KR20070050436A

KR20070050436A - 다중 채널 병렬 전송시 공간 채널 코딩/디코딩 방법 및장치

Info

Publication number: KR20070050436A
Application number: KR1020077002936A
Authority: KR
Inventors: 강 우; 유에헹 리
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2004-08-09
Filing date: 2005-08-02
Publication date: 2007-05-15
Also published as: CN1735079A; TW200607273A; JP2008509621A; CN1993918A; WO2006016320A1; EP1779573A1

Abstract

공간 채널 코딩 방법은 다음을 포함한다 : 미리 정의된 통신 속도에 따라 코딩된 직렬 데이터 그룹의 입력; 병렬 코딩된 신호의 복수의 채널을 출력하기 위해, 미리 정의된 통신 모드에 따라 관련된 코딩 영역을 가진 전술된 데이터 그룹에서 채널 코딩을 수행하며, 여기서 코딩된 신호의 각 채널 사이에 관련된 중복 정보가 존재; 따라서 복수의 송신 안테나를 거친 전술된 코딩된 신호를 전송. 비록 수신기에 단 하나의 수신안테나가 존재하여, 따라서 상기 시스템의 데이터 전송이 개선될 수 있을 지라도, 이 방법이 전체적으로 채널 코딩 및 공간 코딩을 함으로써 수행되어, 따라서 상기 수신된 신호는 전술된 병렬 신호의 복수 채널 사이에서의 관련된 중복 정보에 따라 디코딩된다.

Description

다중 채널 병렬 전송시 공간 채널 코딩/디코딩 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SPATIAL CHANNEL CODING/DECODING IN MULTI-CHANNEL PARALLEL TRANSMISSION}

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에서 다중 채널 병렬 데이터 전송을 구현하는 방법 및 장치, 특히 공간 채널 인코딩 및 디코딩 방법을 이용한 다중 채널 병렬 전송을 구현하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

이동 통신의 대중화에 따라, 순수한 음성 통신만으로는 다양한 형태의 정보를 요구하는 사람들의 입맛을 더 이상 만족시킬 수 없는 반면, 데이터 통신 서비스는 SOHO, 엔터테인먼트 등 고속 데이터 전송이 지원되는 HPDS(고속 패킷 데이터 서비스)와 같은 더 편리하고 풍부한 콘텐츠를 제공함으로써 소정의 화면을 나타내는데 특히 베이스 스테이션으로부터 UE(소비자 장비)로의 다운링크에 있어서 고속 데이터 서비스가 미래의 무선 통신 시스템의 주체가 되고 있다.

데이터 서비스의 전송 속도는 종래의 단일 안테나 무선 통신 시스템에서의 주파수 대역, 타임슬롯(timeslot) 혹은 확산 코드에 의해 개선된다. 예를 들어, 다중 캐리어 시스템에서, 시스템은 각 사용자에 대한 몇 가지 주파수 대역을 할당한 다음, 다중화 후 다른 대역에 신호를 전송한다. 반면 TDMA 시스템에서는, 상기 시 스템이 또한 다른 사용자 정보를 상이한 타임슬롯에 할당할 수 있고, 그 다음에 다중화 후 신호를 전송할 수 있다. 추가로 CDMA 시스템에서는 몇 가지 코드가 동일한 시간 슬롯에서 신호를 전송하는데 사용될 수 있다. 도1은 3GPPUMTS FDD 단일 안테나 시스템의 종래의 송신기 및 수신기 구조를 도시한다. 도 1에서 보여지는 바와 같이, 컨볼루셔널/터보 인코딩(convolutional/Turbo encoding)(혹은 소위 채널 코딩), 인터리빙(interleaving) 및 심볼 맵핑(symbol mapping)후, 전송될 데이터는 확산 및 스크램블링된 사용자 신호를 획득하기 위해 OVSF( 직교 가변 확산 인자) 및 스크램블링 코드(scrambling code)에 의해 연속적으로 곱해진다. 따라서, 몇 개의 확산된 사용자 신호는 코드 분할에 의해 같은 대역으로 다중화 될 수 있고 펄스 형성 및 RF변조를 통해 RF 신호를 형성한다. 수신기에서, RF 프로세싱 및 RRC 필터링과 오버 샘플링(over-sampling) 후 안테나를 통해 수신된 RF 신호는 다중 병렬 전송 채널의 특성을 평가하기 위한 채널 감정 유닛에 인가된다. 다음에 역확산(de-spreading) 및 검출 유닛은 역확산 후 채널 파라미터는 우선 평가하고 그 결과를 수신 신호 검출에 이용한다. 그리고 나서, 궁극적으로 원하는 비트의 신호를 획득하기 위해, 검출된 심볼 신호는 심볼 디매핑(de-mapping), 역인터리빙(de-interleaving) 및 컨볼루셔널/터보 디코딩을 거쳐 처리된다. 도 1에 도시된 송신기 및 수신기의 구조에서, 몇몇의 데이터 스트림이 코드 분할에 의해 같은 대역으로 다중화되고, 따라서 데이터 전송 속도가 개선된다.

그러나, 현재 주파수 대역,타임 슬롯 및 확산 코드의 관점에서 볼 때 사용 가능한 라디오 자원은 무선 통신으로부터 요구되는 필요 항목 및 증가하는 성장세 와 비교하면 여전히 매우 제한적이다. 만약 데이터 전송 속도가 추가 개선을 요한다면, 접근 방법으로는 공간 자원을 전부 이용하는 것이 있다. 최근 제안된 MIMO(다중 입력 다중 출력)기술에서, 공간 영역에서 다중 병렬 무선 채널을 구축하고 따라서 공간 자원의 유리한 점을 전부 이용함으로써 시스템의 데이터 전송 속도를 개선하기 위해 몇 가지 송수신 안테나가 사용된다. 현재의 MIMO기술에서 블라스트(Bell Labs Layered Space-Time)는 데이터 전송 속도를 매우 향상시키는 전형적인 것이다.

블라스트는 다양한 구조를 가지고 있으며, 이러한 구조 중 어떠한 채널 코딩도 없는 블라스트 구조는 전송된 신호에서 어떠한 중복된 정보가 없으므로 데이터 전송 속도를 최대화 하는 공간 채널을 전적으로 유리하게 이용하지만, 불행하게도 전송된 이 구조의 질(quality)은 매우 열악하다. 전송 품질을 개선하기 위해 채널 코딩 유닛 혹은 일명 컨볼루셔널/터보 인코더가 도 1에 도시된 컨볼루셔널/터보 인코더와 동일한 역할을 하는, 도2에 기술된 블라스트 구조를 구비한 3GPP UMT FDD 시스템에 추가된다. 도 1과 비교하여, 도 2에 도시된 전송될 블라스트 송신기를 참조하여, 단일 채널 데이터는 컨볼루셔널/터보 인코더, 인터리버 및 심볼 맵핑 유닛에 의해 처리된 후 블라스트 유닛 (310)에 인가된다. 블라스트 유닛(310)에서, 전송될 단일 채널 데이터는 몇 개의 독립된 서브데이터 스트림으로 나뉘어진다. 다음, 상기 서브데이터 스트림이 확산 및 스크램블 되고 다중 채널 병렬 신호를 획득하기 위해 다른 사용자 신호에 개별적으로 가산된다. 펄스 형성 및 RF 변조 후 이 병렬 신호들은 다중 송신 안테나를 통해 수신기로 전송된다. 수신자 쪽에서, 수신 기는 몇 개의 수신 안테나에서 다중 무선 채널을 통해 전달된 신호를 수신하고, RF 프로세싱, RRC 필터링 및 오버 샘플링을 수행한다. 그리고 나서 채널 평가 유닛은 각 채널의 특성을 평가한다. 그 후 역확산 및 검출 유닛은 채널 평가 결과를 이용하여 수신된 역확산 신호를 처리한다. 다음 블라스트 검출 유닛(410)은 각 안테나로부터 전송된 데이터를 복구하기 위해 다중 채널 처리된 신호에서 V-BLAST 검출을 실행한 다음, 그것들을 단일 채널 시리얼 데이터로 변환한다. 마지막으로, 도 1에서처럼 심볼 디-맵핑, 역인터리빙 및 컨볼루셔널/터보 디코딩 처리 후 원하는 비트의 데이터가 복구된다.

