CN101449502A - 无线通信设备和无线通信方法 - Google Patents

Abstract

在消除干扰时，用于迭代地解码和接收空间多路复用信号的无线通信设备中如果包含生成判定误差的码元，或者由传播路径波动误差或硬件误差(载波频率误差、采样频率误差)所引发的误差因素，则在出现由干扰信号成分引起接收特性恶化。无线通信设备(100)包括误差估计器(13)，用于在干扰消除时，估计副本信号的误差；加权器(14)，用于在消除干扰之后，对于经过分离并合并的空间多路复用信号，加权似然信息。因而，即使包含在干扰消除期间的副本信号的误差，也有可能得到优良的接收特性。

Description

无线通信设备和无线通信方法

技术领域

本发明涉及用于迭代解码和接收信号的无线通信设备。

技术背景

近年来，高性能以及高速的无线通信的需求快速增长，进一步有效地提高有限频率资源的使用效率的方法的研究十分活跃。作为其中的方法之一，关注点集中在空域的使用。使用空域的技术之一是使用自适应阵列天线(自适应天线)。在自适应阵列天线中，可使用加权系数乘以接收信号以调整幅度和相位(在下文中，该加权系数将被称为“权重”)。随着它们被调整，该自适应阵列天线可以稳固地接收来自任意期望方向的信号，并抑制干扰波方向，而因此使得提高系统的通信容量成为可能。

使用空域的其它技术是1)用于向不同的终端传送的空分多路复用接入技术(在下文中的SDMA)，以及2)空间多路复用技术，用于通过利用在传播路径上的空间正交性而使用具有相同时间、相同频率、以及相同码的物理信道，向同一终端传送不同的数据序列。

在非专利文献1等中公开了有关SDMA技术的信息；如果终端之间的空间相关系数低于预定值，则SDMA是可能的，且可以改进无线通信系统的吞吐量和用户的同时容纳数量。

另一方面，例如，在非专利文献2中公开了有关空间多路复用技术的信息；在传播环境中可以实现空间多路复用传送，其中，传送器和接收器各具有多个天线元件，且天线之间的接收信号相关度很低。

在这种情况下，传送器从所提供的天线，针对每个天线元件传送使用具有相同时间、相同频率以及相同码的物理信道不同的数据序列。接收器在所提供的天线处基于来自接收信号的不同的数据序列，执行独立接收。因此，使用多个空间多路复用流，完成加速而不使用多级调制是可能的。

为了执行SDM传送，如果传送器具有与接收器相同数量的天线，则在传送器与接收器之间存在大量的散射器处于足够的S/N(信噪比)条件的环境中，通信能力将与天线的数量成比例地扩大。

在非专利文献3中公开了有关SDM接收方法的信息，例如，可以使用MMSE(最小均方误差)、ML(最大似然)、迭代解码接收等技术分别接收来自于多个无线通信设备的传送序列。

作为迭代解码接收的配置，用于分批去除干扰信号且执行解码处理的并行干扰消除器PIC(Parallel Interference Cancellation)、以及用于从接收信号中连续地分离并接收空间多路复用信号且执行解码处理并从接收信号中逐渐地去除干扰信号的连续干扰消除器SIC(Successive Interference Cancellation)是已知的。

为了在空间多路复用传送中采用迭代解码接收配置作为接收方法，使用硬判定作为虚拟(tentative)判定结果的硬消除器和使用软判定输出的软消除器是已知的。

由于硬判定值的使用，所述硬消除器使得减少接收器的电路规模成为可能，且相比于软消除器，在功耗和成本方面也是具有优势的。

非专利文献1：T.Ohane等，“A study on a channel allocation scheme with anadaptive array in SDMA”，IEEE 47th VTC，Page.725-729，vol.2(1997)

非专利文献2：G.J.Foschini，“Layered space-time architecture for wirelesscommunication in a fading environment when using multi-element antenna，”BellLabs Tech.J.，pp.41-59，Autumn1996

非专利文献3：G.J.Foschini，“Layered space-time architecture for wirelesscommunication in a fading environment when using multi-element antenna，”BellLabs Tech.J.，pp.41-59，Autumn 1996

发明内容

本发明所解决的问题

然而，如果包含在干扰消除时由生成判定误差、传播信道估计或信道波动的误差、或者硬件误差(在传送和接收之间的局部振荡器的频率误差，传送单元的D/A转换器和接收单元的D/A转换器之间的采样时钟的频率误差等等)的传送信号副本生成的相位误差(在自动频率控制(AFC)中无法完全去除的残余频率误差、在相位跟踪中无法完全去除的残余相位误差等)等的误差原因，则接收器不能消除干扰信号成分，且接收特性出现恶化。特别地，在采用可变长度帧格式的无线局域网系统中，传送分组越大，由硬件误差所引发的相位误差等的误差原因引起的恶化效果越大。

在使用软取消器的情况下，接收器可以在取消时对传送信号执行接收副本的取消操作，就好像基于可靠性信息而对其加权，且因此，可将接收器的接收特性的恶化抑制为相对小的恶化。然而，如果包含传播信道估计或信道波动误差，或者硬件误差，则出现像使用硬取消器那样的接收特性的恶化。

本发明考虑到上述环境而实现，且本发明的目的在于，提供具有良好接收特性的无线通信设备。

解决问题的手段

为了解决上面所描述的问题，本发明中的无线通信设备包括：似然计算器，用于使用接收信号来为传送信号计算似然信息；虚拟判定器，用于基于似然计算器的输出而输出传送信号的虚拟判定值；误差成分估计器，用于基于虚拟判定器的输出、传播信道的估计结果、以及接收信号，为传送信号估计接收副本的误差；以及解码处理器，用于使用基于误差成分估计器的输出而被加权的似然信息，对接收信号执行误差校正解码处理。

此外，本发明的无线通信设备具有：似然计算器，用于使用接收信号来为传送信号计算似然信息；第一解码器，用于基于似然计算器的输出，而对传送信号执行误差校正解码处理，以输出虚拟判定值；误差成分估计器，用于基于第一解码器的输出、传播信道的估计结果、以及接收信号，为传送信号估计接收副本的误差；以及第二解码器，用于使用基于误差成分估计器的输出而被加权的似然信息，对接收信号执行误差校正解码处理。

本发明的无线通信设备是用于接收空间多路复用传输的传送信号的无线通信设备，其具有：第一解码处理器，用于生成传送信号的估计结果；信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，为传送信号生成接收副本；干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；分离合并器，用于从干扰消除器的输出分离和合并一个或多个空间多路复用信号；似然计算器，用于为分离合并器的输出计算似然信息；加权器，用于基于误差成分估计器的输出来加权似然计算器的输出；以及第二解码处理器，用于使用该加权器的输出执行误差校正解码处理。

