番目を除く。

[0254] また、乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化 (以下、チヤネル等化)された信号 s (k)を出力する。また、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するためが、情報欠落を補うために、分離された信号 s (k)の受信品質情報 q (k)もあわせて出力する。

[0255] 尤度算出部 12— 2は、分離合成部 11一 2の出力である合成出力シンボルデータ系列 u (k)を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。ビット列への変換時には、復調部 5と同様にビット毎の対数尤度比 LLRを算出する。

[0256] すなわち合成出力シンボル系列 ^ (k)に対する第 i番目のビットに対する信頼性情報として、（数 29)のような対数尤度比 LLRr, i (k)を算出する。ここで、 Lは送信時に用いられた変調多値数、 s ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第 i番目のビットが Aであるシンボル候補の集合を示す。ここで、 Aは、 0または 1であり、 iは log (L)以下の自然数である。また、 brは、チャネル推定値 Bにおける第 r番目の列ベクトル、 rは M以下の自然数である。

[0257] なお、（数 29)は分離合成部 11— 2におヽて最大比合成手法を適用した場合を前提に記している。すなわち、受信品質情報 q (k)として SNR規範を用いており、各ァンテナでの雑音電力は共通として省略し、第 r番目の空間多重ストリーム対する MRC 合成による受信電力 I I br I I ²による重み付けを行っている。ここで、 llxll²はべタトル Xに対するノルムを表す。

[0258] [数 29]

LLR_{r i}{k) =\\ b_r ||² [min ノ „(&i=l)

[0259] ヌルウェイト乗算部 75— 2は、（数 30)に示すように信号分離部 4で用いた第 m番目の空間多重ストリームを分離受信する際に用いた空間多重分離ウェイト Wを用いて

m

、干渉キャンセル出力 V (k)に対して乗算する。

[0260] [数 30]

[0261] なお、（数 30)は、チャネル推定値の精度が十分確保されていることを前提に、第 m 番目の空間多重ストリームの受信電力を考慮していない方式であるが、別な方法として、（数 30)の代わりに、分離受信する際に用いた空間多重分離ウェイトの受信電力

I | b I | ²を含めた₈ = | | b I I ² w ^Tv (k)を用いる方式でもよい。この場合、 m 1 m m l

チャネル推定値に誤差を含む場合には、その誤差成分を含めた検出が可能となるため、（数 30)よりも有効な方式となる。

[0262] 誤差成分推定部 76— 2は、ヌルウェイト乗算部 75— 2の出力を基に、干渉キャンセル部 10におけるレプリカ信号の誤差成分 E (k)を推定する。すなわち、（数 31)に示すように、ヌルウェイト乗算部 75の出力 gの絶対値の 2乗を算出する。

[0263] [数 31] Ε^) =\ _8ι I²

[0264] ここで、算出されるレプリカ信号の誤差成分 ^ (k)は、雑音電力 σの成分に加えて、以下のような離散時刻 k毎のシンボルデータ系列に対する干渉雑音電力成分を検出できる。

[0265] 1)第 1の復号部 62— 1において判定誤りした仮判定出力が含まれる場合:レプリカ生成部 9で生成されるレプリカ信号 y ^[1] (k)成分に誤差が生じるため、干渉キャンセル部 10の干渉キャンセル動作で、干渉信号成分が除去されずに干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

[0266] 2)チャネル推定誤差、あるいは伝搬路変動に起因するチャネル変動誤差が含まれる場合：レプリカ生成部 9で生成されるレプリカ信号 y ^Cl] (k)のチャネル推定値成分 b

m m に誤差が生じるため、干渉キャンセル部 10の干渉キャンセル動作で、干渉信号成分が除去されずに干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

[0267] 3)ハードウェア誤差 (キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）に起因する位相変動誤差を含む場合、レプリカ生成部 9で生成されるレプリカ信号 y ^[1] (k)のチヤネル推定成分 b に誤差が生じるため、干渉キャンセル部 10の干渉キャンセル動作で、干渉信号成分が除去されずに干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分

[0268] 重み付け部 14一 2は、誤差成分推定部 76— 2の出力を基に、尤度算出部 12— 2 の出力である第 r番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。

[0269] すなわち、（数 32)に示すような補正ビット尤度系列 LLR^[1] (k)を算出する。ここで

、 d(k)は、（数 33)で示すような、無線通信装置 100cの受信時に付加される雑音電力 σと、誤差成分推定部 76— 2の出力をパラメータとした関数値として表現でき、レプリカ信号の誤差成分 E (k)が大きい程、 d (k)を小さくする関数形状とする。一例として、（数 34)に示す関数を用いる。

[0270] [数 32] LLR^[l r^ (k) = d(k)LLR_{r i} (k)

[数 33]

[0272] [数 34]

σ

[0273] 重み付け部 14一 2の出力は、第 2の復号処理部 80 (²⁾に入力される。第 2の復号処理部 80( は、ディンターリーバ 60( — 2、第 2の復号部 62( から構成され、第 1の復号処理部 80と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。最終的に、第 2の復号部 62⁽ は、ディンターリーバ 60⁽ — 2から出力されるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、 2値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する。

[0274] なお、空間多重ストリーム数が Μである場合、本発明の無線通信装置は、第 2の反復復号部 90から第 Μ— 1までの（Μ— 1)個の反復復号部を有する。第 2の反復復号部 90の動作は上述した通りである。第 ηの反復復号部 90— ηは、以下のような動作を行う。ここで ηは 3以上、 Μ— 1以下の自然数である。

[0275] 再符号化変調部 8— ηは、第 η— 1の反復復号部の出力である第 m番目の空間多重ストリームに対する仮判定ビット列に基づいて送信シンボルデータを再生成するため、図示していない伝送路符号ィヒ部、インターリーバ及び変調部を含み、以下のような処理を行う。

[0276] まず伝送路符号化部は、仮判定ビット列に対し、送信時に用いた所定の符号化率及び誤り訂正方式によって、誤り訂正符号化を施し、仮判定送信ビットデータ系列 d^[n — ^1] (k)として出力する。その後、送信時に用いた同一のインターリーブパターンを有するインターリーバにより仮判定送信ビットデータ系列 d^{[n_ 1]} (k)に対しインターリービング処理を施す。

[0277] 変調部は、インターリーバの出力に対し、送信時に用いた所定の多値変調を用いて、 I信号及び Q信号力なる複素平面上の変調シンボルにマッピングした仮判定送信シンボル系列 x^[n_1] (k)を出力する。なお、 mは M以下の自然数である。

[0278] レプリカ生成部 9一 nは、再符号ィ匕変調部 8— nの出力である仮判定送信シンボル系列 x^[n_1] (k)及びチャネル推定部 3からの出力であるチャネル推定値 Bを用いて、 (数 35)に示すような、受信信号 y (k)のレプリカ信号 y ^[1] (k)を生成する。ここで、 b

m m は、チャネル推定値 Bにおける第 m番目の列ベクトルを表す。

[0279] [数 35]

[0280] 干渉キャンセル部 10— nは、第 n—1の反復復号部の干渉キャンセル部 10— (n— 1)の出力である V (k)から、第 m番目の空間多重ストリームを干渉信号とみなし除去を行い、第 m番目の空間多重ストリームが干渉除去された干渉キャンセル信号 V ( k)を出力する。