도 2에서 송신기와 수신기를 참조하여 채널 코딩 및 블라스트가 조합되는데, 따라서 신호 품질이 다중 채널 전송이 병렬로 이루어졌을 때 마찬가지로 어느 정도 보장될 수 있다. 하지만 이러한 블라스트 구조는 독립된 공간 채널의 다중 채널 공간 특성을 이용함으로써 다중 채널 신호를 복조하며 이로 인해 수신기는 다중 수신안테나를 구비해야 하고, 안테나의 개수는 전송 안테나의 개수와 같거나 그 이상이어야 한다. 그리고 단지 이 방법으로만 서브데이터 스트림이 MIMO 채널의 특성을 근거로 식별될 수 있다. 게다가, 이는 다중 안테나로부터 대응되는 다중 채널 신호를 처리하기 위해 다중-채널 RF 유닛을 구비한 UE를 요구한다. 그러나, 다운링크 HPDS 수신기로서의 UE는 무게, 크기, 배터리 소모 및 비용의 제한을 고려하면 상업적이지 않다. 보통, 현재 상황에서 UE에 단지 하나의 수신안테나만 구비된다. 따라서 블라스트는, 비록 데이터 전송 속도를 매우 향상시킬 수 있을지언정, 현재 상황하에서 다운링크 HPDS를 공급하는데 적합하지 않다.

블라스트를 차치하고, PARC(Per Antenna Rate Control), RC MPD(Rate Control Multipath Diversity) 및 DSTTD-SGRC(Double Space Time Transmit Diversy - Sub-Group Rate Control) 등과 같은 3GPP UMTS FDD 시스템을 위해 제안된 다른 MIMO 기술이 있다. 그러나 이 MIMO 기술 역시 UE에서 다중 수신안테나를 필요로 하고, 이로 인해 구현 UE의 비용 관점에서 볼 때 고속 전송의 다운링크에 대해 적합하지 않다.

상기 분석을 기초로, MIMO 기술은 고속 데이터 전송을 실현할 수 있으나, 그것의 어플리케이션은 UE에서 수신안테나의 개수에 대한 요구로 인해 제한된다. 종래의 기술에서, STTC(시공간 트렐리스 코딩)는 단일 수신안테나에서 채택될 수 있으나, 기존 STTC는 두 개의 전송 안테나에 대한 트렐리스 다이어그램 및 기껏해야 16개의 상태만을 제공한다. 만약 전송 속도를 개선하기 위해 더 많은 전송안테나가 필요하거나 인코딩 이득을 개선하기 위해 더 많은 상태가 요구되는 경우, 트렐리스 다이어그램 도시법으로 STTC를 설계하는 것이 매우 복잡할 수 있다. 시공간 전송 다이버시티(Space-time transmit diversity) 혹은 빔 형성과 같은, 단일 수신안테나를 사용하는 다른 기술들은, 다이버시티 이득(diversity gain)을 개선시키는 방법 혹은 시스템 성능을 향상시키기 위해 간섭을 줄이는 방법 등 만을 고려하므로 데이터 전송 속도를 높이는데 거의 기여하지 않는다.

그러므로, UE가 심지어 단 하나의 수신안테나만을 가지고 높은 데이터 전송 속도를 얻을 수 있도록 보증하기 위해, 다중 채널 병렬 데이터 송신에서 사용할 방법들을 제안하는 것이 필요하다.

본 발명의 목적은 다중 채널 병렬 데이터 전송을 위한 공간 채널 코딩 및 디코딩 방법을 제공하는 것인데, 이로써 UE가 단지 하나의 수신안테나를 가지고 다중 채널 병렬 데이터 수신을 실행할 수 있고 따라서 데이터 전송 속도를 향상시킨다.

공간 채널 코딩 방법은 본 발명에 따라 제안되며, 이 방법은 미리 정의된 통신 속도에 따라 인코딩된 일련의 데이터 그룹을 입력하는 단계와; 병렬 코딩된 신호의 복수의 채널 출력하기 위해 미리 정의된 통신 모드에 따라 해당하는 코딩 기준으로 전술된 데이터 그룹에서의 채널 코딩을 수행하는 단계로서 여기서, 코딩된 신호의 각 채널 사이에는 관련된 중복 정보 가 존재하는, 상기 채널 코딩을 수행하는 단계와; 복수의 전송 안테나를 거쳐 코딩된 신호의 전술된 채널 전송을 전송하는 단계를 포함한다.

공간 채널 디코딩 방법은 본 발명에 따라 제안되며 다음을 포함한다; 적어도 하나의 수신안테나를 거쳐 병렬 코딩된 신호의 복수 채널을 수신하는 단계로서 여기서 상기 병렬 코딩된 신호의 복수 채널이 공간 채널 코딩 후 전송 측면에서 대응하는 복수의 전송 안테나를 거쳐 송신되고, 코딩된 신호의 각 채널 사이에 관련된 중복 신호가 존재하는 상기 복수 채널을 수신하는 단계와; 수신 파일럿 신호(received pilot signal)에 따라 코딩 신호들을 전송시키는 상기 복수의 무선 채널에서의 채널 평가를 수행하는 단계와; 상기 공간 채널 코딩에 따른 채널 평가 결과를 이용함으로써 수신 신호를 디코딩하는 단계.

공간 채널 인코더는 본 발명에 따라 제안되며, 다음을 포함한다; 각각 인코딩된 일련의 데이터 그룹 수신을 위한 복수의 인코딩 분기로서, 여기서 각각의 인코딩 분기는 복수의 레지스터로 구성되며, 미리 정의된 통신 모드에 따라 대응하는 코딩 기준을 이용함으로써 수신 데이터의 그룹에서 채널 코딩을 수행하는 상기 복수의 인코딩 분기와; 전술된 복수의 인코딩 분기가 병렬 코딩된 신호를 각각 출력하며, 여기서 코딩된 신호의 각 경로 사이에 관련된 중복 정보가 존재한다; 따라서 코딩된 신호의 전술된 각 경로의 전송을 위한 복수의 전송 안테나.

공간 채널 디코더는 본 발명에 따라 제안되며 다음을 포함한다: 복수의 병렬 코딩된 신호 수신을 위한 적어도 하나의 수신안테나로서, 여기서 상기 복수의 병렬 코딩된 신호는 공간 채널 코딩 후 전송 측면에서의 복수의 전송 안테나를 거쳐 전송되고 코딩 신호의 각 경로 사이에 관련된 중복 정보가 존재하는 적어도 하나의 수신안테나와; 수신된 파일럿 신호에 따라 코딩된 신호를 전달하는 전술된 복수의 무선 채널에서의 채널 평가 수행을 위한 적어도 하나의 채널 평가 유닛; 공간 채널 코딩에 따른 채널 평가 결과를 이용함으로써 수신된 신호를 디코딩 하기 위한 디코딩 모듈.

본 발명의 완전한 이해와 더불어 다른 목적들 및 기능들은 첨부 도면에 관련한 후술될 설명 및 청구항들을 참조하여 명백하게 이해될 것이다.

본 발명의 바람직한 실시예의 자세한 설명을 위해, 이제 첨부 도면을 참조할 것이며, 이 첨부도면에서, 동일한 참조 번호가 동일한 부분을 나타낸다.

도 1은 단일 안테나를 구비한 3GPP UMTS FDD 시스템의 송신기 및 수신기를 도시한 블록도

도 2는 블라스트 기술을 적용한 3GPP UMTS FDD 시스템의 송신기 및 수신기를 도시한 블록도

도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 제안된 공간 채널 코딩 및 디코딩 방법을 적용한 송신기 및 수신기를 도시한 블록도로서, 여기서 수신기가 단 하나의 수신안테나를 가진 반면 송신기는 다수의 전송 안테나를 구비하는 블록도.

도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 제안된 두 개의 전송 안테나를 구비한 송신기에서 사용될 공간 채널 코딩 구조를 도시한 도면.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 제안된 세 개의 전송 안테나를 구비한 송신기에서 사용될 공간 채널 코딩 구조를 도시한 도면.

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 제안된 공간 채널 코딩 및 디코딩 방법을 적용한 송신기 및 수신기를 도시하는 블록도로서, 송신기와 수신기 모두에 수의 안테나를 장착할 수 있는, 블록도

도 7은 채널 코딩시 단일 안테나 구조를 채택한 시스템, 두 개의 전송 안테나를 구비한 제안된 공간 채널 코딩 구조를 채택한 시스템 및 QPSK(직교 위상 이동 방식, Quadrature Phase Shift Keying) 변조에 따라 두 개의 블라스트 구조를 채택한 시스템의 테스트된 FER(프레임 에러율)성능에 대한 커브를 도시한 도면.

