WO2007114374A1

WO2007114374A1 - Ｍｉｍｏ受信装置およびｍｉｍｏ通信システム

Info

Publication number: WO2007114374A1
Application number: PCT/JP2007/057216
Authority: WO
Inventors: Shutai Okamura; Masayuki Orihashi; Takaaki Kishigami; Yutaka Murakami
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2006-03-31
Filing date: 2007-03-30
Publication date: 2007-10-11
Also published as: JP2007295549A; US20100172421A1; US8229016B2

Abstract

　ＭＩＭＯ通信に用いるアンテナ数の数が増えてもハードウェア規模を小さくすることができるＭＩＭＯ受信装置およびＭＩＭＯ通信システム。無線通信装置（２００）おいて、受信部（２２０）が互いに異なる伝送信号が空間多重された空間多重信号を受信し、第１信号分離部（２３０）が受信された空間多重信号に線形演算を施してその空間多重信号を分離し、第２信号分離部（２４０）が分離された空間多重信号を各伝送信号に分離する。こうすることにより、１段階の分離処理で受信信号を分離する場合には、空間多重信号の多重数が増えるに従って、分離装置が複雑となりハードウェアの規模も大きくなってしまうが、分離処理を複数段に分けることによりハードウェアの規模も相対的に小さくすることができる。

Description

明細書

MIMO受信装置および MIMO通信システム

技術分野

[0001] 本発明は、 MIMO受信装置および MIMO通信システムに関する。

背景技術

[0002] 近年、無線通信の大容量化、高速化の要求が非常な高まりをみせており、有限な周波数資源の利用効率を更に向上させる方法の研究がさかんになつている。その一つの方法として、空間領域を利用する手法が注目を集めている。空間領域を利用した技術として、伝搬路における空間的な直交性を利用することで、同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を端末装置に対して伝送する空間多重（SDM)伝送または MIMO (Multi- Input Multi- Output)と呼ばれる技術がある。

[0003] MIMO技術は、複数の送信アンテナから同時に、同一周波数帯域を用いて、送信された異なる信号を、複数の受信アンテナを備える受信機を用いて受信する。そして、受信側では、空間領域での適応信号処理を適用して同一周波数干渉を除去し、送信された信号を検出することでシステム容量の向上を図るシステムである。

[0004] MIMO技術は、例えば非特許文献 1にお!/、て情報開示されており、送信機及び受信機共に複数のアンテナ素子を備え、アンテナ間での受信信号の相関性が低い伝搬環境下において空間多重伝送が実現できる。この場合、送信機の備える複数のァンテナから、アンテナ毎に同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を送信し、受信機においては、受信機の備える複数アンテナでの受信信号を基に異なるデータ系列を分離受信する。

[0005] この場合、分離受信方法にっ、ては例えば非特許文献 2にお、て情報開示されており、複数の無線端末装置からの送信系列は ZF (Zero Forcing)、 MMSE (Minu mum Mean ¾qure Error)、 MLD (Maximum Lilelihood Detection)、十渉キャンセラ等の手法を用いることが可能である。これにより、空間多重チャネルを複数用いることで、多値変調を用いずに無線通信の高速ィ匕の達成が可能である。 [0006] また、十分な SZN (信号対雑音比)条件下において、送受信機間に多数の散乱体が存在する環境である場合に、送信機と受信機とが同数のアンテナを備えることで、アンテナ数に比例して通信速度の拡大が可能である。

非特許文献 1： G.J.roschini, Layered space-time architecture for wireless communi cation in a fading environment when using multi-element antennas, Bell Labs Tech. J., pp.4ト 59, Autumn 1996

特許文献 2 :John. G. Proakis、 Digital Communications Fourth Editio n、 " Chap. 14、 McGrawHill、 2001.

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] ところで、 MIMO技術を用いて伝送速度を向上するためには、送信アンテナ、受信アンテナの数を増やし、同時に空間多重伝送する信号の数を増やせばよい。しかしながら、多重数が増えると、受信信号の判定時に、取りうる信号点の数が指数関数的に増加し、受信端末のハードウェア規模が大きくなつてしまう。例えば、 16QAMで変調された空間多重信号の多重数を 2から 4にした場合、分離方式に MLDを用いると、ダイバーシチ利得は 2倍になるが、受信信号の判定時に、取りうる信号点の数が 25 6個から 65536個になり、現実的なハードウエア規模で実現することが難しい。

[0008] 本発明の目的は、力かる点に鑑みてなされたものであり、 MIMO通信に用いるアンテナの数が増えてもハードウェア規模を小さくすることができる MIMO受信装置および MIMO通信システムを提供することである。

課題を解決するための手段

[0009] 本発明の MIMO受信装置は、互いに異なる伝送信号が空間多重された空間多重信号を受信する受信手段と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記空間多重信号を分離する第 1の信号分離手段と、前記分離した空間多重信号を各伝送信号に分離する第 2の信号分離手段と、を具備する構成を採る。

[0010] 本発明の MIMO通信システムは、互いに異なる伝送信号を構成する伝送信号構成手段と、前記伝送信号をそれぞれ異なるアンテナを介して送信する送信手段と、を備える無線送信装置と、前記伝送信号が空間多重された多重数 Nの空間多重信号を受信する受信手段と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記多重数 Nより小さい数の前記伝送信号力なる空間多重信号のグループに分離する第 1の信号分離手段と、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第 2の信号分離手段と、分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段とを備える無線受信装置と、を具備する MIMO通信システム。

発明の効果

[0011] 本発明によれば、 MIMO通信に用いるアンテナの数が増えても、ハードウェア規模を小さくすることができる MIMO受信装置および MIMO通信システムを提供することができる。

図面の簡単な説明

[0012] [図 1]本発明の実施の形態 1に係る無線通信システムの構成を示す図

[図 2]図 1の無線通信システムの詳細な構成を示す図

[図 3]図 2の無線通信装置 (送信側）の構成を示すブロック図

[図 4]図 2の無線通信装置 (受信側)の構成を示すブロック図

[図 5]無線通信装置 (受信側）の他の構成を示すブロック図

[図 6]実施の形態 1に係る無線通信システムの他の構成を示す図

[図 7]実施の形態 2の無線通信装置 (受信側）の構成を示すブロック図

[図 8]図 7のレプリカ生成部の構成を示すブロック図

[図 9]図 7の干渉キャンセラの構成を示すブロック図

[図 10]図 9のレプリカ減算部の構成を示す図

[図 11]実施の形態 2の無線通信装置 (受信側）の他の構成を示すブロック図

[図 12]図 11のレプリカ生成部の構成を示すブロック図

[図 13]図 11の干渉キャンセラの構成を示すブロック図

[図 14]図 13のレプリカ減算部の構成を示す図

[図 15]実施の形態 2の無線通信装置 (受信側）の他の構成を示すブロック図

[図 16]図 15のレプリカ生成部の構成を示すブロック図

[図 17]図 15の干渉キャンセラの構成を示すブロック図

[図 18]図 17のレプリカ減算部の構成を示す図 [図 19]実施の形態 3の無線通信システムの構成を示す図

[図 20]実施の形態 4の無線通信装置 (送信側）の構成を示すブロック図

[図 21]実施の形態 4の無線通信装置 (受信側）の構成を示すブロック図

[図 22]実施の形態 5の無線通信システムの構成を示す図

[図 23]実施の形態 5の無線通信システムの他の構成を示す図

[図 24]実施の形態 5の無線通信システムの他の構成を示す図

[図 25]実施の形態 5の無線通信システムの他の構成を示す図

[図 26]実施の形態 6の無線通信装置 (受信側）の構成を示すブロック図

[図 27]実施の形態 6の無線通信装置 (受信側）の他の構成を示すブロック図

[図 28]実施の形態 6の無線通信装置 (受信側）の他の構成を示すブロック図

[図 29]実施の形態 7の無線通信装置 (受信側）の構成を示すブロック図

[図 30]実施の形態 8の無線通信システムの構成を示す図

[図 31]実施の形態 9の無線通信システムの構成を示す図

[図 32]実施の形態 9の無線通信システムの他の構成を示す図

[図 33]実施の形態 9の無線通信システムの他の構成を示す図

[図 34]実施の形態 5の無線通信装置 (送信側）における符号化部の他の構成を示すブロック図

[図 35]実施の形態 5の無線通信装置 (受信側）における受信信号処理部の他の構成を示すブロック図

[図 36]実施の形態 10の無線通信装置 (受信側）の構成を示すブロック図

発明を実施するための最良の形態

[0013] 以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

[0014] (実施の形態 1)

図 1に示すように本発明の実施の形態に係る無線通信システム 10は、無線通信装置 100と、無線通信装置 200とを有し、例えば MIMO通信方式などにより、空間多重信号を送受信する。同図には、無線通信装置 100、無線通信装置 200ともに、 4 本ずつのアンテナを有し、無線通信装置 100が 4本のアンテナを用いて空間多重信号を送信し、無線通信装置 200が 4本のアンテナを用いて空間多重信号を受信する場合を示している。すなわち、無線通信装置 100は各アンテナカゝら送信信号を送信し、この送信信号は無線通信装置 200に到達するまでに空間多重される。無線通信装置 200は、各アンテナにて異なる伝搬路を介して伝播されてきた空間多重信号を受信する。

[0015] 図 2は、無線通信装置 100および無線通信装置 200の主要構成を示す図である。

同図に示すように、無線通信装置 100は、データ生成部 110と、送信信号構成部 12 0と、送信部 130と、複数のアンテナ 140— 1〜N (ここでは、 N=4)とを有する。また、無線通信装置 200は、複数のアンテナ 210— 1〜M (M≥N、ここでは M=4)と、受信部 220と、第 1信号分離部 230と、第 2信号分離部 240と、受信信号処理部 250 とを有する。

[0016] データ生成部 110は、送信データを生成し、送信信号構成部 120に出力する。

[0017] 送信信号構成部 120は、データ生成部 110で生成された 1系統の送信データから

、アンテナ 140の本数に対応する N個の送信信号を生成する。

[0018] 送信部 130は、送信信号構成部 120にて生成された N個の送信信号のそれぞれに、所定の無線送信処理 (DZA変換、アップコンバートなど）を施して、無線送信処理後の送信信号をそれぞれ異なるアンテナ 140を介して送信する。

[0019] 受信部 220は、互いに異なる伝送信号 (無線端末装置 100の送信信号）が、空間多重された多重数 Nの空間多重信号を複数の伝搬路を介して受信する。受信部 22

0は、アンテナ 210のそれぞれにて受信する空間多重信号ごとに、無線受信処理 (ダゥンコンバート、 AZD変換など)を施して、無線受信処理後の空間多重信号を第 1 の信号分離部 230に出力する。

[0020] 第 1信号分離部 230は、無線受信処理後の空間多重信号に、所定の線形演算により粗!、分離処理である第 1の分離処理を施す。

[0021] 第 2信号分離部 240は、第 1の分離処理後の信号に、精密な分離処理である第 2 の分離処理を施して、無線通信装置 100から送信された送信信号に対応する、 N個の受信信号を取得する。 [0022] 受信信号処理部 250は、第 2の信号分離部 240からの受信信号のそれぞれに受信信号処理を施して、受信データを出力する。

[0023] ここで、通常、空間多重信号を分離する場合には、 1段階の分離処理で受信信号に分離するが、本発明では、まず第 1段階として粗い分離処理を行い、第 2段階として精密な分離処理を行う。こうして従来 1段階で行っていた分離処理を、後の段階に進むに連れ精密となる複数の段階に分けることにより、無線通信装置（100、 200)のアンテナ数が増えても、すなわち空間多重信号の多重数が増えても、 1つの段階の処理量が減り、各段階に従来の分離装置を用いることができるので、開発コストを削減することができる。特に、 1段階の分離処理で受信信号を分離する場合には、空間多重信号の多重数が増えるに従って、分離装置が複雑となり、ハードウェアの規模も大きくなつてしまうが、分離処理を複数段に分けることにより、ハードウアの規模も相対的に小さくすることができる。

[0024] 図 3は、無線通信装置 100の詳細な構成を示す図である。同図に示すように、送信信号構成部 120は、符号ィ匕部 121と、 SZP変換部 122と、インターリーバ 123— 1〜 4と、変調部 124— 1〜4とを有する。送信部 130は、送信部 131—1〜4を有する。

[0025] 符号化部 121は、データ生成部 110で生成された送信データ (データ系列 z (n) )を入力し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施して、誤り訂正符号化後の送信データ (符号化データ系列 c (n) )を SZP変換部 122に出力する。

[0026] SZP変換部 122は、誤り訂正符号化後の送信データを入力し、直並列変換を施して並列データ系列を生成する。ここでは、 4本のアンテナ 140— 1〜4力もそれぞれ異なる送信信号を送信するので、 4つの並列データ系列が生成される。本実施の形態では、この並列データ系列（送信系列 X (k)、 n= l〜4)が送信信号となる。 SZP変換部 122は、生成した 4つの並列データ系列をそれぞれ異なるインターリーバ 123— 1〜4に出力する。

[0027] インターリーバ 123は、入力される並列データ系列ごとにインターリーブし、インターリーブ後の並列データ系列を変調部 124に出力する。

[0028] 変調部 124— 1〜4は、入力されるインターリーブ後の並列データ系列に変調処理

、すなわち所定の多値変調を用いてビット列を IQ平面上の変調シンボルにマツピングしたベースバンド信号にする処理を行!、、変調処理後の並列データ系列を送信信号として送信部 130に出力する。

[0029] 送信部 130は、送信信号構成部 120にて生成された送信信号のそれぞれに、所定の無線送信処理 (DZA変換、アップコンバートなど）を施して、無線送信処理後の送信信号をそれぞれ異なるアンテナ 140を介して送信する。

[0030] 図 4は、無線通信装置 200の詳細な構成を示す図である。同図に示すように、受信部 220は、受信部 221— 1〜4を有する。第 2信号分離部 240は、 2つの信号分離部

241— 1と、信号分離部 241— 2とを有する。受信信号処理部 250は、復調部 251—

1〜4と、ディンターリーバ 252— 1〜4と、 PZS変換部 253と、復号化部 254とを有する。

[0031] 受信部 221— 1〜4は、それぞれ対応するアンテナ 210を介して受信する空間多重信号に、無線受信処理 (ダウンコンバート、 AZD変換など）を施して、無線受信処理後の空間多重信号を第 1信号分離部 230に出力する。

[0032] 第 1信号分離部 230は、受信部 220からの空間多重信号 (多重数 N)に線形演算を施し、多重数 Nより小さい数の伝送信号 (無線通信装置 100の送信信号)からなる空間多重信号のグループに分離して、第 2信号分離部 240に出力する。

[0033] 第 2信号分離部 240は、第 1信号分離部 230にて分離された空間多重信号のダループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。ここでは、第 2信号分離部 240は、第 1信号分離部 230にて分けられるグループ数に対応する数の信号分離部 241 (本実施の形態では、信号分離部 2 41 - 1, 2の 2つ）を有しており、各信号分離部 241が 1つのグループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。

[0034] 復調部 251は、第 2信号分離部 240にて分離された伝送信号 (無線通信装置 100 の送信信号)ごとに、無線通信装置 100での変調方式に対応する復調処理を行う。

[0035] ディンターリーバ 252は、復調処理後の伝送信号ごとに、無線通信装置 100でのィンターリーブパターンに対応するパターンでディンターリーブする。

[0036] PZS変換部 253は、ディンターリーブ後の伝送信号を、無線通信装置 100での直並列変換とは逆に並直列変換し、直列データ系列を出力する。 [0037] 復号化部 254は、直列データ系列に、無線通信装置 100での符号化方式に対応する復号化処理を施して、無線通信装置 100の送信データに対応する受信データを出力する。

[0038] 次に、上記構成を有する通信システム 10における無線通信装置 100および無線通信装置 200の動作にっ、て説明する。

[0039] データ生成部 110は、無線通信装置 200へ送信する送信データであるデータ系列 z (n)を生成する。符号ィ匕部 121は、データ系列 z (n)を所定の符号ィ匕率で誤り訂正符号化し、符号化データ系列 c (n)を生成する。