[0281] すなわち、（数 36)に示すように、干渉キャンセル出力 V (k)を算出する。また、干渉キャンセル出力 V (k)は Nr個の要素をもつ列ベクトルである。ここで V (k)は、第 2の反復復号部の干渉キャンセル部 10— 2から第 nの反復復号部の干渉キャンセル部 1 0— nにより n— 1個の空間多重ストリームが干渉除去されたことになり、干渉キャンセル出力 V (k)は、 M—(n— 1)個の空間多重ストリームが含まれる。

[0282] [数 36]

( 二 i ( - y 】 ( ) [0283] ここで、干渉キャンセル出力が、 1)一つの空間多重ストリームのみを含む場合と 2) 干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合では、以下異なる動作を行う。

[0284] 1)一つの空間多重ストリームのみを含む場合:分離合成部 11一 nは、干渉キャンセル出力 V (k)を合成して出力する。干渉キャンセル出力の合成手法としては、最大比合成 (MRC合成）、 MMSE合成 (最小自乗誤差合成)等の適用が可能である。最大比合成手法を適用する場合、（数 37)のように所望の第 r番目の空間多重ストリームに対する合成出力 u (k)を算出する。ここで、 bは、チャネル推定値 Bにおける第 r番目の列ベクトル、上付きの添え字 Hはベクトル共役転置を表す。ここで、 rは M以下の自然数である。

[0285] [数 37]

[0286] 2)干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合:分離合成部 11一 nは、既に干渉除去された空間多重ストリームを除いた複数の空間多重ストリームに対し、再度信号分離処理を行う。この際、干渉キャンセル部で除去された空間多重ストリームのチャネル推定成分を除去した新たなチャネル推定値 Bを用いる。

[0287] すなわち、第 m番目の空間多重ストリームが除去された場合、チャネル推定値 Bから対応する第 m番目の列ベクトルを削除する。従って、 Bは、 Nr行 (M—n+ l)列の行列である。

[0288] 得られたチャネル推定値 Bを用いて、信号分離部と同様に、無線通信装置 lOOd から空間多重伝送される送信信号のうち、一つの空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウェイトを生成し、干渉キャンセル部 10— nの出力 V (k)に対し乗算演算を行う。

[0289] ここで、受信 SNRまたは受信 SINRが良好なもの力順に分離受信するオーダーリングを用いてもよい。以下では第 r番目の空間多重ストリームが選択されて分離受信されるものとする。ただし、 rは、 M以下の自然数であり、既に干渉キャンセルされた空間多重ストリームのインデックスは除く。

[0290] また、乗算演算後の出力信号は伝搬路による振幅位相変動が等化 (以下、チヤネル等化)された信号 s (k)を出力する。また、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、それを補うために、分離された信号 s (k)の受信品質情報 q (k)もあわせて出力する。

[0291] 尤度算出部 12— nは、分離合成部 11一 nの出力である合成出力シンボルデータ系列 u (k)を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。ビット列への変換時には、復調部 5と同様にビット毎の対数尤度比 LLRを算出する。ヌルウェイト乗算部は、（数 38)に示すように分離合成部 10— (n— 1)で用いた第 m番目の空間多重ストリームを分離受信する際に用いた空間多重分離ウェイト Wを用い

m て、干渉キャンセル出力 V (k)に対して乗算する。

[0292] [数 38]

g„ = W „ ( ) = W [ y "】 ( ]

[0293] なお、ヌルウェイト乗算部の別な動作としては、（数 39)に示すように、全ての空間多重ストリームが存在する場合の、第 m番目の空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウェイト Wを、チャネル推定値 Bを用いて算出し、受信信号 y(k)に対して乗算する。

[0294] この場合、逐次的に行われる干渉キャンセル部 10— nの出力 V (k)は、複数の空間多重ストリームのレプリカ生成の誤りが含まれる力（数 39)では、受信信号 y(k)を用いることで、より正確な誤差成分を推定することができる。

[0295] [数 39] g_n = ^J^T y(k) ~ y_m ^[n] (k)]

[0296] 誤差成分推定部は、ヌルウェイト乗算部の出力を基に、干渉キャンセル部 10におけるレプリカ信号の誤差成分 E (k)を推定する。すなわち、ヌルウェイト乗算部の出力 _giの絶対値の 2乗を算出する。

[0297] 重み付け部 14一 nは、誤差成分推定部 13— nの出力を基に、尤度算出部 13— n の出力である第 r番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。

[0298] 重み付け部 14一 nの出力は、第 nの復号処理部 80 ^ωに入力される。第 ηの復号処理部 80^ωは、ディンターリーバ 60^ω、第 η+ 1の復号部 62^ωから構成され、第 1の復号処理部 80と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。

[0299] 以上のような動作により、本実施の形態では、干渉キャンセル時の誤差成分を、受信信号とレプリカ信号及び信号分離部での空間多重分離ウェイトを用いて、干渉雑音電力を検出する動作を行う誤差成分推定部 76— 2の出力を基に、干渉キャンセル後に分離合成される空間多重信号に対する尤度情報を重み付け部 14 2において補正する。

[0300] これにより、干渉キャンセル時に、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合、チヤネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因により干渉雑音電力が顕著に含まれる場合に、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さくすることができ、その結果、それらのビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、受信特性の劣化を抑えることができる。

[0301] また、本実施の形態で対象とする、仮判定値を 2値の硬判定値としたハードキャンセラーでは、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成で、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

[0302] なお、本実施の形態では、第 Μの復号処理部の出力を最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、この出力を、再度、再符号化変調部 8— 2 に入力して、以下、再符号化変調部 8— 2、レプリカ生成部 9 2、干渉キャンセル部 10- 2,誤差成分推定部 76— 2、分離合成部 11 2、尤度算出部 12— 2、重み付け部 14— 2及び第 2の復号処理部 80⁽ にお、て、前述したのと同様な処理を繰り返し行っても良い。このような繰り返し処理により処理遅延が大きくなる力復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

[0303] なお、本実施の形態では、送信側の構成として、図 8に示すように複数の伝送路符号化器 21を有する構成を示したが、これに限定されず、図 2に示すように伝送路符号化器 21がーつである場合でも適用が可能である。すなわち、復調部 5の出力であるシンボル毎の尤度情報を用、て第 1の仮判定出力、及び第 nの尤度算出部 12— n をシンボル毎の尤度情報を用いて第 nの仮判定出力とすることで、同様に適用できる

[0304] なお、以上の実施の形態にぉ、ては、シングルキャリア変調方式を用いて無線通信を行う無線通信装置の構成について説明を行ったが、マルチキャリア変調方式を用いた無線通信装置への適用も可能である。特に、空間多重伝送を行う場合、直交周波数分割多直 (OFDM : Orthogonal frequency division multiplexingリ用いたマルチキャリア変調方式がよく用いられる。これは、無線伝搬路のマルチノス遅延が、ガードインターバル時間内であれば、各サブキャリアが受ける伝搬路変動はフラットフェージングとして扱えるため、マルチノス等価処理が不要となり、空間多重伝送された信号の分離処理が軽減されるためである。