此外，在本发明的无线通信设备中，副本生成器具有再编码调制器，用于基于传送码元或传送比特数据的估计结果而生成传送信号副本。

此外，在本发明的无线通信设备中，副本生成器基于传送信号的估计结果生成传送信号副本，并且乘以传播信道的估计结果，以为传送信号生成接收副本。

此外，本发明的无线通信设备具有一个或多个天线，用于接收一个或多个空间多路复用信号，并且，干扰消除器输出与天线的数量一样多的具有或多个空间多路复用信号的干扰消除信号。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分，来估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器使用再编码调制器输出的传送信号副本和由信道估计器输出的信道估计值，为所有传送信号生成接收副本。

此外，在本发明的无线通信设备中，分离合并器生成用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号的分离合并权重，并且，误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去在传送信号中包含的部分传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并权重，而估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，副本生成器为在传送信号中包含的部分传送信号生成接收副本。

此外，在本发明的无线通信设备中，分离合并器生成用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号的分离合并权重，并且，误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并权重，而估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器基于传送信号副本的可靠性信息及其接收功率信息，而估计误差成分。

此外，本发明的无线通信设备具有流接收质量估计器，用于生成传送信号副本的可靠性信息。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器使用信道估计器的输出，生成接收功率信息。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器基于传送信号副本的可靠性信息、其接收功率信息、以及通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分，而估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器基于传送信号副本的可靠性信息、其接收功率信息、通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并器中的分离合并权重，而估计误差成分。

此外，本发明的无线通信设备具有检测器，用于使用接收信号判定传送码元，并为判定结果输出似然信息，并且，第一解码处理器基于该检测器的输出而执行误差校正解码处理，并且，所述再编码调制器对第一解码处理器的判定输出再次执行误差校正编码和调制处理，由此为传送信号的每个码元生成副本。

此外，在本发明的无线通信设备中，检测器具有：信号分离器，用于将接收信号乘以空间多路复用权重，并分离接收码元序列；以及解调器，用于将接收码元序列转换为似然信息。

此外，在本发明的无线通信设备中，基于在第一解码处理器中所获得的似然信息，而生成传送信号副本的可靠性信息。

此外，在本发明的无线通信设备中，解调器具有第二似然计算器，并且，基于在该第二似然计算器中所获得的似然信息，而生成传送信号副本的可靠性信息。

此外，在本发明的无线通信设备中，检测器将接收信号乘以MMSE权重，分离空间多路复用信号，并检测。

此外，在本发明的无线通信设备中，检测器将接收信号乘以MMSE权重，由此分离多个空间多路复用流以取出一个空间多路复用流，判定该空间多路复用流的传送码元，并且为该判定结果输出似然信息。

此外，在本发明的无线通信设备中，检测器将接收信号乘以ZF权重，分离空间多路复用信号，并检测。

此外，在本发明的无线通信设备中，基于在检测器中所使用的用于分离空间多路复用信号的接收权重信息，生成传送信号副本的可靠性信息，并且，该接收权重信息包含MMSE权重或ZF权重。

此外，本发明的无线通信设备具有：解调器，用于使用接收信号，为传送信号计算似然信息；码元硬判定器，用于使用接收信号，为传送信号计算硬判定结果；误差估计器，用于基于码元硬判定器的输出、传播信道的估计结果、以及接收信号，而为传送信号估计误差；以及解码处理器，用于使用基于误差估计器的输出而被加权的似然信息，对接收信号执行误差校正解码处理。

此外，本发明的无线通信设备具有副本生成器，用于基于码元硬判定器的输出和传播信道的估计结果，为传送信号生成接收副本；以及干扰消除器，用于使用副本生成器的输出和接收信号，来消除干扰成分。

此外，根据本发明，用于接收空间多路复用传输的传送信号的无线通信设备具有：码元硬判定器，用于生成传送信号的硬判定结果；信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；副本生成器，用于基于传送信号的硬判定结果和传播信道的估计结果，而为传送信号生成接收副本；干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；分离合并器，用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；似然计算器，用于为分离合并器的输出计算似然信息；加权器，用于基于误差成分估计器的输出，而加权似然计算器的输出；以及解码处理器，用于使用加权器的输出来执行误差校正解码处理。

此外，根据本发明，用于接收空间多路复用传输的传送信号的无线通信设备具有：解调器，用于使用接收信号，为传送信号计算似然信息；码元硬判定器，用于生成传送信号的硬判定结果；信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；误差估计器，用于基于码元硬判定结果、信道估计结果和接收信号，为传送信号估计误差；第一加权器，用于基于误差估计器的输出，而加权解调器的输出；以及解码处理器，用于基于第一加权器的输出，而执行误差校正解码。

此外，本发明的无线通信设备具有：副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，而为传送信号生成接收副本；干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；分离合并器，用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；似然计算器，用于为分离合并器的输出计算似然信息；加权器，用于基于误差成分估计器的输出，而加权似然计算器的输出；以及解码处理器，用于使用加权器的输出而执行误差校正解码处理。

此外，根据本发明，用于接收空间多路复用传输的传送信号的无线通信设备具有：信号分离器，用于从接收信号分离空间多路复用信号；解调器，用于基于信号分离器的输出，为传送信号计算似然信息；第一解码处理器，用于基于解调器的输出，而执行误差校正解码；信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，而为传送信号生成接收副本；干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；分离合并器，用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；似然计算器，用于为分离合并器的输出计算似然信息；加权器，用于基于误差成分估计器的输出，而加权似然计算器的输出；第一似然校正器，用于基于似然计算器的输出，而校正加权器的输出；以及第二解码处理器，用于基于第一似然校正器的输出，而执行误差校正解码。

此外，根据本发明，用于接收空间多路复用传输的传送信号的无线通信设备具有：信号分离器，用于从接收信号分离空间多路复用信号；解调器，用于基于信号分离器的输出，为传送信号计算似然信息；码元硬判定器，用于基于信号分离器的输出，为传送信号计算硬判定结果；误差估计器，用于基于码元硬判定器的输出、信道估计器的输出和接收信号，而为传送信号估计误差；第一加权器，用于基于误差估计器的输出而加权解调器的输出；第一解码处理器，用于基于第一加权器的输出，执行误差校正解码；信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，而为传送信号生成接收副本；干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；分离合并器，用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；似然计算器，用于为分离合并器的输出计算似然信息；加权器，用于基于误差成分估计器的输出，而加权似然计算器的输出；第一似然校正器，用于基于似然计算器的输出，而加权加权器的输出；以及第二解码处理器，用于基于第一似然校正器的输出，而执行误差校正解码。