[0040] SZP変換部 122は、符号化データ系列 c (n)を、 4個の並列データ系列である送信系列 X (k) (n= l〜4)に変換する。ここで、送信系列 X (k)の 4個の要素を持つ列べタトルを、 x (k)と表記する。

[0041] そして、送信系列 X (k) (n= 1〜4)は、系列ごとに、インターリーバ 123でインターリーブされ、変調部 124で変調処理が施されてベースバンド信号とされる。ベースバンド信号とされた送信系列 X (k)は、送信部 130で、周波数変換され帯域制限処理が加えられ、増幅後に高周波信号である送信信号として各アンテナ 140から送信される。

[0042] なお、送信系列よりも多くのアンテナ数を用いて送信することも可能であり、その場合には、所望の指向性を形成する指向性ウェイトを送信系列に対し乗算する方法、または、 STBC (Space Time Block coding)のような時空間符号化を施す方法により実現できる。ここでは、無線通信装置 100で送信に用いられるアンテナ数と、送信系列の数とが同数である場合にっ、て説明して、る。

[0043] アンテナ 210のそれぞれで受信された多重数 N (N=4)の空間多重信号は、それぞれ受信部 221— 1〜4において、増幅および周波数変換後に直交検波され、 IQ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、 AZD変 ^^を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号 y(k)として第 1信号分離部 230に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

[0044] ここで、 y (k)は、各アンテナ 210を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号 y(k)、すなわち無線通信装置 100からの送信系列 x_n( k)に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻 kにおける受信信号は、式（1)のように表される。

[数 1]

y(k) = H(k)x(k) + n(k) · · · ( 1 )

[0045] 式（1)中の H(k)は、無線通信装置 100の送信系列 X (k)が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装置 200の受信アンテナ数: 4)行 X (無線通信装置 100の送信ァンテナ数: 4)列からなる行列である。 n(k)は、無線通信装置 200のアンテナ 210で受信時に付加される 4つの要素をもつ雑音ベクトルを示す。

[0046] 式（1)を詳細に記載すると、式（2)のようになる。

[数 2]

,(A:)1 [n_x(ky

2 = n₂(k)

3 ( ） = + n₃(k)

ァ ₄( ) j [n₄(k)

H(k)の i行 j列の行列要素 hは、無線通信装置 100の第 j番目のアンテナ 140から送信された信号が、無線通信装置 200の第 i番目のアンテナ 210で受信される場合の伝搬路での伝搬路変動を示す。

[0047] 第 1信号分離部 230は、無線通信装置 100から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される伝搬路変動 Hに対する伝搬路変動推定値 Bを用いて、受信信号 y(k)に対し線形演算を行うことにより、式 (2)を式 (3)に変換する。

[数 3]

「 ] 0 o - -ズ〗( )- v₂ ( ) ） g₂i(^k) 0 0 ズ 2 ( ）

+ • · · ( 3 )

V 0 0 4 ₃( ) e₃ ( )

V " 0 0 g44( ) ₄(）第 1信号分離部 230は、式 (2)を式 (3)に変換する任意の線形演算を用いることができる。以下に、第 1信号分離部 230が実行する線形演算の一例を示す。 [0049] まず、ステップ 1として、

[数 4] ( )

, ( )― 4(A) ₃₁ ( ) ₄(ん)

( y

を行う。その結果、式 (4)が得られる。

[数 5]

[0050] ステップ 2として、

[数 6] ,¹ ( —^ )

f s ( ）

を行う。その結果、式 (5)が得られる。

[数 7]

[0051] ステップ 3として、

[数 8] ( )

を行う。その結果、式 (6)が得られる。

[数 9] V ( 0 0 · ( ) - (ん) 0 0 ズ 2 (た）

+ "2 ( ) (6) ( ) 0 ¾ ( ） "₃ ³( )

4³( ) 0

4( ) "₄ ³( )

[0052] ステップ 4として、

[数 10] 3 ( )

( ) (た)

2³( ) ₂ ³( ) を行う。その結果、式（7)が得られる _c

[数 11]

[0053] このように第 1信号分離部 230は、上記ステップ 1〜4の線形演算を行うことで、式（ 3)に表される式を得る。ここで、送信系列 X、 Xを第 1グループと、 X、 Xを第 2ダル

1 2 3 4 ープと定義すると、式（3)の V、 Vは、第 1グループの成分 (伝送信号)のみを含んで

1 2

おり、 V、 Vは、第 2グループの成分 (伝送信号)のみを含んでいることがわかる。つま

3 4

り、第 1信号分離部 230は、多重数 4の空間多重信号に対し、 2つのグループ間の干渉を除去する ZF (Zero Forcing)演算を行い、 2つの多重数 2の空間多重信号からなるグループに分離している。因みに、上記ステップ 1〜4の線形演算は、 ZF(Zero Fo rcing)演算であるが、通常行うように空間多重信号に含まれるすべての伝送信号を分離する最終段階までは演算を行わず、その手前で演算を止めて、る。

[0054] 第 1信号分離部 230にて分離された空間多重信号のグループは、第 2信号分離部 240に入力される。第 2信号分離部 240では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、第 1グループの V (k )、v (k)は信号分離部 241— 1に入力され、信号分離部 241— 1で x (k)、x (k)に

2 1 2 分離される。第 2グループの V (k)、v (k)は、信号分離部 241— 2で同様に処理される。

[0055] 第 2信号分離部 240では、空間多重信号の各グループ力もそれに含まれる伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、 ZF (Zero Forcing)、 MMSE (Minimum Mean Sq uare Error)ゝ MLD (Maximum Likelihood Detection)などを利用することができる。 M LDによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得 (但し、送信側および受信側のアンテナが、 2本ずつの空間多重伝送（2 X 2の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

[0056] ここで、 4 X 4の空間多重伝送において、 MLDによる 1段階の分離処理ですベての伝送信号を分離しょうとしても、演算量が非常に多くなるため、処理時間が長くなり、また、ハードウェアも現実的な規模で実現することが難しい。し力しながら、上述のとおり分離処理を 2段階に分けることにより、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。すなわち、第 1段階の分離処理を行う第 1信号分離部 230では、空間多重信号に線形演算を施して、空間多重信号の多重数 Nより小さい数の伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離され、グループ間の干渉が除去される。

[0057] そして、第 2段階の分離処理を行う第 2信号分離部 240では、他のグループからの干渉信号が、第 1信号分離部 230にて除去された信号を用いて、分離処理を行うので、第 2段階の信号分離に MLDを利用しても、 MLDの際の信号点候補を削減することができるため、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。さらに、分離処理を 2段階に分けることにより、 4 X 4の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得には及ばないが、 2 X 2の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得を得ることができる。

[0058] 第 2信号分離部 240にて分離された各伝送信号は、復調部 251で復調され、ディンターリーバ 252でディンターリーブされて P/S変換部 253に入力される。具体的には、第 1グループの信号系列 X (k)、x (k)は、それぞれ復調部 251— 1、 2で所定

1 2

の変調方式によるシンボルデータ列力ビットデータ列に変換される。復調部 251— 1、 2で得られたビットデータ列は、ディンターリーバ 252— 1、 2において、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順が復元される。第 2グループの信号系列 X (k)、x (k)についても同様の処理が行われる。 [0059] ディンターリーバ 252にお、てビット順が復元されたビットデータ列は、 PZS変換部 253で並直列変換され、直列データ系列として出力される。復号ィ匕部 254では、直列データ系列に、無線通信装置 100における符号化方式に対応する復号化処理が施され、無線通信装置 100の送信データに対応する受信データを出力する。

[0060] なお、第 2信号分離部 240の各信号分離部 241— 1、 241— 2における分離アルゴリズムは、信号分離部 241— 1、 241— 2間で同じでもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数などに応じて固定的または適応的にそれぞれ変更してもよい。例えば、 BPSK、 QPSKといった変調多値数が少ない場合には MLDを適用し、変調多値数が多い 16QAM、 64QAMの場合には、 MMSEなどの線形手法の適用が考えられる。

[0061] このように本実施の形態によれば、無線通信装置 100から送信された伝送信号を複数のアンテナを介して受信する無線通信装置 200にお、て、各アンテナで受信した空間多重信号を複数のグループに分け、そのグループを一つの単位として、第 1 信号分離部 230がグループ間干渉を除去する ZF演算による信号分離を行う。その後に、第 2信号分離部 240が各グループに含まれる伝送信号に分離する。これにより、第 1信号分離部 230の後続の処理には、例えば、多重数 2の空間多重信号を分離するために構成された従来の回路をそのまま使用することができる。

[0062] その結果、複数の多重数の空間多重信号の受信に対応した無線通信装置において、受信回路を異なる多重数で一部共用化することができ、無線通信装置のハードウェア規模を削減できる。また、複数の多重数の受信に対応させるために新規に開発する回路が少なくなり、ハードウェアの開発コストを削減できる。

[0063] また、第 1信号分離部 230の後続の処理は、グループ個別に受信復号処理を適用することが可能となるため、送信系列が複数である場合、最終的にパラレルデータを直列データに変換する必要がある。しかし、本実施の形態では、グループ毎に受信復号処理を同時並列に行える構成である。このため、並直列変換部 253への入力データがウェイトされることなぐまた、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもない。このため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハ一ドウエア増加を抑えることができる。 [0064] また、受信特性は、空間多重信号を ZF、 MMSEなどにより 1段階で、前記空間多重信号を伝送信号に分離するよりも、良好な特性を得ることができる。なぜなら、空間多重信号は、 ZF、 MMSEなどの線形処理で信号分離を行うと、複数アンテナで受信したことによるダイバーシチ利得がなくなってしまうが、本構成を用いると、第 1信号分離部 230で各グループに分離した後に、グループ毎に MLDを使用することができるので、 2ブランチ分のダイバーシチ利得を得ることができるためである。

[0065] ここで、 4 X 4の空間多重伝送にお!、て、多重数 4の信号を直接 MLDで分離すれば、 4ブランチ分のダイバーシチ利得が得られるが、 16QAMや 64QAMなどの信号点の多い変調方式を用いる場合は、信号点の数が飛躍的に増大するため、現実的なハードウェア規模で実装が困難になってしまう。

[0066] また、チャネル行列の特異値分解や、チャネル行列とそのエルミート転置行列との積からなる行列の固有値分解等に基づいた送信ウェイトを乗算して送信すれば、受信側で MLDを用いることなく最適な受信特性を得ることができる力送信側へのチヤネル行列のフィードバック並びに、特異値分解や固有値分解の演算が必要になってくるため、実装が難しくなつてしまう。

[0067] これに対して、本実施の形態では、第 2信号分離部 240が信号分離部 241を 2つ備える構成とし、第 1信号分離部 230の後段に第 1グループ用と第 2グループ用に信号分離部 241、復調部 251、ディンターリーバ 252から構成される多重数 2の空間多重信号を受信する受信系統を独立に備える構成とした。

[0068] なお、これに限定されるものではなぐ図 5に示すように、信号分離部 241、復調部 251、ディンターリーバ 252を 1つの系で構成し、第 1信号分離部 230に図示しない信号を蓄積するメモリ部を備えることにより、 1つの多重数 2の空間多重信号を受信する受信系統を第 1グループと第 2グループとで時分割して使用する構成にしてもよい

[0069] 上記構成にすることで、多重数 2の空間多重信号を受信する回路構成に、第 1信号分離部 230を追加することで、多重数 4の空間多重信号を受信する回路構成を実現できる。また、この場合、送信系列の QoSに基づき適当な指標 (送信系列の許容遅延量、データ種別等)を設け、受信処理を行う優先度を第 1信号分離後のグループ毎に設定して、逐次的に第 2信号分離部 241への入力を切り替える構成も可能である。これにより、無線通信装置 200の構成を簡易化する効果が得られる。

[0070] また、第 1のグループの空間多重信号に対する処理と第 2のグループの空間多重信号に対する処理は、上述のように一方のグループの空間多重信号に対する処理が終了した後に、他方のグループの空間多重信号に対する処理を行う方法の他、一定時間毎に交互に処理をする空間多重信号のグループを切り替えて行ってもよい。

[0071] また、本実施の形態では、第 1信号分離部 230は、 X (k)と X (k)とを第 1グループ

1 2

、 X (k)と X (k)とを第 2グループとして信号分離を行う構成としたが、グループに含ま

3 4

れる送信系列 X (k)の組は異なっていてもよい。例えば、 QoSが等しい又は近い 2つの送信系列を同じグループとし、送信系列の QoSに基づき適当な信号分離部 241を用いる構成とすれば、 QoSが高い送信系列力もなるグループの信号分離部 241には MLD、 QoSが低い送信系列のグループの信号分離部 241には MMSEを使うことができる。

[0072] また、第 1信号分離部 230にお、て、グループを構成する送信系列 Xの組を決定する評価基準としては、以下の方法 1)、 2)もある。なお、複数の方法を組合せたものを評価指標としてもよい。

[0073] 1)受信品質による評価基準

第 n番目の送信アンテナカゝら送信される送信系列 X (k)に対する受信 SNRまたは受信 SIRを評価基準 Qnとする。このような場合、下記の式 (8)に示す評価基準 Qnにより受信 SNRによる評価基準とすることができる。ただし、 trace(X)は、行列 Xの固有和を算出する演算子である。 SIR評価の場合は、チャネル推定時に用いるパイロット信号の、推定値に対する分散を評価する手法の適用が可能である。

[数 12]

[0074] 2) QoSに基づく評価基準

第 n番目の送信アンテナ力も送信される送信系列 X (k)に対する QoSに基づき、適当な指標 (送信系列の許容遅延量、データ種別等)を設け、受信処理を行う優先度を送信系列毎に設定し、伝送遅延に対する許容遅延量を評価基準とする。

[0075] また、本実施の形態では、第 1信号分離部 230は、 X (k)と X (k)とを第 1グループ

1 2

、x (k)と X (k)とを第 2グループとして信号分離を行う構成としたが、空間的に距離

3 4

の離れた送信アンテナ 140で送信された送信系列を、同じグループになるようにダループ分けをして信号分離してもよい。また、第 1信号分離部 230は、空間的に距離の近ヽアンテナ 140から送信された信号系列は、同じグループにならなヽようにグループ分けして信号分離する構成としてもよい。このようにすることで、第 2信号分離部 24 0において、信号分離を行う送信系列間の空間相関を低くできるため、空間相関がある場合の信号分離処理の性能を向上することができる。

[0076] また、本実施の形態では、第 1信号分離部 230は、 X (k)と X (k)とを第 1グループ

1 2

とし、x (k)と X (k)とを第 2グループとして信号分離を行う構成とした。ここで、他のグ

3 4

ループ分けとしては、無線通信装置 100が複数の変調方式で変調された送信系列を送信する場合、同じ変調方式で変調された送信系列が、同じグループになるようにグループ分けをして信号分離をしてもよい。このようにすることで、第 2信号分離部 24 0に MLDを用いる場合、変調方式を統一することができる。

[0077] また、本実施の形態では、第 1信号分離部は、 X (k)と X (k)を第一グループとし、 X

1 2

(k)と X (k)を第二グループとして信号分離を行う構成とした。ここで、他のグループ

3 4

分けとしては、無線通信装置 1が複数の変調方式で変調された送信系列を送信する場合、異なる変調方式で変調された送信系列が、同じグループになるようにグループ分けをして信号分離をしてもよい。例えば、無線通信装置 100が 16QAMで変調された送信系列の 2つと、 QPSKで変調された送信系列の 2つとを同時に送信する場合には、 16QAMで変調された送信系列 1つと QPSKで変調された送信系列 1つからなるグループ分けをする。このようにすることで、第 2信号分離部 240で MLDを行う場合、候補信号点の数をそれぞれ 64個にすることができる。これに対し、 16QAM同士、 QPSK同士でグループ分けをした場合は、候補信号点が 256個の MLDと候補信号点が 16個の MLDが必要になる。

[0078] また、本実施の形態では、多重数 4の空間多重伝送を行う無線通信装置にっ、て説明したが、本発明はこれに限るものではなぐ図 6に示すように、任意の多重数 Nの空間多重伝送を行う無線通信装置に適用することができる。この場合、第 1信号分離部 230は、多重数 Nの空間多重信号を L個の空間多重信号に分離する。このとき、 L 個の空間多重信号の多重数は、それぞれ Ml、 M2、 · ··, MLで表される。