[0305] ここで、マルチキャリア変調方式は複数のサブキャリアを用いる伝送方式であり、各サブキャリアへの入力データ信号は、 M値 QAM変調等で変調されサブキャリア信号となる。 OFDMは各サブキャリアの周波数が直交関係にあり、高速フーリエ変換回路を用いて周波数の異なるサブキャリア信号を一括変換することで時間軸の信号に変換され、キャリア周波数帯に周波数変換されアンテナより送信される。

[0306] 一方、受信時には、アンテナより受信された信号をベースバンド信号に周波数変換され OFDM復調処理が行われる。このような周波数変換操作の際に、位相雑音が受信信号に加わる。送受信間のキャリア周波数誤差については、自動周波数制御 (AF C)回路により抑えることができるが、その誤差成分である残留キャリア周波数誤差が残る。 M値 QAMをサブキャリア変調に用いる場合、復調時に絶対位相を基準に判定回路によりデータ判定を行うため残留キャリア周波数誤差や位相雑音による位相回転を受けると判定誤りを引き起こし、受信特性が劣化する。

[0307] このような位相回転に対する補償回路として、既知であるパイロットサブキャリア信号を送信して、受信時にパイロットサブキャリア（PSC)の位相回転量を検出して位相補償を行う位相トラッキング回路が一般的に用いられている。 [0308] 図 12はパイロットサブキャリア信号を含む送信フレーム構成の一例を示す。図 12に示すように、送信フレームは、トレーニング信号部 50、シグナリング部 51、データ部 5 2から構成されている。また、データ部 52において特定のサブキャリアに PSC信号が含まれる。

[0309] 図 13は、上述した位相トラッキング回路 55を含む本発明の実施形態における無線通信装置 lOOjの構成を示す図である。以下、図 13において、図 1の構成と異なる動作を行う部分について、すなわち、新たに追加変更された構成部である受信部 54及び位相トラッキング回路 55の動作を説明する。無線通信装置 lOOjは、受信部 54において、図 12のような送信フレーム構成で OFDM変調されて送信された信号に対し、以下のような動作を行う。まず、トレーニング信号部 50の受信信号を用いて、 1)自動利得制御 (AGC)を行うことで、受信信号レベルを適正にする。 2)続いて、自動周波数制御 (AFC)による周波数誤差補正後、 OFDM復調部において、 OFDM復調処理を行う。なお、 OFDM変調及び OFDM復調に関しては、文献 (尾知、 "OFDM システム技術と MATLABシミュレーション解説"、トリケップス刊）に情報開示されており、ここではその詳細説明は省略する。そして、 OFDM復調部は、サブキャリア毎のシンボルデータを出力する。チャネル推定部 3は、サブキャリア毎に、伝搬路変動を示すチャネル推定値を算出する。信号分離部 4はサブキャリア毎のチャネル推定値を基に、信号分離処理を行う。

[0310] 次に、信号分離部 4で、チャネル等化されたデータ部の信号を入力として、サブキャリア位相トラッキング回路 55は以下のような動作を行う。まず、 PSC信号抽出部 56 は、等化されたデータ部のサブキャリア信号力 PSC信号を抽出する。続いて、位相回転検出部 57は、抽出した PSC信号と、 PSC信号のレプリカ信号力もチャネル等化後のサブキャリア信号の位相回転を検出する。位相補償部 58は、チャネル等化されたデータ部のサブキャリア信号に対し、検出された位相回転を補償し、後続する復調部 5に出力する。復調部 5は、シグナリング部で得られた情報、すなわち、送信ストリームの符号ィ匕変調情報に基づき、所定変調方式によるシンボルデータ列から送信シンボルを判定し、ビットデータ列に変換するデマッピング処理を行い、また、同時にビット毎の尤度情報を出力する。第 1の復号処理部 6は、復調部 5の出力結果を用いて、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順を復元するディンターリーバ処理、入力されるビットデータ列に対し誤り訂正復号処理などを施し、送信ビット系列を復元する受信処理を行うことで、仮判定出力を得る。なお、ディンターリーバは、異なるサブキャリア間をまたがるビットデータ列に対するインターリービングを含みことで、周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。これ以降の処理は上述した実施の形態での動作をサブキャリア毎に行うことで、シングルキャリア変調方式と同様に、マルチキャリア変調方式に対しても、上述した実施の形態と同様な効果を得ることがでさる。

[0311] 以上のような動作によって、 AFC誤差による残留キャリア周波数誤差、あるいはァナログデジタル変^^ (A/D)におけるサンプリングクロック誤差等に起因する時間的に変化する位相回転が生じるが、位相トラッキング回路 55を用いることで、位相回転に追従した位相補償が所定のレベルの精度で実行可能となり、同期検波を安定的に行うことができる。また、データ部のサイズが長い場合、受信電力が小さい場合などでは、位相トラッキング回路 55で、補正できな力た残留位相補償誤差が無視できない大きさになることがある。そのような場合、従来の無線通信装置では、受信特性の著しい劣化を生じることとなる。一方、本実施形態の構成においては、誤差成分推定部 13において、残留する位相補償誤差の大きさに応じたサブキャリア毎の尤度重み付けを行うことができる。これにより、第 2の復号処理部 6 ⁽ における誤り訂正復号を行うことで、誤り訂正能力を高めることができ、受信特性の劣化を抑えることができる。これにより、無線通信装置の受信品質の向上を図ることができる。

[0312] なお、図 14に示すように、図 13における信号分離部 4と位相トラッキング回路 55の配置を入れ替えた構成としてもょヽ。複数の空間多重ストリームが伝送されてヽる場合、 PSC信号も多重された状態で受信されるため、位相トラッキング回路 55は、以下のような動作を行う。すなわち、位相回転検出部 57は、チャネル推定部 3の出力と PS C信号抽出部 56の出力を基に、新たな位相トラッキング用の基準信号を生成し、位相回転を検出する。そして、位相補償部 58において検出された位相回転を補償する。詳細な構成及び動作については、その説明を省略する。

[0313] 以上説明した本発明の実施の形態の無線通信装置は、受信ダイバーシチ利得を十分に得ることができる空間多重伝送を可能とするものであり、複数の信号系列を送信する無線通信装置を含む、複数の無線通信装置により空間多重伝送を行う無線基地装置等の無線通信分野において有用である。

[0314] (実施の形態 5)

図 15は、実施の形態 5における無線通信装置 lOOdの構成を示す図である。なお、図 15における無線通信装置 100dは、受信装置の構成のみを示しており、送信装置の構成は、図 2の無線通信装置 100aに示す構成と同様であるため、動作の説明を省略する。

[0315] 本実施の形態における受信機の構成は並列型干渉キャンセラを用いた反復復号を行うものである。実施の形態 1と異なる点は、信号分離部 4の出力を用いて、シンポルにマッピングされたデータを硬判定するシンボル硬判定部 15と、硬判定結果と受信信号、伝搬路変動推定値を用いて誤差成分を推定する誤差推定部 16、第一の重み付け部 17を有する点である。以下、主に実施の形態 1と異なる部分の動作について図 15を用いて説明する。

