CN101416415A - 多输入多输出接收装置和多输入多输出通信系统 - Google Patents

Abstract

公开了即使增加用于MIMO通信的天线数目，也能够缩小硬件规模的MIMO接收装置和MIMO通信系统。在无线通信装置(200)中，接收单元(220)接收互不相同的传输信号被空分复用后的空分复用信号，第一信号分离单元(230)对所接收的空分复用信号进行线性运算而分离为该空分复用信号，第二信号分离单元(240)将分离后的空分复用信号分离为各个传输信号。由此，在通过一个阶段的分离处理将接收信号分离时，随着空分复用信号的复用数增加，分离装置变得复杂，硬件的规模也增大，但通过将分离处理分成多个阶段，硬件的规模也能够相对地缩小。

Description

多输入多输出接收装置和多输入多输出通信系统

技术领域

本发明涉及MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put；多输入多输出)接收装置和MIMO通信系统。

背景技术

近年来，对无线通信的大容量化和高速化的需求迅速增高，正盛行对于进一步地提高对于有限的频率资源的利用效率的研究。作为其方法之一，利用空域的方法备受瞩目。作为利用空域的技术，有称为空分复用(SDM；SpaceDivision Multiplexing)传输或MIMO(Multi-Input Multi-Output)的技术，即通过利用传播路径的空间上的正交性，使用相同时刻、相同频率和相同代码的物理信道，将不同的数据序列传输给终端装置。

MIMO技术是指以下的系统，即利用具有多个接收天线的接收机接收利用相同频带同时从多个发送天线发送的不同的信号，然后在接收端，适用空域上的自适应信号处理来去除同频干扰，检测所发送的信号，从而实现系统容量的提高。

作为MIMO技术，例如在非专利文献1中公开了有关信息，发送机和接收机都具有多个天线元件，能够在天线之间的接收信号的相关性较低的传播环境下实现空分复用传输。此时，从发送机所具有的多个天线，按每个天线利用相同时刻、相同频率和相同代码的物理信道发送不同的数据序列，在接收机中，基于接收机所具有的多个天线中的接收信号，将数据序列进行分离接收。

此时，作为分离接收方法，例如在非专利文献2中公开了有关信息，来自多个无线终端装置的发送序列可以利用ZF(Zero Forcing；迫零)、MMSE(Minumum Mean Squre Error；最小均方误差)、MLD(MaximumLilelihood Detection；最大似然检测)、干扰消除(interference canceller)等方法。由此，通过利用多个空分复用信道，能够不采用多值调制而达到无线通信的高速化。

另外，在足够的S/N(信噪比)的条件下，当处于发送机和接收机之间存在多个散射体(scatterer)的环境时，通过使发送机和接收机具有相同数目的天线，能够与天线数目成比例地扩大通信速度。

[非专利文献1]G.J.Foschini，“Layered space-time architecture for wirelesscommunication in a fading environment when using multi-element antennas，”BellLabs Tech.J.，pp.41-59，Autumn 1996

[非专利文献2]John.G.Proakis、“Digital Communications FourthEdition、”Chap.14、McGrawHill、2001.

发明内容

发明需要解决的问题

另外，为了利用MIMO技术而提高传输速度，增加发送天线和接收天线的数目，同时增加要空分复用传输的信号的数目即可。然而，若增加复用数，则在判定接收信号时，可取的信号点的数目将指数函数性地增加，造成接收终端的硬件规模增大。例如，在将通过16QAM(16 Quadrature AmplitudeModulation；正交振幅调制)所调制的空分复用信号的复用数从2设定为4时，若利用MLD作为分离方式，分集增益则变成两倍，而在判定接收信号时，可取的信号点的数目则从256个变成65536个，难以利用实际性的硬件规模来实现。

鉴于上述的问题，本发明的目的在于，提供即使增加用于MIMO通信的天线数目，也能够缩小硬件规模的MIMO接收装置和MIMO通信系统。

解决该问题的方案

本发明的MIMO接收装置所采用的结构包括：接收单元，接收互不相同的传输信号被进行了空分复用后的空分复用信号；第一信号分离单元，对接收到的所述空分复用信号进行线性运算，并分离所述空分复用信号；以及第二信号分离单元，将所述分离后的空分复用信号分离为各个传输信号。

本发明的MIMO通信系统包括无线发送装置和无线接收装置，所述无线发送装置包括：传输信号构成单元，构成互不相同的传输信号；以及发送单元，通过各自不同的天线发送所述传输信号，所述无线接收装置包括：接收单元，接收所述传输信号被进行了复用数为N的空分复用后的空分复用信号；第一信号分离单元，对接收到的所述空分复用信号进行线性运算，并分离为由数目比所述复用数N小的所述传输信号构成的空分复用信号的组；第二信号分离单元，将各各组的空分复用信号分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号；以及信号处理单元，对分离后的所述传输信号进行处理。

发明的效果

根据本发明，能够提供即使增加用于MIMO通信的天线数目，也能够缩小硬件规模的MIMO接收装置和MIMO通信系统。

附图说明

图1是表示本发明实施方式1的无线通信系统的结构的图。

图2是表示图1的无线通信系统的详细结构的图。

图3是表示图2的无线通信装置(发送端)的结构的方框图。

图4是表示图2的无线通信装置(接收端)的结构的方框图。

图5是表示无线通信装置(接收端)的另一种结构的方框图。

图6是表示本发明实施方式1的无线通信系统的另一种结构的图。

图7是表示实施方式2的无线通信装置(接收端)的结构的方框图。

图8是表示图7的复本(replica)生成单元的结构的方框图。

图9是表示图7的干扰消除器的结构的方框图。

图10是表示图9的复本减法单元的结构的图。

图11是表示实施方式2的无线通信装置(接收端)的另一种结构的方框图。

图12是表示图11的复本生成单元的结构的方框图。

图13是表示图11的干扰消除器的结构的方框图。

图14是表示图13的复本减法单元的结构的图。

图15是表示实施方式2的无线通信装置(接收端)的另一种结构的方框图。

图16是表示图15的复本生成单元的结构的方框图。

图17是表示图15的干扰消除器的结构的方框图。

图18是表示图17的复本减法单元的结构的图。

图19是表示实施方式3的无线通信系统的结构的图。

图20是表示实施方式4的无线通信装置(发送端)的结构的方框图。

图21是表示实施方式4的无线通信装置(接收端)的结构的方框图。

图22是表示实施方式5的无线通信系统的结构的图。

图23是表示实施方式5的无线通信系统的另一种结构的图。

图24是表示实施方式5的无线通信系统的另一种结构的图。

图25是表示实施方式5的无线通信系统的另一种结构的图。

图26是表示实施方式6的无线通信装置(接收端)的结构的方框图。

图27是表示实施方式6的无线通信装置(接收端)的另一种结构的方框图。

图28是表示实施方式6的无线通信装置(接收端)的另一种结构的方框图。

图29是表示实施方式7的无线通信装置(接收端)的结构的方框图。

图30是表示实施方式8的无线通信系统的结构的图。

图31是表示实施方式9的无线通信系统的结构的图。

图32是表示实施方式9的无线通信系统的另一种结构的图。

图33是表示实施方式9的无线通信系统的另一种结构的图。

图34是表示实施方式5的无线通信装置(发送端)中的编码单元的另一种结构的方框图。

图35是表示实施方式5的无线通信装置(接收端)中的接收信号处理单元的另一种结构的方框图。

图36是表示实施方式10的无线通信装置(接收端)的结构的方框图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。另外，在实施方式中，对相同的结构元素附加相同的标号，并省略其重复的说明。

(实施方式1)

如图1所示，本发明的实施方式的无线通信系统10具有无线通信装置100和无线通信装置200，通过例如MIMO通信方式等，发送和接收空分复用信号。在该图中，表示以下的情况，即无线通信装置100和无线通信装置200都各具有四个天线，无线通信装置100利用四个天线发送空分复用信号，而无线通信装置200利用四个天线接收空分复用信号。也就是说，无线通信装置100将发送信号从各个天线发送，该发送信号在到达无线通信装置200之前被空分复用。无线通信装置200利用各个天线接收通过不同的传播路径传播来的空分复用信号。

图2是表示无线通信装置100和无线通信装置200的主要结构的图。如该图所示，无线通信装置100具有数据生成单元110、发送信号构成单元120、发送单元130和多个天线140-1～N(其中，N＝4)。另外，无线通信装置200具有多个天线210-1～M(M≥N，其中M＝4)、接收单元220、第一信号分离单元230、第二信号分离单元240和接收信号处理单元250。

数据生成单元110生成发送数据，并将其输出到发送信号构成单元120。

发送信号构成单元120从数据生成单元110所生成的一套发送数据，生成与天线140的数目对应的N个发送信号。

发送单元130对发送信号构成单元120所生成的N个发送信号的每个信号进行规定的无线发送处理(D/A转换和上变频等)，并通过各自不同的天线140发送无线发送处理后的发送信号。

接收单元220通过多个传播路径接收互不相同的传输信号(无线终端装置100的发送信号)被进行了复用数为N的空分复用后的空分复用信号。接收单元220对通过各个天线210接收的每个空分复用信号进行无线接收处理(下变频和A/D转换等)，并将无线接收处理后的空分复用信号输出到第一信号分离单元230。

第一信号分离单元230通过规定的线性运算，对无线接收处理后的空分复用信号进行粗略的分离处理，即第一分离处理。

第二信号分离单元240对第一分离处理后的信号进行精密的分离处理，即第二分离处理，获得与从无线通信装置100发送的发送信号对应的N个接收信号。

接收信号处理单元250对来自第二信号分离单元240的接收信号的各个信号进行接收信号处理，并输出接收数据。

在此，在对空分复用信号进行分离时，一般在第一阶段的分离处理中分离为接收信号，但在本发明中，首先作为第一阶段进行粗略的分离处理，而作为第二阶段进行精密的分离处理。这样，通过将以往利用一个阶段进行的分离处理分成随着进入后面的阶段变得精密的多个阶段，即使增加无线通信装置(100和200)的天线数目，即空分复用信号的复用数增加，也能够减少一个阶段中的处理量，能够在各个阶段利用以往的分离装置，从而削减开发成本。尤其在通过一个阶段的分离处理分离接收信号时，随着空分复用信号的复用数增加，分离装置变得复杂，硬件的规模也增大，但通过将分离处理分成多个阶段，硬件的规模也能够相对地缩小。

图3是表示无线通信装置100的详细结构的图。如该图所示，发送信号构成单元120具有编码单元121、S/P转换单元122、交织器123-1～4以及调制单元124-1～4。发送单元130具有发送单元131-1～4。

编码单元121输入由数据生成单元110所生成的发送数据(数据序列z(n))，利用规定的编码率进行纠错编码，并将纠错编码后的发送数据(编码数据序列c(n))输出到S/P转换单元122。

S/P转换单元122输入纠错编码后的发送数据，进行串并转换而生成并行数据序列。在此，由于从四个天线140-1～4发送各个不同的发送信号，所以生成四个并行数据序列。在本实施方式中，该并行数据序列(发送序列x_n(k)，n＝1～4)成为发送信号。S/P转换单元122将所生成的四个并行数据序列输出到各个不同的交织器123-1～4。

交织器123对所输入的每个并行数据序列进行交织，并将交织后的并行数据序列输出到调制单元124。

调制单元124-1～4对所输入的交织后的并行数据序列进行调制处理，即进行利用规定的多值调制将比特串设定为映射到IQ(In-phase/Quadrature；同相/正交)平面上的调制码元而得到基带信号的处理，并将调制处理后的并行数据序列作为发送信号输出到发送单元130。

发送单元130对发送信号构成单元120所生成的发送信号的每个信号进行规定的无线发送处理(D/A转换和上变频等)，并通过各自不同的天线140发送无线发送处理后的发送信号。

图4是表示无线通信装置200的详细结构的图。如该图所示，接收单元220具有接收单元221-1～4。第二信号分离单元240具有两个信号分离单元241-1和信号分离单元241-2。接收信号处理单元250具有解调单元251-1～4、解交织器252-1～4、P/S转换单元253和解码单元254。

接收单元221-1～4对通过各个对应的天线210接收的空分复用信号进行无线接收处理(下变频和A/D转换等)，并将无线接收处理后的空分复用信号输出到第一信号分离单元230。

第一信号分离单元230对来自接收单元220的空分复用信号(复用数N)进行线性运算，分离为由数目比复用数N小的传输信号(无线通信装置100的发送信号)构成的空分复用信号的组，并输出到第二信号分离单元240。

第二信号分离单元240输入第一信号分离单元230所分离的空分复用信号的组，并将各个组的空分复用信号分离为该空分复用信号所包含的各个传输信号。在此，第二信号分离单元240具有与第一信号分离单元230所分离的组的数目对应的数目的信号分离单元241(在本实施方式中，信号分离单元241-1和2的两个)，各个信号分离单元241将一个组的空分复用信号分离为该空分复用信号所包含的各个传输信号。

解调单元251对第二信号分离单元240所分离的每个传输信号(无线通信装置100的发送信号)，进行与无线通信装置100中的调制方式对应的解调处理。

解交织器252利用与无线通信装置100中的交织图案对应的图案，对解调处理后的每个传输信号进行解交织。

P/S转换单元253与无线通信装置100中的串并转换相反，对解交织后的传输信号进行并串转换，并输出串行数据序列。

解码单元254对串行数据序列进行与无线通信装置100中的编码方式对应的解码处理，并输出与无线通信装置100的发送数据对应的接收数据。

接着，说明具有上述结构的通信系统10中的无线通信装置100和无线通信装置200的动作。

数据生成单元110生成向无线通信装置200发送的发送数据、即数据序列z(n)。编码单元121对数据序列z(n)利用规定的编码率进行纠错编码，并生成编码数据序列c(n)。

S/P转换单元122将编码数据序列c(n)转换成四个并行数据序列即发送序列x_n(k)(n＝1～4)。在此，将具有发送序列x_n(k)的四个元素的列矢量表记为x(k)。

然后，发送序列x_n(k)(n＝1～4)按每个序列由解交织器123进行交织，由调制单元124进行调制处理而成为基带信号。成为了基带信号的发送序列x_n(k)由发送单元130进行频率变换并加以频带限制处理，在放大后作为高频信号的发送信号而从各个天线140发送。

另外，也可以利用比发送序列多的天线数目来发送，此时，能够通过以下的方法来实现，也就是说，将形成期望的方向性的方向性加权乘以发送序列，或者进行如STBC(Space Time Block coding；空时分组编码)那样的空时编码(space-time coding)。在此，说明在无线通信装置100中用于发送的天线数目和发送序列的数目是相同数目的情况。

天线210的各个天线所接收的复用数N(N＝4)的空分复用信号，分别在接收单元221-1～4中被放大以及频率变换后被正交检波，被变换成IQ平面上的基带信号，进一步利用A/D转换器使其作为以复数数字信号表示的接收信号y(k)，输出到第一信号分离单元230。另外，在此，以建立了频率同步、相位同步和码元同步为前提进行说明。

在此，y(k)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。该接收信号y(k)即与来自无线通信装置100的发送序列x_n(k)对应的、平坦衰落传播环境下所得的离散时刻k中的接收信号如式(1)表示。

y(k)＝H(k)x(k)+n(k)···(1)

式(1)中的H(k)表示无线通信装置100的发送序列x_n(k)受到的传播路径变动，是由(无线通信装置200的接收天线数目：4)行×(无线通信装置100的发送天线数目：4)列构成的矩阵。n(k)表示在无线通信装置200的天线210中，进行接收时被附加的具有四个元素的噪声矢量。

若详细地记载式(1)，则变成如式(2)。

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(k\right)\\ y_2\left(k\right)\\ y_3\left(k\right)\\ y_4\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}\left(k\right)& h_{12}\left(k\right)& h_{13}\left(k\right)& h_{14}\left(k\right)\\ h_{21}\left(k\right)& h_{22}\left(k\right)& h_{23}\left(k\right)& h_{24}\left(k\right)\\ h_{31}\left(k\right)& h_{32}\left(k\right)& h_{33}\left(k\right)& h_{34}\left(k\right)\\ h_{41}\left(k\right)& h_{42}\left(k\right)& h_{43}\left(k\right)& h_{44}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\left(k\right)\\ n_2\left(k\right)\\ n_3\left(k\right)\\ n_4\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$