此外，根据本发明，用于接收空间多路复用传输的传送信号的无线通信设备具有：调制系统判定器，用于从接收信号判定该接收信号的调制系统；解调器，用于使用该接收信号，为传送信号计算似然信息；码元硬判定器，用于生成传送信号的硬判定结果；信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；误差估计器，用于基于码元硬判定结果、信道估计结果和接收信号，而为传送信号估计误差；第一比特选择器，用于为传送信号选择误差的比特切断(cutout)位置；第一加权器，用于基于第一比特选择器的输出，而加权解调器的输出；以及第一解码处理器，用于基于第一加权器的输出，而执行误差校正解码。

此外，本发明的无线通信设备具有：副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，而为传送信号生成接收副本；干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；分离合并器，用于从干扰消除器的输出中分离并合并一个或多个空间多路复用信号；似然计算器，用于为分离合并器的输出计算似然信息；第二比特选择器，用于为传送信号选择误差的比特切断位置；第二加权器，用于基于第二比特选择器的输出，而加权似然计算器的输出；以及第二解码处理器，用于执行使用第二加权器的输出的误差校正解码。

此外，在本发明的无线通信设备中，副本生成器基于传送信号的估计结果生成传送信号副本，并乘以传播信道的估计结果，以为传送信号生成接收副本。

此外，本发明的无线通信设备具有一个或多个天线，用于接收一个或多个空间多路复用信号，并且，干扰消除器输出与天线的数量一样多的具有或多个空间多路复用信号的干扰消除信号。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分，来估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，分离合并器生成用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号的分离合并权重，并且，误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去在传送信号中包含的部分传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并权重，而估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，副本生成器为在传送信号中包含的部分传送信号生成接收副本。

此外，在本发明的无线通信设备中，分离合并器生成用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号的分离合并权重，并且，误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并权重，而估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差成分估计器基于传送信号副本的可靠性信息及其接收功率信息，而估计误差成分。

此外，在本发明的无线通信设备中，码元硬判定器为每个传送码元选择最接近传送信号候选点的信号点，并输出该信号点。

此外，在本发明的无线通信设备中，第一似然校正器将解调器的输出与加权器的输出相加。

此外，在本发明的无线通信设备中，第一似然校正器选择解调器的输出的似然或加权器的输出的似然中的较高的似然，并输出所选似然。

此外，在本发明的无线通信设备中，如果基于在每个传送流中给定的CRC，在解调器的输出中所包含的CRC是正确的，则第一似然校正器选择解调器的似然，并且如果CRC是不正确的，则选择从加权器输出的似然。

此外，在本发明的无线通信设备中，第一似然校正器将第一加权器的输出与加权器的输出相加。

此外，在本发明的无线通信设备中，第一似然校正器选择第一加权器的输出的似然或加权器的输出的似然中的较高的似然，并输出所选似然。

此外，在本发明的无线通信设备中，如果基于对每个传送流给定的CRC，在解调器的输出中所包含的CRC是正确的，则第一似然校正器选择解调器的似然，并且如果该CRC是不正确的，则选择从加权器输出的似然。

此外，在本发明的无线通信设备中，误差估计器从接收信号减去基于信道估计信号和码元硬判定结果而创建的所有接收副本。

本发明的优势

根据本发明中的无线通信设备，基于在为传送信号生成接收副本信号时估计误差成分的误差成分估计器的输出而加权空间多路复用信号的似然信息，因此，如果传送信号副本包含误差，则可以抑制接收特性的恶化。

因此，将提供一种具有良好的接收特性的无线通信设备，同时保持硬消除器在电路规模、成本、功耗、特性等方面的优势。

附图说明

图1是本发明第一实施例中的无线通信设备的框图；

图2是本发明第一实施例中的无线通信设备的传送单元的框图；

图3是本发明第一实施例中的编码调制器的框图；

图4是本发明第三实施例中的无线通信设备的框图；

图5是本发明第三实施例中的无线通信设备的另一个框图；

图6是本发明第三实施例中的无线通信设备的另一个框图；

图7是本发明第四实施例中的无线通信设备的框图；

图8是本发明第四实施例中的无线通信设备的传送单元的框图；

图9是本发明第二实施例中的无线通信设备的框图；

图10是本发明第二实施例中的无线通信设备的传送单元的框图；

图11是本发明第二实施例中的无线通信设备的另一个框图；

图12是示出包含导频副载波信号的传送帧格式的示例的图；

图13是示出本发明实施例中的包括相位跟踪电路的无线通信设备的配置的图；

图14是示出本发明实施例中的包括相位跟踪电路的无线通信设备的另一个配置的图；

图15是本发明第五实施例中的无线通信设备100d的框图；

图16是本发明第五实施例中的无线通信设备100e的框图；

图17是本发明第六实施例中的无线通信设备100f的框图；

图18是本发明第六实施例中的无线通信设备的另一个框图；

图19是本发明第七实施例中的无线通信设备100g的框图；

图20是本发明第八实施例中的无线通信设备100h的框图；

图21是示出相关于控制信号的输入的输出值c的示例的图；

图22是示出传送分组的帧格式的图；

图23是示出用于校正值d(k)的计算的表查找ROM的图。

附图标号的描述

1     天线

2     接收器

3     信道估计器

4     信号分离器

5     调制器

6     解码处理器

8     再编码调制器

9     副本生成器

10    干扰消除器

11    分离合并器

12    似然计算器

13    误差成分估计器

14    加权器

15    码元硬判定器

16    误差估计器

17    第一加权器

18    第一似然校正器

19    比特选择器

20    调制系统判定器

具体实施方式

下面，将参考附图来讨论本发明的实施例：

(第一实施例)

图1是示出本发明第一实施例中的无线通信设备100的配置的图。在图1的无线通信设备100中仅仅显示接收配置，而在图2的无线通信设备100a中显示传送配置。实施例中的接收配置是使用并行干扰消除器(PIC)执行迭代解码的配置。下面将按照图1和2的顺序讨论该操作：

首先，将参考图2讨论无线通信设备100a的传送操作。该无线通信设备100a从多个(M个，M>1)天线26-1到26-M执行M个传送序列的空间多路复用传送(在下文中将被称为空间多路复用流)。图2以示例的方式示出具有M＝2的无线通信设备100a的配置，但是，所述配置并不限于此。