[0079] (実施の形態 2)

図 7は、実施の形態 2に係る無線通信装置 300の構成を示す図である。同図に示すように、受信側である無線通信装置 300は、受信信号処理後の信号、具体的には復号したデータ系列から、送信側 (無線通信装置 100)の送信信号のレプリカを作成し、この送信信号のレプリカに伝搬路変動を乗算して、受信時の伝送信号のレプリカを作成するレプリカ生成部 360と、その受信時の伝送信号のレプリカを、実際の受信信号力キャンセルする干渉キャンセラ 370とを備える。さらに、無線通信装置 300は、干渉キャンセラ 370の出力側に受信信号処理部 250 (同図では、受信信号処理部 250B)を有している。

[0080] 図 8に示すようにレプリカ生成部 360は、送信側の無線通信装置 100と同様の送信信号構成部 120と、伝搬路乗算部 361とを有する。伝搬路乗算部 361は、送信側の無線通信装置 100から送信される送信信号ごとに、伝搬路変動を乗算する伝搬路乗算部 362— 1〜4を有する。

[0081] 伝搬路乗算部 362は、送信信号構成部 120が、受信信号処理部 250Aにおいて受信信号処理された後の信号を基に作成した送信信号のレプリカに伝搬路変動を乗算し、受信時の伝送信号のレプリカを作成する。同図における、伝搬路乗算部 36 2の出力 R は、送信側の無線通信装置 100の第 n番目のアンテナ力も送信され、受 mn

信側の無線通信装置 300の第 m番目のアンテナで受信される伝送信号の受信時のレプリカである。

[0082] 図 9に示すように干渉キャンセラ 370は、レプリカ減算部 371と、ダイバーシチ合成部 373とを有する。図 10に示すようにレプリカ減算部 371は、減算器 372を有する。

[0083] レプリカ減算部 371は、各アンテナ 210にて受信された空間多重信号（同図における y (k)〜y (k) )から、 1つの伝送信号以外の伝送信号の受信時のレプリカを減算

1 4

することにより、前記 1つの伝送信号を取得する。レプリカ減算部 371は、各伝送信号を取得するためのレプリカ減算部 371— 1〜4を有している。例えば、レプリカ減算部 371— 1は、各アンテナ 210にて受信された空間多重信号（同図における y (k)〜y

1 4

(k) )から、送信側の第 1番目のアンテナにて送信された伝送信号のみを取得する。

[0084] ここでは、無線通信装置 300に 4本のアンテナがあるため、第 1番目のアンテナにて送信された伝送信号が 4つ得られる。図 10に示す減算器 372— 1は、無線通信装置 300の第 1番目のアンテナにて受信された空間多重信号から、送信側の第 1番目のアンテナ以外から送信され受信側の第 1番目のアンテナにより受信されるときの伝送信号の受信時のレプリカを減算し、送信側の第 1番目のアンテナから送信され受信側の第 1番目のアンテナにて受信された伝送信号を、ダイバーシチ合成部 373に出力する。減算器 372— 2〜4は、それぞれ送信側の第 1番目のアンテナ力も送信され、受信側の第 2番目、第 3番目、第 4番目のアンテナにより受信される伝送信号のみを出力する。

[0085] ダイバーシチ合成部 373は、伝送信号 (無線通信装置 100の送信信号)毎にダイバーシチ合成を行ヽ、ダイバーシチ合成後の伝送信号を受信信号処理部 250B〖こ出力する。受信信号処理部 250Bでは、受信信号処理部 250Aと同様の処理が行われ、受信データが出力される。

[0086] 次に上記構成を有する無線通信装置 300の動作につ、て説明する。

[0087] 無線通信装置 300にお、て、受信部 220は、複素ディジタル信号で表現される受信信号 y (k)を出力する。この受信信号 y(k)が、第 1信号分離部 230、第 2信号分離部 240、および受信信号処理部 250Aでなされる処理は、実施の形態 1と同様である。本実施の形態では、受信信号処理部 250Aの出力を受信データとして、そのまま利用せずに、レプリカ生成部 360に出力する。

[0088] レプリカ生成部 360では、受信信号処理部 250Aの出力から、伝送信号の受信時のレプリカを作成する。具体的には、受信信号処理部 250Aの出力を送信データとして扱い、送信信号構成部 120で無線通信装置 100の送信信号のレプリカを生成する。図 8における、 S (k) (n= l〜4)が送信信号のレプリカである。伝送路乗算部 36 1では、送信信号のレプリカに伝搬路応答の推定値 Bが乗算され、伝送信号の受信時のレプリカ R (k)が生成される。レプリカ R (k)は、以下の式（9)〜式（12)で表 mn mn

される。 [数 13]

S₂(k) … （1 0 )

S₄(k) · · · ( 1 2 )

[0089] 干渉キャンセラ 370は、受信系列 y (k)および伝送信号の受信時のレプリカ R (k) mn を用いて、干渉キャンセルを行う。具体的には、レプリカ減算部 371— 1は、減算器 3 72— 1〜4で受信系列 (1 から、送信系列 X (k)に関するもの以外の伝送信号の受信時のレプリカ信号をそれぞれ減算する。ダイバーシチ合成部 373— 1は、減算器 3 72— 1〜4の出力をダイバーシチ合成する。ダイバーシチ合成アルゴリズムとしては、ダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比（SNR: Signa卜 to-Noise power Ratio)を最大にする最大比合成（MRC : Maximum Ratio Combining)や、ダイバーシチ合成後の信号対干渉雑音電力比（SINR: SignaH:o- Noise plus Interference power Ratio)を、最大化する MMSE合成を用いることができる。このとき、レプリカ R (k)に誤りがな mn

V、状態で干渉キャンセルが行われれば、 4ブランチ分のダイバーシチ利得が得られる。レプリカ減算部 371— 2〜4、ダイバーシチ合成部 373— 2〜4についても同様の処理が行われる。

[0090] ダイバーシチ合成後の信号系列、すなわち各伝送信号は、受信信号処理部 250B で受信信号処理され、受信データとして出力される。 [0091] なお、上記説明にお!/ヽては、干渉キャンセル処理を一度だけ行う構成で説明を行つた力干渉キャンセル処理によって得られた受信データ系列から再度レプリカを生成し、複数回干渉キャンセル処理を行うという構成にしてもよい。このようにすることで、干渉キャンセル処理の回を重ねるにつれて、レプリカ R (k)の信頼性を向上する

mn

ことができ、結果的に受信データ系列が誤る確率が低下する。

[0092] また、上記説明にお、ては、受信信号処理部 250Aの他に受信信号処理部 250B を設けたが、受信信号処理部 250Bを設けずに、干渉キャンセラ 370の出力を受信信号処理部 250Aにフィードバックする構成としてもよい。

[0093] このように本実施の形態によれば、無線通信装置 100から送信された多重数 4の空間多重信号を、干渉キャンセラを用いる構成で受信できる。これにより、多重数 4の空間多重信号に対する MLDを使うことなぐ現実的なハードウェア規模でフルダイバーシチ利得に近、受信特性を得ることができる。

[0094] なお、多重数 4の空間多重信号を直接 ZFや MMSE分離した後干渉キャンセラを用いる従来の構成でも、干渉キャンセル処理を繰り返し行うことで受信特性を改善できる。しかし、本実施の形態によれば、第 1信号分離部 230でグループ間干渉を除去し、第 2信号分離部 240で MLDを用いることで、 2段目の信号分離の時点で 2ブランチ分のダイバーシチ利得が得られるため、従来の構成に比べてレプリカの信頼性を向上できる。その結果、干渉キャンセラの反復回数が同じ場合、従来の構成に比べ良好な受信特性を得ることができるという効果がある。また、所望の受信特性を得るために必要な反復回数を、従来の構成に比べて減少できるという効果がある。また、受信回路の多くは、多重数 2の空間多重信号の受信回路と共通の要素が多いので、回路規模の削減、開発コストの削減といった効果がある。

[0095] なお、本実施の形態に係る無線通信装置 300は図 7に示す構成を採ったが、図 11 に示す構成としてもよい。同図に示す無線通信装置 300Aは、レプリカ生成部 380と、干渉キャンセラ 385とを有する。干渉キャンセラ 385は、干渉キャンセラ 370と異なり、第 1信号分離部 230の出力 v(k)からレプリカ信号を減算する。

[0096] 図 12に示すように、レプリカ生成部 380は、伝搬路乗算部 381を有する。伝搬路乗算部 381は、送信側の無線通信装置 100から送信される送信信号ごとに、伝搬路変動を乗算する伝搬路乗算部 382— 1〜4を有する。ここで、無線通信装置 300Aでは、上述のとおり、干渉キャンセラ 385が第 1信号分離部 230の出力 v(k)、すなわちグループに分離された空間多重信号力レプリカ信号を減算するので、伝搬路乗算部 322— 1〜4からは、前記空間多重信号のグループに含まれる伝送信号の受信時のレプリカのみが出力されている。

[0097] 図 13に示すように干渉キャンセラ 385は、レプリカ減算部 386と、ダイバーシチ合成部 388とを有する。図 14に示すようにレプリカ減算部 386は、減算器 387を有する。

[0098] レプリカ減算部 386は、第 1信号分離部 230にてグループに分離された空間多重信号から、 1つの伝送信号以外の伝送信号の受信時のレプリカを減算することにより、前記 1つの伝送信号を取得する。干渉キャンセラ 385は、各伝送信号を取得するためのレプリカ減算部 386— 1〜4を有している。例えば、レプリカ減算部 386— 1は、第 1信号分離部 230にて分離された第 1グループの空間多重信号（同図における V ( k)、 V (k) )から、送信側の第 1番目のアンテナにて送信された伝送信号のみを取得

2

する。ここでは、第 1グループに 2つの空間多重信号が含まれているため、第 1番目のアンテナにて送信された伝送信号が 2つ得られる。

[0099] 図 14に示す減算器 378— 1は、第 1グループに属する空間多重信号であって、第 1グループに対応する送信側のアンテナ（ここでは、送信側の第 1および第 2番目のアンテナ)から送信され、無線通信装置 300Aの第 1番目のアンテナを用いて受信された空間多重信号から、第 1グループに対応する送信側のアンテナで第 1番目のァンテナ以外から送信され受信側の第 1番目のアンテナで受信されるときの伝送信号の受信時のレプリカ (R (k) )を減算し、送信側の第 1番目のアンテナ力送信され、

12

受信側の第 1番目のアンテナを用いて受信された伝送信号を、ダイバーシチ合成部 388に出力する。減算器 387— 2は、送信側の第 1番目のアンテナ力も送信され、受信側の第 2番目のアンテナを用いて受信される伝送信号のみを出力する。

[0100] ダイバーシチ合成部 388は、伝送信号 (無線通信装置 100の送信信号)毎にダイバーシチ合成を行ヽ、ダイバーシチ合成後の伝送信号を受信信号処理部 250B〖こ出力する。

[0101] 次に上記構成を有する無線通信装置 300Aの動作について説明する。 [0102] レプリカ生成部 380では、受信信号処理部 250Aの出力から、伝送信号の受信時のレプリカを作成する。具体的には、受信信号処理部 250Aの出力を送信データとして扱い、無線通信装置 100の送信信号のレプリカを生成する。図 8における、 S (k) ( n= l〜4)が送信信号のレプリカである。伝送路乗算部 381では、送信信号のレプリ力に第 1信号分離後の変換伝搬路応答 Gの推定値 Dが乗算され、伝送信号の受信時のレプリカ R (k)が生成される。レプリカ R (k)は、以下の式（13)〜式（16)で表 mn mn

される。

[数 14]

( 1 4 )

( 1 5 )

( 1 6 )

[0103] 干渉キャンセラ 385は、受信系列 v (k)、即ち第 1信号分離部 230において、グループに分離された空間多重信号、および、レプリカ R (k)を用いて、干渉キャンセルを mn

行う。具体的には、レプリカ減算部 386— 1は、減算器 387— 1、 2において、受信系列 V (k)、v (k)から、送信側の第 2番目のアンテナ力も送信され、第 1グループに対

1 2

応する無線通信装置 300Aのアンテナにおいて受信される伝送信号のレプリカ信号を減算する。ダイバーシチ合成部 388— 1は、減算器 387— 1、 2の出力をダイバーシチ合成する。

[0104] ダイバーシチ合成アルゴリズムとしては、ダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比

(SNR： Signal-to-Noise power Ratio) 取大にする取大比合成 (MRじ： Maximum Ra tio Combining)ダイバーシチや、ダイバーシチ合成後の信号対干渉雑音電力比（SI NR : Signal-to-Noise plus Interference power Ratio)を最大にする MMSE合成ダイバーシチや、最も信頼度の高、ブランチを選択して出力する選択合成ダイバーシチ等を用いることができる。このとき、レプリカ R (k)に誤りがない状態で干渉キャンセルが行われれば、 2ブランチ分のダイバーシチ利得が得られる。レプリカ減算部 386 2〜4、ダイバーシチ合成部 388— 2〜4につ!/、ても同様の処理が行われる。

[0105] ダイバーシチ合成後の信号系列、すなわち各伝送信号は、受信信号処理部 250B で受信信号処理され、受信データとして出力される。

[0106] このようにすることで、図 7に示される構成の無線通信装置 300を用いた場合に比ベて、干渉キャンセル後に得られるダイバーシチ利得は減ってしまうが、 1)作成するレプリカの数が少ないため、演算量、回路規模を削減可能、 2)多重数 2の空間多重信号に対する干渉キャンセラの構成をそのまま用いることができる、 t 、う効果がある

[0107] またなお、本実施の形態に係る無線通信装置 300は、図 7に示す構成を採った力図 15に示す構成としてもよい。同図に示す無線通信装置 300Bは、レプリカ生成部 3 90と、干渉キャンセラ 395と、第 2信号分離部 240Bとを有する。無線通信装置 300B は、干渉キャンセラ 395によって空間多重信号の多重数を第 1信号分離部 230と同様に減少（ここでは、多重数 4から 2へ減少される）し、その後第 2信号分離部 240Bで信号分離を行うように構成されて!ヽる。

[0108] 図 16に示すようにレプリカ生成部 390は、伝搬路乗算部 391を有する。伝搬路乗算部 391は、送信側の無線通信装置 100から送信される送信信号ごとに、伝搬路変動を乗算する伝搬路乗算部 392— 1〜4を有する。ここで、無線通信装置 300Bでは、干渉キャンセラ 395の出力を第 1信号分離部 230の出力と同様の組み合わせの伝送信号を含む空間多重信号とするので、第 1信号分離部 230で除去される伝送信号の受信時のレプリカのみが出力されている。

[0109] 図 17に示すように干渉キャンセラ 395は、レプリカ減算部 396を有する。図 18に示すようにレプリカ減算部 396は、減算器 397を有する。

[0110] レプリカ減算部 396は、各アンテナ 210にて受信された空間多重信号（同図における y (k)〜y (k) )から、検出したい伝送信号のグループと異なるグループに属する

1 4

伝送信号が，アンテナ 210を用いて受信された時のレプリカを減算することにより、第 1信号分離部 230の出力と同様の組み合わせの伝送信号を含む空間多重信号（同図における V (k)〜v (k) )を、取得する。例えば、レプリカ減算部 396— 1は、無線通信装置 300Bの第 1番目のアンテナを用いて受信された空間多重信号 ( (k) )から、この空間多重信号と異なるグループ (ここでは、第 2グループ）に属する空間多重信号 (y (k)、 y (k) )が受信されるアンテナ (第 3および第 4番目のアンテナであるァ

3 4

ンテナ 210— 3、 4)を用いて受信される伝送信号のレプリカ (R 、R )を減算し、 v (

13 14 1 k)を出力する。

[0111] 次に上記構成を有する無線通信装置 300Bの動作について説明する。

[0112] レプリカ生成部 390では、受信信号処理部 250Aの出力から、伝送信号の受信時のレプリカを作成する。具体的には、受信信号処理部 250Aの出力を送信データとして扱い、無線通信装置 100の送信信号のレプリカを生成する。図 16における、 S (k ) (n= l〜4)が送信信号のレプリカである。伝送路乗算部 391では、送信信号のレブリカに伝搬路応答の推定値 Bが乗算され、伝送信号の受信時のレプリカ R (k)が生 mn 成される。レプリカ R (k)は、以下の式（17)〜式（20)で表される。

mn

[数 15]