도 8은 채널 코딩을 구비한 단일 안테나 구조를 채택한 시스템, 두 개의 전 송 안테나를 구비한 제안된 공간 채널 코딩 구조를 채택한 시스템 및 8PSK변조에 따른 두 개의 블라스트 구조를 채택한 시스템의 테스트된 FER(프레임 에러율)성능에 대한 커브를 도시한 도면.

본 발명의 공간 채널 코딩 방법에 따라 채널 코딩은, 일부 중복 정보가 다중 채널 병렬 신호에의 가산을 통해 다중 채널 병렬 구조에 결합되어 다중 채널 병렬 신호를 복조하는 수신 쪽에서 UE를 돕기 위한 다중 채널 병렬 신호 사이의 공간적 상관성이 존재하여, UE는 제한된 수신안테나를 가지고도 다량의 고속 데이터 트래픽을 수신할 수 있다.

상기 분석에 근거하여, 채널 코딩 및 공간 인코딩을 통합한 공간 채널 코딩 방법이 본 발명에서 제안된다. 특히, 베이스 스테이션과 같은 송신기에서, 시스템에 의해 요구되는 데이터 전송 속도에 따라 하나의 시공간 채널에 대한 입력 비트의 개수가 우선 결정된다. 다음, 공간 채널 코딩이 미리 정의된 코딩 기준에 따라 다수의 분기점에서 각각 입력된 비트에 대해 수행된다. 그리고 다수의 코딩된 비트는 다수의 전송 안테나를 통해 수신 측에서 전송되기 위해, 시스템에 의해 사용된 변조 및 맵핑을 통해 전송 안테나의 개수에 대응하는 다중 채널 코딩된 신호로 변환된다. 수신 측(UE)에서, 수신기는 미리 정의된 코딩 기준에 따라, 채널 평가에 의해 획득된 다중 채널의 특성들을 이용하여 수신된 신호를 디코딩하며, 따라서 다중 채널 병렬 코딩된 신호는 단일 채널의 원하는 데이터로 변환된다. 공간 채널 코딩 방법 처리 후, 다중 채널 병렬 코딩된 신호 가운데에 시간 상관관계 및 공간 상 관관계의 특성이 존재하는데, 이는 디코딩시 사용될 수 있으며, 이에 의해 UE에서 수신안테나의 개수에 대한 요구를 감소시킨다.

자세한 설명이 본 발명에서 제안된 바와 같이 3GPP UMTS FDD 시스템에서 단일 수신안테나를 구비한 UE 수신기를 예로 든 도 3내지 5에, 아래의 SCC(공간 채널 코딩, spatial channel coding)방법으로 주어질 것이다.

도 3은 본 발명에 따라 제안된 (베이스 스테이션과 같은) 송신기 및 공간 채널 코딩 방법을 채택한 (UE와 같은)수신기에 대한 구조를 도시한다. 도 3에서 도시된 바와 같이, 송신기(500)에서, 전송된 데이터가 우선 공간 채널 코딩에 대한 SCC 구조(510)에 인가되며, 이는 후에 도 4 및 5에 상세화 될 것이다. SCC 구조(510)에 의해 처리된 후, 전송된 데이터는 공간 상관관계를 가진 다중 채널 병렬 코딩된 신호로 변환된다. 그리고 나서 인터리버(interleaver)(102)에서 인터리빙되고, OVSF 확산 유닛(103)에서 확산되고, 스크램블러(104)에서 스크램블링되고, 다중화기(105)에서 중첩되고, 펄스 형성기(106)에서 펄스 형성되고, RF 유닛(107)에서 변조된 후, 다중 채널 코딩된 신호는 다중 채널의 RF 신호로 변환되며, 이후 다중 전송 안테나를 거쳐 무선 채널로 전송된다.

다중 채널 병렬 RF 신호는 무선 채널을 거쳐 UE 수신기(600)에 도달한다. 이 실시예에서, 수신기(600)는 단 한 개의 수신안테나만을 가진다. 수신안테나에 의해 수신된 신호는 다중 병렬 공간 채널을 거친 모든 신호의 중첩된 형태이다. RF 유닛(208)은 수신된 다중 채널 RF신호를 기저 대역 신호로 변환하고, 아날로그 신호를 이산 신호로 변환하기 위해, 변환된 신호들을 RRC 필터링 및 오버 샘플링 유 닛(206)으로 보낸다. 획득된 이산 신호는 역확산 및 검출 유닛(204)과 역인터리버(202)에 의해 처리된 다음, 공간 채널 디코딩 구조(610)에 인가된다. 채널 평가 유닛(220)은 수신된 파일럿 신호에 따라 다중 병렬 공간 채널의 특성을 평가한다. 다음, 채널 평가 유닛(220)에 의해 평가된 다중 병렬 공간 채널의 특성을 이용함으로써, 공간 채널 디코딩 구조(610)는 송신기(500)에 사용되는 SCC 구조(510)에 따라, 역인터리빙된 중첩 신호에서 대응하는 소프트-결정 비터비 디코딩(soft-decision Viterbi decoding)을 수행하여, 다중 채널 병렬 신호를 획득하고 다중 채널 병렬 신호를 단일 채널 시리얼 데이터 혹은 이름하여 디코딩에서 원하는 데이터로 변환한다. 평가된 채널 특성을 이용함으로써, 공간 채널 디코딩 구조(610)가 소프트 결정 비터비 디코딩을 수행하는 방법의 절차는 이후에 기술될 것이다.

도 3을 참조하면, SCC 구조(510)는 채널 코딩 및 공간 코딩에 책임이 있는 주 처리 유닛이다. SCC 구조(510)에 대한 두 개의 특정 구조가 도 4와 도 5에 각각 도시되어 있다. 도 4에서, 송신기(500)는 두 개의 전송 안테나를 가지는 반면, 수신기(600)는 단 하나의 수신안테나를 가진다. 도 4 및 도 5에 도시된 대로, 본 발명의 두 개의 실시예에서 구조를 더 간단하게 하기 위해 심볼 맵핑 유닛(103)의 기능 역시 SCC 구조로 통합될 수 있다. 이 방법으로, SCC 구조로 입력된 데이터 비트를 처리한 위상/진폭 변조된 심볼의 다중 채널이 획득될 수 있다. 나아가, 상기 심볼 맵핑 유닛은 또한 SCC 구조 바깥에 위치할 수 있다.

상기 SCC 구조는 송신기(500)가 두 개의 전송 안테나를 가지는 반면 수신기는 단 하나의 수신안테나를 가지는, 도 4를 참조하여 후술될 것이다.

도 4에 도시된 대로, 상기 SCC 구조는 4개의 시프트 레지스터의 병렬 분기들을 포함하는데, 이들 각각이 레지스터 그룹 (D) 및 두 개의 QPSK 맵핑 유닛에 의해 나타나며, 여기서 시프트 레지스터의 각 분기가 채널 코딩을 수행하고, 따라서 또한 채널 코딩 분기로 명명된다.

이 실시예에서 2b/s/Hz( b/s/Hz는 단위 스펙트럼 및 단위 시간당 비트율의 개수를 나타낸다) 데이터 전송 속도를 가지기 위해, 도 3에 도시된 대로 두 개의 전송 안테나를 구비한 송신기가 요구되고, QPSK 변조가 적용된다고 가정하면, 한 번의 인코딩을 위해 SCC 구조로 입력된 비트의 수는, 본 발명의 주요 아이디어를 근간으로 한, 2b/s/Hz의 데이터 전송 속도를 따르면 2이다. 반면, 각 전송 안테나는 하나의 심볼에 2비트가 대응되고 상기 송신기가 2개의 전송 안테나를 가지는 QPSK 변조를 채택하는데, 이는 출력된 코딩 비트의 수가 4이고, 따라서 SCC 구조가 4 채널 코딩 분기를 가지며, 2개의 분기에 의해 출력된 코딩 비트가 하나의 QPSK 심볼을 생성하는데 이용된다는 것을 의미한다. 따라서, 상기 SCC 구조의 코딩률은 1/2이다.

채널 코딩 분기점의 개수가 결정되면, 각 채널 코딩 분기에서 채널 코딩에 대한 레지스터의 개수가 9로 정해질 수 있는데, 다시 말해, 도 4에서 상기 신호들의 간섭 극복(anti-interfering) 능력을 향상시키기 위해 각 분기점의 인코더가 9개의 레지스터(D)를 가진다. 두 개의 입력 비트 정보가 한 번의 코딩에 대해 필요하고, 따라서 9개의 레지스터(D) 중 7개만이 마지막 코딩 이후 시프트 상태를 유지 한다. 즉, 각 채널 코딩 분기점이 전체 2⁷=128 상태를 가진다. 알 수 있듯이, 채널 코딩 분기의 상태의 개수는 실제 시스템에 대한 전송 품질의 요구에 따라 설정될 수 있다. 만약 상기 시스템이 신호 품질에 대한 높은 요구사항을 가진다면, 더 많은 레지스터가 필요하다.

