WO2009128417A1 - 受信装置および通信システム - Google Patents

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WO2009128417A1
WO2009128417A1 PCT/JP2009/057432 JP2009057432W WO2009128417A1 WO 2009128417 A1 WO2009128417 A1 WO 2009128417A1 JP 2009057432 W JP2009057432 W JP 2009057432W WO 2009128417 A1 WO2009128417 A1 WO 2009128417A1
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WO
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unit
equalization
likelihood information
reception
antenna
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PCT/JP2009/057432
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English (en)
French (fr)
Inventor
理 中村
智造 野上
良太 山田
Original Assignee
シャープ株式会社
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Publication date
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Priority to JP2010508199A priority patent/JP5318091B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus and a communication system that receive a radio signal using a plurality of antennas.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a schematic configuration of a transmitter and a receiver described in Patent Document 1.
  • transmitter 1300 the information sequence is encoded by encoder 1301, and the encoded output is interleaved (reordered) by interleaver 1302. Thereafter, the carrier signal is modulated by the modulator 1303 and the modulated output is transmitted.
  • This transmission signal is received by the receiver 1310 through a transmission path (multipath channels).
  • delay waves are equalized by a soft input / soft output equalizer 1311.
  • the input of the equalizer 1311 is generally obtained by converting a received signal into a baseband, and the received signal in the baseband is sampled at a frequency of 1 or more times the frequency of a symbol signal of an information sequence of a transmission signal to form a digital signal.
  • the signal is converted and input to the equalizer 1311 as a digital signal.
  • the equalizer 1311 is a linear equalizer, and as its equalization output, the log likelihood ratio ⁇ 1 (LLR: Log) of the probability that each coded bit ⁇ b (i) ⁇ is +1 and the probability that it is ⁇ 1. -Likelihood Ratio) is derived.
  • ⁇ 1 [b (k)] is external information sent to the subsequent channel decoder 1314
  • ⁇ 2 [b (k)] is a priori information given to the equalizer 1311.
  • the prior information ⁇ 2 [b (k)] is subtracted from the LLR by the subtractor 1312 and further supplied to the channel decoder 1314 via the deinterleaver 1313.
  • This channel decoder 1314 calculates a log likelihood ratio ⁇ 2 .
  • ⁇ 2 [b (i)] is external information given as ⁇ 2 [b (k)] to the equalizer 1311 when iterating, and ⁇ 1 [b (k)] is sent to the channel decoder 1314. It is given as prior information ⁇ 1 [b (i)].
  • ⁇ 2 [b (i)] is subtracted by ⁇ 1 [b (i)] by a subtractor 1315 and supplied to an equalizer 1311 and a subtractor 1312 via an interleaver 1316. In this way, iterative equalization and decoding are performed to improve the error rate.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a schematic configuration of a receiver described in Patent Document 2.
  • this receiver In the case of performing single carrier transmission, this receiver is configured to obtain a reception antenna diversity effect by combining diversity and adaptive equalization, and combining the filter outputs at each reception antenna.
  • this receiver includes correlators 1401 and 1402 for estimating an impulse response by a correlation operation between a received signal and a reference signal, and matched filtering based on a complex conjugate time reversal weighting factor of the impulse response.
  • adaptive filters 1403 and 1404 are provided.
  • a synthesis circuit 1405 that synthesizes the filter output, a delay judgment feedback type sequence estimator 1406 that outputs tentative judgment data based on the output of the synthesis circuit 1405, and a replica that generates a received signal replica based on the tentative judgment data
  • a generator 1407, a preamble generation circuit 1408 that generates a known signal, and switches 1409 and 1410 that supply the received signal replica or the known signal to the correlators 1404 and 1402 as reference signals are provided.
  • this receiver includes receivers 1411 and 1412 having antennas and delay circuits 1413 and 1412.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and a receiving apparatus and communication capable of improving the receiving antenna diversity effect by equalizing while exchanging likelihoods between a plurality of equalizers.
  • the purpose is to provide a system.
  • the receiving apparatus of the present invention is a receiving apparatus that receives a radio signal using a plurality of antennas, and is based on the pilot separation unit that separates a pilot signal and a received data signal from the radio signal, and the pilot signal.
  • a channel estimation unit that calculates a channel estimation value corresponding to each antenna, and a signal detection of the reception data signal corresponding to each antenna, and the likelihood based on the reception data signal and the channel estimation value
  • a reception processing unit having a plurality of equalization units for generating information, and any one equalization unit generates likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization units, and The generated likelihood information is output to another equalization unit.
  • any one equalization unit generates likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization unit, and outputs the generated likelihood information to the other equalization unit. Therefore, it is possible to improve the reception diversity effect as compared with antenna processing of linear processing.
  • the reception processing unit subtracts the likelihood information generated by another equalization unit from the likelihood information output from any one of the equalization units. 1 subtracting section is provided.
  • the reception processing unit performs decoding using the likelihood information output from any of the equalization units, and outputs the decoded likelihood information.
  • a decoding unit is provided.
  • the decoding process is performed using the likelihood information output from any of the equalization units and the decoded likelihood information is output, it is possible to improve the reception diversity effect.
  • each equalization unit performs interference using the received data signal corresponding to each antenna, the propagation path estimation value, and likelihood information generated by another equalization unit.
  • An interference replica generation unit that generates a replica
  • an interference removal unit that subtracts the interference replica from a reception data signal corresponding to each antenna.
  • the interference replica is generated and the interference replica is subtracted from the received data signal corresponding to each antenna, it is possible to minimize the influence of the interference.
  • any one of the equalization units generates likelihood information using the likelihood information generated by another equalization unit, and the generated likelihood information is The process of outputting to other equalization units is performed at least once.
  • any one equalization unit generates likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization unit, and outputs the generated likelihood information to the other equalization unit. Since it is performed at least once, likelihood information can be exchanged among a plurality of equalization units, and the reception antenna diversity effect can be improved.
  • any one said equalization part produces
  • any one equalization unit generates likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization unit, and the generated likelihood information is transferred to the other equalization unit. Since the number of times of performing the process to be output is determined, for example, it is possible to reduce the number of processes or increase the number of processes according to QoS.
  • the reception processing unit measures a reception quality of each reception data signal based on a propagation path estimation value corresponding to each antenna, and performs reception signal detection.
  • an equalization order determining unit for ordering received data signals for performing signal selection and signal detection.
  • the reception quality of each received data signal is measured based on the channel estimation value corresponding to each antenna, the received data signal for signal detection is selected, and the received data signal for signal detection is ordered. For example, processing can be performed in the order of good propagation path.
  • the equalization order determination unit may generate likelihood information by using any one of the equalization units generated by other equalization units. Each time the process of outputting the generated likelihood information to another equalization unit is repeated, the number of received data signals to be selected and the order of received data signals for signal detection are changed.
  • any one equalization unit generates likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization units, and outputs the generated likelihood information to the other equalization units.
  • the number of received data signals to be selected and the order of received data signals for signal detection are changed, so that it is possible to determine the best order for each process and perform the process.
  • the reception processing unit performs a decoding process using the likelihood information output from any of the equalization units, and outputs the decoded likelihood information.
  • the likelihood information is generated using the likelihood information output from the second decoding unit, and the generated likelihood information is output to the second decoding unit. Since the likelihood information including the likelihood information output from the second decoding unit can be exchanged as well as exchanging the likelihood information after equalization, the receiving antenna diversity effect and the decoding effect can be reduced. It becomes possible to improve.
  • the reception processing unit selects either the likelihood information output from the other equalization unit or the likelihood information output from the second decoding unit. And a switching unit for outputting the output.
  • likelihood information output by the other equalization unit or the likelihood information output by the second decoding unit is selected and output, the equalization of each antenna within the equalization unit
  • likelihood information including the likelihood information output by the second decoding unit can be exchanged. As a result, it is possible to improve the receiving antenna diversity effect and the decoding effect.
  • the communication system of the present invention is a communication system that performs wireless communication between a transmission device and a reception device having a plurality of antennas, and the reception device is connected to the plurality of antennas from the transmission device.
  • a pilot separation unit that separates a pilot signal and a received data signal from a radio signal received using a propagation path estimation unit that calculates a propagation path estimation value corresponding to each antenna based on the pilot signal;
  • a reception processing unit having a plurality of equalization units for performing signal detection of the reception data signal corresponding to each antenna and generating likelihood information based on the reception data signal and the propagation path estimation value.
  • the two equalization units generate likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization units, and output the generated likelihood information to the other equalization units. It is.
  • any one equalization unit generates likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization unit, and outputs the generated likelihood information to the other equalization unit. Therefore, it is possible to improve the reception diversity effect as compared with antenna processing of linear processing.
  • any one equalization unit generates likelihood information using the likelihood information generated by the other equalization unit, and transmits the generated likelihood information to the other equalization unit. Since it is output, it is possible to improve the reception diversity effect as compared with antenna processing of linear processing.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a schematic configuration of equalization units 501-1 to 501-2. It is a figure which shows schematic structure of the signal detection part which concerns on 2nd Embodiment. It is a figure which shows the reception quality for every received data signal.
  • FIG. 1 It is a figure which shows schematic structure of the reception process part which concerns on 3rd Embodiment. It is a figure which shows schematic structure of a signal detection part. It is a figure which shows schematic structure of the reception process part which concerns on 3rd Embodiment. It is a figure which shows schematic structure of the signal processing part which concerns on 3rd Embodiment. It is a figure which shows schematic structure of the transmitter described in patent document 1, and a receiver. It is a figure which shows schematic structure of the receiver described in patent document 2.