[0316] 受信アンテナ 1 nrで信号を受信し、受信信号に対して無線部 2— nr、チャネル推定部 3、信号分離部 4、復調部 5— mで行う処理は実施の形態 1と同様であるのでその説明を省略する。

[0317] シンボル硬判定部 15は、信号分離部 4から出力される受信シンボル系列 s (k)を入力とし、受信シンボル点に最も近い候補信号点を選択し、その候補信号点を送信されたシンボルの推定値として出力する。ここで、シンボル硬判定部 15から出力される離散時間 kにおけるシンボル推定値を xa (k)と、離散時間 kにおける複数のストリームのシンボル推定値を _xa (k)と表す。 xa (k)は、 m次元の列ベクトルである。

[0318] 誤差推定部 16は、受信部 2— nrから出力されるベースバンド信号と、チャネル推定部 3から出力される伝搬路変動推定値 B、シンボル硬判定部 15から出力される送信シンボル推定値を入力とし、これら入力より受信処理の誤差成分を推定し、この誤差成分を出力する。

[0319] 以下に、誤差成分を算出する動作を説明する。（数 40)に示すように、シンボル推定値 xa (k)に伝搬路変動推定値 Bを乗算することにより受信信号 y (k)に対するレブリカ信号 ya (k)を生成する。ここで、レプリカ信号 ya (k)は、 nr次元の列ベクトルである。

[数 40] ya(k) = w(k)

[0321] 次に (数 41)に示すように、受信信号 y (k)カゝらレプリカ信号 ya (k)を減算し誤差成分 E (k)を算出する。ここで、 E (k)は、 nr次元の列ベクトルである。

[0322] [数 41]

E(k) = \ y(k) - ya(k) \\²

[0323] 誤差推定部 16力出力される誤差成分から、以下に示す誤差要因を特定できる。

[0324] 1)チャネル推定誤差：チャネル推定部 3は、受信データに含まれる既知のシンボルを利用して、送信アンテナカゝら受信アンテナまでの伝搬路変動推定値を算出するが、この時算出する伝搬路変動推定値が劣化した場合、（数 40)に示す Bに誤差が発生することによりレプリカ信号 ya (k)に誤差が発生し、（数 41)に示す誤差成分 E (k) に伝搬路変動推定値の誤差が現れる。

[0325] 2)ハードウェアによる誤差:ノヽードウエアによる誤差 (キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差)が発生した場合、（数 40)に示す Bに誤差が発生し、レプリカ信号 y a (k)に誤差が発生することから、（数 41)に示す誤差成分 E (k)に誤差が現れる。

[0326] 第一の重み付け部 17は、復調部 5— mの出力である尤度 LLRと誤差推定部 16の出力である誤差成分 E (k)を入力とし、尤度 LLRを誤差成分で補正し、補正された尤度 LLRを出力する。

[0327] ここで、補正された尤度 LLRの算出方法を説明する。復調部 5—mから出力される尤度は、ビット毎の対数尤度比 LLRである。対数尤度比 LLRは (数 42)で算出される。 s (k)は受信シンボル系列、 Lは送信時に用いられた変調多値数、 s (^bi=A)はシンポ m c ルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第 i番目のビットが Aであるシンボル候補の集合を示す。また、 Aは、 0または 1であり、 iは、 log (L)以下の自然数であり、

2

mは M以下の自然数である。 q (k)は、受信品質情報を表す。

[0328] [数 42]

LLR_m, (k) = q_m

[0329] 次に (数 43)で示すように (数 42)で算出される尤度 LLRに誤差補正値 d (k)を乗算し第一の重み付け部 17の出力である補正された尤度 LLRを算出する。ここで、誤差補正値 d (k)は、（数 44)に示すように、誤差推定値 E (k)と無線通信装置 100dの受信時に付加される雑音電力とで表し、誤差推定値 E (k)の値が大きい程、 d (k)の値を小さくする関数とする。一例として (数 45)に示す関数を利用する。なお、（数 15)の代わりに、 d (k) =tanh ( a X σ ZE (k) )を用いても良!ヽ。この場合 aは定数値である。

[0330] [数 43]

LLRa_{r i} (k) = d(k)LLR_{r i} (k)

[数 44]

[0332] [数 45]

第一の復号処理部 6は、第一の重み付け部 17の出力である尤度 LLRを入力とし、実施の形態 1と同様の処理を行い、復号結果を出力する。第一の復号処理部 6の動作は、実施の形態 1と同様であるので、その説明を省略する。図 15において、図中の符号 8〜14、 6 ( で示す各ブロックで行う、第二の復号処理部 6 (²⁾から復号結果を得るまでの動作は実施の形態 1と同様であるので、その説明を省略する。

[0334] これにより、第一の復号処理において、チャネル推定誤差ゃノ、一ドウエアに起因する誤差が発生する場合に、復調部 5—m力出力される値が誤っている可能性が高いとみなし、尤度を小さくするよう補正する。そして、小さく補正された尤度を誤り訂正復号処理することにより特性劣化を抑えることができる。

[0335] また、硬判定処理を用いることで、第一の復号処理における誤差成分を求めるための復調回路や、再変調回路を必要としないため、回路の増加を最小限に抑えることが出来る。

[0336] なお、図 15の第一の復号処理部 6を省略し、図 16に示す無線通信装置 lOOeに示すように、信号分離部 4の出力をそれぞれ硬判定し、その結果を用いてレプリカ信号を生成する構成も考えられる。本構成によると、受信特性は劣化するものの、反復復号における以下の課題を解決することができる。

[0337] すなわち、一度復号したデータを用いてレプリカ信号を発生させ、これを用いて干渉信号をキャンセルした後に、再度復調および復号処理を行うため、受信処理が完了するまでに比較的時間を要するという課題を解決することができる。以下、図 15に示す構成と異なる部分を中心に、図 16に示す構成の説明を行う。

[0338] レプリカ生成部 9は、入力をシンボル硬判定部 15の硬判定結果 (仮判定出力）とチャネル推定部 3からの伝搬路変動推定値を入力とし、図 15のレプリカ生成部 9と同様の処理を行い、シンボル硬判定結果を出力する。その後、図中の符号 13〜14、 6⁽²⁾ で示す各ブロックで図 15と同様の処理を行い、復号結果を得る。

[0339] これにより、第一の復号処理部の誤り訂正復号の効果が得られない事による特性劣化が発生した場合に、第一の復号処理と再符号化変調部 8による再符号化変調処理に要する処理時間が大幅に短縮でき、受信処理全体の処理遅延を大幅に短縮できる効果がある。更に干渉キャンセル後の信号に尤度補正を施すことにより、復号結果の劣化を抑えることができる。

[0340] (実施の形態 6) 図 17は本実施の形態 6における無線通信装置 lOOfの構成を表す。なお、図 17における無線通信装置 100fは、受信装置の構成のみを示しており、その送信装置は、図 2に示す構成と同様であるため、その動作の説明を省略する。

[0341] 本実施の形態で示す無線通信装置 lOOfは、並列干渉キャンセラを用いた反復復号受信装置に関するものである。図 17において、実施の形態 1 (図 1)と異なる点は、復調部 5— mの出力である尤度を用いて重み付け部 14 mの出力の尤度 LLRを補正する第一の尤度補正部 18を有することである。以下に図 17を用いて、実施の形態 1と異なる部分を主に説明し、同様の構成については、その説明を省略する。なお、図 17にお、て受信アンテナ数 nr= 2、送信ストリーム数 m= 2の場合を示して、るが、これに限るものではない。