H(k)的第i行j列的矩阵元素h_ij表示传播路径变动，该传播路径变动是从无线通信装置100的第j个天线140发送的信号，由无线通信装置200的第i个天线210接收时的传播路径上的变动。

第一信号分离单元230利用对于传播路径变动H的传播路径变动估计值B，对接收信号y(k)进行线性运算，从而将式(2)变换为式(3)，所述传播路径变动估计值B是利用从无线通信装置100发送的已知的导频信号等估计出的值。

$\left[\begin{array}{c}{v}_1\left(k\right)\\ v_2\left(k\right)\\ v_3\left(k\right)\\ v_4\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{g}_{11}\left(k\right)& g_{12}\left(k\right)& 0& 0\\ g_{21}\left(k\right)& g_{22}\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& g_{33}\left(k\right)& g_{34}\left(k\right)\\ 0& 0& g_{43}\left(k\right)& g_{44}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_1\left(k\right)\\ e_2\left(k\right)\\ e_3\left(k\right)\\ e_4\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(3\right)$

第一信号分离单元230能够利用任意的线性运算，该线性运算将式(2)变换为式(3)。以下，表示一例由第一信号分离单元230进行的线性运算。

首先，作为步骤1，进行

$y_1\left(k\right)-\frac{h_{14}\left(k\right)}{h_{44}\left(k\right)}{y}_4\left(k\right),$ $y_2\left(k\right)-\frac{h_{24}\left(k\right)}{h_{44}\left(k\right)}{y}_4\left(k\right),$ $y_{31}\left(k\right)-\frac{h_{34}\left(k\right)}{h_{44}\left(k\right)}{y}_4\left(k\right)$ 。其结果，得到式(4)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^1\left(k\right)\\ {y_2}^1\left(k\right)\\ {y_3}^1\left(k\right)\\ {y_4}^1\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^1\left(k\right)& {h_{12}}^1\left(k\right)& {h_{13}}^1\left(k\right)& 0\\ {h_{21}}^1\left(k\right)& {h_{22}}^1\left(k\right)& {h_{23}}^1\left(k\right)& 0\\ {h_{31}}^1\left(k\right)& {h_{32}}^1\left(k\right)& {h_{33}}^1\left(k\right)& 0\\ {h_{41}}^1\left(k\right)& {h_{42}}^1\left(k\right)& {h_{43}}^1\left(k\right)& {h_{44}}^1\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^1\left(k\right)\\ {n_2}^1\left(k\right)\\ {n_3}^1\left(k\right)\\ {n_4}^1\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$

作为步骤2，进行

${y_1}^1\left(k\right)-\frac{{h_{13}}^1\left(k\right)}{{h_{33}}^1\left(k\right)}{y_3}^1\left(k\right),$ ${y_2}^1\left(k\right)-\frac{{h_{12}}^1\left(k\right)}{{h_{33}}^1\left(k\right)}{y_3}^1\left(k\right),$ ${y_{31}}^1\left(k\right)+\frac{h_{34}\left(k\right)}{h_{44}\left(k\right)}{y}_4\left(k\right)$ 。其结果，得到式(5)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^2\left(k\right)\\ {y_2}^2\left(k\right)\\ {y_3}^2\left(k\right)\\ {y_4}^2\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^2\left(k\right)& {h_{12}}^2\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{21}}^2\left(k\right)& {h_{22}}^2\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{31}}^2\left(k\right)& {h_{32}}^2\left(k\right)& {h_{33}}^2\left(k\right)& {h_{34}}^2\left(k\right)\\ {h_{41}}^2\left(k\right)& {h_{42}}^2\left(k\right)& {h_{43}}^2\left(k\right)& {h_{44}}^2\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^2\left(k\right)\\ {n_2}^2\left(k\right)\\ {n_3}^2\left(k\right)\\ {n_4}^2\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(5\right)$

作为步骤3，进行

${y_3}^2\left(k\right)-\frac{{h_{31}}^2\left(k\right)}{{h_{11}}^2\left(k\right)}{y_1}^2\left(k\right),$ ${y_4}^2\left(k\right)-\frac{{h_{41}}^2\left(k\right)}{{h_{11}}^2\left(k\right)}{y_1}^2\left(k\right)$ 。其结果，得到式(6)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^3\left(k\right)\\ {y_2}^3\left(k\right)\\ {y_3}^3\left(k\right)\\ {y_4}^3\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^3\left(k\right)& {h_{12}}^3\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{21}}^3\left(k\right)& {h_{22}}^3\left(k\right)& 0& 0\\ 0& {h_{32}}^3\left(k\right)& {h_{33}}^3\left(k\right)& {h_{34}}^3\left(k\right)\\ 0& {h_{42}}^3\left(k\right)& {h_{43}}^3\left(k\right)& {h_{44}}^3\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^3\left(k\right)\\ {n_2}^3\left(k\right)\\ {n_3}^3\left(k\right)\\ {n_4}^3\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

作为步骤4，进行

${y_3}^3\left(k\right)-\frac{{h_{32}}^3\left(k\right)}{{h_{12}}^3\left(k\right)}{y_1}^3\left(k\right),$ ${y_4}^3\left(k\right)-\frac{{h_{42}}^3\left(k\right)}{{h_{12}}^3\left(k\right)}{y_1}^3\left(k\right)$ 。其结果，得到式(7)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^4\left(k\right)\\ {y_2}^4\left(k\right)\\ {y_3}^4\left(k\right)\\ {y_4}^4\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^4\left(k\right)& {h_{12}}^4\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{21}}^4\left(k\right)& {h_{22}}^4\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& {h_{33}}^4\left(k\right)& {h_{34}}^4\left(k\right)\\ 0& 0& {h_{43}}^4\left(k\right)& {h_{44}}^4\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^4\left(k\right)\\ {n_2}^4\left(k\right)\\ {n_3}^4\left(k\right)\\ {n_4}^4\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(7\right)$

这样，第一信号分离单元230通过进行上述步骤1～4的线性运算，得到由式(3)表示的式子。在此，若将发送序列x₁和x₂定义为第一组以及将x₃和x₄定义为第二组，则可知式(3)的v₁和v₂仅包含第一组的分量(传输信号)，v₃和v₄仅包含第二组的分量(传输信号)。也就是说，第一信号分离单元230对复用数4的空分复用信号进行去除两组之间的干扰的ZF(Zero Forcing；迫零)运算，分离为两个由复用数2的空分复用信号构成的组。另外，上述步骤1～4的线性运算是ZF(Zero Forcing)运算，但没有像一般进行的那样进行到最终阶段为止的运算，而是在其之前停止了运算，所述最终阶段是指分离为空分复用信号所包含的所有传输信号的阶段。

在第一信号分离单元230中所分离的空分复用信号的组，被输入到第二信号分离单元240。在第二信号分离单元240中，各个组的空分复用信号被分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号。具体而言，第一组的v₁(k)和v₂(k)被输入到信号分离单元241-1，并在信号分离单元241-1中被分离为x₁(k)和x₂(k)。第二组的v₃(k)和v₄(k)由信号分离单元241-2同样地进行处理。

在第二信号分离单元240中，作为从空分复用信号的各组中分离为其中所包含的传输信号的算法，可以利用ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum MeanSquare Error；最小均方误差)和MLD(Maximum Likelihood Detection；最大似然检测)等。通过利用基于MLD进行的分离方法，能够获得分集增益(其中，相当于发送端和接收端的天线通过每两个天线的空分复用传输(2×2的空分复用传输)所得到的分集增益)。

在此，在4×4的空分复用传输中，即使在通过MLD进行的一个阶段的分离处理中要分离所有的传输信号，也将因为运算量变得非常多，而使处理时间变长，所以难以利用实际性的规模来实现硬件。然而，如上所述，通过将分离处理分成两个阶段，能够以实际性的硬件来实现。也就是说，在进行第一阶段的分离处理的第一信号分离单元230中，对空分复用信号进行线性运算，分离为由数目比空分复用信号的复用数N小的传输信号构成的空分复用信号的组，去除各组之间的干扰。

然后，在进行第二阶段的分离处理的第二信号分离单元240中，由于利用在第一信号分离单元230中去除了来自其他组的干扰信号的信号进行分离处理，所以即使将MLD用于第二阶段的信号分离，也能够削减MLD时的信号点候选，从而能够以实际性的硬件来实现。另外，通过将分离处理分成两个阶段，虽然比不上通过4×4的空分复用传输所得的分集增益，但可以获得通过2×2的空分复用传输所得的分集增益。

由第二信号分离单元240分离为的各个传输信号在解调单元251被解调，在解交织器252被解交织，并被输入到P/S转换单元253。具体而言，第一组的信号序列x₁(k)和x₂(k)分别在解调单元251-1和2从基于规定的调制方式所得的码元数据串被变换成比特数据串。作为由解调单元251-1和2得到的比特数据串，在解交织器252-1和2中通过与在发送端进行的交织相反的动作，其比特顺序被复原。对于第二组的信号序列x₃(k)和x₄(k)也进行同样的处理。

在解交织器252中比特顺序被复原后的比特数据串，在P/S转换单元253被并串转换，并作为串行数据序列被输出。在解码单元254中，对串行数据序列进行与无线通信装置100中的编码方式对应的解码处理，并输出与无线通信装置100的发送数据对应的接收数据。

另外，第二信号分离单元240的各个信号分离单元241-1和241-2中的分离算法，可以在信号分离单元241-1和241-2之间相同，也可以分别根据发送序列的调制阶数和接收信号数等，固定地或自适应性地变更。例如，可考虑在BPSK和QPSK等调制阶数较少的情况下适用MLD，在调制阶数较多的16QAM和64QAM的情况下适用MMSE等线性方法。

这样，根据本实施方式，在无线通信装置200中，通过多个天线接收从无线通信装置100发送的传输信号，将通过各个天线接收到的空分复用信号分成多个组，并将该组作为一个单位，通过ZF运算进行信号分离，所述ZF运算用于由第一信号分离单元230去除组间干扰。其后，第二信号分离单元240将其分离为各个组所包含的传输信号。由此，作为第一信号分离单元230的后续的处理，例如，可以直接使用为了分离复用数2的空分复用信号而构成的以往的电路。

其结果，在与多个复用数的空分复用信号的接收相对应的无线通信装置中，能够以不同的复用数来部分地共用接收电路，能够削减无线通信装置的硬件规模。另外，为了使其与多个复用数的接收相对应而新开发的电路变少，从而能够削减硬件的开发成本。

另外，作为第一信号分离单元230的后续的处理，能够将接收解码处理适用于各个组，所以在存在多个发送序列的情况下，需要最终将并行数据变换为串行数据。然而，在本实施方式中，是可以对每个组同时并行地进行接收解码处理的结构。因此，向并串转换单元253的输入数据无需被加权，也无需另行配置用于暂时存储输入数据的缓存(buffer memory)。因此，能够减少数据处理延迟，也能够抑制由储存器的增加造成的硬件的增加。

另外，作为接收特性，与将空分复用信号通过ZF和MMSE等用一个阶段分离为传输信号相比，能够获得良好的特性。这是因为，若以ZF和MMSE等线性处理对空分复用信号进行信号分离，则失去通过由多个天线接收所获得的分集增益，但若利用本结构，在由第一信号分离单元230分离为各个组后，能够将MLD使用于每个组，从而能够获得相当于双支路(branch)的分集增益。

在此，在4×4的空分复用传输中，若直接以MLD分离复用数为4的信号，则能够获得相当于四支路的分集增益，但在利用16QAM后64QAM等信号点较多的调制方式时，信号点的数目飞跃性地增大，从而难以用实际性的硬件规模进行安装。

另外，若乘以发送加权来发送，则在接收端无需利用MLD而能够获得最优的接收特性，但需要对发送端的信道矩阵的反馈以及奇异值分解或固有值分解的运算，因此难以安装，所述发送加权是基于信道矩阵的奇异值分解或信道矩阵和其厄米转置矩阵之间的乘积构成的矩阵的固有值分解等的加权。

相对于此，在本实施方式中，使第二信号分离单元240为具有两个信号分离单元241的结构，并在第一信号分离单元230的后级分别地具有第一组用和第二组用的，接收复用数2的空分复用信号的接收系统，所述接收系统由信号分离单元241、解调单元251和解交织器252构成。

另外，并不限于此，如图5所示，通过以一个系统构成信号分离单元241、解调单元251和解交织器252，并在第一信号分离单元230中具有未图示的用于存储信号的存储单元，从而由第一组和第二组进行时分而使用接收系统，所述接收系统接收一个复用数为2的空分复用信号。

通过上述结构，对用于接收复用数为2的空分复用信号的电路结构追加第一信号分离单元230，从而能够实现用于接收复用数为4的空分复用信号的电路结构。另外，此时，也可以为以下的结构，即将基于发送序列的QoS设定适当的指标(发送序列的允许延迟量和数据类别等)并给第一信号分离后的每个组设定进行接收处理的优先级，逐次地切换向第二信号分离单元241的输入。由此，能够获得将无线通信装置200的结构简易化的效果。

另外，对于第一组的空分复用信号的处理和对于第二组的空分复用信号的处理可通过以下的方式进行，除了如上所述在结束对于一个组的空分复用信号的处理后进行对于另一个组的空分复用信号的处理的方法之外，也可以每隔一定的时间相互切换要处理的空分复用信号的组。

另外，在本实施方式中，第一信号分离单元230采用了将x₁(k)和x₂(K)作为第一组，将x₃(k)和x₄(k)作为第二组来进行信号分离的结构，但在组中所包含的发送序列x_n(k)的组合也可不同。例如，若设定为将QoS相同或近似的两个发送序列作为同一个组，基于发送序列的Qos利用适当的信号分离单元241的结构，则能够将MLD用于由QoS较高的发送序列构成的组的信号分离单元241，将MMSE用于QoS较低的发送序列的组的信号分离单元241。

另外，在第一信号分离单元230中，作为用于决定构成组的发送序列x_n的组合的评价标准，还有以下的方法1)和2)。另外，也可将多个方法进行组合作为评价标准。

1)根据接收质量的评价标准

将对于从第n个发送天线发送的发送序列x_n(k)的接收SNR或接收SIR作为评价标准Qn。此时，根据下述的式(8)所示的评价标准Qn，能够得到根据接收SNR的评价标准。但是，trace(X)是用于计算矩阵X的迹量(trace)的运算子。在SIR评价的情况下，可以适用对信道估计时利用的导频信号的、估计值的分散进行评价的方法。

$Q_n=\frac{1}{M\left(n\right)}\mathrm{trace}\left({B_n}^H{B}_n\right)\·\·\·\left(8\right)$

2)基于QoS的评价标准

基于对于从第n个发送天线发送的发送序列x_n(k)的QoS，设定适当的指标(发送序列的允许延迟量和数据类别等)，将进行接收处理的优先级设定给每个发送序列，并将对于传输延迟的允许延迟量作为评价标准。

另外，在本实施方式中，第一信号分离单元230采用了将x₁(k)和x₂(K)作为第一组，将x₃(k)和x₄(k)作为第二组来进行信号分离的结构，但也可进行分组使在空间上距离较远的发送天线140发送的发送序列成为同一个组而进行信号分离。另外，第一信号分离单元230也可为以下的结构，即进行分组使从空间上距离较近的天线140发送的信号序列不成为同一个组而进行信号分离。这样，在第二信号分离单元240中，能够减低进行信号分离的发送序列之间的空间相关，从而能够提高存在空间相关时的信号分离处理的性能。

另外，在本实施方式中，第一信号分离单元230采用了将x₁(k)和x₂(K)作为第一组，x₃(k)和x₄(k)作为第二组来进行信号分离的结构。在此，作为其他的分组方法，在无线通信装置100将通过多个调制方式调制的发送序列进行发送时，也可通过分组使通过相同的调制方式调制的发送序列成为同一个组来进行信号分离。这样，在将MLD用于第二信号分离单元240时，能够统一调制方式。