( 1 8 )

( 1 9 )

[0113] 干渉キャンセラ 395は、受信系列 y(k)および伝送信号の受信時のレプリカ R (k) mn を用いて、干渉キャンセルを行う。具体的には、レプリカ減算部 396— 1は、減算器 3 97で受信系列 y (k)から、第 2グループに含まれる伝送信号 (送信系列)の受信時のレプリカ信号をそれぞれ減算し、その結果^ V (k)として出力する。

[0114] 第 2信号分離部 240Bでは、干渉キャンセラ 395の出力（v (k)〜v (k) )に対して、

1 4

第 2信号分離部 240Aと同様の処理がなされる。

[0115] なお、上記説明においては、無線通信装置 300Bに、第 2信号分離部 240Aの他に第 2信号分離部 240Bを設けたが、第 2信号分離部 240Bを設けずに、干渉キャンセラ 395の出力を、第 2信号分離部 240Aにフィードバックする構成としてもよい。 [0116] またなお、本実施の形態では、送信側の無線通信装置 100のインターリーバ 123 1〜4間でインターリーブパターンが同じであることを前提として説明を行ったが、異なるパターンを用いてもよぐグループ毎に異なるインターリーブパターンを用いることができる。例えば、インターリーバ 123— 1およびインターリーバ 123— 2をパターン Aとし、インターリーバ 123— 3およびインターリーバ 123— 4をパターン Bとする。これに対して、受信側の無線通信装置 300 (無線通信装置 300A、 Bも含む）のディンターリーバ 252— 1〜4のディンターリーブパターンもインターリーバのパターンに対応したパターンを用いる。

[0117] この場合、干渉キャンセラ 370では、異なるインターリーブパターンのグループを除去するように干渉キャンセルを行う。その後、第 2信号分離部 240でグループに含まれる伝送信号 (送信系列）の分離を行う。このようにインターリーブのパターンを変えることで、無線通信装置 300は、干渉キャンセラ 370による干渉除去時に、干渉除去する信号と、干渉が除去される信号間の相関が高ぐバースト的に干渉キャンセル誤りが発生する場合でも、異なるインターリーブパターンを用いることで干渉キャンセル誤りをランダマイズでき、復号ィ匕部 254の干渉キャンセル誤りを訂正する能力を向上できる。また、インターリーブパターンが同じ伝送信号 (送信系列）は第 2信号分離部 240で分離することで、バースト的な干渉キャンセル誤りの発生を防ぐことができる。

[0118] その結果、受信特性が改善されるという効果が得られる。なお、インターリーブパターンを変えることによるバースト的な干渉キャンセル誤り低減効果の詳細は、文献 (村上、小林、折橋、松岡著、 MIMOシステムにおける信号点削減を用いた反復復号のインターリーブ適用に関する検討ーレイリ一フェージング環境下における BER特性一、電子情報通信学会、信学技報 RCS2004— 8、 pp41— 46, 2004年 4月）で明らかにされている。

[0119] また、無線通信装置 300Bにおいては、インターリーブパターンは、グループ内の伝送信号 (送信系列）で異なるようにしてもよい。例えば、第 1グループでは、 Xはパターン A、 Xはパターン Bを用いてインターリーブし、第 2グループでは、 Xはパター

2 3 ン八、 Xはパターン Bを用いてインターリーブする。このようにして、第 2信号分離部 2

4

40Aでは、同じグループの信号の分離を行い、干渉キャンセラ 395では、異なるインターリーブパターンの伝送信号 (送信系列）を除去し、 2回目の第 2信号分離部 240 Bでは、同じインターリーブパターンの伝送信号 (送信系列の信号)を分離する。このようにすることで、第 2信号分離部 240Aと第 2信号分離部 240Bとで行われる 1回目と 2回目との信号分離において、伝送信号 (送信系列）の組が異なるため、干渉キヤンセル誤り伝搬の影響を低減することができる。

[0120] (実施の形態 3)

図 19に示すように、実施の形態 3の無線通信システム 10は、無線通信装置 400と、無線通信装置 500とを有する。無線通信装置 400は、実施の形態 1の無線通信装置 100と同様に、各アンテナから送信信号を送信する。ただし、無線通信装置 100から送信される送信信号の各々は、 1系統の送信データが直並列変換された並列データ系列に対応するものであるが、無線通信装置 400から送信される送信信号には、 1 系統の送信データの並列データ系列が、さらに時空間符号化されて生成される複数の時空間符号化系列に対応する送信信号が含まれる。

[0121] 同図に示すように無線通信装置 400は、送信信号構成部 420を有する。この送信信号構成部 420は、 SZP変換部 422と、時空間符号ィ匕部 425とを有する。

[0122] SZP変換部 422は、誤り訂正符号化後の送信データを入力し、直並列変換を施して並列データ系列を生成する。ただし、無線通信装置 100の SZP変換部 122と異なり、 SZP変換部 422は、その後段に、 1つの情報系列を 2つの時空間符号ィ匕系列に符号ィ匕する時空間符号ィ匕部 425が配設されているため、 2つの並列データ系列を生成する。

[0123] 時空間符号ィ匕部 425は、並列データ系列を入力し、時空間符号ィ匕処理を施して時空間符号ィ匕系列を生成する。ここでは、変調部 124によって IQ平面上にマッピングされたベースバンド信号を、 B. Vucetic and J. Yuan, ' Space-Time Coding' , Wileyに開示されている STBCのようなブロック符号ィ匕が適用されるものとし、 1つの情報系列を 2つの時空間符号ィ匕系列に符号ィ匕する STBCが用いられるものとする。時空間符号化された信号のそれぞれは、送信部 130おいて、ベースバンド信号から周波数変換され、帯域制限処理され、増幅後に高周波信号として各アンテナ 140から送信される。 [0124] 図 19に示すように無線通信装置 500は、第 2信号分離部 540と、受信信号処理部 550とを有する。第 2信号分離部 540は、時空間復号化部 541を有する。

[0125] 無線通信装置 500の第 1信号分離部 230は、送信側において、同じ情報系列に基づいて時空間符号化された時空間符号化系列に対応する伝送信号を含む空間多重信号のグループに分離する。本実施の形態では、送信側の無線通信装置 400が、 2系統で時空間符号ィ匕しているので、第 1信号分離部 230は、送信側の無線通信装置 400の 2系統に対応する伝送信号力なる空間多重信号のグループに分離する。

[0126] 第 2信号分離部 540は、グループ数に対応する数の時空間復号化部 541を有しており、第 1信号分離部 230にて分離された各グループの空間多重信号を、当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離し、各グループの伝送信号に時空間復号ィ匕処理を施して、送信側の並列データ系列に対応する信号を受信信号処理部 550〖こ出力する。

[0127] 受信信号処理部 550は、時空間復号化された複数系統の信号のそれぞれに、復調処理、ディンターリーブを施して、 PZS変換部 553にて並直列変換して、直列データ系列を得る。

[0128] 次に上記構成を有する無線通信装置 400および無線通信装置 500の動作にっ、て説明する。

[0129] 無線通信装置 400においては、 1系統の送信データの並列データ系列が、さらに時空間符号ィ匕されて生成される複数の時空間符号ィ匕系列（ここでは、 4つの時空間符号化系列）に対応する送信信号が、それぞれ異なるアンテナ 140から送信される。

[0130] 無線通信装置 500では、アンテナ 210のそれぞれを用いて受信された多重数 N (N

=4)の空間多重信号は、それぞれ受信部 221— 1〜4において、増幅および周波数変換後に直交検波され、 IQ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、 AZD変を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号 y (k)として、第 1信号分離部 230に出力される。

[0131] ここで、 y (k)は、各アンテナ 210を介して受信された受信信号を、要素として含む列ベクトルである。この受信信号 y (k)、すなわち無線通信装置 400からの送信系列 X _n (k)に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻 kにおける受信信号は、実施の形態 1と同様に式（1)のように表される。

[0132] 第 1信号分離部 230は、式（3)における、 v tvとに、時空間符号ィ匕部 425— 1によ

1 2

り符号化された送信系列に対応する伝送信号のみが含まれ、 Vと Vとに時空間符号

3 4

化部 425— 2により符号化された送信系列に対応する伝送信号のみが含まれるように、線形演算を行って、空間多重信号のグループに分離する。

[0133] 時空間復号化部 541— 1、 2は、それぞれ時空間符号化部 425— 1、 2で符号化された符号化系列を復号化する。

[0134] 受信信号処理部 550では、時空間復号化された複数系統の信号のそれぞれに、復調処理、ディンターリーブが施され、 PZS変換部 553にて並直列変換されて、直列データ系列が得られる。

[0135] このように本実施の形態によれば、伝送レートは低下する力時空間のダイバーシチ効果を得ることができ、受信品質の改善に寄与する。また、現実的なハードウェア規模で従来手法 (ZF、 MMSE)よりも良好な特性を得ることができる。

[0136] すなわち、第 1信号分離部 230に代わり、従来の ZF, MMSEといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、空間多重された信号を分離受信する受信ウエイトを形成する性質から、ダイバーシチ利得 (アンテナ自由度)を信号分離のために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

[0137] 一方、本実施の形態では、異なる時空間符号ィ匕のグループ力もの干渉を排除した信号を用いることで、時空間復号が可能であるために、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。なお、時空間符号ィ匕部 425は、連続するシンボルデータに対して (時間軸)時空間符号ィ匕を施してもよいが、マルチキャリア伝送を行う場合は、隣接するサブキャリア間で、周波数一空間符号ィ匕を施しても同様な効果が得られる。

[0138] また、本実施の形態によれば、 4 X 4の STBC— MIMOシステムであっても、 2 X 2 の STBC— MIMOシステムと共通の時空間符号化手段、時空間復号化手段を用いることができ、回路規模や開発コストが削減される。

[0139] また、本実施の形態によれば、フルレートの時空間符号ィ匕である 2ブランチ STBC を適用し、さらに無線通信装置 500での第 1信号分離部 230を使った受信方式により、ダイバーシチ利得、符号化利得を得ることができる。因みに、 4本の送信アンテナを使って時空間符号化を行う場合、一つの時空間符号化手段で 4つの符号化系列を作る 4ブランチ STBCを適用できる力フルレートとなる時空間符号ィ匕を行えな！/ヽため、伝送レートが低下してしまう。

[0140] なお、本実施の形態では、無線通信装置 400では、 SZP変換部 422で直並列変換される前に送信データに対して符号化する構成、すなわち SZP変換部 422の前段に符号ィ匕部 121を配設する構成としたが、 SZP変換部 422の前段ではなく後段に、各並列データ系列を符号ィ匕する符号ィ匕部を設けてもよ!ヽ。

[0141] また、本実施の形態では、 STBCのようなブロック符号による時空間復号ィ匕を用いる構成とした力 STTC (Space-Time Trellis Coding)、 STTTC (Space— Time Turbo Trellis Coding)のような時空間符号ィ匕を使う構成としても同様の効果が得られる。

[0142] (実施の形態 4)

実施の形態 4は、実施の形態 1の無線通信システム 10にマルチキャリア通信方式を適用したものである。

[0143] 図 20に示すように実施の形態 4の無線通信装置 600は、送信信号構成部 120と、送信部 130との間に OFDM変調部 620を有する。

[0144] OFDM変調部 620は、送信信号構成部 120にて生成された N個の送信信号のそれぞれに、直並列変換、 IFFT変換、並直列変換、ガードインターバル (GI)挿入を含む OFDM変調を施す。 OFDM変調部 620は、各送信信号に OFDM変調を施すための N個（ここでは、 N = 4)の OFDM変調部 621を有している。このように本実施の形態の各送信信号は、 OFDM信号となって、る。

[0145] 図 21に示すように実施の形態 4の無線通信装置 700は、 OFDM復調部 720と、第 1信号分離部 730と、第 2信号分離部 740とを有する。

[0146] OFDM復調部 720は、 GI除去手段、 FFT手段、直列並列変換手段を備えており、アンテナ 210のそれぞれにおいて受信され、受信部 220で無線受信処理された後の空間多重信号ごとに、 OFDM復調処理を施して、 OFDM復調後の空間多重信号を出力する。 [0147] 具体的には、 OFDM復調部 720は、アンテナ 210のそれぞれにおいて受信され、受信部 220で無線受信処理された後の空間多重信号ごとに、 OFDM復調処理を施して、各アンテナ 210で受信された空間多重信号の各サブキャリアに重畳されたシンボル (周波数および時間により特定される）ごとに出力する。

[0148] 例えば、 OFDM復調部 721— 1は、アンテナ 210— 1で受信された空間多重信号に OFDM復調処理を施す。アンテナ 210— 1で受信された空間多重信号には、送信側の無線通信装置 600のアンテナ 140— 1〜4のそれぞれから送信された伝送信号が含まれている。各伝送信号は OFDM信号であり、各シンボルに着目しても無線通信装置 600のアンテナ 140— 1〜4のそれぞれ力も送信されたシンボルが空間多重されている。

[0149] 第 1信号分離部 730は、受信部 220からの空間多重信号 (多重数 N)に線形演算を施し、多重数 Nより小さい数の伝送信号 (無線通信装置 100の送信信号)からなる空間多重信号のグループに分離して、第 2信号分離部 740に出力する。具体的には、第 1信号分離部 730は、 OFDM復調部力も受け取るシンボルごとに線形演算を施し、多重数 Nより小さい数のシンボル力もなる、空間多重シンボルのグループ（空間多重信号のグループに対応）に分離して、第 2信号分離部 740に出力する。

[0150] 第 2信号分離部 740は、第 1信号分離部 230にて分離された空間多重信号のダループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。具体的には、第 2信号分離部 740は、空間多重シンボルのグループを入力し、各グループの空間多重シンボルに含まれる各シンボルに分離する。分離された各シンボルは、復調部 251で復調されてビットデータとなる。

[0151] 次に上記構成を有する無線通信装置 600および無線通信装置 700の動作について説明する。

[0152] 無線通信装置 600において、データ生成部 110は、無線通信装置 700へ送信するデータ系列 znを生成する。符号ィ匕部 121は、データ系列 znを所定の符号化率で誤り訂正符号化する。

[0153] SZP変換部 122は、符号化データ系列を、 4個の並列データ系列である送信系列 X (k) (n= l〜4)に変換する。ここで、送信系列 X (k)の 4個の要素をもつ列ベクトルを X (k)と表記する。

[0154] そして、送信系列 x_n(k) (n= 1〜4)は、系列ごとに、インターリーバ 123でインターリーブされ、変調部 124で変調処理が施されてベースバンド信号とされる。ベースバンド信号とされた送信系列 X (k)とは、 OFDM変調部 620において、直並列変換、 IFF T変換、並直列変換、ガードインターバル (GI)挿入を含む OFDM変調が施される。ここで、 OFDM変調および復調方法に関しては、文献 (尾知、 "OFDMシステム技術と MATLABシミュレーション解説"、トリケップス刊）に情報開示されており、ここではその説明を省略する。

[0155] OFDM変調処理が施された送信系列 X (k)は、送信部 130で、周波数変換され帯域制限処理が加えられ、増幅後に高周波信号である送信信号として各アンテナ 140 から送信される。

[0156] アンテナ 210のそれぞれで受信された多重数 N (N=4)の空間多重信号は、それぞれ受信部 221— 1〜4において、増幅および周波数変換後に直交検波され、 IQ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、 AZD変 ^^を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号 y(k)として OFDM復調部 720に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。 y(k)は各アンテナ 210を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。

[0157] OFDM復調部 720は、 OFDM復調を施し、 Nc個のサブキャリア毎のシンボルデータ系列を出力する。ここで、離散時刻 kにおける第 fs番目のサブキャリア毎のシンポルデータ系列を Y(k、 fs)と表記する。 Y(k、 fs)は各アンテナ 210を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。ただし、 fs= l〜Ncである。