상기 설정에 따라, 2b/s/Hz 및 128 상태로서 데이터 전송률을 구비한 상기 SCC 구조는 도 4에 도시된 것처럼, 두 개의 전송 안테나 및 하나의 수신 안테나가 있는 환경을 사용함을 위해 해석된다.

도 4를 참조하여, 두 개의 직렬 데이터 비트 (b1 및 b2)가 동시에 4개의 병렬 인코딩 분기에 시프트된다. 미리 설계된 코딩 영역에 따라 각각의 처리 분기는 코딩을 수행하는데, 예를 들면 제 1채널 코딩 분기에 대한 생성 코드 G0는 101110011이고, 제 2 채널 코딩 분기에 대한 생성 코드 G1는 010011100이며, 여기서 생성 코드의 각 비트는 하나의 레지스터에 대응된다. 각 분기에 대하여 특정 코딩 절차는, 대응되는 생성 코드 비트가 1로 설정된 레지스터에 저장되는 모든 비트의 상태에서 모듈로-2의 가산을 수행함으로써 획득된다는 것이다. 이후, QPSK 맵핑이 제 1 분기점의 코딩된 비트와 제 2 분기점의 코딩된 비트를 조합함으로써, 제 1 전송 안테나를 통해 전송될 심볼(c₁)을 획득하기 위해 실행된다. 유사하게, QPSK 맵핑이 제 2 전송 안테나를 거쳐 전송될 심볼(c₂)을 획득하기 위해, 제 3 및 제 4 분기의 코딩된 비트에서 실행된다. 이 방법으로, 단일 채널 직렬 데이터가 코딩되고 도 4에 도시된 구조 및 상기 두 개의 병렬 채널 사이에 존재하는 공간 상관관계에 따라, 코딩된 두 개의 병렬 신호 채널로 맵핑된다.

도 4에서 SCC 구조를 참조하여, 신호의 간섭 저항 능력을 개선시키고, 신호의 BER(비트 에러율, Bit Error Rate)을 최소화하기 위해, 적절한 코딩 영역이 선택될 필요가 있다. 따라서, 상기 방법은 공간 채널 코드에서 시스템을 설계하기 위해 제안된다. 상기 코딩 시스템 설계의 기본으로 코드 생성 행렬(G)을 구성하는 것이 가능할 것이므로, 도 4의 구조는 공간 채널 코드에 대한 수학적 모델을 고안하기 위해 아래에 일반화될 것이다.

우선 SCC 구조에 입력된 데이터 정보 비트를 B=[b₁,...,b_K]라고 가정하자. 여기서 K는 한번 SCC를 인코딩하는 비트의 개수를 나타낸다. 본 발명의 아이디어에 따라, K는 시스템이 요구하는 데이터 전송 속도에 의해 결정되는데, 예를 들어 도 4의 구조에서 데이터 전송 속도가 2b/s/Hz일 때,K=2이다. 그러므로, n=1,...,N이 전송 안테나의 개수인, n번째 전송 안테나에 대응하는 심볼(c_n)은 다음과 같이 나타날 수 있다:

여기서

는 레지스터에 있는 현재 상태에서의 정보 비트를 나타내고, S는 시스템 성능 요구, 예를 들어 도 4에 도시된 구조에서 S=7 즉,

에 따른, 상태 정보의 절감에 대한 레지스터의 개수이다. G는 코드 생성 행렬이며 여기서 코드 생성 행렬(G)의 위 첨 자(T)는 상기 행렬의 전치를 나타내며, 아래첨자인

는

행에서

행까지의 값이

을 계산하는데 사용된 값임을 나타낸다. 수학식 1에서

는 시스템에 의해 사용되는 변조도를 나타내는데, 예를 들어 상기 시스템이 QPSK 변조를 선택한 경우

이고, 16QAM(직교 진폭 변조)을 채택한 경우

이다. 상기 수학식으로부터, 각 전송 안테나에 의해 전송된 심볼

에 대응하는 채널 코딩 분기의 개수가 변조 모드에 해당하는

값에 의해 결정됨을 알 수 있다. 예를 들어, 만약 도 4에 도시된 구조가 QPSK 변조를 택한다면, 즉

이면,

생성에 대한 생성 코드가 코드 생성 행렬의 제 1행 및 제 2행 즉, 도 4에 도시된 바와 같이 제 1 및 제 2 채널 코딩 분기이다. G의 각 행은 하나의 채널 코딩 분기의 생성 코드에 대응하는데, 즉, 코드 생성 행렬(G)에서 각 성분은 시프트 레지스터에서 레지스터(D)에 대응하며, 상기 성분이 1인 경우 모듈로-2 가산을 실행하기 위해 레지스터(D)에서 상기 비트가 추출될 것이다. 수학식 1의

는 코딩된 값을 위상 심볼로 맵핑하기 위한 변조 과정을 나타낸다. 도 4에 도시된 구조를 참조하여 상기 시스템은 QPSK 변조를 이용하며, 이후

는

로서 나타난다.

상기 전술된 대로, 공간 채널 코딩 절차는 수학식(1)에 의해 대표될 수 있으며, 따라서 공간 채널 코딩에 대한 수학적 모델이 구성되고, 여기서 코드 생성 행렬의 행 번호 및 열 번호는 실제 데이터 전송 속도, 전송 안테나의 개수 및 시스템에 사용된 변조 방법에 따라 결정된다. 후술될 다음 단계는 코드 생성 행렬(G)의 성분을 결정하는 방법, 즉 최적의 코딩효과를 얻기 위해 적합한 코드 생성 매트릭스를 찾는 방법에 중점을 둘 것이다.

만약 전송 안테나의 개수와 수신안테나의 개수의 곱이 3이상이 아니면, 다음 기준이 코드 생성 매트릭스(G)를 찾는데 이용될 수 있다: 이 코드 생성 매트릭스에 의해 생성된 트렐리스 다이아그램에서 각 디코딩 경로에 대응하는 출력 심볼로 구성된 차동 행렬(B)은 행렬 A=B*B'의 행렬 계수/곱의 최소값을 최대화 할 수 있으며, 여기서 B'는 차동 매트릭스(B)의 공액 전치행렬을 나타낸다. 이 실시예에서, 송신 안테나의 개수 N=2 및 수신안테나의 개수 M=1이며, 따라서 상기 기준이 코드 생성 행렬(G)를 찾는데 이용될 수 있다. 모색 절차에 있어서, 각 코드 생성 행렬(G)에 해당하는 상기 트렐리스 다이어그램은 행렬(A)의 계수/곱을 최소값을 최대화하는 영역에 의해 판단되며 따라서 최적 코드 생성 행렬(G)은 수학식 2에 의해 나타나는 것처럼 찾을 수 있다.

상기 코드 생성 행렬(G)의 구현 구조가 도 4에 도시된다.

코드 생성 행렬(G)를 수학식 2에서 수학식 1로 치환하면, 두 개의 전송 안테나에 해당하는 병렬 코딩된 신호, 즉 도 4에 도시된 구조의 출력 신호를 획득할 수 있다. 도 3에 도시된 송신기(500)의 구조를 참조하여, 병렬 코딩된 신호의 상기 두 채널은 인터리빙, 확산, 스크램블링, 펄스 형성 및 변조 후 두 개의 전송 안테나를 거쳐 UE 수신기에 전송된다. 수신기에서, 도 3에 도시된 공간 채널 디코딩 구조(610)는 상기 채널 평가 유닛(220)에 의해 평가된 채널 특성에 기초하여, 수학식 2에서의 코드 생성 행렬(G)로부터 생성된 트렐리스 다이어그램에 따라, 수신된 신호에서 소프트-결정 비터비 디코딩을 수행한다.