另外，在本实施方式中，第一信号分离单元采用了将x₁(k)和x₂(K)作为第一组，将x₃(k)和x₄(k)作为第二组来进行信号分离的结构。在此，作为其他的分组方法，在无线通信装置1将通过多个调制方式调制的发送序列进行发送时，也可进行分组使通过不同的调制方式调制的发送序列成为同一个组来进行信号分离。例如，在无线通信装置100同时发送通过16QAM调制的两个发送序列、以及通过QPSK调制的两个发送序列时，进行分组使通过16QAM调制的一个发送序列和通过QPSK调制的一个发送序列构成一组。这样，在第二信号分离单元240进行MLD时，能够将候选信号点的数目分别设定成64个。相对于此，在16QAM之间和QPSK之间进行分组时，需要256个候选信号点的MLD和16个候选信号点的MLD。

另外，在本实施方式中，说明了进行复用数为4的空间复用传输的无线通信装置，但本发明不限于此，如图6所示，能够适用于进行任意的复用数N的空分复用传输的无线通信装置。此时，第一信号分离单元230将复用数N的空分复用信号分离为L个空分复用信号。此时，L个空分复用信号的复用数分别表示为M1、M2、...和ML。

(实施方式2)

图7是表示本发明实施方式2的无线通信装置300的结构的图。如该图所示，接收端即无线通信装置300包括：复本生成单元360，从接收信号处理后的信号，具体而言，从解码后的数据序列生成发送端(无线通信装置100)的发送信号的复本，将传播路径变动乘以该发送信号的复本，生成接收时的传输信号的复本；以及干扰消除器370，从实际的接收信号中消除该接收时的传输信号的复本。无线通信装置300还具有接收信号处理单元250(在该图中为接收信号处理单元250B)，其位于干扰消除器370的输出端。

如图8所示，复本生成单元360具有与发送端的无线通信装置100相同的发送信号构成单元120和传播路径乘法单元361。传播路径乘法单元361具有传播路径乘法单元362-1～4，其将传播路径变动乘以从发送端的无线通信装置100发送的每个发送信号。

传播路径乘法单元362将传播路径变动乘以发送信号的复本，生成接收时的传输信号的复本，所述发送信号的复本是指，发送信号构成单元120基于在接收信号处理单元250A中进行了接收信号处理后的信号而生成的。在该图中的传播路径乘法单元362的输出R_mn是传输信号的接收时的复本，所述传输信号是从发送端的无线通信装置100的第n个天线发送，并在接收端的无线通信装置300的第m个天线接收的信号。

如图9所示，干扰消除器370具有复本减法单元371和分集合成单元373。如图10所示，复本减法单元371具有减法器372。

复本减法单元371从在各个天线210中接收到的空分复用信号(在该图中的y₁(k)～y₄(k))，减去一个传输信号以外的传输信号的接收时的复本，从而取得所述一个传输信号。复本减法单元371具有用于取得各个传输信号的复本减法单元371-1～4。例如，复本减法单元371-1从在各个天线210中接收到的空分复用信号(在该图中的y₁(k)～y₄(k))中，仅取得由发送端的第一天线发送的传输信号。

在此，无线通信装置300具有四个天线，所以能够获得由第一天线发送的四个传输信号。图10所示的减法器372-1从由无线通信装置300的第一天线接收到的空分复用信号中，减去由发送端的第一天线以外的天线发送并由接收端的第一天线接收时的传输信号的接收时的复本，并且将由发送端的第一天线发送并由接收端的第一天线接收到的传输信号输出到分集合成单元373。减法器372-2～4仅输出分别从发送端的第一天线发送并由接收端的第二、第三和第四天线接收到的传输信号。

分集合成单元373对每个传输信号(无线通信装置100的发送信号)进行分集合成，并将分集合成后的传输信号输出到接收信号处理单元250B。在接收信号处理单元250B中，进行与接收信号处理单元250A相同的处理，输出接收数据。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置300的动作。

在无线通信装置300中，接收单元220输出由复数数字信号表现的接收信号y(k)。在第一信号分离单元230、第二信号分离单元240以及接收信号处理单元250A对该接收信号y(k)进行的处理与实施方式1相同。在本实施方式中，不是直接利用，而是将接收信号处理单元250A的输出作为接收数据，输出到复本生成单元360。

在复本生成单元360中，从接收信号处理单元250A的输出，生成传输信号的接收时的复本。具体而言，将接收信号处理单元250A的输出作为发送数据处理，并在发送信号构成单元120生成无线通信装置100的发送信号的复本。在图8中的S_n(k)(n＝1～4)即为发送信号的复本。在传输路径乘法单元361中，将传播路径响应的估计值B乘以发送信号的复本，生成传输信号的接收时的复本R_mn(k)。复本R_mn(k)由以下的式(9)～式(12)表示。

$\left[\begin{array}{c}{R}_{11}\left(k\right)\\ R_{21}\left(k\right)\\ R_{31}\left(k\right)\\ R_{41}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{B}_{11}\left(k\right)\\ B_{21}\left(k\right)\\ B_{31}\left(k\right)\\ B_{41}\left(k\right)\end{array}\right]S_1\left(k\right)\·\·\·\left(9\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{12}\left(k\right)\\ R_{22}\left(k\right)\\ R_{32}\left(k\right)\\ R_{42}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{B}_{12}\left(k\right)\\ B_{22}\left(k\right)\\ B_{32}\left(k\right)\\ B_{42}\left(k\right)\end{array}\right]S_2\left(k\right)\·\·\·\left(10\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{13}\left(k\right)\\ R_{23}\left(k\right)\\ R_{33}\left(k\right)\\ R_{43}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{B}_{13}\left(k\right)\\ B_{23}\left(k\right)\\ B_{33}\left(k\right)\\ B_{43}\left(k\right)\end{array}\right]S_3\left(k\right)\·\·\·\left(11\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{14}\left(k\right)\\ R_{24}\left(k\right)\\ R_{34}\left(k\right)\\ R_{44}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{B}_{14}\left(k\right)\\ B_{24}\left(k\right)\\ B_{34}\left(k\right)\\ B_{44}\left(k\right)\end{array}\right]S_4\left(k\right)\·\·\·\left(12\right)$

干扰消除器370利用接收序列y(k)和传输信号的接收时的复本R_mn(k)进行干扰消除。具体而言，复本减法单元371-1通过减法器372-1～4从接收序列y(k)中分别减去与发送序列x₁(k)相关的序列以外的序列的传输信号的接收时的复本信号。分集合成单元373-1对减法器372-1～4的输出进行分集合成。作为分集合成算法，可以利用使分集合成后的信噪比(SNR：Signal-to-Noisepower Ratio)最大的最大比合成(MRC：Maximum Ratio Combining)，或使分集合成后的信号与干扰噪声比(SINR：Signal-to-Noise plus Interference powerRatio)最大化的MMSE合成。此时，若在复本R_mn(k)无差错的状态下进行干扰消除，则能够获得相当于四支路的分集增益。对复本减法单元371-2～4和分集合成单元373-2～4，也进行同样的处理。

分集合成后的信号序列即各个传输信号由接收信号处理单元250B进行接收信号处理，并作为接收数据被输出。

另外，在上述说明中，以仅进行一次干扰消除处理的结构进行了说明，但也可为从通过干扰消除处理得到的接收数据序列重新生成复本，并进行多次干扰消除处理的结构。由此，随着累积干扰消除处理的次数，能够提高复本R_mn(k)的可靠性，结果，降低接收数据序列产生差错的几率。

另外，在上述说明中，除了设置了接收信号处理单元250A之外，还设置了接收信号处理单元250B，但也可为以下的结构，即不设置接收信号处理单元250B，将干扰消除器370的输出反馈给接收信号处理单元250A。

这样，根据本实施方式，能够通过利用干扰消除器的结构，接收从无线通信装置100发送的复用数为4的空分复用信号。因此，无需使用对于复用数为4的空分复用信号的MLD，能够通过实际性的硬件规模来获得接近于全分集增益的接收特性。

另外，即使是直接对复用数为4的空分复用信号进行ZF或MMSE分离后利用干扰消除器的以往的结构，也能够通过重复进行干扰消除处理来改善接收特性。然而，根据本实施方式，在第一信号分离单元230中去除组间干扰，在第二信号分离单元240中利用MLD，从而能够在第二段的信号分离的时点获得相当于双支路的分集增益，因此与以往的结构相比，能够提高复本的可靠性。其结果，在干扰消除器的重复次数相同时，与以往的结构相比，有能够获得良好的接收特性的效果。另外，与以往的结构相比，有以下的效果，即能够减少为了获得期望的接收特性而需要的重复次数。另外，许多接收电路与复用数为2的空分复用信号的接收电路公用的元素较多，所以有电路规模的削减以及开发成本的削减等效果。

另外，本实施方式的无线通信装置300采用了图7所示的结构，但也可为图11所示的结构。该图所示的无线通信装置300A具有复本生成单元380和干扰消除器385。干扰消除器385与干扰消除器370不同，从第一信号分离单元230的输出v(k)减去复本信号。

如图12所示，复本生成单元380具有传播路径乘法单元381。传播路径乘法单元381具有传播路径乘法单元382-1～4，其将传播路径变动乘以从发送端的无线通信装置100发送的每个发送信号。在此，如上所述，在无线通信装置300A中，干扰消除器385从第一信号分离单元230的输出v(k)，即分离为组的空分复用信号减去复本信号，所以从传播路径乘法单元322-1～4仅输出所述空分复用信号的组中所包含的传输信号的接收时的复本。

如图13所示，干扰消除器385具有复本减法单元386和分集合成单元388。如图14所示，复本减法单元386具有减法器387。

复本减法单元386从在第一信号分离单元230中被分离为组的空分复用信号中，减去一个传输信号以外的传输信号的接收时的复本，从而取得所述一个传输信号。干扰消除器385具有用于取得各个传输信号的复本减法单元386-1～4。例如，复本减法单元386-1从在第一信号分离单元230中被分离的第一组的空分复用信号(在该图中的v₁(k)和v₂(k))中，仅取得由发送端的第一天线发送的传输信号。在此，在第一组中包含两个空分复用信号，从而获得通过第一天线发送的两个传输信号。

图14所示的减法器378-1，从属于第一组的空分复用信号且由与第一组相对应的发送端的天线(在此，发送端的第一和第二天线)发送，利用无线通信装置300A的第一天线接收到的空分复用信号中，减去从由与第一组相对应的发送端的天线中第一天线以外的天线发送并由接收端的第一天线接收时的传输信号的接收时的复本(R₁₂(k))，将从发送端的第一天线发送且利用接收端的第一天线接收到的传输信号，输出到分集合成单元388。减法器387-2仅输出从发送端的第一天线发送并利用接收端的第二天线所接收的传输信号。

分集合成单元388对每个传输信号(无线通信装置100的发送信号)进行分集合成，并将分集合成后的传输信号输出到接收信号处理单元250B。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置300A的动作。

在复本生成单元380中，从接收信号处理单元250A的输出，生成传输信号的接收时的复本。具体而言，将接收信号处理单元250A的输出作为发送数据处理，并生成无线通信装置100的发送信号的复本。在图8中的Sn(k)(n＝1～4)即为发送信号的复本。在传输路径乘法单元381中，将第一信号分离后的转换传播路径响应G的估计值D乘以发送信号的复本，生成传输信号的接收时的复本R_mn(k)。复本R_mn(k)由以下的式(13)～式(16)表示。

$\left[\begin{array}{c}{R}_{11}\left(k\right)\\ R_{21}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{d}_{11}\left(k\right)\\ d_{21}\left(k\right)\end{array}\right]S_1\left(k\right)\·\·\·\left(13\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{12}\left(k\right)\\ R_{22}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{d}_{12}\left(k\right)\\ d_{22}\left(k\right)\end{array}\right]S_2\left(k\right)\·\·\·\left(14\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{33}\left(k\right)\\ R_{43}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{d}_{33}\left(k\right)\\ d_{43}\left(k\right)\end{array}\right]S_3\left(k\right)\·\·\·\left(15\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{34}\left(k\right)\\ R_{44}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{d}_{33}\left(k\right)\\ d_{44}\left(k\right)\end{array}\right]S_4\left(k\right)\·\·\·\left(16\right)$

干扰消除器385在接收序列v(k)即第一信号分离单元230中，利用被分离为组的空分复用信号以及复本R_mn(k)，进行干扰消除。具体而言，复本减法单元386-1在减法器387-1和2中，从接收序列v₁(k)和v₂(k)中，减去从发送端的第二天线发送并在与第一组相对应的无线通信装置300A的天线中接收到的传输信号的复本信号。分集合成单元388-1对减法器387-1和387-2的输出进行分集合成。

作为分集合成算法，可以利用使分集合成后的信噪比(SNR：Signal-to-Noise power Ratio)最大的最大比合成(MRC：Maximum RatioCombining)分集，或使分集合成后的信号与干扰噪声比(SINR：Signal-to-Noiseplus Interference power Ratio)最大的MMSE合成分集，或选择可靠度最高的支路而输出的选择合成分集等。此时，若在复本R_mn(k)无差错的状态下进行干扰消除，则能够获得相当于双支路的分集增益。对复本减法单元386-2～4和分集合成单元388-2～4，也进行同样的处理。

分集合成后的信号序列即各个传输信号由接收信号处理单元250B进行接收信号处理，并作为接收数据被输出。

由此，与利用了图7所示的结构的无线通信装置300的情况相比，干扰消除后得到的分集增益减少，但有以下的效果：1)因为生成的复本数少，所以能够削减运算量和电路规模；以及2)直接利用对于复用数2的空分复用信号的干扰消除器的结构。

另外，本实施方式的无线通信装置300采用了图7所示的结构，但也可为图15所示的结构。该图所示的无线通信装置300B具有复本生成单元390、干扰消除器395和第二信号分离单元240B。无线通信装置300B如下构成，即通过干扰消除器395，将空分复用信号的复用数减少到与第一信号分离单元230一样(在此，从复用数为4减少至2)，其后在第二信号分离单元240B进行信号分离。

如图16所示，复本生成单元390具有传播路径乘法单元391。传播路径乘法单元391具有传播路径乘法单元392-1～4，其将传播路径变动乘以从发送端的无线通信装置100发送的每个发送信号。在此，在无线通信装置300B中，由于将干扰消除器395的输出作为包含与第一信号分离单元230的输出相同的组合的传输信号的空分复用信号，所以仅输出在第一信号分离单元230中被去除的传输信号的接收时的复本。

如图17所示，干扰消除器395具有复本减法单元396。如图18所示，复本减法单元396具有减法器397。

复本减法单元396从通过各个天线210接收到的空分复用信号(在该图中的y₁(k)～y₄(k))中，减去利用天线210接收到的属于与要检测的传输信号的组不同的组的传输信号时的复本，从而取得包含与第一信号分离单元230的输出相同的组合的传输信号的空分复用信号(在该图中的v₁(k)～v₄(k))。例如，复本减法单元396-1从利用无线通信装置300B的第一天线接收到的空分复用信号(y₁(k))中，减去利用接收到属于与该空分复用信号不同的组(在此，为第二组)的空分复用信号(y₃(k)和y₄(k))的天线(第三和第四天线即天线210-3和4)接收到的传输信号的复本(R₁₃和R₁₄)，并输出v₁(k)。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置300B的动作。

在复本生成单元390中，从接收信号处理单元250A的输出，生成传输信号的接收时的复本。具体而言，将接收信号处理单元250A的输出作为发送数据处理，并生成无线通信装置100的发送信号的复本。在图16中的S_n(k)(n＝1～4)即为发送信号的复本。在传输路径乘法单元391中，将传播路径响应的估计值B乘以发送信号的复本，生成传输信号的接收时的复本R_mn(k)。复本R_mn(k)由以下的式(17)～式(20)表示。

$\left[\begin{array}{c}{R}_{31}\left(k\right)\\ R_{31}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{b}_{31}\left(k\right)\\ b_{31}\left(k\right)\end{array}\right]S_1\left(k\right)\·\·\·\left(17\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{32}\left(k\right)\\ R_{42}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{b}_{32}\left(k\right)\\ b_{42}\left(k\right)\end{array}\right]S_2\left(k\right)\·\·\·\left(18\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{13}\left(k\right)\\ R_{23}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{b}_{13}\left(k\right)\\ b_{23}\left(k\right)\end{array}\right]S_3\left(k\right)\·\·\·\left(19\right)$

$\left[\begin{array}{c}{R}_{14}\left(k\right)\\ R_{24}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{b}_{14}\left(k\right)\\ b_{24}\left(k\right)\end{array}\right]S_4\left(k\right)\·\·\·\left(20\right)$