[0158] 第 1信号分離部 730には、 4個のアンテナ数の OFDM復調部 721— 1〜4からの異なるサブキャリア毎のシンボルデータ系列が入力される。ここで、無線通信装置 60 0からの各送信信号 (送信系列）における第 fs番目のサブキャリアデータ系列 X (k、 f s)と表記すると、伝搬路におけるマルチパスの先行波力の相対的な遅延時間がガードインターバル (GI)範囲内であれば、周波数選択性フェージング環境をフラットフエージング伝搬環境と等価に扱うことができるため、無線通信装置 700で受信される受信信号 (サブキャリアデータ系列) Y (k、 fs)は、式（21)のように示される。

[数 16] (k,f_sy

(k,fs)

式（21)中の H_n (k、 fs)は、第 n番目の送信アンテナの第 fs番目のサブキャリアのシンボルデータ系列 X (k、 fs)が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装置 600のアンテナ数: 4)行 X (無線通信装置 700の送信アンテナ数: 4)列からなる行列である。 H (k、 fs)の i行 j列の行列要素 hは、無線通信装置 600の第 j番目のアンテナ 140から送信された信号が、無線通信装置 700の第 i番目のアンテナ 210で受信される場合の第 fs番目のサブキャリア信号の伝搬路による伝搬路変動を示す。また、 n (k、 fs)は無線通信装置 700のアンテナ 210で受信時に付加される 4つの要素をもつ雑音べクトルを示す。

[0159] 第 1信号分離部 730は、無線通信装置 600から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される、第 fs番目のサブキャリア群の伝搬路変動 H (k、 fs)に対する伝搬路変動推定値 B (k、 fs)を用いて、第 fs番目のサブキャリアデータ系列 Y (k、 f s)に対し線形演算を行うことにより、式 (21)を式 (22)に変換する。

[数 17]

•

[0160] このように線形演算を行うことで、 4つの多重数 4の空間多重信号を、 2組のグループの空間多重信号に分離できる。

[0161] 第 1信号分離部 730にて分離された空間多重信号のグループは、第 2信号分離部 240に入力される。第 2信号分離部 740では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、サブキャリア毎に得られた 2つの第 1グループの送信系列からなる空間多重信号 V (k、 fs) , V (k、fs)は信号分離部 741— 1に入力され、は、信号分離部 741— 1で X (k、 fs)、 X (k、 fs)に

1 2 分離される。第 2グループの V (k、 fs)、 v (k、 fs)は、信号分離部 741— 2で同様に

3 4

処理される。

[0162] 第 2信号分離部 740では、空間多重信号の各グループに含まれる伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、 ZF (Zero Forcing)、 MMSE (Minimum Mean Square Erro r)、 MLD (Maximum Likelihood Detection)などの手法を利用することができる。 ML Dによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得 (但し、送信側および受信側のアンテナが 2本ずつの空間多重伝送（2 X 2の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

[0163] ここで、 4 X 4の空間多重伝送において、 MLDによる 1段階の分離処理において、すべての伝送信号を分離しょうとしても、演算量が非常に多くなるため、処理時間が長くなり、また、ハードウアも現実的な規模で実現することが難しい。しかしながら、上述のとおり分離処理を 2段階に分けることにより、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。すなわち、第 1段階の分離処理を行う第 1信号分離部 730では、空間多重信号に線形演算を施して、空間多重信号の多重数 Nより小さ、数の伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離され、グループ間の干渉が除去される。そして、第 2段階の分離処理を行う第 2信号分離部 740では、第 1信号分離部 730により、他のグループからの干渉信号が除去された信号を用いて分離処理を行うので、第 2 段階の信号分離に MLDを利用しても MLDの際の信号点候補を削減することができるため、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。さらに、分離処理を 2段階に分けることにより、 4 X 4の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得には及ばない力 2 X 2の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得を得ることができる。

[0164] 第 2信号分離部 740にて分離された各伝送信号は、復調部 251で復調され、ディンターリーバ 252でディンターリーブされて P/S変換部 253に入力される。具体的には、第 1グループの信号系列 X (k、 fs)、 X (k、 fs)は、それぞれ復調部 251— 1、 2

1 2

で所定の変調方式によるシンボルデータ列力ビットデータ列に変換される。復調部 251— 1、 2で得られたビットデータ列は、ディンターリーバ 252—1、 2において、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順が復元される。第 2グループの信号系列 x (k、 fs)、 x (k、 fs)についても同様の処理が行われる。

3 4

[0165] なお、第 2信号分離部 740の信号分離部 741における分離アルゴリズムは、信号分離部 741間で同じでもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数などに応じて固定的または適応的にそれぞれ変更してもよい。例えば、 BPSK、 QPSKといった変調多値数が少ない場合には MLDを適用し、変調多値数が多い 16QAM、 64QAMの場合には、 MMSEなどの線形手法の適用が考えられる。

[0166] このように本実施の形態によれば、無線通信装置 600からの伝送信号が複数である場合、サブキャリア毎に、それを一つの単位として、第 1信号分離部 730と、第 2信号分離部 740で 2段階に信号分離を行うことが可能となる。これにより、周波数選択制フェージング環境下においても、実施の形態 1の効果を得ることができる。

[0167] また、受信特性としても、現実的なハードウア規模で従来手法 (ZF、 MMSE)よりも良好な特性を得ることができる。

[0168] 因みに、第 1信号分離部 730に代わり、従来の ZF, MMSEといった線形処理により一括分離処理を用いても、無線通信装置 600の送信系列 (伝送信号)を取り出すことは可能である力 STBC、 STCといった時空間符号を施している場合、同じ無線通信装置 600からの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ゥイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

[0169] また、マルチキャリア伝送を利用して、異なるサブキャリアと異なる送信アンテナを用いて SFBC (Space frequency block coding)といった周波数一空間符号の適用も可能である力この場合も同様に、従来の ZF、 MMSEといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、それらを分離受信する受信ウェイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号ィ匕利得を損ねる。

[0170] また、第 1信号分離部 730に代わり、従来の MLDに基づく一括分離処理を導入することち可會である。

[0171] しかし、本実施の形態よりも受信特性は優れるが、全ての送信アンテナからの送信系列に対しての MLD処理量は、送信系列数と送信系列の変調多値数に対し、指数関数的に増大するため、現実的なハードウアの実現が困難となる。

[0172] なお、本実施の形態では、第 2信号分離部 740を多重数 2の空間多重信号の組の数だけ設けているが、送信系列の QoSに基づき適当な指標 (送信系列の許容遅延量、データ種別等)を設け、受信処理を行う優先度を組毎に設定し、逐次的に第 2信号分離部 740への入力を切り替える構成でも可能である。この場合、信号分離部 74 1を、多重数 2の空間多重信号の組より少ない数にできる。この場合、組によっては、伝送データを復元するまでの処理遅延が大きくなるが、無線通信装置 700の構成を簡易化する効果が得られる。さらに、このようにすることで、多重数 2の空間多重信号を復元する受信回路に、第 1信号分離部 730を追加するだけで、多重数 4の空間多重信号を復元する受信回路を構成することができる。

[0173] (実施の形態 5)

実施の形態 1においては、送信側の無線通信装置 100において、 1系統の送信データに符号ィ匕を施して、符号化された送信データを直並列変換し、アンテナ数と同じ N個の並列データ系列を生成した。これに対して、実施の形態 5においては、送信側の無線通信装置において、 1系統の送信データを、アンテナ数 Nよりも小さい数の並列送信データに直並列変換し、並列送信データごとに符号ィ匕を施して、符号化された並列送信データごとに直並列変換を施し、全体としてアンテナ数と同じ N個の並列データ系列を生成する。

[0174] 図 22に示すように実施の形態 5の無線通信装置 800は、送信信号構成部 820を有する。この送信信号構成部 820は、符号ィ匕部 821— 1、 2と、 SZP変換部 822— 1、 2 と、 S,P変換部 826とを有する。

[0175] SZP変換部 826は、データ生成部 110で生成された、 1系統の送信データを入力し、送信データを直並列変換して、アンテナ数 Nよりも小さい数の並列送信データを生成する。ここでは、 2つの並列送信データが生成されている。

[0176] 符号ィ匕部 821は、並列送信データごとに、所定の符号ィ匕率を用いて誤り訂正符号化を施して、誤り訂正符号ィ匕後の並列送信データを SZP変換部 822に出力する。

[0177] SZP変換部 822は、符号ィ匕処理後の各並列送信データをさらに直並列変換して、全体としてアンテナ数と同数の並列データ系列を生成する。ここでは、 2つの並列送信データのそれぞれが、さらに 2つの並列データ系列に直並列変換されて、全体として 4つの並列データ系列が生成される。そして、各送信データ系列は、インターリーノ 123に入力される。

[0178] 送信側の無線通信装置 800が上述のような構成を有することに伴い、受信側の無線通信装置 900は、受信信号処理部 950を有する。この受信信号処理部 950は、 P ZS変換部 953— 1、 2と、復号ィ匕部 954— 1、 2と、 PZS変換部 956とを有する。

[0179] 第 1信号分離部 230は、実施の形態 1と同様の機能を有しているが、受信部 220からの空間多重信号 (多重数 N)に線形演算を施し、同じ並列送信データから構成される伝送信号力なる空間多重信号のグループに分離する。すなわち、第 1信号分離部 230は、受信部 220からの空間多重信号 (多重数 N)に線形演算を施し、符号ィ匕単位ごとで、空間多重信号のグループに分離する。

[0180] P/S変換部 953は、ディンターリーブ後の伝送信号を並直列変換し、符号化単位ごとの直列データ系列を出力する。

[0181] 復号ィ匕部 954は、 PZS変換部 953からの、符号ィ匕単位ごとの直列データ系列を復号化処理する。

[0182] PZS変換部 956は、復号化部 954において復号化処理された、符号化単位ごとの直列データ系列をさらに並直列変換して、無線通信装置 100の送信データに対応する受信データを出力する。

[0183] 上記構成を有する無線通信装置 800および無線通信装置 900の動作にっ、て説明する。

[0184] SZP変換部 826では、データ生成部 110で生成された 1系統の送信データが、 2 つの並列送信データに分けられる。並列送信データはそれぞれ、符号化部 821— 1

、 821— 2で、所定の符号化率で誤り訂正符号化される。

[0185] SZP変換部 822— 1、 822— 2では、各符号ィ匕データ系列がさらに 2つの系列に分けられる。そして、系列毎に実施の形態 1の無線通信装置 100と同様の手順で、送信信号が生成される。

[0186] 第 1信号分離部 230では、受信部 220からの空間多重信号 (多重数 N)に線形演算が施され、符号ィ匕単位ごとで、空間多重信号のグループに分離される。 [0187] 第 2信号分離部 240では、各グループの空間多重信号が、当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。

[0188] PZS変換部 953では、同じ符号化単位の伝送信号が、符号化単位の直列データ系列に並直列変換される。各直列データ系列は、復号ィ匕部 954— 1、 954— 2で、それぞれ誤り訂正復号化処理が施される。誤り訂正後の直列データ系列は、 PZS変換部 956で、一つの系列に結合されて 1系統の受信データとして出力される。

[0189] このように符号化単位を複数用意することにより、通信路符号化の実行時間を符号化部の数に比例して短縮できるため、高ビットレートを要求するデータ系列の送信の際に有利である。なお、さらに多くの符号ィ匕単位を用意するために、符号化単位をァンテナと同数だけ設けてもよい。この場合の無線通信装置の構成例を図 23に示す。

[0190] 図 23に示すように送信側の無線通信装置 1000は、送信信号構成部 1020を有する。この送信信号構成部 1020は、符号ィ匕部 1021— 1〜4と、 SZP変換部 1022とを有する。 SZP変換部 1022は、データ生成部 110で生成された 1系統の送信データに直並列変換を施して並列データ系列を生成する。符号ィ匕部 1021は、並列データ系列ごとに、すなわちそれぞれの並列データ系列を符号ィ匕単位として、符号化処理を施す。

[0191] また、符号ィ匕単位が複数用意される場合としては、図 24に示すような場合が考えられる。すなわち、複数系統の送信データが存在し、各系統の送信データごとに符号化が施される場合である。図 24に示すように無線通信装置 1200は、データ生成部 1 10— 1と、データ生成部 110— 2と、送信信号構成部 1220—1と、送信信号構成部 1 220— 2とを有する。すなわち、無線通信装置 1200は、複数の送信系統（図 24では、 2つの送信系統 (送信装置 1260— 1、 2) )を有しており、複数系統の送信データから送信信号を構成して送信する。各送信信号構成部 1220は、符号化部 121を有している。このようにすることで、複数系統の送信データを同時に伝送することができる。なお、送信装置 1260—1、 2をそれぞれ独立の無線通信装置とし、両無線通信装置が同時に信号を送信する空間分割多元接続 (SDMA)されてヽてもよヽ。

[0192] また、図 24に示すように無線通信装置 1300は、受信信号処理部 1350— 1と、受信信号処理部 1350— 2とを有する。第 1信号分離部 230は、実施の形態 1と同様の機能を有するが、送信系統単位で、空間多重信号のグループに分離する。受信信号処理部 1350は、送信側の無線通信装置 1200の送信系統に対応する伝送信号ごとに、受信信号処理を行う。このようにすることで、送信データの QoSに応じて、変調部 124、インターリーバ 123、第 2信号分離部 240の信号分離部 241を変更することで、効率の良い無線伝送が可能となる。

[0193] また、符号ィ匕単位が複数用意される場合としては、図 25に示すような場合も考えられる。すなわち、アンテナ数と同数の系統の送信データが存在し、各系統の送信データごとに符号ィ匕が施される場合である。同図に示すように無線通信装置 1400は、データ生成部 110— 1〜4と、送信信号構成部 1420— 1〜4とを有する。すなわち、無線通信装置 1400は、アンテナ数と同数の複数の送信系統（同図では、 4つの送信系統 (送信装置 1460— 1〜4) )を有しており、複数系統の送信データから送信信号を構成して送信する。各送信信号構成部 1420は、符号ィ匕部 121を有している。なお、送信装置 1460— 1〜4をそれぞれ独立の無線通信装置とし、当該無線通信装置が同時に信号を送信する空間分割多元接続 (SDMA)されていてもよい。また、同図に示すように無線通信装置 1500は、受信信号処理部 1550—1〜4を有する。

[0194] なお、本実施の形態では、シングルキャリア伝送を用いて、るが、実施の形態 4と同様にマルチキャリア伝送への適用が可能である。

[0195] また、 _h|E Mff¾M900, 1100、 1300、 1500», 歩キャンセラを用ヽなヽ構成としたが、実施の形態 2で説明した干渉キャンセラを備えた構成をとつてもよい。

[0196] また、上記無線通信装置 800、 900、 1000、 1100、 1200、 1300、 1400、 1500 は、時空間符号ィ匕を行わない構成をとしたが、実施の形態 3で説明した時空間符号化部を備える構成としてもょヽ。

[0197] また、本実施の形態では、送信側の無線通信装置 800における符号ィ匕部 821— 1 と符号ィ匕部 821— 2とは、同じ構成であることを前提として説明を行ったが、異なる構成を用いても良ぐ例えばそれぞれ異なるパンクチヤパターンを用いることができる。このときの符号ィ匕部 821— 1と符号ィ匕部 821— 2との構成を図 34に示す。なお、無線通信装置 1200における符号化部 121— 1と符号ィ匕部 121— 2とでも同様であり、以下では説明を省略する。 [0198] 符号ィ匕部 821— 1は、符号化器 8211とパンクチヤパターン Aでパンクチヤを行うパンクチャ部 8213とを備える。符号ィ匕部 821— 2は、符号化器 8212とパンクチヤパターン Bでパンクチヤを行うパンクチヤ部 8214とを備える。

[0199] これに対して、受信側の無線通信装置 900の復号化部 954—1、 954— 2のデパンクチャパターンも、パンクチヤパターンに対応したパターンを用いる。なお、無線通信装置 1300における復号ィ匕部 254— 1と符号ィ匕部 254— 2とでも同様であり、以下では説明を省略する。