소프트-결정 비터비 디코딩은 다음과 같이 동작한다: 공간 채널 디코딩 구조가 코드 생성 행렬(G)에 따른 코딩 구조의 상태의 개수에 의해 결정된 트렐리스 다이어그램에서 각 경로를 찾고 수신 신호의 최소 에러를 가진 최적화 경로를 찾는다. 따라서, 최적경로에 대응하는 입력된 데이터 비트가 바로 원하는 데이터이다. 본 발명의 실시예에서, 수신기(600)는 단지 하나의 수신안테나만을 가지고 상기 수신된 신호는 병렬 전송된 신호의 두 채널의 합, 예를 들어

, 여기서

는 채널 특성이고

은 가우스 잡음이다. 따라서, 경로 모색 과정에 있어, 공간 채널 디코딩 구조(610)는 모색 경로에서 코딩된 신호(

과

)를 곱하는 가중치로서 평가된 채널 특성(

과

)를 취하며, 이후 평가된 신호, 즉

를 획득하기 위해 이들을 더한다. 그리고 나서 공간 채널 디코딩 구조(610)는 결정 거리를 생성하기 위해, 수신된 신호

과 평가된 신호

를 비교한다. 상기 결정 거리는 실제 수신된 신호

과

간의 차를 반영한다. 모색 과정에서 소프트-결정 비터비 디코딩은 최적화 경로로서 최소 결정 거리를 구비한 경로만을 따르며, 원하는 사용자 데이터를 검색한다.

상기 전술은 두 개의 전송 안테나를 구비한 송신기와 한 개의 수신안테나를 구비한 수신기를 예로 들어, 제안된 공간 채널 코딩 방법 및 구조를 도시한다. 본 발명에서 제안된 상기 방법은 또한 송신기가 3개의 전송 안테나를 가지는(N=3) 반면 수신기가 단 하나의 수신안테나를 가지는(M=1) 경우에 역시 적합하다. 이 경우, 시스템에 의해 요구되는 상기 데이터 전송률은 3b/s/Hz이고 K=3인데, 즉, 한 번의 인코딩에 대해 입력된 비트의 개수는 3이고, 만약 시스템에 의해 8PSK 변조가 사용된 경우, Q=3이고 8PSK 변조는

로 나타난다. 수학식 1의 요구에 따라, 각 전송 안테나에 대응하는 채널 코딩 분기의 개수는 3이다. 만약 이때 상기 시스템의 성능 요구조건이 128(S=7) 상태를 가진 채널 코딩 분기을 택함으로써 부합된다면, N=3,M=1 및 S=7인 코드 생성 행렬은 9개의 행 및 10개의 열을 가진다. 반면, 적합한 코드 생성 행렬(G)은 행렬 A의 계수/곱의 최소값을 최대화하는 기준을 구비하여 찾아질 수 있다. 찾은 후, N=3,M=1 및 S=7인 상기 최적 코드 생성 행렬(G)은 다음의 수학식(3)에 의해 표현될 수 있다.

세 개의 연속적인 입력 데이터 비트 (b1,b2 및 b3)는 수학식 3에서 코드 생성 행렬(G)에 따라 코딩된다. 수학식 1에서

인

을 생성하기 위한 코드 생성 행렬의 행의 개수에 대한 요구에 따라, 입력된 심볼

은 코드 생성 행 렬(G)에서 처음 3개의 행으로부터 생성된 코딩된 비트의 맵핑된 심볼이다.

도 5는 세 개의 전송 안테나 및 한 개의 수신안테나에서 사용되기 위한 3b/s/Hz 및 128 개 상태를 구비한 공간 채널 코딩 구조가 수학식(3)에 의해 구성됨을 도시한다. 기본 법칙은 3개의 입력 비트가 한 번 디코딩할 때 한꺼번에 처리될 수 있고 9개의 병렬 채널 코딩 분기가 있다는 점에서의 차이로, 도 4에 있는 것과 동일하다. 9개의 분기 중 3개마다 출력되는 코딩된 신호는 8psk 맵핑을 하여 따라서 3개의 병렬 코딩된 채널을 획득하기 위해 조합된다. 도 5에 도시된 공간 채널 코딩 구조를 이용함으로써, 송신기는 코딩된 신호의 3개 경로를, 대응하는 전송 안테나를 거쳐 전송된 RF 신호로 변환하기 위해 인터리빙, 확산, 스크램블링, 펄스 형성 및 RF 변조 유닛의 3개 채널을 상응하게 가진다.

수신 측에서, 단일-안테나 수신기가 다시 채택되었으므로, 상기 수신기의 구조는 도 3에 도시된 것과 완전히 동일하다. 그러나, 수신 신호가 3개의 채널 즉,

으로부터의 신호를 포함하여, 도 3에서 상기 수신기의 채널 평가 유닛이 3개 채널의 채널 특성(

및

)을 평가할 필요가 있다. 상기 공간 채널 디코딩 구조가 소프트-결정 비터비 디코딩을 실행할 때, 평가된 상기 신호는 3개의 가중치 부여되어 코딩된 신호, 즉

의 합이다. 상기 원하는 유저 데이터는 트렐리스 다이어그램에서 최적화 경로를 선택하기 위해

를 수신된 신호(

)와 비교함에 의해 생성된 결정 거리 경로를 거쳐 검색될 수 있다.

상기 설명은 도 4 및 도 5에 따라, 송신기(500)가 둘 혹은 세 개의 전송 안테나를 가지는 반면, 수신기(600)가 단 하나의 수신안테나를 가지는 경우에도 해당한다. 나아가 제안된 상기 방법은 두 경우에 제한되지 않으며, 더 많은 전송 안테나가 있는 경우에도 적용될 수 있고, 또한 수신기가 여러 개의 수신안테나를 가지고 있는 경우에도 적용될 수 있다.

도 6은 본 발명에 따라 다중 전송 안테나를 구비한 전송기에 대한 구조 및 수신안테나를 가지는 수신기에 대한 구조를 도시한다. 도 3과 비교하면, 수신기(700)는 도 6에서 다중 수신안테나를 가지고, 따라서 수신기는 다중 수신 처리 분기를 포함하는데, 이들 각각은 RF 유닛(208), RRC 필터링 및 오버 샘플링 유닛(206), 역확산 및 검출 유닛(204), 역인터리버(202) 및 채널 평가 유닛(220)을 포함하는, 도 3에 도시된 단일 수신안테나의 수신 처리 분기와 동일한 구조를 가진다. 각 수신 처리 분기에서 처리된 수신 신호들은 디코딩을 위해, 각 분기에서의 채널 평가 유닛에 의해 평가된 채널 특성에 따라, 공간 채널 디코딩 구조(710)로 전송된다. 소프트-결정 비터비 디코딩을 수행할 때, 단일 수신 안테나를 가진 경우와 상이하여, 공간 채널 디코딩 구조(710)는 가중치 부여될 수 있고, 이후 최적 수신 신호를 구하고, 각 채널 평가로부터 평가된 채널 특성을 이용함으로써 수신된 신호를 디코딩하고, 궁극적으로 원하는 사용자 데이터를 검색하기 위해, 수신된 다중 채널 신호를 가산한다. 여기서는 수신기가 신호의 수신 다이버시티 이득을 향상시키고, 신호의 BER을 감소시키기 위해 다중 안테나 수신을 사용할 수 있음을 알 수 있다. 그러므로, 수신기가 다중 수신안테나를 가질 때, 상기 공간 채널 코딩률 이 향상될 수 있고, 데이터 전송률이 또한 개선될 수 있다.

도 6을 참조하여 본 발명에서 제안된 방법은 단일 수신안테나 및 다중 수신안테나에도 또한 적용될 수 있다. 최적 코드 생성 행렬을 찾기 위한 상기 판단된 기준은 전송 안테나의 개수와 수신안테나의 개수의 곱이 3이상일 때 바뀔 수 있음이 주목된다. 상기 조사는 다이버시티 분기점이 3개 이상 있을 때 다중 경로 페이딩(multipath fading) 채널의 다중 채널이 AWGN 채널이 된다는 것을 가리킨다. 따라서, 공간 채널 코드 코딩에 대한 판단 기준은 종래의 TCM에 대한 것과 동일할 것인데, 예를 들어 최소 유클리드 거리가 최대화 될 수 있음을 보장하기 위함이다. 심지어 더 많은 안테나가 있을 때, TCM 코딩이 공간 채널 코딩 구조로서 직접 채택될 수 있으며, 따라서 단일 안테나에 대해서만 적용할 수 있도록 사용된 TCM이 이후에는 다중 안테나에 대해 적용될 수 있다.