  • the present invention exchanges likelihoods between a plurality of equalizers based on the concept of turbo decoding for signals received through different propagation paths through the same transmission signal and different propagation paths at the receiver. It is characterized by equalization.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a transmitter according to the first embodiment.
  • the transmitter 100 includes an encoding unit 101, an interleaving unit 102, a modulation unit 103, a frame configuration unit 104, a pilot generation unit 105, a DA conversion unit 106, a radio transmission unit 107, and a transmission antenna unit 108.
  • the transmitter 100 inputs the information data series to the encoding unit 101.
  • the encoding unit 101 performs error correction encoding at a predetermined encoding rate by using a turbo code, LDPC (Low Density Parity Check) code, or the like to obtain a code bit sequence.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • the code bit sequence is input to the interleave unit 102. After interleaving is performed by the interleaving unit 102, it is input to the modulation unit 103, and the code bit sequence is modulated into a data symbol sequence such as BPSK (Binary Phase Shift Keying) or 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
  • the data modulation sequence is input to the frame configuration unit 104.
  • Frame configuration section 104 performs frame configuration using the pilot generated by pilot generation section 105 and the data symbol sequence input from modulation section 103.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a frame configuration.
  • frame configuration section 104 adds N p pilots to the head of N symbol data symbols.
  • the frame generated by the frame configuration unit 104 is converted into an analog signal by a DA (Digital to Analog) conversion unit 106.
  • DA Digital to Analog
  • the signal is transmitted by the transmission antenna unit 108 via the wireless transmission unit 107.
  • the signal thus transmitted is received by the receiver.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a schematic configuration of the receiver according to the first embodiment.
  • a radio signal transmitted from the transmitter illustrated in FIG. 1 is received by the receiver 300 through the propagation path.
  • the receiver 300 includes M antenna units 301-1 to 301-M (M is an integer of 2 or more). Also, wireless reception units 302-1 to 302-M, AD conversion units 303-1 to 303-M, pilot separation units 304-1 to 304-M, propagation path estimation unit 305, reception processing unit 306, and data determination unit 307 Is provided.
  • the signal received by the wireless reception unit 302-1 via the antenna unit 301-1 is converted into a digital signal by an AD (Analog-to-Digital) conversion unit 303-1. Thereafter, the received signal is separated into a pilot signal and a data signal by pilot separation section 304-1, the pilot signal is input to propagation path estimation section 305, and the data signal is input to reception processing section 306. The same processing is performed for antenna M, and the pilot signal is input to propagation path estimation section 305 and the data signal is input to reception processing section 306.
  • the propagation path estimation unit 305 uses the input reception pilot signals of the antenna units 301-1 to 301-M to transmit signals between the transmission antenna unit 108 and the reception antenna units 301-1 to 301-M in FIG. Propagation path estimation is performed, and each propagation path estimation value is input to the reception processing unit 306.
  • Reception processing section 306 encodes the received data signal of each antenna input from pilot demultiplexing sections 304-1 to 304-M and the propagation path estimation value of each antenna input from propagation path estimation section 305.
  • the bit LLR is calculated and input to the data determination unit 307.
  • the data determination unit 307 extracts the information bit LLR from the sign bit LLR, and calculates an information bit sequence based on the sign of the bit LLR.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a schematic configuration of the reception processing unit 306 according to the first embodiment.
  • the reception processing unit 306 includes a signal detection unit 401, a deinterleaving unit 402, and a decoding unit 403.
  • the reception data signal of each antenna and the propagation path estimation value of each antenna are input to the signal detection unit 401.
  • the signal detection unit 401 calculates the LLR of the code bit using the input reception data signal of each antenna and the propagation path estimation value of each antenna.
  • the calculated code bit LLR is input to deinterleaving section 402 and input to decoding section 403 after the process of returning the interleaving performed in interleaving section 102 of the transmitter shown in FIG.
  • Decoding section 403 performs a decoding process corresponding to the encoding of the transmitter.
  • Decoding section 403 calculates and outputs code bit LLR.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a schematic configuration of the signal detection unit according to the first embodiment.
  • the signal detection unit 401 includes transmission signal detection units (equalization units) 501-1 and 501-2 and subtraction units 502-1 and 502-2.
  • Equalizing section 501-1 receives antenna 1 received data signal, code bit LLR ⁇ 2 output from subtracting section 502-2, and propagation path estimation value, performs equalization processing to compensate for multipath,
  • the bit LLR ⁇ 1 is output to the subtracting unit 502-1.
  • ⁇ 2 is given zero.
  • Subtraction unit 502-1 uses the output sign bit LLRramuda 1 of equalizer 501-1 input and output code bits LLRramuda 2 of the subtraction section 502-2 performs subtraction processing of lambda 1 1-? 2, Output code bit LLR ⁇ 1 is obtained. The obtained ⁇ 1 is output to the equalization unit 501-2 and the subtraction unit 502-2.
  • the equalization unit 501-2 performs equalization processing to compensate for multipath using the antenna 2 reception data signal, the code bit LLR ⁇ 1 output from the subtraction unit 502-1, and the propagation path estimation value in each reception antenna.
  • the sign bit LLR ⁇ 2 is input to the subtracting unit 502-2.
  • the subtraction unit 502-2 performs subtraction processing of ⁇ 2 - ⁇ 1 using the input output code bit LLR ⁇ 2 of the equalization unit 501-2 and the code bit LLR ⁇ 1 output of the subtraction unit 502-1.
  • the sign bit LLR ⁇ 2 is obtained.
  • the obtained ⁇ 2 is input to the equalization unit 501-1 and the subtraction unit 502-1.
  • the code bit LLR ⁇ 2 output from the equalization unit 501-2 is input to the deinterleaving unit 402 in FIG.
  • the code bit LLR ⁇ 2 output from the equalization unit 501-2 is used as the final output, but the code bit LLR ⁇ 1 output from the equalization unit 501-1 may be used as the final output.
  • FIG. 6 is a diagram showing a schematic configuration of the equalization units 501-1 to 501-2.
  • equalization for the kth symbol will be described.
  • the input code bit LLR sequence is input to the symbol replica generation unit 601.
  • the symbol replica generation unit 601 generates a symbol replica s est ((2L ⁇ 1) ⁇ 1 vector) other than the k-th symbol by using the input code bit LLR sequence by Expression (1).
  • the calculated symbol replica s est is input to the interference replica generation unit 602 and the weight generation unit 603.
  • the input propagation path estimation value H (L ⁇ (2L ⁇ 1) matrix, where L is the number of paths in the propagation path) is also input to the interference replica generation unit 602 and the weight generation unit 603. However, H is a matrix in which all the temporal and spatial structures of the propagation path are expressed.
  • the interference replica generation unit 602 generates an interference replica using the input symbol replica s est and the propagation path estimation value H, and inputs the interference replica to the subtraction unit 604.
  • the reception data signal r (k) (L ⁇ 1 vector) is input to the subtraction unit 604.
  • the weight generation unit 603 to which the symbol replica s est (vector) and the propagation path estimation value are input calculates the propagation path compensation weight w (k) (L ⁇ 1 vector) and the equivalent gain ⁇ (k), and the propagation path.
  • the compensation weight w (k) (vector) is input to the propagation path compensation unit 605, and the equivalent gain ⁇ (k) is input to the LLR calculation unit 606.
  • the propagation path compensation weight w (k) (vector) and the equivalent gain ⁇ (k) are calculated by equations (2) and (3), respectively.
  • ⁇ 2 is the variance of noise
  • I is an L ⁇ L identity matrix
  • e L is a (2L ⁇ 1) ⁇ 1 vector whose L-th element is 1 and the others are 0, T is transposed
  • H is complex conjugate transposed ( Hermitian transposition).
  • ⁇ (k) ((2L-1) ⁇ (2L-1) matrix) is expressed by the following equation.
  • diag (x) means a diagonal matrix having the vector x as a diagonal element.
  • the reception data signal r (k) (L ⁇ 1 vector) is input to the subtraction unit 604.
  • the subtraction unit 604 subtracts the interference replica (multiplication of H and s est) from the received data signal r (vector), the interference to obtain a suppression signal r s (k) (L ⁇ 1 vector).
  • the obtained r s (k) (vector) is input to the propagation path compensation unit 605.
  • the propagation path compensation unit 605 performs processing of Expression (5) and inputs the compensated signal z (k) to the LLR calculation unit 606.
  • the LLR calculation unit 606 obtains the LLR of the sign bit based on the equation (6) using the input compensated signal z (k) and the equivalent amplitude ⁇ (k).
  • Re [] indicates processing for extracting only the real part.
  • the above processing is performed on N symbols, and the calculated code bit LLR is input to the PS conversion unit 607.
  • the PS conversion unit 607 performs PS (Parallel-Serial) conversion on the input code bit LLR, and outputs a code bit LLR.
  • the configurations of the equalization units 501-1 and 501-2 are those described in Non-Patent Document 1. However, if the configuration compensates for multipath and outputs the LLR of the sign bit, the configuration is as follows. Any thing is acceptable.
  • equalization processing is performed for each antenna, and instead of performing linear antenna synthesis, the equalized code bits LLR are exchanged between the antennas.
  • the receiving antenna diversity effect can be improved.
  • the receiver when the receiver has three or more receiving antennas, equalization is performed while the likelihood is exchanged between equalizers of the receiving antennas.
  • the configuration of the transmitter may be the same as that of the first embodiment shown in FIG.
  • the signal transmitted from the transmitter shown in FIG. 1 passes through the propagation path and is received by the receiver.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a schematic configuration of a receiver according to the second embodiment.