[0200] この場合、第 1信号分離部 230では、異なるパンクチヤパターンのグループを除去するように、すなわち、同じパンクチヤパターンの送信系列を同じグループにするように信号分離を行う。その後、第 2信号分離部 240でグループに含まれる伝送信号 (送信系列）の分離を行う。このようにパンクチヤパターンをグループ内で同一にすることで、信号分離部 240以降、 PZS変換部 956までをグループ毎に独立に構成し、信号分離部 240以降、 PZS変換部 956までの各処理をグループ毎に独立に実行することができる。

[0201] また、無線通信装置 900においては、パンクチヤパターンがグループ内の伝送信号 (送信系列)で異なるように、第一信号分離をしてもよい。例えば、第 1グループでは、 xlをパターン A、 x2をパターン Bでパンクチヤした送信系列に分割し、第 2ダループでは、 x3をパターン A、 x4をパターン Bでパンクチヤした送信系列に分割する。この場合の無線通信装置 900における受信信号処理部 950の別の構成、受信信号処理部 950Aを図 35に示す。

[0202] ここで、上述のとおり第 1の信号分離においてパンクチヤパタンーンの異なる送信系列を含むグループに分けている。一方、送信側では、パンクチヤパターン毎に S/P 変換部 822にて並列データ系列が形成されている。そのため、受信側では、同じパンクチャパターンの並列データ系列に対して、 PZS変換および復号化を施す必要があるため、図 35に示すように、 PZS変換部には同じパンクチヤパターンの並列データ系列毎に入力されている。

[0203] (実施の形態 6)

本実施の形態では、干渉キャンセラを使用せずにダイバーシチ利得を向上させる。 [0204] 図 26に示すように実施の形態 6の無線通信装置 1600は、第 1信号分離部 1630と、第 2信号分離部 1640と、ダイバーシチ合成部 1660とを有する。

[0205] 第 1信号分離部 1630は、受信部 220からの空間多重信号 (多重数 N)に線形演算を施し、多重数 Nより小さ、数の伝送信号 (無線通信装置 100の送信信号)からなる空間多重信号のグループに分離して、第 2信号分離部 1640に出力する。特に、第 1 信号分離部 1630は、伝送信号のすべての組み合わせに係る空間多重信号のダループに分離して、第 2信号分離部 1640に出力する。

[0206] 第 2信号分離部 1640は、第 1信号分離部 1630にて分離された空間多重信号のグループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。ここでは、第 2信号分離部 1640は、第 1信号分離部 1630にて分けられるグループ数に対応する数の信号分離部 1641 (本実施の形態では、信号分離部 241— 1〜6の 6つ）を有しており、各信号分離部 1641が 1つのグループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。

[0207] ダイバーシチ合成部 1660は、第 2信号分離部 1640からの出力である伝送信号毎にダイバーシチ合成する。ここでは、 4つの伝送信号があるため、 4つのダイバーシチ合成部 1661— 1〜4が用意されている。

[0208] 次に上記構成を有する無線通信装置 1600の動作について説明する。

[0209] アンテナ 210のそれぞれで受信された多重数 N(N=4)の空間多重信号は、それぞれ受信部 221— 1〜4において、増幅および周波数変換後に直交検波され、 IQ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、 AZD変 ^^を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号 y (k)として、第 1信号分離部 1630に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

[0210] ここで、 y (k)は、各アンテナ 210を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号 y (k)、すなわち無線通信装置 100からの送信系列 X ( k)に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻 kにおける受信信号は、式（1)のように表される。

[0211] 第 1信号分離部 1630は、無線通信装置 100から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される、伝搬路変動 Hに対する伝搬路変動推定値 Bを用いて、受信信号 y (k)に対し線形演算を行うことにより、式 (2)を式 (23)〜（25)に変換する

[数 18] },

¾

• · ( 2 4 )

5-

0

0 ,

• · ( 2 5 )

0

8 ¾ ¾ ¾

[0212] 第 1信号分離部 1630は、式 (2)を式 (23)〜（25)に変換する任意の線形演算を用いることができる。例えば、実施の形態 1で示した方法を、式（2)の行を入れ替えて 3 回行うことで変換できる。ここで、式（23)力ら、 V V は X Xの成分のみ、 V V

11 12 1 2 13 14 は X Xの成分のみ、 V V は X Xの成分のみ、 V V は X Xの成分のみ、 V

3 4 21 22 1 3 23 24 2 4 31 V は X Xの成分のみ、 V V は X Xの成分のみを含んでいることがわかる。す 32 1 4 33 34 2 3

なわち、第 1信号分離部 1630は、多重数 4の空間多重信号を、適切な線形演算によりグループを構成する伝送信号 (送信系列）が異なる 3種類のグループ分けに基づ、て、信号分離を行う機能を提供する。

[0213] 第 1信号分離部 1630にて分離された空間多重信号のグループは、第 2信号分離部 1640に入力される。第 2信号分離部 1640では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、第 1グループの V と V とは、信号分離部 1641— 1で X x に分離される。第 2グループの V と v

11 12 11 21 13 とは、信号分離部 1641— 2で X x に分離される。第 3グループの V と V とは、

14 31 41 21 22 信号分離部 1641— 3で X x に分離される。第 4グループの V と V とは、信号分

12 32 23 24

離部 1641— 2で X x に分離される。第 5グループの V と V とは、信号分離部 16

22 42 31 32

41— 2で X x に分離される。第 6グループの V tv とは、信号分離部 1641— 2

13 43 33 34 で X 、x に分離される。

23 33

[0214] 第 2信号分離部 1640において、空間多重信号の各グループに含まれる伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、 ZF (Zero Forcing)、 MMSE (Minimum Mean Squar e Error)、 MLD (Maximum Likelihood Detection)などを利用することができる。ただし、 MLDによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得 (但し、送信側および受信側のアンテナが 2本ずつの空間多重伝送（2 X 2の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

[0215] ダイバーシチ合成部 1660では、第 2信号分離部 1640からの出力である伝送信号ごとにダイバーシチ合成する。具体的には、ダイバーシチ合成部 1661— 1は、 X と X

11 と X とを用いてダイバーシチ合成を行う。また、ダイバーシチ合成部 1661— 2は、

12 13

X と X と X とを用いてダイバーシチ合成を行う。ダイバーシチ合成部 1661— 3は、

21 22 23

X と X と X とを用いてダイバーシチ合成を行う。ダイバーシチ合成部 1661— 4は、

31 32 33

X と X と X とを用いてダイバーシチ合成を行う。ダイバーシチ合成アルゴリズムとし

41 42 43

ては、ダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比（SNR: Signa卜 to-Noise power Rati o)を最大にする最大比合成（MRC : Maximum Ratio Combining)ダイバーシチや、ダィバーシチ合成後の信号対干渉雑音電力比（SINR: SignaH:o-Noise plus Interfere nce power Ratio)を最大にする MMSE合成ダイバーシチや、最も信頼度の高いブランチを選択して出力する選択合成ダイバーシチ等を用いることができる。

[0216] ダイバーシチ合成後の信号系列、すなわち各伝送信号は、受信信号処理部 250 で受信信号処理され、受信データとして出力される。

[0217] このように本実施の形態によれば、多重数 4の空間多重信号を、第 1信号分離部 1 630で 6つの多重数 2の空間多重信号の組に分離し、その後それぞれを第 2信号分離部 1640で信号分離を行う。さらに、同じ送信系列に対する第 2信号分離部 1640 の出力をダイバーシチ合成する。これにより、多重されている他の送信信号が、異なる 3つの第 2信号分離部 1640の出力を合成することによるダイバーシチ利得が得られる。その結果、実施の形態 2で示した干渉キャンセル手段を用いる構成とは別の構成で、実施の形態 1の構成を用いた場合よりも、高いダイバーシチ利得を得る無線通信装置を構成することができる。 [0218] なお、本実施の形態では、第 2信号分離部 1640から出力される IQ平面上の信号を用いてダイバーシチ合成を行う構成としたが、復調部で IQ平面上の信号を復調した後に得られるビット毎の尤度情報を用いてダイバーシチ合成を行ってもよい。この場合の無線通信装置の構成例を図 27に示す。同図に示すように無線通信装置 170 0は、受信信号処理部 1750を有する。受信信号処理部 1750は、復調部 251— 1〜 12と、ダイバーシチ合成部 1755— 1〜4を有する。このような構成にすることで、ビット毎に異なる重み係数を用いてダイバーシチ合成を行えるため、受信特性が良くなるという効果が得られる。

[0219] また、本実施の形態では、第 2信号分離部 1640から出力される IQ平面上の信号を用いてダイバーシチ合成を行う構成としたが、図 28に示すような無線通信装置 1800 のような構成でもよい。無線通信装置 1800は、受信信号処理部 1850を有する。無線通信装置 1800は、無線通信装置 1600の復調手段をユークリッド距離算出部 18

51と尤度算出部 1857と置き換え、ユークリッド距離算出部 1851によって算出されたユークリッド距離を用いて、ダイバーシチ合成部 1855においてダイバーシチ合成を行った後に、尤度算出部 1857において尤度情報を算出する構成となっている。このようにすることで、対象となるビットが 1である場合のユークリッド距離と、 0である場合のユークリッド距離とのそれぞれを用いて、詳細にダイバーシチ合成を行えるため、受信特性が良くなるという効果が得られる。

[0220] (実施の形態 7)

本実施の形態にぉ、ては、受信信号処理を行った後のデータ系列を用いて候補点削減を行う。

[0221] 図 29に示すように実施の形態 7の無線通信装置 1900は、候補点削減信号分離部 1970を有する。

[0222] 候補点削減信号分離部 1970は、受信信号処理部 250Aにおける受信信号処理後の信号、具体的には一度復号された受信データを用いて、受信系列の候補点削減を行う。候補点削減の方法は、文献 (村上、小林、折橋、松岡著、 MIMOシステムにおける部分ビット判定を利用した尤度判定方法の検討、電子情報通信学会、信学技報 IT2003— 90、 ISEC2003— 130、 WBS2003— 208、 pp97— 102, 2004年 3月）で明らかにされている。

[0223] 候補点削減信号分離部 1970— 1は、各アンテナ 210にて受信された空間多重信号から、第 2グループの伝送信号 (送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減を行い、その後 MLDを用いて信号分離を行う。また、候補点削減信号分離部 1970— 2は、各アンテナ 210にて受信された空間多重信号から、第 1グループの伝送信号 (送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減を行う。

[0224] 次に上記構成を有する無線通信装置 1900の動作について説明する。

[0225] アンテナ 210のそれぞれで受信された多重数 N (N=4)の空間多重信号は、それぞれ受信部 221— 1〜4において、増幅および周波数変換後に直交検波され、 IQ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、 AZD変 ^^を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号 y (k)として第 1信号分離部 230に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

[0226] ここで、 y (k)は、各アンテナ 210を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号 y (k)は、すなわち無線通信装置 100からの送信系列 X

(k)に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻 kにおける受信信号として、式（1)のように表される。

[0227] 候補点削減信号分離部 1970では、受信信号処理部 250Aにおける受信信号処理後の信号、すなわち一度復号された受信データを用いて、受信系列の候補点削減が行われる。具体的には、候補点削減信号分離部 1970— 1では、受信系列から、第 2グループの伝送信号 (送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減が行われ、その後 MLDを用いて信号分離が行われる。このようにすることで、例えば変調方式に 16QAMを用いる場合、候補信号点が 65536から 256に削減されるため、現実的なハードウェア規模で MLDを実現できる。

[0228] また、候補点削減信号分離部 1970— 2では、受信系列から、第 1グループの伝送信号 (送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減が行われ、その後 ML Dを用いて信号分離が行われる。受信信号処理部 250Bでは、候補点削減信号分離部 1970で分離された伝送信号 (信号系列）に、受信信号処理部 250Aと同様の処理が行われ、受信データが出力される。このようにすることで、 MLDの演算規模の削減と、受信品質の改善を実現することができる。

[0229] 上記説明においては、受信信号処理部 250Aの他に受信信号処理部 250Bを設けたが、受信信号処理部 250Bを設けずに、候補点削減信号分離部 1970の出力を受信信号処理部 250Aにフィードバックする構成としてもよい。

[0230] なお、本実施の形態では、候補点削減信号分離部 1970— 1は、受信系列から X、

3

Xに対応する復号データを用いて候補点削減を行い、その後、 MLDを用いて信号

4

分離を行い、候補点削減信号分離部 1970— 2は、受信系列力も第 1グループの送信系列に対応する復号データを用いて候補点削減を行う構成としたが、送信系列の多値変調を構成するビットの一部を削減するという構成にしてもよい。このようにすることでも、 MLDの演算規模の削減と、受信品質の改善を実現することができる。

[0231] (実施の形態 8)

実施の形態 8では、第 1信号分離部における線形演算を、伝搬路応答行列の特異値分解カゝら得られるウェイトを乗算することにより実現する。

[0232] 図 30に示すように実施の形態 8の無線通信装置 2000は、第 1信号分離部 2030を有する。

[0233] 第 1信号分離部 2030は、受信部 220からの空間多重信号 (多重数 N、同図では N

=4)に線形演算を施し、多重数 Nより小さい数の伝送信号 (無線通信装置 100の送信信号)力もなる空間多重信号のグループに分離して、第 2信号分離部 240に出力する。具体的には、第 1信号分離部 2030は、その線形演算を、伝搬路応答行列の特異値分解カゝら得られるウェイトを乗算することにより行う。

[0234] 次に上記構成を有する無線通信装置 2000の動作にっ、て説明する。

[0235] 無線通信装置 100の、 Ns個のアンテナからそれぞれ送信信号が送信される。ここで、 Ns個のアンテナを、 M (n)個のアンテナずつ Nt個のグループに分けて説明をする。送信系列 X (k)は、第 n番目のグループ力も無線端末装置 2000へ送信する離散時刻 kにおける送信系列を示す。ここで、 nは Nt以下の自然数であり、複数のアンテナ (M(n)≥l)を用いて、複数 M(n)個の送信系列 X (k)を並列的に送信する場合、送信系列 X (k)は M(n)次元の列ベクトル力もなるものとする。 [0236] 以下では、無線端末装置 100で送信に用いられるアンテナ数と送信系列の数とが、同数である場合を説明する。また、送信系列よりも多くのアンテナ数を用いて送信することも可能であり、その場合は、所望の指向性を形成する指向性ウェイトを送信系列に対し、乗算する方法、または、 STBC (Space Time Block coding)のような時空間符号ィ匕を施す方法で実現できる。

[0237] アンテナ 210— l〜Nrのそれぞれで受信された多重数 Nsの空間多重信号は、そ

X X X

れぞれ受信部 221— 1〜4において、増幅および周波数変換後に直交検波され、 IQ 平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、 AZD変を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号 y(k)として第 1信号分離部 2030に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

[0238] ここで、受信信号 y(k)は、各アンテナ 210を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号 y(k)、すなわち無線通信装置 100からの送信系列 X (k)に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻 k〖こおける受信信号は、式（26)のように表される。

[数 19]

+ n (） · · · ( 2 6 )

[0239] 式（26)中の Hは、第 n番目のグループにおける送信系列 X (k)が受ける伝搬路変動を示し、（無線基地局アンテナ数 Nr)行 X (第 n番目のグループにおける送信アンテナ数 M (n) )列力もなる行列である。 n (k)は、無線通信装置 2000のアンテナ 210 で受信時に付加される Nr個の要素をもつ雑音ベクトルを示す。 H (k)の i行 j列の行列要素 hは、無線通信装置 100の第 j番目のアンテナ力も送信された信号が、無線通信装置 2000の第 i番目のアンテナ 210で受信される場合の伝搬路での伝搬路変動を示す。

[0240] 第 1信号分離部 2030は、無線通信装置 100から送信される既知のパイロット信号などを利用して、推定された伝搬路変動に対する伝搬路変動推定値を用いて、異なるグループ力の信号を分離するグループ分離ウェイトを生成し、受信信号 y( k)に対し乗算演算を行う。

[0241] ここで所望の第 n番目のグループに対するグループ分離ウェイト Wは、式（27)に示すように、所望の第 n番目のグループを除く伝搬路変動推定値 B力も構成される行列 G(n)に対し (ただし、 j≠n)、特異値分解を用いて生成する。