도 3내지 6에 따른 본 발명의 실시예에 대한 설명으로부터, 데이터 전송률에 대한 요구 및 전송안테나와 수신안테나의 개수에 대한 요구에 따라 실제 시스템에 대한 공간 채널 코딩 구조가 설계될 수 있음을 알 수 있다. 표 1은 도달 가능한 데이터 속도, 공간 코딩률 및 다른 안테나 구성 및 변조 하에서의 공간 채널 코딩에 대한 다이버시티 차수 등을 목록화한다. 본 발명의 실시예에서 표 1에서 SCC-I 및 SCC-II로 명명된 구조는 각각 도 4 및 도 5에 도시된 구조이다. 공간 코딩률은 공간 차원에서 코딩률이다. 예를 들어, 4개의 전송안테나와 2개의 수신안테나 및 16QAM 맵핑이 사용된 경우 약어로 4Tx-2Rx 16QAM로 표기된다. 상기 시스템에 의해 요청된 데이터 속도가 4b/s/Hz라고 가정하면, 공간 채널 인코더에 의한 한 번의 코 딩에 대한 데이터 비트는 4 비트이고, 16비트로 코딩된 비트는 각 채널 코딩 분기점에 의해 코딩된 후 획득되며, 이때 공간 코딩률은 1/4이다. 다음, 상기 16코딩 비트는 16QAM 맵핑을 통해 처리되며, 상기 공간 채널 코딩 구조는 4개의 전송 안테나에 대응하는 4개의 심볼을 출력한다. 이 경우, 2개의 수신안테나가 있으며 따라서 다이버시티 차수는 8이다. 표로부터 실제 시스템에서의 합리적인 공간 채널 코딩 구조가 전송 테이터, 데이터 전송률 및 변조모드에 대한 요구에 따라 선택될수 있으며, 따라서 UE는 제한된 수신 성능하에서 고속 데이터 전송을 달성할 수 있다.

본 발명에서 제안된 상기 공간 채널 코딩 방법에 따라, 채널 코딩과 공간 코딩이 다중 채널 병렬 전송을 실현하기 위해 조합되어, 단일 안테나 트랜스시버 구조(single-antenna transceiving architecture)나 기존 블라스트 기술과 비교할 때 더 나은 시스템 성능이 획득될 수 있다. 이것은 시뮬레이션 테스트로 검증된다.

표1. 다른 수의 전송 및 수신 안테나를 구비한 경우에 대한 데이터 속도, 공간 코딩률 및 다이버시티 차수

표 2는 8개의 다른 전송 및 수신안테나를 구비한 다른 구조에 대한 시뮬레이션 파라미터를 도시한다. 상기 8개의 구조는 SISO(SISO: 단일 입력 단일 출력, Single Input Single Output)구조, SCC구조, 각각의 (n블라스트) 채널코딩을 구비한 및 구비하지 않은 블라스트 구조의 4개 그룹으로 분류된다. 각 그룹은 QPSK 변조를 나타내는 I와 8PSK 변조를 나타내는 II로서 나타나는 두 개의 특정 구조를 포함한다. 표 2에서, SISO-I 및 SISO-II 구조는 인터리빙을 수행하지 않고 1/2 및 1/3의 각각 코딩률로 채널 코딩을 수행하기 위해 두 개의 코딩 모드를 (2,1,9) 및 (3,1,9)로 채택하며, 상기 두 개의 인코더는 양쪽 모두 256 상태를 가진다. 표 2에서 목록화 된 SCC-I 및 SCC-II 는 상기 수신기가 단일 안테나를 가지는 반면, 송신기가 두 개 혹은 세 개의 안테나를 각각 가지는 본 발명의 두 개의 실시예에 대한 파라미터이다. 블라스트의 그룹에 대해, 블라스트-I 및 블라스트-II에 대한 구조는 SISO-I 및 SISO-II에 대한 구조와 동일하다.

상기 8개 구조에 대한 시뮬레이션 테스트는 전달 채널이 준-정적 플랫 페이딩 채널(quasi-static flat fading channel)이고, 데이터 전송 동안 각 프레임에 대한 비트수가 130이며 상기 시뮬레이션 테스트에서 다른 파라미터가 3GPP UMTS FDD 표준에 따른 세트라는 가정에 근거로 한다.

상기 8개 구조는 SNR의 변화에 대한 FER을 테스트하는 시뮬레이션 테스트에 대해 선택된다. 시물레이션 결과가 표 7 및 8에 도시된다.

표 2. 시뮬레이션 파라미터

도 7은 SISO-I, SCC-I, 블라스트-I 및 n블라스트-I로써 4개의 구조에 대응하는 SNR의 변화를 가진 수신 신호의 FER에 대한 곡선을 도시한다. 도 8은 SISO-Ⅱ, SCC-Ⅱ, 블라스트-Ⅱ 및 n블라스트-Ⅱ로서 4개의 구조에 관해 SNR의 변화를 가진 수신신호의 FER에 대한 곡선을 보여준다. 도 7 및 도 8에서 수평좌표는 수신신호의 SNR을 나타내며, 수직좌표는 관련된 FER을 나타낸다. 도 7을 참조하여, 동일한 FER, 예를 들어 FER=

을 갖는 경우 상기 4개의 시스템 해법을 비교하면, SCC-Ⅰ을 채택한 시스템이 견딜 수 있는 수신신호의 SNR이 SISO-I에 의한 것보다 4dB 더 낮고, 블라스트-I에 의한 것보다 3dB 더 낮은, 최저값이다. 유사하게, 도 8을 참조하여, 동일한 FER, 예를 들어 FER=

, SCC-Ⅱ를 채택한 시스템이 견딜 수 있는 수신신호의 SNR이 SISO-II에 의한 것보다 1dB 더 낮고, 블라스트-II에 의한 것보다 3dB 더 낮은, 또한 최저값이다. 따라서, SCC가 가장 바람직한 시스템의 성능을 구현해 낸다는 결론이 도출될 수 있다.

시뮬레이션 테스트에서, 또한 시스템 데이터 전송률이 테스트되는데, 이는 b/s/Hz의 단위를 가진 시스템 스펙트럼 효율만을 나타내며 테스트 결과는 표 2에서 마지막 행에 리스트 되어 있다. 도 2에서의 데이터 전송률로부터, 공간 채널 코딩 구조의 데이터 전송률이 단일 안테나 구조의 데이터 전송률보다 훨씬 더 높다는 것을 알 수 있다. 도 7 및 도 8로부터, 블라스트 구조가 다중 수신안테나가 가장 높은 데이터 전송률을 제공한다 할지라도, 이러한 구조는 가장 나쁜 FER을 가지고 다중 수신안테나를 사용해야만 한다는 것이 명백하다. 따라서, 블라스트에 비해 SCC가 다운링크 고속 데이터 서비스를 제공하는데 더 적합하다.

첨부된 도면에 따른 본 발명의 실시예의 상기 자세한 설명에 기초하여, 전체 해법으로서 채널 코딩 및 공간 코딩을 통합한 공간 채널 코딩 방법이 수신기의 수신안테나의 수가 제한되거나 심지어 1까지 내려갈 때, 다중 채널 병렬 전송을 구현할 수 있고, 따라서 시스템의 데이터 전송률을 높이는데 특히 다운링크에서 HPDS를 제공하는데 매우 적합하다.

게다가, 제안된 공간 채널 코딩은 기존 STTC에 비해, 다이버시티 이득 및 코딩 이득을 더 개선시키기 위하여, 더 많은 전송 안테나 및 예를 들면 128상태인 더 많은 채널 코딩 상태를 가진다. 반면, 상기 제안된 공간 채널 코드를 설계함에 있어, 공간 채널 코드는 통신 속도, 통신 품질, 변조 모드 및 송신기에 의해 채택된 안테나의 개수에 따라 융통성 있게 결정될 수 있으며, 따라서 매우 쉽고 융통성 있게 적용될 수 있다.

추가적으로, 본 발명은 또한 전송 안테나의 개수와 수신안테나의 개수의 곱 이 3 이상일때의 공간 채널 코딩 생성 행렬이 유클리드 거리의 최소값을 최대화하는 판단영역을 제공하는데, 이는 TCM 코딩에 적합하고, 따라서 향후 시스템 확장에 대한 구현 가능한 방법을 제공한다.

본 발명이 그 실시예에 대하여 기술되었으나, 당업자는 본 발명이 여기서 기술되고 도시된 특정 실시예에 국한되지 않는다는 점을 인지할 것이다. 다양한 변경, 수정 및 등가 구성이 또한 본 발명의 사상 및 범주를 벗어나지 않고 본 발명을 구현하는데 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 첨부된 청구항의 범위에 의해서만 제한될 것이다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에서 다중 채널 병렬 데이터 전송을 구현하는 방법 및 장치, 특히 공간 채널 인코딩 및 디코딩 방법을 이용한 다중 채널 병렬 전송을 구현하기 위한 방법 및 장치에 사용 가능하다.