  • the receiver 300 includes M antenna units 301-1 to 301-M (M is an integer of 3 or more). Also, wireless reception units 302-1 to 302-M, AD conversion units 303-1 to 303-M, pilot separation units 304-1 to 304-M, propagation path estimation unit 305, reception processing unit 306, and data determination unit 307 Is provided.
  • the signal received by the wireless reception unit 302-1 via the antenna unit 301-1 is converted into a digital signal by the AD conversion unit 303-1. Thereafter, the received signal is separated into a pilot signal and a data signal in pilot separation section 304-1, the pilot signal is input to propagation path estimation section 305, and the data signal is input to reception processing section 306. The same processing is performed for the antenna M.
  • the pilot signal is input to the propagation path estimation unit 305, and the data signal is input to the reception processing unit 306.
  • the propagation path estimation unit 305 uses the input reception pilot signals of the antenna units 301-1 to 301-M to transmit the transmission antenna unit 108 and the reception antenna units 301-1 to 301-M shown in FIG.
  • the channel estimation is performed, and each channel estimation value is input to the reception processing unit 306.
  • the reception processing unit 306 uses the received data signal of each antenna input from the pilot demultiplexing units 304-1 to 304-M and the channel estimation value of each antenna input from the channel estimation unit 305 to code bit LLR. Is calculated and input to the data determination unit 307.
  • the data determination unit 307 extracts the information bit LLR from the sign bit LLR, and calculates an information bit sequence based on the sign of the bit LLR.
  • the reception processing unit 306 includes a signal detection unit 401, a deinterleaving unit 402, and a decoding unit 403.
  • the reception data signal of each antenna and the propagation path estimation value of each antenna are input to the signal detection unit 401.
  • the signal detection unit 401 calculates the LLR of the code bit using the received reception data signal of each antenna and the propagation path estimation value of each antenna.
  • the calculated code bit LLR is input to the deinterleaving unit 402, and after the process of returning the interleaving performed by the interleaving unit 102 of the transmitter shown in FIG. 1 is performed, the code bit LLR is input to the decoding unit 403.
  • Decoding section 403 performs a decoding process corresponding to the encoding of the transmitter.
  • the decoding unit 403 calculates and outputs a sign bit LLR.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a schematic configuration of a signal detection unit according to the second embodiment.
  • the signal detection unit 401 includes an equalization order changing unit 701, equalization units 702-1 to 702-M ', and subtraction units 703-1 to 703-M'.
  • Received data signals of antennas 1 to M and propagation path estimation values of antennas 1 to M are input to equalization order changing section 701.
  • the equalization order changing unit 701 obtains average reception quality for each antenna, for example, SNR (Signal-to-Noise power Ratio) and SINR (Signal-to-Interference plus Noise power Ratio), and equalizes based on the average reception quality.
  • SNR Signal-to-Noise power Ratio
  • SINR Signal-to-Interference plus Noise power Ratio
  • the equalization order changing unit 701 first inputs the received data signal to be equalized and the channel estimation value to the equalization unit 702-1.
  • Equalization section 702-1 includes a received data signal r 1 for performing first equalization processing input from the equalization order changing unit 701, the subtraction unit 703-M 'is input from the sign bit LLR ⁇ M', and propagation The path estimation value is input, equalization processing is performed to compensate for multipath, and the sign bit LLR ⁇ 1 is input to the subtracting unit 703-1.
  • the configuration of the equalization unit 702-1 may be the same as that of the first embodiment, but any configuration may be used as long as it is a configuration that compensates for multipath and outputs an LLR of code bits. May be. However, since there is no output ⁇ M ′ of the subtracting unit 703 -M ′ at the first time, ⁇ M ′ is given zero.
  • Subtraction unit 703-1 uses the 'output code bits LLRramuda M' and the output sign bit LLRramuda 1 of equalizer 702-1 inputted subtraction section 703-M, the subtraction processing of lambda 1 1-? M ' And output code bit LLR ⁇ 1 is obtained.
  • the obtained ⁇ 1 is output to the equalization unit 702-2 and the subtraction unit 703-2.
  • the equalization unit 702-2 receives the received data signal r 2 subjected to the second equalization process input from the equalization order changing unit 701, the sign bit LLR ⁇ 1 output from the subtraction unit 703-1, and each reception antenna.
  • An equalization process is performed to compensate for multipath using the propagation path estimation value at, and the sign bit LLR ⁇ 2 is input to the subtraction unit 703-2.
  • the subtraction unit 703-2 performs subtraction processing of ⁇ 2 - ⁇ 1 using the input output code bit LLR ⁇ 2 of the equalization unit 702-2 and the code bit LLR ⁇ 1 output of the subtraction unit 703-1, The sign bit LLR ⁇ 2 is obtained. Such processing is performed up to the M′th received data signal.
  • the output of the equalization unit 702-M ′ that performs the M′-th equalization process is input to the subtraction unit 703-M ′.
  • the subtracting unit 703-M ′ receives the output code bit LLR ⁇ M ′ and the code bit LLR ⁇ M′ ⁇ 1 of the equalizing unit 702-M ′, and performs a subtraction process of ⁇ M ′ - ⁇ M′ ⁇ 1 .
  • the sign bit LLR ⁇ M ′ is obtained.
  • ⁇ M ′ output from the subtraction unit 703-M ′ is input to the equalization unit 702-1 and the subtraction unit 703-1.
  • the above process is repeated one or more times to obtain the code bit LLR ⁇ M ′ output from the equalization unit 702-M ′.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating reception quality for each received data signal.
  • the equalization order changing unit 701 shown in FIG. 7 measures the reception quality for each received data signal such as 801 in FIG. 8 using the propagation path estimation value. Using the measured reception quality, reception data to be equalized is selected and ordered at the first time. In FIG. 8, received data signal 3 and received data signal 5 are selected, and equalization is performed in the order of received data signal 5 and received data signal 3 (802).
  • the received data to be equalized is selected and ordered.
  • the reception data signal 2, the reception data signal 3, and the reception data signal 5 are selected, and equalization is performed in the order of the reception data signal 2, the reception data signal 5, and the reception data signal 3 (803).
  • the output code bit LLR of the equalization of the reception data signal 3 at the first time is used.
  • received data to be equalized in the third iteration is selected and ordered. In FIG. 8, all received data is selected, and equalization is performed in the order of the received data signals 5, 3, 2, 1, 6 and 4 (804). However, when equalizing the received data signal 5, the output code bit LLR of equalization of the received data signal 3 in the second iteration is used.
  • the number of received data, the number of repetitions, and the order in which equalization processing is performed may be determined in consideration of not only reception quality but also QoS (Quality of Service) such as allowable processing delay time and allowable communication quality. That is, when the allowable delay time is short or the allowable communication quality is low, the number of received data to be processed and the number of repetitions may be limited.
  • QoS Quality of Service
  • the second embodiment even when there are three or more receiving antennas, equalization processing is performed for each antenna and linear antenna synthesis is not performed, but three or more receiving antennas are used. By exchanging the equalized code bit LLR between the receiving antennas, the receiving antenna diversity effect can be greatly improved.
  • the same transmission signal passes through different propagation paths, and signals received via different propagation paths in the receiver are converted into a plurality of equalizers and decoders based on the concept of turbo decoding.
  • the bit error rate is improved by exchanging likelihood between the two.
  • the configuration of the transmitter may be the same as that of the first embodiment shown in FIG.
  • the signal transmitted from the transmitter shown in FIG. 1 passes through the propagation path and is received by the receiver.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a schematic configuration of a receiving apparatus according to the third embodiment.
  • the receiver includes M antenna units 301-1 to 301-M (M is an integer of 2 or more). Also, wireless reception units 302-1 to 302-M, AD conversion units 303-1 to 303-M, pilot separation units 304-1 to 304-M, propagation path estimation unit 305, reception processing unit 306, and data determination unit 307 Is provided.
  • the signal received by the wireless reception unit 302-1 via the antenna unit 301-1 is converted into a digital signal by the AD conversion unit 303-1. Thereafter, the received signal is separated into a pilot signal and a data signal by pilot separation section 304-1, the pilot signal is input to propagation path estimation section 305, and the data signal is input to reception processing section 306. Similar processing is performed for antenna M, and a pilot signal is input to propagation path estimation section 305 and a data signal is input to reception processing section 306.
  • the propagation path estimation unit 305 uses the input reception pilot signals of the antenna units 301-1 to 301-M to transmit the transmission antenna unit 108 and the reception antenna units 301-1 to 301-M shown in FIG.
  • the channel estimation is performed, and each channel estimation value is input to the reception processing unit 306.
  • the reception processing unit 306 uses the received data signal of each antenna input from the pilot separation units 304-1 to 304-M and the channel estimation value of each antenna input from the channel estimation unit 305 to code bits.
  • the LLR is calculated and input to the data determination unit 307.
  • the data determination unit 307 extracts the information bit LLR from the sign bit LLR, and calculates an information bit sequence based on the sign of the bit LLR.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a schematic configuration of a reception processing unit according to the third embodiment.
  • the reception processing unit 306 includes a signal detection unit 901, a subtraction unit 902, a deinterleaving unit 903, a decoding unit 904, a subtraction unit 905, and an interleaving unit 906.
  • the reception data signal of each antenna and the propagation path estimation value of each antenna are input to the signal detection unit 901.
  • the signal detection unit 901 calculates the LLR of the code bit using the input reception data signal of each antenna, the propagation path estimation value of each antenna, and the input from the interleaving unit 906.
  • the calculated sign bit LLR is input to the subtraction unit 902.
  • the subtraction unit 902 subtracts the code bit LLR input from the interleaving unit 906 from the code bit LLR input from the signal detection unit 901, and inputs the result to the deinterleaving unit 903.
