JP3981656B2 - アレーアンテナの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナの制御方法及び制御装置に関する。

アレーアンテナ装置は、無線ネットワークの容量を実質的に増大させる一手段である。望ましくない同一チャンネル干渉（Co-Channel Interference（ＣＣＩ））の抑圧、すなわち、アレーアンテナ装置の各アンテナ素子からの受信信号に対する適正な重みづけと結合は、空間チャンネルの再使用を拡大させる１つの手法である。干渉波信号の空間的なシグネチャ（伝送路特性）が先験的に既知でなければ、サンプルマトリックスインバージョン（Sample Matrix Inversion）法（以下、ＳＭＩ法という。）を用いてビーム形成をアダプティブに実行することができる（非特許文献１参照。）。しかしながらこれは、干渉プラス雑音の共分散行列をそのまま利用できる理論上のケースに比べて、干渉抑圧の性能を低下させる。性能の低下はもちろん、サンプルのサポート（信号処理対象のサンプル数）に依存するが、サンプルにおける望ましい信号が完全に既知であるかどうかにも依存する（非特許文献２参照。）。

非特許文献２及び３は、既知のトレーニングデータを含む所望波信号の空間的な伝送路特性の不整合に対して頑強（ロバスト）であるビーム形成器を提案している。また、非特許文献４において開示された技術は、初期の一時的な（仮説の）ビット検出を使用して複数の信号の空間的な伝送路特性及び未知のデータの双方を反復的に回復し、これにより、ビーム形成を実質的に向上させる。同一チャンネル干渉抑圧のための適応制御型ビーム形成は、将来の分散型アドホックネットワークに関連して特に注目されている。

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しかしながら、無線端末装置が互いに協調性なく無線通信すれば、近傍の多くの干渉源からのバーストが所望波信号と部分的にオーバーラップする可能性があり、よって受信機には、非定常な同一チャンネル干渉に対処する能力がなければならない。さらに、受信される信号の中には、同一チャンネル干渉により他の部分よりも格段にひどく歪む可能性のある部分もある。従って、協調性のないチャンネルアクセスによるバースト指向性無線ネットワークのための反復性無線受信機の構築が期待されている。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して少量の信号処理対象のサンプル数で実現でき、それ故、高速に変化するＣＣＩ環境に対応することができ、所望波信号に対して主ビームを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法及び制御装置を提供することにある。

第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するアレーアンテナの制御方法において、
送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数ｈを測定する第１のステップと、
上記受信された各受信信号ｙ_ｌのシンボルｓ_ｌを検出し、所定の適応制御法を用いて所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算し、計算されたウェイトｗ_ｌと上記各受信信号のシンボルｓ_ｌとから合成信号ｚ_ｌを計算する第２のステップと、
上記計算された合成信号ｚ_ｌを復調することにより符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］を計算した後、上記符号化ビットをデインターリーブし、上記計算された符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］をＭＡＰ復号化法を用いて最大事後確率であるＡＰＰ値を有する符号化ビット及び情報ビットを計算する第３のステップと、
上記計算されたＡＰＰ値に基づいて情報ビットを選択的に識別して復号化する第４のステップと、
上記計算された符号化ビットに対するＡＰＰ値付きの符号化ビットを再度インターリーブし、上記インターリーブされた符号化ビットにおいてシンボルｓ_ｌ毎にＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］を計算した後、当該計算したＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］に基づいてシンボルｓｃ_ｌを再構成し、当該再構成したシンボルｓｃ_ｌに対して上記チャンネル伝送路の伝達関数ｈを乗算し、シンボル毎に、上記受信された各受信信号ｙ_ｌから上記乗算結果を減算してなる減算結果である各受信信号に基づき上記適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算して上記第１と第２と第３のステップを反復して実行する第５のステップとを含むことを特徴とする。

