RU2428796C2 - Способы и устройства для повышения производительности и обеспечения возможности быстрого декодирования передач с несколькими кодовыми блоками - Google Patents

Способы и устройства для повышения производительности и обеспечения возможности быстрого декодирования передач с несколькими кодовыми блоками Download PDF

Info

Publication number
RU2428796C2
RU2428796C2 RU2009134548A RU2009134548A RU2428796C2 RU 2428796 C2 RU2428796 C2 RU 2428796C2 RU 2009134548 A RU2009134548 A RU 2009134548A RU 2009134548 A RU2009134548 A RU 2009134548A RU 2428796 C2 RU2428796 C2 RU 2428796C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
code
plurality
crc
groups
code blocks
Prior art date
Application number
RU2009134548A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2009134548A (ru
Inventor
Фарук КХАН (US)
Фарук КХАН
Чжоуюэ ПИ (US)
Чжоуюэ ПИ
Original Assignee
Самсунг Электроникс Ко., Лтд.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to US91850307P priority Critical
Priority to US60/918,503 priority
Priority to US92005607P priority
Priority to US60/920,056 priority
Priority to US92032407P priority
Priority to US60/920,324 priority
Priority to US12/039,645 priority
Priority to US12/039,645 priority patent/US8379738B2/en
Application filed by Самсунг Электроникс Ко., Лтд. filed Critical Самсунг Электроникс Ко., Лтд.
Publication of RU2009134548A publication Critical patent/RU2009134548A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2428796C2 publication Critical patent/RU2428796C2/ru

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041Arrangements at the transmitter end
    • GPHYSICS
    • G06COMPUTING; CALCULATING; COUNTING
    • G06FELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F11/00Error detection; Error correction; Monitoring
    • G06F11/07Responding to the occurrence of a fault, e.g. fault tolerance
    • G06F11/08Error detection or correction by redundancy in data representation, e.g. by using checking codes
    • G06F11/10Adding special bits or symbols to the coded information, e.g. parity check, casting out 9's or 11's
    • G06F11/1004Adding special bits or symbols to the coded information, e.g. parity check, casting out 9's or 11's to protect a block of data words, e.g. CRC or checksum
    • HELECTRICITY
    • H03BASIC ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03MCODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/09Error detection only, e.g. using cyclic redundancy check [CRC] codes or single parity bit
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097Interference-related aspects
    • H04B1/7103Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7107Subtractive interference cancellation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/068Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using space frequency diversity
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H04J11/004Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver using regenerative subtractive interference cancellation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0002Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
    • H04L1/0003Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047Decoding adapted to other signal detection operation
    • H04L1/005Iterative decoding, including iteration between signal detection and decoding operation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0061Error detection codes
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064Concatenated codes
    • H04L1/0065Serial concatenated codes
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067Rate matching
    • H04L1/0068Rate matching by puncturing
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071Use of interleaving
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/04Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using frequency diversity
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18Automatic repetition systems, e.g. van Duuren system ; ARQ protocols
    • H04L1/1812Hybrid protocols
    • H04L1/1819Hybrid protocols with retransmission of additional or different redundancy
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18Automatic repetition systems, e.g. van Duuren system ; ARQ protocols
    • H04L1/1867Arrangements specific to the transmitter end
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; Arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0204Channel estimation of multiple channels
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; Arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0224Channel estimation using sounding signals
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003Two-dimensional division
    • H04L5/0005Time-frequency
    • H04L5/0007Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0053Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413MIMO systems
    • H04B7/0426Power distribution
    • H04B7/0434Power distribution using multiple eigenmodes
    • H04B7/0439Power distribution using multiple eigenmodes utilizing channel inversion
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413MIMO systems
    • H04B7/0452Multi-user MIMO systems
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0023Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the signalling
    • H04L1/0026Transmission of channel quality indication
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618Space-time coding

Abstract

Изобретение относится к передаче данных в системе связи. Технический результат - повышение помехозащищенности. Для этого способ включает в себя разделение элементов ресурсов из нескольких кодовых блоков на разные группы и декодирование кодированных разрядов элементов ресурсов в каждой группе без ожидания полного приема транспортного блока для начала декодирования. Способ включает в себя разделение кодированных разрядов из нескольких кодовых блоков на разные группы и декодирование кодовых блоков, содержащих кодированные разряды, в каждой группе. Первый CRC присоединяется к транспортному блоку, а второй CRC присоединяется, по меньшей мере, к одному кодовому блоку из транспортного блока. Способ конфигурации усовершенствованного перемежителя канала, включающего преобразование из кодированных разрядов разных кодовых блоков в символы модуляции и преобразование из символов модуляции во временные, частотные и пространственные ресурсы, чтобы гарантировать, что каждый кодовый блок получает приблизительно одинаковый уровень защиты. 13 н. и 35 з.п. ф-лы, 34 ил., 5 табл.

Description

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к способам и устройствам для передачи данных в системе связи, более конкретно к способам и устройствам для повышения производительности передачи с несколькими кодовыми блоками и предоставления возможности быстрого декодирования передач с несколькими кодовыми блоками в системе связи.

Уровень техники

Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) является технологией для мультиплексирования данных в частотной области. Символы модуляции переносятся на поднесущих частоты, и поднесущие перекрываются друг с другом в частотной области. Тем не менее, ортогональность поддерживается на частоте дискретизации в предположении, что передатчик и приемник обладают безупречной синхронизацией частоты. В случае ухода частоты из-за несовершенной синхронизации частоты или из-за высокой подвижности ортогональность поднесущих на частотах дискретизации нарушается, приводя к помехам между несущими (ICI).

Часть с циклическим префиксом (CP) в принятом сигнале часто искажается предыдущим символом мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) в многолучевом замирании. Когда часть с циклическим префиксом (CP) достаточно длинная, принятый символ мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) без части с циклическим префиксом (CP) должен содержать только свой сигнал, свернутый каналом с многолучевым замиранием. Основное преимущество мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) над другими схемами передачи в том, что мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) демонстрирует надежность для компенсации многолучевого замирания.

Коллективный доступ с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA), который использует модуляцию с одной несущей и коррекцию в частотной области, является методикой, которая обладает аналогичной производительностью и сложностью с таковыми у системы доступа с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDMA). Коллективный доступ с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA) выбирается в качестве схемы коллективного доступа восходящей линии связи в системе долгосрочного развития (LTE) Проекта партнерства третьего поколения (3GPP). LTE 3GPP является проектом в Проекте партнерства третьего поколения для совершенствования стандарта мобильных телефонов в Универсальной системе мобильных телекоммуникаций, чтобы справляться с будущими требованиями.

Гибридный автоматический запрос на повторение (HARQ) широко используется в системах связи для борьбы с ошибками декодирования и повышения надежности. N-канальный синхронный гибридный автоматический запрос на повторение (HARQ) часто используется в системах беспроводной связи из-за простоты N-канального синхронного гибридного автоматического запроса на повторение (HARQ). Синхронный гибридный автоматический запрос на повторение (HARQ) принят в качестве схемы HARQ для восходящей линии связи в системе долгосрочного развития (LTE) в 3GPP. На нисходящей линии связи в системах LTE в качестве схемы HARQ принят асинхронный адаптивный HARQ из-за его гибкости и дополнительных преимуществ по производительности над синхронным HARQ.

Системы связи с нескольким антеннами, которые часто называются системами со множеством входов и множеством выходов (MIMO), широко используются в беспроводной связи для повышения производительности систем связи. В системе MIMO передатчик имеет несколько антенн, допускающих передачу независимых сигналов, и приемник оборудован несколькими приемными антеннами. Многие схемы MIMO часто используются в продвинутой беспроводной системе.

Когда канал является подходящим, например когда скорость мобильной связи низкая, можно использовать замкнутую схему со множеством входов и множеством выходов (MIMO) для повышения производительности системы. В замкнутых системах MIMO приемники сообщают по обратной связи передатчику условие в канале и/или предпочтительные схемы обработки передачи MIMO. Передатчик использует эту информацию обратной связи вместе с другими соображениями, например приоритетом планирования, доступностью данных и ресурсов, чтобы совместно оптимизировать схему передачи. Популярная замкнутая схема MIMO называется предварительным кодированием MIMO. С помощью предварительного кодирования потоки передаваемых данных предварительно умножаются на матрицу предварительного кодирования перед передачей к нескольким передающим антеннам.

Другая перспектива системы со множеством входов и множеством выходов (MIMO) в том, кодируются ли несколько потоков данных для передачи раздельно или вместе. Все уровни для передачи данных кодируются вместе в системе MIMO с единым кодовым словом (SCW), хотя все уровни могут кодироваться раздельно в системе MIMO с несколькими кодовыми словами (MCW). Как MIMO с одним пользователем (SU-MIMO), так и MIMO с несколькими пользователями (MU-MIMO) приняты в нисходящей линии связи системы долгосрочного развития (LTE). MU-MIMO также принята в восходящей линии связи системы долгосрочного развития (LTE), принятие SU-MIMO для восходящей линии связи системы долгосрочного развития (LTE), однако, все еще обсуждается.

В системе долгосрочного развития (LTE), когда транспортный блок большой, транспортный блок сегментируется на несколько кодовых блоков, чтобы могли формироваться несколько кодированных пакетов. Это разбиение транспортного блока обеспечивает такие преимущества, как предоставление возможности реализации параллельной обработки или конвейера и гибкий компромисс между потреблением энергии и сложностью аппаратных средств.

Разные схемы модуляции, например квадратурная фазовая манипуляция (QPSK), двухпозиционная фазовая манипуляция (BPSK), восьмипозиционная фазовая манипуляция (8-PSK), 16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция (16-QAM) или 64-позиционная квадратурная амплитудная модуляция (64-QAM), могут использоваться для адаптивной модуляции и для увеличения спектральной эффективности модуляции. В случае модуляции 16-QAM четверки разрядов, b0b1b2b3, преобразуются в комплекснозначные символы модуляции x=I+jQ. Разные позиции модуляции, однако, имеют разные уровни защиты.

Когда передаются несколько кодовых блоков, производительность передачи диктуется кодовым блоком, который обладает наихудшей производительностью. Перемежитель канала, включающий преобразование из кодированных разрядов разных кодовых блоков в символы модуляции и преобразование из символов модуляции во временные, частотные и пространственные ресурсы, нужно тщательно проектировать, чтобы гарантировать, что каждый кодовый блок получает приблизительно одинаковый уровень защиты. Когда передаются несколько кодовых блоков, полезно разрешить приемнику начать декодирование некоторых кодовых блоков, пока приемник еще демодулирует символы модуляции для других кодовых блоков. В системе долгосрочного развития (LTE) это представляет проблему из-за плохого влияния на производительность оценки канала, если нет достаточного количества опорных сигналов во время демодуляции и декодирования.

Чтобы поддерживать хорошую производительность оценки канала, часто используется интерполяция опорных сигналов в выбранных элементах ресурсов, расположенных вокруг элемента ресурсов, который нужно оценить, чтобы получить оценку канала для элемента ресурсов с повышенной производительностью. Однако это означает, что демодуляция символа модуляции в элементе ресурсов, который нужно оценить, должна ждать, пока принимаются все элементы ресурсов, выбранные для оценки элемента ресурсов. Другими словами, если возникает необходимость в демодуляции элемента ресурсов, который нужно оценить, перед приемом символа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), который содержит некоторые или все выбранные элементы ресурсов для оценки элемента ресурсов, производительность оценки канала для элементов ресурсов может сильно страдать.

РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Задача настоящего изобретения - создание усовершенствованных способов и устройств передачи сигналов с несколькими кодовыми блоками.

Другая задача настоящего изобретения - создание усовершенствованной конфигурации перемежителей канала и усовершенствованных беспроводных приемников.

Другая задача настоящего изобретения - создание способов и устройств, дающих возможность быстрого декодирования нескольких кодовых блоков, наряду с поддержанием хорошей производительности оценки канала.

Другая задача настоящего изобретения - создание усовершенствованного способа и усовершенствованного устройства для передачи данных путем задействования быстрого декодирования передач сигналов, переносящих несколько кодовых блоков.

В одном варианте осуществления настоящего изобретения создается усовершенствованная конфигурация перемежителя канала и приемника, и принимается во внимание отдельный способ кодирования нескольких кодовых блоков, чтобы повысить производительность. Конфигурация перемежителя канала, включающего в себя преобразование из кодированных разрядов разных кодовых блоков в символы модуляции и преобразование из символов модуляции во временные, частотные и пространственные ресурсы, гарантирует, что каждый кодовый блок получает приблизительно одинаковый уровень защиты. На стороне приемника, когда некоторые кодовые блоки принимаются правильно, а некоторые нет, сигнал успешно декодированных кодовых блоков может быть восстановлен и аннулирован из принятого сигнала. После аннулирования приемник может попытаться повторно декодировать другие кодовые блоки. Взаимное влияние других кодовых блоков, которые еще не декодированы успешно, может по этой причине значительно снижаться, и вероятность того, что приемник сможет декодировать другие кодовые блоки, может соответственно значительно увеличиться.

В одном варианте осуществления изобретения перед передачей к каждому кодовому блоку добавляется CRC, чтобы обеспечить обнаружение ошибок для каждого кодового блока. После присоединения CRC транспортного блока, скремблирования разрядов и сегментации кодового блока CRC кодового блока присоединяется по меньшей мере к одному из кодовых блоков и передается сигнал. Отметим, что если имеется только один кодовый блок в транспортном блоке, то CRC кодового блока может быть ненужным. Служебная нагрузка от CRC может быть дополнительно уменьшена путем присоединения только одного CRC кодового блока для нескольких кодовых блоков перед передачей.

В настоящем изобретении предоставляется некоторое количество этапов для применения в усовершенствованной конфигурации перемежителя канала.

Этап 1

Во-первых, для каждого кодового блока символы S, P 1, P 2 предполагают соответственно систематические разряды, разряды четности от кодера 1 в турбокодере и разряды четности от кодера 2 в турбокодере. В одном варианте осуществления настоящего изобретения кодированные разряды после второго согласования скорости переставляются на основе кодовых блоков. Переставленные разряды могут использоваться для заполнения частотно-временных ресурсов и позиций модуляции в символах модуляции.

Этап 2

Во-вторых, эти разряды сначала заполняют пространство по измерению индекса частоты (то есть поднесущей). Затем они заполняют пространство по измерению индекса времени (то есть символа OFDM). Наконец они заполняют пространство по измерению индекса позиции модуляции. Другое упорядочение измерений, безусловно, возможно и охватывается настоящим изобретением.

Этап 3

В-третьих, для каждого индекса позиции модуляции и каждого символа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) информационные разряды перемежаются по измерению частоты. Например, может использоваться перемежитель с обращенным порядком разрядов (BRO) или перемежитель с сокращенным обращенным порядком разрядов. Либо любой другой перемежитель может использоваться для этой цели. Иногда может использоваться один или несколько упрощенных шаблонов перетасовки. Например, могут использоваться циклические сдвиги или заданные шаблоны перемежения/перестановки/перетасовки/ обмена. Эти шаблоны могут меняться или не меняться для каждого символа OFDM и/или каждого индекса позиции модуляции. Иногда количество элементов ресурсов, доступное в каждом символе OFDM, может отличаться из-за разной степени исключения или использования другими каналами в этих символах OFDM. В этом случае перемежитель с разными размерами может использоваться на разных символах OFDM.

Этап 4

В-четвертых, для каждого индекса позиции модуляции и каждой поднесущей информационные разряды перемежаются по измерению времени. Например, может использоваться перемежитель с обращенным порядком разрядов (BRO) или перемежитель с сокращенным обращенным порядком разрядов. Либо любой другой перемежитель может использоваться для этой цели. Иногда может использоваться один или несколько упрощенных шаблонов перестановки. Например, могут использоваться циклические сдвиги или заданные шаблоны перемежения/перестановки/перетасовки/ обмена. Эти шаблоны могут меняться или не меняться для каждой позиции модуляции и/или индекса поднесущей. Иногда количество элементов ресурсов, доступное по каждому индексу поднесущей, может отличаться из-за разной степени исключения или использования другими каналами на этой поднесущей. В этом случае перемежитель с разными размерами может использоваться на разных поднесущих.

Этап 5

В-пятых, для каждой поднесущей и каждого символа OFDM информационные разряды перемежаются по измерению индекса позиции модуляции. Например, может использоваться перемежитель с обращенным порядком разрядов (BRO) или перемежитель с сокращенным обращенным порядком разрядов. Либо любой другой перемежитель может использоваться для этой цели. Иногда может использоваться один или несколько упрощенных шаблонов перестановки. Например, могут использоваться циклические сдвиги или заданные шаблоны перемежения/перестановки/перетасовки/ обмена. Эти шаблоны могут меняться или не меняться для каждой поднесущей и/или каждого символа OFDM. Предпочтительные шаблоны будут объясняться позже в настоящем изобретении.

Другой предпочтительный вариант осуществления конфигурации перемежителя канала состоит по меньшей мере из одного из пяти вышеизложенных этапов.

Вышеупомянутые варианты осуществления конфигурации перемежителя канала могут беспрепятственно распространяться на случай передач MIMO. Предположим, что несколько уровней выделяются кодовому слову MIMO. Этот сценарий может применяться к системам долгосрочного развития (LTE), например, когда передача SU-MIMO имеет ранг выше 1. В этом случае в конфигурацию перемежителя канала добавляется пространственное измерение. Пространство для кодированных разрядов может быть описано в виде четырехмерного пространства во времени, частоте, пространстве и позициях модуляции.

В другом варианте осуществления изобретения вышеупомянутые варианты осуществления распространяются на передачи MIMO с разными пространственными измерениями на разных элементах ресурсов.

В системе MIMO ранг (количество пространственных измерений или уровней) может отличаться на разных элементах частотных ресурсов. Вышеупомянутые варианты осуществления также могут распространяться на передачи с разным порядком модуляции на разных ресурсах. Например, если два блока ресурсов обладают очень разным CQI, передатчик может использовать разные порядки модуляции на этих двух блоках ресурсов. В этом случае по-прежнему применяется задача исполнения в максимальном расширении кодированных разрядов в каждом кодовом блоке по времени, частоте, пространству и позициям модуляции. Специальная обработка должна быть реализована для обработки случая разных пространственных измерений или разных порядков модуляции на разных частотно-временных ресурсах. Например, аналогично схеме элементов ресурсов может быть построена схема для включения пространственного измерения и измерения позиций модуляции. Уровни или позиции модуляции, которые не являются доступными, будут пропускаться.

В другом варианте осуществления изобретения задается приоритет систематических разрядов в преобразовании кодированных разрядов и символов модуляции, образованных этими кодированными разрядам, в элементы ресурсов и пространственные измерения.

Установление приоритетов систематического разряда также может быть реализовано путем задания нескольких областей по измерению позиций модуляции.

В другом варианте осуществления изобретения кодированные разряды каждого кодового блока распределяются как можно равномернее на разных позициях модуляции. Существуют различные пути достижения этой цели. Один подход состоит в перечислении всех шаблонов перестановки у позиций модуляции.

Может выбираться подмножество шаблонов перестановки. Например, один задающий шаблон перестановки вместе с его циклически сдвинутыми версиями может использоваться в качестве одного подмножества шаблонов.

Конечно, выбор подмножества шаблонов перестановки может быть различным и зависит от других проектных параметров. Например, не все циклические сдвиги необходимы в выбранном подмножестве. Могут выбираться циклические сдвиги из нескольких задающих шаблонов перестановки.

Разные предпочтительные задающие шаблоны перестановки и их циклические сдвиги могут быть получены путем считывания позиций по окружности, начиная с любой позиции и двигаясь либо по часовой стрелке, либо против часовой стрелки. Таким образом, достигается максимальное разделение позиций модуляции с одинаковым уровнем защиты. Этот способ также применим к другим порядкам модуляции. Хотя предпочтительны задающие шаблоны перестановки, которые формируются таким образом, и их циклические сдвиги, это изобретение, конечно, охватывает применение перемежения, перестановки, перетасовки, обмена, перестановки позиций модуляции на элементах ресурсов и/или по повторным передачам с любым шаблоном или в любом виде.