干扰消除器395利用接收序列y(k)和传输信号的接收时的复本R_mn(k)进行干扰消除。具体而言，复本减法单元396-1通过减法器397从接收序列y₁(k)中分别减去包含在第二组中的传输信号(发送序列)的接收时的复本信号，并将其结果作为v₁(k)输出。

在第二信号分离单元240B中，对干扰消除器395的输出(v₁(k)～v₄(k))，进行与第二信号分离单元240A同样的处理。

另外，在上述说明中，在无线通信装置300B中，除了设置第二信号分离单元240A之外，还设置了第二信号分离单元240B，但也可采用以下的结构，即不设置第二信号分离单元240B，将干扰消除器395的输出反馈给第二信号分离单元240A。

另外，在本实施方式中，以在发送端的无线通信装置100的交织器123-1～4之间的交织图案相同为前提进行了说明，但也可利用不同的图案，也可对每个组利用不同的交织图案。例如，使交织器123-1和交织器123-2为图案A，而使交织器123-3和交织器123-4为图案B。相对于此，接收端的无线通信装置300(也包含无线通信装置300A和B)的解交织器252-1～4的解交织图案也可利用与交织器的图案相对应的图案。

此时，在干扰消除器370中，进行干扰消除，以去除不同的交织图案的组。其后，在第二信号分离单元240分离在组中包含的传输信号(发送序列)。这样，通过改变交织图案，即使无线通信装置300在由干扰消除器370去除干扰时，去除干扰的信号与被去除干扰的信号之间的相关高，即使在突发地发生干扰消除差错时，也能够通过利用不同的交织图案而将干扰消除差错随机化(Randomize)，能够提高校正解码单元254的干扰消除差错的能力。另外，交织图案相同的传输信号(发送序列)通过第二信号分离单元240分离，能够防止突发性的干扰消除差错的发生。

其结果，能够获得改善接收特性的效果。另外，作为通过改变交织图案减低突发性的干扰消除差错的效果的细节，在文献(村上、小林、折橋、松岡著、M I M Oシステムにおける信号点削減を用いた反復復号のインタ—リ—ブ適用に関する検討—レイリ—フエ一ジング環境下におけるB E R特性—、電子情報通信学会、信学技報R C S2004—8、p p41—46，2004年4月)中公开。

另外，在无线通信装置300B中，交织图案可按组内的传输信号(发送序列)而不同。例如，在第一组中，x₁利用图案A进行交织，x₂利用图案B进行交织，而在第二组中，x₃利用图案A进行交织，x₄利用图案B进行交织。这样，在第二信号分离单元240A中，进行相同组的信号的分离，在干扰消除器395中，去除不同的交织图案的传输信号(发送序列)，在第二次的第二信号分离单元240B中，分离相同的交织图案的传输信号(发送序列的信号)。由此，在由第二信号分离单元240A和第二信号分离单元240B进行的第一次和第二次的信号分离中，由于传输信号(发送序列)的组不同，所以能够减低干扰消除差错传播的影响。

(实施方式3)

如图19所示，实施方式3的无线通信系统10具有无线通信装置400和无线通信装置500。无线通信装置400与实施方式1的无线通信装置100相同，将发送信号从各个天线发送。但是，从无线通信装置100发送的各个发送信号与一套发送数据被串并变换而得的并行数据序列相对应，但在从无线通信装置400发送的发送信号中，包含与一套发送数据的并行数据序列进一步被时空编码所生成的多个时空编码序列相对应的发送信号。

如该图所示，无线通信装置400具有发送信号构成单元420。该发送信号构成单元420具有S/P转换单元422和时空编码单元425。

S/P转换单元422输入纠错编码后的发送数据，进行串并转换而生成并行数据序列。但是，与无线通信装置100的S/P转换单元122不同，S/P转换单元422在其后级设置有时空编码单元425，所以生成两个并行数据序列，所述时空编码单元425用于将一个信息序列编码成两个时空编码序列。

时空编码单元425输入并行数据序列，对其进行时空编码处理，生成时空编码序列。在此，假设对通过调制单元124映射到IQ平面上的基带信号，适用如在B.Vucetic and J.Yuan，‘Space-Time Coding’，Wiley中所公开的STBC那样的块编码，并假设所述STBC将一个信息序列编码成两个时空编码序列。时空编码了的各个信号在发送单元130中，从基带信号被频率变换，并被进行频带限制处理，放大后作为高频信号从各个天线140发送。

如图19所示，无线通信装置500具有第二信号分离单元540和接收信号处理单元550。第二信号分离单元540具有时空解码单元541。

无线通信装置500的第一信号分离单元230，在发送端分离为包含与基于相同的信息序列时空编码了的时空编码序列相对应的传输信号的空分复用信号的组。在本实施方式中，发送端的无线通信装置400以两个系统进行时空编码，所以第一信号分离单元230分离为由与发送端的无线通信装置400的两个系统相对应的传输信号构成的空分复用信号的组。

第二信号分离单元540具有与组的数目相对应的数目的时空解码单元541，将通过第一信号分离单元230分离为的各组的空分复用信号分离为包含在该空分复用信号中的各个传输信号，对各组的传输信号进行时空解码处理，并将与发送端的并行数据序列相对应的信号输出到接收信号处理单元550。

接收信号处理单元550对被时空解码的多套信号的每一个进行解调处理和解交织，在P/S转换单元533中进行并串转换，获得串行数据序列。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置400和无线通信装置500的动作。

在无线通信装置400中，与一套发送数据的并行数据序列进一步被时空编码而生成的多个时空编码序列(在此，四个时空编码序列)相对应的发送信号，分别从不同的天线140发送。

无线通信装置500中，利用天线210的各个天线所接收的复用数N(N＝4)的空分复用信号，分别在接收单元221-1～4中被放大以及频率变换后被正交检波，并被变换成IQ平面上的基带信号，进一步利用A/D转换器使其作为以复数数字信号表示的接收信号y(k)，输出到第一信号分离单元230。

在此，y(k)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。该接收信号y(k)即与来自无线通信装置400的发送序列x_n(k)对应的、平坦衰落传播环境下所得的离散时刻k中的接收信号，与实施方式1同样地如式(1)表示。

第一信号分离单元230进行线性运算，分离为空分复用信号的组，以使在v₁和₂v₂中仅包含与通过时空编码单元425-1编码的发送序列相对应的传输信号，使在v₃和₂v₄中仅包含与通过时空编码单元425-2编码的发送序列相对应的传输信号。

时空解码单元541-1和2分别对通过时空编码单元425-1和2编码的编码序列进行解码。

在接收信号处理单元550中，对被时空解码的多套信号的每一个进行解调处理和解交织，在P/S转换单元533中进行并串转换，获得串行数据序列。

这样，根据本实施方式，虽然传输率降低，但能够获得时空分集效果，有助于接收质量的改善。另外，利用实际性的硬件规模来获得与以往的方法(ZF和MMSE)相比更佳的特性。

也就是说，在取代第一信号分离单元230，通过以往的ZF和MMSE那样的线性处理使用一并分离处理的情况下，基于生成用于分离接收被空分复用的信号的接收加权的性质，由于将分集增益(天线自由度)用于信号分离，所以损害分集增益和时空编码增益。

另一方面，在本实施方式中，通过利用排除了来自不同的时空编码的组的干扰的信号，由于能够进行时空解码，所以能够获得分集增益和时空编码增益。另外，时空编码单元425也可对连续的码元数据(时间轴)进行时空编码，但在进行多载波传输时，在相邻的副载波之间进行频率-空间编码，也能够获得同样的效果。

另外，根据本实施方式，即使是4×4的STBC-MIMO系统，也能够利用与2×2的STBC-MIMO系统共用的时空编码单元和时空解码单元，削减电路规模和开发成本。

另外，根据本实施方式，适用全速率的时空编码的双支路STBC，还通过使用在无线通信装置500中的第一信号分离单元230的接收方式，能够获得分集增益和编码增益。另外，在使用四个发送天线进行时空编码时，能够适用以一个时空编码单元来生成四个编码序列的四支路STBC，但无法进行全速率的时空编码，所以传输率降低。

另外，在本实施方式中，在无线通信装置400中采用了以下的结构，即在由S/P转换单元422进行串并转换之前对发送数据进行编码，即在S/P转换单元422的前级设置编码单元121，但也可在S/P转换单元422的后级而不是前级，设置用于对各个并行数据序列进行编码的编码单元。

另外，在本实施方式中，采用了利用如STBC那样的分组码进行时空解码的结构，但采用使用如STTC(Space-Time Trellis Coding；空时格状编码)和STTTC(Space-Time TurboTrellis Coding；空时Turbo网格状编码)那样的时空编码的结构，也可获得同样的效果。

(实施方式4)

实施方式4是对实施方式1的无线通信系统10适用多载波通信方式的方式。

如图20所示，实施方式4的无线通信装置600在发送信号构成单元120和发送单元130之间具有OFDM调制单元620。

OFDM调制单元620对由发送信号构成单元120生成的N个发送信号的各个信号，进行包含串并转换、IFFT转换、并串转换和保护间隔(GI)插入的OFDM调制。OFDM调制单元620具有N个(在此，N＝4)OFDM调制单元621，其用于对各个发送信号进行OFDM调制。这样，本实施方式的各个发送信号成为OFDM信号。

如图21所示，实施方式4的无线通信装置700具有OFDM解调单元720、第一信号分离单元730和第二信号分离单元740。

OFDM解调单元720包括GI去除单元、FFT单元和串并转换单元，对通过天线210的各个天线接收而通过接收单元220进行无线接收处理后的每个空分复用信号，进行OFDM解调处理，并输出OFDM解调后的空分复用信号。

具体而言，OFDM解调单元720对由天线210的各个天线接收并由接收单元220进行无线接收处理后的每个空分复用信号，进行OFDM解调处理，按重叠在由各个天线210接收到的空分复用信号的各个副载波上的码元(根据频率和时间而被确定)输出。

例如，OFDM解调单元721-1对由天线210-1接收到的空分复用信号进行OFDM解调处理。在由天线210-1接收到的空分复用信号中，包含有从发送端的无线通信装置600的天线140-1～4的各个天线发送的传输信号。各个传输信号是OFDM信号，着眼于各个码元，从无线通信装置600的天线140-1～4的各个天线发送的码元被空分复用。

第一信号分离单元730对来自接收单元220的空分复用信号(复用数N)进行线性运算，分离为由数目比复用数N小的传输信号(无线通信装置100的发送信号)构成的空分复用信号的组，并输出到第二信号分离单元740。具体而言，第一信号分离单元730对从OFDM解调单元接收的每个码元进行线性运算，分离为由数目比复用数N小的码元构成的、空分复用码元的组(与空分复用信号的组相对应)，并输出到第二信号分离单元740。

第二信号分离单元740输入第一信号分离单元230所分离的空分复用信号的组，并将各组的空分复用信号分离为该空分复用信号所包含的各个传输信号。具体而言，第二信号分离单元740输入空分复用码元的组，分离为包含在各组的空分复用码元中的各个码元。被分离为的各个码元由解调单元251进行解调而成为比特数据。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置600和无线通信装置700的动作。

在无线通信装置600中，数据生成单元110生成发送给无线通信装置700的数据序列zn。编码单元121对数据序列zn利用规定的编码率进行纠错编码。

S/P转换单元122将编码数据序列转换成四个并行数据序列即发送序列x_n(k)(n＝1～4)。在此，将具有发送序列x_n(k)的四个元素的列矢量表记为x(k)。

然后，发送序列x_n(k)(n＝1～4)被每个序列由解交织器123解交织，由调制单元124进行调制处理而成为基带信号。作为被设为基带信号的发送序列x_n(k)，在OFDM调制单元620中，进行包含串并转换、IFFT转换、并串转换和保护间隔(GI)插入的OFDM调制。在此，关于OFDM调制和解调方法，有在文献(尾知、“OFDMシステム技術とMATLABシミユレ—シヨン解説“、トリヶツプス刊)中公开了信息，所以省略其说明。

进行OFDM调制处理后的发送序列x_n(k)由发送单元130进行频率变换并加以频带限制处理，在放大后作为高频信号即发送信号而从各个天线140发送。

天线210的各个天线所接收的复用数N(N＝4)的空分复用信号，分别在接收单元221-1～4中被放大以及频率变换后被正交检波，并被变换成IQ平面上的基带信号，进一步利用A/D转换器使其作为以复数数字信号表现的接收信号y(k)，输出到OFDM解调单元720。另外，在此，以建立了频率同步、相位同步和码元同步为前提进行说明。y(k)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。

OFDM解调单元720进行OFDM解调，并输出每Nc个副载波的码元数据序列。在此，将在离散时刻k中的每一个第fs个副载波的码元数据序列表记为Y(k，fs)。Y(k，fs)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。其中，fs＝1～Nc。

在第一信号分离单元730中，输入来自四个天线数的OFDM解调单元721-1～4的不同的副载波的每个副载波的码元数据序列。在此，若将在来自无线通信装置600的各个发送信号(发送序列)中的第fs个副载波数据序列标记为Xn(k，fs)，在相对于传播路径中的多路径的先行波的延迟时间在保护间隔(GI)范围内时，能够将频率选择性衰落环境等效地处理为平坦衰落传播环境，所以由无线通信装置700接收到的接收信号(副载波数据序列)Y(k，fs)由式(21)表示。

$\left[\begin{array}{c}{y}_1(k,f_s)\\ y_2(k,f_s)\\ y_3(k,f_s)\\ y_4(k,f_s)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}(k,\mathrm{fs})& h_{12}(k,\mathrm{fs})& h_{13}(k,\mathrm{fs})& h_{14}(k,\mathrm{fs})\\ h_{21}(k,\mathrm{fs})& h_{22}(k,\mathrm{fs})& h_{23}(k,\mathrm{fs})& h_{24}(k,\mathrm{fs})\\ h_{31}(k,\mathrm{fs})& h_{32}(k,\mathrm{fs})& h_{33}(k,\mathrm{fs})& h_{34}(k,\mathrm{fs})\\ h_{41}(k,\mathrm{fs})& h_{42}(k,\mathrm{fs})& h_{43}(k,\mathrm{fs})& h_{44}(k,\mathrm{fs})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1(k,f_s)\\ x_2(k,f_s)\\ x_3(k,f_s)\\ x_4(k,f_s)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1(k,\mathrm{fs})\\ n_2(k,\mathrm{fs})\\ n_3(k,\mathrm{fs})\\ n_4(k,\mathrm{fs})\end{array}\right]$

                                          (21)

式(21)中的H_n(k，fs)表示第n个发送天线的第fs个副载波的码元数据序列x_n(k)受到的传播路径变动，是由(无线通信装置600的接收天线数目：4)行×(无线通信装置700的发送天线数目：4)列构成的矩阵。H(k，fs)的第i行j列的矩阵元素h_ij表示传播路径变动，该传播路径变动是从无线通信装置600的第j个天线140发送的信号，由无线通信装置700的第i个天线210接收时的第fs个副载波信号的传播路径所造成的变动。另外，n(k，fs)表示在无线通信装置700的天线210中，进行接收时被附加的具有四个元素的噪声矢量。

第一信号分离单元730利用对于第fs个副载波群的传播路径变动H_n(k，fs)的传播路径变动估计值B_n(k，fs)，对第fs个副载波数据序列Y(k，fs)进行线性运算，从而将式(21)变换为式(22)，所述传播路径变动估计值是利用从无线通信装置600发送的已知的导频信号等估计出的值。

$\left[\begin{array}{c}{v}_1(k,f_s)\\ v_2(k,f_s)\\ v_3(k,f_s)\\ v_4(k,f_s)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{g}_{11}(k,\mathrm{fs})& g_{12}(k,\mathrm{fs})& 0& 0\\ g_{21}(k,\mathrm{fs})& g_{22}(k,\mathrm{fs})& 0& 0\\ 0& 0& g_{33}(k,\mathrm{fs})& g_{34}(k,\mathrm{fs})\\ 0& 0& g_{43}(k,\mathrm{fs})& g_{44}(k,\mathrm{fs})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1(k,f_s)\\ x_2(k,f_s)\\ x_3(k,f_s)\\ x_4(k,f_s)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_1(k,\mathrm{fs})\\ e_2(k,\mathrm{fs})\\ e_3(k,\mathrm{fs})\\ e_4(k,\mathrm{fs})\end{array}\right]$