第２の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するアレーアンテナの制御装置において、
送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数ｈを測定する第１の制御手段と、
上記受信された各受信信号ｙ_ｌのシンボルｓ_ｌを検出し、所定の適応制御法を用いて所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算し、計算されたウェイトｗ_ｌと上記各受信信号のシンボルｓ_ｌとから合成信号ｚ_ｌを計算する第２の制御手段と、
上記計算された合成信号ｚ_ｌを復調することにより符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］を計算した後、上記符号化ビットをデインターリーブし、上記計算された符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］をＭＡＰ復号化法を用いて最大事後確率であるＡＰＰ値を有する符号化ビット及び情報ビットを計算する第３の制御手段と、
上記計算されたＡＰＰ値に基づいて情報ビットを選択的に識別して復号化する第４の制御手段と、
上記計算された符号化ビットに対するＡＰＰ値付きの符号化ビットを再度インターリーブし、上記インターリーブされた符号化ビットにおいてシンボルｓ_ｌ毎にＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］を計算した後、当該計算したＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］に基づいてシンボルｓｃ_ｌを再構成し、当該再構成したシンボルｓｃ_ｌに対して上記チャンネル伝送路の伝達関数ｈを乗算し、シンボル毎に、上記受信された各受信信号ｙ_ｌから上記乗算結果を減算してなる減算結果である各受信信号に基づき上記適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算して上記第１と第２と第３の制御手段の処理を反復して実行する第５の制御手段とを備えたことを特徴とする。

従って、本発明によれば、再計算したＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］に基づいてシンボルｓｃ_ｌを再構成し、当該再構成したシンボルｓｃ_ｌに対して上記チャンネル伝送路の伝達関数ｈを乗算し、シンボル毎に、上記受信された各受信信号ｙ_ｌから上記乗算結果を減算してなる減算結果である各受信信号に基づき上記適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算して上記第１と第２と第３の制御手段を反復して実行するので、従来技術に比較して少量の信号処理対象のサンプル数で実現でき、それ故、高速に変化するＣＣＩ環境に対応することができ、高速でかつ高精度で所望波信号に対して主ビームを向けるように適応制御することができる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。

図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置は、誤り訂正にターボ符号を使用した場合に用いる最大事後確率復号化法（Maximum A Priori Probability Decoding：以下、ＭＡＰ復号化法という。例えば、非特許文献５参照。）を、アレーアンテナ装置を用いた適応ビーム形成機能に応用することを特徴としている。無線通信システムにおいて、あらゆるバースト無線信号は、所望波の無線信号の空間的なシグネチャ（伝送路特性）推定のためのプリアンブルを含むことが仮定され、これに符号化されたデータが続く。ビーム形成は、急速に変化する同一チャンネル干渉状況に対処するために、バースト信号の一部を含むデータを用いてスライドする比較的小さなウィンドウ内で例えばＳＭＩ法を用いて実行される。さらに、ターボ復号器で通常使用されるような最大事後確率モジュール（非特許文献５参照。）からの所望波信号に関する情報により、ビーム形成の同一チャンネル干渉抑圧性能を、反復回数を増大させることにより向上させることを以下に示す。

本実施形態では、狭帯域送信の無線通信システムに限定して検討するが、下記に示す提案するビーム形成方法は、広帯域ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重通信）方式のあらゆるサブチャンネルに同様に使用可能である。バースト信号はすべて、プリアンブルと符号化されたＬ個のデータシンボルを有するデータセグメントとを備えている。プリアンブルは、Ｎ本のアンテナ素子２０−１乃至２０−Ｎにおけるベースバンド信号のチャンネル利得及び位相シフトを含む複素数値化されたＮ×１のベクトルであるチャンネル伝送路の伝達関数ｈの完全な同期及び推定を見込むものであるものとする。所望波信号の空間的な伝送路特性の伝達関数ｈは一定であるが、同一チャンネル干渉の量はバースト受信の間に変わる可能性がある。

以下、図１を参照して、本実施形態に係るアレーアンテナ装置の構成及び信号処理について詳細に説明する。

図１において、複数Ｎ個のアンテナ素子２０−１乃至２０−Ｎからなるアレーアンテナ装置１００により受信された各無線信号はそれぞれフロントエンド回路１−１乃至１−Ｎに入力され、高周波増幅、低域周波数変換、中間周波増幅などを施し、これらの処理後のＮ個のアナログ信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器２−１乃至２−Ｎによりディジタル信号にＡ／Ｄ変換された後、バースト同期化部３に入力される。次いで、バースト同期化部３は、データの前段に設けられたプリアンブルに基づいて受信したＮ個の信号を同期化して出力する。