Claims

공간 채널 코딩 방법으로서,

(a) 미리 정의된 통신 속도에 따라 코딩된 직렬 데이터 그룹을 입력하는 단계와;

(b) 다중 채널 병렬 코딩된 신호를 출력하기 위해 미리 정의된 통신 모드에 따라 대응하는 코딩 기준으로 상기 데이터 그룹의 채널 코딩을 수행하는 단계로서, 코딩된 신호의 각 채널 사이에 관련된 중복 정보가 존재하는 채널 코딩 수행 단계와;

(c) 그에 따라, 복수의 전송 안테나를 거쳐 상기 다중 채널 코딩된 신호를 전송하는 단계를 포함하는, 공간 채널 코딩 방법.
제 1항에 있어서, 상기 단계 (b)가

(b1) 상기 복수의 전송 안테나의 개수에 따라 채널 코딩에 대해 대응하는 분기 그룹을 결정하는 단계와;

(b2) 미리 한정된 변조 모드에 따른 각 그룹의 분기에서 포함된 채널 코딩에 대한 분기를 결정하는 단계와;

(b3) 관련된 코딩 기준에 따라 상기 복수의 분기로 입력된 상기 데이터 그룹을 인코딩하는 단계를

포함하는, 제 1 청구항에 따른 상기 공간 채널 코딩 방법.
제 2항에 있어서 상기 단계(b2)가 또한

통신 품질에 대한 요구에 따라 상기 분기에서의 채널 코딩에 대한 복수의 레지스터를 결정하는 단계를 포함하며;

여기서 상기 관련 코딩 기준에 따른 상기 분기에서 상기 데이터 그룹은 전술된 복수의 레지스터로 입력된 상기 데이터 그룹은 상기 단계(b3)에서 코딩되는, 공간 채널 코딩 방법.
제 3항에 있어서, 상기 단계(b3)가

상기 관련 코딩 기준에 따라, 상기 복수의 분기에서 상기 해당하는 복수의 레지스터로부터 출력된 데이터를 선택하는 단계와;

출력된 데이터에 따른 상기 복수의 분기의 코딩된 데이터를 생성하는 단계를;

포함하는, 공간 채널 코딩 방법.
제 4항에 있어서 단계(b3)가 또한

상기 다중 채널 병렬 코딩된 신호를 출력하기 위해, 상기 변조 모드에 따라 생성된 코딩 데이터의 전술된 복수의 분기에서 심볼 맵핑을 수행하는 단계를 포함하는, 공간 채널 코딩 방법.
제 5항에 있어서, 상기 변조 모드가 적어도 BPSK, QPSK, 8PSK 및 QAM 중 어느 하나인, 공간 채널 코딩 방법.
만약 상기 전송 안테나의 개수와 수신안테나의 개수의 곱이 3이상이 아니고, 수신측에서 상기 수신안테나가 상기 전송 안테나로부터 송신된 코딩된 신호를 수신하는데 사용된다면, 상기 코딩 영역이, 상기 복수의 분기 및 각 분기에서 복수의 레지스터에 의해 구성된 코드 생성 행렬에 따라 생성된 트렐리스 다이어그램에서, 각 디코딩 경로에 대응하는 출력 심볼 사이에 구성된 차동 행렬이 상기 차동 행렬과 그것의 공액 전치 행렬의 곱을 통해 획득된 행렬의 계수/곱의 최소값을 최대화할 수 있도록 하는, 공간 채널 코딩 방법.
제 7항에 있어서 만약 상기 전송 안테나 및 상기 수신안테나의 개수의 곱이 3 이상인 경우, 상기 코딩 기준이 디코딩 실행시 트렐리스 다이어그램에서 유클리드 거리의 최소값을 최대화하도록 하는, 공간 채널 코딩 방법.
제 7항에 있어서, 만약 상기 전송 안테나 및 수신안테나의 개수의 곱이 3 이상인 경우, 상기 코딩 영역이 종래의 TCM(트렐리스 코드 변조)코딩을 채택하는, 공간 채널 코딩 방법.
제 1항에 있어서, 상기 단계(c)가

동일 안테나를 통해 다중화된 코딩 신호를 전송하기 위해 다른 확산 코드를 사용하여 코딩된 신호 확산을 다중화하는 단계와;

그에 따라, 상기 복수의 전송 안테나를 통해 다중화되고 확산된 코딩 신호의 각 채널을 전송하는 단계를;

포함하는, 공간 채널 코딩 방법.
공간 채널 코딩 방법으로서,

(a) 적어도 하나의 수신안테나를 거쳐 다중 채널 병렬 코딩된 신호를 수신하는 단계로서, 여기서 상기 다중 채널 병렬 코딩된 신호가 공간 채널 코딩 후 송신 측에서 대응하는 복수의 전송 안테나를 거쳐 전송되며, 코딩된 신호의 각 채널 사이에 관련된 중복 채널이 존재하는 다중 채널 병렬 코딩된 신호를 수신하는 단계와;

(b) 수신된 파일럿 신호에 따라 코딩된 신호를 전달하는 복수의 무선 채널에서 채널 평가를 수행하는 단계와;

(c) 공간 채널 코딩에 따른 채널 평가 결과를 이용함으로써 수신된 신호를 디코딩하는 단계를

포함하는, 공간 채널 디코딩 방법
제 11항에 있어서, 만약 상기 단계(a)에서 복수의 수신안테나를 통해 코딩된 신호가 수신된다면, 코딩된 신호를 전달하는 복수의 무선 채널은 단계(b)에서 수신 된 파일럿 신호에 따라 각각 평가되며, 단계(c)가 또한:

상기 대응하는 채널 평가 결과를 이용함으로써, 복수의 수신된 코딩 신호에 가중치를 부여하는 단계와;

상기 공간 채널 코딩에 따라 가중치 부여된 신호를 디코딩하는 단계를

포함하는, 공간 채널 디코딩 방법.
제 11 혹은 제 12 항에 있어서, 단계(c)에서 소프트-결정 비터비 디코딩 방법이 수신된 신호를 디코딩 하는데 사용되는, 공간 채널 디코딩 방법.
제 13 항에 있어서, 상기 공간 채널 코딩이 송신 측에서 채택된 통신 모드를 기초로 하는, 공간 채널 디코딩 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 통신 모드가 통신 속도, 통신 품질, 변조 모드 및 전송안테나의 개수를 포함하는, 공간 채널 디코딩 방법.
제 15 청구항에 있어서, 만약 상기 전송 안테나 및 상기 수신안테나의 개수의 곱이 3 이상이 아니면, 상기 공간 채널 코딩에 의해 채택된 코딩 기준은 코드 생성 행렬에 따라 생성된 트렐리스 다이어그램에서 각 디코딩 경로에 대응하는 출력 심볼들 사이에 구성된 차동 행렬이 상기 차동 행렬 및 그것의 공액 전치 행렬과의 곱을 거쳐 획득된 행렬의 계수/곱의 최소값을 최대화 할 수 있게 하는,

제 15 청구항에 따른 상기 공간 채널 디코딩 방법.
제 16 항에 있어서, 만약 상기 전송 안테나 및 상기 수신안테나의 개수의 곱이 3 이상인 경우, 상기 공간 채널 코드에 의해 사용된 상기 코딩 영역이 소프트-결정 비터비 코딩을 수행할 때, 트렐리스 다이어그램에서 유클리드 거리의 최소값을 최대화할 수 있는,

제 16 청구항에 따른 공간 채널 디코딩 방법.
제 16항에 있어서, 상기 전송 안테나와 상기 수신안테나의 개수의 곱이 3이상인 경우, 상기 공간 채널 코딩이 TCM 코딩인,

제 16청구항에 따른 공간 채널 디코딩 방법.
공간 채널 인코더로서,

각각 코딩될 직렬 데이터의 그룹을 수신하기 위한 복수의 인코딩 분기를 포함하고;

여기서 각 인코딩 분기는 복수의 레지스터로 구성되며, 미리 정의된 통신 모드에 따라 대응하는 코딩 기준을 이용함으로써, 수신된 데이터의 그룹에서 채널 코딩을 수행하며;