                                          (22)

这样，通过进行线性运算，能够将四个复用数4的空分复用信号分离为两组的空分复用信号。

在第一信号分离单元730中所分离的空分复用信号的组，被输入到第二信号分离单元240。在第二信号分离单元740中，各组的空分复用信号被分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号。具体而言，由按每个副载波所得到的第一组的发送序列构成的空分复用信号v₁(k，fs)和v₂(k，fs)被输入到信号分离单元741-1，并在信号分离单元741-1中被分离为x₁(k，fs)和x₂(k，fs)。第二组的v₃(k，fs)和v₄(k，fs)由信号分离单元741-2同样地进行处理。

在第二信号分离单元740中，作为用于分离为包含在空分复用信号的各组中的传输信号的算法，可以利用ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum MeanSquare Error；最小均方误差)和MLD(Maximum Likelihood Detection；最大似然检测)等方法。通过利用基于MLD进行的分离方法，能够获得分集增益(其中，相当于发送端和接收端的天线通过每两个天线的空分复用传输(2×2的空分复用传输)所得到的分集增益)。

在此，在4×4的空分复用传输中，即使要在通过MLD进行的一个阶段的分离处理中分离为所有的传输信号，但由于运算量变得非常大，所以处理时间变长，并且硬件也难以利用实际性的规模来实现。然而，如上所述，通过将分离处理分成两个阶段，能够以实际性的硬件来实现。也就是说，在进行第一阶段的分离处理的第一信号分离单元730中，对空分复用信号进行线性运算，分离为由比空分复用信号的复用数N小的数目的传输信号构成的空分复用信号的组，去除各组之间的干扰。然后，在进行第二阶段的分离处理的第二信号分离单元740中，利用由于通过在第一信号分离单元730去除了来自其他组的干扰信号的信号进行分离处理，所以即使将MLD用于第二阶段的信号分离，也能够削减MLD时的信号点候选，从而能够以实际性的硬件来实现。另外，通过将分离处理分成两个阶段，虽然比不上通过4×4的空分复用传输所得的分集增益，但可以获得通过2×2的空分复用传输所得的分集增益。

由第二信号分离单元740分离后的各个传输信号在解调单元251被解调，在解交织器252被解交织，并被输入到P/S转换单元253。具体而言，第一组的信号序列x₁(k，fs)和x₂(k，fs)分别在解调单元251-1和2从通过规定的调制方式所得的码元数据串被变换成比特数据串。作为由解调单元251-1和2得到的比特数据串，在解交织器252-1和2中通过与在发送端进行的交织相反的动作，其比特顺序被复原。对于第二组的信号序列x₃(k，fs)和x₄(k，fs)也进行同样的处理。

另外，第二信号分离单元740的信号分离单元741中的分离算法，可以在信号分离单元741之间相同，也可以分别根据发送序列的调制阶数和接收信号数等，固定地或适应性地变更。例如，可考虑在BPSK和QPSK等调制阶数较少的情况下适用MLD，在调制阶数较多的16QAM和64QAM的情况下适用MMSE等线性方法。

这样，根据本实施方式，在来自无线通信装置600的传输信号为多个时，能够以每个副载波作为一个单位，在第一信号分离单元730和第二信号分离单元740中两个阶段地进行信号分离。由此，即使在频率选择性衰落的环境下，也能够获得实施方式1的效果。

另外，作为接收特性，也可以利用实际性的硬件规模来获得比以往的方法(ZF和MMSE)更好的特性。

另外，即使取代第一信号分离单元730，利用通过以往的ZF和MMSE那样的线性处理进行的一并分离处理，也能够提取无线通信装置600的发送序列(传输信号)，但在进行STBC和STC那样的时空编码的情况下，在包含来自同一个无线通信装置600的多个发送序列时，基于生成用于分离接收这些的接收加权的性质，将天线自由度用于抑制干扰，所以损害分集增益和时空编码增益。

另外，利用多载波传输，能够使用不同的副载波和不同的发送天线适用SFBC(Space frequency block coding；空频分组编码)那样的频率-空间码，但在此时也同样地，在利用通过以往的ZF和MMSE那样的线性处理进行的一并分离处理时，基于生成将这些码分离接收的接收加权的性质，将天线自由度用于抑制干扰，所以损害分集增益和时空编码增益。

另外，也可以导入基于以往的MLD的一并分离处理，来取代第一信号分离单元730。

但是，虽然与本实施方式相比，其接收特性较好，但对于来自所有的发送天线的发送序列的MLD处理量相对于发送序列数和发送序列的调制阶数指数函数性地增大，所以难以实现实际性的硬件。

另外，在本实施方式中，设置有相当于复用数为2的空分复用信号的组的数目的第二信号分离单元740，但也可采用以下的结构，即基于发送序列的QoS设定适当的指标(发送序列的允许延迟量和数据类别等)，对每个组设定进行接收处理的优先级，逐步地切换对第二信号分离单元740的输入。此时，可以将信号分离单元741的数目设定为比复用数为2的空分复用信号的组少的数目。此时，至复原传输数据为止的处理延迟因组而变大，但能够获得使无线通信装置700的结构简易化的效果。另外，由此，仅对用于复原复用数为2的空分复用信号的接收电路追加第一信号分离单元730，即能够构成用于复原复用数为4的空分复用信号的接收电路。

(实施方式5)

在实施方式1中，在发送端的无线通信装置100对一套发送数据进行编码，对所编码的发送数据进行串并转换，生成了与天线数相同的N个并行数据序列。相对于此，在实施方式5中，在发送端的无线通信装置将一套发送数据串并转换为数目比天线数N小的并行发送数据，对每个并行发送数据进行编码，对所编码的每个并行发送数据进行串并转换，生成整体而言与天线数相同的N个并行数据序列。

如图22所示，实施方式5的无线通信装置800具有发送信号构成单元820。该发送信号构成单元820具有编码单元821-1和2、S/P转换单元822-1和2以及S/P转换单元826。

S/P转换单元826输入数据生成单元110所生成的一套发送数据，对发送数据进行串并转换，生成数目比天线数N小的并行发送数据。在此，生成两个并行发送数据。

编码单元821对每个并行发送数据利用规定的编码率进行纠错编码，将纠错编码后的并行发送数据输出到S/P转换单元822。

S/P转换单元822还对编码处理后的各个并行发送数据进行串并转换，生成整体而言与天线数相同数目的并行数据序列。在此，两个并行发送数据的各个数据还被串并转换为两个并行数据序列，整体而言生成四个并行数据序列。然后，各个发送数据序列被输入到交织器123。

发送端的无线通信装置800具有如上所述的结构，相应地，接收端的无线通信装置900则具有接收信号处理单元950。该接收信号处理单元950具有P/S转换单元953-1和2、解码单元954-1和2以及P/S转换单元956。

第一信号分离单元230具有与实施方式1同样的功能，但对来自接收单元220的空分复用信号(复用数为N)进行线性运算，分离为由相同的并行发送数据构成的传输信号所组成的空分复用信号的组。也就是说，第一信号分离单元230对来自接收单元220的空分复用信号(复用数N)进行线性运算，按每个编码单位，分离为空分复用信号的组。

P/S转换单元953对解交织后的传输信号进行并串转换，输出每个编码单位的串行数据序列。

解码单元954对来自P/S转换单元953的、每个编码单位的串行数据序列进行解码处理。

P/S转换单元956还对在解码单元954中被解码处理的、每个编码单位的串行数据序列进行并串转换，输出与无线通信装置100的发送数据相对应的接收数据。

说明具有上述结构的无线通信装置800和无线通信装置900的动作。

在S/P转换单元826中，数据生成单元110所生成的一套发送数据被分成两个并行发送数据。并行发送数据分别由编码单元821-1和821-2利用规定的编码率进行纠错编码。

在S/P转换单元822-1和822-2中，各个编码数据序列还被分成两个序列。然后，按每个序列，通过与实施方式1的无线通信装置100同样的步骤，生成发送信号。

在第一信号分离单元230中，对来自接收单元220的空分复用信号(复用数N)进行线性运算，按每个编码单位，分离为空分复用信号的组。

在第二信号分离单元240中，各组的空分复用信号被分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号。

在P/S转换单元953中，同一个编码单位的传输信号被并串转换为编码单位的串行数据序列。各个串行数据序列分别由解码单元954-1和954-2进行纠错解码处理。纠错后的串行数据序列由P/S转换单元956结合为一个序列，并作为一套接收数据被输出。

这样，通过准备多个编码单位，能够与编码单元的数目成比例地缩短通信路径编码的实行时间，所以在发送要求高比特率的数据序列时较为有利。另外，为了准备更多的编码单位，也可设置与天线相同数目的编码单位。图23表示此时的无线通信装置的结构例。

如图23所示，发送端的无线通信装置1000具有发送信号构成单元1020。该发送信号构成单元1020具有编码单元1021-1～4和S/P转换单元1022。S/P转换单元1022对数据生成单元110所生成的一套发送数据进行串并转换，生成并行数据序列。编码单元1021对每个并行数据序列即将各自的并行数据序列作为编码单位，进行编码处理。

另外，作为备有多个编码单位的情况，可考虑如图24所示的情况。也就是说，存在多套发送数据，对各套的发送数据进行编码的情况。如图24所示，无线通信装置1200具有数据生成单元110-1、数据生成单元110-2、发送信号构成单元1220-1和发送信号构成单元1220-2。也就是说，无线通信装置1200具有多个发送系统(在图24中，两个发送系统(发送装置1260-1和2))，由多套发送数据构成发送信号而发送。各个发送信号构成单元1220具有编码单元121。由此，能够同时传输多套发送数据。另外，也可使发送装置1260-1和2分别为独立的无线通信装置，使双方的无线通信装置处于同时发送信号的空分复用接入(SDMA；Space Division Multiple Access)。

另外，如图24所示，无线通信装置1300具有接收信号处理单元1350-1和接收信号处理单元1350-2。第一信号分离单元230具有与实施方式1同样的功能，按发送系统单位，分离为空分复用信号的组。接收信号处理单元1350对每个与发送端的无线通信装置1200的发送系统相对应的传输信号进行接收信号处理。由此，根据发送数据的QoS，通过变更调制单元124、交织器123和第二信号分离单元240的信号分离单元241，从而能够进行高效率的无线传输。

另外，作为备有多个编码单位的情况，也可考虑如图25所示的情况。也就是说，是存在与天线数相同数目的多套发送数据，对各套发送数据进行编码的情况。如该图所示，无线通信装置1400具有数据生成单元110-1～4和发送信号构成单元1420-1～4。也就是说，无线通信装置1400具有与天线数相同数目的多个发送系统(在该图中为四个发送系统(发送装置1460-1～4))，由多套发送数据构成发送信号而发送。各个发送信号构成单元1420具有编码单元121。另外，也可使发送装置1460-1～4分别为独立的无线通信装置，使该无线通信装置处于同时发送信号的空分复用接入(SDMA)。另外，如该图所示，无线通信装置1500具有接收信号处理单元1550-1～4。

另外，在本实施方式中，利用单载波传输，但也可与实施方式4同样地适用于多载波传输。

另外，上述无线通信装置900、1100、1300和1500为不利用干扰消除器的结构，但也可采用在实施方式2中所说明的具有干扰消除器的结构。

另外，上述无线通信装置800、900、1000、1100、1200、1300、1400和1500采用不进行时空编码的结构，但也可采用在实施方式3中所说明的具有时空编码单元的结构。

另外，在本实施方式中，以发送端的无线通信装置800中的编码单元821-1和编码单元821-2具有相同结构为前提进行了说明，但也可利用不同的结构，例如可分别利用不同的删截(puncture)图案。图34表示此时的编码单元821-1和编码单元821-2的结构。另外，对于无线通信装置1200中的编码单元121-1和编码单元121-2也同样，下面省略说明。

编码单元821-1具有编码器8211和利用删截图案A进行删截的删截单元8213。编码单元821-2具有编码器8212和利用删截图案B进行删截的删截单元8214。

相对于此，接收端的无线通信装置900的解码单元954-1和954-2的补满(depuncture)图案，也可利用与删截图案相对应的图案。另外，对于无线通信装置1300中的解码单元254-1和编码单元254-2也同样，下面省略说明。

此时，在第一信号分离单元230中进行信号分离，以去除不同的删截图案的组，即使相同的删截图案的发送序列为同一个组。其后，在第二信号分离单元240分离包含在组中的传输信号(发送序列)。这样，通过使删截图案在组内一致，在信号分离单元240以后，能够按每个组独立地构成到P/S转换单元956为止的单元，并在信号分离单元240以后，能够按每个组独立地进行到P/S转换单元956为止的各个处理。

另外，也可在无线通信装置900中进行第一信号分离，以使删截图案按组内的传输信号(发送序列)而不同。例如，在第一组中，分割成利用图案A对x₁进行删截或利用图案B对x₂进行删截的发送序列，而在第二组中，分割成利用图案A对x₃进行删截或利用图案B对x₄进行删截的发送序列。图35表示此时的无线通信装置900中的接收信号处理单元950的另外一种结构即接收信号处理单元950A。

在此，如上所述，在第一信号分离中，分成包含不同删截图案的发送序列的组。另一方面，在发送端，对每个删截图案，由S/P转换单元822生成并行数据序列。因此，在接收端，需要对相同的删截图案的并行数据序列进行P/S转换和解码，所以如图35所示，每个相同的删截图案的并行数据序列被输入到P/S转换单元。

(实施方式6)

在本实施方式中，不使用干扰消除器而提高分集增益。

如图26所示，实施方式6的无线通信装置1600具有第一信号分离单元1630、第二信号分离单元1640和分集合成单元1660。

第一信号分离单元1630对来自接收单元220的空分复用信号(复用数N)进行线性运算，分离为由数目比复用数N小的传输信号(无线通信装置100的发送信号)构成的空分复用信号的组，并输出到第二信号分离单元1640。特别地，第一信号分离单元1630分离为与传输信号的所有组合相关的空分复用信号的组，并输出到第二信号分离单元1640。

第二信号分离单元1640输入第一信号分离单元1630所分离的空分复用信号的组，并将各组的空分复用信号分离为该空分复用信号所包含的各个传输信号。在此，第二信号分离单元1640具有与第一信号分离单元1630所分离的组的数目对应的数目的信号分离单元1641(在本实施方式中，信号分离单元241-1～6的六个)，各个信号分离单元1641将一个组的空分复用信号分离为该空分复用信号所包含的各个传输信号。

分集合成单元1660对来自第二信号分离单元1640的输出即每个传输信号进行分集合成。在此，由于存在四个传输信号，所以准备了四个分集合成单元1661-1～4。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置1600的动作。

天线210的各个天线所接收的复用数N(N＝4)的空分复用信号，分别在接收单元221-1～4中被放大以及频率变换后被正交检波，并被变换成IQ平面上的基带信号，进一步利用A/D转换器使其作为以复数数字信号表示的接收信号y(k)，输出到第一信号分离单元1630。另外，在此，以建立了频率同步、相位同步和码元同步为前提进行说明。

在此，y(k)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。该接收信号y(k)，即与来自无线通信装置100的发送序列x_n(k)对应的、平坦衰落传播环境下所得的离散时刻k中的接收信号如式(1)表示。

第一信号分离单元1630利用对于传播路径变动H的传播路径变动估计值B，对接收信号y(k)进行线性运算，从而将式(2)变换为式(23)～(25)，所述传播路径变动估计值B是利用从无线通信装置100发送的已知的导频信号等估计出的值。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{11}\left(k\right)\\ v_{12}\left(k\right)\\ v_{13}\left(k\right)\\ v_{14}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{g}_{111}\left(k\right)& g_{112}\left(k\right)& 0& 0\\ g_{121}\left(k\right)& g_{122}\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& g_{133}\left(k\right)& g_{134}\left(k\right)\\ 0& 0& g_{143}\left(k\right)& g_{144}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_{11}\left(k\right)\\ e_{12}\left(k\right)\\ e_{13}\left(k\right)\\ e_{14}\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(23\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{21}\left(k\right)\\ v_{22}\left(k\right)\\ v_{23}\left(k\right)\\ v_{24}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{g}_{211}\left(k\right)& g_{213}\left(k\right)& 0& 0\\ g_{221}\left(k\right)& g_{223}\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& g_{232}\left(k\right)& g_{234}\left(k\right)\\ 0& 0& g_{242}\left(k\right)& g_{244}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_{21}\left(k\right)\\ e_{22}\left(k\right)\\ e_{23}\left(k\right)\\ e_{24}\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(24\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{31}\left(k\right)\\ v_{32}\left(k\right)\\ v_{33}\left(k\right)\\ v_{34}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{g}_{311}\left(k\right)& g_{314}\left(k\right)& 0& 0\\ g_{321}\left(k\right)& g_{324}\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& g_{332}\left(k\right)& g_{333}\left(k\right)\\ 0& 0& g_{342}\left(k\right)& g_{343}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_{31}\left(k\right)\\ e_{32}\left(k\right)\\ e_{33}\left(k\right)\\ e_{34}\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(25\right)$