本実施形態においては、情報ビットの変調方式として、１６値ＱＡＭを用いているが、これに限らず、他の値のＭ値ＱＡＭ、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、各種ＰＳＫなどの変調方式を用いることができる。また、符号化方法としては、線形畳み込み符号を用いる。ここで、例えば、非特許文献６において開示されているビット・インターリーブされた符号化変調方式を用いることができる。さらに、バースト信号は、バースト同期化とチャンネル評価（伝達関数ｈの測定）のためのプリアンブルと、それに続くデータシンボルとを含むように構成されている。

ここで、これら処理部によるベースバンドへの変換及びシンボルレートでのサンプリングの後のバーストのデータセグメントに関するＮ次元アレーの出力信号（バースト同期化部からの出力信号）の（１×Ｎの）信号ベクトルｙ_ｌは、次式で表される。なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して（付与していない数式も存在する）用いることとする。

ここで、式（１）の右辺第１項のｓ_１，ｓ_２，…，ｓ_Ｌは受信信号のデータシンボルを示し、ｈは所望波信号の空間的な伝送路特性の伝達関数ベクトルであり、当該伝達関数ベクトルｈは、送信局からの所定の周波数特性がフラットな帯域信号で変調された無線信号を各アンテナ素子２０−１乃至２０−Ｎにより受信してそれらの各無線信号のベースバンド信号の周波数特性を解析することによりベクトルチャンネル検出部４により予め測定可能なパラメータベクトル（１×Ｎ）であり、当該伝達関数ベクトルｈは、受信信号の信号ベクトルｙ_ｌとともに信号メモリ５に格納されるとともに、信号ベクトル構成部６及び適応制御ビーム形成器７に出力される。

また、式（１）の右辺第２項の線形和は同一チャンネル干渉をモデリングしたものであり、ベクトルｖ_ｌは熱雑音の項を示している。Ｌ個のデータシンボルｓ_１，ｓ_２，…，ｓ_Ｌは、所定のＭ値直交振幅変調（Ｍ値ＱＡＭ）信号の集合Ωに属しており、すなわち、ｓ_ｌ∈Ω（ｌ＝１，２，…，Ｌ）である。同一チャンネル干渉は、近傍のＰ個の送信端末装置から発生し、Ｐ個の干渉波信号はそれぞれ追加的な雑音信号であるものとする。詳しくは、Ｉｆ_{［ａｐ，ｂｐ］} ^（ｌ）はｌ∈［ａ，ｂ］であれば１を返し、それ以外は０を返す特性関数を示し、ａ_ｐ，ｂ_ｐ∈｛１，２，…，Ｌ｝は、ｐ番目の干渉波信号が所望波信号と衝突する時間間隔を定義している。さらに、｛ｑ_ｐ，ｌ｝は、平均値が０で分散がσ_Ｉ ^２である互いに独立な複素ガウス確率変数であり、ベクトルｇ_１，ｇ_２，…，ｇ_ｐは、所望波信号の場合の伝達関数ｈに類似したＰ個の干渉波信号に対する無線受信機のチャンネルを表す。最後に、ｖ_ｌは、同一チャンネル干渉とは独立でありかつ共分散行列σ_Ｎ ^２Ｉ_Ｎに従属する平均値が０である複素ガウス確率ベクトルである。ここで、
［数式１］
σ_Ｎ ^２＞０
であり、Ｉ_ＮはＮ×Ｎの単位行列を示す。

非定常な同一チャンネル干渉に対処するため、詳細後述する信号ベクトル構成部６に続く適応制御ビーム形成器７において実行されるビーム形成はあらゆるシンボルについて個々に遂行される。ｌ番目のシンボルに注目すると、その干渉プラス雑音共分散行列を次式で表すことができる。

ここで、上付きの†は行列の共役転置を示す。さらに、データシンボルを、平均値ゼロでかつ当該分散σ_ｂ ^２＞０の確率変数でありかつ同一チャンネル干渉及び雑音に独立であるものとすると、信号ベクトルｙ_ｌ全体の共分散行列Ｒｃ_ｌは、次式で表される。