[0342] 図 17において、アンテナ 1 nrで受信した信号を、受信部 2— m、チャネル推定部 3、信号分離部 4、復調部 5— m、第一の復号処理部 6、再符号化変調部 8、レプリカ生成部 9、干渉キャンセル部 10、分離合成部 11 m、尤度算出部 12— m、誤差成分推定部 13、重み付け部 14から尤度 LLRを出力するまでの動作は、実施の形態 1 と同様であるので、その説明を省略する。

[0343] 図 17において、第一の尤度補正部 18は、復調部 5— mの出力である尤度 LLRと、重み付け部 14の出力である重み付け後の尤度 LLRを入力とし、両入力を加算し、加算した尤度 LLRを出力する。

[0344] すなわち、（数 46)に示すように、（数 6)により算出される尤度と (数 13)により算出される尤度を加算した尤度 LLRaを算出する。

[0345] [数 46]

[0346] 第二の復号処理部 6 ⁽ は、第一の尤度補正部 18から出力される尤度 LLRaを入力とし、第一の復号処理部 6と同様の処理を行い、復号結果を出力する。第二の復号処理部 6( の動作は実施の形態 1と同様であるため、その説明を省略する。

[0347] 以上のような構成により、以下の効果を得ることができる。すなわち、干渉キャンセル部 10において、間違った仮判定出力を用いて生成したレプリカ信号により干渉成分をキャンセルすることで、第一の復号処理部 6の正ヽ復号結果が得られたとしても、シンボル判定誤りを発生させる誤り伝搬が生じることがある力本実施形態に係る構成によれば、第一の復号処理部 6に入力される尤度 LLRと、誤り伝搬が生じたビットの LLRを加算することによって、第 2の復号処理部 6⁽ で誤りの発生を抑制し、性能劣化を抑えることができる。

[0348] なお、第一の尤度補正部 18において、復調部 5— mの出力する尤度 LLRと重み付け部 14が出力する尤度 LLRを加算した力これに限るものではなぐ重み付け加算してちよい。

[0349] あるいはまた、これらの尤度の高いほうを選択する方法でも良い。この場合、以下のような構成をとる。すなわち、第一の尤度補正部 18の出力は、（数 47)に示すように、 LLR (k)が LLR^[1] (k)よりも大きい場合は LLR (k)を出力し、一方、 LLR^[1] ( ，

k)が LLR (k)よりも大きい場合は LLR^[1] (k)を出力する。

[0350] [数 47]

_LLR

[0351] 第一の尤度補正部 18から出力された尤度は、第二の復号処理部 6⁽²⁾に入力され、実施の形態 1と同様の処理を行い、復号結果を出力する。

[0352] 以上のような構成により、復調部 5— mから出力される尤度 LLRと、重み付け部 14 力も出力される尤度 LLRのうち、正しく復号される可能性の高!、ほうを第二の復号処理部 6(²⁾に入力するので、第二の復号処理部 6(²⁾から出力される復号結果が劣化するのを抑えることができる。

[0353] なお、第一の尤度補正部 18の別な動作として、送信ストリーム毎に CRC (Cyclic Re dundancy Check)コードが付与されている場合、その CRCのチェック結果を基に、出力する尤度情報を選択する方法でもよヽ。

[0354] すなわち、復調部 5— mの出力に対する CRCの結果を基に、当該送信ストリームに含まれるビットが誤りなく復号されて、ると判定される場合、 LLR (k)を出力する。一方、 CRCの結果、当該送信ストリームに含まれるビットに誤りが含まれて復号されていると判定される場合、（数 47)の結果を基に出力する。

[0355] 以上のような動作により、 CRCに基づき、誤りなく復号できる場合の尤度情報を第 2 の信号処理部 6 ⁽²⁾に入力することができるため、干渉キャンセル時の誤り伝搬の影響を低減でき、第二の復号処理部 6⁽²⁾から出力される復号結果が劣化するのを抑えることができる。

[0356] なお、本実施の形態で説明した構成に実施の形態 5におけるシンボル硬判定部 15 、誤差推定部 16、第一の重み付け部 17を組み合わせた構成でもよい。図 18にこの場合の受信装置の構成を示す。図 18において、アンテナ 1 nrで受信した信号を受信部 2— nr、チャネル推定部 3、信号分離部 4、復調部 5— m力尤度 LLRを出力するまでの動作は本実施の形態と同様であるので、その説明を省略する。

[0357] 図 18において、シンボル硬判定部 15、誤差推定部 16、第一の重み付け部 17は、実施の形態 5で説明した誤差推定のための構成と同様である。これらを上記説明した無線通信装置 lOOfに追加する。

[0358] すなわち、シンボル硬判定部 15は、信号分離部 4の出力である受信シンボル系列 s

(k)を入力とし、 I信号と Q信号の複素平面上にマッピングされた送信信号点と入力受信シンボル系列との距離が最も近い点を送信信号点と推定することにより硬判定し、その信号点を出力する。

[0359] 誤差推定部 16は、シンボル硬判定部 16の出力である硬判定された信号点と、受信部 2— nrから出力されるベースバンド信号、チャネル推定部 3から出力される伝搬路変動推定値を入力とし、これらを用いてベースバンド信号カゝらシンボル硬判定値と伝搬路変動推定値を用いて作成したレプリカ信号を減算することにより誤差成分を推定し、推定した誤差成分を出力する。

[0360] 第一の重み付け部 17は、推定された誤差成分と復調部 5— mから出力される尤度 LLRを入力とし、雑音成分に応じて尤度 LLRを重み付けし、重み付け後の尤度 LLR を出力する。これらの処理の詳細な動作は実施の形態 5と同様であるので、その説明を省略する。

[0361] 第一の重み付け部 17から出力される重み付けされた尤度 LLRは第 1の復号処理部 6と第 1の尤度補正部 18に入力される。第 1の復号処理部 6から後の動作は、本実施の形態の図 17と同様である。よって、その説明を省略する。

[0362] これにより、チャネル推定誤差、ハードウェアによる誤差が発生した場合に、誤差推定部 16から出力される誤差推定値が大きく現れ、第一の重み付け部 17から出力する尤度 LLRが正しい可能性が低いと見なし尤度 LLRを小さく補正することにより、性能劣化を防ぐことができる。

[0363] また、第 1の尤度補正部 18の入力にチャネル推定誤差、ハードウェアによる誤差を補正した尤度 LLRを用いることにより、これら誤差が発生した場合でも第 2の復号処理部 6⁽ での劣化を抑えることができる。

[0364] また、誤差成分を推定するときに受信シンボル系列を硬判定しているため、軟判定し復号を行う場合に比べて、性能劣化は発生するが、簡単な演算回路で構成できるので、回路規模を小さく抑えることができる。

[0365] (実施の形態 7)