[数 20]

G(«)

[0242] 式 (27)中の Hは、複素共役転置を行う演算子である。すなわち、送信系列がトータルで Ms個であり、受信アンテナ数 Nrとする場合に、伝搬路変動推定値 G(n)の左特異行列 Uを構成する列ベクトル (左特異ベクトル) uのうち、所望の第 n番目を除くグループ jが、 j = (Ms+ l)、 . . .、 Nrの（Nr— Ms)個の左特異ベクトル uを選択する。

j

式（28)のように、選択された左特異ベクトル uを用いてグループ分離ウェイト行列 W nとする。

[数 21]

W„ = [M_Mi+1 w_Mi+2 ...w_lV . . · ( 2 8 ) 選択された各左特異ベクトル uは、所望の第 n番目のグループからの送信系列 X ( k)を除く送信信号に、指向性ヌルを向けるウェイトとなる。なお、グループ分離ウェイトを生成するためには、（無線通信装置 1からの全ての送信系列数）≤ (無線通信装置のアンテナ数 Nr)の条件を満たす必要がある。

[0243] このように生成されたグループ分離ウェイト Wnを用いて、無線通信装置 2000での受信信号 y (k)に対し、式（29)に示すように乗算することで、他のグループからの干渉信号成分を低減した信号 yn (k)を得ることができる。

[数 22] ( )

y₂ (k)

： [W, W₂〜Wj ( ） · · · （2 9 )

ここで、 nは Nt以下の自然数である。また、チャネル推定が理想的に行われた場合、式（29)のような関係が得られるため、式（30)は、式（31)に示すように変形することができ、 yn (k)は他の無線端末装置 100からの干渉信号成分が完全に除去された信号となる。

[数 23]

y_n (k) = W ^HB_nx_n (k) + W^Hn(k) · · · ( 3 1 )

[0244] 第 2信号分離部 240では、グループ分離信号 yn (k)に対し、信号分離処理が行われる。グループ分離信号 yn (k)は、信号分離処理により、個別の伝送信号 (送信系列）に分離される。この場合の第 n番目のグループの送信系列 X (k)に対する受信信号の分離は、式 (32)に示すチャネル推定値 Bにユーザ間分離ウェイト Wnを乗算した結果得られる、ユーザ間分離ウェイト乗算後のチャネル推定値 Fnに基づ、て行われる。

[数 24]

[0245] 第 2信号分離部 240では、空間多重信号の各グループから、伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、 ZF (Zero Forcing) , MMSE (Minimum Mean Square Error)、 MLD (Maximum Likelihood Detection)などを利用することができる。ここで、 MLDによる分離手法を使う場合は、グループ毎に、他のグループ力ゝらの干渉信号が除去された信号を用いることから、 MLDの際の信号点候補を削減することができ、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。

[0246] また、分離アルゴリズムは、一つの手法を固定的に使用してもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数等に応じて適応的に変更してもよい。例えば、 BPSK、 QP SKt 、つた変調多値数が少な、場合は MLDを適用し、変調多値数が多!、 16QA M、 64QAMの場合は、 MMSE等の線形手法の適用が考えられる。

[0247] 無線通信装置 2000は、個別の伝送信号 (送信系列）に分離された各信号に対し、復調処理、ディンターリーブ処理、復号化処理を実施し、受信データを再生する。

[0248] このように本実施の形態によれば、無線通信装置 100からの伝送信号を複数のァンテナを介して受信する無線通信装置 2000にお、て、各アンテナで受信した空間多重信号を複数のグループに分け、そのグループを一つの単位として、他グループの干渉を除去した信号として抽出する。これにより、第 1信号分離部 2030の後続の処理は、グループ個別に受信復号処理を適用することが可能となる。従って、送信系列が複数である場合、最終的にパラレルデータを直列データに変換する必要がある

[0249] しかし、本実施の形態では、グループ毎に受信復号処理が同時並列に行えるため、並直列変換手段への入力データがウェイトされることない。また、本実施の形態では、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもないため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハードウェア増加を抑えることができる。

[0250] また、受信特性としても、現実的なハードウェア規模でもって、従来手法 (ZF、 MM SE)よりも良好な特性を得ることができる。因みに、第 1信号分離部 2030に代わり、従来の ZF, MMSEといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、送信系列を取り出すことが可能である。し力し、 STBC (Space Time Block Coding)、 STTC(Sp ace Time Trellis Coding)といった時空間符号を施している場合や、同じグループからの複数の送信系列が含まれる場合は、それらを分離受信する受信ウェイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用してしまい、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

[0251] また、第 1信号分離部 2030に代わり、従来の MLDに基づく一括分離処理を導入することも可能である。しかし、その場合、本実施の形態よりも受信特性は優れるが、全ての送信アンテナからの送信系列に対し MLD処理を行うと、 MLDによる処理量は、送信系列数とその変調多値数とに対し指数関数的に増大するため、現実的なハ一ドウエアの実現が困難となる。 [0252] なお、本実施の形態では、信号分離部 241をグループ数 Ntと同じ数だけ設けているが、送信系列の QoSに基づき適当な指標 (送信系列の許容遅延量、データ種別等)を設け、受信処理を行う優先度をグループ毎に設定して、逐次的に第 2信号分離部 240への入力を切り替える構成としてもよい。これにより、信号分離部 241を、ダループ数より少ない数にでき、ユーザによっては、伝送データを復元するまでの処理遅延が大きくなるが、無線通信装置 2000の構成を簡易化する効果が得られる。

[0253] また、本実施の形態の無線通信装置 2000は、実施の形態 2で説明した干渉キャンセラの構成をとつてもょ、。

[0254] また、本実施の形態の無線通信装置 2000は、時空間符号ィ匕を行わな、構成をとつているが、実施の形態 3で説明した時空間符号ィ匕部を備える構成としてもよい。これにより、多重数 Nsの空間多重信号に対する MLDを使うことなぐ現実的なハードウェア規模でフルダイバーシチ利得に近い受信特性を得ることができる。また、受信回路の多くは、 Nsより小さ、多重数 M (n)の空間多重信号の受信回路と共通の要素が多いので、回路規模の削減、開発コストの削減といった効果がある。

[0255] また、本実施の形態における無線通信装置 100は、図 19で示されるように、同じ時空間符号ィ匕部において、符号ィ匕された送信系列を一つのグループにまとめてもよい。このようにすることで、グループ間干渉除去と時空間復号ィ匕とを独立に行えるため、時空間符号ィ匕による符号化利得、ダイバーシチ利得を得ることができる。

[0256] (実施の形態 9)

実施の形態 9では、時空間符号ィ匕した複数の送信信号 (信号系列)を、空間的に距離が離れた複数のアンテナを用いて送信することを特徴とする。

[0257] 図 31に示すように、実施の形態 9の無線通信装置 2100は、送信信号構成部 212 0を有する。送信信号構成部 2120は、時空間符号化部 2125を有する。

[0258] 時空間符号ィ匕部 2125は、並列データ系列を入力し、時空間符号化処理を施して時空間符号化系列を生成する。時空間符号ィ匕部 2125は、時空間符号ィ匕系列を、隣接していないアンテナ、すなわち空間的に距離が離れたアンテナに送信信号として送出する。ここでは、変調部 124によって、 IQ平面上にマッピングされたベースバンド信号を、 B. Vucetic and J. Yuan, ' Space-Time Coding' , Wileyに開示されている ST BCのようなブロック符号ィ匕が適用されるものとし、 1つの情報系列を 2つの時空間符号ィ匕系列に符号ィ匕する STBCが用いられるものとする。

[0259] 送信アンテナ 140— 1〜4は、直線上に 140— 1、 140— 2、 140— 3、 140— 4の順番で配置されている。また、時空間符号ィ匕部 2125— 1から出力される 2つの時空間符号化された信号は、それぞれ送信部 131— 1、 131— 3に送られ、送信アンテナ 1 40- 1, 140— 3から送信する。一方、時空間符号ィ匕 2125— 2から出力される 2つの時空間符号ィ匕された信号は、それぞれ送信部 131— 2、 131— 4に送られ、送信アンテナ 140— 2、 140— 4力ら送信する。

[0260] 本構成を用いることで、同じ時空間符号ィ匕部 2125で時空間符号化された送信系列間の空間相関を低くできるため、受信側での時空間復号時に大きなダイバーシチ利得を得ることができる。

[0261] なお、本実施の形態において、無線通信装置 2100の送信アンテナ 140は、直線上に配置されるという構成を採ったが、各送信アンテナ 140を、多角形の頂点や円の円周上、多角形の辺上に配置する構成にしてもよい。このような形状でも空間的に距離の離れた送信アンテナを選択してグループ分けをすることで空間相関を低くすることがでさる。

[0262] また、本実施の形態では、送信ストリーム数が 2、送信アンテナ数力の場合（2 X 4 時空間符号化)の構成を示したが、他の時空間符号ィ匕の構成でもよい。例えば、送信ストリーム数が 2、送信アンテナ数が 3の場合は、図 32に示す様な構成とすることができる。図 32に示すように、無線通信装置 2200は、送信信号構成部 2220を有する。送信信号構成部 2220は、時空間符号ィ匕部 2125を有し、 1系統の送信データから生成される並列データ系列のうち、一部の並列データ系列に時空間符号化を施して、送信信号を生成する。

[0263] 時空間符号ィ匕部 2125は、時空間符号ィ匕系列を、隣接していないアンテナ、すなわち空間的に距離が離れたアンテナに送信信号として送出する。図 32では、送信アンテナ 140— 1と送信アンテナ 140 - 3との距離が最も離れるように配置されており、時空間符号ィ匕部 2125から出力される 2つの送信系列は、それぞれ空間的に距離の離れた送信アンテナから送信される。 [0264] また、図 32に示すように受信側の無線通信装置 2300は、第 1信号分離部 2330と、第 2信号分離部 2340とを有する。第 2信号分離部 2340は、時空間復号化部 541 を有する。第 1信号分離部 2330は、受信信号系列を時空間符号化された送信系列の組と、時空間符号化されていない送信系列に分離する。その後、時空間復号化部 541は、時空間符号ィ匕された送信系列の復号を行う。このようにすることで、時空間符号化された送信系列間の空間相関を下げることができ、時空間符号化利得を高めることがでさる。

[0265] また、送信ストリーム数 3、送信アンテナ数 4の場合は、図 33に示す様な構成とすることができる。同図に示すように無線通信装置 2400は、送信信号構成部 2420を有する。時空間符号ィ匕部 2125で時空間符号ィ匕された送信系列は、送信アンテナ 140 —1および 140— 4から送信される。このようにすることで、時空間符号化された送信系列間の空間相関を下げることができ、時空間符号化利得を高めることができる。また、受信側の無線通信装置 2500は、第 1信号分離部 2530と、第 2信号分離部 254 0とを有する。第 1信号分離部 2530は、受信信号系列を時空間符号化された送信系列の組と、時空間符号化されていない送信系列に分離する。第 2信号分離部 2540 は、時空間復号化部 541と、信号分離部 241とを有しており、時空間復号化部 541 で時空間符号化された送信系列の組を分離し、信号分離部 241で時空間符号化されて、な、送信系列を分離する。

[0266] なお、時空間符号ィ匕部 2125において時空間符号ィ匕された送信系列を、送信アンテナ 140— 1および送信アンテナ 140— 3、時空間符号ィ匕されていない 2つの送信系列を送信アンテナ 140— 2および送信アンテナ 140— 3を用いて送信してもよい。このようにすることで、時空間復号化部 541、信号分離部 241のそれぞれにおいて、空間相関の低い状態で処理を実施できるため、受信特性を改善できる。

[0267] (実施の形態 10)

実施の形態 10では、受信側の無線通信装置の受信アンテナ数力送信側の無線通信装置の送信アンテナ数より多い場合の構成を開示する。以下では、一例として送信側の無線通信装置の送信アンテナ数を 4、受信側の無線通信装置の受信アンテナ数を 6として説明を行う。 [0268] 図 36は、受信側の無線通信装置 2600の構成を示す図である。同図に示すように、無線通信装置 2600は、受信部 2620と、第 1信号分離部 2630と、第 2信号分離部 2640と、受信信号処理部 250とを有する。受信部 2620は、受信部 221— 1〜6を有する。第 2信号分離部 2640は、 2つの信号分離部 2641— 1と、信号分離部 2641— 2とを有する。受信信号処理部 250は、復調部 251— 1〜4と、ディンターリーバ 252 1〜4と、 PZS変換部 253と、復号化部 254とを有する。

[0269] 受信部 221— 1〜6は、それぞれ対応するアンテナ 210を介して受信する空間多重信号に、無線受信処理 (ダウンコンバート、 AZD変換など）を施して、無線受信処理後の空間多重信号を第 1信号分離部 2630に出力する。

[0270] 第 1信号分離部 2630は、受信部 2620からの空間多重信号 (多重数 N)に線形演算を施し、多重数 Nより小さ、数の伝送信号 (無線通信装置 100の送信信号)力ゝらなる空間多重信号のグループに分離して、第 2信号分離部 2640に出力する。

[0271] 第 2信号分離部 2640は、第 1信号分離部 2630にて分離された空間多重信号のグループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。ここでは、第 2信号分離部 2640は、第 1信号分離部 2630にて分けられるグループ数に対応する数の信号分離部 2641 (本実施の形態では、信号分離部 2641— 1、 2の 2つ）を有している。各信号分離部 2641が、 1つのグループの空間多重信号を、当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。

[0272] 復調部 251は、第 2信号分離部 2640にて分離された伝送信号 (無線通信装置 10 0の送信信号)ごとに、無線通信装置 100での変調方式に対応する復調処理を行う。

[0273] ディンターリーバ 252は、復調処理後の伝送信号ごとに、無線通信装置 100でのィンターリーブパターンに対応するパターンでディンターリーブする。

[0274] PZS変換部 253は、ディンターリーブ後の伝送信号を、無線通信装置 100での直並列変換とは逆に並直列変換し、直列データ系列を出力する。

[0275] 復号化部 254は、直列データ系列に、無線通信装置 100での符号化方式に対応する復号化処理を施して、無線通信装置 100の送信データに対応する受信データを出力する。

[0276] 次に、無線通信装置 2600の動作にっ、て説明する。送信側の動作は実施の形態 1での無線通信装置 100の説明と同様なので省略する。

[0277] 無線通信装置 2600において、 6本のアンテナ 210で受信された多重数 N (N=4) の空間多重信号は、それぞれ受信部 221— 1〜6にて、増幅および周波数変換後に直交検波され、 IQ平面上のベースバンド信号に変換される。さらに、 AZD変 ^^は、ベースバンド信号を、複素ディジタル信号で表現される受信信号 y (k)として、第 1 信号分離部 2630に出力する。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされて、ることを前提として説明して、る。

[0278] ここで、受信信号 y (k)は、各アンテナ 210を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号 y(k)、すなわち無線通信装置 100からの送信系列 xn (k)に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻 kにおける受信信号は、式（33)のように表される。

[数 25]

y(k) = H ( ) x( ） + n(k) · · · ( 3 3 )

[0279] 式（33)中の H (k)は、無線通信装置 100の送信系列 X (k)が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装置 2600の受信アンテナ数: 6)行 X (無線通信装置 100の送信ァンテナ数: 4)列からなる行列である。 n(k)は、無線通信装置 2600のアンテナ 210で受信時に付加される 6つの要素をもつ雑音ベクトルを示す。

[0280] 式（33)を詳細に記載すると、式（34)のようになる。

[数 26]

A, ( ） /¾₃ ( ） ( ).