  • the deinterleaving unit 903 performs the process of returning the interleaving performed by the interleaving unit 102 of the transmitter shown in FIG. 1, and inputs the result to the decoding unit 904 and the subtracting unit 905.
  • Decoding section 904 performs a decoding process corresponding to the encoding of the transmitter.
  • the decoding unit 904 inputs the decoded code bit LLR to the subtraction unit 905.
  • the subtraction unit 905 subtracts the code bit LLR input from the deinterleaving unit 903 from the code bit LLR input from the decoding unit 904, and inputs the result to the interleaving unit 906.
  • Interleaving section 906 performs the same interleaving on the input code bit LLR as the interleaving performed by interleaving section 102 of the transmitter, and inputs the obtained code bit LLR to signal detection section 901 and subtraction section 902. To do. The above process is repeated at least once and the code bit LLR calculated by the decoding unit 904 is output to the data determination unit 307.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a schematic configuration of the signal detection unit.
  • the signal detection unit 901 includes switching units 1001-1 and 1001-2, equalization units 1002-1 and 1002-2, and subtraction units 1003-1 and 1003-2.
  • the configuration of the equalization units 1002-1 and 1002-2 may be the same as that of the first embodiment, but any configuration is possible as long as it is a configuration that compensates for multipath and outputs an LLR of code bits. It may be.
  • the code bit LLR output from the interleaving unit 906 in FIG. 9 and the output code bit LLR ⁇ 2 from the subtracting unit 1003-2 are input to the switching unit 1001-1.
  • the switching unit 1001-1 inputs the input from the subtracting unit 1003-2 to the equalizing unit 1002-1 when exchanging the code bit LLR between the antennas, and outputs the signals from the signal detecting unit 901 and the decoding unit 904 in FIG.
  • the input from the interleaving unit 906 in FIG. 9 is input to the equalizing unit 1002-1.
  • the input code bits LLR and ⁇ 2 from the interleaving unit 906 in FIG. Give zero.
  • Equalization section 1002-1 uses the received data signal of antenna 1, the propagation path estimation value, and the input from switching section 1001 to perform equalization processing so as to compensate for multipath, and generates code bit LLR ⁇ 1 Input to the subtraction unit 1003-1.
  • Subtraction unit 1003-1 using the output code bits LLRramuda 2 output code bits LLRramuda 1 subtraction units 1003-2 of the equalization section 1002-1 inputted, performs subtraction processing of lambda 1 1-? 2, the output The sign bit LLR ⁇ 1 is obtained. The obtained ⁇ 1 is output to switching section 1001-2 and subtraction section 1003-2.
  • the switching unit 1001-2 When exchanging the code bit LLR between the antennas, the switching unit 1001-2 inputs the input from the subtraction unit 1003-1 to the equalization unit 1002-2, and outputs the output codes of the signal detection unit 901 and the decoding unit 904 in FIG. When exchanging the bit LLRs, the input from the interleaving unit 906 in FIG. 9 is input to the equalizing unit 1002-2.
  • the equalization unit 1002-2 performs an equalization process such that multipath is compensated using the antenna 2 reception data signal, the output of the switching unit 1001-2, and the propagation path estimation value in each reception antenna, and the code bit LLR ⁇ 2 is input to the subtraction unit 1003-2.
  • the subtraction unit 1003-2 performs subtraction processing of ⁇ 2 - ⁇ 1 using the input output code bit LLR ⁇ 2 of the equalization unit 1002-2 and the code bit LLR ⁇ 1 output of the subtraction unit 1003-1, The sign bit LLR ⁇ 2 is obtained.
  • the obtained ⁇ 2 is input to the switching unit 1001 and the subtracting unit 1003-1.
  • the above process is repeated once or more, and the sign bit LLR ⁇ 2 output from the equalization unit 1002-2 is input to the subtraction unit 902 in FIG.
  • the code bit LLR ⁇ 2 output from the equalization unit 1002-2 is the final output, but the code bit LLR ⁇ 1 output from the equalization unit 1002-1 may be the final output.
  • the configuration of the receiving apparatus illustrated in FIG. 3 is not limited to the configuration illustrated in FIG. 9, but may be configured to include the signal detection unit 555 as illustrated in FIG.
  • the signal detection unit 555 includes equalization units 1201-1 and 1201-2, deinterleave units 1202-1 and 1202-2, decoding units 1203-1 and 1203-2, a subtraction unit. 1204-1 and 1204-2, and interleave units 1205-1 and 1205-2.
  • the likelihood information output from the equalization unit 1201-1 that equalizes the received signal at the antenna 1 is input to the decoding unit 1203-1 via the deinterleaving unit 1202-1, and the decoding unit 1203-1 outputs the likelihood information.
  • the likelihood information may be input to the equalization unit 1201-2 that equalizes the received signal at the antenna 2 via the subtraction unit 1204-1 and the interleaving unit 1205-1.