В другом варианте осуществления этого изобретения предлагается итеративная операция для приема нескольких кодовых блоков, которые мультиплексируются вместе внутри символов модуляции. С помощью вышеупомянутой конфигурации перемежителя канала кодированные разряды разных кодовых блоков мультиплексируются в один символ модуляции.

В операции декодирования также возможна параллельная обработка. После операции декодирования одни кодовые блоки могут успешно декодироваться, тогда как некоторые другие - нет. В этом случае кодовые блоки в тех декодированных кодовых блоках восстанавливаются. Вследствие того что кодированные разряды в этих блоках мультиплексируются в те же символы модуляции вместе с кодированными разрядами тех кодовых блоков, которые являются неуспешными, информация из этих кодированных разрядов используется для помощи в обнаружении кодированных блоков, которые все еще являются неуспешными.

В другом варианте осуществления настоящего изобретения уменьшенное созвездие может повысить производительность обнаружения у передачи.

В другом варианте осуществления настоящего изобретения итеративная операция может выполняться без правильного декодирования и повторного кодирования некоторых кодовых блоков. Вместо этого надежность кодированных и информационных разрядов может использоваться для прохождения через итерации, чтобы повысить производительность обнаружения. Одно представление надежности называется внешней информацией, которая является новой правдоподобной информацией о каждом разряде, который передается между несколькими блоками обработки в итерационном цикле.

В другом варианте осуществления изобретения несколько символов OFDM в субкадре разделяются на некоторое количество групп с границей между, по меньшей мере, двумя группами, расположенной в символах OFDM опорного сигнала (RS) или в тех символах OFDM непосредственно до или непосредственно после символов OFDM опорного сигнала. Каждая группа содержит элементы ресурсов, которые будут переносить кодированные разряды по меньшей мере из одного кодового блока. Элементы ресурсов в каждой группе являются смежными или близкими друг к другу во временной области. Поэтому приемник может начинать декодирование по меньшей мере одного кодового блока после приема всех элементов ресурсов в каждой группе. В разных ситуациях может использоваться разная конфигурация групп, например, но не только, разные UE [пользовательское оборудование], разные субкадры, разное качество обслуживания и т.д. без отклонения от сущности этого изобретения.

В другом варианте осуществления этого изобретения группы задаются на основе кодовых блоков вместо элементов ресурсов. Каждая группа содержит кодированные разряды по меньшей мере одного кодового блока и может содержать несколько кодовых блоков.

С помощью группы, заданной в вышеупомянутых вариантах осуществления на основе либо элементов ресурсов, либо кодовых блоков, остальные операции перемежения в канале могут задаваться в рамках каждой группы.

Вышеупомянутые варианты осуществления конфигурации перемежителя канала могут распространяться на случай передач MIMO. Когда передача SU-MIMO имеет ранг передачи выше 1, кодовому слову MIMO выделяются несколько уровней. В этом случае пространственное измерение может добавляться к определению одной группы. Поэтому может быть несколько уровней или потоков в рамках каждой группы, и может быть несколько групп в каждом уровне MIMO или потоке MIMO. В передаче MIMO с несколькими кодовыми словами уровни или потоки могут содержать несколько кодовых слов (CW) MIMO, каждое из которых переносит несколько кодовых блоков и 24-разрядный контроль циклическим избыточным кодом (CRC). Демодуляция поздних групп проводится параллельно декодированию ранних групп. С помощью CRC помехи от одного кодового слова на другое кодовое слово аннулируются путем последовательного подавления помех.

В другом варианте осуществления этого изобретения контроль циклическим избыточным кодом (CRC) может добавляться к одному или нескольким кодовым блокам в кодовом слове в рамках одной группы. При этом демодуляция поздних групп в одном кодовом слове, декодирование ранних групп в этом кодовом слове, последовательное подавление помех, демодуляция поздних групп в другом кодовом слове и декодирование ранних групп в другом кодовом слове могут обрабатываться параллельно тем или иным образом.

В другом варианте осуществления этого изобретения контроль циклическим избыточным кодом (CRC) может добавляться к группам нескольких кодовых слов MIMO в отдельности. В этом варианте осуществления может задействоваться параллельная обработка даже для итеративного приемника.

Несколько вариаций и конструкций приемника могут быть получены без отклонения от принципа этого изобретения.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Более полное понимание изобретения и многих его сопутствующих преимуществ будут полностью очевидны за счет более полного понимания на основании нижеследующего подробного описания при рассмотрении его в сочетании с сопровождающими чертежами, на которых одинаковые обозначения ссылок указывают одинаковые или аналогичные компоненты, где:

Фиг.1 - иллюстрация цепи приемопередатчика с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM), имеющей цепь передатчика и цепь приемника;

Фиг.2 - двухкоординатная иллюстрация ортогональности теории мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM);

Фиг.3а - иллюстрация символа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) во временной области на передатчике;

Фиг.3b - иллюстрация символа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) во временной области на приемнике;

Фиг.4 - пример цепи приемопередатчика для коллективного доступа с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA);

Фиг.5 - иллюстрация работы Гибридного автоматического запроса на повторение (HARQ);

Фиг.6 - пример четырехканального синхронного Гибридного автоматического запроса на повторение (HARQ);

Фиг.7 - иллюстрация системы со множеством входов и множеством выходов (MIMO);

Фиг.8 - иллюстрация процесса предварительного кодирования со множеством входов и множеством выходов (MIMO), который использован в замкнутой системе MIMO;

Фиг.9 - блок-схема алгоритма цепи кодирования для высокоскоростного совместно используемого канала данных (HS-DSCH) в высокоскоростном пакетном доступе по нисходящей линии связи (HSDPA);

Фиг.10 - иллюстрация функциональности HARQ HS-DSCH в высокоскоростном пакетном доступе по нисходящей линии связи (HSDPA);

Фиг.11 - двухмерная координата, которая представляет одну иллюстрацию диаграммы созвездия 16-QAM.

Фиг.12 - двухмерная координата, которая представляет одну иллюстрацию диаграммы созвездия 64-QAM.

Фиг.13 - пример присоединения CRC кодового блока, подходящий для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.14 иллюстрирует перемежитель канала для систем мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.15 иллюстрирует схему элементов ресурсов для передачи данных, подходящую для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.16 - перестановка кодированных разрядов с помощью кодовых блоков после согласования скорости, подходящая для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.17(А) - элементы ресурсов, представленные в одном измерении, подходящие для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.17(B) - пространство индекса времени (индекса символа OFDM) - индекса частоты (индекса поднесущей) для размещения кодированных разрядов данных, подходящее для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.18 - реализация согласования скорости и объединения разрядов на основе кодового блока, подходящая для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.19 - пример расширения кодированных разрядов кодового блока во временных, частотных и пространственных областях, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.20 - пример записи кодированных разрядов в ресурсы с разными уровнями и разными порядками модуляции, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.21 иллюстрирует перемежитель канала с разным порядком модуляции на ресурсах, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.22 - пример расширенных кодированных разрядов на ресурсах с разными пространственными измерениями, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.23 - общий способ получения предпочтительного шаблона перестановки для 64-QAM, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.24 иллюстрирует итеративный приемник для декодирования нескольких кодовых блоков, мультиплексированных в одинаковых символах модуляции, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.25 - пример уменьшенного созвездия, которое повышает производительность обнаружения у передачи, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.26 иллюстрирует альтернативный итеративный приемник для декодирования нескольких кодовых блоков, мультиплексированных в одинаковых символах модуляции, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.27 - структура субкадра нисходящей линии связи в системе долгосрочного развития (LTE) по Проекту Партнерства 3-го Поколения (3GPP);

Фиг.28(А) - другой пример конфигурации группирования нескольких символов OFDM в субкадр, подходящий для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.28(B) - блок-схема алгоритма, иллюстрирующая способ передачи сигналов данных путем разделения элементов ресурсов, имеющих кодированные разряды, подходящий для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения.

Фиг.28(C) - блок-схема алгоритма, иллюстрирующая способ приема и декодирования на приемнике сгруппированных элементов ресурсов, имеющих кодированные разряды.

Фиг.29 - другой пример конфигурации группирования нескольких символов OFDM в субкадр, подходящий для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.30 - другой пример конфигурации группирования нескольких символов OFDM в субкадр, подходящий для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения;

Фиг.31 - примеры параллельной обработки для последовательного подавления помех с помощью или без помощи группового контроля циклическим избыточным кодом (CRC), подходящие для применения на практике принципов настоящего изобретения; и

Фиг.32 - пример конфигурации группирования кодового блока, подходящий для применения на практике принципов другого варианта осуществления настоящего изобретения.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В подробном описании настоящего изобретения будут часто использоваться нижеследующие термины и приведено определение каждого термина.

Подпакет - часть кодированного пакета, и является подмножеством всех кодированных разрядов.

Информационные разряды - поток информационных разрядов, которые кодируются для формирования кодированных разрядов.

Чередование относится к подмножеству временных интервалов передачи или субкадрам.

Синхронный гибридный автоматический запрос на повторение (S-HARQ) является методикой, применяемой текущим стандартом высокоскоростных пакетных данных (HRPD), которая устанавливает набор из четырех чередующихся каналов передачи с временным разделением, используемых для одновременной передачи четырех разных наборов данных. Эти чередующиеся каналы передачи иногда называются «чередованиями HARQ».

Временной интервал передачи - выделенное заданное количество последовательных тактов. Некоторое количество этих временных интервалов передачи образуют кадр передачи.

Пространственно-временное кодирование (STC) является способом, применяемым для повышения надежности передачи данных в системах беспроводной связи, использующих несколько передающих антенн. STC опираются на передачу приемнику нескольких избыточных копий потока данных, чтобы по меньшей мере некоторые из копий потока данных могли сохраниться в физическом канале между передачей и приемом в хорошем состоянии, чтобы сделать возможным надежное декодирование.

Способ разнесения передачи является способом, в котором один информационный разряд передается по разным независимым каналам.

Способ разнесения приема является способом, в котором один информационный разряд принимается по разным независимым каналам.

Индикатор качества канала (CQI) - измерение качества связи у беспроводных каналов. CQI (индикатор качества канала) может быть значением (или значениями), представляющими меру качества канала для заданного канала.

Параметр версии избыточности указывает, какая версия избыточности данных отправляется.

Перемежитель канала отправляет данные, перемеженные по разным каналам, чтобы глубокое замирание или конфликт на некоторых каналах не уничтожили передачу.

Блок ресурсов является блоком элементов временных и частотных ресурсов, которые переносят сигналы, которые нужно передать с помощью передатчика и принять с помощью приемника.

Способы и устройства для обеспечения быстрого декодирования передач с несколькими кодовыми блоками, созданные в соответствии с настоящим изобретением, будут описаны подробно со ссылкой на сопровождающие чертежи. Одинаковые номера ссылочных позиций обозначают одинаковые элементы по всему описанию изобретения.

Также ниже приведены некоторые сокращения, часто используемые в этом изобретении, вместе с их расшифровками.

SC-FDMA: Коллективный доступ с разделением по частоте с одной несущей

CP: циклический префикс

FFT: Быстрое преобразование Фурье

OFDM: Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением

ICI: Помехи между несущими

3GPP: Проект партнерства третьего поколения

LTE: Система долгосрочного развития

HARQ: Гибридный автоматический запрос на повторение

MIMO: (Система) со множеством входов и множеством выходов

QPSK: Квадратурная фазовая манипуляция

16-QAM: 16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция

64-QAM: 64-позиционная квадратурная амплитудная модуляция

IFFT: Обратное быстрое преобразование Фурье

CW: кодовое слово

Кодовый блок: блок информационных разрядов или блок кодированных разрядов, сформированный путем кодирования блока информационных разрядов

Фиг.1 показывает цепь приемопередатчика с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM), имеющую цепь передатчика и цепь приемника.

Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) является технологией для мультиплексирования данных в частотной области. Символы модуляции переносятся на поднесущих частоты. Образец цепи приемопередатчика с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM) показан на фиг.1. В цепи 100 передатчика управляющие сигналы или сигналы данных модулируются модулятором 101 и модулированные сигналы преобразуются из последовательной в параллельную форму с помощью последовательно-параллельного преобразователя 112. Модуль 114 обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) используется для переноса модулированного сигнала или данных из частотной области во временную область, и модулированные сигналы, перенесенные во временную область, преобразуются из параллельной в последовательную форму с помощью параллельно-последовательного преобразователя 116. Циклический префикс (CP) или нулевой префикс (ZP) добавляется к каждому символу OFDM на этапе 118 вставки CP, чтобы избежать или смягчить влияние многолучевого замирания в канале 122 с многолучевым замиранием. Сигналы с этапа 118 вставки циклического префикса (CP) передаются входному модулю 120 обработки в передатчике, например передающим антеннам (не показаны на фиг.1). В цепи 140 приемника предполагая, что достигается безупречная временная и частотная синхронизация, сигналы, принятые входным модулем 124 обработки в приемнике, например приемными антеннами (не показаны на фиг.1), обрабатываются на этапе 126 удаления циклического префикса (CP), который удаляет циклический префикс (CP) из принятого сигнала. Сигнал, обработанный этапом 126 удаления циклического префикса (CP), дополнительно преобразуется из последовательной в параллельную форму с помощью последовательно-параллельного преобразователя 128. Модуль 130 быстрого преобразования Фурье (FFT) переносит принятые сигналы из временной области в частотную область для дополнительных обработок, например параллельно-последовательного преобразования с помощью параллельно-последовательного преобразователя 132 и демодулирования демодулятором 134. Поэтому сигналы, переданные цепью 100 передатчика, принимаются цепью 140 приемника.

Фиг.2 иллюстрирует ортогональность теории мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM).

Благодаря тому что каждый символ OFDM имеет конечную длительность во временной области, поднесущие перекрываются друг с другом в частотной области. Например, как показано на фиг.2, поднесущая 10, поднесущая 11 и поднесущая 12 перекрываются друг с другом в частотной области. Поднесущая 10, поднесущая 11 и поднесущая 12 обладают почти идентичными или схожими формами волны. Эти три поднесущие математически перпендикулярны друг другу, другими словами, скалярные произведения любых двух поднесущих равны нулю. Ортогональность теории мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) поэтому поддерживается на частоте дискретизации, допуская, что передатчик и приемник имеют безупречную синхронизацию частоты. В случае ухода частоты из-за несовершенной синхронизации частоты или высокой подвижности ортогональность поднесущих на частотах дискретизации нарушается, приводя к Помехам между несущими (ICI).

Фиг.3а - иллюстрация переданного символа OFDM во временной области, а фиг.3b - иллюстрация принятых символов OFDM во временной области.

Как показано на фиг.3а, канал с многолучевым замиранием может приблизительно соответствовать каналу с импульсной характеристикой во временной области и может представляться в виде частотно-селективного канала в частотной области. Из-за канала 122 с многолучевым замиранием в цепи приемопередатчика с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM), которая показана на фиг.1, вставленная в один принятый символ часть с CP часто искажается предыдущим символом OFDM. Сигнал 20 передачи имеет непрерывно переданные символы OFDM (то есть символ 1 OFDM, символ 2 OFDM, …), и части с циклическим префиксом (CP) (то есть CP1 и CP2) располагаются между двумя любыми символами OFDM. После передачи через канал 122 с многолучевым замиранием сигнал 27 приема имеет символы OFDM с непрерывно вставленным CP (то есть принятый Символ 1 OFDM (28), принятый Символ 2 OFDM (29), …). Принятый Символ 1 OFDM (28) и принятый Символ 2 OFDM (29) искажаются, соответственно, своим CP. Например, CP3 повреждается в принятом Символе 1 OFDM (28). Когда длина циклического префикса (CP) достаточно большая, принятые символы OFDM без части с циклическим префиксом (CP), тем не менее, должны содержать только свой сигнал, свернутый каналом с многолучевым замиранием. Вообще, процесс FFT посредством модуля 130 FFT, который показан на фиг.1, выполняется на стороне приемника, чтобы позволить дополнительную обработку в частотной области. Преимущество мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) над другими схемами передачи состоит в устойчивости к многолучевому замиранию. Многолучевое замирание во временной области переносится в частотно-селективное замирание в частотной области. При вставленном циклическом префиксе или нулевом префиксе межсимвольные помехи между соседними символами OFDM устраняются или смягчаются. Кроме того, поскольку каждый символ модуляции переносится по узкой полосе пропускания, каждый символ модуляции испытывает одиночное замирание канала. Для борьбы с частотно-селективным замиранием может использоваться простая схема коррекции.

Коллективный доступ с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA), который использует модуляцию с одной несущей и коррекцию в частотной области, является методикой, которая обладает аналогичной производительностью и сложностью с таковыми у системы доступа с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDMA). Одно преимущество коллективного доступа с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA) состоит в том, что коллективный доступ с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA) обладает более низким отношением пиковой мощности к средней мощности (PAPR), потому что коллективный доступ с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA) имеет свойственную ему структуру с одной несущей. Низкое PAPR обычно приводит к высокой эффективности усилителя мощности, которая, в частности, важна для мобильных станций в передаче по восходящей линии связи. Коллективный доступ с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA) выбирается в качестве схемы коллективного доступа восходящей линии связи в системе долгосрочного развития (LTE) в 3GPP.

Фиг.4 показывает пример цепи приемопередатчика для коллективного доступа с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA).

Пример цепи приемопередатчика для коллективного доступа с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA) показан на фиг.4. В цепи 200 передатчика данные временной области или управляющие данные модулируются модулятором 201 и модулированные данные преобразуются из последовательной в параллельную форму с помощью последовательно-параллельного преобразователя 212. Модуль 213 дискретного преобразования Фурье (DFT) обрабатывает преобразованные данные с помощью процесса дискретного преобразования Фурье. Чтобы обеспечить низкое PAPR, преобразованные данные затем преобразуются в набор смежных поднесущих на этапе 211 преобразования поднесущих. Затем модуль 214 IFFT преобразует сигнал обратно во временную область, и модуль IFFT обычно имеет больший размер IFFT, чем у модуля 213 DFT. Параллельно-последовательный преобразователь 216 преобразует принятые данные из параллельной в последовательную форму. Циклический префикс (CP) добавляется на этапе 228 вставки CP, перед тем как данные передаются и обрабатываются входным модулем 220 обработки передачи. Входной модуль обработки 220 имеет этап усиления, обеспечивающий беспроводную передачу множества групп кодированных информационных разрядов в заданной последовательности через множество передающих антенн. Обработанный сигнал с добавленным циклическим префиксом часто называется блоком коллективного доступа с разделением по частоте с одной несущей (SC-FDMA). После того как обработанный сигнал проходит через канал связи, например канал с 222 многолучевым замиранием в системе беспроводной связи, цепь 240 приемника выполняет входную обработку приемника во входном модуле 224 обработки в приемнике, удаляет циклический префикс (CP) с помощью устройства 226 удаления CP, преобразует данные из последовательной в параллельную форму с помощью последовательно-параллельного преобразователя 228, преобразует данные с помощью модуля 230 FFT и восстанавливает данные в модуле 231 восстановления/коррекции поднесущих в частотной области. Модуль 233 обратного дискретного преобразования Фурье (IDFT) обрабатывает данные после того, как компенсированный сигнал восстанавливается в частотной области. Результат модуля 235 IDFT дополнительно обрабатывает параллельно-последовательным преобразователем 232 и демодулятором 236.

Фиг.5 - иллюстрация работы Гибридного автоматического запроса на повторение (HARQ).

Гибридный автоматический запрос на повторение (HARQ) широко используется в системах связи для борьбы с ошибками декодирования и повышения надежности передачи данных. Работа HARQ показана на фиг.5. Пакет данных кодируется с использованием кодера 311 с определенной разновидностью схемы прямого исправления ошибок (FEC). Пакет данных обрабатывается генератором 312 подпакетов, и формируется набор подпакетов. Подпакет, например подпакет k, может содержать только часть кодированных разрядов. Если передача приемопередатчиком 300 для подпакета k терпит неудачу, как указано NAK (отрицательным уведомлением), предоставленным по обратной связи от канала 314 подтверждения, то обеспечивается повторная передача подпакета, подпакета k+1, для повторной передачи этого пакета данных. Если подпакет k+1 успешно передан и принят, предоставляется ACK (подтверждение приема) по обратной связи от канала 314 подтверждения приема. Подпакеты повторной передачи могут содержать разные кодированные разряды из предыдущих подпакетов. Приемник может спокойно объединять или одновременно декодировать все принятые подпакеты с помощью декодера 313, чтобы повысить вероятность декодирования. Обычно максимальное количество передач конфигурируется с учетом надежности, задержки пакета и сложности реализации.