第一信号分离单元1630能够利用任意的线性运算，该线性运算将式(2)变换为式(23)～(25)。例如，替换式(2)的行而进行三次实施方式1中所示的方法，从而能够变换。在此，由式(23)可知，v₁₁和v₁₂仅含有x₁和x₂的分量，v₁₃和v₁₄仅含有x₃和x₄的分量，v₂₁和v₂₂仅含有x₁和x₃的分量，v₂₃和v₂₄仅含有x₂和x₄的分量，v₃₁和v₃₂仅含有x₁和x₄的分量，v₃₃和v₃₄仅含有x₂和x₃的分量。也就是说，第一信号分离单元1630提供以下的功能，即基于通过适当的线性运算构成组的传输信号(发送序列)不同的三种分组处理，进行信号分离。

在第一信号分离单元1630中所分离的空分复用信号的组，被输入到第二信号分离单元1640。在第二信号分离单元1640中，各组的空分复用信号被分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号。具体而言，第一组的v₁₁和v₁₂由信号分离单元1641-1分离为x₁₁和x₁₂。具体而言，第二组的v₁₃和v₁₄由信号分离单元1641-2分离为x₃₁和x₄₁。具体而言，第三组的v₂₁和v₂₂由信号分离单元1641-3分离为x₁₂和x₃₂。具体而言，第四组的v₂₃和v₂₄由信号分离单元1641-2分离为x₂₂和x₄₂。具体而言，第五组的v₃₁和v₃₂由信号分离单元1641-2分离为x₁₃和x₄₃。具体而言，第六组的v₃₃和v₃₄由信号分离单元1641-2分离为x₂₃和x₃₃。

在第二信号分离单元1640中，作为用于分离为包含在空分复用信号的各组中的传输信号的算法，可以利用ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum MeanSquare Error；最小均方误差)和MLD(Maximum Likelihood Detection；最大似然检测)等。但是，通过利用基于MLD进行的分离方法，能够获得分集增益(其中，相当于发送端和接收端的天线通过每两个天线的空分复用传输(2×2的空分复用传输)所得到的分集增益)。

在分集合成单元1660中，对来自第二信号分离单元1640的输出即每个传输信号进行分集合成。具体而言，分集合成单元1661-1利用x₁₁、x₁₂和x₁₃进行分集合成。另外，分集合成单元1661-2利用x₂₁、x₂₂和x₂₃进行分集合成。分集合成单元1661-3利用x₃₁、x₃₂和x₃₃进行分集合成。分集合成单元1661-4利用x₄₁、x₄₂和x₄₃进行分集合成。作为分集合成算法，可以利用使分集合成后的信噪比(SNR：Signal-to-Noise power Ratio)最大的最大比合成(MRC：Maximum Ratio Combining)分集，或使分集合成后的信号与干扰噪声比(SINR：Signal-to-Noise plus Interference power Ratio)最大的MMSE合成分集，或选择可靠度最高的支路而输出的选择合成分集等。

分集合成后的信号序列即各个传输信号，由接收信号处理单元250进行接收信号处理，并作为接收数据被输出。

这样，根据本实施方式，将复用数4的空分复用信号通过第一信号分离单元1630分离为六个复用数为2的空分复用信号的组，其后通过第二信号分离单元1640对各个组进行信号分离。另外，还将对于相同的发送序列的第二信号分离单元1640的输出进行分集合成。由此，通过合成复用了的不同的其他的发送信号的、三个第二信号分离单元1640的输出获得分集增益。其结果，通过与利用在实施方式2中所示的干扰消除单元的结构不同的结构，能够构成可获得比利用实施方式1的结构时高的分集增益的无线通信装置。

另外，在本实施方式中，采用了利用从第二信号分离单元1640输出的IQ平面上的信号进行分集合成的结构，但也可利用由解调单元对IQ平面上的信号进行解调后得到的每个比特的似然信息，进行分集合成。图27表示此时的无线通信装置的结构例。如该图所示，无线通信装置1700具有接收信号处理单元1750。接收信号处理单元1750具有解调单元251-1～12和分集合成单元1755-1～4。通过这样的结构，能够利用每个比特不同的加权系数进行分集合成，能够获得接收特性变好的效果。

另外，在本实施方式中，采用了利用从第二信号分离单元1640输出的IQ平面上的信号进行分集合成的结构，但也可采用如图28所示的无线通信装置1800那样的结构。无线通信装置1800具有接收信号处理单元1850。无线通信装置1800采用了以下的结构，即将无线通信装置1600的解调单元置换成欧几里德距离计算单元1851和似然计算单元1857，利用由欧几里德距离计算单元1851计算出的欧几里德距离，在分集合成单元1855中进行分集合成后，在似然计算单元1857中计算似然信息。由此，能够分别利用作为对象的比特为1时的欧几里德距离和作为对象的比特为0时的欧几里德距离，详细地进行分集合成，所以能够获得接收特性变好的效果。

(实施方式7)

在本实施方式中，利用进行接收信号处理后的数据序列进行候选点削减。

如图29所示，实施方式7的无线通信装置1900具有候选点削减信号分离单元1970。

候选点削减信号分离单元1970利用接收信号处理单元250A中的接收信号处理后的信号，即具体而言被解码过一次的接收数据，进行接收序列的候选点削减。作为候选点削减的方法，在文献(村上、小林、折橋、松岡著、MI M Oシステムにおける部分ビツト判定を利用した尤度判定方法の検討、電子情報通信学会、信学技報IT 2003—90、ISEC 2003—130、WBS 2003—208、p p 97—102，2004年3月)中公开。

候选点削减信号分离单元1970-1从通过各个天线210接收到的空分复用信号中，利用与第二组的传输信号(发送序列)相对应的解码数据进行候选点削减，其后利用MLD进行信号分离。另外，候选点削减信号分离单元1970-2从通过各个天线210接收到的空分复用信号中，利用与第一组的传输信号(发送序列)相对应的解码数据进行候选点削减。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置1900的动作。

天线210的各个天线所接收的复用数N(N＝4)的空分复用信号，分别在接收单元221-1～4中被放大以及频率变换后被正交检波，并被变换成IQ平面上的基带信号，进一步利用A/D转换器使其作为以复数数字信号表示的接收信号y(k)，输出到第一信号分离单元230。另外，在此，以建立了频率同步、相位同步和码元同步为前提进行说明。

在此，y(k)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。该接收信号y(k)即作为与来自无线通信装置100的发送序列x_n(k)对应的、平坦衰落传播环境下所得的离散时刻k中的接收信号如式(1)表示。

在候选点削减信号分离单元1970中，利用接收信号处理单元250A中的接收信号处理后的信号，即被解码过一次的接收数据，进行接收序列的候选点削减。具体而言，在候选点削减信号分离单元1970-1中，从接收序列中，利用与第二组的传输信号(发送序列)相对应的解码数据进行候选点削减，其后利用MLD进行信号分离。由此，例如作为调制方式利用16QAM时，候选信号点从65536被削减至256，所以能够以实际性的硬件规模实现MLD。

另外，在候选点削减信号分离单元1970-2中，从接收序列中，利用与第一组的传输信号(发送序列)相对应的解码数据进行候选点削减，其后利用MLD进行信号分离。在接收信号处理单元250B中，对由候选点削减信号分离单元1970分离为的传输信号(发送序列)进行与接收信号处理单元250A相同的处理，输出接收数据。由此，能够实现MLD的运算规模的削减以及接收质量的改善。

在上述说明中，除了设置了接收信号处理单元250A之外，还设置了接收信号处理单元250B，但也可为以下的结构，即不设置接收信号处理单元250B，将候选点削减信号分离单元1970的输出反馈给接收信号处理单元250A。

另外，在本实施方式中，采用了以下的结构，即候选点削减信号分离单元1970-1利用接收序列中与x₃和x₄相对应的解码数据进行候选点削减，其后，利用MLD进行信号分离，候选点削减信号分离单元1970-2利用接收序列中与第一组的发送序列相对应的解码数据进行候选点削减，但也可采用削减构成发送序列的多值调制的比特的一部分的结构。由此，也能够实现MLD的运算规模的削减以及接收质量的改善。

(实施方式8)

在实施方式8中，通过乘以从传播路径响应矩阵的奇异值分解得到的加权，实现第一信号分离单元中的线性运算。

如图30所示，实施方式8的无线通信装置2000具有第一信号分离单元2030。

第一信号分离单元2030对来自接收单元220的空分复用信号(复用数N，在该图中N＝4)进行线性运算，分离为由数目比复用数N小的传输信号(无线通信装置100的发送信号)构成的空分复用信号的组，并输出到第二信号分离单元240。具体而言，第一信号分离单元2030通过乘以从传播路径响应矩阵的奇异值分解得到的加权，进行该线性运算。

接着，说明具有上述结构的无线通信装置2000的动作。

发送信号分别从无线通信装置100的Ns个天线的各个天线发送。在此，将Ns个天线以每M(n)个天线分成Nt个组，进行说明。发送序列x_n(k)表示从第n个组发送到无线终端装置2000的离散时刻k中的发送序列。在此，n是Nt以下的自然数，在利用多个天线(M(n)≥1)并行地发送多个M(n)个发送序列x_n(k)时，假设发送序列x_n(k)由M(n)次的列矢量构成。

以下，说明在无线终端装置100中用于发送的天线数和发送序列的数是相同数目的情形。另外，也可以利用比发送序列多的天线数来发送，此时，能够通过以下的方法来实现，也就是说，将形成期望的方向性的方向性加权乘以发送序列，或者进行如STBC(Space Time Block coding；空时分组编码)那样的空时编码(space-time coding)。

天线210-1～Nr的各个天线所接收的复用数为Ns的空分复用信号，分别在接收单元221-1～4中被放大以及频率变换后被正交检波，并被变换成IQ平面上的基带信号，进一步利用A/D转换器使其作为以复数数字信号表示的接收信号y(k)，输出到第一信号分离单元2030。另外，在此，以建立了频率同步、相位同步和码元同步为前提进行说明。

在此，接收信号y(k)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。该接收信号y(k)即与来自无线通信装置100的发送序列x_n(k)对应的、平坦衰落传播环境下所得的离散时刻k中的接收信号如式(26)表示。

$y\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1& H_2& ...& H_{\mathrm{Nt}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_{\mathrm{Nt}}\left(k\right)\\ \end{array}\right]+n\left(k\right)\·\·\·\left(26\right)$

式(26)中的H_n表示在第n个组中的发送序列x_n(k)受到的传播路径变动，是由(无线基站天线数Nr)行×(第n个组中的发送天线数M(n))列构成的矩阵。n(k)表示在无线通信装置2000的天线210中，进行接收时被附加的具有Nr个元素的噪声矢量。H(k)的第i行i列的矩阵元素h_ij表示传播路径变动，该传播路径变动是从无线通信装置100的第j个天线发送的信号，由无线通信装置2000的第i个天线210接收时的传播路径上的变动。

第一信号分离单元2030生成组分离加权，对接收信号y(k)进行乘法运算，所述分离加权用于利用从无线通信装置100发送的已知的导频信号等估计出的、对传播路径变动Hn的传播路径变动估计值Bn，分离为来自不同的组的信号。

在此，如式(27)所示，对于由除了期望的第n个组以外的传播路径变动估计值B_j构成的矩阵G(n)(其中，j≠n)，利用奇异值分解生成对于期望的第n个组的组分离加权W_n。

在式(27)中的H是用于进行复素共轭转置的运算子。也就是说，在发送序列总共有Ms个，并假设接收天线数Nr时，从构成传播路径变动估计值G(n)的左奇异矩阵U的列矢量(左奇异矢量)u_j中，选择除了期望的第n个以外的组j为j＝(Ms+1)、...、Nr的(Nr-Ms)个左奇异矢量u_j。如式(28)那样，利用所选择的左奇异矢量u_j，将其作为组分离加权矩阵Wn。

W_n＝[u_Ms+1u_Ms+2...u_Nr]···(28)

所选择的各个左奇异矢量u_j成为加权，所述加权用于将定向性空白指向给除了来自期望的第n个组的发送序列x_n(k)以外的发送信号。另外，为了生成组分离加权，需要满足(来自无线通信装置1的所有发送序列数)≤(无线通信装置的天线数Nr)的条件。

利用这样生成的组分离加权Wn，如式(29)所示那样地乘以无线通信装置2000中的接收信号y(k)，从而能够获得减低了来自其他的组的干扰信号分量的信号yn(k)。

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(k\right)\\ y_2\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{\mathrm{Nt}}\left(k\right)\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cccc}{W}_1& W_2& ...& W_{\mathrm{Nt}}\end{array}\right]}^{H}y\left(k\right)\·\·\·\left(29\right)$

其中，n是Nt以下的自然数。另外，在理想地进行了信道估计时，获得如式(29)那样的关系，所以式(30)能够变形为如式(31)所示那样，yn(k)变成被完全地去除了来自其他的无线终端装置100的干扰信号分量的信号。

W_j ^HH_k＝0，(j≠k)···(30)

$y_n\left(k\right)=W_n^H{B}_n{x}_n\left(k\right)+W_n^{H}n\left(k\right)\·\·\·\left(31\right)$

在第二信号分离单元240中，对组分离信号yn(k)进行信号分离处理。组分离信号yn(k)通过信号分离处理被分离为个别的传输信号(发送序列)。此时，基于式(32)所示的信号估计值B_n与用户间分离加权Wn相乘的结果所得的、用户间分离加权相乘后的信号估计值Fn，进行对于第n个组的发送序列x_n(k)的接收信号的分离。

F_n＝W_n ^HB_n···(32)

在第二信号分离单元240中，作为从空分复用信号的各组中分离为传输信号的算法，可以利用ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum Mean SquareError；最小均方误差)和MLD(Maximum Likelihood Detection；最大似然检测)等。在此，在使用根据MLD的分离方法时，按每个组利用去除了来自其他的组的干扰信号的信号，能够削减MLD时的信号点候选，能够以实际性的硬件实现。

另外，作为分离算法，既可固定地使用一个方法，也可根据发送序列的调制阶数和接收信号数等适应性地进行变更。例如，可考虑在BPSK和QPSK等调制阶数较少的情况下适用MLD，在调制阶数较多的16QAM和64QAM的情况下适用MMSE等线性方法。

无线通信装置2000对被分离为个别的传输信号(发送序列)的各个信号，进行解调处理、解交织处理和解码处理，再现接收数据。

这样，根据本实施方式，在无线通信装置2000中，将通过各个天线接收到的空分复用信号分成多个组，将该组作为一个单位，作为去除了其他的组的干扰的信号来提取，所述无线通信装置200通过多个天线接收来自无线通信装置100的传输信号。由此，作为第一信号分离单元2030的后续的处理，能够按组个别地适用接收解码处理。因此，在发送序列有多个的情况下，需要最终将并行数据转换成串行数据。

但是，在本实施方式中，能够对每个组同时并行地进行接收解码处理，所以对并串转换单元的输入数据不进行加权。另外，在本实施方式中，也无需另行配置用于暂时存储输入数据的缓冲存储器，所以能够减小数据处理延迟，同时能够抑制存储器的增加所造成的硬件的增加。

另外，作为接收特性，利用实际性的硬件规模来获得也与以往的方法(ZF和MMSE)相比更佳的特性。另外，在取代第一信号分离单元2030，利用通过以往的ZF和MMSE那样的线性处理所进行的一并分离处理时，能够提取发送序列。但是，在进行STBC(Space Time Block Coding)和STTC(Space TimeTrellis Coding)等时空编码的情况或包含来自相同的组的多个发送序列的情况下，基于生成用于分离接收这些的接收加权的性质，将天线自由度用于抑制干扰，损害分集增益和时空编码增益。