  • the bit LLR after equalization of each antenna is exchanged in the equalization unit, but also the bit LLR is exchanged including the bit LLR output from the decoding unit.

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Abstract

　複数の等化器間で尤度を交換しながら等化することにより、受信アンテナダイバーシチ効果を向上させる。複数のアンテナ３０１－１～Ｍを用いて無線信号を受信する受信装置３００であって、無線信号からパイロット信号と受信データ信号とを分離するパイロット分離部３０４－１～Ｍと、パイロット信号に基づいて、各アンテナ３０１－１～Ｍに対応する伝搬路推定値をそれぞれ算出する伝搬路推定部３０５と、各アンテナ３０１－１～Ｍに対応する受信データ信号の信号検出を行ない、受信データ信号および伝搬路推定値に基づいて尤度情報を生成する複数の等化部を有する受信処理部３０６と、を備え、いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、生成した尤度情報を他の等化部へ出力する。

Description

受信装置および通信システム
　本発明は、複数のアンテナを用いて無線信号を受信する受信装置および通信システムに関する。
　従来から、非特許文献１に示すようなシングルユーザ用のターボ受信機が知られている。図１３は、特許文献１に記載されている送信機、受信機の概略構成を示す図である。送信機１３００では、情報系列の符号化が符号化器１３０１で行なわれ、その符号化出力がインタリーバ１３０２でインタリーブ（並べ替え）される。その後、変調器１３０３で搬送波信号が変調され、その変調出力が送信される。この送信信号は、伝送路（マルチパスの各チャネル）を通じて受信機１３１０に受信される。受信機１３１０では、軟入力軟出力等化器１３１１により遅延波の等化が行なわれる。この等化器１３１１の入力は、一般に受信信号がベースバンドに変換され、そのベースバンドの受信信号が、送信信号の情報系列のシンボル信号の周波数の１倍以上の周波数でサンプリングされてディジタル信号に変換され、ディジタル信号の受信信号として等化器１３１１へ入力される。
　等化器１３１１は線形等化器であって、その等化出力として各符号化ビット｛ｂ（ｉ）｝が＋１である確率と－１である確率の対数尤度比Λ１（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）が導出される。ここでλ１［ｂ（ｋ）］は後続のチャネル復号器１３１４に送られる外部情報、λ２［ｂ（ｋ）］は等化器１３１１に与えられる事前情報である。ＬＬＲは事前情報λ２［ｂ（ｋ）］が減算器１３１２で減算され、更にデインタリーバ１３１３を介してチャネル復号器１３１４へ供給される。このチャネル復号器１３１４は対数尤度比Λ２を算出する。ここでλ２［ｂ（ｉ）］は繰り返しの際に等化器１３１１にλ２［ｂ（ｋ）］として与えられる外部情報であり、λ１［ｂ（ｋ）］がチャネル復号器１３１４に事前情報λ１［ｂ（ｉ）］として与えられる。Λ２［ｂ（ｉ）］は減算器１３１５でλ１［ｂ（ｉ）］が減算され、インタリーバ１３１６を介して等化器１３１１および減算器１３１２へ供給される。このようにして繰り返し等化、復号が行なわれて誤り率の向上が達成される。
　また、従来から、受信アンテナダイバーシチが知られている。図１４は、特許文献２に記載されている受信機の概略構成を示す図である。この受信機は、シングルキャリア伝送を行なう場合、ダイバーシチと適応等化を組み合せて、各受信アンテナにおけるフィルタ出力をアンテナ合成することによって、受信アンテナダイバーシチ効果を得るように構成されている。図１４に示すように、この受信機は、受信信号と基準信号との相関演算により、インパルス応答を推定する相関器１４０１、１４０２と、インパルス応答の複素共役時間反転の重み係数に基づいて整合フィルタリングを行なう適合フィルタ１４０３、１４０４とを備えている。また、フィルタ出力を合成する合成回路１４０５と、合成回路１４０５の出力に基づいて、仮判定データを出力する遅延判定帰還形系列推定器１４０６と、仮判定データに基づいて受信信号レプリカを生成するレプリカ生成器１４０７と、既知信号を発生させるプリアンブル発生回路１４０８と、受信信号レプリカまたは既知信号を基準信号として相関器１４０４、１４０２に供給する切替器１４０９、１４１０とを備えている。さらに、この受信機は、アンテナを備えた受信機１４１１、１４１２と、遅延回路１４１３、１４１２とを備えている。
特開２００４－１６６２１８号公報 特開２００１－３０８７６３号公報
松本正，衣斐信介，"ターボ等化の基礎，および情報理論的考察，"信学論（Ｂ），Ｖｏｌ．Ｊ９０－Ｂ　Ｎｏ．１，ｐｐ．１－１６，２００７．
　上記のように、ターボ等化に受信アンテナダイバーシチを適用するには、各アンテナの等化部（等化器）において等化を行なった後、アンテナ合成を行ない、対数尤度比を出力する。しかしながら、線形処理のアンテナ合成では処理量は小さいものの、特性改善効果も小さいという問題があった。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、複数の等化器間で尤度を交換しながら等化することにより、受信アンテナダイバーシチ効果を向上させることができる受信装置および通信システムを提供することを目的とする。
　（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の受信装置は、複数のアンテナを用いて無線信号を受信する受信装置であって、前記無線信号からパイロット信号と受信データ信号とを分離するパイロット分離部と、前記パイロット信号に基づいて、前記各アンテナに対応する伝搬路推定値をそれぞれ算出する伝搬路推定部と、前記各アンテナに対応する受信データ信号の信号検出を行ない、受信データ信号および伝搬路推定値に基づいて尤度情報を生成する複数の等化部を有する受信処理部と、を備え、いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力することを特徴としている。
　このように、いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力するので、線形処理のアンテナ合成と比較して、受信ダイバーシチ効果を向上させることが可能となる。
　（２）また、本発明の受信装置において、前記受信処理部は、前記いずれか一つの等化部から出力された尤度情報から、他の等化部が生成した尤度情報を減算する第１の減算部を備えることを特徴としている。
　このように、いずれか一つの等化部から出力された尤度情報から、他の等化部が生成した尤度情報を減算するので、他の等化部の尤度情報を利用しつつ、自身が算出した尤度情報のみを出力することができる。
　（３）また、本発明の受信装置において、前記受信処理部は、いずれかの等化部から出力された尤度情報を用いて復号処理を行ない、復号した尤度情報を出力する第１の復号部を備えることを特徴としている。
　このように、いずれかの等化部から出力された尤度情報を用いて復号処理を行ない、復号した尤度情報を出力するので、受信ダイバーシチ効果を向上させることが可能となる。
　（４）また、本発明の受信装置において、前記各等化部は、前記各アンテナに対応する受信データ信号、前記伝搬路推定値および他の等化部が生成した尤度情報を用いて干渉レプリカを生成する干渉レプリカ生成部と、前記各アンテナに対応する受信データ信号から前記干渉レプリカを減算する干渉除去部と、を備えることを特徴としている。
　このように、干渉レプリカを生成し、各アンテナに対応する受信データ信号から干渉レプリカを減算するので、干渉から受ける影響を極力小さくすることが可能となる。
　（５）また、本発明の受信装置において、いずれか一つの前記等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を、少なくとも一回行なうことを特徴としている。
　このように、いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を、少なくとも一回行なうので、複数の等化部の間で尤度情報を交換することができ、受信アンテナダイバーシチ効果を向上させることが可能となる。
　（６）また、本発明の受信装置において、いずれか一つの前記等化部が、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を行なう回数を、ＱｏＳに基づいて決定することを特徴としている。
　このように、ＱｏＳに基づいて、いずれか一つの等化部が、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を行なう回数を決定するので、例えば、ＱｏＳに応じて、処理回数を少なくさせたり、処理回数を多くさせたりすることが可能となる。
　（７）また、本発明の受信装置において、前記受信処理部は、前記各アンテナに対応する伝搬路推定値に基づいて、各受信データ信号の受信品質を測定し、信号検出を行なう受信データ信号の選択および信号検出を行なう受信データ信号の順序付けを行なう等化順序決定部をさらに備えることを特徴としている。
　このように、各アンテナに対応する伝搬路推定値に基づいて、各受信データ信号の受信品質を測定し、信号検出を行なう受信データ信号の選択および信号検出を行なう受信データ信号の順序付けを行なうので、例えば、伝搬路の良い順に処理を行なうことが可能となる。
　（８）また、本発明の受信装置において、前記等化順序決定部は、いずれか一つの前記等化部が、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を繰り返す度に、選択する受信データ信号の数および信号検出を行なう受信データ信号の順序を変更することを特徴としている。
　このように、いずれか一つの等化部が、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を繰り返す度に、選択する受信データ信号の数および信号検出を行なう受信データ信号の順序を変更するので、処理毎に最善の順序を決定して処理を行なうことが可能となる。
　（９）また、本発明の受信装置において、前記受信処理部は、いずれかの等化部から出力された尤度情報を用いて復号処理を行ない、復号した尤度情報を出力する第２の復号部を備え、前記等化部は、前記第２の復号部が出力した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を前記第２の復号部へ出力することを特徴としている。
　このように、第２の復号部が出力した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、生成した尤度情報を第２の復号部へ出力するので、等化部の内部で各アンテナの等化後の尤度情報を交換するだけでなく、第２の復号部が出力する尤度情報も含めて尤度情報の交換を行なうことができるので、受信アンテナダイバーシチ効果および復号の効果を向上させることが可能となる。