図 19は本実施の形態 7の無線通信装置 lOOgの構成を示している。なお、図 19は

、受信装置の構成のみを示しており、送信装置は、図 8に示した構成と同様であるため、その動作の説明を省略する。

[0366] 本実施の形態に示す無線通信装置 lOOgは、シリアル (逐次)干渉キャンセラ（SIC

)を用いて反復復号を行う構成を示して、る。図 19を用いてその動作を説明する。

[0367] 図 19において、実施の形態 4の図 7と異なる点は、信号分離後の受信シンボル系列を硬判定するシンボル硬判定部 15、受信ベースバンド信号と硬判定値、伝搬路変動推定値を用いて誤差成分を推定する誤差推定部 16、推定した誤差成分に応じて尤度 LLRを補正する第一の重み付け部 17を有することである。以下に図 19を用いて実施の形態 4の図 7と異なる部分を主に説明し、同様の構成についてはその説明を省略する。

[0368] 図 19において、受信アンテナ 1 nrで受信した受信信号を受信部 2— nr、チヤネル推定部 3、信号分離部 4、復調部 5— mで処理し、尤度 LLRを出力するまでの動作は実施の形態 4の図 7と同様であるので説明を省略する。

[0369] シンボル硬判定部 15は、信号分離部 4から出力される受信シンボル系列 s (k)を入力とし、受信信号を硬判定し、硬判定した信号点を送信シンボルの推定値として出力する。ここで、硬判定は、送信された I信号と Q信号力もなる複素平面上の信号点の候補の中から、等化された受信シンボル系列 s (k)の複素平面上の信号点との距離が一番近い点を送信シンボルの推定値として選択する。ここで、離散時間 kにおける送信シンボルの推定値を xa (k)と表す。

[0370] 誤差推定部 16は、受信ベースバンド信号 y (k)とチャネル推定部 3から出力される伝搬路変動推定値 B、シンボル硬判定部 15から出力される送信シンボル推定値 xa (k)、図示されていない第 m番目の空間多重ストリームを取り出すために信号分離部 4で用いた空間多重分離ウェイト Wを入力とし、受信処理による誤差成分を算出し、誤差成分を出力する。誤差成分の算出方法を以下に説明する。

[0371] (数 48)に示すように、入力される送信シンボル推定値 xa (k)とチャネル推定値 B を用いてレプリカ信号 ya (k)を作成する。ここで、 b は伝搬路変動推定値 Bにおけ

m m

る第 m番目の列ベクトルを表す。

[0372] [数 48]

[0373] 次に、（数 49)に示すように、受信ベースバンド信号 y (k)からレプリカ信号 ya (k)

m を減算し干渉をキャンセルした信号 va (k)を求める。さらに、第 m番目の空間多重ストリームを取り出すために用いた空間多重分離ウェイト Wを va (k)に乗算し、誤差成分 E (k)を推定する。

[0374] [数 49] ) = |W " ( ) |²

[0375] ここで、誤差成分 E (k)は、雑音電力 σに加えて以下のような離散時間 kにおける受信シンボル系列の干渉雑音電力成分を検出できる。

[0376] 1)チャネル推定誤差：チャネル推定部 3は、受信データに含まれる既知のシンボルを利用して、送信アンテナカゝら受信アンテナまでの伝搬路変動推定値を算出するが、この時算出する伝搬路変動推定値が劣化した場合、（数 48)に示す b に誤差が発生することによりレプリカ信号 ya (k)に誤差が発生し、（数 49)に示す誤差成分 E (k) に伝搬路変動推定値の誤差が現れる。

[0377] 2)ハードウェアによる誤差:ノヽードウエアによる誤差 (キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差)が発生した場合、（数 48)に示す b に誤差が発生し、レプリカ信号 ya (k)に誤差が発生することから、（数 49)に示す誤差成分 E (k)に誤差が現れる。

[0378] 第一の重み付け部 17は、復調部 5— 1の出力である尤度 LLRと誤差推定部 16の出力である誤差成分を入力とし、誤差成分に応じて尤度 LLRを補正し、補正された尤度 LLRを出力する。

[0379] (数 50)に示すように、補正された尤度 LLRa^[1] (k)は、尤度 LLRと補正値 d (k)の積で算出される。

[0380] ここで、補正値の算出方法を説明する。（数 51)に示すように、補正値 d(k)は、無線通信装置 lOOgにおける雑音電力 σと誤差成分 E (k)のパラメータを含む関数で表すことができ、 E (k)の値が大きくなると d (k)の値は小さぐ E (k)の値が小さくなると d (k)の値は大きい関数形状とする。 d (k)の一例を (数 52)に示す。

[0381] [数 50]

LLRa^[} (k) = d(k)LLR_{r i}(k)

[0382] [数 51]

[0383] [数 52] d{k)二

[0384] 第一の復号処理部 80は、第一の重み付け部 17から出力される尤度 LLRを入力とし、実施の形態 4と同様の処理を行い、第一の仮判定値を出力する。これ以降の、第 2の反復復号部 90、第 3の反復復号部は実施の形態 4と同様の処理を行い、第 3の判定出力を得る。

[0385] 以上のような動作により、本実施の形態では、チャネル推定部 3やノヽードウエアで発生する誤差を、受信信号の硬判定値、受信信号、チャネル推定値を用いることにより誤差推定部 16で求め、これに基づき第一の重み付け部 17により、第 1の復号処理部 80に入力する尤度 LLRを補正する。

[0386] これにより、チャネル推定値の算出時の誤差やノヽードウエアによるキャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差が発生し干渉雑音電力が含まれる場合に、第 1の復号処理部 80に入力する当該シンボルの尤度を雑音成分の推定値に基づいて小さくすることができ、その結果、この尤度を用いて復号処理を行うことによって、受信特性の劣化を抑えることができる。

[0387] また、第 1の復号処理部 80に入力する尤度を補正し、その結果を用いて復号処理を行うため、第 2の反復復号部 90内の干渉キャンセル部 10— 2において、間違ったレプリカ信号で干渉をキャンセルすることによる性能劣化を抑えることができる。これにより、第 2の反復復号部 90以降の性能劣化を抑えることができる。

[0388] なお、誤差成分 E (k)の算出時に、第 m番目の空間多重ストリームの受信電力を考慮し、分離受信する際に用いた空間多重分離ウェイトの受信電力 I I bm I I ²を含めた E (k) = | I I bm I I ²W ^TVa (k) I ²を用いてもよい。これにより、伝搬路推定値に誤差を含む場合に、この誤差を含めて重み付けできることから、受信品質の劣化を抑えることができる。

[0389] (実施の形態 8)

図 20は、本実施の形態の無線通信装置 100hの構成を示している。なお図 20は受信装置のみを表しており、送信装置は図 2と同様であるので、その動作の説明を省略する。

[0390] 本実施の形態に示す無線通信装置 100hは、並列干渉キャンセラ（PIC)を用いた反復復号受信装置に関するものである。図 20を用、て無線通信装置 1 OOhの動作を説明する。

[0391] 図 20において、実施の形態 5 (図 15)と異なる点は、（数 45)に示す σによる正規化の近似演算を行うためのビット選択部 18と受信したフレームの変調方式を特定する変調方式特定部 20を有する点である。また、重み付け部 19は、誤差成分から補正値を求める回路を簡略ィ匕するために、割り算回路の演算結果をテーブル参照により求める。