［数式２］
Ｒｃ_ｌ＝σ_ｂ ^２ｈｈ^†＋Ｒ_ｌ （３）

共分散行列Ｒｃ_ｌ（又はＲ_ｌ）が完全に既知である理想的な場合においては、次式のウェイトベクトルｗ_ｌは、拘束条件
［数式３］
ｗ_ｌ ^†ｈ＝１
のもとでの線形結合された合成信号
［数式４］
ｚ_ｌ＝ｗ_ｌ ^†ｙ_ｌ
における信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）を最大化する。

共分散行列Ｒｃ_ｌが直接に利用できないときに公知のＳＭＩ技術（例えば、非特許文献７参照。）を一般に用いることができ、スナップショット数にわたる平均化及び次式のウェイトベクトルｗｄ_ｌを適用することにより、サンプルの共分散行列Ｒｄ_ｌを得ることができる。

ここで、各ウェイトベクトルｗｄ_ｌに対して、時間的に最も近いＫ個のスナップショットから、共分散行列Ｒｄ_ｌは、次式に従って計算される。

ここで、
［数式５］
Ｋ＝１＋２Ｄ
であり、
［数式６］
Ｙ_ｉ＝ｙ_ｉｙ_ｉ ^†
である。

すなわち、処理対象のシンボルを中心として所定のサンプルポイント数２Ｄのスライドするウィンドウを用いて適応制御処理する公知のＳＭＩ方法（例えば、非特許文献７参照。）を使用してＹ_ｌと、時間的に最近の２Ｄ個のサンプルポイントで（すなわち、サンプルポイント数２Ｄのウィンドウにおいて）求めたスナップショットとを平均する。なお、実際の実装では、ＱＲ因数分解により｛ｙ_ｉ｝からＲｄ_ｌ ^−１を直接的に計算する計算効率の良い方法を使用することができる。

ここで、サンプルポイント数Ｄの選定に際してはトレードオフがある。すなわち、サンプルサポート（信号処理対象のサンプル数）が少なすぎると推定誤差は極めて大きくなり、反対にサンプルポイント数Ｄが多すぎるとサンプル共分散行列はＳＭＩウィンドウ内の共分散行列Ｒ_ｌの時間分散によって劣化する。近くのサンプルに平均以上のウェイトを与えるような高度なウィンドウ関数があれば効果的であると思われるが、ここでは単純化のために考慮しない。

非特許文献２において開示されるように、サンプル｛Ｙ_ｉ｝における未知の所望波信号の存在は、ＳＭＩビーム形成器の性能を劇的に低下させる可能性がある。この点を考慮して、本発明者らは、図１に図示したようなビーム形成及び復号の反復手順を考案している。反復性受信機の目的は、初回の復号試行から得た所望波信号に関する情報を利用して第２のサイクルにおけるビーム形成を向上させ、結果が改善される間はできる限りこの反復を継続することにある。ＡＰＰ演算モジュール（非特許文献５及び８参照。）はこの目的のために使用され、ｓ_１，ｓ_２，…，ｓ_Ｌに含まれる情報ビット及び復号ビットの双方のＡＰＰ値を計算する。符号化されたデータビットの送信機能側のインターリーブ及び無線受信機能におけるビット復調の計算後の対応するデインターリーブ処理は、ＡＰＰ演算モジュールの入力の少量の情報コンテンツによりビット復調の累積を回避する。情報ビットのＡＰＰ値は最大事後確率（ＭＡＰ）復号化を促進し、一方で符号化されたビットのＡＰＰ値は再度インターリーブされかつビーム形成器７で使用され、式（６）の計算前に個々の受信信号ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｌから高確率のデータシンボルが連続して出力される。詳しくは、式（６）では第２の反復から得られるような