N-канальный синхронный гибридный автоматический запрос на повторение (HARQ) часто используется в системах беспроводной связи из-за его простоты. Например, синхронный гибридный автоматический запрос на повторение (HARQ) принят в качестве схемы гибридного автоматического запроса на повторение (HARQ) для восходящей линии связи в системе долгосрочного развития (LTE) в 3GPP.

Фиг.6 показывает пример четырехканального синхронного Гибридного автоматического запроса на повторение (HARQ).

Из-за фиксированной временной зависимости между последующими передачами временные интервалы передачи в отдельном канале HARQ проявляют чередующуюся структуру. Например, чередование 0 включает в себя временной интервал 0, 4, 8, …, 4k, …; чередование 1 включает в себя временной интервал 1, 5, 9, …, 4k+1, …; чередование 2 включает в себя временной интервал 2, 6, 10, …, 4k+2, …; чередование 3 включает в себя временной интервал 3, 7, 11, …, 4k+3, …. Пакет передается во временном интервале 0. После правильного декодирования пакета приемник отправляет обратно передатчику подтверждение приема (ACK). Передатчик затем начинает передачу нового пакета в следующем временном интервале в этом чередовании, то есть временном интервале 4. Первый подпакет в новом пакете, переданном во временном интервале 4, однако, не принимается должным образом. После того как передатчик принимает отрицательное уведомление NAK от приемника, передатчик передает другой подпакет из того же пакета в следующем временном интервале в чередовании 0, то есть временном интервале 8. Чередования 1-3 действуют аналогично чередованию 0. Иногда у приемника может быть затруднение в обнаружении границы пакета, то есть является ли подпакет первым подпакетом нового пакета или подпакетом повторной передачи. Чтобы смягчить эту проблему, индикатор нового пакета может передаваться в канале управления, который переносит информацию о формате передачи для пакета. Иногда может предоставляться более сложная версия информации канала HARQ, например ID подпакета и/или ID канала HARQ, чтобы помочь приемнику обнаружить и декодировать пакет.

Системы связи с нескольким антеннами, которые часто называются системами со множеством входов и множеством выходов (MIMO), широко используются в беспроводной связи для повышения производительности системы. В системе MIMO передатчик имеет несколько антенн, допускающих передачу независимых сигналов, и приемник оборудован несколькими приемными антеннами. Системы MIMO вырождаются в систему с одним входом и множеством выходов (SIMO), если имеется только одна передающая антенна или если имеется только один поток переданных данных. Системы MIMO вырождаются в систему со множеством входов и одним выходом (MISO), если имеется только одна приемная антенна. Системы MIMO вырождаются в систему с одним входом и одним выходом (SISO), если имеется только одна передающая антенна и одна приемная антенна. Технология MIMO может значительно увеличить пропускную способность и диапазон системы без какого-либо увеличения полосы пропускания или общей мощности передачи. Вообще, технология MIMO увеличивает спектральную эффективность системы беспроводной связи путем использования дополнительной степени свободы в пространственной области благодаря нескольким антеннам. Существуют много категорий технологий MIMO. Например, схемы пространственного мультиплексирования увеличивают скорость передачи, позволяя нескольким потокам данных передаваться по нескольким антеннам. Способы разнесения передачи, например пространственно-временное кодирование, пользуются преимуществом пространственного разнесения благодаря нескольким передающим антеннам. Способы разнесения на приемнике используют пространственное разнесение благодаря нескольким приемным антеннам. Технологии формирования пучка повышают усиление принятого сигнала и уменьшают помехи другим пользователям. Коллективный доступ с пространственным разделением (SDMA) позволяет передавать потоки сигналов от нескольких пользователей или к ним посредством тех же частотно-временных ресурсов. Приемники могут разделять несколько потоков данных по пространственной подписи этих потоков данных. Отметим, что эти методики передач MIMO не являются взаимно исключающими. Фактически несколько схем MIMO могут использоваться в продвинутых беспроводных системах.

Когда канал является подходящим, например когда скорость мобильной связи низкая, замкнутая схема MIMO может использоваться для повышения производительности системы. В замкнутых системах MIMO приемники предоставляют обратную связь об условии в канале и/или предпочтительных схемах обработки MIMO на передатчике. Передатчики могут использовать эту информацию обратной связи вместе с другими соображениями, например приоритетом планирования, доступностью данных и ресурсов, чтобы совместно оптимизировать схему передачи.

Популярная замкнутая схема MIMO называется предварительным кодированием MIMO. Во время процесса предварительного кодирования потоки данных, которые нужно передать, предварительно кодируются, т.е. предварительно умножаются на матрицу, перед передачей нескольким передающим антеннам.

Фиг.7 показывает систему со множеством входов и множеством выходов (MIMO).

Как показано на фиг.7, передатчик 401 имеет некоторое количество Nt передающих антенн 411, а приемник 402 имеет некоторое количество Nr приемных антенн 421. Потоки 1-Ns данных передаются и принимаются в этой системе MIMO. Матрица H обозначается в качестве канала приемопередачи между передающими антеннами 411 и приемными антеннами 421, и канал H является матрицей Nt на Nr. Если у передатчика 401 есть сведения о матрице H канала, передатчик 401 может выбрать самую выгодную схему передачи на основе матрицы H канала. Например, когда максимизация пропускной способности является задачей системы передачи, матрица предварительного кодирования может выбираться как правосингулярная матрица у матрицы H канала, если сведения об H доступны на передатчике 401. Поэтому эффективный канал для нескольких потоков данных на стороне приемника может быть приведен к диагональному виду, помехи между несколькими потоками данных могут быть устранены. Однако служебная нагрузка, необходимая для сообщения по обратной связи точного значения канала H, часто является чрезмерно высокой.

Фиг.8 показывает процесс предварительного кодирования, который используется в замкнутой системе MIMO.

Как показано на фиг.8, потоки 1-Ns данных обрабатываются этапом 510 обработки, где выполняются процесс планирования, процесс адаптации мощности и скорости, процесс выбора словаря предварительного кодирования и вектора предварительного кодирования, процесс преобразования потока в уровень и некоторые другие связанные процессы. Преобразованные потоки данных передаются через Уровни 1-NL на этап 509 предварительного кодирования, то есть этап обработки MIMO на передатчике. Предварительно кодированные данные дополнительно передаются передающим антеннам 1-Nt. Приемник 512 принимает и восстанавливает потоки 1-Nr данных на этапе 508 обработки MIMO на приемнике. Чтобы уменьшить издержки обратной связи, на передатчике 511 задаются несколько матриц предварительного кодирования, чтобы квантовать пространство возможных значений, которые матрица H канала могла бы подтвердить. С помощью пространственного квантования приемник 512 сообщает по обратной связи предпочтительную схему предварительного кодирования, обычно в виде индекса предпочтительной матрицы предварительного кодирования, ранга передачи и индексов предпочтительных векторов предварительного кодирования. Приемник 512 также может сообщить по обратной связи ассоциированные значения индикатора качества канала (CQI) для предпочтительной схемы предварительного кодирования.

Другим взглядом на систему MIMO является то, кодируются ли несколько потоков данных, которые нужно передать, отдельно или вместе. Если все уровни передачи кодируются вместе, эта система MIMO называется системой MIMO с единым кодовым словом (SCW), в ином случае называется системой MIMO с несколькими кодовыми словами (MCW). В системе нисходящей линии связи долгосрочного развития (LTE), когда используется MIMO с одним пользователем (SU-MIMO), вплоть до двух кодовых слов MIMO могут передаваться одному пользовательскому оборудованию (UE). В случае, когда два кодовых слова MIMO передаются пользовательскому оборудованию (UE), UE нужно подтвердить эти два кодовых слова в отдельности. Другая методика MIMO называется коллективным доступом с пространственным разделением (SDMA), которая иногда также называется MIMO с несколькими пользователями (MU-MIMO). В SDMA несколько потоков данных кодируются отдельно и передаются разным предназначенным приемникам на тех же частотно-временных ресурсах. В результате использования разных пространственных подписей, например антенн, виртуальных антенн или векторов предварительного кодирования, приемники смогут различать несколько потоков данных. Кроме того, с помощью планирования надлежащей группы приемников и надлежащей пространственной подписи для каждого потока данных на основе информации о состоянии канала, интересующий сигнал может быть усилен для интересующего приемника, тогда как другие сигналы могут быть одновременно усилены для других соответствующих приемников. Поэтому производительность системы может повышаться. Как MIMO с одним пользователем (SU-MIMO), так и MIMO с несколькими пользователями (MU-MIMO) приняты в нисходящей линии связи системы долгосрочного развития (LTE). MU-MIMO также принята в восходящей линии связи системы долгосрочного развития (LTE), однако SU-MIMO для восходящей линии связи системы долгосрочного развития (LTE) все еще обсуждается.

В системе долгосрочного развития (LTE), когда транспортный блок большой, транспортный блок сегментируется на несколько кодовых блоков, чтобы могли формироваться несколько кодированных пакетов, что является выгодным из-за таких преимуществ, как предоставление возможности реализации параллельной обработки и конвейера и гибкий компромисс между потреблением энергии и сложностью аппаратных средств.

В качестве примера на фиг.9 иллюстрируется процесс кодирования в Высокоскоростном совместно используемом канале данных (HS-DSCH) в системе высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии связи (HSDPA).

Как показано на фиг.9, информационные разряды aim1, aim2, aim3… aimA обрабатываются на этапе 611 контроля циклическим избыточным кодом (CRC) и преобразуются в информационные разряды bim1, bim2, bim3… bimB. Информационные разряды с присоединенным CRC поразрядно скремблируются на этапе 612 скремблирования разрядов и преобразуются в информационные разряды dim1, dim2, dim3… dimB. Скремблированные информационные разряды сегментируются на этапе 613 сегментации кодовых блоков и оформляются в кодовые блоки oir1, oir2, oir3… oirK. Кодовые блоки затем кодируются на этапе 614 канального кодирования и становятся кодированными кодовыми блоками cir1, cir2, cir3… cirE. Эти кодированные кодовые блоки обрабатываются на этапе 615 с функциональностью гибридного ARQ физического уровня. Результирующие информационные разряды снова сегментируются на этапе 616 сегментации физического канала. Функциональность гибридного ARQ приводит в соответствие количество разрядов w1, w2, w3… wR в кодированных разрядах с общим количеством разрядов физического канала HS-DSCH. Результирующие сегментированные по каналу информационные разряды up,1, up,2, up,3… up,U перемежаются этапом 617 перемежения HS-DSCH. Перемеженные информационные разряды vp,1, vp,2, vp,3… vp,U затем переставляются на этапе 618 перестановки созвездия, и переставленные разряды rp,1, rp,2, rp,3… rp,U дополнительно преобразуются на этапе 619 преобразования в физические каналы. Результирующие преобразованные разряды в конечном счете выводятся в физический канал #1, физический канал #2... физический канал #P. В текущей конфигурации HS-DSCH только один 24-разрядный контроль циклическим избыточным кодом (CRC) формируется для всего транспортного блока с целью обнаружения ошибок для этого блока. Если несколько кодовых блоков формируются и передаются в одном Интервале времени передачи (TTI), то приемник может правильно декодировать одни кодовые блоки, но не другие. В этом случае приемник должен сообщить по обратной связи NAK (отрицательное уведомление) передатчику, потому что CRC для транспортного блока не будет проверяться.

Функциональность гибридного ARQ приводит в соответствие количество разрядов на выходе кодера канала (то есть этапа 614 канального кодирования) с общим количеством разрядов набора HS-PDSCH, в который преобразуется HS-DSCH. Функциональность гибридного ARQ управляется с помощью параметров версии избыточности (RV). Точный набор разрядов на выходе функциональности гибридного ARQ зависит от количества входных разрядов, количества выходных разрядов и параметров RV.

Функциональность гибридного ARQ имеет два этапа согласования скорости и виртуальный буфер, как показано на фиг.10.

Поток информационных разрядов NTTI от ресурса C разделяется на систематические разряды, разряды четности 1 и разряды четности 2 с помощью разделителя 610 разрядов. Эти три группы разрядов обрабатываются по-разному на первом этапе 611 согласования скорости. Первый этап 611 согласования скорости приводит в соответствие количество входных разрядов с виртуальным IR-буфером 613, и информация о буфере 613 предоставляется верхними уровнями. Систематические разряды непосредственно предоставляются буферу 613, разряды четности 1 обрабатываются согласующим скорость устройством RM_P1_1, а разряды четности 2 обрабатываются согласующим скорость устройством RM_P2_1. Результаты буфера 613 передаются на второй этап 615 согласования скорости. Второй этап 615 согласования скорости приводит в соответствие количество разрядов после первого этапа 611 согласования скорости с количеством разрядов физического канала, доступных в наборе HS-PDSCH в Интервале времени передачи (TTI). Результат Nsys предоставляется согласующему скорость устройству RM_S на втором этапе 615 согласования скорости, результат Np1 предоставляется согласующему скорость устройству RM_P1_2 на втором этапе 615 согласования скорости, и результат Np2 предоставляется согласующему скорость устройству RM_P2_2 на втором этапе 615 согласования скорости. Результаты Nsys, Np1 и Np2 предоставляются этапу 617 объединения разрядов. Таким образом, результирующий поток Ndata информационных разрядов предоставляется терминалу W. Отметим, что, если количество входных разрядов не превышает возможность буферизации у виртуального IR-буфера 613, первый этап 611 согласования скорости является прозрачным.

Разные схемы модуляции, например квадратурная фазовая манипуляция (QPSK), двухпозиционная фазовая манипуляция (BPSK), восьмипозиционная фазовая манипуляция (8-PSK), 16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция (16-QAM) или 64-позиционная квадратурная амплитудная модуляция (64-QAM), могут использоваться для адаптивной модуляции и увеличения спектральной эффективности модуляции. В случае модуляции 16-QAM четверки разрядов, b0b1b2b3, преобразуются в комплекснозначные символы модуляции x=I+jQ. Одна реализация 16-QAM иллюстрируется в Таблице 1.

Таблица 1
Преобразование с модуляцией 16-QAM
b 0 b 1 b 2 b 3 I Q 0000

Figure 00000001
Figure 00000001
0001
Figure 00000001
Figure 00000002
0010
Figure 00000002
Figure 00000001
0011
Figure 00000002
Figure 00000002
0100
Figure 00000001
Figure 00000003
0101
Figure 00000001
Figure 00000004
0110
Figure 00000002
Figure 00000003
0111
Figure 00000002
Figure 00000005
1000
Figure 00000003
Figure 00000001
1001
Figure 00000003
Figure 00000002
1010
Figure 00000005
Figure 00000001
1011
Figure 00000005
Figure 00000002
1100
Figure 00000003
Figure 00000003
1101
Figure 00000003
Figure 00000005
1110
Figure 00000005
Figure 00000003
1111
Figure 00000005
Figure 00000005

Созвездие модуляции 16-QAM в Таблице 1 показано на фиг.11. Фиг.11 показывает двухмерную координату, которая показывает одну иллюстрацию диаграммы созвездия 16-QAM. Диаграмма созвездия является представлением сигнала, модулированного схемой цифровой модуляции. Диаграмма созвездия показывает сигналы на двумерной координатной диаграмме в комплексной плоскости в моменты выборки символа. Диаграмма созвездия представляет возможные символы, выбранные заданной схемой модуляции, в виде точек на комплексной плоскости. Каждая точка на фиг.11 иллюстрирует соответствующий символ b0b1b2b3 на комплексной плоскости I-Q, когда I и Q имеют заданные значения, которые показаны в Таблице 1. Это созвездие обеспечивает разные уровни защиты на четырех разрядах (то есть разряд b0, b1, b2 и b3). Как показано на фиг.11, уровень защиты на разрядах b0 и b1 одинаковый, уровень защиты на разрядах b2 и b3 одинаковый. Однако уровень защиты на b0 и b1 выше, чем уровень защиты на разрядах b2 и b3.

В случае модуляции 64-QAM шестерки разрядов, b0b1b2b3b4b5, преобразуются в комплекснозначные символы модуляции x=I+jQ. Одна реализация 64-QAM показана в Таблице 2. Созвездие модуляции 64-QAM в Таблице 2 показано на фиг.12. Фиг.12 показывает двухмерную координату, которая показывает одну иллюстрацию диаграммы созвездия 64-QAM. Это созвездие обеспечивает разные уровни защиты на шести разрядах. Аналогично фиг.11 каждая точка на фиг.12 иллюстрирует соответствующий символ b0b1b2b3b4b5 на комплексной плоскости I-Q, когда I и Q имеют заданные значения, которые показаны в Таблице 2. Уровень защиты на разрядах b0 и b1 одинаковый, защита на разрядах b2 и b3 одинакова, и уровень защиты на разрядах b4 и b5 одинаковый. Уровни защиты на разрядах b0 и b1, однако, сильнее уровней защиты на разрядах b2 и b3, которые сильнее защиты на разрядах b4 и b5. Для удобства индекс разряда задается в символе модуляции как позиция модуляции этого разряда.

Таблица 2
Преобразование с модуляцией 64-QAM
b 0 b 1 b 2 b 3 b 4 b 5 I Q b 0 b 1 b 2 b 3 b 4 b 5 I Q 000000

Figure 00000006
Figure 00000006
100000
Figure 00000007
Figure 00000006
000001
Figure 00000006
Figure 00000008
100001
Figure 00000009
Figure 00000008
000010
Figure 00000008
Figure 00000006
100010
Figure 00000010
Figure 00000006
000011
Figure 00000008
Figure 00000008
100011
Figure 00000010
Figure 00000008
000100
Figure 00000006
Figure 00000011
100100
Figure 00000009
Figure 00000011
000101
Figure 00000006
Figure 00000012
100101
Figure 00000009
Figure 00000012
000110
Figure 00000008
Figure 00000011
100110
Figure 00000010
Figure 00000011
000111
Figure 00000008
Figure 00000012
100111
Figure 00000010
Figure 00000012
001000
Figure 00000011
Figure 00000006
101000
Figure 00000013
Figure 00000006
001001
Figure 00000011
Figure 00000008
101001
Figure 00000013
Figure 00000008
001010
Figure 00000012
Figure 00000006
101010
Figure 00000014
Figure 00000006
001011
Figure 00000012
Figure 00000008
101011
Figure 00000014
Figure 00000008
001100
Figure 00000011
Figure 00000011
101100
Figure 00000013
Figure 00000011
001101
Figure 00000011
Figure 00000012
101101
Figure 00000013
Figure 00000012
001110
Figure 00000012
Figure 00000011
101110
Figure 00000014
Figure 00000011
001111
Figure 00000012
Figure 00000012
101111
Figure 00000014
Figure 00000012
010000
Figure 00000006
Figure 00000009
110000
Figure 00000009
Figure 00000009
010001
Figure 00000006
Figure 00000015
110001
Figure 00000009
Figure 00000010
010010
Figure 00000008
Figure 00000009
110010
Figure 00000010
Figure 00000009
010011
Figure 00000008
Figure 00000010
110011
Figure 00000010
Figure 00000010
010100
Figure 00000006
Figure 00000013
110100
Figure 00000009
Figure 00000013
010101
Figure 00000006
Figure 00000014
110101
Figure 00000009
Figure 00000014
010110
Figure 00000008
Figure 00000013
110110
Figure 00000010
Figure 00000013
010111
Figure 00000008
Figure 00000014
110111
Figure 00000010
Figure 00000014
011000
Figure 00000011
Figure 00000009
111000
Figure 00000013
Figure 00000009
011001
Figure 00000011
Figure 00000010
111001
Figure 00000013
Figure 00000010
011010
Figure 00000012
Figure 00000009
111010
Figure 00000014
Figure 00000009
011011
Figure 00000012
Figure 00000010
111011
Figure 00000014
Figure 00000010
011100
Figure 00000011
Figure 00000013
111100
Figure 00000013
Figure 00000016
011101
Figure 00000011
Figure 00000014
111101
Figure 00000013
Figure 00000014
011110
Figure 00000012
Figure 00000013
111110
Figure 00000014
Figure 00000013
011111
Figure 00000012
Figure 00000014
111111
Figure 00000014
Figure 00000017

Например, позиция модуляции у b0 в 64-QAM равна 0, позиция модуляции у b1 в 64-QAM равна 1. Поэтому для заданного созвездия 64-QAM первая и вторая позиции модуляции, то есть b0 и b1, обладают самой сильной защитой; третья и четвертая позиции модуляции, то есть b2 и b3, обладают более слабыми уровнями защиты; пятая и шестая позиции модуляции, то есть b4 и b5, имеют самый слабый уровень защиты.