[0392] 本構成によると、尤度補正回路を追加した場合には性能劣化を抑えることができる力尤度補正値を算出するための回路規模が増加するという課題を解決できる。以下に、実施の形態 5の構成と異なる部分を中心に説明し、同様の構成についてはその動作の説明を省略する。

[0393] 受信アンテナ 1 nrで信号を受信し、受信部 2— nr、チャネル推定部 3、信号分離部 4、復調部 5— m、シンボル硬判定部 15、誤差推定部 16から誤差値を出力するまでの動作は実施の形態 5と同様であるので、その動作の説明を省略する。

[0394] ビット選択部 18は、誤差推定部 16から出力される誤差値 E (k)と現在の変調方式を示した制御信号を入力とし、（数 53)に示すように、制御信号が示す変調方式ごとに誤差値 E (k)を c倍し、 c倍した誤差値 Ea (k)を出力する。

[0395] [数 53]

Ea(k) = c x Ε{κ )

[0396] ここで、 cは制御信号の値に応じて変化する値である。図 21に制御信号の入力に対する cの出力値の一例を示す。制御信号は、受信したパケットの変調方式に応じて変化する。入力する制御信号については後述する。なお、制御信号は、変調方式に限ったものではなぐ送信側で施す符号化の符号化率でもよい。なお、変調方式と符号化率を組み合わせた信号でも良、。

[0397] このように、誤差値 E (k)に cを乗算することは、実施の形態 5の（数 45)に示す d (k) の演算の σで正規ィ匕する部分に相当する。また、図 21に示した演算をノヽードウエアで実現する場合、 E (k)のビットシフトにより実現することができる。これにより、 σの正規ィ匕演算の回路規模を小さくすることができる。 [0398] 重み付け部 19は、復調部 5— m力もの出力である尤度 LLRと誤差値 Ea (k)を入力とし、誤差値を用いて尤度 LLRを補正し、補正された尤度 LLRを出力する。（数 54) に示すように、補正値 d(k)と入力される尤度 LLR (k)を乗算し補正された尤度 LLR a^Cl] (k)を算出する。

[0399] ここで、補正値 d (k)の算出方法の一例を説明する。補正値 d (k)は、（数 55)で示すように、誤差値 Ea (k)の値が大きくなると、補正値 d (k)が小さくなり、誤差値 Ea (k) の値が小さくなると、補正値 d (k)が大きくなるような形状の関数力算出される。

[0400] 補正値 d(k)を算出する演算回路を簡略ィ匕するために、テーブル参照を用いて演算結果を求める。図 23に d (k)の演算に用いるテーブル参照 ROM (Read Only Memory)を示す。（数 55)に示す補正値 d (k)の演算結果をテーブル参照 ROMにあらかじめ書き込む。この ROMに誤差値 Ea (k)を入力し、 d (k)の演算結果を得る。なお、誤差値の入力範囲は、 1以下の値とし、 1以上の値が入力された場合、 1を出力するものとする。

[0401] [数 54]

LLRa^{[ l ]}r, {k)二 d{k)LLR_{r i}{k)

[0402] [数 55]

( ) > 1

[0403] 第 1の復号処理部 6は、重み付け部 19が出力する補正された尤度 LLRを入力とし、データ系列を並べ替えるディンタリーブ、誤り訂正復号等の処理を行い、第 1の復号処理部 6の復号結果である仮判定結果を出力する。第 1の復号処理部 6の構成は、実施の形態 5と同様であるので、その動作の説明を省略する。

[0404] 仮判定出力を再符号化変調部 8、レプリカ生成部 9、干渉キャンセル部 10、分離合成部 11 1、尤度算出部 12— 1、誤差成分推定部 13までの構成は実施の形態 5と同様であるので、その動作の説明を省略する。

[0405] ビット選択部 18 ⁽²⁾は、誤差成分推定部 13から出力される誤差成分と制御信号を入力とし、ビット選択部 18と同様の処理を施し、その結果を出力する。ビット選択部 18⁽² )の動作は、ビット選択部 18と同様であるので、その説明を省略する。

[0406] 重み付け部 19( は、尤度算出部 12—1から出力される尤度 LLRとビット選択部 18 (²⁾から出力される誤差成分を入力とし、尤度 LLRに重み付け部 19と同様の処理を施し、その結果を出力する。重み付け部 19 ⁽ の動作は、重み付け部 19と同様であるので、その説明を省略する。

[0407] ここで、送信パケットのフレームフォーマットを図 22に示す。トレーニング部 22—1 は、既知のシンボルであり、フレーム同期、周波数同期、サンプリング位相同期、チヤネル推定等に用いられる。シグナリング部 22— 2は、既知の変調方式、例えば BPS Kで変調されたシンボルで、その後に続くデータ部 22— 3がどのような変調方式で変調されているかを示すためのシンボルである。データ部 22— 3は、通信するデータを変調したシンボルである。

[0408] 図 20に示す変調方式特定部 20は、第 1の復号処理部 6から出力される復号結果を入力とし、受信信号のシグナリング部 22— 2をデーコードし、データ部 22— 3の変調方式を特定し、特定した変調方式を制御信号として出力する。変調方式は、 BPS K、 QPSK、 16QAM、 64QAM等のマッピング方式によって分類できる。

[0409] また、符号化方法に関しては、送信側で施す誤り訂正符号の符号化率で分類できる。符号化率は、畳み込み符号化器から出力される符号ィ匕率 1Z2のビット系列をパンクチャすること〖こより変更される。マッピング方式を変える場合、符号化率を変える場合も共に、それぞれが持って、る雑音電力に対する耐性が異なると!、う特性がある

[0410] 以上のような動作により、本実施の形態では、ビット選択部 18、ビット選択部 18(²⁾において、変調方式特定部 20で特定した変調方式に応じて誤差成分を演算し、その結果を用いて重み付けした尤度 LLRを復号する。

[0411] 以上のような構成により、変調方式や符号化率ごとに設定した値を誤差成分に乗算し、変調方式や符号ィ匕率ごとに最適な補正値を用いて尤度 LLRを補正することができるため、その結果、復号した出力の劣化を抑えることができる。

[0412] また、補正値算出において、実施の形態 5の雑音電力 σによる正規ィ匕をビットシフトにより行う構成、割り算回路の機能をテーブル参照により実現する構成とすることで、尤度補正のために追加される回路の回路規模が削減できる。

[0413] なお、本実施の形態で説明したビット選択部 18と重み付け部 19で、本明細書のすベての実施の形態における図の重み付け部 14、または、第一の重み付け部 17を置さ換免ることがでさる。

[0414] 本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。

本出願は、 2006年 5月 19日出願の日本特許出願（特願 2006— 140592)、 2007年 5月 17日出願の日本特許出願 (特願 2007-131651)に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

産業上の利用可能性

[0415] 本発明は、送信信号レプリカに誤差が含まれる場合でも、その受信特性の劣化を抑えることができる効果を有し、信号を反復復号受信する無線通信装置等に有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置であって、