［数式７］
Ｙ_ｉ＝（ｙ_ｉ−ｓｃ_ｉｈ）（ｙ_ｉ−ｓｃ_ｉｈ）^†
を使用して、次式のシンボルが選定される。

ここで、０＜η＜１であり、Ｐｒ［ｓ_ｉ｜ｚ_ｌ］はシンボルｓ_ｉのＡＰＰ値を示し、また、ｓｄ_ｉは次式で表される。

この方法では、対応するデータシンボルのＡＰＰ値が所定のしきい値ηを超えて初めてサンプルから信号部分が出力される。

図１に戻り、図１の装置の処理について説明すると、信号ベクトル構成部６は、所望波シンボルの再構成部１５により再構成されたシンボルｓ_ｌが生成されていないとき（反復回数＝０の初期状態）は、シンボルインデックスｌ毎に、信号メモリ５から信号ベクトルｙ_ｌを読み出して適応制御ビーム形成器７に出力する。一方、所望波シンボルの再構成部１５により再構成されたシンボルｓ_ｌが生成されているとき（反復回数＝１の初期状態）は、シンボルインデックスｌ毎に、信号メモリ５から信号ベクトルｙ_ｌを読み出し、次式を用いて信号ベクトルｙ_ｉを再構成し、再構成後の信号ベクトルｙ_ｉを適応制御ビーム形成器７に出力する。

［数式８］
ｙ_ｉ←ｙ_ｉ−ｓｃ_ｉｈ，ｉ＝１，２，…，Ｌ

次いで、適応制御ビーム形成器７は、摺動するウィンドウを用いたＳＭＩ法を用いて適応制御の主ビームを形成し、具体的には、上記式（５）及び式（６）を用いてウェイトベクトルｗ_ｌを演算して信号ベクトルｙ_ｌとともに信号合成部８に出力する。そして、信号合成部８は、上述の次式：
［数式９］
ｚ_ｌ＝ｗ_ｌ ^†ｙ_ｌ
の合成演算を実行して合成信号ｚ_ｌをビット復調部９に出力する。

ビット復調部９は、入力された合成信号ｚ_ｌに対して、例えば１６値ＱＡＭの復調処理を実行することにより、符号化ビットに対する確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］付きの符号化ビットをデインターリーブ処理部１０に出力する。ここで、ｂ_ｌ ^（ｉ）はシンボルｓｌに含まれるｉ番目の符号化ビットを示し、例えば１６値ＱＡＭでは、各シンボル毎に４ビットの符号化ビットが含まれる。次いで、デインターリーブ処理部１０は、入力される確率付き符号化ビット列に対して所定のデインターリーブ処理（マッピング処理の逆の処理であるデマッピング処理ともいう。例えば、非特許文献６参照。）を実行し、処理後の確率付き符号化ビット列をＡＰＰ演算モジュールであるＡＰＰ値計算部１１に出力する。さらに、ＡＰＰ値計算部１１は、入力される確率付き符号化ビット列に対して非特許文献５及び８に開示された事後確率値（ＡＰＰ値；所定の符号化方法により推定される事後確率値をいう。）を計算して情報ビットを求め、符号化ビットに対するＡＰＰ値Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］を再インターリーブ処理部１３に出力するとともに、情報ビットに対するＡＰＰ値を情報ビットとともに情報ビット復号部１２に出力する。

なお、ＡＰＰ値計算部１１に対して確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］を供給することは、非特許文献６における式（７）を用いて計算される確率Ｐｒ［ｚ_ｌ｜ｂ_ｌ ^（ｉ）］を供給することと等価である。

再インターリーブ処理部１３は、入力されるＡＰＰ値付き符号化ビットをデインターリーブ処理部１０とは逆のインターリーブ処理を実行してＡＰＰ値再計算部１４に出力し、次いで、ＡＰＰ値再計算部１４は、再インターリーブ処理後の符号化ビットに対してシンボルｓ_ｌ毎に再度ＡＰＰ値Ｐｒ［ｓ_ｌ｜ｚ_ｌ］を計算し、再計算したＡＰＰ値付きの符号化ビットを所望波シンボルの再構成部１５に出力する。さらに、所望波シンボルの再構成部１５は、入力された再計算したＡＰＰ値付きの符号化ビットに基づいて、所望波信号のシンボルを上記式（７）を用いて再構成し、再構成されたシンボルｓｄ_ｌを信号ベクトル構成部６に出力する。

さらに、情報ビット復号部１２は、入力される情報ビットに対するＡＰＰ値に基づいて、ＡＰＰ値が０．５を超えるときは情報ビットを１にセットする一方、ＡＰＰ値が０．５以下であるときは情報ビットを０にセットすることで情報ビットを選択的に識別して復号化して、復号化された情報ビットを含むベースバンド信号を出力する。