A₂₁ ( ） ₂₂(Α) A₂₃(り )

ΚΨ) ( )

+ • · · ( 3 4 )

K,{k) h₄₂ (k) ( ） h^ik) (A) ""

2ik) ₅₃( ）ズ ) (

A_S1 ( ） ¾ (） _6i{k) ( ） n₆ {k)

H (k)の i行 j列の行列要素 hは、無線通信装置 100の第 j番目のアンテナ 140から送信された信号が、無線通信装置 2600の第 i番目のアンテナ 210で受信される場合の伝搬路での伝搬路変動を示す。

第 1信号分離部 2630は、無線通信装置 100から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される、伝搬路変動 Hに対する伝搬路変動推定値 Bを用いて、受信信号 y (k)に対し線形演算を行うことにより、式 (34)を式 (35)に変換する。

[数 27]

[0282] 第 1信号分離部 2630は、式 (34)を式 (35)に変換する任意の線形演算を用いることができる。以下に、第 1信号分離部 2630が実行する線形演算の一例を示す。

[0283] まず、ステップ 1として、

[数 28]

を行う。その結果、式（36)が得られる。

[数 29]

ステップ 2として、

[数 30] (ん） - み

( ) · Λ ) ( + を行う。その結果、式（37)が得られる [数 31]

Λ² (

Λ)

ステップ 3として、

[数 32] ヽ

( ）-， ₂,,、 -Vl ( ) ヌ

(

を行う。その結果、式（38)が得られる。

[数 33]

Λ ³( ）） 0 0 ·

2³( ) h₂₂ k) 0 0 "₂ ³( )

³( ） K k) 0 0 2( ） + "3³( )

( 3 8) y (k) 0 K₂ k) ( ) ( ） "A)

ステップ 4として、

[数 34] 6₂ k)

( )- ¼^ ( ) ( )-^¹ ( ) ( ) (ん） (k) Λ) を行う。その結果、式（39)が得られる。

[数 35] • · · ( 3 9 )

[0287] このように第 1信号分離部 2630は、上記ステップ 1〜4の線形演算を行うことで、式

(35)に表される式を得る。ここで、送信系列 X、 Xを第 1グループと、 X、 Xを第 2グ

1 2 3 4 ループと定義すると、式（35)の V、 V、 Vは、第 1グループの成分 (伝送信号)のみを

1 2 3

含んでおり、 V、 V、 Vは、第 2グループの成分 (伝送信号)のみを含んでいることが

4 5 6

わかる。つまり、第 1信号分離部 2630は、多重数 4の空間多重信号に対し、 2つのグループ間の干渉を除去する ZF (Zero Forcing)演算を行い、 2つの多重数 2の空間多重信号力もなるグループに分離している。因みに、上記ステップ 1〜4の線形演算は、 ZF (Zero Forcing)演算である力通常行うように空間多重信号に含まれる全ての伝送信号を、分離する最終段階までは演算を行わず、その手前で演算を止めている。

[0288] 第 1信号分離部 2630にて分離された空間多重信号のグループは、第 2信号分離部 2640に入力される。第 2信号分離部 2640では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、第 1グループの V (k)、 v (k)、 v (k)は信号分離部 241— 1に入力され、信号分離部 2641— 1で

1 2 3

X (k)、 X (k)に分離される。第 2グループの V (k)、 V (k)、 V (k)は、信号分離部 26

1 2 4 5 6

41 2で同様に処理される。

[0289] 第 2信号分離部 2640にお、て、空間多重信号の各グループから伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、 ZF (Zero Forcing)、 MMSE (Minimum Mean Square Erro r)、 MLD (Maximum Likelihood Detection)などを利用することができる。ただし、 ML Dによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得 (但し、送信側のアンテナ数が 2,受信側のアンテナが 3本の空間多重伝送（2 X 3の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

[0290] ここで、 4 X 6の空間多重伝送において、 MLDによる 1段階の分離処理を用いて、全ての伝送信号を分離しょうとしても、演算量が非常に多くなるため、処理時間が長くなり、また、ハードウェアも現実的な規模で実現することが難しい。しかしながら、上述のとおり分離処理を 2段階に分けることにより、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。

[0291] すなわち、第 1段階の分離処理を行う第 1信号分離部 2630では、空間多重信号に線形演算を施して、空間多重信号の多重数 Nより小さい数の伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離され、グループ間の干渉が除去される。そして、第 2段階の分離処理を行う第 2信号分離部 2640では、第 1信号分離部 2630において他のグループ力の干渉信号が除去された信号を用いて分離処理を行う。このため、第 2段階の信号分離に MLDを利用しても、 MLDの際の信号点候補を削減することができるため、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。さらに、分離処理を 2段階に分けることにより、 4 X 6の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得には及ばない力 2 X 3の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得を得ることができる。

[0292] 第 2信号分離部 2640において分離された各伝送信号は、復調部 251において復調され、ディンターリーバ 252においてディンターリーブされて、 PZS変換部 253に入力される。具体的には、第 1グループの信号系列 X (k)、x (k)は、それぞれ復調

1 2

部 251— 1、 2において、所定の変調方式によるシンボルデータ列力ビットデータ列に変換される。復調部 251— 1、 2において得られたビットデータ列は、ディンターリーバ 252—1、 2において、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順が復元される。第 2グループの信号系列 X (k)、x (k)についても、同様の処理が

3 4

行われる。

[0293] ディンターリーバ 252にお、てビット順が復元されたビットデータ列は、 PZS変換部 253で並直列変換され、直列データ系列として出力される。復号ィ匕部 254では、直列データ系列に対して、無線通信装置 100での符号化方式に対応する復号化処理が施され、無線通信装置 100の送信データに対応する受信データを出力する。

[0294] なお、第 2信号分離部 2640の信号分離部 2641における分離アルゴリズムは、信号分離部 2641間で同じでもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数などに応じて固定的または適応的にそれぞれ変更してもよい。例えば、 BPSK、 QPSKといつた変調多値数が少ない場合には MLDを適用し、変調多値数が多い 16QAM、 64Q AMの場合には、 MMSEなどの線形手法の適用が考えられる。

[0295] このように本実施の形態によれば、無線通信装置 100から送信された伝送信号を複数のアンテナを介して受信する無線通信装置 2600にお、て、各アンテナで受信した空間多重信号を複数のグループに分ける。次に、第 1信号分離部 2630が、ダループを一つの単位として、グループ間干渉を除去する ZF演算による信号分離を行う。その後に、第 2信号分離部 2640が、各グループに含まれる伝送信号に分離する。

[0296] これにより、第 1信号分離部 2630の後続の処理には、例えば、多重数の 2の空間多重信号を 3つの受信系列を用いて分離するために構成された、従来の回路（2 X 3 MIMOの受信回路）を、そのまま使用することができる。その結果、複数の多重数の空間多重信号の受信に対応した無線通信装置において、受信回路を異なる多重数で一部共用化することができ、無線通信装置のハードウェア規模を削減できる。また、複数の多重数の受信に対応させるために新規に開発する回路が少なくなり、ハードウエアの開発コストを削減できる。

[0297] また、第 1信号分離部 2630の後続の処理は、グループ個別に受信復号処理を適用することが可能となるため、送信系列が複数である場合、最終的にパラレルデータを直列データに変換する必要がある。しかし、本実施の形態では、グループ毎に受信復号処理が同時並列に行えるため、並直列変換部 253への入力データがウェイトされることなく、また、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもないため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハードウェア増加を抑えることがでさる。

[0298] また、受信特性としても、空間多重信号を ZF、 MMSEなどにより、 1段階で前記空間多重信号を伝送信号に分離するよりも、良好な特性を得ることができる。なぜなら、 ZF、 MMSEなどの線形処理を用いて信号分離を行うと、複数アンテナで受信したことによるダイバーシチ利得がなくなってしまう。しかし、本構成を用いると、第 1信号分離部 2630で各グループに分離した後に、グループ毎に MLDを使用することができるので、 2ブランチ分のダイバーシチ利得を得ることができるためである。

[0299] ここで、 4 X 6の空間多重伝送にぉ、て、多重数 4の信号を直接 MLDで分離すれば、 6ブランチ分のダイバーシチ利得が得られる力 16QAMや 64QAMなどの信号点の多い変調方式を用いる場合は、信号点の数が飛躍的に増大するため、現実的なハードウェア規模での実装は困難になってしまう。

[0300] また、チャネル行列の特異値分解や、チャネル行列とそのエルミート転置行列との積からなる行列の固有値分解等に基づいた送信ウェイトを乗算して送信すれば、受信側で MLDを用いることなく最適な受信特性を得ることができる力送信側へのチヤネル行列のフィードバック並びに、特異値分解や固有値分解の演算が必要になってくるため、実装が難しくなつてしまう。

[0301] これに対して、本実施の形態では、第 2信号分離部 2640が信号分離部 2641を 2 つ備える構成とし、第 1信号分離部 2630の後段に第 1グループ用と第 2グループ用に信号分離部 2641、復調部 251、ディンターリーバ 252から構成される多重数 2の空間多重信号を受信する受信系統 (2 X 3MIMOの受信系統)を独立に備える構成とした。なお、これに限定されるものではなぐ 1つの 2 X 3MIMOの受信系統を第 1 グループと第 2グループで時分割して使用する構成にしてもよい。

[0302] 上記の構成にすることで、 2 X 3MIMOの受信系統に、第 1信号分離部 230を追加することで、多重数 4の空間多重信号を受信する回路構成 (4 X 6MIMOの受信回路 )を実現できる。また、この場合、送信系列の QoSに基づき適当な指標 (送信系列の許容遅延量、データ種別等)を設け、受信処理を行う優先度を第 1信号分離後のグループ毎に設定して、逐次的に第 2信号分離部 2640への入力を切り替える構成も可能である。これにより、無線通信装置 2600の構成を簡易化する効果が得られる。

[0303] また、本実施の形態では、第 1信号分離部 2630は、 x (k)と x (k)とを第 1グルー

1 2

プ、 X (k)と X (k)とを第 2グループとして信号分離を行う構成とした力グループに含

3 4

まれる送信系列 X (k)の組は異なっていてもよい。例えば、 QoSが等しい又は近い 2 つの送信系列を同じグループとし、送信系列の QoSに基づき適当な信号分離部 26 41を用いる構成とすれば、 QoSが高い送信系列カゝらなるグループの信号分離部 26 41には MLD、 QoSが低、送信系列のグループの信号分離部 2641には MMSEを使うことができる。

[0304] また、第 1信号分離部 2630にお、て、グループを構成する送信系列 xの組を決定する評価基準としては、既に実施の形態 1で述べた方法を用いても良い。 [0305] また、本実施の形態では、図 36の構成を用いて説明を行ったが、受信機の構成はこれに限るものではな、。実施の形態 2で述べたような干渉キャンセラを用いる構成における、第 1信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態 3および実施の形態 9で述べたような時空間符号化を用いる構成における、第 1信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態 4で述べたようなマルチキャリア通信方式を適用した構成における、第 1信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態 5で述べたような符号化器の数が異なる構成における、第 1信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態 6で述べたようなダイバーシチ合成を行う構成における、第 1信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態 7で述べたような信号点削減を行う構成における、第 1信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態 8で述べたようなウェイト乗算による構成における、第 1信号分離部にも同様に適用することができる。

[0306] 2006年 3月 31日出願の特願 2006— 099973の日本出願および 2007年 3月 28 日出願の特願 2007— 85225の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

産業上の利用可能性

[0307] 本発明の MIMO受信装置および MIMO通信システムは、 MIMO通信に用いるァンテナ数の数が増えてもハードウェア規模を小さくすることができるのもとして有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 互いに異なる伝送信号が空間多重された空間多重信号を受信する受信手段と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記空間多重信号を分離する第 1 の信号分離手段と、

前記分離した空間多重信号を各伝送信号に分離する第 2の信号分離手段と、を具備する MIMO受信装置。

[2] 互いに異なる伝送信号が空間多重された多重数 Nの空間多重信号を複数の伝搬路を介して受信する受信手段と、

受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記多重数 Nより小さ、数の前記伝送信号力なる空間多重信号のグループに分離する第 1の信号分離手段と、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第 2の信号分離手段と、

を具備する MIMO受信装置。

[3] 前記第 1の信号分離手段は、 ZFにより、前記空間多重信号のグループに分離し、前記第 2の信号分離手段は、 MLDにより、各グループの空間多重信号を分離する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[4] 分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段と、

前記信号処理手段の処理後の信号から前記伝送信号のレプリカを生成し、各レブリカと、各レプリカに対応する伝送信号の伝搬路推定値とを乗算して、前記伝送信号の受信時のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、

各伝搬路の前記空間多重信号から所望の前記伝送信号以外の伝送信号に対応する前記受信時のレプリカを減算して、前記所望の伝送信号を出力する減算手段と各伝搬路の前記空間多重信号から得られた前記所望の伝送信号をダイバーシチ合成する合成手段と、

を具備し、

前記信号処理手段は、前記ダイバーシチ合成後の伝送信号を入力して処理する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[5] 前記減算手段は、前記第 1の信号分離手段にて分離された空間多重信号のダループから所望の前記伝送信号以外の伝送信号に対応する前記受信時のレプリカを減算して、前記所望の伝送信号を取得する請求項 4記載の MIMO受信装置。

[6] 分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段と、

前記信号処理手段の処理後の信号から前記伝送信号のレプリカを生成し、各レブリカと、各レプリカに対応する伝送信号が伝播される伝搬路の推定値とを乗算して、前記伝送信号の受信時のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、

各アンテナにて受信した前記空間多重信号から所望の空間多重信号以外の伝送信号に対応する前記受信時のレプリカを減算して、前記所望の空間多重信号を取得する減算手段と、

を具備し、

前記第 2の信号分離手段は、取得した前記所望の空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[7] 前記第 1の信号分離手段は、送信側にて同じインタリーブパタンでインタリーブされた伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する請求項 4記載の MIMO受信装置。

[8] 前記第 1の信号分離手段は、前記伝送信号が送信側にて符号化されるときの符号化単位で、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項 2記載の M IMO受信装置。

[9] 前記第 1の信号分離手段は、送信側にて同じ情報系列に基づいて時空間符号ィ匕された伝送信号力なる空間多重信号のグループに分離する請求項 2記載の MIM O受信装置。

[10] 分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段と、

前記信号処理手段の処理後の信号を用いて、各伝搬路の前記空間多重信号の候補信号点を削減した後に、前記空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第 3の信号分離手段と、

を具備し、

前記信号処理手段は、前記第 3の信号分離手段で分離された前記伝送信号を処理する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[11] 前記第 3の信号分離手段は、異なる前記グループの空間多重信号の候補信号点を削減する請求項 10記載の MIMO受信装置。

[12] 前記第 3の信号分離手段は、前記前記空間多重信号に含まれる伝送信号が送信側にて多値変調されたときの一部のビットを削減する請求項 10記載の MIMO受信装置。

[13] 前記第 1の信号分離手段は、受信ウェイトを乗算することにより前記線形演算を行う請求項 2記載の MIMO受信装置。

[14] 前記第 1の信号分離手段は、伝搬路応答行列の特異値分解力得られるュニタリ行列を前記受信ウェイトとして用いる請求項 13記載の MIMO受信装置。

[15] 前記第 1の信号分離手段は、前記伝送信号が送信側にて変調されるときの変調多値数に応じた、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[16] 前記第 2の信号分離手段は、前記変調多値数が高!、グループの空間多重信号を

MMSEにより分離し、前記変調多値数が低!、グループの空間多重信号を MLDにより分離する請求項 15記載の MIMO受信装置。

[17] 前記第 1の信号分離手段は、前記伝送信号の基となる送信データの QoSに応じた

、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[18] 前記第 1の信号分離手段は、前記伝送信号の受信品質に応じた、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[19] 前記第 1の信号分離手段は、送信側にて同じパンクチヤパタンでパンクチヤされた伝送信号力なる空間多重信号のグループに分離する請求項 2記載の MIMO受信装置。

[20] 互いに異なる伝送信号を構成する伝送信号構成手段と、前記伝送信号をそれぞれ異なるアンテナを介して送信する送信手段と、を備える無線送信装置と、

前記伝送信号が空間多重された多重数 Nの空間多重信号を受信する受信手段と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記多重数 Nより小さい数の前記伝送信号力なる空間多重信号のグループに分離する第 1の信号分離手段と、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第 2 の信号分離手段と、分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段とを備える無線受信装置と、

を具備する MIMO通信システム。

前記伝送信号構成手段は、時空間符号ィ匕により前記伝送信号を生成する符号ィ匕手段を具備し、前記送信手段は、前記伝送信号を隣接しない前記アンテナを介して送信する請求項 20記載の MIMO通信システム。