　（１０）また、本発明の受信装置において、前記受信処理部は、前記他の等化部が出力する尤度情報または前記第２の復号部が出力する尤度情報のいずれか一方を選択して出力する切替部を備えることを特徴としている。
　このように、他の等化部が出力する尤度情報または前記第２の復号部が出力する尤度情報のいずれか一方を選択して出力するので、等化部の内部で各アンテナの等化後の尤度情報を交換するだけでなく、第２の復号部が出力する尤度情報も含めて尤度情報の交換を行なうことができる。その結果、受信アンテナダイバーシチ効果および復号の効果を向上させることが可能となる。
　（１１）また、本発明の通信システムは、送信装置と、複数のアンテナを有する受信装置との間で無線通信を行なう通信システムであって、前記受信装置は、前記送信装置から前記複数のアンテナを用いて受信した無線信号からパイロット信号と受信データ信号とを分離するパイロット分離部と、前記パイロット信号に基づいて、前記各アンテナに対応する伝搬路推定値をそれぞれ算出する伝搬路推定部と、前記各アンテナに対応する受信データ信号の信号検出を行ない、受信データ信号および伝搬路推定値に基づいて尤度情報を生成する複数の等化部を有する受信処理部と、を備え、いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力することを特徴としている。
　このように、いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力するので、線形処理のアンテナ合成と比較して、受信ダイバーシチ効果を向上させることが可能となる。
　本発明によれば、いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力するので、線形処理のアンテナ合成と比較して、受信ダイバーシチ効果を向上させることが可能となる。
第１の実施形態に係る送信機の概略構成を示す図である。 フレーム構成の一例を示す図である。 第１の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。 第１の実施形態に係る受信処理部の概略構成を示す図である。 第１の実施形態に係る信号検出部の概略構成を示す図である。 等化部５０１－１～５０１－２の概略構成を示す図である。 第２の実施形態に係る信号検出部の概略構成を示す図である。 受信データ信号毎の受信品質を示す図である。 第３の実施形態に係る受信処理部の概略構成を示す図である。 信号検出部の概略構成を示す図である。 第３の実施形態に係る受信処理部の概略構成を示す図である。 第３の実施形態に係る信号処理部の概略構成を示す図である。 特許文献１に記載されている送信機、受信機の概略構成を示す図である。 特許文献２に記載されている受信機の概略構成を示す図である。
　本発明は、同一の送信信号を異なる伝搬路を通し、受信機において異なる伝搬路を経由して受信された信号を、ターボ復号の概念に基づき、複数の等化器間で尤度を交換しながら等化することを特徴としている。以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
　（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態に係る送信機の概略構成を示す図である。送信機１００は、符号化部１０１、インタリーブ部１０２、変調部１０３、フレーム構成部１０４、パイロット生成部１０５、ＤＡ変換部１０６、無線送信部１０７および送信アンテナ部１０８を備える。送信機１００は、情報データ系列を符号化部１０１へ入力する。符号化部１０１はターボ符号、あるいはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号等によって、所定の符号化率で誤り訂正符号化を行ない、符号ビット系列を得る。
　符号ビット系列は、インタリーブ部１０２へ入力される。インタリーブ部１０２でインタリーブが行なわれた後、変調部１０３に入力され、符号ビット系列をＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のデータシンボル系列へ変調する。データ変調系列は、フレーム構成部１０４に入力される。フレーム構成部１０４は、パイロット生成部１０５によって生成されたパイロットと変調部１０３から入力されたデータシンボル系列を用いて、フレーム構成が行なわれる。
　図２は、フレーム構成の一例を示す図である。フレーム構成部１０４は、図２に示すように、Ｎシンボルのデータシンボルの先頭にＮｐ個のパイロットを付加する。フレーム構成部１０４で生成されたフレームは、ＤＡ（Digital to Analog）変換部１０６においてアナログ信号に変換される。その後、無線送信部１０７を介して送信アンテナ部１０８で送信される。このように送信された信号は、受信機で受信される。
　図３は、第１の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。図１に示した送信機から送信された無線信号は、伝搬路を通り、受信機３００で受信される。第１の実施形態において、受信機３００は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）のアンテナ部３０１－１～３０１－Ｍを備える。また、無線受信部３０２－１～３０２－Ｍ、ＡＤ変換部３０３－１～３０３－Ｍ、パイロット分離部３０４－１～３０４－Ｍ、伝搬路推定部３０５、受信処理部３０６、データ判定部３０７を備える。
　アンテナ部３０１－１を介して、無線受信部３０２－１で受信された信号は、ＡＤ（Analog to Digital）変換部３０３－１においてディジタル信号に変換される。その後、受信信号は、パイロット分離部３０４－１においてパイロット信号とデータ信号に分離され、パイロット信号は伝搬路推定部３０５に入力され、データ信号は受信処理部３０６に入力される。また、アンテナＭについても同様の処理を行ない、パイロット信号は、伝搬路推定部３０５に入力され、データ信号は、受信処理部３０６に入力される。伝搬路推定部３０５は、入力されたアンテナ部３０１－１～３０１－Ｍの受信パイロット信号を用いて、図１の送信アンテナ部１０８と各受信アンテナ部３０１－１～３０１－Ｍとの間の伝搬路推定を行ない、各伝搬路推定値を受信処理部３０６に入力する。
　受信処理部３０６は、パイロット分離部３０４－１～３０４－Ｍから入力された各アンテナの受信データ信号と、伝搬路推定部３０５から入力された各アンテナの伝搬路推定値とを用いて符号化ビットＬＬＲを算出し、データ判定部３０７に入力する。データ判定部３０７は、符号ビットＬＬＲから情報ビットＬＬＲを抽出し、ビットＬＬＲの正負によって情報ビット系列を算出する。
　ここで、第１の実施形態に係る受信処理部３０６について、図４を用いて説明する。図４は、第１の実施形態に係る受信処理部３０６の概略構成を示す図である。受信処理部３０６は、信号検出部４０１、デインタリーブ部４０２、復号部４０３を備える。各アンテナの受信データ信号および各アンテナの伝搬路推定値は、信号検出部４０１に入力される。信号検出部４０１は、入力された各アンテナの受信データ信号および各アンテナの伝搬路推定値を用いて符号ビットのＬＬＲを算出する。算出された符号ビットＬＬＲは、デインタリーブ部４０２へ入力され、図１で示した送信機のインタリーブ部１０２で行なわれたインタリーブを戻す処理が行なわれた後、復号部４０３へ入力される。復号部４０３は、送信機の符号化に対応した復号処理が行なわれる。復号部４０３は、符号ビットＬＬＲを算出して出力する。
　次に、信号検出部４０１の構成について図５を用いて説明する。図５は、第１の実施形態に係る信号検出部の概略構成を示す図である。但し、ここでは、受信アンテナ本数が２本の場合を例にとって説明する。信号検出部４０１は、送信信号検出部（等化部）５０１－１、５０１－２および減算部５０２－１、５０２－２を備える。等化部５０１－１は、アンテナ１受信データ信号、減算部５０２－２が出力する符号ビットＬＬＲλ２、および伝搬路推定値を入力し、マルチパスを補償するような等化処理を行ない、符号ビットＬＬＲΛ１を減算部５０２－１に出力する。但し、初回は減算部５０２－２の出力λ２がないため、λ２にはゼロを与えておく。減算部５０２－１は、入力された等化部５０１－１の出力符号ビットＬＬＲΛ１と減算部５０２－２の出力符号ビットＬＬＲλ２とを用いて、Λ１－λ２の減算処理を行ない、出力符号ビットＬＬＲλ１を得る。得られたλ１は等化部５０１－２と減算部５０２－２へ出力される。
　等化部５０１－２は、アンテナ２受信データ信号、減算部５０２－１の出力する符号ビットＬＬＲλ１、および各受信アンテナにおける伝搬路推定値を用いてマルチパスを補償するような等化処理を行ない、符号ビットＬＬＲΛ２を減算部５０２－２に入力する。減算部５０２－２は、入力された等化部５０１－２の出力符号ビットＬＬＲΛ２と減算部５０２－１の出力する符号ビットＬＬＲλ１を用いて、Λ２－λ１の減算処理を行ない、符号ビットＬＬＲλ２を得る。得られたλ２は等化部５０１－１と減算部５０２－１に入力される。上述の処理を１回以上繰り返し、等化部５０１－２の出力する符号ビットＬＬＲΛ２を図５のデインタリーブ部４０２に入力する。なお、図５では、等化部５０１－２の出力する符号ビットＬＬＲΛ２を最終的な出力としているが、等化部５０１－１の出力する符号ビットＬＬＲΛ１を最終的な出力としてもよい。
　次に、等化部５０１－１～５０１－２について、図６を用いて説明する。図６は、等化部５０１－１～５０１－２の概略構成を示す図である。ここでは第ｋシンボルに対する等化について説明する。入力された符号ビットＬＬＲ系列は、シンボルレプリカ生成部６０１に入力される。シンボルレプリカ生成部６０１では、式（１）によって、入力された符号ビットＬＬＲ系列を用いて、第ｋシンボル以外のシンボルレプリカｓｅｓｔ（（２Ｌ－１）×１ベクトル）を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　算出されたシンボルレプリカｓｅｓｔは、干渉レプリカ生成部６０２、および重み生成部６０３に入力される。また、入力された伝搬路推定値Ｈ（Ｌ×（２Ｌ－１）行列。Ｌは伝搬路のパス数）も干渉レプリカ生成部６０２、および重み生成部６０３に入力される。ただしＨは伝搬路の時間的空間的構造がすべて表現される行列である。干渉レプリカ生成部６０２は、入力されたシンボルレプリカｓｅｓｔと伝搬路推定値Ｈを用いて干渉レプリカを生成し減算部６０４に入力する。また受信データ信号ｒ（ｋ）（Ｌ×１ベクトル）は減算部６０４に入力される。一方シンボルレプリカｓｅｓｔ（ベクトル）と伝搬路推定値が入力された重み生成部６０３は、伝搬路補償重みｗ（ｋ）（Ｌ×１ベクトル）と等価利得μ（ｋ）を算出し、伝搬路補償重みｗ（ｋ）（ベクトル）を伝搬路補償部６０５に入力し、等価利得μ（ｋ）をＬＬＲ算出部６０６に入力する。ここで伝搬路補償重みｗ（ｋ）（ベクトル）と等価利得μ（ｋ）は、それぞれ式（２）および（３）によって算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、σ２は雑音の分散、ＩはＬ×Ｌ単位行列、ｅＬは第Ｌ要素が１でその他は０の（２Ｌ－１）×１ベクトル、Ｔは転置、Ｈは複素共役転置（エルミート転置）を示す。またΛ（ｋ）（（２Ｌ－１）×（２Ｌ－１）行列）は次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、diag（ｘ）はベクトルｘを対角要素とする対角行列を意味する。一方、受信データ信号ｒ（ｋ）（Ｌ×１ベクトル）は、減算部６０４に入力される。減算部６０４では、受信データ信号ｒ（ベクトル）から干渉レプリカ（Ｈとｓｅｓｔの乗算）を減算し、干渉が抑圧された信号ｒｓ（ｋ）（Ｌ×１ベクトル）を得る。得られたｒｓ（ｋ）（ベクトル）は、伝搬路補償部６０５に入力される。伝搬路補償部６０５は、式（５）の処理を行ない、補償後の信号ｚ（ｋ）をＬＬＲ算出部６０６に入力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　ＬＬＲ算出部６０６では、入力された補償後の信号ｚ（ｋ）と等価振幅μ（ｋ）を用いて、式（６）に基づいて符号ビットのＬＬＲを求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ただしＲｅ［］は実部のみを取り出す処理を示す。上述の処理をＮシンボルに対して行ない、算出した符号ビットＬＬＲを、ＰＳ変換部６０７に入力する。ＰＳ変換部６０７は、入力された符号ビットＬＬＲに対してＰＳ（Ｐａｒａｌｌｅｌ‐Ｓｅｒｉａｌ）変換を行ない、符号ビットＬＬＲを出力する。なお、等化部５０１－１、５０１－２の構成は、非特許文献１に記載されているものであるが、マルチパスを補償し、符号ビットのＬＬＲを出力する構成であれば、構成はどのようなものであってもよい。