ここで、図１における、ＡＰＰ値計算部１１から再インターリーブ処理部１３、ＡＰＰ値再計算部１４及び所望波シンボル再構成部１５を介して信号ベクトル構成部６に至るフィードバックを少なくとも１回以上反復して実行することにより、信号ベクトル構成部６による信号ベクトルの再構成処理により得られる信号ベクトルにおける符号化ビットの誤り率を大幅に改善することができ、詳細後述するように、ＳＩＮＲを大幅に改善することができる。

次いで、図１の装置におけるＳＩＮＲについての検討結果を以下に示す。ここで、データシンボルをランダム変数として見たときの分散σ_ｂ ^２は、以下の分析検討用に互いに独立な平均値ゼロの複素ガウス分布であることを仮定した、信号ベクトル構成部６により計算される再構成後のデータシンボルｓ_１−ｓｃ_１，…，ｓ_Ｌ−ｓｃ_Ｌの分散を定義するものとする。さらに、分散σ_Ｓ ^２は、元のデータシンボルｓ_１，ｓ_２，…，ｓ_Ｌの第２のモーメントを定義し、かつ
［数式１０］
０＜σ_ｂ ^２≦σ_Ｓ ^２
であるものとする。

ウェイトｗ_ｌ ^ｏｐｔを線形結合（合成）することにより、次式で表される事後の結合されたＳＩＮＲを得ることができる。

［数式１１］
γ_ｌ ^ｏｐｔ＝ｈ^†Ｒ_ｌ ^−１ｈσ_Ｓ ^２ （８）

これに対して、式（５）におけるようなサンプル共分散行列Ｒｄ_ｌから計算されるウェイトｗ_ｌを使用すると、合成信号ｚ_ｌにおけるＳＩＮＲは次式で表される。

非特許文献１において開示されるように、ＳＭＩに起因するＳＩＮＲの品質低下は、共分散行列Ｒ_ｌはＳＭＩウィンドウ内で不変でありかつＫ個のサンプルには所望波信号が存在しないという仮定のもとで、平均値が次式のμであるベータ確率密度になる。
［数式１２］
μ＝（Ｋ＋２−Ｎ）／（Ｋ＋１）

ここで、｛ｙ_ｉ−ｓｃ_ｉｈ｝に基づいてサンプル共分散行列Ｒｄ_ｌを計算すると、平均ＳＩＮＲの品質低下率は次式で表される。

ここで、Ｅ［・］は時間平均された期待値関数であり、Ｆ（・，・，・；・）は超幾何関数を示す。また、パラメータαは次式で表される。

［数式１３］
α＝σ_ｂ ^２／（σ_Ｓ ^２γ_ｌ ^ｏｐｔ＋σ_ｂ ^２γ_ｌ ^ｏｐｔ）

式（１０）は、非特許文献２の式（２６）乃至式（３１）における導出を最後まで実行して求めることができる。式（１０）の分析により、分散σ_ｂ ^２を０に漸近させるとき、期待値Ｅ［γ_ｌ／γ_ｌ ^ｏｐｔ］は所定値μに接近し、分散σ_ｂ ^２を分散σ_Ｓ ^２に漸近させたときの段階的拡大は、より高い値のＳＩＮＲγ_ｌ ^ｏｐｔに関して特に顕著であることが明らかになる。

本発明者らは、図１における手順の効率をコンピュータによるシミュレーションにより検証した。図２は図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、シンボルインデックスに対する１シンボル当たりのＳＩＮＲ［ｄＢ］を示すグラフである。