Согласно настоящему изобретению предложены способы и устройства для повышения производительности передач с помощью информационных разрядов или разрядов четности из нескольких кодированных пакетов.

Особенности, признаки и преимущества изобретения полностью очевидны из нижеследующего подробного описания изобретения, с помощью иллюстрации некоторого количества конкретных вариантов осуществления и реализаций, включая предпочтительный вариант осуществления, предполагаемый для осуществления изобретения. Настоящее изобретение также допускает другие и отличные варианты осуществления, и некоторые подробности настоящего изобретения могут быть изменены в различных очевидных отношениях без отклонения от сущности и объема изобретения. Соответственно, чертежи и описание должны рассматриваться как пояснительные по характеру, а не как ограничивающие. Настоящее изобретение иллюстрируется в качестве примера, а не в качестве ограничения, на сопровождающих чертежах.

В нижеследующих иллюстрациях канал данных нисходящей линии связи в системах долгосрочного развития (LTE) используется в качестве примера. Однако проиллюстрированная здесь методика, безусловно, может использоваться в канале данных восходящей линии связи в системах долгосрочного развития (LTE), каналах управления либо в нисходящей линии связи, либо в восходящей линии связи в системах долгосрочного развития (LTE) и других каналах данных, каналах управления или других каналах в других системах, когда это применимо.

В настоящем изобретении создается усовершенствованная конфигурация перемежителя канала и приемника, и принимается во внимание отдельный способ кодирования нескольких кодовых блоков для повышения производительности. Когда передаются несколько кодовых блоков, производительность передачи диктуется кодовым блоком, который обладает наихудшей производительностью. Идея в том, чтобы тщательно спроектировать перемежитель канала, включающий преобразование из кодированных разрядов разных кодовых блоков в символы модуляции и преобразование из символов модуляции во временные, частотные и пространственные ресурсы, чтобы гарантировать, что каждый кодовый блок получает приблизительно одинаковый уровень защиты. На стороне приемника, когда некоторые кодовые блоки принимаются правильно, а некоторые нет, сигнал успешно декодированных кодовых блоков может быть восстановлен и аннулирован из принятого сигнала. После аннулирования приемник может попытаться повторно декодировать другие кодовые блоки. Так как взаимное влияние других кодовых блоков, которые еще не декодированы успешно, может значительно снижаться, вероятность того, что приемник сможет декодировать другие кодовые блоки, может значительно увеличиться. В случае гибридного ARQ (HARQ), если приемник не способен декодировать один из кодовых блоков, приемник сообщит по обратной связи NAK для всего транспортного блока, предполагая, что есть только один канал ACK. Так как у Узла Б нет сведений, какой кодовый блок успешно декодирован UE, а какой нет, Узел Б будет повторно передавать, как если бы не подтвержден весь транспортный блок, включая все кодовые блоки. В этом случае UE должен быть в состоянии использовать сведения о тех успешно декодированных кодовых блоках, чтобы помочь декодированию тех кодовых блоков, которые декодированы неуспешно. Конфигурация перемежителя канала, предложенная согласно настоящему изобретению, облегчает эту операцию. Также раскрываются предпочтительные варианты осуществления работы приемника.

В одном варианте осуществления изобретения к каждому кодовому блоку добавляется CRC, чтобы обеспечить обнаружение ошибок для каждого кодового блока. Фиг.13 показывает пример присоединения CRC кодового блока. По сравнению с фиг.9 после присоединения CRC транспортного блока, скремблирования разрядов и сегментации кодового блока дополнительный этап присоединения CRC кодового блока по меньшей мере к одному из кодовых блоков следует сразу после этапа сегментации кодового блока, как показано на фиг.13. Транспортный блок сегментируется на один или несколько кодовых блоков. Если имеется только один кодовый блок в транспортном блоке, то CRC кодового блока может быть ненужным. Если в транспортном блоке больше одного кодового блока, присоединение CRC кодового блока становится важным. В качестве примера, CRC транспортного блока для HS-DSCH в HSDPA является 24-разрядным, что обеспечивает очень низкую ошибку обнаружения (около 2-24≈6*10-8). Одна из целей присоединения CRC к каждому кодовому блоку - обеспечить достаточное обнаружение ошибок в кодовом блоке, чтобы приемник мог подавить сигналы тех кодовых блоков, которые правильно декодируются. Ошибка обнаружения CRC в ~10-2 может быть достаточной для этой операции. Отметим, что 8-разрядный CRC может обеспечить частоту обнаружения ошибок около 4*10-3. В этом случае 8-разрядный CRC может использоваться для CRC кодового блока для обнаружения и подавления ошибок в кодовом блоке, тогда как 24-разрядный CRC может использоваться для обнаружения ошибок в транспортном блоке. При этом минимизируется служебная нагрузка от CRC, наряду с предоставлением средства для облегчения подавления успешно декодированных кодовых блоков. Очевидно, что служебная нагрузка от CRC может быть дополнительно уменьшена путем присоединения только одного CRC кодового блока для нескольких кодовых блоков.

В настоящем изобретении предоставляется некоторое количество этапов для применения в конфигурации перемежителя канала. Отметим, что не все эти этапы необходимо предусмотреть, чтобы использовать это изобретение. Другими словами, настоящее изобретение охватывает перемежители и способы перемежения, которые используют по меньшей мере один из этапов, проиллюстрированных в этом изобретении. Отметим, что перестановка созвездия для 16-QAM, которая показана на фиг.13, может быть не нужной с предложенной конфигурацией перемежителя канала.

Обратимся теперь к фиг.14, фиг.15 и фиг.16.

Фиг.14 иллюстрирует перемежитель канала для систем мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), подходящий для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения. Фиг.15 иллюстрирует схему элементов ресурсов для передачи данных, подходящую для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения. Фиг.16 показывает перестановку кодированных разрядов с помощью кодовых блоков после согласования скорости, подходящую для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения. Как показано на фиг.14, ресурс, выделенный передаче данных, составляет N символов OFDM по времени и M поднесущих по частоте. Каждая поднесущая в одном символе OFDM называется одним элементом ресурсов. Элементы ресурсов включают в себя элементы ресурсов данных и не относящиеся к данным элементы ресурсов. Каждый элемент ресурсов переносит символ модуляции, который, в свою очередь, переносит несколько кодированных разрядов. Например, 2 разряда могут переноситься в одном символе модуляции QPSK; 4 разряда могут переноситься в одном символе модуляции 16-QAM, и т.д. Количество разрядов, переносимых в каждом символе модуляции, обозначается как порядок L модуляции, каждая позиция модуляции в символе модуляции представляется одним индексом позиции модуляции, как показано на фиг.14. Один предпочтительный вариант осуществления конфигурации перемежителя канала состоит по меньшей мере из одной из следующих операций.

Этап 1

Во-первых, для каждого кодового блока символы S, P 1, P 2 являются соответственно систематическими разрядами, разрядами четности от кодера 1 в турбокодере и разрядами четности от кодера 2 в турбокодере. Турбокодер образуется с помощью параллельного соединения двух рекурсивных систематических сверточных кодеров (RSC), разделенных перемежителем. В одном варианте осуществления настоящего изобретения кодированные разряды после второго согласования скорости переставляются на основе кодовых блоков. Как проиллюстрировано на фиг.16, имеется некоторое количество N cb кодовых блоков в передаче для этого транспортного блока. По сравнению с фиг.10 этап 913, именуемый перестановкой разрядов с помощью кодовых блоков, следует сразу за этапом 617 объединения разрядов. На этапе 913 систематические разряды, разряды четности 1 и разряды четности 2 в кодовом блоке 1 собираются вместе и расставляются в порядке S, P 1, P 2. Количество систематических разрядов, разрядов четности 1 и разрядов четности 2 в i-м кодовом блоке обозначается Nt,i,sys, Nt,i,p1, Nt,i,p2 соответственно. Переставленные разряды затем поступают на этап 915, который называется этапом перемежителя канала. Nt,sys, Nt,p1, Nt,p2 могут быть представлены соответственно в виде следующих уравнений:

Figure 00000018

Figure 00000019

Figure 00000020

Переставленные разряды могут использоваться для заполнения частотно-временных ресурсов и позиций модуляции в символах модуляции.

Этап 2

Во-вторых, эти разряды записываются в трехмерное пространство, как показано на фиг.14. Эти разряды сначала заполняют пространство по измерению индекса частоты (то есть поднесущей). Затем они заполняют пространство по измерению индекса времени (то есть символа OFDM). Наконец они заполняют пространство по измерению индекса позиции модуляции. Отметим, что другое упорядочение измерений, безусловно, возможно и охватывается настоящим изобретением. Каждая позиция в трехмерном пространстве может изображаться координатой (b, t, f). Если первый разряд размещается в (0, 0, 0), то второй разряд следует разместить в (0, 0, 1), третий разряд следует разместить в (0, 0, 2) и т.д. После того как использовано измерение частоты для заданного индекса символа OFDM, индекс символа OFDM увеличивается. Например, (M-1)-й разряд следует разместить в (0, 0, M-1), а M-й разряд может быть размещен в (0, 1, 0). После того как использованы индексы частоты и времени, увеличивается индекс позиции модуляции. Например, (MN-1)-й разряд следует разместить в (0, N-1, M-1), а MN-й разряд следует разместить в (1, 0, 0). Отметим, что могли бы существовать некоторые элементы ресурсов, исключенные или занятые другими каналами и, соответственно, не доступные передаче по каналу данных. В предпочтительном варианте осуществления этого изобретения частотно-временные ресурсы со схемой элементов ресурсов изображаются на фиг.15. Элементы ресурсов, назначенные передаче данных, группируются вместе для образования схемы элементов ресурсов. Схема показывает элементы ресурсов, доступные передаче данных, и элементы ресурсов, которые заняты другими каналами, например опорный сигнал, каналы управления нисходящей линии связи и т.д. Элементы ресурсов, занятые другими каналами, пропускаются. Отметим, что эта схема элементов ресурсов может повторно использоваться для каждой позиции модуляции, как показано на фиг.15. В итоге пространство, которое вмещает кодированные разряды, может быть описано в виде куба, как показано на фиг.14, с некоторыми элементами ресурсов, занятыми другими каналами, и эти занятые элементы ресурсов называются не относящимися к данным элементами ресурсов.

Этап 3

В-третьих, для каждого индекса позиции модуляции и каждого символа OFDM информационные разряды перемежаются по измерению частоты. Например, может использоваться перемежитель с обращенным порядком разрядов (BRO) или перемежитель с сокращенным обращенным порядком разрядов. Либо любой другой перемежитель может использоваться для этой цели. Иногда может использоваться один или несколько упрощенных шаблонов перетасовки. Например, могут использоваться циклические сдвиги или заданные шаблоны перемежения/перестановки/перетасовки/ обмена. Эти шаблоны могут меняться или не меняться для каждого символа OFDM и/или каждого индекса позиции модуляции. Иногда количество элементов ресурсов, доступное в каждом символе OFDM, может отличаться из-за разной степени исключения или использования другими каналами в этих символах OFDM. В этом случае перемежитель с разными размерами может использоваться на разных символах OFDM.

Этап 4

В-четвертых, для каждого индекса позиции модуляции и каждой поднесущей информационные разряды перемежаются по измерению времени. Например, может использоваться перемежитель с обращенным порядком разрядов (BRO) или перемежитель с сокращенным обращенным порядком разрядов. Либо любой другой перемежитель может использоваться для этой цели. Иногда может использоваться один или несколько упрощенных шаблонов перестановки. Например, могут использоваться циклические сдвиги или заданные шаблоны перемежения/перестановки/перетасовки /обмена. Эти шаблоны могут меняться или не меняться для каждой позиции модуляции и/или индекса поднесущей. Иногда количество элементов ресурсов, доступное по каждому индексу поднесущей, может отличаться из-за разной степени исключения или использования другими каналами на этой поднесущей. В этом случае перемежитель с разными размерами может использоваться на разных поднесущих.

Этап 5

В-пятых, для каждой поднесущей и каждого символа OFDM информационные разряды перемежаются по измерению индекса позиции модуляции. Например, может использоваться перемежитель с обращенным порядком разрядов (BRO) или перемежитель с сокращенным обращенным порядком разрядов. Либо любой другой перемежитель может использоваться для этой цели. Иногда может использоваться один или несколько упрощенных шаблонов перестановки. Например, могут использоваться циклические сдвиги или заданные шаблоны перемежения/перестановки/перетасовки/ обмена. Эти шаблоны могут меняться или не меняться для каждой поднесущей и/или каждого символа OFDM. Предпочтительные шаблоны будут объясняться позже в настоящем изобретении.

Один предпочтительный вариант осуществления конфигурации перемежителя канала состоит по меньшей мере из одного из пяти вышеизложенных этапов.

В нижеследующем описании раскрываются варианты осуществления и вариации к вышеупомянутым этапам. Отметим, что эти варианты осуществления описывают только один или несколько промежуточных этапов всего процесса перемежения. В частности, графические иллюстрации использованы только для показа влияния одного или нескольких промежуточных этапов и могут не отражать конечный итог процесса перемежения. Например, фиг.19 показывает, как кодированные разряды кодового блока расширяются во временной, частотной и пространственной области. Все кодированные разряды кодового блока, тем не менее, находятся в первой позиции модуляции всех символов модуляции. Последующие этапы перемежения будут перемежать эти кодированные разряды в измерении времени, частоты и пространственном измерении и будут сдвигать позиции модуляции этих кодированных разрядов в символах модуляции.

Этапы 1 и 2 пытаются максимально расширить кодированные разряды каждого кодового блока в частотной и временной областях, чтобы максимизировать частотное и временное разнесение. Для систем долгосрочного развития (LTE) частотное разнесение обычно более выражено, чем временное разнесение в рамках одной передачи. Поэтому предпочтительно сначала увеличить индекс поднесущей частоты, а затем увеличить индекс символа OFDM. Разные порядки увеличения индексов разных измерений, безусловно, охватываются настоящим изобретением. Обычно коды прямого исправления ошибок, в особенности при реализации с практическими декодерами, справляются с отдельными или случайными ошибками лучше, чем с пакетными или последовательными ошибками. Этап 3 переводит пакетные ошибки в частотной области в отдельные ошибки. Этап 4 переводит пакетные ошибки во временной области в отдельные ошибки. Для модуляции более высокого порядка каждая позиция модуляции в символе модуляции может обладать разной защитой. Этап 5 пытается придать случайный характер или равномерно распределить разряды каждого кодового блока по разным позициям модуляции в символах модуляции, чтобы кодированные разряды каждого кодового блока в среднем обладали одинаковым уровнем защиты. Порядок Этапа 3, Этапа 4 и Этапа 5 может быть изменен без ухода от идеи настоящего изобретения. Некоторые этапы также могут объединяться в один этап. Например, Этап 2 и Этап 5 могут быть легко объединены путем перехода на другую позицию модуляции, когда изменяются индексы частоты и времени.

Существует много альтернативных реализаций к Этапам 2, 3 и 4, которые достигают аналогичных результатов в расширении кодированных разрядов в каждом из кодовых блоков в частотно-временной области. В одном варианте осуществления изобретения могут использоваться некоторые другие двумерные матрицы для изображения частотно-временных ресурсов вместо схемы элементов ресурсов. Например, может использоваться двумерная матрица с количеством строк, равным количеству блоков ресурсов, и количеством столбцов, равным количеству элементов ресурсов, доступных для данных в каждом блоке ресурсов. Предположим, что передача данных назначена в виде количества Nblock блоков ресурсов и имеется количество NDataRE разрядов, доступных для передачи данных в каждом блоке ресурсов, тогда кодированные разряды могут размещаться в пространстве L×Nblock×NDataRE. Предпочтительно, чтобы первым увеличивался индекс блока, затем индекс элемента ресурсов, затем индекс позиции модуляции. При этом соседние кодированные разряды разделяются на разные блоки ресурсов, которые, вероятно, испытывают разные условия в канале. Та же операция может также быть описана в виде перемежения/перестановки строки-столбца с размером Nblock×NDataRE, применяемой на каждой позиции модуляции, или в виде перемежения/перестановки строки-столбца с размером Nblock×NDataRE, применяемой на символах модуляции. На каждой позиции модуляции кодированные разряды записываются в матрицу Nblock×NDataRE, причем индекс блока увеличивается первым. Конечно, при желании может выполняться перемежение по индексу блока или по индексу элемента ресурсов данных (RE). Цель перемежения по индексу блока - придать случайный характер расположению кодированных разрядов в блоках, которые находятся на большом расстоянии. Цель перемежения по индексу RE данных - придать случайный характер расположению кодированных разрядов внутри блока ресурсов. Наконец, когда эти разряды преобразуются в частотно-временные ресурсы, они считываются и размещаются на частотно-временных ресурсах, причем индекс элемента ресурсов увеличивается первым для достижения эффекта перемежения строки-столбца. Снова отметим, что эта операция может применяться на всех символах модуляции вместо применения на каждой позиции модуляции.

В качестве альтернативы для упрощения реализации Этапа 2, 3 и 4 одно измерение может применяться для представления частотно-временных ресурсов. Элементы ресурсов индексируются на схеме элементов ресурсов. Присвоение индексов элементам ресурсов может быть произвольным. Например, начиная с элемента с наименьшим индексом символа OFDM и наименьшим индексом поднесущей, элементы ресурсов могут быть использованы сначала путем увеличения индекса поднесущей, а затем увеличения индекса символа OFDM. В качестве альтернативы элементы ресурсов могут быть использованы сначала путем увеличения индекса символа OFDM, а затем увеличения индекса поднесущей. Один пример показывается на фиг.17(А) и фиг.17(B). Фиг.17(B) показывает пространство времени (индекса символа OFDM) - частоты (индекса поднесущей) для размещения кодированных разрядов данных, это частотно-временное пространство показано в виде одного измерения на фиг.17(А), и это измерение растет по направлению индекса позиции модуляции и становится двумерной матрицей, которая показана на фиг.17(А). Элементы ресурсов, занятые данными, как показано на фиг.17(B), то есть элементы 1-32 ресурсов, расходуются в индексе позиции модуляции и становятся двумерной матрицей, которая показана на фиг.17(А). После того как частотно-временное пространство, которое показано на фиг.17(B), заполняется кодированными разрядами нескольких блоков i, j ресурсов, перемежение может выполняться по измерению элемента ресурсов, чтобы расширить соседние кодированные разряды в частотно-временных ресурсах. Может использоваться перемежитель с обращенным порядком разрядов или с сокращенным обращенным порядком разрядов или любой другой тип перемежителя.