　以上説明したように、第１の実施形態によれば、アンテナ毎に等化処理を行ない、線形のアンテナ合成を行なうのではなく、アンテナ間で等化後の符号ビットＬＬＲを交換することによって、受信アンテナダイバーシチ効果を向上させることができる。
　（第２の実施形態）
　第２の実施形態では、受信機が３本以上の受信アンテナを有する場合において、受信アンテナの等化器間で尤度を交換しながら等化する。送信機の構成は、図１で示した第１の実施形態と同様のものでよい。図１に示した送信機から送信された信号は、伝搬路を通り、受信機で受信される。
　図３は、第２の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。第２の実施形態において、受信機３００は、Ｍ本（Ｍは３以上の整数）のアンテナ部３０１－１～３０１－Ｍを備える。また、無線受信部３０２－１～３０２－Ｍ、ＡＤ変換部３０３－１～３０３－Ｍ、パイロット分離部３０４－１～３０４－Ｍ、伝搬路推定部３０５、受信処理部３０６、データ判定部３０７を備える。
　アンテナ部３０１－１を介して、無線受信部３０２－１で受信された信号は、ＡＤ変換部３０３－１において、ディジタル信号に変換される。その後、受信信号は、パイロット分離部３０４－１において、パイロット信号とデータ信号に分離され、パイロット信号は伝搬路推定部３０５に入力され、データ信号は受信処理部３０６に入力される。また、アンテナＭについても同様の処理が行なわれる。パイロット信号は、伝搬路推定部３０５に入力され、データ信号は受信処理部３０６に入力される。伝搬路推定部３０５では、入力されたアンテナ部３０１－１～３０１－Ｍの受信パイロット信号を用いて、図１に示した送信アンテナ部１０８と各受信アンテナ部３０１－１～３０１－Ｍとの間の伝搬路推定を行ない、各伝搬路推定値を受信処理部３０６に入力する。受信処理部３０６は、パイロット分離部３０４－１～３０４－Ｍから入力された各アンテナの受信データ信号と、伝搬路推定部３０５から入力された各アンテナの伝搬路推定値を用いて符号ビットＬＬＲを算出し、データ判定部３０７に入力する。データ判定部３０７では符号ビットＬＬＲから情報ビットＬＬＲを抽出し、ビットＬＬＲの正負によって情報ビット系列を算出する。
　ここで、第２の実施形態に係る受信処理部３０６を、図４を用いて説明する。受信処理部３０６は、信号検出部４０１、デインタリーブ部４０２、復号部４０３を備える。各アンテナの受信データ信号および各アンテナの伝搬路推定値は、信号検出部４０１に入力される。信号検出部４０１は入力された各アンテナの受信データ信号および各アンテナの伝搬路推定値を用いて符号ビットのＬＬＲを算出する。算出された符号ビットＬＬＲはデインタリーブ部４０２へ入力され、図１で示した、送信機のインタリーブ部１０２で行なわれたインタリーブを戻す処理が行なわれた後、復号部４０３へ入力される。復号部４０３では送信機の符号化に対応した復号処理が行なわれる。復号部４０３は符号ビットＬＬＲを算出し、出力する。
　次に、信号検出部４０１の構成について、図７を用いて説明する。図７は、第２の実施形態に係る信号検出部の概略構成を示す図である。信号検出部４０１は、等化順序変更部７０１、等化部７０２－１～７０２－Ｍ’および減算部７０３－１～７０３－Ｍ’を備える。アンテナ１～Ｍの受信データ信号およびアンテナ１～Ｍの伝搬路推定値が等化順序変更部７０１へ入力される。等化順序変更部７０１では、アンテナ毎の平均受信品質、例えばＳＮＲ（Signal-to-Noise power Ratio）やＳＩＮＲ（Signal-to-Interference plus Noise power Ratio）を求め、平均受信品質を基に等化処理を行なう受信データ信号数Ｍ’（Ｍ’はＭ以下の自然数）、および等化処理を行なう順序を決定し並び替えを行なう。なお、必ずしも並び替えを行なう構成となっていなくてもよい。等化順序変更部７０１は、初めに等化処理を行なう受信データ信号と伝搬路推定値を等化部７０２－１に入力する。
　等化部７０２－１は、等化順序変更部７０１から入力された最初に等化処理を行なう受信データ信号ｒ１と、減算部７０３－Ｍ’から入力された符号ビットＬＬＲλＭ’、および伝搬路推定値が入力され、マルチパスを補償するような等化処理を行ない、符号ビットＬＬＲΛ１を減算部７０３－１に入力する。なお、等化部７０２－１の構成は、第１の実施形態１と同一の構成でもよいが、マルチパスを補償し、符号ビットのＬＬＲを出力する構成であれば、どのような構成であってもよい。但し、初回は減算部７０３－Ｍ’の出力λＭ’がないため、λＭ’にはゼロを与えておく。
　減算部７０３－１は、入力された等化部７０２－１の出力符号ビットＬＬＲΛ１と減算部７０３－Ｍ’の出力符号ビットＬＬＲλＭ’を用いて、Λ１－λＭ’の減算処理を行ない、出力符号ビットＬＬＲλ１を得る。得られたλ１は等化部７０２－２と減算部７０３－２へ出力される。等化部７０２－２は、等化順序変更部７０１から入力された２番目に等化処理を行なう受信データ信号ｒ２と、減算部７０３－１の出力する符号ビットＬＬＲλ１、および各受信アンテナにおける伝搬路推定値を用いてマルチパスを補償するような等化処理を行ない、符号ビットＬＬＲΛ２を減算部７０３－２に入力する。
　減算部７０３－２は、入力された等化部７０２－２の出力符号ビットＬＬＲΛ２と減算部７０３－１の出力する符号ビットＬＬＲλ１を用いて、Λ２－λ１の減算処理を行ない、符号ビットＬＬＲλ２を得る。このような処理を、Ｍ’番目の受信データ信号まで行なう。Ｍ’番目に等化処理を行なう等化部７０２－Ｍ’の出力は減算部７０３－Ｍ’に入力される。減算部７０３－Ｍ’では、等化部７０２－Ｍ’の出力符号ビットＬＬＲΛＭ’と符号ビットＬＬＲλＭ’－１が入力され、ΛＭ’－λＭ’－１の減算処理が行なわれ、符号ビットＬＬＲλＭ’を得る。減算部７０３－Ｍ’から出力されたλＭ’は、等化部７０２－１と減算部７０３－１に入力される。上述の処理を１回以上繰り返し、等化部７０２－Ｍ’の出力する符号ビットＬＬＲΛＭ’を得る。
　また、等化処理を行なう受信データ数、およびその順序は繰り返しごとに異なってもよい。図８は、受信データ信号毎の受信品質を示す図である。図７に示す等化順序変更部７０１は、伝搬路推定値を用いて、図８における８０１のような受信データ信号毎の受信品質を測定する。測定した受信品質を用いて、初回において、等化を行なう受信データを選択し、順序付けを行なう。図８では、受信データ信号３と受信データ信号５を選択し、受信データ信号５、受信データ信号３の順に等化を行なう（８０２）。
　次に、２回目の繰り返しにおいて、等化を行なう受信データを選択し、順序付けを行なう。図８では、受信データ信号２と受信データ信号３と受信データ信号５を選択し、受信データ信号２、受信データ信号５、受信データ信号３の順に等化を行なう（８０３）。但し、受信データ信号２を等化する際には、初回における受信データ信号３の等化の出力符号ビットＬＬＲを用いる。次に、３回目の繰り返しにおいて等化を行なう受信データを選択し、順序付けを行なう。図８では、すべての受信データを選択し、受信データ信号５、３、２、１、６，４の順に等化を行なう（８０４）。但し、受信データ信号５を等化する際には、２回目の繰り返しにおける受信データ信号３の等化の出力符号ビットＬＬＲを用いる。なお、等化処理を行なう受信データ数、繰り返し数およびその順序は、受信品質だけではなく許容処理遅延時間や許容通信品質等のＱｏＳ（Quality of Service）を考慮して決定してもよい。つまり、許容遅延時間が短い場合、あるいは許容通信品質が低い場合は、処理を行なう受信データ数や繰り返し数を制限してもよい。
　以上説明したように、第２の実施形態によれば、３本以上の受信アンテナがある場合にも、アンテナ毎に等化処理を行ない、線形のアンテナ合成を行なうのではなく、３本以上の受信アンテナ間で等化後の符号ビットＬＬＲを交換することによって、受信アンテナダイバーシチ効果を大幅に向上させることができる。
　（第３の実施形態）
　第３の実施形態は、同一の送信信号を異なる伝搬路を通し、受信機において異なる伝搬路を経由して受信された信号を、ターボ復号の概念に基づき、複数の等化器間および復号器間で尤度を交換することでビット誤り率を改善する。送信機の構成は、図１に示した第１の実施形態と同様のものでよい。図１に示した送信機から送信された信号は、伝搬路を通り、受信機で受信される。
　図４は、第３の実施形態に係る受信装置の概略構成を示す図である。第３の実施形態において、受信機は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）のアンテナ部３０１－１～３０１－Ｍを備える。また、無線受信部３０２－１～３０２－Ｍ、ＡＤ変換部３０３－１～３０３－Ｍ、パイロット分離部３０４－１～３０４－Ｍ、伝搬路推定部３０５、受信処理部３０６、データ判定部３０７を備える。
　アンテナ部３０１－１を介して、無線受信部３０２－１で受信された信号は、ＡＤ変換部３０３－１においてディジタル信号に変換される。その後、受信信号は、パイロット分離部３０４－１においてパイロット信号とデータ信号に分離され、パイロット信号は伝搬路推定部３０５に入力され、データ信号は受信処理部３０６に入力される。また、アンテナＭについても同様の処理が行なわれ、パイロット信号は伝搬路推定部３０５に入力され、データ信号は受信処理部３０６に入力される。伝搬路推定部３０５は、入力されたアンテナ部３０１－１～３０１－Ｍの受信パイロット信号を用いて、図１に示した送信アンテナ部１０８と各受信アンテナ部３０１－１～３０１－Ｍとの間の伝搬路推定を行ない、各伝搬路推定値を受信処理部３０６に入力する。受信処理部３０６は、パイロット分離部３０４－１～３０４－Ｍから入力された各アンテナの受信データ信号と、伝搬路推定部３０５から入力された各アンテナの伝搬路推定値とを用いて符号ビットＬＬＲを算出し、データ判定部３０７に入力する。データ判定部３０７では符号ビットＬＬＲから情報ビットＬＬＲを抽出し、ビットＬＬＲの正負によって情報ビット系列を算出する。