無線受信機は波長の２分の１で離隔されたＮ＝３個のアンテナ素子２０−１乃至２０−３を有するアレーアンテナ装置１００を装備し、Ｌ＝２００個のデータシンボルを有するバースト信号の復号を目的とするものとする。データシンボルｓ_１，ｓ_２，…，ｓ_２００は、６４の状態及び発生器（１３３_ｏｃｔ，１７１_ｏｃｔ）を有するレートＲ_ｃ＝１／２の畳み込み符号を使用してランダムビットシーケンスを符号化し、続いてビットワイズインターリーブ及び連続する４ビット毎の１６値ＱＡＭ信号へのマッピングを行って生成する。視野方向は、所望波信号がアンテナアレーに対する角度θ＝９０゜から到来し、図２の下側によりそれぞれ方位角θ_１＝６０゜、θ_２＝１１０゜及びθ_３＝１４０゜から到来する３つのランダムな干渉波信号と部分的にオーバーラップするというシナリオを仮定する。各伝達関数ｈ，チャンネルベクトルｇ_１，ｇ_２，…，ｇ_ＰにおけるＮ個の利得値は、所定の単位の大きさに正規化した。干渉波信号電力に対する所望信号電力の比σ_Ｓ ^２／σ_Ｉ ^２は６ｄＢであり、σ_Ｓ ^２／σ_Ｎ ^２は３０ｄＢである。最後に、Ｋ＝１５、η＝０．５であり、（非特許文献７の式（７）参照。）によりすべてのシンボルにおいて符号化された４ビットの符号化ビットを計算した。

上記セットアップにより、多数のバースト信号の受信シミュレーション結果を平均すると、ＡＰＰ計算部１１であるＭＡＰデコーダの出力において、初回受信サイクル後は約２．７×１０^−２、２回目の受信サイクル後は約１．８×１０^−４及び３回目の受信サイクル後は約１０^−６の平均ビット誤り率が得られた。さらに、図２の上部は、初回、２回目及び３回目の各サイクル後の合成信号ｚ_１，ｚ_２，…，ｚ_Ｌにおける平均ＳＩＮＲγｍ_１，…，γｍ_Ｌを理論上のＳＩＮＲγ_１ ^ｏｐｔ，…，γ_Ｌ ^ｏｐｔととともに示している。初回のビーム形成試行後のＳＩＮＲとγ_１ ^ｏｐｔ，…，γ_Ｌ ^ｏｐｔとの距離は、
［数式１４］
σ_ｂ ^２＝σ_Ｓ ^２
で表され、式（１０）にほぼ一致することになり、３回の反復サイクル後は、理論上のＳＩＮＲγ_１ ^ｏｐｔ，…，γ_Ｌ ^ｏｐｔとの偏差が上述の所定値μに近づく。

以上説明したように、非定常な同一チャンネル干渉を抑圧するための、新しい反復性のビーム形成及び復号技術を提案した。最初のビーム形成試行では、ＳＭＩは、基本的サンプルにおける所望波信号の存在によって性能品質が大幅に低下する。結局、所望波信号と観測値からの所望波信号の除去の推定は成功し、結合後のＳＩＮＲの性能品質低下はほぼ完全に逆転されるに至った。ＳＩＮＲの改善から、サンプルサポート（信号処理対象のサンプル数）を少量に維持できることと、そのために無線受信機を高速に変化する同一チャンネル干渉状況に対応させることができることがわかった。従って、高度な衝突回避プロトコルを不要にする可能性のある本技術は、将来の無線アドホックネットワークにとって特に魅力のある技術であると考えられる。

最後に、従来技術と本発明に係る実施形態との比較を行う。
（１）複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置を用いて、一般的な適応制御ビームを形成するアレーアンテナの制御装置においては、ターボ符号化法ではなく，ビタビの畳み込み符号を用いる。
（２）また、一般的なターボ符号にＭＡＰ復号化法を適用するアンテナの制御装置においては、１つのアンテナ素子で受信した受信信号に対する信号処理装置でのみ用いられるために、アレーアンテナのウェイトや適応制御ビームの形成を行うことができない。
（３）本発明に係る実施形態によれば、上記２つの技術思想を合成しかつ、ビタビ復号化法の代わりにＭＡＰ符号化法を用いてその結果を適応ビーム形成部分にフィードバックさせることで適応ビーム形成性能を向上させるものである。ビタビ復号化アルゴリズムとＭＡＰ復号化法は誤り訂正の性能としてはほぼ同等であるが、ビタビ復号法の方が演算負荷が軽いため通常ビタビ復号化法を用いる。
（４）特に、本発明に係る実施形態においては、誤り訂正に例えばターボ符号化法を使用した場合に用いるＭＡＰ復号化法を、アレーアンテナを用いた適応ビーム形成機能に応用することを特徴としている。