在图2中，传送数据生成器20生成将被传送到无线通信设备的比特数据序列z(k)，其中k表示离散时刻。传送路径编码器21以预定编码率(coding ratio)为比特数据流z(k)执行误差校正编码。串-并转换装置(S/P转换装置)22将传送数据生成器20的输出转换为天线数量M个那么多的并行数据序列，并将它们以传送比特数据序列d_m(k)输出。

随后，交织器23-m对传送比特数据序列d_m(k)执行交织处理。对于交织器23-m的输出，调制器24-m在预定调制级数(指示用一个码元传送的信息量的值)，使用调制系统，输出被映射到由I(In-Phase，同相)信号和Q(Quadrature-Phase，正交相)信号组成的复平面上的调制码元的传送码元序列x_m(k)。

传送器25-m执行基带信号的传送码元序列x_m(k)的频率转换，并且作为高频信号从天线26-m传送，其中m为M或更小的自然数。对于所有的m执行上述操作。

此处，由x_m(k)表示在离散时刻K从第m个天线传送的传送码元序列。x(k)为在离散时刻k从多个天线(M>1)传送的传送码元序列。此处，x(k)为M维的列向量，且第n个元素为x_m(k)。

接着，将讨论本发明中的无线通信设备的接收配置。将参考图1讨论无线通信设备100的操作。下面将讨论在建立了频率同步、相位同步和码元同步之后的操作。

Nr个天线1-1到1-Nr接收所传送的高频信号，其中Nr为代表将被传送的空间多路复用流的数量的自然数，其为M或者更大。图1以示例的方式示出了Nr＝2的情况，但实施方式并不限于此。

接收器2-n对在天线1-n接收的高频信号执行放大和频率转换处理(未示出)，且随后执行正交检测处理并将信号转换为由I信号和Q信号组成的基带信号。此外，使用未示出的A/D转换器将该基带信号采样为离散信号。

此处，在离散时刻k处所采样的I信号和Q信号被表示为具有作为实成分和虚成分的信号的接收信号y_n(k)。在用于接收的天线1-1到1-Nr处的接收信号表示为y(k)。其是具有第n个元素为y_n(k)的列向量。

对于在离散时刻k来自无线通信设备100a的传送码元序列xm(k)，在平坦衰落传播环境中由无线通信设备100所提供的接收信号y(k)可以表示为表达式1。

H表示从无线通信设备100a接收传送码元序列x(k)的传播路径波动。传播路径波动H为具有(无线通信设备100的天线数量，Nr)行和(无线通信设备100a的传送天线数量，M)列的矩阵。传播路径波动H的i行j列的矩阵元素hij指示当在无线通信设备100的第i个天线处接收无线通信设备100a中第j个传送天线传送的高频信号时的传播路径波动。

n(k)表示具有Nr个元素的噪声向量，其由无线通信设备100的Nr个天线在接收时加入，且为噪声功率σ示于表达式2的白噪声。此处，I_Nr为Nr阶的单位矩阵。E[x]表示x的期望值。

表达式1

y(k)＝Hx(k)+n(k)

表达式2

E[n(k)^Hn(k)]＝σI_Nr

信道估计器3使用从无线通信设备100所传送的已知的导频信号等，且为传播路径波动H输出估计值的传播路径波动估计值B(在下文中，称为信道估计值)。

接下来，信号分离器4使用信道估计值B，生成空间多路分解权重，以便分离并接收来自无线通信设备100a的空间多路复用传送的传送信号，并且，在接收信号y(k)执行乘法操作。作为乘法操作后的输出信号，通过均衡化在传播路径中的幅度相位波动(在下文中，称为信道均衡化)而提供的信号s_m(k)被输出。

如果仅仅使用经历过信道均衡化的信号，则将丢失有关接收信号质量的信息，且因此为了补偿该信息，信号分离器4也输出被分离的信号s_m(k)的接收质量信息q_m(k)。

对于任意期望传送码元序列x_m(k)，作为空间多路复用信号分离权重W_m，ZF(Zero Forcing，零强制)或MMSE(最小均方误差)等将用于计算。如表达式3所示，信号分离器4使用因此生成的空间多路分解权重W_m乘以接收信号y(k)，因此而提供信号S_m(k)，其中，已经消除来自任何其他空间多路复用流的干扰信号成分。

W_m表示具有Nr个元素的列向量，且T表示向量转置。信号分离器4的输出信号s_m(k)是对于传送码元序列的接收结果的码元序列(在下文中的接收码元序列)，其在传送单元的调制器24中经历使用调制系统在预定调制级数所进行的码元映射。

当使用具有Nr＝2、M＝2的ZF技术时的W_m可通过表达式4中所示的传播路径波动估计值B的逆矩阵来表示。当Nr>M时，使用传播路径波动估计值B的伪逆矩阵。对于接收质量信息q_m(k)，使用通过信号分离所提供的接收码元序列s_m(k)的接收SNR和接收SINR。可以使用空间多路分解权重W_m来转换接收SNR或接收SINR。在ZF技术中，信号分离器4可以基于在表达式5中示出的接收SNR标准计算作为接收质量信息q_m(k)的值。

表达式3

s_m(k)＝W_m ^Ty(k)

表达式4

$\left[\begin{array}{c}{s}_1\left(k\right)\\ s_2\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{W}_1^T\\ W_2^T\end{array}\right]y\left(k\right)$

      $=B^{-1}y\left(k\right)$

表达式5

q_m(k)＝1/‖W_m‖²

下面，解调器5-m执行将通过信号分离器4输出的接收码元序列s_m(k)转换为由比特串构成的比特数据串的解映射处理。在转换为比特串的时候，输出最接近于接收码元点的码元候选点的硬判定值的技术也是可用的；然而，在本发明中，输出每个比特的似然信息。

为每个比特计算LLR(Log Likelihood Ratio，对数似然比)作为似然信息。例如，在非专利文献“Digital Wireless Transmission Technology”Sanbe著，pp.275-279，Pearson Education中描述了对数似然比的计算方法。

也就是说，解调器5-m使用表达式6计算接收码元序列s_m(k)中第i比特的对数似然比LLR_m，i(k)，其中，L表示在传送时使用的调制级数，而s_c ^(bi＝A)表示在码元映射时所使用的码元候选中的第i比特为A的一组码元候选。此处，A为0或1，且i为log₂(L)或更小的自然数。m为M或更小的自然数。