В качестве альтернативы реализация Этапа 1, 2, 3 и 4 может быть более интегрированной с процессами кодирования перед этими этапами. Например, система HSDPA предполагает, что систематические разряды всех кодовых блоков размещаются вместе с последующими разрядами четности 1 всех кодированных блоков и затем с последующими разрядами четности 2 всех кодированных блоков. Чтобы сгруппировать систематические разряды, разряды четности 1 и разряды четности 2 по меньшей мере в одном кодовом блоке после согласования скорости, это также может достигаться путем выполнения полного процесса согласования скорости в отдельности для кодовых блоков. Фиг.18 показывает реализацию согласования скорости и объединения разрядов на основе кодового блока. Каждый кодовый блок, то есть кодовый блок 1, кодовый блок 2, …, кодовый блок Ncb, обрабатывается разделителем 610 разрядов, первым этапом 611 согласования скорости, виртуальным IR-буфером 613, вторым этапом 615 согласования скорости и этапом 617 объединения разрядов в последовательности. Все переставленные разряды затем поступают на этап 915, который называется этапом перемежителя канала. Для каждого кодового блока процессы аналогичны процессам, указанным в описаниях фиг.10. Поэтому подробное объяснение здесь пропускается. В этой реализации результат кодера в составе по меньшей мере одного кодового блока пропускается через первый этап 611 согласования скорости, виртуальный IR-буфер 613 и второй этап 615 согласования скорости в отдельности. Таким образом, результат второго согласования скорости, как и следовало ожидать, будет иметь систематические разряды, разряды четности 1 и разряды четности 2 в кодовом блоке, сгруппированные вместе. Хотя фактические процессы согласования скорости для нескольких кодовых блоков выполняются в отдельности, параметр и конфигурация этих процессов согласования скорости для нескольких кодовых блоков могут нуждаться в согласовании. Конечно, это изобретение охватывает и другие варианты реализации с некоторыми упрощенными, измененными или пропущенными этапами в процессе согласования скорости, если процесс согласования скорости выполняется на основе кодового блока. Например, первый этап 611 согласования скорости, виртуальный IR-буфер 613 и второй процесс 615 согласования скорости могут быть упрощены и объединены в один этап, который просто выбирает подходящие кодированные разряды для каждой передачи. Например, этап 610 разделения разрядов и этап 617 объединения разрядов могут быть не нужны, если результат кодера уже сгруппирован в систематические разряды, разряды четности 1 и разряды четности 2.

Для субоптимальной, но все-таки более простой реализации, Этап 1 может пропускаться. В этом случае систематические разряды, разряды четности 1 и разряды четности 2 каждого кодового блока не группируются вместе. С помощью усилий на остальных этапах перемежения кодированные разряды каждого кодового блока все же достаточно расширяются и может достигаться хорошая производительность.

Вышеупомянутые варианты осуществления конфигурации перемежителя канала могут беспрепятственно распространяться на случай передач MIMO. Предположим, что несколько уровней выделяются кодовому слову MIMO. Этот сценарий может применяться к системам долгосрочного развития (LTE), например, когда передача SU-MIMO имеет ранг выше 1. В этом случае в конфигурацию перемежителя канала добавляется пространственное измерение. Пространство для кодированных разрядов может быть описано в виде четырехмерного пространства во времени, частоте, пространстве и позициях модуляции. Чтобы проиллюстрировать идею в трехмерном пространстве, которое дает нам графическое представление, частотно-временное измерение упрощается в одно измерение элементов ресурсов, как показано на фиг.17. Поэтому пространство для кодированных разрядов может изображаться как трехмерное пространство в элементах ресурсов, пространстве и позициях модуляции, как показано на фиг.19. Фиг.19 иллюстрирует расширение кодированных разрядов каждого кодового блока во временной, частотной и пространственной области. Перемежитель сначала будет выделять кодированные разряды каждого кодового блока по измерению пространства, затем по измерению элемента ресурсов, чтобы гарантировать, что кодовый блок собирает максимальное разнесение во времени, частоте и пространстве. Индекс элемента ресурсов относится к измерению элементов ресурсов, пространственное измерение относится к измерению пространства, и индекс позиции модуляции относится к измерению позиций модуляции. Если передаются несколько кодовых блоков, то кодовые блоки в каждом кодовом слове следует расширить во временной, частотной и пространственной области. На фиг.19 кодированные разряды 1, 2, 3, …, 16 принадлежат одному кодовому блоку, тогда как кодированные разряды 1', 2', 3', …, 16' принадлежат другому кодовому блоку.

В другом варианте осуществления изобретения вышеупомянутые варианты осуществления распространяются на передачи MIMO с разными пространственными измерениями на разных элементах ресурсов.

В системе MIMO ранг (количество пространственных измерений или уровней) может отличаться на разных элементах частотных ресурсов. Вышеупомянутые варианты осуществления также могут распространяться на передачи с разным порядком модуляции на разных ресурсах. Например, если два блока ресурсов обладают очень разным CQI, передатчик может использовать разные порядки модуляции на этих двух блоках ресурсов. В этом случае по-прежнему применяется задача исполнения в максимальном расширении кодированных разрядов в каждом кодовом блоке по времени, частоте, пространству и позициям модуляции. Специальная обработка должна быть реализована для обработки случая разных пространственных измерений или разных порядков модуляции на разных частотно-временных ресурсах. Например, аналогично схеме элементов ресурсов может быть построена схема для включения пространственного измерения и измерения позиций модуляции. Уровни или позиции модуляции, которые не являются доступными, будут пропускаться. Фиг.20 показывает пример записи кодированных разрядов в ресурсы с разными уровнями и разными порядками модуляции. На фиг.20 показаны разные порядки модуляции, например QPSK, 16-QAM и 64-QAM, и ранг 2 на индексе 0,1,2,3,10,11,12,13,14 и 15 элемента ресурсов, и ранг 1 на индексе 4,5,6,7,8 и 9 элемента ресурсов. В этом примере два кодовых блока все же пытаются расширить сначала по пространственным измерениям, когда пространственное измерение сокращается до 1, как в элементах 4, 5, 6, 7, 8, 9 ресурсов, два кодовых блока будут оба размещены на одном уровне в пространственном измерении. Тем не менее, каждый кодовый блок будет все же расширен в измерении времени и частоты (не показано на фиг.20, потому что измерения времени и частоты показаны как одно измерение элементов ресурсов). После того как все кодированные разряды преобразуются в элементы ресурсов, другая обработка перемежением, например перемежение строки-столбца, перемежение позиций модуляции, может выполняться для дополнительного придания случайного характера расположению кодированных разрядов.

Графическая иллюстрация перемежителя канала, когда разные порядки модуляции используются на разных ресурсах, также показана на фиг.21. Фиг.21 иллюстрирует перемежитель канала с разным порядком модуляции на ресурсах. В этом случае блок A ресурсов использует 16-QAM, тогда как блок B ресурсов использует 64-QAM. Кодированные разряды заполняют пространство, заданное временем, частотой и доступными позициями модуляции на каждых элементах ресурсов, пропуская элементы ресурсов, занятые другими каналами. Таким образом, вышеупомянутые этапы перемежения и варианты осуществления применяются в этом случае.

В другом варианте осуществления изобретения задается приоритет систематических разрядов в преобразовании кодированных разрядов и символов модуляции, образованных этими кодированными разрядам, в элементы ресурсов и пространственные измерения. Фиг.22 показывает пример расширенных кодированных разрядов на ресурсах с разными пространственными измерениями. Например, как показано на фиг.22, ранг (количество пространственных измерений или уровней) равен 2 на элементе 0, 1, 2, 3, 10, 11, 12, 13, 14, 15 ресурсов; и ранг равен 1 на элементе 4, 5, 6, 7, 8, 9 ресурсов. В этом примере одинаковый порядок модуляции применяется ко всем ресурсам и всем уровням и порядок модуляции равен 16-QAM. Из-за помех между уровнями MIMO CQI (индикатор качества канала) на элементе 4, 5, 6, 7, 8, 9 ресурсов часто выше, чем CQI из расчета на уровень на элементах 0, 1, 2, 3, 10, 11, 12, 13, 14, 15 ресурсов. В этом случае систематические разряды получают больше защиты путем получения приоритета быть размещенными на тех элементах ресурсов с меньшим количеством уровней. С другой стороны, разряды четности получают приоритет быть размещенными на тех элементах ресурсов с большим количеством уровней. В показанном на фиг.22 примере все систематические разряды, то есть S0, S1, S2, S3, S4, S6, S7, S8, S9, размещаются на элементах ресурсов с индексом 4, 5, 6, 7, 8, 9, тогда как все разряды четности, то есть P0,0, P1,1, P0,2, P1,3, P1,0, P0,1, P1,2, P0,3, P0,4, P1,5, P0,6, P1,7, P0,8, P1,9, P1,4, P0,5, P1,6, P0,7, P1,8, P0,9, размещаются на элементах 0, 1, 2, 3, 10, 11, 12, 13, 14, 15 ресурсов.

Установление приоритетов систематического разряда также может быть реализовано путем задания нескольких областей по измерению позиций модуляции. Например, для созвездия 64-QAM, которое задано в Таблице 2 и фиг.12, задаются две области, то есть первая область, которая содержит b0, b1, b2, b3 для систематических разрядов, и вторая область, которая содержит b4, b5 для разрядов четности. Систематическим разрядам устанавливаются приоритеты в первой области, тогда как разрядам четности устанавливаются приоритеты во второй области. Первая область в определенных случаях может содержать некоторые разряды четности, например отсутствует достаточно систематических разрядов для заполнения первой области. Аналогичным образом, вторая область в определенных случаях может содержать некоторые систематические разряды, например отсутствует достаточно разрядов четности для заполнения второй области. Все вышеупомянутые варианты осуществления, этапы перемежения могут выполняться в отдельности в этих двух областях. Так как позиции модуляции разделяются на две области, перемежение/перестановку по позициям модуляции необходимо выполнять в отдельности для этих двух областей. Другими словами, область {b0, b1, b2, b3} переставляется, как будто она относится к модуляции 16-QAM, тогда как {b4, b5} переставляется, как будто она относится к модуляции QPSK. Кроме того, у этой идеи все же могут быть вариации. Например, вместо задания двух областей могут задаваться две начальные точки и направления в отдельности для систематических разрядов и разрядов четности. Систематические разряды начинаются в позициях модуляции с самой сильной защитой и двигаются в направлении позиций модуляции с более слабой защитой, тогда как разряды четности начинаются в позициях модуляции с самой слабой защитой и двигаются в направлении позиций модуляции с более сильной защитой.

В другом варианте осуществления настоящего изобретения кодированные разряды каждого кодового блока распределяются как можно равномернее на разных позициях модуляции. Существуют различные пути достижения этой цели. Один подход состоит в перечислении всех шаблонов перестановки у позиций модуляции. Шаблоны перестановки для позиций модуляции в QPSK и 16-QAM показаны в Таблице 3. С помощью назначения разных шаблонов перестановки разным символам модуляции изменяются позиции модуляции у кодированных разрядов в кодовом блоке. При этом кодированные разряды каждого кодового блока приблизительно равномерно распределяются по всем позициям модуляции. Таким образом, никакой кодовый блок особо не поощряется или ущемляется. Другая польза перемежения или перестановки по позициям модуляции в том, чтобы смягчить проблему, вызванную дисбалансом I-Q. Если SNR на I-отводе и Q-отводе разное, то перемежение или перестановка могут обеспечить, что кодированные разряды каждого кодового блока расширены по I и Q отводам.

Таблица 3 Модуляция Перестановка позиции модуляции QPSK 01, 10 16-QAM 0123, 0132, 0213, 0231, 0312, 0321, 1023, 1032, 1230, 1203, 1302, 1320, 2013, 2031, 2103, 2130, 2301, 2310, 3012, 3021, 3102, 3120, 3201, 3210

Разумеется, может выбираться подмножество шаблонов перестановки. Например, один задающий шаблон перестановки вместе с его циклически сдвинутыми версиями может использоваться в качестве одного подмножества шаблонов. Несколько примеров для QPSK, 16-QAM и 64-QAM показаны в Таблице 4. В Таблице 4 шаблоны с естественным упорядочением используются в качестве задающего шаблона. Подмножество шаблонов перестановки формируется с помощью циклических сдвигов задающего шаблона. Эти шаблоны перестановки могут применяться к символам модуляции на разных элементах ресурсов. Эти подмножества шаблонов могут меняться с каждыми элементами ресурсов или с каждыми несколькими элементами ресурсов. При этом кодированные разряды каждого кодового блока будут сдвигаться в разные позиции модуляции в разных символах модуляции. Поэтому каждый кодовый блок получит приблизительно одинаковую защиту от модуляции. Эта методика также может применяться в повторных передачах в HARQ. Один пример применения состоит в изменении шаблонов перестановки одних и тех же символов модуляции в передачах. Это может достигаться с использованием разных циклических сдвигов одного и того же задающего шаблона перестановки или с использованием разных задающих шаблонов перестановки в повторных передачах.

Таблица 4 Модуляция Задающий шаблон перестановки Циклические сдвиги задающих шаблонов перестановки QPSK 01 01, 10 16-QAM 0123 0123, 1230, 2301, 3012 64-QAM 012345 012345, 123450, 234501, 345012, 450123 501234

Конечно, выбор подмножества шаблонов перестановки может быть различным и зависит от других проектных параметров. Например, не все циклические сдвиги необходимы в выбранном подмножестве. Могут выбираться циклические сдвиги из нескольких задающих шаблонов перестановки. В одном предпочтительном варианте осуществления изобретения предпочтительные задающие шаблоны для QPSK, 16-QAM (которая показана на фиг.11), 64-QAM (которая показана на фиг.12) перечисляются в Таблице 5. Из-за модуляции относительно высокого порядка уровень защиты на некоторых позициях одинаковый, тогда как уровень защиты на некоторых других позициях разный. Для созвездия 16-QAM, которое показано на фиг.11, и созвездия 64-QAM, которое показано на фиг.12, b0 и b1 получают самую сильную защиту, b2 и b3 получают меньшую защиту, тогда как b4 и b5 (в случае 64-QAM) получают минимальную величину защиты. В соответствии с Таблицей 5 0213 и его циклически сдвинутые версии используются для 16-QAM, тогда как 042153 и его циклически сдвинутые версии используются для 64-QAM. Другой предпочтительной задающей перестановкой для 16-QAM является 0312 (не показана в Таблице 5). Другими предпочтительными задающими перестановками для 64-QAM являются 024135, 052143, 043152, 053142, 025134, 034125, 035124 (не показаны в Таблице 5). Предпочтительный задающий шаблон перестановки может изменяться, когда изменяется конфигурация созвездия 16-QAM или 64-QAM.

Таблица 5 Модуляция Предпочтительный задающий шаблон перестановки Циклические сдвиги задающих шаблонов перестановки QPSK 01 01, 10 16-QAM 0213 0213, 2130, 1302, 3021 64-QAM 042153 042153, 421530, 215304, 153042, 530421, 304215

Фиг.23 показывает общий способ получения предпочтительного шаблона перестановки для 64-QAM. Позиции модуляции размещаются с одинаковым уровнем защиты на двух концах диаметра окружности, и позиции модуляции размещаются с разным уровнем защиты под разным углом вдоль окружности. Например, позиции модуляции b0 и b1 размещаются с самой сильной защитой на двух концах диаметра A-A' окружности, как показано на фиг.23, позиции модуляции b2 и b3 размещаются с более слабой защитой на двух концах диаметра B-B' окружности, и позиции модуляции b4 и b5 размещаются с самой слабой защитой на двух концах диаметра C-C' окружности. Разные предпочтительные задающие шаблоны перестановки и их циклические сдвиги могут быть получены путем считывания позиций по окружности, начиная с любой позиции и двигаясь либо по часовой стрелке, либо против часовой стрелки. Таким образом, достигается максимальное разделение позиций модуляции с одинаковым уровнем защиты. Этот способ также применим к другим порядкам модуляции. Как показано в Таблице 5, предпочтительным задающим шаблоном для 64-QAM является 042153. В соответствии с фиг.23, начиная с точки A' и отсчитывая против часовой стрелки по периметру окружности, достигается b0b4b2b1b5b3. Поэтому предпочтительным задающим шаблоном для 64-QAM является 046153. С помощью того же способа могут быть достигнуты все предпочтительные шаблоны перестановки для 64-QAM. Хотя предпочтительны задающие шаблоны перестановки, которые формируются таким образом, и их циклические сдвиги, это изобретение, конечно, охватывает применение перемежения, перестановки, перетасовки, обмена, перестановки позиций модуляции на элементах ресурсов и/или по повторным передачам с любым шаблоном или в любом виде.

В другом варианте осуществления этого изобретения предлагается итеративная операция для приема нескольких кодовых блоков, которые мультиплексируются вместе внутри символов модуляции. С помощью вышеупомянутой конфигурации перемежителя канала кодированные разряды разных кодовых блоков мультиплексируются в один символ модуляции. Фиг.24 иллюстрирует итеративный приемник для декодирования нескольких кодовых блоков, мультиплексированных в одинаковых символах модуляции. Здесь предлагается итеративная операция для повышения производительности приемника. Иллюстрация этой операции показана на фиг.24. После обработки этапом 690 входной и некоторой немодулированной обработки на приемнике, например, FFT, оценка канала, коррекция и т.д., гибкие значения кодированных разрядов получаются путем демодуляции символа модуляции с помощью демодулятора 692. Эти гибкие значения затем обратно перемежаются обращенным перемежителем 694 и подаются в декодер 696. Имеются несколько кодовых блоков. Декодер 696 пытается декодировать один или несколько, или все кодовые блоки. В операции декодирования также возможна параллельная обработка. После операции декодирования одни кодовые блоки могут успешно декодироваться, тогда как некоторые другие - нет. В этом случае кодовые блоки в тех декодированных кодовых блоках восстанавливаются. Вследствие того что кодированные разряды в этих блоках мультиплексируются в те же символы модуляции вместе с кодированными разрядами тех кодовых блоков, которые являются неуспешными, информация из этих кодированных разрядов используется для помощи в обнаружении кодированных блоков, которые все еще являются неуспешными. Успешно декодированные кодовые блоки сообщаются по обратной связи кодеру 698 и затем подаются в перемежитель 699. Поэтому информация из этих успешно декодированных кодовых блоков используется для помощи в обнаружении кодированных блоков, которые все еще являются неуспешными.

Фиг.25 показывает пример уменьшенного созвездия, которое повышает производительность обнаружения у передачи. Например, созвездие b3b2b1b0 16-QAM показано на фиг.25(А). b3 предполагается принадлежащим кодовому блоку 1, b2 и b1 предполагаются принадлежащими кодовому блоку 2, и b0 предполагается принадлежащим кодовому блоку 3. Если кодовый блок 2 декодируется успешно, получаются сведения о значении b2 и b1. Если b2=0 и b1=1, то созвездие уменьшается, как показано на фиг.25. В этом случае демодуляция b2 и b0 на основе уменьшенного созвездия может обладать повышенной производительностью.

В другом варианте осуществления изобретения итеративная операция может выполняться без правильного декодирования и повторного кодирования некоторых кодовых блоков. Вместо этого надежность кодированных и информационных разрядов может использоваться для прохождения через итерации, чтобы повысить производительность обнаружения. Одно представление надежности называется внешней информацией, которая является новой правдоподобной информацией о каждом разряде, который передается между несколькими блоками обработки в итерационном цикле. Пример показан на фиг.26. Фиг.26 иллюстрирует альтернативный итеративный приемник для декодирования нескольких кодовых блоков, мультиплексированных в одинаковых символах модуляции. Поскольку фиг.26 почти аналогична фиг.24, подробное объяснение пропускается и будет описано только отличие. Внешняя информация передается между демодулятором 692 и декодером 696. Каждый берет внешнюю информацию от другого в качестве предварительной информации в вычислении правдоподобия каждого разряда и формирует новый цикл внешней информации. Для успешного декодирования, когда продолжается итерация, правдоподобие разрядов будет повышаться и со временем приводит к успеху декодирования.

В системе долгосрочного развития (LTE) структура субкадра нисходящей линии связи показана на фиг.27.

Как показано на фиг.27, каждый субкадр содержит два временных интервала, причем каждый временной интервал содержит семь символов OFDM (то есть символы 0-6 OFDM) во временной области. Сигналы канала управления располагаются в первых двух или трех символах OFDM в субкадре. В этом случае сигналы канала управления располагаются в первых двух символах OFDM. Опорные сигналы располагаются в символе 0, 4, 7 и 11 OFDM. Для простоты будут обсуждаться только опорные сигналы первой передающей антенны. В частотной области данные могут представляться посредством нескольких блоков ресурсов, например блоков i и j ресурсов. Идеи настоящего изобретения, конечно, могут распространяться на системы с несколькими передающими антеннами и несколькими опорными сигналами. Чтобы поддерживать хорошую производительность оценки канала, обычно используется интерполяция или усреднение опорных сигналов нисходящей линии связи. Например, как показано на фиг.27, интерполяция опорных сигналов в элементах A, B, C и D ресурсов может использоваться для получения оценки канала для элемента S ресурсов с повышенной производительностью. Однако это также означает, что демодуляция символа модуляции в элементе S ресурсов должна ожидать, пока принимаются опорные сигналы в элементе C и D ресурсов. Другими словами, если демодуляция элемента S ресурсов происходит перед символом 11 OFDM, который содержит элементы C и D ресурсов, производительность оценки канала для элемента S ресурсов может подвергаться отрицательному влиянию.