送信信号の判定結果、伝搬チャネルの推定結果、及び前記受信信号を基に、前記送信信号に対する誤差を推定する機能と、

推定した誤差に基づ!/、て重み付けられた、前記送信信号に対する尤度情報を用いて、誤り訂正復号処理を行う機能と、

を有する無線通信装置。

[2] 受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する尤度算出部と、

前記尤度算出部の出力を基に前記送信信号の仮判定値を出力する仮判定部と、前記仮判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、

前記誤差成分推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正復号処理を行う復号処理部と、

を有する請求項 1記載の無線通信装置。

[3] 受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する尤度算出部と、

前記尤度算出部の出力を基に前記送信信号に対する誤り訂正復号処理を行って仮判定値を出力する第 1の復号部と、

前記第 1の復号部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、

前記誤差成分推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正復号処理を行う第 2の復号部と、

を有する請求項 1記載の無線通信装置。

[4] 送信信号の推定結果を生成する第 1の復号処理部と、

伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、

前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、

受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、

前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、

前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、

前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う第 2の復号処理部と、を有する請求項 1記載の無線通信装置。

[5] 前記レプリカ生成部は、送信シンボルまたは送信ビットデータの推定結果に基づき、送信信号レプリカを生成する再符号化変調部を有する請求項 4記載の無線通信装置。

[6] 前記レプリカ生成部は、送信信号の推定結果に基づき送信信号レプリカを生成し、前記伝搬チャネルの推定結果を乗算して前記送信信号に対する受信レプリカを生成する請求項 4記載の無線通信装置。

[7] 前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリ力を減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定する請求項 4記載の無線通信装置。

[8] 前記誤差成分推定部は、前記再符号化変調部の出力である送信信号レプリカと、前記チャネル推定部の出力であるチャネル推定値を用いて、全ての送信信号に対する受信レプリカを生成する請求項 5記載の無線通信装置。

[9] 前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成するための分離合成ウェイトを生成し、

前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ゥェイトを基に、誤差成分を推定する請求項 4記載の無線通信装置。

[10] 前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成ウェイトを生成し、

前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリ力を減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ウェイトを基に誤差成分を推定する請求項 4記載の無線通信装置。

[11] 前記送信信号レプリカの信頼性情報を生成するストリーム受信品質推定部を更に有する請求項 4記載の無線通信装置。

[12] 前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報とその受信電力情報、及び前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定する請求項 4記載の無線通信装置。

[13] 前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報とその受信電力情報、前記受信信号から全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成部における分離合成ウェイトを基に、誤差成分を推定する請求項 4記載の無線通信装置。

[14] 前記受信信号を用いて送信シンボルを判定し、その判定結果に対する尤度情報を出力する検波部を更に有し、

前記第 1の復号処理部は、前記検波部の出力を基に誤り訂正復号処理を行い、前記再符号化変調部は、前記第 1の復号処理部の判定出力に対し、誤り訂正符号化及び変調処理を再度行うことにより、送信信号のシンボル毎のレプリカを生成する請求項 5記載の無線通信装置。

[15] 前記検波部は、

受信信号に空間多重ウェイトを乗算して受信シンボル系列を分離する信号分離部と、

前記受信シンボル系列を前記尤度情報に変換する復調部と、

を有する請求項 14記載の無線通信装置。

[16] 前記送信信号レプリカの信頼性情報は、第 1の復号処理部で得られる尤度情報に基づ、て生成される請求項 14記載の無線通信装置。

[17] 前記復調部は、更に、

第 2の尤度算出部を含み、

前記送信信号レプリカの信頼性情報は、前記第 2の尤度算出部で得られる尤度情報に基づいて生成される請求項 15記載の無線通信装置。

[18] 前記送信信号レプリカの信頼性情報を生成するストリーム受信品質推定部を更に有する請求項 4記載の無線通信装置。

[19] 受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、

受信信号を用いて、送信信号に対する硬判定結果を算出するシンボル硬判定部と前記シンボル硬判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、

前記誤差推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正符号処理を行う復号処理部と、

を有する請求項 1記載の無線通信装置。

[20] 前記シンボル硬判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果を基に送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、

前記レプリカ生成部の出力と前記受信信号を用いて干渉成分をキャンセルする干渉キャンセル部と、

を更に有する請求項 19記載の無線通信装置。

[21] 送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、

伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、

前記送信信号の硬判定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、

受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、

前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、

前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う復号処理部と、を有する請求項 1記載の無線通信装置。

[22] 受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、

伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、

前記シンボル硬判定結果と前記チャネル推定結果及び前記受信信号を基に、送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、

前記誤差推定部の出力を基に前記復調部の出力を重み付けする第一の重み付け部と、

前記第一の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う復号処理部と、を有する請求項 1記載の無線通信装置。

[23] 前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、

前記受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、

前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、

前記干渉キャンセル部の出力から 1つ以上の空間多受信号を分離合成する分離合成部と、

前記分離合成部の出力に対し尤度補正情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、

前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う復号処理部と、を有する請求項 22記載の無線通信装置。

[24] 前記受信信号から空間多重された信号を分離する信号分離部と、

前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、前記復調部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 1の復号処理部と、

伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、

前記受信信号から 1つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、

前記尤度算出部の出力を基に前記重み付け部の出力を補正する第一の尤度補正部と、

前記第一の尤度補正部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 2の復号処理部と、を有する請求項 1記載の無線通信装置。

前記受信信号から空間多重された信号を分離する信号分離部と、

前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する硬判定結果を算出するシンボル硬判定部と、

前記シンボル硬判定部の出力と前記チャネル推定部の出力および前記受信信号を基に送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、

前記誤差推定部の出力に基づき、前記復調部の出力を重み付ける第一の重み付け部と、

前記第一の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う第 1の復号処理部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、

前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、

前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、

前記重み付け部の出力に基づき前記重み付け部の出力を重み付ける第一の尤度補正部と、

[26] 前記第一の尤度補正部は、復調部の出力と重み付け部の出力とを加算する

請求項 24記載の無線通信装置。

[27] 前記第一の尤度補正部は、復調部の出力と重み付け部の出力の尤度の高いほうを選択し、選択した尤度を出力する

請求項 24記載の無線通信装置。

[28] 前記第一の尤度補正部は、送信ストリーム毎に付与される CRCを基に復調部の出力に含まれる CRCが正ヽ場合復調部の尤度を選択し、 CRCが間違ってヽる場合は重み付け部力出力される尤度を選択する

請求項 24記載の無線通信装置。

[29] 前記第一の尤度補正部は、第一の重み付け部の出力と重み付け部の出力とをカロ算する請求項 25記載の無線通信装置。

[30] 前記第一の尤度補正部は、第一の重み付け部の出力と重み付け部の出力の尤度の高いほうを選択し、選択した尤度を出力する請求項 25記載の無線通信装置。

[31] 前記第一の尤度補正部は、送信ストリーム毎に付与される CRCを基に復調部の出力に含まれる CRCが正ヽ場合復調部の尤度を選択し、 CRCが間違ってヽる場合は重み付け部から出力される尤度を選択する請求項 25記載の無線通信装置。

[32] 前記誤差推定部は、前記受信信号から前記チャネル推定信号とシンボル硬判定結果を基に作成した全ての受信レプリカを減算する請求項 22記載の無線通信装置