表达式6

${\mathrm{LLR}}_{m,i}\left(k\right)=q_m\left(k\right)[\underset{c\∈L}{\min }{|s_m\left(k\right)-s_c^{(\mathrm{bi}=0)}|}^2-\underset{c\∈L}{\min }{|s_m\left(k\right)-s_c^{(\mathrm{bi}=1)}|}^2]$

向第一解码处理器6输入解调器5-1到5-M的输出。该第一解码处理器6由解交织器60-1到60-M、P/S转换器61和解码器62组成。下面将讨论第一解码处理器的操作。

该解交织器60-m通过执行在传送单元中为解调器5-m的输出中的每个比特(在下文中称为比特似然序列)输出似然信息而执行的交织的逆操作，而转换比特数据顺序。该并行-串行转换器(P/S转换器)61根据预定程序，将从解交织器60-1到60-M输出的比特似然序列转换为串行比特似然序列。

该解码器62为从P/S转换器61输出的软判定值的比特似然序列执行误差校正解码处理。在执行误差校正解码处理之后，解码器62为传送比特数据序列输出比特数据，其利用二进制硬判定值作为虚拟判定比特串b(k)而被虚拟地确定。

再编码调制器8基于虚拟判定比特串b(k)，重新生成传送码元数据。图3显示该再编码调制器8的详细配置。在图3中，传送路径编码器31以预定编码率，且根据在传送时所使用的误差校正系统，对虚拟判定比特串b(k)执行误差校正编码。

串行-并行转换装置(S/P转换装置)32如同在传送的时候那样，将传送路径编码器31的数据输出转换为天线数量M个那么多的并行数据序列，并且，将其作为虚拟判定传送比特数据序列d^[1] _m(k)而输出。

随后，在传送时使用的具有相同交织模式的交织器33-m对虚拟判定传送比特数据序列d^[1] _m(k)执行交织处理。调制器34对交织器33-m的输出使用在传送时使用的预定的多级调制，输出映射到由I(In-Phase，同相)信号和Q(Quadrature-Phase，正交相)信号组成的复平面上调制码元的虚拟判定传送码元序列x^[1] _m(k)。

m为M或更小的自然数。假设x^[1](k)为在离散时刻k从多个天线(M>1)传送的虚拟判定传送码元序列。此处，x^[1](k)为M维列向量，且第m个元素为x^[1] _m(k)。

副本生成器9使用由再编码调制器8输出的虚拟判定传送码元序列x^[1] _m(k)和由信道估计器3输出的信道估计值B，生成接收信号y(k)的副本信号y[1](k)，如表达式7所示。此处，Gr表示来自M维单位矩阵的、将r行r列对角线成分设置为0的矩阵。

表达式7

y^[1](k)＝BG_rx^[1](k)

干扰消除器10假定除了任何期望的第r个空间多路复用流外的空间多路复用流是干扰信号，从接收器2所输出的接收信号y(k)中消除空间多路复用流，并且输出具有所消除的干扰的第r个空间多路复用流。也就是说，如表达式8所示，计算干扰消除输出vr(k)。

此处，r为取值范围从1到M的自然数，且y^[1](k)为副本信号。干扰消除输出v_r(k)是具有Nr个元素的列向量。该干扰消除器10对所有M个所传送的空间多路复用流执行上述干扰消除操作。也就是说，干扰消除器10对r＝1，...，M执行示于表达式8中的干扰消除操作

表达式8

v_r(k)＝y(k)-y^[1](k)

分离合并器11-r合并具有Nr个元素的干扰消除输出Vr(k)。作为干扰消除输出的合并技术，可以应用最大比率合并(MRC合并)、MMSE合并(最小均方误差合并)等。为了应用最大比率合并技术，分离合并器11-r按照表达式9为任一期望第r个空间多路复用流计算合并的输出u_r(k)，其中br表示信道估计值B中第r个列向量，而上标H表示向量共轭转置。此处，r为M或更小的自然数。

表达式9

ur(k)＝b_r ^Hv_r(k)

误差成分估计器13估计在干扰消除器10中的副本信号的误差成分E(k)。也就是说，误差成分估计器13使用信道估计器3的输出B和再编码调制器8的输出，为所有空间多路复用流生成副本信号y^[1](k)，并且，如表达式10所示，从接收信号y(k)中去除副本信号y^[1](k)。

表达式10

E(k)＝‖y(k)-y^[1](k)‖²

作为误差成分估计器13的不同操作，通过在干扰消除器10中使用副本信号的误差成分E(k)，可以进一步地估计通过使用合并的权重Gr进行加权而提供的副本信号的误差成分E_r(k)。在分离合并器11-r中，为合并干扰消除输出v_r(k)而提供合并权重Gr。

也就是，使用信道估计器3的输出B和再编码调制器8的输出，生成所有空间多路复用流的副本信号y^[1](k)，且从接收信号y(k)中减去和去除该副本信号y^[1](k)，以及按照表达式11所示的那样，在分离合并器11-r中，通过使用合并权重Gr，对干扰消除输出v_r(k)执行进一步的合并。

在该配置中，特别地，如果残留有空间有色干扰噪声成分，则对每个空间多路复用流使用加权合并权重Gr，因此，在适当地去除有色干扰噪声成分之后，提供副本信号的误差成分E_r(k)。因此，为每个流提供更适当的似然信息，并且可以提高似然信息加权精度，结果，改进接收质量是可能的。

表达式11

E_r(k)＝|G_r ^H[(y(k)-y^[1](k))|²

此处，在副本信号的所计算的误差成分E(k)中，除了噪声功率的成分σ以外，可检测每个离散时刻k的码元数据序列的以下干扰噪声功率成分：

1)当包含具有解码器62中的判定误差的虚拟判定输出时：

由于在副本生成器9中生成的副本信号y^[1](k)＝B_x ^[1](k)的_x ^[1](k)成分中出现误差，取决于干扰消除器10的干扰消除操作，作为没有去除干扰信号成分的干扰信号残留成分保留的干扰噪声功率成分。

2)当包含由传播路径波动引起的信道估计误差或信道波动误差时：

由于在副本生成器9中生成的副本信号y^[1](k)＝Bx^[1](k)的B成分中出现误差，取决于干扰消除器10的干扰消除操作，作为没有去除干扰信号成分的干扰信号残留成分保留的干扰噪声功率成分。

3)当包含由硬误差(载波频率误差、采样频率误差)引起的相位波动误差时：

由于在副本生成器9中生成的副本信号y^[1](k)＝Bx^[1](k)的B成分中出现误差，取决于干扰消除器10的干扰消除操作，作为没有去除干扰信号成分的干扰信号残留成分保留的干扰噪声功率成分。