В настоящем изобретении также предлагаются способы и устройства для обеспечения возможности быстрого декодирования передач с информационными разрядами или разрядами четности из нескольких кодированных пакетов.

Особенности, признаки и преимущества настоящего изобретения полностью очевидны из нижеследующего подробного описания изобретения, просто с помощью иллюстрации некоторого количества конкретных вариантов осуществления и реализаций, включая лучший вариант осуществления, предполагаемый для осуществления изобретения. Настоящее изобретение также допускает другие и отличные варианты осуществления, и некоторые подробности могут быть изменены в различных очевидных отношениях, и все это без отклонения от сущности и объема изобретения. Соответственно, чертежи и описание должны рассматриваться как пояснительные по характеру, а не как ограничивающие. Настоящее изобретение иллюстрируется в качестве примера, а не в качестве ограничения, на фигурах сопровождающих чертежей. В нижеследующих иллюстрациях канал данных нисходящей линии связи в системах долгосрочного развития (LTE) используется в качестве примера. Проиллюстрированная в настоящем изобретении методика, безусловно, может использоваться в канале данных восходящей линии связи в системах долгосрочного развития (LTE), каналах управления либо в нисходящей линии связи, либо в восходящей линии связи в системах долгосрочного развития (LTE) и других каналах данных, каналах управления или других каналах в других системах, когда это применимо.

Когда передаются несколько кодовых блоков, производительность передачи данных диктуется кодовым блоком, который обладает наихудшей производительностью. Перемежитель канала, включающий преобразование из кодированных разрядов разных кодовых блоков в символы модуляции и преобразование из символов модуляции во временные, частотные и пространственные ресурсы, нужно тщательно проектировать, чтобы гарантировать, что каждый кодовый блок получает приблизительно одинаковый уровень защиты. Когда передаются несколько кодовых блоков, полезно разрешить приемнику начать декодирование некоторых кодовых блоков, пока приемник еще демодулирует символы модуляции для других кодовых блоков. В системе долгосрочного развития (LTE) это представляет проблему из-за влияния на производительность оценки канала, если нет достаточного количества опорных сигналов во время демодуляции и декодирования. В настоящем изобретении предлагаются методики, которые позволяют быстрое декодирование нескольких кодовых блоков, в то время как сохраняется хорошая производительность оценки канала.

В системе OFDMA, например системе долгосрочного развития (LTE), обычно имеется несколько символов OFDM в субкадре. В системе долгосрочного развития (LTE) опорные сигналы присутствуют в нескольких символах OFDM, именуемых символами OFDM опорного сигнала, в то же время отсутствуя в других символах OFDM.

В одном варианте осуществления настоящего изобретения несколько символов OFDM в субкадре разделяются на группы с границей между по меньшей мере двумя группами, расположенной в символах OFDM опорного сигнала или в тех символах OFDM непосредственно до или непосредственно после символов OFDM опорного сигнала. Каждая группа содержит элементы ресурсов, которые будут переносить кодированные разряды по меньшей мере из одного кодового блока. Элементы ресурсов в каждой группе являются граничащими или близкими друг к другу во временной области. Приемник может начинать декодирование по меньшей мере одного кодового блока после приема всех элементов ресурсов в каждой группе.

Фиг.28(А) показывает один пример конфигурации группирования нескольких символов OFDM в субкадре, созданной в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.

Как показано на фиг.28(А), сигналы канала управления располагаются в первых двух или трех символах OFDM в субкадре. В этом случае сигналы канала управления располагаются в первых двух символах OFDM. Группа 1 задается в виде набора элементов ресурсов в символе 2, 3 и 4 OFDM, которые доступны каналу данных. Группа 2 задается в виде набора элементов ресурсов в символе 5, 6 и 7 OFDM, которые доступны каналу данных. Группа 3 задается в виде набора элементов ресурсов в символе 8, 9 и 10 OFDM, которые доступны каналу данных. Группа 4 задается в виде набора элементов ресурсов в символе 11, 12 и 13 OFDM, которые доступны каналу данных. Символ 4 OFDM содержит опорный сигнал нисходящей линии связи; граница между Группой 1 и Группой 2 располагается между символом 4 и 5 OFDM. Символ 11 OFDM содержит опорные сигналы нисходящей линии связи; граница между Группой 3 и Группой 4 располагается между символом 10 и 11 OFDM. Поскольку граница всегда там или рядом с тем, где находится опорный сигнал, приемник может начать декодирование кодовых блоков, перенесенных в группе, сразу после того, как принимается группа, или ждать одного дополнительного символа OFDM без потери производительности оценки канала. Приемник может воспользоваться преимуществом последнего доступного опорного сигнала для демодуляции и декодирования кодовых блоков, перенесенных в группе. Например, имеются 8 кодовых блоков, кодированные разряды двух кодовых блоков могут быть помещены в каждую группу. Например, кодированные разряды кодового блока 1 и 2 содержатся в Группе 1. После того как приемник принял символ 2, 3, 4 OFDM, так как все элементы ресурсов в Группе 1 содержатся в этих символах OFDM, приемник принял все кодированные разряды для кодового блока 1 и 2. Поэтому приемник может начать декодирование этих двух кодовых блоков. Таким образом, приемнику не нужно ждать до конца субкадра (после символа 13 OFDM), чтобы начать декодирование. Эта конфигурация обеспечивает несколько преимуществ конфигурации приемника в плане сложности аппаратных средств и потреблением энергии.

Фиг.28(B) - блок-схема алгоритма, иллюстрирующая способ передачи сигналов данных путем разделения элементов ресурсов, имеющих кодированные разряды, подходящий для применения на практике принципов одного варианта осуществления настоящего изобретения. Фиг.28(C) - блок-схема алгоритма, иллюстрирующая способ приема и декодирования на приемнике сгруппированных элементов ресурсов, имеющих кодированные разряды. На фиг.28(B) информационные разряды модулируются на этапе 911, затем преобразуются из последовательной в параллельную форму на этапе 912. Затем данные преобразуются способом IFFT на этапе 915 и затем перерабатываются из параллельной в последовательную форму на этапе 916. Затем данные в разных кодовых блоках преобразуются в элементы ресурсов, которые разделяются на разные группы на этапе 917. В конечном счете передающий каскад, имеющий один или несколько передающих антенн, передает символы OFDM, которые включают в себя одну или несколько групп элементов ресурсов. На фиг.28(C) приемник начинает принимать символы OFDM, которые включают в себя одну группу элементов ресурсов, с помощью принимающего входного процесса на этапе 951. Затем принятые символы OFDM обрабатываются этапом последовательно-параллельного преобразования на этапе 952 и способом FFT на этапе 953. Группа элементов ресурсов обрабатывается параллельно-последовательной обработкой на этапе 956 и в конечном счете демодулируется на этапе 957. Приемник затем декодирует кодированные разряды элементов ресурсов в одной группе на этапе 958. Пока приемник продолжает принимать символы OFDM, могут приниматься и обрабатываться следующие группы элементов ресурсов.

Фиг.29 показывает другой пример конфигурации группирования нескольких символов OFDM в субкадр, подходящий для применения на практике принципов настоящего изобретения. В этом примере задаются две группы. Сигналы канала управления располагаются в первых двух или трех символах OFDM в субкадре. Группа 1 включает в себя элементы ресурсов в символе 2, 3, 4, 5, 6, 7 OFDM, а Группа 2 включает в себя элементы ресурсов в символе 8, 9, 10, 11, 12, 13 OFDM. Символы 2-13 OFDM в субкадре разделяются на две группы с границей между двумя группами, расположенной на символе 7 и 8 OFDM. Отметим, что символ 7 OFDM переносит опорные сигналы. В разных ситуациях может использоваться разная конфигурация групп, например, но не только, разные UE, разные субкадры, разное качество обслуживания и т.д. без отклонения от сущности этого изобретения.

Фиг.30 показывает другой пример конфигурации группирования нескольких символов OFDM в субкадр, подходящий для применения на практике принципов настоящего изобретения. В этом примере, хотя каждая группа включает в себя элементы ресурсов из смежных символов OFDM, некоторые символы OFDM, например символы 5, 8 и 11 OFDM, могут содержать несколько групп. Снова отметим, что границы между группами все располагаются в символах OFDM, которые переносят опорные сигналы, или символах OFDM, которые находятся непосредственно до или после символов OFDM, которые переносят опорные сигналы. Эта конфигурация обеспечивает возможность более гибкого определения группы, чем группирование на основе символа OFDM, в то же время сохраняя преимущества обеспечения возможности быстрого декодирования без потери производительности оценки канала.

В другом варианте осуществления настоящего изобретения группы задаются на основе кодовых блоков вместо элементов ресурсов. Фиг.32 показывает пример конфигурации группирования кодового блока, подходящий для применения на практике принципов этого варианта осуществления настоящего изобретения. Каждая группа содержит кодированные разряды по меньшей мере одного кодового блока и может содержать несколько кодовых блоков. Например, кодовые блоки 1 и 2 могут быть сгруппированы в качестве первой группы, кодовые блоки 3 и 4 могут быть сгруппированы в качестве второй группы, кодовые блоки 5 и 6 могут быть сгруппированы в качестве третьей группы, и кодовые блоки 7 и 8 могут быть сгруппированы в качестве четвертой группы. Первая группа размещается в первых нескольких символах OFDM, и вторая группа размещается в следующих нескольких символах OFDM, и т.д. Таким образом, допускается быстрое декодирование некоторых кодовых блоков без ожидания конца субкадра.

С помощью группы, заданной в вышеупомянутых вариантах осуществления на основе либо элементов ресурсов, либо кодовых блоков, могут задаваться остальные операции перемежения в канале в рамках каждой группы. Перемежитель канала вполне может быть общим. Например, перемежитель канала может расширять кодированные разряды каждого кодового блока в группе на как можно больше элементов ресурсов в этой группе. Перемежитель канала может расширять кодированные разряды каждого кодового блока в группе на разные позиции модуляции как можно равномернее. Перемежитель канала может попытаться обеспечить, чтобы каждый символ модуляции в группе содержал кодированные разряды из нескольких кодовых блоков, чтобы пакетная ошибка на символах модуляции распространялась на эти кодовые блоки.

Вышеупомянутые варианты осуществления конфигурации перемежителя канала могут распространяться на случай передач MIMO. Предположим, что несколько уровней выделяются кодовому слову MIMO. Этот сценарий может произойти в системах долгосрочного развития (LTE), например, когда передача SU-MIMO имеет ранг выше 1. В этом случае пространственное измерение может добавляться к определению группы. Кодовое слово со множеством входов и множеством выходов (MIMO) представляет транспортный блок. Процессор со множеством входов и множеством выходов (MIMO), формирующий разряды мягкого решения по меньшей мере для одного из множества кодовых блоков в кодовом слове со множеством входов и множеством выходов (MIMO)

Фиг.31 показывает примеры параллельной обработки для последовательного подавления помех с помощью или без помощи группового контроля циклическим избыточным кодом (CRC), подходящие для применения на практике принципов настоящего изобретения.

Как показано на фиг.31, в субкадре задаются четыре группы:

Группа 1 может быть задана как набор элементов ресурсов в символе 2, 3 и 4 OFDM, включающий несколько уровней MIMO или потоков MIMO на тех элементах ресурсов; Группа 2 может быть задана как набор элементов ресурсов в символе 5, 6 и 7 OFDM, включающий несколько уровней MIMO или потоков MIMO на тех элементах ресурсов; и т.д.

Как показано на фиг.31(А), в рамках каждой группы есть два уровня; в рамках каждой группы есть два уровня или потока; в рамках каждого уровня MIMO или потока MIMO есть четыре группы. В передаче MIMO с несколькими кодовыми словами каждый уровень может содержать соответствующее кодовое слово (CW) MIMO, то есть CW1 и CW2, и каждое CW переносит несколько кодовых блоков и 24-разрядный CRC, как показано на фиг.31(B). Для каждого кодового слова MIMO этот CRC применяется к целому кодовому слову MIMO (транспортному блоку, имеющему несколько кодовых блоков), т.е. всем кодовым блокам в Группе 1, 2, 3 и 4, которые принадлежат кодовому слову MIMO. Поэтому с помощью определения группы декодирование кодовых блоков в CW 1 MIMO может начинаться немедленно после демодуляции символов модуляции в Группе 1. При этом демодуляция поздних групп проводится параллельно декодированию ранних групп. К тому же с помощью этого CRC помехи от CW1 на CW2 могут подавляться с помощью последовательного подавления помех.

Более того, возможность параллельной обработки может быть значительно расширена. В другом варианте осуществления настоящего изобретения CRC добавляется к одному или нескольким кодовым блокам в кодовом слове в группе. Один пример показан на фиг.31(С): один CRC может присоединяться к каждой из групп. С помощью определения группы декодирование кодовых блоков в CW1 может начинаться немедленно после демодуляции Группы 1. При этом демодуляция поздних групп проводится параллельно декодированию предыдущих групп. С помощью CRC на группу могут подавляться помехи от CW1 на CW2 в Группе 1, и декодирование кодовых блоков в CW2 в Группе 1 может начинаться немедленно после декодирования тех кодовых блоков в CW1 в Группе 1. При этом демодуляция поздних групп в CW1, декодирование ранних групп в CW1, последовательное подавление помех, демодуляция поздних групп в CW2 и декодирование ранних групп в CW2 могут обрабатываться параллельно тем или иным образом.

Конечно, CRC может добавляться к группам обоих кодовых слов CW1 и CW2 MIMO в отдельности. В этом случае он дает возможность параллельной обработки даже в случае итеративного приемника. Другими словами, когда итеративный приемник используется для декодирования CW1 и CW2, итеративный приемник для Группы 1 используется в декодировании кодовых блоков в CW1 в Группе 1 и декодировании кодовых блоков в CW2 в Группе 1. В этом случае даже итеративный приемник может быть распараллелен между группами.

Конечно, могут быть получены многие вариации и конструкции приемника. Например, определение группы по этим двум уровням не нужно точно синхронизировать. Это может вызывать некоторую задержку в обработке или некоторое ухудшение производительности, но может обеспечить больше гибкости в определении группы. Даже количество групп в каждом уровне может быть разным.

Claims (48)