상기 복수의 인코딩 분기는 병렬 코딩된 신호를 각각 출력하며, 따라서 이들을 복수의 전송 안테나를 통해 송신하며, 코딩된 신호의 각 채널 사이에 관련된 중 복 정보가 존재하는, 공간 채널 인코더.
제 19 항에 있어서, 상기 인코딩 분기가 상기 복수의 전송 안테나의 개수 및 미리 정의된 변조 모드에 따라 결정되는, 공간 채널 인코더.
제 20항에 있어서, 각 인코딩 분기점에 포함된 레지스터의 개수가 통신 품질에 대한 요구에 근거하고, 코딩된 데이터가 관련된 코딩 영역에 따른 각 인코딩 분기에서 대응하는 레지스터의 출력 데이터로부터 생성되는, 공간 채널 인코더.
제 21항에 있어서, 상기 변조 모드가 BPSK, QPSK, 8PSK 및 QAM 중 어느 하나인, 공간 채널 인코더.
제 19항에 있어서, 만약 상기 전송 안테나 및 수신안테나의 개수의 곱이 3보다 크지 않고, 상기 전송 안테나로부터 송신된 코딩된 신호를 수신하기 위해 수신안테나가 수신측에 있는 경우, 상기 코딩 기준은 상기 복수의 분기와 각 분기에 있는 복수의 레지스터에 의해 구성된 코드 생성 행렬에 따라 생성된 트렐리스 다이어그램에서, 각 디코딩 경로에 따른 출력 심볼 사이에 구성된 차동 행렬이 상기 차동 행렬과 그것의 공액 전치 행렬의 곱을 통해 획득된 행렬의 계수/곱의 최소값을 최대화 할 수 있도록 하는, 상기 공간 채널 인코더.
제 19항에 있어서, 만약 상기 전송 안테나 및 수신 안테나의 개수의 곱이 3 보다 큰 경우, 상기 코딩 영역은 디코딩이 수행될 때 트렐리스 다이어그램에서 유클리드 거리의 최소값을 최대화 할 수 있게 하는, 공간 채널 인코더.
제 19항에 있어서, 만약 상기 전송 안테나 및 상기 수신 안테나의 개수의 곱이 3 보다 큰 경우, 상기 코딩 영역은 종래의 TCM(트렐리스 코드 변조)코딩을 채택하는, 공간 채널 인코더.
제 19청구항에 있어서, 동일 안테나를 통해 다중화된 코딩 신호를 전송하기 위해, 다른 확산 코드로 확산된 코딩 신호를 다중화하는데 각각 이용되는 복수의 다중화 유닛을 더 포함하고;

여기서 상기 다중화 전송 안테나가 그에 따라 다중화되고 확산된 코딩 신호의 각 채널을 전송하는, 공간 채널 인코더.
공간 채널 디코더로서, 공간 채널 코딩에 따른 채널 평가 결과를 이용함으로써 수신된 신호를 디코딩 하기 위한 디코딩 모듈을 포함하며; 여기서 수신된 신호는 적어도 하나의 수신안테나를 통하여 수신된 다중 채널 병렬 코딩된 신호이고, 상기 다중 채널 병렬 코딩된 신호는 공간 채널 코딩 후 송신측에서 복수의 해당 전송 안테나를 통하여 전송되고 코딩된 각 채널 사이에 중복 정보가 존재하며; 채널 평가 결과가 수신된 파일럿 신호에 따라 코딩된 신호를 전달하는 복수의 무선 채널 에서의 채널 평가를 통한 적어도 하나의 채널 평가 유닛에 의해 획득되는, 공간 채널 디코더.
제 27 항에 있어서, 복수의 수신안테나에 의해 수신된 파일럿 신호에 따른 복수의 채널 평가 유닛에 의해 획득된 해당되는 채널 평가 결과를 사용하여 복수의 수신 신호에 가중치 부여하기 위한, 가중치 모듈을 더 포함하고;

여기서 디코딩 모듈이 공간 채널 코딩에 따라 가중치 부여된 신호에서 소프트-결정 비터비 디코딩을 수행하는, 공간 채널 디코더.
제 28항에 있어서, 상기 공간 채널 코딩이 송신측에서 채택된 통신 모드에 기초하며, 상기 통신 모드가 통신 속도, 통신 품질, 변조 모드 및 전송 안테나의 개수를 포함하는, 공간 채널 디코더.
제 29항에 있어서, 만약 상기 전송 안테나의 개수와 상기 수신안테나의 개수의 곱이 3보다 크지 않는 경우, 상기 공간 채널 코딩에 의해 채택된 코딩 기준은, 코드 생성 행렬에 따라 생성된 트렐리스 다이어그램에서, 각 디코딩 경로에 대응하는 출력 심볼들 사이에 구성된 차동 행렬이 상기 차동 행렬과 그것의 공액 전치 행렬의 곱을 통해 획득된 행렬의 계수/곱의 최소값을 최대화하도록 하는, 공간 채널 디코더.
제 30항에 있어서, 상기 전송 안테나의 개수와 상기 수신 안테나의 곱이 3 보다 큰 경우, 전술된 공간 채널 코딩에 의해 채택된 코딩 영역은 소프트-결정 비터비 디코딩이 수행될 때 트렐리스 다이어그램에서 유클리드 거리의 최소값을 최대화하는, 공간 채널 디코더.
제 30 항에 있어서, 상기 전송 안테나의 개수와 상기 수신안테나의 곱이 3 보다 큰 경우, 전술된 공간 채널 코딩이 TCM(트렐리스 코드 변조) 코딩인, 공간 채널 디코더.
무선 네트워크 시스템으로서,

다중 채널 병렬 코딩된 신호를 출력하기 위해, 전송될 직렬 데이터에서 채널 코딩을 수행하기 위한 공간 채널 인코더로서, 코딩된 신호의 각 채널 사이에 관련된 중복 정보가 존재하는 공간 채널 인코더와;

그에 따라 코딩된 각 채널의 전송을 위한 복수의 전송 안테나를 포함하는, 무선 네트워크 시스템.
제 33항에 있어서, 상기 공간 채널 인코더가

개별적으로 코딩될 직렬 데이터의 그룹을 수신하기 위한 복수의 인코딩 분기를 포함하고;

여기서 각 인코딩 분기는 복수의 레지스터로 구성되며, 대응하는 코딩 기준 을 이용함에 의해 미리 정의된 통신 모드에 따라 수신된 데이터의 그룹에서 채널 코딩을 수행하며;

상기 복수의 인코딩 분기가 그에 따라 상기 복수의 전송 안테나를 통해 병렬 코딩된 신호를 전송하기 위해 이들을 각각 출력하며, 코딩된 신호의 각 채널 사이에 관련된 중복 정보가 존재하는, 무선 네트워크 시스템.
제 34 항에 있어서,

상기 인코딩 분기가 상기 복수의 전송 안테나의 개수 및 미리 정의된 변조 모드에 의해 결정되고, 각 코딩 분기에 포함된 레지스터의 개수가 통신 품질에 대한 요구사항에 의해 결정되며, 상기 코딩된 데이터가 관련된 코딩 기준에 따라 각 인코딩 분기에서 대응되는 레지스터의 출력 데이터로부터 생성되는, 무선 네트워크 시스템.
무선 단말기로서,

다중 채널 병렬 코딩된 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 안테나로서, 여기서 상기 다중 채널 병렬 코딩된 신호는 공간 채널 코딩 이후 송신측에서 복수의 전송 안테나를 통해 전송되고, 각 채널의 코딩된 신호 사이에 관련된 중복 정보가 존재하는, 적어도 하나의 안테나와;

수신된 파일럿 신호에 따라 코딩된 신호를 전달하는 복수의 무선 채널에서의 채널 평가 수행을 위한 적어도 하나의 채널 평가 유닛과;

공간 채널 코딩에 따른 채널 평가 결과를 이용함으로써, 수신된 신호의 디코딩을 위한 공간 채널 디코더

를 포함하는 무선 단말기.
제 36항에 있어서,

상기 복수의 수신안테나에 의해 수신된 파일럿 신호에 따라 상기 복수의 채널 평가 유닛에 의해 획득된 대응되는 채널 평가 결과를 사용하여 복수의 수신된 코딩된 신호에의 가중치 부여를 위한, 가중치 모듈을 더 포함하는 무선 단말기로서; 여기서 공간 채널 디코더가 공간 채널 코딩에 따라 가중치 부여된 신호에서 소프트-결정 비터비 디코딩을 수행하는, 무선 단말기.
제 37항에 있어서,

상기 공간 채널 코딩이 송신 측에서 채택된 통신모드를 기초로 하고, 상기 통신 모드는 통신 속도, 통신 품질, 변조 모드 및 전송 안테나의 개수를 포함하는, 무선 단말기.