似然计算器12-r执行解映射处理，其将由分离合并器11-r输出的经合并的输出码元数据序列u_r(k)转换为由比特串构成的比特数据串。在转换为比特串时，由解调器5为每个比特计算对数似然比LLR。也就是说，计算表达式12中的对数似然比LLR_r，j(k)，作为所合并的输出码元序列u_r(k)的第i比特中的可靠性信息。

L表示在传送时使用的调制级数，且s_c ^(bi＝A)表示在码元映射时所使用的码元候选中的第i比特为A的一组码元候选。此处，A为0或1，且i为log₂(L)或更小的自然数。m为M或更小的自然数，br为信道估计值B中第r个列向量，并且，r为M或更小的自然数。

假设在分离合并器11中应用最大比率合并技术，而描述表达式12。也就是说，接收质量信息q_m(k)使用SNR标准。天线中的噪声功率是共通的，且被忽略。执行通过对第r个空间多路复用流进行MRC合并、来利用接收功率‖br‖²进行加权。‖x‖²表示向量x的模方。

表达式12

${\mathrm{LLR}}_{r,i}\left(k\right)={\left|\right|b_r\left|\right|}^2[\underset{c\∈L}{\min }{|\frac{u_r\left(k\right)}{{\left|\right|b_r\left|\right|}^2}-s_c^{(\mathrm{bi}=0)}|}^2-\underset{c\∈L}{\min }{|\frac{u_r\left(k\right)}{{\left|\right|b_r\left|\right|}^2}-s_c^{(\mathrm{bi}=1)}|}^2]$

加权器14-r基于从误差成分估计器13输出的误差成分，对由似然计算器12-r输出的第r个空间多路复用码元进行响应于比特似然序列的误差成分的校正。也就是说，计算表达式13中示出的校正比特似然序列LLR^[1] _r，j(k)。

在表达式14中示出的d(k)可被表示为具有在无线通信设备100接收时加入的噪声功率σ和误差成分估计器13的输出为参数的函数值；在该函数格式中，副本信号的误差成分E(k)越大，则使d(k)越小。通过示例的形式使用示于表达式15中的函数。可以使用d(k)＝tanh(α×σ/E(k))来替换表达式15。在该情况下，α是恒定值。

表达式13

LLR^[1] _r，i(k)＝d(k)LLR_r，i(k)

表达式14

d(k)＝f(E(k)，σ)

表达式15

向第二解码处理器6⁽²⁾输出加权器14-r的输出。该第二解码处理器6⁽²⁾由解交织器60⁽²⁾-1到60⁽²⁾-M、P/S转换器61⁽²⁾和解码器62⁽²⁾组成。该配置类似于第一解码处理器6，且因此将不再次详细讨论。最后，所述解码器62⁽²⁾对从P/S转换器61⁽²⁾输出的比特似然序列执行误差校正解码处理，并且输出二进制硬判定值作为传送比特数据序列的解码结果。

随着上面所描述的操作被执行，本实施例中，为了使用接收信号和副本信号以执行检测副本信号的误差成分的操作，加权器14基于误差成分估计器13的输出，在干扰消除后为所分离并合并的空间多路复用信号校正似然信息。

因此，在干扰消除时，如果包含具有判定误差的虚拟判定输出，或者如果显著地包含由信道估计误差、信道波动误差等的误差原因引起的干扰噪声功率，则本实施例中的无线通信设备能够为接收码元降低比特似然。因此，即使包含具有判定误差的虚拟判定输出、或者包含信道估计误差、信道波动误差等的误差原因，本实施例中的无线通信设备也可以通过使用比特似然执行误差校正解码处理而抑制接收特性的恶化。

在本实施例中，具有作为二进制硬判定值的虚拟判定值的硬取消器的配置可以比使用软判定值的软取消器的配置更简单，此外，可提供具有良好接收特性的无线通信设备。

本实施例中的无线通信设备可用于引导软取消器使用软判定值以取代虚拟判定值的配置。也就是说，无线通信设备使用软干扰消除器以便执行软取消，以替代干扰消除器10。在这种情况下，除了获得由软取消器提供的改进效果外，还可以获得通过由用于检测接收副本的误差成分的误差成分估计器13生成的似然信息的加权作用所提供的本发明配置的接收特性的改进效果。

在本实施例中，生成第二解码处理器的输出，作为对最后传送比特数据序列的解码结果，但是，该输出可能被再次输入到再调制编码调制器8，然后，可以在再编码调制器8、副本生成器9、干扰消除器10、误差成分估计器13、分离合并器11、似然计算器12、加权器13，以及第二解码处理器中重复上面所描述的相似处理。由于重复了该处理，使得处理延迟增加，但是，解码器的误差校正效果得到增强，且提供了改进接收特性的效果。

(第二实施例1

图9是示出本发明第二实施例中无线通信设备200的配置的图。在图9的无线通信设备200中只示出接收配置，而在图10的无线通信设备201中示出了传送配置。在第一实施例中，示出了用于执行空间多路复用传输的传送和接收配置，第二实施例示出了对应于在第一实施例中当M＝1的情况的、不执行空间多路复用传输的传送和接收配置。下面将使用图9、10按顺序讨论该操作。

首先，将参考图10讨论无线通信设备201的传送操作。该无线通信设备201从一个天线26传送一个传送序列(在下文中将被称为传送流)。在图10中，传送数据生成器20生成将被传送到无线通信设备的比特数据序列z(k)，其中，k表示离散时刻。

传送路径编码器21以预定编码率为比特数据序列z(k)执行误差校正编码，并且输出传送比特数据序列d(k)。交织器23对传送比特数据序列d(k)执行交织处理。

对于交织器23的输出，调制器24在预定调制级数，使用调制系统，输出被映射到由I信号和Q信号组成的复平面上的调制码元的传送码元序列x₁(k)。传送器25执行基带信号的传送码元序列x₁(k)的频率转换，且作为高频信号从天线26传送。

下面，将讨论本实施例中的无线通信设备的接收配置。将参考图9讨论无线通信设备200的操作。下面将讨论在频率同步、相位同步、以及码元同步之后的操作：

Nr个天线1-1到1-Nr接收所传送的高频信号，其中Nr为1或更大的自然数。图9通过示例显示Nr＝2的情况，但实施例并不限于此。

接收器2-n为在天线1-n所接收的高频信号执行未示出的放大和频率转换处理，随后进一步执行正交检测处理，以及将该信号转换到由I信号和Q信号构成的基带信号。

此外，使用未示出的A/D转换器将该基带信号采样为离散信号。此处，由具有作为实成分和虚成分的信号的接收信号y_n(k)表示在离散时刻k处所采样的I信号和Q信号。在用于接收的天线1-1到1-Nr处的接收信号表示为y(k)。其是第n个元素为y_n(k)的列向量。