　ここで、第３の実施形態における受信処理部３０６について説明する。図９は、第３の実施形態に係る受信処理部の概略構成を示す図である。受信処理部３０６は、信号検出部９０１、減算部９０２、デインタリーブ部９０３、復号部９０４、減算部９０５、インタリーブ部９０６を備える。各アンテナの受信データ信号および各アンテナの伝搬路推定値は、信号検出部９０１に入力される。信号検出部９０１は、入力された各アンテナの受信データ信号、各アンテナの伝搬路推定値、およびインタリーブ部９０６からの入力を用いて、符号ビットのＬＬＲを算出する。算出された符号ビットＬＬＲは減算部９０２に入力される。
　減算部９０２は、信号検出部９０１からの入力された符号ビットＬＬＲから、インタリーブ部９０６からの入力された符号ビットＬＬＲを減算し、デインタリーブ部９０３へ入力する。デインタリーブ部９０３では、図１に示した、送信機のインタリーブ部１０２で行なわれたインタリーブを戻す処理を行ない、結果を復号部９０４と減算部９０５に入力する。復号部９０４では送信機の符号化に対応した復号処理が行なわれる。復号部９０４は、復号後の符号ビットＬＬＲを減算部９０５に入力する。
　減算部９０５は、復号部９０４から入力された符号ビットＬＬＲから、デインタリーブ部９０３から入力された符号ビットＬＬＲを減算し、インタリーブ部９０６に入力する。インタリーブ部９０６では、入力された符号ビットＬＬＲに対して、送信機のインタリーブ部１０２で行なわれたインタリーブと同一のインタリーブを行ない、得られた符号ビットＬＬＲを信号検出部９０１と減算部９０２へ入力する。上述の処理を少なくとも１回以上繰り返し行ない、復号部９０４の算出した符号ビットＬＬＲをデータ判定部３０７に出力する。
　次に、信号検出部９０１について説明する。図１０は、信号検出部の概略構成を示す図である。但し、第３の実施形態では、受信アンテナ本数が２本の場合を例にとって説明する。信号検出部９０１は、切換部１００１－１、１００１－２、等化部１００２－１、１００２－２および減算部１００３－１、１００３－２を備える。なお等化部１００２－１、１００２－２の構成は、第１の実施形態と同一の構成でもよいが、マルチパスを補償し、符号ビットのＬＬＲを出力する構成であれば、どのような構成であってもよい。
　切換部１００１－１に、図９のインタリーブ部９０６が出力した符号ビットＬＬＲと、減算部１００３－２の出力符号ビットＬＬＲλ２が入力される。切換部１００１－１は、アンテナ間の符号ビットＬＬＲを交換する場合は減算部１００３－２からの入力を等化部１００２－１に入力し、図９の信号検出部９０１と復号部９０４の出力符号ビットＬＬＲを交換する場合には、図９のインタリーブ部９０６からの入力を等化部１００２－１に入力する。但し、初回は、図９のインタリーブ部９０６が出力した符号ビットＬＬＲおよび減算部１００３－２の出力符号ビットＬＬＲλ２がないため、図９のインタリーブ部９０６からの入力符号ビットＬＬＲおよびλ２にはゼロを与えておく。
　等化部１００２－１は、アンテナ１の受信データ信号と、伝搬路推定値、および切換部１００１からの入力と用いて、マルチパスを補償するような等化処理を行ない、符号ビットＬＬＲΛ１を減算部１００３－１に入力する。減算部１００３－１は、入力された等化部１００２－１の出力符号ビットＬＬＲΛ１と減算部１００３－２の出力符号ビットＬＬＲλ２を用いて、Λ１－λ２の減算処理を行ない、出力符号ビットＬＬＲλ１を得る。得られたλ１は切換部１００１－２と減算部１００３－２へ出力される。切換部１００１－２はアンテナ間の符号ビットＬＬＲを交換する場合は減算部１００３－１からの入力を等化部１００２－２に入力し、図９の信号検出部９０１と復号部９０４の出力符号ビットＬＬＲを交換する場合には、図９のインタリーブ部９０６からの入力を等化部１００２－２に入力する。
　等化部１００２－２は、アンテナ２受信データ信号、切換部１００１－２の出力、および各受信アンテナにおける伝搬路推定値を用いてマルチパスを補償するような等化処理を行ない、符号ビットＬＬＲΛ２を減算部１００３－２に入力する。減算部１００３－２は、入力された等化部１００２－２の出力符号ビットＬＬＲΛ２と減算部１００３－１の出力する符号ビットＬＬＲλ１を用いて、Λ２－λ１の減算処理を行ない、符号ビットＬＬＲλ２を得る。得られたλ２は切換部１００１と減算部１００３－１に入力される。上述の処理を１回以上繰り返し、等化部１００２－２が出力する符号ビットＬＬＲΛ２を図９の減算部９０２に入力する。なお図１０では等化部１００２－２が出力する符号ビットＬＬＲΛ２を最終的な出力としているが、等化部１００２－１が出力する符号ビットＬＬＲΛ１を最終的な出力としてもよい。
　なお、図３に示した受信装置の構成としては、図９のような構成だけではなく、図１１のように、信号検出部５５５を持つ構成としても良い。この場合の信号検出部５５５は、図１２に示すように、等化部１２０１－１、１２０１－２、デインタリーブ部１２０２－１、１２０２－２、復号部１２０３－１、１２０３－２、減算部１２０４－１、１２０４－２、インタリーブ部１２０５－１、１２０５－２から構成される。アンテナ１での受信信号を等化する等化部１２０１－１が出力する尤度情報を、デインタリーブ部１２０２－１を介して復号部１２０３－１に入力し、復号部１２０３－１が出力する尤度情報を、減算部１２０４－１、インタリーブ部１２０５－１を介して、アンテナ２での受信信号を等化する等化部１２０１－２に入力する構成としてもよい。
　以上説明したように、第３の実施形態によれば、等化部内で各アンテナの等化後の符号ビットＬＬＲを交換するだけでなく、復号部が出力するビットＬＬＲも含めてビットＬＬＲを交換することで、受信アンテナダイバーシチ効果および復号の効果を向上させることができる。
１００　送信機
１０１　符号化部
１０２　インタリーブ部
１０３　変調部
１０４　フレーム構成部
１０５　パイロット生成部
１０６　ＤＡ変換部
１０７　無線送信部
１０８　送信アンテナ部
１１４　復号器
３００　受信機
３０１－１～３０１－Ｍ　アンテナ部
３０２－１～３０２－Ｍ　無線受信部
３０３－１～３０３－Ｍ　ＡＤ変換部
３０４－１～３０４－Ｍ　パイロット分離部
３０５　伝搬路推定部
３０６　受信処理部
３０７　データ判定部
４０１　信号検出部
４０２　デインタリーブ部
４０３　復号部
５０１－１、５０１－２　等化部
５０２－１、５０２－２　減算部
５５５　信号検出部
６０１　シンボルレプリカ生成部
６０２　干渉レプリカ生成部
６０３　重み生成部
６０４　減算部
６０５　伝搬路補償部
６０６　ＬＬＲ算出部
６０７　ＰＳ変換部
７０１　等化順序変更部
７０２－１～７０２－Ｍ’　等化部
７０３－１～７０３－Ｍ’　減算部
９０１　信号検出部
９０２　減算部
９０３　デインタリーブ部
９０４　復号部
９０５　減算部
９０６　インタリーブ部
１００１－１、１００１－２　切換部
１００２－１、１００２－２　等化部
１００３－１、１００３－２　減算部

Claims (11)

  1. 　複数のアンテナを用いて無線信号を受信する受信装置であって、
    　前記無線信号からパイロット信号と受信データ信号とを分離するパイロット分離部と、
    　前記パイロット信号に基づいて、前記各アンテナに対応する伝搬路推定値をそれぞれ算出する伝搬路推定部と、
    　前記各アンテナに対応する受信データ信号の信号検出を行ない、受信データ信号および伝搬路推定値に基づいて尤度情報を生成する複数の等化部を有する受信処理部と、を備え、
    　いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力することを特徴とする受信装置。
  2. 　前記受信処理部は、前記いずれか一つの等化部から出力された尤度情報から、他の等化部が生成した尤度情報を減算する第１の減算部を備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  3. 　前記受信処理部は、いずれかの等化部から出力された尤度情報を用いて復号処理を行ない、復号した尤度情報を出力する第１の復号部を備えることを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信装置。
  4. 　前記各等化部は、前記各アンテナに対応する受信データ信号、前記伝搬路推定値および他の等化部が生成した尤度情報を用いて干渉レプリカを生成する干渉レプリカ生成部と、
    　前記各アンテナに対応する受信データ信号から前記干渉レプリカを減算する干渉除去部と、を備えることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の受信装置。
  5. 　いずれか一つの前記等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を、少なくとも一回行なうことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の受信装置。
  6. 　いずれか一つの前記等化部が、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を行なう回数を、ＱｏＳに基づいて決定することを特徴とする請求項５記載の受信装置。
  7. 　前記受信処理部は、前記各アンテナに対応する伝搬路推定値に基づいて、各受信データ信号の受信品質を測定し、信号検出を行なう受信データ信号の選択および信号検出を行なう受信データ信号の順序付けを行なう等化順序決定部をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  8. 　前記等化順序決定部は、いずれか一つの前記等化部が、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成し、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力する処理を繰り返す度に、選択する受信データ信号の数および信号検出を行なう受信データ信号の順序を変更することを特徴とする請求項７記載の受信装置。
  9. 　前記受信処理部は、いずれかの等化部から出力された尤度情報を用いて復号処理を行ない、復号した尤度情報を出力する第２の復号部を備え、
    　前記等化部は、前記第２の復号部が出力した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を前記第２の復号部へ出力することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  10. 　前記受信処理部は、前記他の等化部が出力する尤度情報または前記第２の復号部が出力する尤度情報のいずれか一方を選択して出力する切替部を備えることを特徴とする請求項９記載の受信装置。
  11. 　送信装置と、複数のアンテナを有する受信装置との間で無線通信を行なう通信システムであって、
    　前記受信装置は、前記送信装置から前記複数のアンテナを用いて受信した無線信号からパイロット信号と受信データ信号とを分離するパイロット分離部と、
    　前記パイロット信号に基づいて、前記各アンテナに対応する伝搬路推定値をそれぞれ算出する伝搬路推定部と、
    　前記各アンテナに対応する受信データ信号の信号検出を行ない、受信データ信号および伝搬路推定値に基づいて尤度情報を生成する複数の等化部を有する受信処理部と、を備え、
    　いずれか一つの等化部は、他の等化部が生成した尤度情報を用いて尤度情報を生成すると共に、前記生成した尤度情報を他の等化部へ出力することを特徴とする通信システム。
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