1. Передатчик, содержащий:
первый разделитель, сегментирующий каждый из множества транспортных блоков данных на множество кодовых блоков;
кодер, кодирующий информационные разряды множества кодовых блоков;
модулятор, модулирующий кодированные информационные разряды во множество символов модуляции;
второй разделитель, сегментирующий множество элементов ресурсов в нескольких символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) на множество групп, причем каждая из множества групп содержит множество элементов ресурсов, переносящих символы модуляции, по меньшей мере, из одного из множества кодовых блоков;
частотно-временной преобразователь, преобразующий множество групп элементов ресурсов в сигналы временной области способом обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT); и радиочастотный усилитель, позволяющий передавать сигналы временной области.
2. Передатчик по п.1, в котором элементы ресурсов, по меньшей мере, одной из множества групп располагаются в смежных символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM).
3. Передатчик по п.2, в котором, по меньшей мере, одна из границ между двумя группами среди множества групп располагается либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы, либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) непосредственно до или непосредственно после символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы.
4. Передатчик по п.1, дополнительно содержащий перемежитель канала, обеспечивающий, что каждый символ модуляции в каждой из множества групп содержит кодированные разряды из нескольких кодовых блоков, и выполняющий операции перемежения в канале в рамках каждой из множества групп, причем перемежитель канала выбирается из одного из:
расширяющего кодированные разряды каждого кодового блока в каждой из множества групп на предварительно заданное максимальное количество элементов ресурсов в каждой из множества групп и
расширяющего кодированные разряды каждого кодового блока в каждой из множества групп на разные позиции модуляции у символов модуляции в каждой из множества групп.
5. Передатчик по п.1, причем первый разделитель сегментирует каждый из множества транспортных блоков на множество кодовых блоков и второй разделитель сегментирует множество элементов ресурсов на множество групп для нескольких кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO) в системе передачи со множеством входов и множеством выходов (MIMO), и причем каждое кодовое слово со множеством входов и множеством выходов (MIMO) выделяется, по меньшей мере, одному уровню со множеством входов и множеством выходов (MIMO).
6. Передатчик по п.5, причем разные уровни со множеством входов и множеством выходов (MIMO) задаются, по меньшей мере, для двух из множества групп и разные кодовые слова со множеством входов и множеством выходов (MIMO) размещаются, по меньшей мере, для двух из множества групп в разных уровнях.
7. Передатчик по п.5, причем каждое кодовое слово со множеством входов и множеством выходов (MIMO) переносит несколько кодовых блоков и один код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) применяется к каждому из кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO),
8. Передатчик по п.1, дополнительно содержащий:
перед частотно-временным преобразователем, преобразующим множество групп элементов ресурсов в сигналы временной области способом обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT), процессор со множеством входов и множеством выходов (MIMO), позволяющий передачу множества групп через множество передающих антенн.
9. Передатчик, содержащий:
разделитель, сегментирующий транспортный блок данных на множество кодовых блоков;
первый вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), формирующий первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, для одного из множества кодовых блоков и присоединяющий первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, к одному из множества кодовых блоков; и
кодер, кодирующий информационные разряды множества кодовых блоков.
10. Передатчик по п.9, дополнительно содержащий:
перед разделителем, сегментирующим транспортный блок данных на множество кодовых блоков, второй вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), формирующий второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) для транспортного блока данных и присоединяющий второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) к транспортному блоку данных.
11. Передатчик по п.9, причем первый вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) формирует первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, для одного из множества кодовых блоков, когда количество кодовых блоков больше одного, и не формирует первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), когда количество кодовых блоков равно одному.
12. Передатчик, содержащий:
разделитель, сегментирующий каждый из множества транспортных блоков данных на множество кодовых блоков;
блок группирования, группирующий множество кодовых блоков во множество групп, причем каждая из множества групп содержит кодированные разряды, по меньшей мере, одного из множества кодовых блоков;
первый вычислитель CRC, формирующий первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, для одной из множества групп и присоединяющий первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, к одному кодовому блоку, по меньшей мере, одной из множества групп;
кодер, кодирующий информационные разряды множества кодовых блоков; и
блок модуляции, позволяющий передачу множества групп.
13. Передатчик по п.12, в котором разделитель сегментирует каждый из множества транспортных блоков данных на множество кодовых блоков, причем каждый из множества транспортных блоков передается посредством кодового слова с множеством входов и множеством выходов (MIMO) в системе MIMO.
14. Передатчик по п.13, причем каждое кодовое слово со множеством входов и множеством выходов (MIMO) выделяется, по меньшей мере, одному уровню MIMO.
15. Передатчик по п.14, причем по меньшей мере одно из кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO) переносит несколько кодовых блоков.
16. Передатчик по п.15, причем разные уровни с множеством входов и множеством выходов (MIMO) задаются, по меньшей мере, для двух из множества групп и разные кодовые блоки размещаются, по меньшей мере, для двух из множества групп.
17. Передатчик по п.12, дополнительно содержащий второй вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) перед разделителем, сегментирующим один транспортный блок данных на множество кодовых блоков, формирующий второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) для одного транспортного блока данных и присоединяющий второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) к одному транспортному блоку.
18. Приемник, содержащий:
множество блоков, настроенных на прием множества групп элементов ресурсов, содержащих кодированные разряды; модуль дискретного преобразования Фурье, преобразующий принятые сигналы временной области в символы модуляции на элементах ресурсов; и демодулятор, демодулирующий преобразованные символы модуляции на элементах ресурсов в кодированные разряды мягкого решения, которые должны декодироваться декодером;
декодер, формирующий декодированные информационные разряды, декодирующий, при приеме каждой из множества групп элементов ресурсов, элементы ресурсов из нескольких символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), сегментируемых на каждую из множества групп, содержащую множество элементов ресурсов, включающее кодированные информационные разряды, по меньшей мере, из одного кодового блока; и
блок сбора, собирающий декодированные информационные разряды из множества групп для формирования транспортного блока декодированных информационных разрядов.
19. Приемник по п.18, причем элементы ресурсов, по меньшей мере, одной из множества групп располагаются в смежных символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM).
20. Приемник по п.19, причем, по меньшей мере, одна из границ между двумя из множества групп располагается либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы, либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) непосредственно до или непосредственно после символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы.
21. Приемник по п.19, причем элементы ресурсов нескольких символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) сегментируются на множество групп, по меньшей мере, для одного из множества кодовых слов с множеством входов и множеством выходов (MIMO).
22. Приемник, содержащий:
декодер, декодирующий информационные разряды, по меньшей мере, из одного из множества кодовых блоков в транспортном блоке; и
первый вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющий первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, одного из множества кодовых блоков.
23. Приемник по п.22, дополнительно содержащий:
после первого вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющего первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, одного из множества кодовых блоков, второй вычислитель CRC, вычисляющий второй CRC, присоединенный к транспортному блоку, содержащему все информационные разряды множества кодовых блоков.
24. Приемник по п.22, причем первый вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) вычисляет первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, одного из множества кодовых блоков, когда количество кодовых блоков больше одного, и не вычисляет первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), когда количество кодовых блоков равно одному.
25. Приемник, содержащий:
процессор с множеством входов и множеством выходов (MIMO), формирующий разряды мягкого решения, по меньшей мере, для одного из множества кодовых блоков в кодовом слове с множеством входов и множеством выходов (MIMO);
декодер, декодирующий информационные разряды, по меньшей мере, из одного из множества кодовых блоков в кодовом слове MIMO;
первый вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющий первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, одного из множества кодовых блоков в кодовом слове MIMO; и
второй вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) после первого вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющего первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, из одного из множества кодовых блоков, вычисляющий второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) для всех информационных разрядов из множества кодовых блоков в кодовом слове MIMO.
26. Приемник, содержащий:
множество блоков, настроенных на прием множества групп кодовых блоков, содержащих кодированные разряды;
декодер, формирующий декодированные информационные разряды, декодирующий, при приеме кодированных разрядов мягкого решения каждой из множества групп кодовых блоков, причем кодированные разряды мягкого решения включают в себя, по меньшей мере, один кодовый блок, по меньшей мере, в одной из множества групп; и
первый вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющий первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, одного из множества кодовых блоков; и
второй вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) после первого вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющего первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, одного из множества кодовых блоков, вычисляющий второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) для всех информационных разрядов из множества кодовых блоков.
27. Приемник по п.26, дополнительно содержащий:
перед декодером, формирующим декодированные информационные разряды, модуль дискретного преобразования Фурье, преобразующий принятые сигналы временной области в символы модуляции на элементах ресурсов; и
демодулятор, демодулирующий преобразованные символы модуляции на элементах ресурсов в кодированные разряды мягкого решения, которые должны декодироваться декодером.
28. Приемник по п.26, причем каждое из кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO) переносит несколько кодовых блоков и один код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) применяется к каждому из кодовых слов MIMO.
29. Приемник по п.28, дополнительно содержащий второй вычислитель кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) после первого вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющего первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам по меньшей мере одного из множества кодовых блоков, вычисляющий второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) для всех информационных разрядов из множества кодовых блоков в кодовом слове MIMO.
30. Способ передачи информационных разрядов, содержащий этапы, на которых:
сегментируют транспортный блок данных на множество кодовых блоков;
кодируют информационные разряды множества кодовых блоков в транспортном блоке;
сегментируют множество элементов ресурсов в нескольких символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) на множество групп, причем каждая из множества групп содержит множество элементов ресурсов, включающее кодированные информационные разряды, по меньшей мере, из одного кодового блока;
преобразуют множество групп элементов ресурсов в сигналы временной области способом обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) и
передают множество групп элементов ресурсов, содержащих кодированные информационные разряды.
31. Способ по п.30, причем элементы ресурсов, по меньшей мере, одной из множества групп располагаются в смежных символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM).
32. Способ по п.31, причем, по меньшей мере, одна из границ между двумя из множества групп располагается либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы, либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) непосредственно до или непосредственно после символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы.
33. Способ по п.30, дополнительно содержащий этап, на котором определяют перемежитель канала, обеспечивающий, что каждый символ модуляции в каждой из множества групп содержит кодированные разряды из нескольких кодовых блоков, причем перемежитель канала выбирается из одного из:
расширяющего кодированные разряды каждого кодового блока в каждой из множества групп на заданное максимальное количество элементов ресурсов в каждой из множества групп и
расширяющего кодированные разряды каждого из множества кодовых блоков в каждой из множества групп на разные позиции модуляции.
34. Способ по п.30, причем множество транспортных блоков сегментируются на множество кодовых блоков и множество элементов ресурсов сегментируется на множество групп для множества кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO) в системе со множеством входов и множеством выходов (MIMO), причем каждое кодовое слово со множеством входов и множеством выходов (MIMO) выделяется по меньшей мере одному уровню со множеством входов и множеством выходов (MIMO).
35. Способ по п.34, причем разные уровни с множеством входов и множеством выходов (MIMO) задаются, по меньшей мере, для двух из множества групп и разные кодовые слова с множеством входов и множеством выходов (MIMO) размещаются, по меньшей мере, для двух из множества групп.
36. Способ по п.34, причем каждое кодовое слово со множеством входов и множеством выходов (MIMO) переносит несколько кодовых блоков и один код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) применяется к каждому из кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO).
37. Способ передачи информационных разрядов, содержащий этапы, на которых:
разделяют транспортный блок данных на множество кодовых блоков;
с помощью первого вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) формируют первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, для одного из множества кодовых блоков и присоединяют первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, к одному из множества кодовых блоков; и
кодируют информационные разряды множества кодовых блоков.
38. Способ по п.37, дополнительно содержащий этап, на котором:
перед этапом, на котором разделяют транспортный блок данных на множество кодовых блоков, с помощью второго вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) формируют второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) для транспортного блока данных и присоединяют второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) к транспортному блоку.
39. Способ по п.37, причем первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) формируется первым вычислителем кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), по меньшей мере, для одного из множества кодовых блоков, когда количество кодовых блоков больше одного, и никакой первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) не формируется первым вычислителем кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), когда количество кодовых блоков равно одному.
40. Способ приема кодированных информационных разрядов, содержащий этапы, на которых:
для каждого из множества последовательно встречающихся транспортных блоков принимают множество групп элементов ресурсов, причем каждая группа включает кодированные информационные разряды, по меньшей мере, из одного кодового блока; и
для каждого из множества последовательно встречающихся транспортных блоков преобразуют принятые сигналы временной области в символы модуляции на элементах ресурсов способом дискретного преобразования Фурье и демодулируют преобразованные символы модуляции, полученные из способа дискретного преобразования Фурье; декодируют, при приеме каждой из множества групп элементов ресурсов, элементы ресурсов из нескольких символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), разделенные на каждую из множества групп с границей между двумя группами, причем, по меньшей мере, одна из границ между двумя группами располагается либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы, либо на символах мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) непосредственно до или непосредственно после символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), которые переносят опорные сигналы, и каждая из множества групп содержит множество элементов ресурсов, включающее кодированные информационные разряды, по меньшей мере, из одного кодового блока.
41. Способ по п.40, причем разные уровни со множеством входов и множеством выходов (MIMO) задаются по меньшей мере для двух из множества групп и разные кодовые слова MIMO размещаются по меньшей мере для двух из множества групп.
42. Способ по п.40, причем каждое из кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO) переносит несколько кодовых блоков и один контроль циклическим избыточным кодом (CRC) применяется к каждому из кодовых слов со множеством входов и множеством выходов (MIMO).
43. Способ по п.42, причем разные уровни со множеством входов и множеством выходов (MIMO) задаются, по меньшей мере, для двух из множества групп и разные кодовые слова MIMO размещают с, по меньшей мере, для упомянутых двух из множества групп.
44. Способ по п.42, дополнительно содержащий этап, на котором:
после первого вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC), вычисляющего первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам, по меньшей мере, из одного из множества кодовых блоков, с помощью второго вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) вычисляют второй код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) для всех информационных разрядов из множества кодовых блоков в кодовом слове MIMO.
45. Способ приема информационных разрядов кодовых блоков, содержащий этапы, на которых:
принимают множество групп кодовых блоков, содержащих кодированные разряды;
при приеме каждой из множества групп кодовых блоков, содержащих кодированные разряды, включающие несколько кодовых блоков в каждом из множества последовательно встречающихся транспортных блоков, декодируют кодированные разряды, включающие несколько кодовых блоков в каждой из множества групп; и
с помощью первого вычислителя кода контроля циклическим избыточным кодом (CRC) вычисляют первый код контроля циклическим избыточным кодом (CRC), присоединенный к информационным разрядам по меньшей мере одного из множества кодовых блоков.
46. Способ приема кодовых блоков, содержащий этапы, на которых:
восстанавливают и подавляют на приемнике сигналы успешно декодированных кодовых блоков из принятых сигналов;
предоставляют от приемника отрицательное уведомление (NAK) в случае неуспешно декодированного кодового блока и
повторно декодируют на приемнике кодовые блоки, которые еще не декодированы успешно.
47. Способ обнаружения ошибок в системе передачи данных, содержащий этапы, на которых:
во-первых, присоединяют к блоку данных на передатчике один код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) транспортного блока;
разделяют на передатчике блок данных на множество кодовых блоков; и,
во-вторых, присоединяют на передатчике код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) кодового блока, по меньшей мере, к одному из множества кодовых блоков, чтобы улучшить обнаружение ошибок в кодовом блоке.
48. Способ по п.47, дополнительно содержащий этап, на котором:
присоединяют к нескольким кодовым блокам на передатчике один код контроля циклическим избыточным кодом (CRC) кодового блока.
RU2009134548A 2007-03-16 2008-03-13 Способы и устройства для повышения производительности и обеспечения возможности быстрого декодирования передач с несколькими кодовыми блоками RU2428796C2 (ru)

Priority Applications (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US91850307P true 2007-03-16 2007-03-16
US60/918,503 2007-03-16
US92005607P true 2007-03-26 2007-03-26
US60/920,056 2007-03-26
US92032407P true 2007-03-27 2007-03-27
US60/920,324 2007-03-27
US12/039,645 2008-02-28
US12/039,645 US8379738B2 (en) 2007-03-16 2008-02-28 Methods and apparatus to improve performance and enable fast decoding of transmissions with multiple code blocks

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2009134548A RU2009134548A (ru) 2011-03-20
RU2428796C2 true RU2428796C2 (ru) 2011-09-10

Family

ID=39615859

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2009134548A RU2428796C2 (ru) 2007-03-16 2008-03-13 Способы и устройства для повышения производительности и обеспечения возможности быстрого декодирования передач с несколькими кодовыми блоками

Country Status (11)

Country Link
US (3) US8379738B2 (ru)
EP (2) EP3490211A1 (ru)
JP (4) JP5144686B2 (ru)
KR (1) KR101463890B1 (ru)
CN (2) CN103269261A (ru)
AU (1) AU2008227371B2 (ru)
CA (1) CA2680375C (ru)
DE (4) DE202008018239U1 (ru)
RU (1) RU2428796C2 (ru)
TW (1) TWI484795B (ru)
WO (1) WO2008114957A1 (ru)

Families Citing this family (113)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7992070B2 (en) * 2006-12-27 2011-08-02 Nec Laboratories America, Inc. Bit-interleaved LDPC-coded modulation for high-speed optical transmission
US8379738B2 (en) 2007-03-16 2013-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to improve performance and enable fast decoding of transmissions with multiple code blocks
US20100118995A1 (en) * 2007-03-20 2010-05-13 Mitsubishi Electric Corporation Wireless communication system, base station, terminal device, and wireless communication method
JP4976543B2 (ja) 2007-04-27 2012-07-18 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 移動通信システムにおいて下り制御チャネルを伝送する方法並びにブロックインターリーバを用いて制御チャネルを物理リソースにマッピングする方法
US8266508B2 (en) 2007-06-08 2012-09-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Computational efficient convolutional coding with rate matching
US8009758B2 (en) * 2007-06-20 2011-08-30 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for channel-interleaving and channel-deinterleaving data in a wireless communication system
US8386878B2 (en) * 2007-07-12 2013-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to compute CRC for multiple code blocks
US20090074103A1 (en) * 2007-09-14 2009-03-19 Texas Instruments Incorporated Rate matching to maintain code block resource element boundaries
WO2009048283A2 (en) * 2007-10-09 2009-04-16 Lg Electronics Inc. Method of transmitting data using constellation rearrangement
US8656248B2 (en) 2007-12-13 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Hierarchical CRC scheme
AU2007254595B2 (en) * 2007-12-20 2011-04-07 Canon Kabushiki Kaisha Constellation detection
US9130712B2 (en) * 2008-02-29 2015-09-08 Google Technology Holdings LLC Physical channel segmentation in wireless communication system
US20090245423A1 (en) * 2008-03-28 2009-10-01 Qualcomm Incorporated De-Interlever That Simultaneously Generates Multiple Reorder Indices
US8199836B2 (en) * 2008-05-02 2012-06-12 Nec Laboratories America, Inc. Multi-resolution precoding codebook
CN102119500B (zh) * 2008-06-12 2014-09-10 苹果公司 用于sc-fdma发射分集的系统和方法
US9236918B2 (en) * 2008-06-24 2016-01-12 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America MIMO transmitting apparatus, MIMO receiving apparatus, MIMO transmission signal formation method, and MIMO transmission signal separation method
US8867565B2 (en) * 2008-08-21 2014-10-21 Qualcomm Incorporated MIMO and SDMA signaling for wireless very high throughput systems
US8638722B2 (en) * 2008-09-18 2014-01-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and arrangement in a mobile communications network
US20100202302A1 (en) * 2008-09-21 2010-08-12 Research In Motion Limited System and method for reserving and signaling hybrid automatic repeat request identifiers
US8780817B2 (en) * 2008-09-22 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for reducing overhead for communications
CN101729513B (zh) 2008-10-27 2014-02-19 华为数字技术(成都)有限公司 网络认证方法和装置
KR101629298B1 (ko) * 2008-10-30 2016-06-10 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 제어 신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치
WO2010054474A1 (en) 2008-11-13 2010-05-20 Nortel Networks Limited Method and system for reduced complexity channel estimation and interference cancellation for v-mimo demodulation
WO2010056069A2 (ko) * 2008-11-14 2010-05-20 엘지전자주식회사 다중 안테나 시스템에서 복수의 자원을 이용한 데이터 전송 방법 및 장치
FR2938990B1 (fr) * 2008-11-27 2011-01-21 Canon Kk Procede et dispositif de pointage d'antenne
CN101754394B (zh) 2008-12-10 2012-01-04 华为技术有限公司 用户设备、资源确定方法、资源上报方法及资源分配系统
CN101783700B (zh) 2009-01-21 2013-03-27 电信科学技术研究院 对上行数据传输的指示方法、上行数据传输方法及装置
US8780821B2 (en) * 2009-02-20 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Channel interleaver for transmission of multiple code blocks in a wireless communication system
KR101633326B1 (ko) * 2009-02-27 2016-06-24 엘지전자 주식회사 전송 방법
KR101826671B1 (ko) 2009-03-10 2018-02-08 삼성전자 주식회사 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치
KR101452732B1 (ko) 2009-03-10 2014-10-21 삼성전자주식회사 기지국 협력 시스템 및 방법
US8737503B2 (en) * 2009-03-17 2014-05-27 Futurewei Technologies, Inc. System and method for multiple input, multiple output layer mapping
WO2010109521A1 (ja) * 2009-03-25 2010-09-30 富士通株式会社 無線通信システム、移動局装置、基地局装置、及び無線通信システムにおける無線通信方法
JPWO2010122699A1 (ja) * 2009-04-24 2012-10-25 パナソニック株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
WO2010125794A1 (ja) * 2009-04-27 2010-11-04 パナソニック株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
US8638745B2 (en) * 2009-05-15 2014-01-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Reference symbol distribution method and apparatus
US8543884B2 (en) * 2009-06-16 2013-09-24 Qualcomm Incorporated Communications channel parallel interleaver and de-interleaver
WO2011004948A1 (ko) * 2009-07-10 2011-01-13 엘지전자주식회사 무선 통신 시스템에서 복수의 자원을 이용한 데이터 전송 방법 및 장치
KR101641968B1 (ko) * 2009-09-14 2016-07-29 엘지전자 주식회사 다중입출력 무선 통신 시스템에서 하향링크 신호 전송 방법 및 장치
US10193678B2 (en) 2009-10-08 2019-01-29 Qualcomm Incorporated Muting schemes for channel state information reference signal and signaling thereof
US8917796B1 (en) * 2009-10-19 2014-12-23 Marvell International Ltd. Transmission-mode-aware rate matching in MIMO signal generation
KR101159165B1 (ko) 2009-11-11 2012-06-22 한국전자통신연구원 디레이트 매칭과 디인터리빙을 처리하는 방법 및 장치
KR101311504B1 (ko) 2009-12-14 2013-09-25 연세대학교 산학협력단 다중 입력 다중 출력 반복 수신기의 반복 결정 방법 및 장치
US8621319B2 (en) * 2009-12-14 2013-12-31 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for iterative determination of MIMO iterative receiver
US8451964B2 (en) * 2010-02-23 2013-05-28 Qualcomm Incorporated Code block interference cancellation
US9407409B2 (en) * 2010-02-23 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Channel state information reference signals
US20130007568A1 (en) * 2010-03-08 2013-01-03 Nec Corporation Error correcting code decoding device, error correcting code decoding method and error correcting code decoding program
CN102202029B (zh) * 2010-03-24 2015-01-28 中兴通讯股份有限公司 正交频分复用系统中的信道估计方法及装置
JP5537212B2 (ja) * 2010-03-25 2014-07-02 京セラ株式会社 無線基地局
JP5537211B2 (ja) 2010-03-25 2014-07-02 京セラ株式会社 無線基地局
CN101834705B (zh) * 2010-03-30 2012-08-01 重庆大学 一种无线通信系统的信号映射与解映射方法
CN102255840B (zh) * 2010-05-20 2014-10-22 中兴通讯股份有限公司 一种解调方法及装置
EP2680482B1 (en) 2010-08-13 2019-04-24 Sun Patent Trust Retransmission method and terminal device thereof
KR20120018269A (ko) 2010-08-20 2012-03-02 한국전자통신연구원 스테레오스코프 3차원 비디오 데이터의 다차원 계층 송수신 장치 및 방법
WO2012023807A2 (ko) * 2010-08-20 2012-02-23 한국전자통신연구원 스테레오스코프 3차원 비디오 데이터의 다차원 계층 송수신 장치 및 방법
CN102404072B (zh) 2010-09-08 2013-03-20 华为技术有限公司 一种信息比特发送方法、装置和系统
US8638761B2 (en) * 2010-10-06 2014-01-28 Qualcomm Incorporated Low-latency interleaving for low-density parity-check (LDPC) coding
WO2012075063A1 (en) 2010-12-02 2012-06-07 Aclara Power-Line Systems Inc. Mains-synchronous power-line communications system and method
US10200166B2 (en) 2011-01-17 2019-02-05 Qualcomm Incorporated Rate matching for coordinated multipoint transmission schemes
CN102611522B (zh) * 2011-01-25 2014-12-31 中兴通讯股份有限公司 数据重构方法及装置
EP2673892A4 (en) * 2011-02-07 2016-09-14 Intel Corp Co-phasing of transmissions from multiple infrastructure nodes
WO2012112872A1 (en) 2011-02-17 2012-08-23 Massachusetts Institute Of Technology Rateless and rated coding using spinal codes
EP2685691A4 (en) * 2011-03-11 2015-12-30 Lg Electronics Inc Method for receiving downlink signal and method for transmitting same, and device for receiving same and device for transmitting same
US8797881B2 (en) * 2011-06-13 2014-08-05 Cisco Technology, Inc. Coexistence mechanism for multiple channels
CN102340341A (zh) * 2011-07-08 2012-02-01 中兴通讯股份有限公司 一种上行系统中多天线的信号处理方法及装置
EP2742605A2 (en) * 2011-08-12 2014-06-18 InterDigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for multiple-input multiple-output operation
TWI456957B (ru) * 2011-08-19 2014-10-11
US9094179B2 (en) * 2011-12-20 2015-07-28 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus for providing multimedia services and method thereof
CA2826288C (en) * 2012-01-06 2019-06-04 Microsoft Corporation Supporting different event models using a single input source
KR101286019B1 (ko) * 2012-01-20 2013-07-19 주식회사 이노와이어리스 터보 인코더 장치
US20130216003A1 (en) * 2012-02-16 2013-08-22 Qualcomm Incorporated RESETTABLE VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATORS (VCOs) FOR CLOCK AND DATA RECOVERY (CDR) CIRCUITS, AND RELATED SYSTEMS AND METHODS
US9397786B2 (en) * 2012-02-20 2016-07-19 Tyco Electronics Subsea Communications Llc System and method including modified bit-interleaved coded modulation
US9160399B2 (en) 2012-05-24 2015-10-13 Massachusetts Institute Of Technology System and apparatus for decoding tree-based messages
US10098095B2 (en) * 2012-05-25 2018-10-09 Qualcomm Incorporated Feedback to enhance rate prediction with bursty interference
US9071315B2 (en) * 2012-06-29 2015-06-30 Qualcomm Incorporated Interference signal diversity combining for interference cancellation
US10440644B2 (en) * 2012-06-29 2019-10-08 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for turbo decoder throttling
EP2888832B1 (en) * 2012-08-24 2019-02-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method of receiving mimo transmissions and related device
US9154983B2 (en) * 2013-01-14 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for detecting or signaling the presence of bursty interference on wireless networks
CN104137638A (zh) * 2013-01-18 2014-11-05 华为技术有限公司 信息传输方法和设备
CN105191240B (zh) * 2013-04-15 2018-06-15 华为技术有限公司 无线通信网络中的方法和节点
CN104219019A (zh) * 2013-05-31 2014-12-17 华为技术有限公司 编码方法及编码设备
US9270412B2 (en) * 2013-06-26 2016-02-23 Massachusetts Institute Of Technology Permute codes, iterative ensembles, graphical hash codes, and puncturing optimization
US9124477B2 (en) * 2013-08-28 2015-09-01 Broadcom Corporation Frequency interleave within communication systems
US9294147B2 (en) * 2013-10-01 2016-03-22 Aclara Technologies Llc TWACS transmitter and receiver
WO2015069092A1 (en) 2013-11-11 2015-05-14 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
US9807770B1 (en) 2013-12-06 2017-10-31 Sprint Spectrum Lp Efficient use of assigning resources in the uplink of a wireless communication network
CN104753653B (zh) * 2013-12-31 2019-07-12 中兴通讯股份有限公司 一种解速率匹配的方法、装置和接收侧设备
CN104202281B (zh) * 2014-02-26 2018-12-07 中兴通讯股份有限公司 多元码调制映射方法及装置
KR20160130978A (ko) * 2014-03-06 2016-11-15 엘지전자 주식회사 Mimo 수신기의 수신 신호 처리 방법
CA2972643A1 (en) * 2014-03-21 2015-09-24 Huawei Technologies Co., Ltd. Polar code rate matching method and apparatus
RU2691885C2 (ru) * 2014-03-24 2019-06-18 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Способ согласования скорости полярного кода и устройство согласования скорости полярного кода
GB201411341D0 (en) * 2014-06-26 2014-08-13 Rolls Royce Plc Wireless communication system and method
CA2967815A1 (en) * 2014-11-14 2016-05-19 Huawei Technologies Co., Ltd. Systems and methods for software configurable air interface adaptation
US10484135B2 (en) 2014-12-15 2019-11-19 Qualcomm Incorporated Mitigation of bursty interference
KR20160073725A (ko) 2014-12-17 2016-06-27 삼성전자주식회사 적응적으로 인터리빙 깊이를 결정하는 인터리빙 방법 및 장치
US10298359B2 (en) 2014-12-28 2019-05-21 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for performing uplink transmission for user equipment requiring coverage enhancements in wireless communication system
CN105812107A (zh) * 2014-12-31 2016-07-27 中兴通讯股份有限公司 Ofdma系统中数据包处理方法及装置
US20160285589A1 (en) * 2015-03-15 2016-09-29 Qualcomm Incorporated Code block level error correction and media access control (mac) level hybrid automatic repeat requests to mitigate bursty puncturing and interference in a multi-layer protocol wireless system
DE102015103809B3 (de) * 2015-03-16 2016-07-07 Intel IP Corporation Verfahren und Vorrichtung zum Schützen eines Datentransportblocks gegen Speicherfehler und Übertragungsfehler
WO2016152175A1 (ja) * 2015-03-26 2016-09-29 ソニー株式会社 装置
WO2016198114A1 (en) * 2015-06-11 2016-12-15 U-Blox Ag Modem apparatus, communications system and method of processing a cyclic prefix
US10291375B2 (en) * 2015-10-05 2019-05-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and nodes for communication of a message over a radio link
US20190020445A1 (en) * 2016-04-22 2019-01-17 Lg Electronics Inc. Method for transmitting/receiving harq ack/nack signal in wireless communication system, and device therefor
US10291356B2 (en) * 2016-05-11 2019-05-14 Futurewei Technologies, Inc. Decoding procedures in systems with codeblock segmentation
CN106100810A (zh) * 2016-06-16 2016-11-09 北京汇通金财信息科技有限公司 基于载波聚合技术的通信装置和方法
CN107645370A (zh) * 2016-07-20 2018-01-30 华为技术有限公司 资源映射方法和装置
US10326558B2 (en) * 2016-07-20 2019-06-18 Intel Corporation Apparatus, system and method of communicating a single carrier (SC) transmission
US20180083750A1 (en) * 2016-09-22 2018-03-22 Mediatek Inc. Design For Communication Systems Suffering Burst Error
WO2018128873A1 (en) * 2017-01-09 2018-07-12 Intel IP Corporation Systems, methods and devices for meeting cellular data turnaround time
CN108809592A (zh) * 2017-05-05 2018-11-13 华为技术有限公司 数据传输方法和设备
US10440685B2 (en) * 2017-05-05 2019-10-08 Motorola Mobility Llc Interleaving sequential data in time and frequency domains
WO2018226137A1 (en) * 2017-06-06 2018-12-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods, apparatus and machine-readable mediums for generation and transmission of a message in a wireless communications network
US10420089B2 (en) 2017-08-10 2019-09-17 At&T Intellectual Property I, L.P. Adaptive two-stage downlink control channel structure for code block group based fifth generation (5G) or other next generation systems