对于在离散时刻k来自无线通信设备201的传送码元序列x₁(k)，在平坦衰落传播环境中，在无线通信设备200中所提供的接收信号y(k)可以表示为表达式16。

h表示从无线通信设备2001接收传送码元序列x₁(k)的传播路径波动，且h为由(无线通信设备200的天线数量，Nr)行组成的列向量。当在无线通信设备200中第i个天线接收来自无线通信设备201的传送天线所传送的高频信号时，传播路径波动h的第i个元素h_i指示传播路径波动。

n(k)表示具有由无线通信设备200的Nr个天线在接收时加入的Nr个元素的噪声向量，且为噪声功率σ被示出于表达式2的白噪声。此处，I_Nr为Nr阶的单位矩阵。E[x]表示x的期望值。

表达式16

y(k)＝hx₁(k)+n(k)

信道估计器3使用从无线通信设备100传送的已知的导频信号等，且为传播路径波动h输出估计值的传播路径波动估计值b₁(在下文中，称为信道估计值)。

下面，均衡化合并器80使用信道估计值B，生成用于均衡化和合并传送自无线通信设备201的传送信号的权重，并对接收信号y(k)执行乘法操作。作为乘法操作后的输出信号，而输出通过在传播路径中均衡化幅度相位波动(在下文中称为信道均衡化)而提供的信号s₁(k)。

如果只使用经历信道均衡化的信号，则会丢失关于接收信号质量的信息，以及因此为了补偿该信息，均衡化合并器80也输出经分离的信号s₁(k)的接收质量信息q₁(k)。

均衡化合并器80通过应用ZF、MMSE等技术，而为任何期望传送码元序列x₁(k)计算均衡化合并权重W₁。如表达式17所示，均衡化合并器80使用所生成的均衡化合并权重W₁乘以接收信号y(k)，因此而提供均衡化和合并后的信号s_m(k)。

W₁表示具有Nr个元素的列向量，且T代表向量转置。均衡化合并器80的输出信号s₁(k)是传送码元序列的接收结果的码元序列(下文称之为接收码元序列)，且在传送单元的调制器24中、在预定的多级调制中使用调制系统对经过了码元映射。

对于接收质量信息q₁(k)，使用将被均衡化和合并的接收码元序列s_m(k)的接收SNR或接收SINR。可通过使用均衡化合并权重W₁来转换接收SNR或接收SINR；在ZF技术中，如表达式5所示，可作为基于接收SNR标准的值而计算接收质量信息q_m(k)。

表达式17

s₁(k)＝w₁ ^Ty(k)

下面，似然计算器12执行将均衡化合并器80所输出的接收码元序列s₁(k)转换为由比特串构成的比特数据串的解映射处理。在转换为比特串时，输出最接近于接收码元点的码元候选点的硬判定值的技术也是可用的，然而，在本发明中，输出每比特的似然信息。

为每比特计算作为似然信息的LLR(对数似然比)。也就是说，使用表达式18计算接收码元序列s₁(k)中的第i比特的对数似然比LLR_1，i(k)。

此处，L表示在传送时所使用的调制级数，且S_C ^(bi＝A)表示在码元映射时所使用的码元候选中的一组第i比特为A的码元候选。此处，A为0或1，且i为log₂(L)或更小的自然数。

表达式18

${\mathrm{LLR}}_{1,i}\left(k\right)=q_1\left(k\right)[\underset{c\∈L}{\min }{|s_1\left(k\right)-s_c^{(\mathrm{bi}=0)}|}^2-\underset{c\∈L}{\min }{|s_1\left(k\right)-s_c^{(\mathrm{bi}=1)}|}^2]$

对于从似然计算器12中输出的每个比特(下文中称为比特似然序列)，解交织器60-1通过执行在传送单元中对似然信息的输出执行的交织的逆操作，来转换比特数据顺序。

第一解码器62-1对从解交织器60-1输出的软判定值的比特似然序列执行误差校正解码处理，并输出利用二进制硬判定值而虚拟地确定的比特数据，作为传送比特数据序列的虚拟判定比特串b(k)。

再编码调制器8基于虚拟判定比特串b(k)，输出虚拟判定传送码元序列x^[1] ₁(k)，并重新生成传送码元数据。再编码调制器8的操作类似于无线通信设备201中传送数据生成器20、传送路径编码器21、交织器23和调制器24的操作，因此将不再讨论。

按照表达式19所示，副本生成器9使用由再编码调制器8输出的虚拟判定传送码元序列x^[1] ₁(k)和从信道估计器3输出的信道估计值b₁，来生成接收信号y(k)的副本信号y^[1](k)。

表达式19

y^[1](k)＝b₁x[¹](k)

误差成分估计器13估计副本信号的误差成分E(k)。也就是说，误差成分估计器13通过使用信道估计器3的输出B和再编码调制器8的输出，为所有传送流生成副本信号By^[1](k)，且按照表达式10所示，从接收信号y(k)中减去且去除副本信号By^[1](k)。

此处，在所计算的副本信号的误差成分E(k)中，除了噪声功率σ的成分以外，可检测每个离散时刻k的码元数据序列的以下干扰噪声功率成分：

1)当包含具有解码器62-1中的判定误差的虚拟判定输出时：

由于在副本生成器9中生成的副本信号y^[1](k)＝b1x^[1](k)的x^[1](k)成分中出现误差而保留的误差功率成分。

2)当包含由传播路径波动引起的信道估计误差或信道波动误差时：

在由副本生成器9所生成的副本信号y^[1](k)＝b1x^[1](k)的b₁成分中出现误差的误差功率成分。

3)当包含由硬误差(载波频率误差、采样频率误差)引起的相位波动误差时：

由于生成于副本生成器9的副本信号y^[1](k)＝b₁x^[1](k)的b₁中成分出现误差而保留的误差功率成分。

1)到3)中的各误差功率成分独立地出现。

加权器14基于误差成分估计器13的输出，对似然计算器12输出的比特似然序列进行响应于误差成分的校正。也就是说，如表达式20所示，加权器14计算校正比特似然序列LLR^[1] _1，i(k)。

如表达式14所示，d(k)可被表示为以在无线通信设备200接收时加入的噪声功率σ和误差成分估计器13的输出为参数的函数值，在该函数格式中，副本信号的误差成分E(k)越大，则使d(k)越小。通过示例使用表达式15中的函数。