另外，也可以导入基于以往的MLD的一并分离处理，来取代第一信号分离单元2030。但是，此时，虽然与本实施方式相比，其接收特性较好，但若对来自所有的发送天线的发送序列进行MLD处理，则由于相对于发送序列数和其调制阶数，MLD造成的处理量指数函数性地增大，所以难以实现实际性的硬件。

另外，在本实施方式中，设置有与组数Nt相同数目的信号分离单元241，但也可采用以下的结构，即基于发送序列的QoS设定适当的指标(发送序列的允许延迟量和数据类别等)，对每个组设定进行接收处理的优先级，逐步地切换对第二信号分离单元240的输入。由此，能够使信号分离单元241的数目比组数少，至复原传输数据为止的处理延迟因用户而变大，但能够获得使无线通信装置2000的结构简易化的效果。

另外，本实施方式的无线通信装置2000也可采用实施方式2中所说明的干扰消除器的结构。

另外，本实施方式的无线通信装置2000采用不进行时空编码的结构，但也可采用具有实施方式3中所说明的时空编码单元的结构。因此，无需使用对于复用数Ns的空分复用信号的MLD，能够通过实际性的硬件规模来获得接近于全分集增益的接收特性。另外，许多接收电路与比Ns小的复用数M(n)的空分复用信号的接收电路公用的元素较多，所以有电路规模的削减以及开发成本的削减等效果。

另外，如图19所示，本实施方式中的无线通信装置100也可在相同的时空编码单元中将所编码的发送序列统一为一个组。由此，能够独立地进行组间干扰去除和时空解码，所以能够获得通过时空编码的编码增益和分集增益。

(实施方式9)

在实施方式9中，其特征在于，利用在空间上距离较远的多个天线发送时空编码了的多个发送信号(发送序列)。

如图31所示，实施方式9的无线通信装置2100具有发送信号构成单元2120。发送信号构成单元2120具有时空编码单元2125。

时空编码单元2125输入并行数据序列，对其进行时空编码处理，生成时空编码序列。时空编码单元2125将时空编码序列作为发送信号发送给不相邻的天线即在空间上距离较远的天线。在此，假设对通过调制单元124映射到IQ平面上的基带信号，适用如在B.Vucetic and J.Yuan，‘Space-Time Coding’，Wiley中所公开的STBC那样的块编码，并假设所述STBC将一个信息序列编码成两个时空编码序列。

发送天线140-1～4在直线上以140-1、140-2、140-3和140-4的顺序被配置。另外，从时空编码单元2125-1输出的两个时空编码了的信号分别发送给发送单元131-1和131-3，从发送天线140-1和140-3发送。另一方面，从时空编码单元2125-2输出的两个时空编码过的信号分别发送给发送单元131-2和131-4，从发送天线140-2和140-4发送。

通过利用本结构，能够减低由相同的时空编码单元2125进行时空编码的发送序列之间的空间相关，所以能够在接收端的时空解码时获得较大的分集增益。

另外，在本实施方式中，采用了无线通信装置2100的发送天线140被设置在直线上的结构，但也可采用将各个发送天线140设置在多角形的顶点或圆的圆周上、以及多角形的边缘上的结构。即使是这样的形状，也能够通过选择在空间上的距离较远的发送天线而进行分组，减低空间相关。

另外，在本实施方式中，表示发送流数是2以及发送天线数是4的情况(2×4时空编码)的结构，但也可采用其他的时空编码的结构。例如，在发送流数是2以及发送天线数是3时，可采用图32所示那样的结构。如图32所示，无线通信装置2200具有发送信号构成单元2220。发送信号构成单元2220具有时空编码单元2125，在利用一套发送数据所生成的并行数据序列中，对一部分的并行数据序列进行时空编码，生成发送信号。

时空编码单元2125将时空编码序列作为发送信号发送给不相邻的天线即在空间上的距离较远的天线。在图32中，设置发送天线140-1和发送天线140-3之间的距离为最远，从时空编码单元2125输出的两个发送序列分别从在空间上距离较远的发送天线发送。

另外，如图32所示，接收端的无线通信装置2300具有第一信号分离单元2330和第二信号分离单元2340。第二信号分离单元2340具有时空解码单元541。第一信号分离单元2330将接收信号序列分离为时空编码了的发送序列以及未时空编码的发送序列。其后，时空解码单元541对时空编码了的发送序列进行解码。由此，能够减低时空编码过的发送序列之间的空间相关，能够提高时空编码增益。

另外，在发送流数是3以及发送天线数是4时，可采用图33所示那样的结构。如该图所示，无线通信装置2400具有发送信号构成单元2420。由时空编码单元2125进行了时空编码的发送序列从发送天线140-1和140-4发送。由此，能够减低时空编码过的发送序列之间的空间相关，能够提高时空编码增益。另外，接收端的无线通信装置2500具有第一信号分离单元2530和第二信号分离单元2540。第一信号分离单元2530将接收信号序列分离为时空编码了的发送序列以及未时空编码的发送序列。第二信号分离单元2540具有时空解码单元541和信号分离单元241，在时空解码单元541分离被时空编码过的发送序列的组，而在信号分离单元241分离未被时空编码的发送序列。

另外，也可利用发送天线140-1和发送天线140-3发送在时空编码单元2125中被时空编码过的发送序列，利用发送天线140-2和发送天线140-3发送未被时空编码的两个发送序列。由此，在时空解码单元541和信号分离单元241的各个单元中，能够以空间相关较低的状态进行处理，能够改善接收特性。

(实施方式10)

在实施方式10中，公开接收端的无线通信装置的接收天线数比发送端的无线通信装置的发送天线数多的情况的结构。以下，作为一例，将发送端的无线通信装置的发送天线数设定为4、以及将接收端的无线通信装置的接收天线数设定为6进行说明。

图36是表示接收端的无线通信装置2600的结构的图。如该图所示，无线通信装置2600具有接收单元2620、第一信号分离单元2630、第二信号分离单元2640和接收信号处理单元250。接收单元2620具有接收单元221-1～6。第二信号分离单元2640具有两个信号分离单元2641-1和信号分离单元2641-2。接收信号处理单元250具有解调单元251-1～4、解交织器252-1～4、P/S转换单元253和解码单元254。

接收单元221-1～6对通过各个对应的天线210接收的空分复用信号进行无线接收处理(下变频和A/D转换等)，并将无线接收处理后的空分复用信号输出到第一信号分离单元2630。

第一信号分离单元2630对来自接收单元2620的空分复用信号(复用数N)进行线性运算，分离为由比复用数N小的数目的传输信号(无线通信装置100的发送信号)构成的空分复用信号的组，并输出到第二信号分离单元2640。

第二信号分离单元2640输入第一信号分离单元2630所分离的空分复用信号的组，并将各组的空分复用信号分离为该空分复用信号所包含的各个传输信号。在此，第二信号分离单元2640具有数目与由第一信号分离单元2630分成的组数相对应的信号分离单元2641(在本实施方式中，信号分离单元2641-1和2的两个)。在各个信号分离单元2641中，将一个组的空分复用信号分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号。

解调单元251对第二信号分离单元2640所分离的每个传输信号(无线通信装置100的发送信号)，进行与无线通信装置100中的调制方式对应的解调处理。

解交织器252利用与无线通信装置100中的交织图案对应的图案，对解调处理后的每个传输信号进行解交织。

P/S转换单元253与无线通信装置100中的串并转换相反，对解交织后的传输信号进行并串转换，并输出串行数据序列。

解码单元254对串行数据序列进行与无线通信装置100中的编码方式对应的解码处理，并输出与无线通信装置100的发送数据对应的接收数据。

接着，说明无线通信装置2600的动作。发送端的动作与实施方式1中的无线通信装置100相同，所以省略说明。

在无线通信装置2600中，六个天线210所接收的复用数N(N＝4)的空分复用信号，分别在接收单元221-1～6中，被放大和频率转换后被正交检波，并转换成IQ平面上的基带信号。另外，A/D转换器还将基带信号作为以复数数字信号表现的接收信号y(k)，输出到第一信号分离单元2630。另外，在此，以建立了频率同步、相位同步和码元同步为前提进行说明。

在此，接收信号y(k)是列矢量，其包含通过各个天线210接收到的接收信号作为元素。该接收信号y(k)即与来自无线通信装置100的发送序列x_n(k)对应的、平坦衰落传播环境下所得的离散时刻k中的接收信号如式(33)表示。

y(k)＝H(k)x(k)+n(k)···(33)

式(33)中的H(k)表示无线通信装置100的发送序列x_n(k)受到的传播路径变动，是由(无线通信装置2600的接收天线数目：6)行×(无线通信装置100的发送天线数目：4)列构成的矩阵。n(k)表示在无线通信装置2600的天线210中，进行接收时被附加的具有六个元素的噪声矢量。

若详细地记载式(33)，则变成如式(34)。

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(k\right)\\ y_2\left(k\right)\\ y_3\left(k\right)\\ y_4\left(k\right)\\ y_5\left(k\right)\\ y_6\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}\left(k\right)& h_{12}\left(k\right)& h_{13}\left(k\right)& h_{14}\left(k\right)\\ h_{21}\left(k\right)& h_{22}\left(k\right)& h_{23}\left(k\right)& h_{24}\left(k\right)\\ h_{31}\left(k\right)& h_{32}\left(k\right)& h_{33}\left(k\right)& h_{34}\left(k\right)\\ h_{41}\left(k\right)& h_{42}\left(k\right)& h_{43}\left(k\right)& h_{44}\left(k\right)\\ h_{51}\left(k\right)& h_{52}\left(k\right)& h_{53}\left(k\right)& h_{54}\left(k\right)\\ h_{61}\left(k\right)& h_{62}\left(k\right)& h_{63}\left(k\right)& h_{64}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\left(k\right)\\ n_2\left(k\right)\\ n_3\left(k\right)\\ n_4\left(k\right)\\ n_5\left(k\right)\\ n_6\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(34\right)$

H(k)的第i行i列的矩阵元素h_ij表示传播路径变动，该传播路径变动是从无线通信装置100的第j个天线140发送的信号，由无线通信装置2600的第i个天线210接收时的传播路径上的变动。

第一信号分离单元2630利用对于传播路径变动H的传播路径变动估计值B，对接收信号y(k)进行线性运算，从而将式(34)变换为式(35)，所述传播路径变动估计值B是利用从无线通信装置100发送的已知的导频信号等估计出的值。

$\left[\begin{array}{c}{v}_1\left(k\right)\\ v_2\left(k\right)\\ v_3\left(k\right)\\ v_4\left(k\right)\\ v_5\left(k\right)\\ v_6\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{g}_{11}\left(k\right)& g_{12}\left(k\right)& 0& 0\\ g_{21}\left(k\right)& g_{22}\left(k\right)& 0& 0\\ g_{31}\left(k\right)& g_{32}\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& g_{43}\left(k\right)& g_{44}\left(k\right)\\ 0& 0& g_{53}\left(k\right)& g_{54}\left(k\right)\\ 0& 0& g_{63}\left(k\right)& g_{64}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_1\left(k\right)\\ e_2\left(k\right)\\ e_3\left(k\right)\\ e_4\left(k\right)\\ e_5\left(k\right)\\ e_6\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(35\right)$

第一信号分离单元2630能够利用任意的线性运算，该线性运算将式(34)变换为式(35)。以下，表示一例由第一信号分离单元2630进行的线性运算。

首先，作为步骤1，进行

$y_1\left(k\right)-\frac{h_{14}\left(k\right)}{h_{54}\left(k\right)}{y}_5\left(k\right),$ $y_2\left(k\right)-\frac{h_{24}\left(k\right)}{h_{54}\left(k\right)}{y}_5\left(k\right),$ $y_3\left(k\right)-\frac{h_{34}\left(k\right)}{h_{54}\left(k\right)}{y}_5\left(k\right),$ $y_4\left(k\right)-\frac{h_{44}\left(k\right)}{h_{54}\left(k\right)}{y}_5\left(k\right)$

。其结果，得到式(36)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^1\left(k\right)\\ {y_2}^1\left(k\right)\\ {y_3}^1\left(k\right)\\ {y_4}^1\left(k\right)\\ {y_5}^1\left(k\right)\\ {y_6}^1\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^1\left(k\right)& {h_{12}}^1\left(k\right)& {h_{13}}^1\left(k\right)& 0\\ {h_{21}}^1\left(k\right)& {h_{22}}^1\left(k\right)& {h_{23}}^1\left(k\right)& 0\\ {h_{31}}^1\left(k\right)& {h_{32}}^1\left(k\right)& {h_{33}}^1\left(k\right)& 0\\ {h_{41}}^1\left(k\right)& {h_{42}}^1\left(k\right)& {h_{43}}^1\left(k\right)& 0\\ {h_{51}}^1\left(k\right)& {h_{52}}^1\left(k\right)& {h_{53}}^1\left(k\right)& {h_{54}}^1\left(k\right)\\ {h_{61}}^1\left(k\right)& {h_{62}}^1\left(k\right)& {h_{63}}^1\left(k\right)& {h_{64}}^1\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^1\left(k\right)\\ {n_2}^1\left(k\right)\\ {n_3}^1\left(k\right)\\ {n_4}^1\left(k\right)\\ {n_5}^1\left(k\right)\\ {n_6}^1\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(36\right)$

作为步骤2，进行

$y_1\left(k\right)-\frac{h_{13}\left(k\right)}{h_{43}\left(k\right)}{y}_4\left(k\right),$ ${y_2}^1\left(k\right)-\frac{{h_{23}}^1\left(k\right)}{{h_{43}}^1\left(k\right)}{y_4}^1\left(k\right),$ ${y_3}^1\left(k\right)-\frac{{h_{33}}^1\left(k\right)}{{h_{43}}^1\left(k\right)}{y_4}^1\left(k\right),$ ${y_4}^1\left(k\right)+\frac{h_{44}\left(k\right)}{h_{54}\left(k\right)}{y}_5\left(k\right)$

。其结果，得到式(37)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^2\left(k\right)\\ {y_2}^2\left(k\right)\\ {y_3}^2\left(k\right)\\ {y_4}^2\left(k\right)\\ {y_5}^2\left(k\right)\\ {y_6}^2\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^2\left(k\right)& {h_{12}}^2\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{21}}^2\left(k\right)& {h_{22}}^2\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{31}}^2\left(k\right)& {h_{32}}^2\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{41}}^2\left(k\right)& {h_{42}}^2\left(k\right)& {h_{43}}^2\left(k\right)& {h_{44}}^2\left(k\right)\\ {h_{51}}^2\left(k\right)& {h_{52}}^2\left(k\right)& {h_{53}}^2\left(k\right)& {h_{54}}^2\left(k\right)\\ {h_{61}}^2\left(k\right)& {h_{62}}^2\left(k\right)& {h_{63}}^2\left(k\right)& {h_{64}}^2\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^2\left(k\right)\\ {n_2}^2\left(k\right)\\ {n_3}^2\left(k\right)\\ {n_4}^2\left(k\right)\\ {n_5}^2\left(k\right)\\ {n_6}^2\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(37\right)$

作为步骤3，进行

${y_4}^2\left(k\right)-\frac{{h_{41}}^2\left(k\right)}{{h_{11}}^2\left(k\right)}{y_1}^2\left(k\right),$ ${y_5}^2\left(k\right)-\frac{{h_{51}}^2\left(k\right)}{{h_{11}}^2\left(k\right)}{y_1}^2\left(k\right),$ ${y_6}^2\left(k\right)-\frac{{h_{61}}^2\left(k\right)}{{h_{11}}^2\left(k\right)}{y_1}^2\left(k\right)$

。其结果，得到式(38)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^3\left(k\right)\\ {y_2}^3\left(k\right)\\ {y_3}^3\left(k\right)\\ {y_4}^3\left(k\right)\\ {y_5}^3\left(k\right)\\ {y_6}^3\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^3\left(k\right)& {h_{12}}^3\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{21}}^3\left(k\right)& {h_{22}}^3\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{31}}^3\left(k\right)& {h_{32}}^3\left(k\right)& 0& 0\\ 0& {h_{42}}^3\left(k\right)& {h_{43}}^3\left(k\right)& {h_{44}}^3\left(k\right)\\ 0& {h_{52}}^3\left(k\right)& {h_{53}}^3\left(k\right)& {h_{54}}^3\left(k\right)\\ 0& {h_{62}}^3\left(k\right)& {h_{63}}^3\left(k\right)& {h_{64}}^3\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^3\left(k\right)\\ {n_2}^3\left(k\right)\\ {n_3}^3\left(k\right)\\ {n_4}^3\left(k\right)\\ {n_5}^3\left(k\right)\\ {n_6}^3\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(38\right)$