Family Cites Families (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69320321T2 (de) * 1993-02-05 1998-12-24 Hewlett Packard Co Verfahren und Gerät zum Nachprüfen von CRC-Koden, wobei CRC Teilkode kombiniert werden
JP3263706B2 (ja) 1995-09-29 2002-03-11 三菱電機株式会社 誤り訂正復号方法
JPH09259537A (ja) * 1996-03-25 1997-10-03 Toshiba Corp 交替領域を持つ情報記録ディスク
BRPI9904789B8 (pt) * 1998-02-14 2016-09-13 Samsung Electronics Co Ltd sistema de acesso múltiplo por divisão de código, cdma, e, processos para transmitir e para receber mensagens com pelo menos duas durações de quadro diferentes
EP1367748B1 (en) 1998-03-31 2009-07-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Turbo encoding/decoding device and method for processing frame data according to qoS
EP0959580A1 (en) 1998-05-19 1999-11-24 Lucent Technologies Inc. Iterative equaliser and decoder
US6173431B1 (en) * 1998-07-01 2001-01-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for transmitting and receiving information packets using multi-layer error detection
US6490260B1 (en) * 1998-08-03 2002-12-03 Samsung Electronics, Co., Ltd. Transmitter with increased traffic throughput in digital mobile telecommunication system and method for operating the same
RU2212103C2 (ru) 1999-05-19 2003-09-10 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Устройство и способ для турбоперемежения
US6598202B1 (en) 1999-05-19 2003-07-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Turbo interleaving apparatus and method
FR2797736B1 (fr) * 1999-08-19 2001-10-12 Mitsubishi Electric France Procede de configuration d'un systeme de telecommunications
US6956909B2 (en) 2000-02-29 2005-10-18 Lg Electronics Inc. Transmission rate matching apparatus and method for next generation mobile communication system
JP3297668B2 (ja) * 2000-04-26 2002-07-02 松下電器産業株式会社 符号/復号化装置及び符号/復号化方法
EP1179934A1 (en) 2000-08-11 2002-02-13 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Adaptive turbo-equalization
US6798826B1 (en) * 2000-11-06 2004-09-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing reverse rate matching in a CDMA system
US7010740B1 (en) * 2001-05-17 2006-03-07 Emc Corporation Data storage system having no-operation command
US6983166B2 (en) 2001-08-20 2006-01-03 Qualcomm, Incorporated Power control for a channel with multiple formats in a communication system
KR100762632B1 (ko) * 2001-10-17 2007-10-01 삼성전자주식회사 부호 분할 다중 접속 통신 시스템에서 전송 채널 다중화/역다중화 장치 및 방법
US7260770B2 (en) * 2001-10-22 2007-08-21 Motorola, Inc. Block puncturing for turbo code based incremental redundancy
KR100810350B1 (ko) * 2002-01-07 2008-03-07 삼성전자주식회사 안테나 어레이를 포함하는 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 다양한 채널상태에 따른 데이터 송/수신 장치 및 방법
DE10238841B4 (de) * 2002-08-23 2010-01-28 Infineon Technologies Ag Parallelverarbeitung der Decodierung und der zyklischen Redundanzüberprüfung beim Empfang von Mobilfunksignalen
KR20040046649A (ko) 2002-11-28 2004-06-05 삼성전자주식회사 에러 정정을 위한 부호화 장치 및 방법과 복호화 장치 및방법
JP2004288283A (ja) * 2003-03-20 2004-10-14 Hitachi Ltd 情報記録フォーマット、情報記録再生符号化方法・回路およびこれを用いた磁気ディスク記録再生装置、情報記録再生装置、並びに情報通信装置
US6999498B2 (en) * 2003-04-24 2006-02-14 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Multiuser detection aided multiple access differential frequency-hopped spread spectrum
KR101000388B1 (ko) 2003-05-15 2010-12-13 엘지전자 주식회사 이동 통신 시스템 및 이 이동 통신 시스템에서 신호를처리하는 방법
JP2005033399A (ja) 2003-07-10 2005-02-03 Fujitsu Ltd パケット送受信装置
KR20050020526A (ko) 2003-08-23 2005-03-04 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 비트 인터리빙장치 및 방법
US8908496B2 (en) * 2003-09-09 2014-12-09 Qualcomm Incorporated Incremental redundancy transmission in a MIMO communication system
SE0303031D0 (sv) 2003-11-12 2003-11-12 Ericsson Telefon Ab L M Inter-Frequency and inter-rat handover measurements
KR100594021B1 (ko) 2003-11-13 2006-06-30 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 패킷 송수신을 위한 비트 스크램블링방법 및 장치
EP2690814A1 (en) * 2003-11-21 2014-01-29 Panasonic Corporation Multi-antenna apparatus using different interleaving patterns
JP4268025B2 (ja) * 2003-12-01 2009-05-27 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信機及び受信機
JP4005974B2 (ja) * 2004-01-09 2007-11-14 株式会社東芝 通信装置、通信方法、および通信システム
KR100866237B1 (ko) 2004-01-20 2008-10-30 삼성전자주식회사 고속 무선 데이터 시스템을 위한 변조 차수 결정 장치 및 방법과 그 데이터 수신 장치 및 방법
EP1712018A1 (en) 2004-01-28 2006-10-18 Philips Electronics N.V. Diversity system for transmitting a signal with sub-carriers
US8611283B2 (en) * 2004-01-28 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of using a single channel to provide acknowledgement and assignment messages
JP4622263B2 (ja) * 2004-02-27 2011-02-02 富士通株式会社 送信装置、受信装置、再送制御方法
US7920884B2 (en) * 2004-06-04 2011-04-05 Qualcomm Incorporated Frame structures for a wireless communication system with multiple radio technologies
JP4501566B2 (ja) 2004-07-13 2010-07-14 富士通株式会社 無線通信装置及び移動局
KR20060006542A (ko) * 2004-07-16 2006-01-19 삼성전자주식회사 Ofdm기반의 무선랜 시스템을 위한 mimo 전송장치및 전송방식
US9148256B2 (en) 2004-07-21 2015-09-29 Qualcomm Incorporated Performance based rank prediction for MIMO design
JP4415789B2 (ja) * 2004-08-20 2010-02-17 株式会社日立製作所 無線通信システム
US8406695B2 (en) 2004-12-23 2013-03-26 Qualcomm Incorporated Joint interference cancellation of pilot, overhead and traffic channels
CN101088242B (zh) 2004-12-23 2012-07-11 Nxp股份有限公司 低复杂度的盲传输格式检测
JP2006186557A (ja) 2004-12-27 2006-07-13 Nec Corp 無線通信システム
JP4284280B2 (ja) 2005-01-18 2009-06-24 株式会社東芝 無線通信システムおよび無線送信装置
JP4494238B2 (ja) * 2005-02-03 2010-06-30 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Mimo多重送信装置およびmimo多重送信方法
KR20060095225A (ko) * 2005-02-28 2006-08-31 삼성전자주식회사 광대역 코드분할 다중접속 시스템에서 고속 하향링크 공유채널 송신 장치
WO2006102745A1 (en) * 2005-03-30 2006-10-05 Nortel Networks Limited Method and system for combining ofdm and transformed ofdm
KR20070015997A (ko) * 2005-08-02 2007-02-07 삼성전자주식회사 무선 이동 통신 시스템에서 차별화 된 다수준 변복조방식을 이용한 신호 송/수신 장치 및 방법
US7848218B2 (en) * 2005-08-19 2010-12-07 Electronics And Telecommunications Research Institute Virtual multi-antenna method for OFDM system and OFDM-based cellular system
US7903628B2 (en) 2005-08-22 2011-03-08 Qualcomm Incorporated Configurable pilots in a wireless communication system
US8265768B2 (en) * 2005-08-30 2012-09-11 Boston Scientific Neuromodulation Corporation Telemetry protocol for ultra low error rates useable in implantable medical devices
JP4092352B2 (ja) 2005-11-16 2008-05-28 Necエレクトロニクス株式会社 復号装置、復号方法、及び受信装置
US8340006B2 (en) * 2006-04-12 2012-12-25 Panasonic Corporation Transmission of multicast/broadcast services in a wireless communication network
JP4945751B2 (ja) 2006-11-06 2012-06-06 国立大学法人九州大学 伝送システム、伝送方法、受信フィルタ、及び復号方法
JP5177892B2 (ja) 2007-01-29 2013-04-10 パナソニック株式会社 無線通信システム、無線通信装置及び再送制御方法
AR065320A1 (es) * 2007-02-13 2009-05-27 Ericsson Telefon Ab L M Metodos y sistemas para diversidad de demora ciclica y precodificacion de senales de radio combinados
US8379738B2 (en) 2007-03-16 2013-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to improve performance and enable fast decoding of transmissions with multiple code blocks
US8386878B2 (en) * 2007-07-12 2013-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to compute CRC for multiple code blocks
KR100928261B1 (ko) * 2007-09-08 2009-11-24 엘지전자 주식회사 비검출 오류 저감을 위한 신호 분할 및 crc 부착 방법
US7853857B2 (en) * 2007-09-14 2010-12-14 Motorola Mobility, Inc. Multi-layer cyclic redundancy check code in wireless communication system
WO2009096658A1 (en) * 2008-01-31 2009-08-06 Lg Electronics Inc. Method for determining transport block size and signal transmission method using the same
KR101633326B1 (ko) * 2009-02-27 2016-06-24 엘지전자 주식회사 전송 방법

Also Published As

Publication number Publication date
JP5596714B2 (ja) 2014-09-24
US20160028505A1 (en) 2016-01-28
DE202008018239U1 (de) 2012-04-04
CA2680375C (en) 2016-10-04
EP1971096A3 (en) 2014-03-12
DE202008018337U1 (de) 2013-02-04
JP5730972B2 (ja) 2015-06-10
RU2009134548A (ru) 2011-03-20
US20130145239A1 (en) 2013-06-06
JP2015144480A (ja) 2015-08-06
US8379738B2 (en) 2013-02-19
CN101636938A (zh) 2010-01-27
DE202008018331U1 (de) 2013-04-15
JP5144686B2 (ja) 2013-02-13
EP3490211A1 (en) 2019-05-29
JP2014014165A (ja) 2014-01-23
CA2680375A1 (en) 2008-09-25
KR20090125080A (ko) 2009-12-03
CN103269261A (zh) 2013-08-28
AU2008227371B2 (en) 2011-06-02
TW200904089A (en) 2009-01-16
US9525513B2 (en) 2016-12-20
EP1971096A2 (en) 2008-09-17
KR101463890B1 (ko) 2014-11-20
AU2008227371A1 (en) 2008-09-25
EP1971096B1 (en) 2019-01-09
DE202008018242U1 (de) 2012-04-02
US9590765B2 (en) 2017-03-07
CN101636938B (zh) 2013-06-19
US20080225965A1 (en) 2008-09-18
JP6320338B2 (ja) 2018-05-09
WO2008114957A1 (en) 2008-09-25
TWI484795B (zh) 2015-05-11
JP2010521916A (ja) 2010-06-24
JP2012120217A (ja) 2012-06-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9531509B2 (en) Methods and systems for codeword to layer mapping
KR101042995B1 (ko) 다중 안테나를 이용하는 다중 부반송파 통신 시스템에서 오류를 정정하기 위한 장치 및 그 방법
TWI385949B (zh) 在無線通信系統中具有層排列之多重輸入多重輸出傳輸
JP3962020B2 (ja) 直交周波数分割多重方式の移動通信システムにおける時空間−周波数符号化/復号化装置及び方法
KR100947799B1 (ko) 부대역 다중화를 적용한 mimo 시스템에서의 파일럿 및데이터 전송
US8300582B2 (en) Uplink ACK transmission for SDMA in a wireless communication system
JP4068625B2 (ja) 通信のシステム、方法及びデバイス
EP1642435B1 (en) Method and apparatus for communicating symbols in a multiple input multiple output communication system using interleaved subcarriers across a plurality of antennas
AU2009201783B2 (en) Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US8687480B2 (en) Systems and methods for SC-FDMA transmission diversity
JP4879309B2 (ja) 無線通信方法、無線通信装置、信号生成方法及び信号生成装置
KR101285901B1 (ko) Mimo 통신 시스템에서의 증분 리던던시 송신
JP6158272B2 (ja) グループ分けされたアンテナのためのコードワード置換及び低減されたフィードバック
KR100971680B1 (ko) 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 다중 응답신호 송신 장치 및 방법
US8630160B2 (en) Method for uplink transmission in OFDM(A) system
EP2398156B1 (en) Operation of terminal for multi-antenna transmission
JP5431375B2 (ja) Mimo通信システムにおける複数の並列チャネルのためのインクリメンタル冗長度送信
AU2007316400B2 (en) Codeword level scrambling for MIMO transmission
EP1973284A2 (en) Uplink feedback for MIMO pre-coding
JP2017208860A (ja) Scma通信システムにおけるオープンループ型mimo通信のためのシステムおよび方法
RU2435305C1 (ru) Способ и устройство для улучшения согласования скорости кольцевого буфера для систем беспроводной связи mimo-ofdm с турбо-кодированием
KR101829740B1 (ko) 무선 기지국, 사용자 장비 및 그 방법들
KR100872190B1 (ko) 멀티캐리어 송신기 및 송신 방법, 멀티캐리어 수신기 및수신 방법, 시스템 및 머신 판독가능한 매체
US10263676B2 (en) Layer mapping method and data transmission method for MIMO system
JP5596728B2 (ja) 無線通信システムにおける確認応答及びカテゴリー0ビットのための送信ダイバーシティ