本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、シンボルインデックスに対する１シンボル当たりのＳＩＮＲ［ｄＢ］を示すグラフである。

符号の説明

１−１乃至１−Ｎ…フロントエンド回路、
２−１乃至２−Ｎ…Ａ／Ｄ変換器、
３…バースト同期化部、
４…ベクトルチャンネル検出部、
５…信号メモリ、
６…信号ベクトル構成部、
７…適応制御ビーム形成器、
８…信号合成部、
９…ビット復調部、
１０…デインターリーブ処理部、
１１…ＡＰＰ値計算部、
１２…情報ビット復号部、
１３…再インターリーブ処理部、
１４…ＡＰＰ値再計算部、
１５…所望波シンボル再構成部
２０−１乃至２０−Ｎ…アンテナ素子、
１００…アレーアンテナ装置。

Claims (2)

1. 複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するアレーアンテナの制御方法において、
   送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数ｈを測定する第１のステップと、
   上記受信された各受信信号ｙ_ｌのシンボルｓ_ｌを検出し、所定の適応制御法を用いて所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算し、計算されたウェイトｗ_ｌと上記各受信信号のシンボルｓ_ｌとから合成信号ｚ_ｌを計算する第２のステップと、
   上記計算された合成信号ｚ_ｌを復調することにより符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］を計算した後、上記符号化ビットをデインターリーブし、上記計算された符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］をＭＡＰ復号化法を用いて最大事後確率であるＡＰＰ値を有する符号化ビット及び情報ビットを計算する第３のステップと、
   上記計算されたＡＰＰ値に基づいて情報ビットを選択的に識別して復号化する第４のステップと、
   上記計算された符号化ビットに対するＡＰＰ値付きの符号化ビットを再度インターリーブし、上記インターリーブされた符号化ビットにおいてシンボルｓ_ｌ毎にＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］を計算した後、当該計算したＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］に基づいてシンボルｓｃ_ｌを再構成し、当該再構成したシンボルｓｃ_ｌに対して上記チャンネル伝送路の伝達関数ｈを乗算し、シンボル毎に、上記受信された各受信信号ｙ_ｌから上記乗算結果を減算してなる減算結果である各受信信号に基づき上記適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算して上記第１と第２と第３のステップを反復して実行する第５のステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
2. 複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するアレーアンテナの制御装置において、
   送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数ｈを測定する第１の制御手段と、
   上記受信された各受信信号ｙ_ｌのシンボルｓ_ｌを検出し、所定の適応制御法を用いて所望波信号の方向に主ビームを形成するように適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算し、計算されたウェイトｗ_ｌと上記各受信信号のシンボルｓ_ｌとから合成信号ｚ_ｌを計算する第２の制御手段と、
   上記計算された合成信号ｚ_ｌを復調することにより符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］を計算した後、上記符号化ビットをデインターリーブし、上記計算された符号化ビットの確率Ｐｒ［ｂ_ｌ ^（ｉ）｜ｚ_ｌ］をＭＡＰ復号化法を用いて最大事後確率であるＡＰＰ値を有する符号化ビット及び情報ビットを計算する第３の制御手段と、
   上記計算されたＡＰＰ値に基づいて情報ビットを選択的に識別して復号化する第４の制御手段と、
   上記計算された符号化ビットに対するＡＰＰ値付きの符号化ビットを再度インターリーブし、上記インターリーブされた符号化ビットにおいてシンボルｓ_ｌ毎にＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］を計算した後、当該計算したＡＰＰ値Ｐｒ［ｓｄ_ｌ｜ｚ_ｌ］に基づいてシンボルｓｃ_ｌを再構成し、当該再構成したシンボルｓｃ_ｌに対して上記チャンネル伝送路の伝達関数ｈを乗算し、シンボル毎に、上記受信された各受信信号ｙ_ｌから上記乗算結果を減算してなる減算結果である各受信信号に基づき上記適応制御するためのウェイトｗ_ｌを計算して上記第１と第２と第３の制御手段の処理を反復して実行する第５の制御手段とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
   

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