作为步骤4，进行

${y_4}^3\left(k\right)-\frac{{h_{42}}^3\left(k\right)}{{h_{12}}^3\left(k\right)}{y_1}^3\left(k\right),$ ${y_5}^3\left(k\right)-\frac{{h_{52}}^3\left(k\right)}{{h_{12}}^3\left(k\right)}{y_1}^3\left(k\right),$ ${y_6}^3\left(k\right)-\frac{{h_{62}}^3\left(k\right)}{{h_{12}}^3\left(k\right)}{y_1}^3\left(k\right)$

。其结果，得到式(39)。

$\left[\begin{array}{c}{y_1}^4\left(k\right)\\ {y_2}^4\left(k\right)\\ {y_3}^4\left(k\right)\\ {y_4}^4\left(k\right)\\ {y_5}^4\left(k\right)\\ {y_6}^4\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h_{11}}^4\left(k\right)& {h_{12}}^4\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{21}}^4\left(k\right)& {h_{22}}^4\left(k\right)& 0& 0\\ {h_{31}}^4\left(k\right)& {h_{32}}^4\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& {h_{43}}^4\left(k\right)& {h_{44}}^4\left(k\right)\\ 0& 0& {h_{53}}^4\left(k\right)& {h_{54}}^4\left(k\right)\\ 0& 0& {h_{63}}^4\left(k\right)& {h_{64}}^4\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(k\right)\\ x_2\left(k\right)\\ x_3\left(k\right)\\ x_4\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^4\left(k\right)\\ {n_2}^4\left(k\right)\\ {n_3}^4\left(k\right)\\ {n_4}^4\left(k\right)\\ {n_5}^4\left(k\right)\\ {n_6}^4\left(k\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(39\right)$

这样，第一信号分离单元2630通过进行上述步骤1～4的线性运算，得到由式(35)表示的式子。在此，若将发送序列x₁和x₂定义为第一组以及将x₃和x₄定义为第二组，则可知式(35)的v₁、v₂和v₃仅包含第一组的分量(传输信号)，v₄、v₅和v₆仅包含第二组的分量(传输信号)。也就是说，第一信号分离单元2630对复用数4的空分复用信号进行去除两组之间的干扰的ZF(ZeroForcing)运算，分离为两个由复用数2的空分复用信号构成的组。另外，上述步骤1～4的线性运算是ZF(Zero Forcing)运算，但没有像一般进行的那样进行到最终阶段为止的运算，而是在其之前停止了运算，所述最终阶段是指分离为空分复用信号中所包含的所有传输信号的阶段。

在第一信号分离单元2630中所分离的空分复用信号的组，被输入到第二信号分离单元2640。在第二信号分离单元2640中，各组的空分复用信号被分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号。具体而言，第一组的v₁(k)、v₂(k)和v₃(k)被输入到信号分离单元241-1，并在信号分离单元2641-1中被分离为x₁(k)和x₂(k)。第二组的v₄(k)、v₅(k)和v₆(k)由信号分离单元2641-2同样地进行处理。

在第二信号分离单元2640中，作为从空分复用信号的各组中分离传输信号的算法，可以利用ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum Mean Square Error；最小均方误差)和MLD(Maximum Likelihood Detection；最大似然检测)等。但是，通过利用基于MLD进行的分离方法，能够获得分集增益(其中，相当于通过发送端的天线数是2，接收端的天线数是3的空分复用传输(2×3的空分复用传输)所得到的分集增益)。

在此，在4×6的空分复用传输中，即使要利用通过MLD进行的一个阶段的分离处理来分离所有的传输信号，也将因为运算量变得非常多，而使处理时间变长，此外，硬件也难以利用实际性的规模来实现。然而，如上所述，通过将分离处理分成两个阶段，能够以实际性的硬件来实现。

也就是说，在进行第一阶段的分离处理的第一信号分离单元2630中，对空分复用信号进行线性运算，分离为由数目比空分复用信号的复用数N小的传输信号构成的空分复用信号的组，去除各组之间的干扰。然后，在进行第二阶段的分离处理的第二信号分离单元2640中，利用在第一信号分离单元2630中去除了来自其他的组的干扰信号的信号，进行分离处理。因此，即使将MLD用于第二阶段的信号分离，也能够削减MLD时的信号点候选，所以能够以实际性的硬件实现。另外，通过将分离处理分成两个阶段，虽然比不上通过4×6的空分复用传输所得的分集增益，但可以获得通过2×2的空分复用传输所得的分集增益。

由第二信号分离单元2640分离后的各个传输信号在解调单元251中被解调，在解交织器252中被解交织，并被输入到P/S转换单元253。具体而言，第一组的信号序列x₁(k)和x₂(k)分别在解调单元251-1和2中从规定的调制方式产生的码元数据串被变换成比特数据串。作为由解调单元251-1和2中所得到的比特数据串，在解交织器252-1和2中通过与在发送端进行的交织相反的动作，其比特顺序被复原。对于第二组的信号序列x₃(k)和x₄(k)也进行同样的处理。

在解交织器252中比特顺序被复原的比特数据串，在P/S转换单元253被并串转换，并作为串行数据序列被输出。在解码单元254中，对串行数据序列进行与无线通信装置100中的编码方式对应的解码处理，输出与无线通信装置100的发送数据对应的接收数据。

另外，第二信号分离单元2640的信号分离单元2641中的分离算法，可以在信号分离单元2641之间相同，也可以分别根据发送序列的调制阶数和接收信号数等，固定地或自适应性地变更。例如，可考虑在BPSK和QPSK等调制阶数较少的情况下适用MLD，在调制阶数较多的16QAM和64QAM的情况下适用MMSE等线性方法。

这样，根据本实施方式，在通过多个天线接收从无线通信装置100发送的传输信号的无线通信装置2600中，将通过各个天线接收到的空分复用信号分成多个组。接着，第一信号分离单元2630将组作为一个单位，通过用于去除组间干扰的ZF运算进行信号分离。其后，第二信号分离单元2640将其分离为各组所包含的传输信号。

由此，作为第一信号分离单元2630的后续的处理，例如，可以直接使用为了利用三个接收序列分离复用数为2的空分复用信号而构成的、以往的电路(2×3MIMO的接收电路)。其结果，在与多个复用数的空分复用信号的接收相对应的无线通信装置中，能够以不同的复用数部分地共用接收电路，能够削减无线通信装置的硬件规模。另外，为了使其与多个复用数的接收相对应，新开发的电路变少，从而能够削减硬件的开发成本。

另外，作为第一信号分离单元2630的后续的处理，能够将接收解码处理适用于各个组，所以在存在多个发送序列的情况下，需要最终将并行数据变换为串行数据。但是，在本实施方式中，由于能够同时并行地对每个组进行接收解码处理，所以没有对并串转换单元253的输入数据加权，也无需另行配置用于暂时存储输入数据的缓冲存储器，所以能够减小数据处理延迟，能够抑制存储器的增加所造成的硬件的增加。

另外，作为接收特性，也与将空分复用信号通过ZF和MMSE等用一个阶段分离为传输信号相比，能够获得良好的特性。这是因为，若利用ZF和MMSE等的线性处理进行信号分离，则失去由多个天线接收带来的分集增益。但是，利用本结构，能够在第一信号分离单元2630分离为各个组之后将MLD用于每个组，所以能够获得相当于双支路的分集增益。

在此，在4×6的空分复用传输中，若直接以MLD分离复用数为4的信号，则能够获得相当于六个支路的分集增益，但在利用16QAM后64QAM等信号点较多的调制方式时，信号点的数目飞跃性地增大，从而难以进行实际性的硬件规模下的安装。

另外，若将其与发送加权相乘而发送，则在接收端无需利用MLD而能够获得最优的接收特性，但需要对发送端的信道矩阵的反馈以及奇异值分解或固有值分解的运算，因此难以安装，所述发送加权是基于信道矩阵的奇异值分解或信道矩阵和其厄米转置矩阵之间的乘积构成的矩阵的固有值分解等的加权。

相对于此，在本实施方式中，使第二信号分离单元2640为具有两个信号分离单元2641的结构，并在第一信号分离单元2630的后级分别地具有第一组用和第二组用的，接收复用数为2的空分复用信号的接收系统(2×3MIMO的接收系统)，所述接收系统由信号分离单元2641、解调单元251和解交织器252构成。另外，不限于此，也可采用将一个2×3MIMO的接收系统通过第一组和第二组进行时分来使用的结构。

通过上述结构，对2×3MIMO的接收系统追加第一信号分离单元230，从而能够实现用于接收复用数为4的空分复用信号的电路结构(4×6MIMO的接收电路)。另外，此时，也可以为以下的结构，即将基于发送序列的QoS设定适当的指标(发送序列的允许延迟量和数据类别等)并给第一信号分离后的每个组设定进行接收处理的优先级，逐级地切换向第二信号分离单元2640的输入。由此，能够获得将无线通信装置2600的结构简易化的效果。

另外，在本实施方式中，第一信号分离单元2630采用了将x₁(k)和x₂(K)作为第一组，将x₃(k)和x₄(k)作为第二组来进行信号分离的结构，但在组中所包含的发送序列x_n(k)的组合也可不同。例如，若设定为将QoS相同或近似的两个发送序列作为同一个组，基于发送序列的Qos利用适当的信号分离单元2641的结构，则能够将MLD用于由QoS较高的发送序列构成的组的信号分离单元2641，将MMSE用于QoS较低的发送序列的组的信号分离单元2641。

另外，在第一信号分离单元2630中，作为用于决定构成组的发送序列x_n的组合的评价标准，也可利用已在实施方式1中所述的方法。

另外，在本实施方式中，利用图36的结构进行了说明，但接收机的结构并不限于此。也能够同样地适用于利用如实施方式2中所述的干扰消除器的结构中的第一信号分离单元。也能够同样地适用于利用如实施方式3和实施方式9中所述的时空编码的结构中的第一信号分离单元。同样地，也能够适用于如实施方式4中所述的适用了多载波通信方式的结构中的第一信号分离单元。同样地，也能够适用于如实施方式5中所述的编码器的数目不同的结构中的第一信号分离单元。同样地，也能够适用于如实施方式6中所述的进行分集合成的结构中的第一信号分离单元。同样地，也能够适用于如实施方式7中所述的进行信号点削减的结构中的第一信号分离单元。同样地，也能够适用于如实施方式8中所述的通过加权乘法的结构中的第一信号分离单元。

在2006年3月31日申请的特愿2006-099973号的日本专利申请和在2007年3月28日申请的特愿2007-85225号的日本专利申请中所包含的说明书、附图和摘要的公开内容，全部引用于本申请。

工业实用性

本发明的MIMO接收装置和MIMO通信系统，对即使增加用于MIMO通信的天线数目，也能够缩小硬件规模较为有用。

Claims (21)

1.一种MIMO接收装置，包括：

接收单元，接收互不相同的传输信号被空分复用后的空分复用信号；

第一信号分离单元，对接收到的所述空分复用信号进行线性运算，并分离所述空分复用信号；以及

第二信号分离单元，将所述分离后的空分复用信号分离为各个传输信号。

2.一种MIMO接收装置，包括：

接收单元，通过多个传播路径接收互不相同的传输信号被进行了复用数为自然数N的空分复用后的空分复用信号；

第一信号分离单元，对接收到的所述空分复用信号进行线性运算，分离为由数目比所述复用数N小的所述传输信号构成的空分复用信号的组；以及

第二信号分离单元，将各个组的空分复用信号分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号。

3.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元通过ZF分离为所述空分复用信号的组，

所述第二信号分离单元通过MLD分离各组的空分复用信号。

4.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

还包括：

信号处理单元，对分离后的所述传输信号进行处理；

复本生成单元，由所述信号处理单元处理后的信号生成所述传输信号的复本，将各个复本与对应于各个复本的传输信号的传播路径估计值相乘，生成所述传输信号的接收时的复本；

减法单元，从各个传播路径的所述空分复用信号中，减去与期望的所述传输信号以外的传输信号相对应的所述接收时的复本，输出所述期望的传输信号；以及

合成单元，对通过各个传播路径的所述空分复用信号得到的所述期望的传输信号进行分集合成，

所述信号处理单元输入所述分集合成后的传输信号并进行处理。

5.如权利要求4所述的MIMO接收装置，其中，

所述减法单元从由所述第一信号分离单元分离后的空分复用信号的组中减去与期望的所述传输信号以外的传输信号相对应的所述接收时的复本，取得所述期望的传输信号。

6.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

还包括：

信号处理单元，对分离后的所述传输信号进行处理；

复本生成单元，由所述信号处理单元的处理后的信号生成所述传输信号的复本，将各个复本与对应于各个复本的传输信号所传播的传播路径的估计值相乘，生成所述传输信号的接收时的复本；以及

减法单元，从通过各个天线接收的所述空分复用信号中，减去与期望的空分复用信号以外的传输信号相对应的所述接收时的复本，取得所述期望的空分复用信号，

所述第二信号分离单元分离出所取得的所述期望的空分复用信号中所包含的各个传输信号。

7.如权利要求4所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元分离出由在发送端以相同的交织图案进行了交织的传输信号构成的空分复用信号的组。

8.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元利用所述传输信号在发送端被编码时的编码单位，分离出所述传输信号的空分复用信号的组。

9.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元分离出由在发送端基于相同的信息序列进行了时空编码的传输信号构成的空分复用信号的组。

10.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

还包括：

信号处理单元，对分离后的所述传输信号进行处理；

第三信号分离单元，在利用所述信号处理单元的处理后的信号削减各个传播路径的所述空分复用信号的候选信号点之后，将所述空分复用信号分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号，

所述信号处理单元对由所述第三信号分离单元分离后的所述传输信号进行处理。

11.如权利要求10所述的MIMO接收装置，其中，

所述第三信号分离单元削减不同的所述组的空分复用信号的候选信号点。

12.如权利要求10所述的MIMO接收装置，其中，

所述第三信号分离单元削减所述空分复用信号中所包含的传输信号在发送端被多值调制时的一部分的比特。

13.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元通过乘以接收加权进行所述线性运算。

14.如权利要求13所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元使用从传播路径响应矩阵的奇异值分解得到的酉矩阵作为所述接收加权。

15.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元分离出与所述传输信号在发送端被调制时的调制阶数相对应的、所述传输信号的空分复用信号的组。

16.如权利要求15所述的MIMO接收装置，其中，

所述第二信号分离单元通过MMSE分离所述调制阶数较高的组的空分复用信号，通过MLD分离所述调制阶数较低的组的空分复用信号。

17.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元分离出与作为所述传输信号的基础的发送数据的QoS相对应的、所述传输信号的空分复用信号的组。

18.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元分离为与所述传输信号的接收质量相对应的、所述传输信号的空分复用信号的组。

19.如权利要求2所述的MIMO接收装置，其中，

所述第一信号分离单元分离出由在发送端通过相同的删截图案被删截的传输信号构成的空分复用信号的组。

20.一种MIMO通信系统，包括无线发送装置和无线接收装置，

所述无线发送装置包括：

传输信号构成单元，构成互不相同的传输信号；以及

发送单元，分别通过不同的天线发送所述传输信号，

所述无线接收装置包括：

接收单元，接收所述传输信号被进行了复用数为自然数N的空分复用后的空分复用信号；

第一信号分离单元，对接收到的所述空分复用信号进行线性运算，分离为由数目比所述复用数N小的所述传输信号构成的空分复用信号的组；

第二信号分离单元，将各个组的空分复用信号分离为该空分复用信号中所包含的各个传输信号；以及

信号处理单元，对分离后的所述传输信号进行处理。

21.如权利要求20所述的MIMO通信系统，其中，

所述传输信号构成单元具有编码单元，其通过时空编码生成所述传输信号，

所述发送单元通过不相邻的所述天线发送所述传输信号。

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