表达式20

LLR^[1] _r，i(k)＝d(k)LLR_1，i(k)

第二解交织器60-2为加权器14的输出执行解交织处理。第二解码器62-2为经历解交织处理的比特似然序列执行误差校正解码处理，并输出二进制硬判定值作为传送比特数据序列的解码结果。

本实施例中，随着上面所描述的操作的执行，加权器14基于误差成分估计器13的输出，为传送流校正似然信息，以便使用接收信号和副本信号执行检测副本信号的误差成分的操作。

因此，如果包含具有判定误差的虚拟判定输出，或者如果显著地包含由信道估计误差、信道波动误差等误差原因引起的误差功率，则本实施例中的无线通信设备可以对接收码元减少比特似然。因此，如果包含具有判定误差的虚拟判定输出、或者如果包含由信道估计误差、信道波动误差等误差原因，则本实施例的无线通信设备可以通过使用比特似然执行误差校正解码处理，而抑制接收特性的恶化。

在本实施例中，具有作为二进制硬判定值的虚拟判定值的硬取消器的配置可以比使用软判定值的软取消器的配置更简单，且可进一步提供具有良好接收特性的无线通信设备。

本实施例中的无线通信设备生成第二解码器62-2的输出作为对最终传送比特数据序列的解码结果，但是，解码结果的输出可以再次输入到再编码调制器8中，且随后，上面描述的对其进行的相似处理可在再调制编码调制器8、副本生成器9、误差成分估计器13、加权器13、以及第二解码处理器62-2中被重复执行。尽管随着处理的重复执行，处理延迟增加，但该无线通信设备仍具有增强误差校正效果和改善接收特性的优势。

图11示出了本实施例的另一个配置。在该配置中，使用码元虚拟判定器81替代解交织器60-1、解码器62-1和再编码调制器8。

也就是说，码元虚拟判定器81通过使用接收码元序列s₁(k)中第i比特的对数似然比LLR_1，i(k)，而为码元数据序列生成码元硬判定。码元虚拟判定器81使用码元硬判定结果再次执行调制，并且输出虚拟判定传送码元序列x^[1] ₁(k)。

在该配置中，在不执行误差校正解码处理的情况下提供虚拟判定输出，且因此在副本生成时不包含误差校正解码的效果，以及因此而出现特性的恶化，但是该配置相比于图9更容易实现，且也可以减少处理延迟。

(第三实施例)

图4是示出本发明第三实施例中无线通信设备100b的配置的图。在图4的无线通信设备100b中，仅仅示出了接收配置，并且，传送配置与图2中所示的无线通信设备100a的该配置相同，且因此将不再次讨论传送操作。

作为本实施例中的接收配置，其示出使用并行干扰消除器(PIC)而执行迭代解码的配置。第三实施例与第一实施例的区别在于，无线通信设备具有用于基于输入信号而估计误差成分的误差成分估计器15，其不同于第一实施例中的误差成分估计器13。也就是说，误差成分估计器15基于流接收质量估计器7和信道估计器3的输出，而估计误差成分。下面将参考图4讨论该操作，具体集中在与第一实施例不同的部分。

直到解调器5为经由接收器2、信道估计器3和信号分离器4的空间多路复用流计算比特似然序列LLR_m，i(k)之前的、对在天线1所接收的高频信号的操作与第一实施例中的该操作相同，且因此将不再次讨论。

对于由解调器5所提供的空间多路复用流，流接收质量估计器7基于比特似然序列LLR_m，i(k)，为空间多路复用流的接收码元序列s_m(k)中的每个码元估计接收质量。

此处，m为M或更小的自然数。作为每个码元的接收质量估计，如表达式21所示，对于第m个空间多路复用码元中的第k个接收码元，从log₂(L)比特似然序列LLR_m，i(k)的绝对值之中选择取最小值的比特似然。

也就是说，流接收质量估计器7假设码元的代表值是具有最低可靠性的比特似然，并且使用将该代表值作为参数的函数g来计算该输出值。对于函数g(x)，应用输出值随着输入的参数x变大而变大的函数格式。作为特定函数g，使用g(x)＝x^1/2等等。加入限定，以使得0≤Q_m(k)≤1作为输出值。对所有的M个空间多路复用流执行上面所描述的操作。

表达式21

$Q_m\left(k\right)=g\left(\underset{i}{\min }\left|{\mathrm{LLR}}_{m,i}\left(k\right)\right|\right)$

由于流接收质量估计器7的不同操作，可以采用使用表达式5的估计方法取代使用表达式21的流接收质量估计。

误差成分估计器15基于从流接收质量估计器7的输出，在干扰消除器10的干扰消除操作时，为第r个空间多路复用流估计误差成分E_r(k)。

也就是说，如表达式22所示，通过假设以下条件而执行干扰噪声功率估计：如果除了第r个空间多路复用流之外、要作为干扰而去除的第m个空间多路复用流的流接收质量Q_m(k)为高，则误差成分接近0；如果流接收质量Q_m(k)为低，则响应于较低的流接收质量可靠度，与第m个空间多路复用流的接收功率成比例的干扰功率作为误差出现。

然而，b_m为信道估计值B中第m个列向量；而r为M或更小的自然数。如果存在除了第r个空间多路复用流之外，多于一个空间多路复用流作为干扰而被去除，则对所有将被去除的空间多路复用流执行上面所描述的计算，并采用所计算的干扰噪声功率的总和作为输出值。

表达式22

$E_r\left(k\right)=\underset{m\≠r}{\overset{M}{\underset{m=1}{\mathrm{\Σ}}}}\left[{\left|\right|b_m\left|\right|}^2(Q_m\left(k\right)-1)\right]$

另一方面，将解调器5-1到5-M的输出输入第一解码处理器6。第一解码处理器6输出由二进制硬判定值虚拟地判定的比特数据，作为传送比特数据序列的虚拟判定比特串b(k)。解调器5-1和5-M的操作与第一实施例中相似，并将不再次讨论其。

随后，再编码调制器8、副本生成器9、干扰消除器10、分离合并器11，以及似然计算器12以与第一实施例中相同的方式操作。也就是说，再编码调制器8基于虚拟判定比特串b(k)，重新生成传送码元数据。

副本生成器9使用由再编码调制器8输出的虚拟判定传送码元序列x^[1] ₁(k)和从信道估计器3输出的信道估计值B，而生成示出于表达式7中的接收信号y(k)的副本信号y^[1](k)。

干扰消除器10假设除了任一期望第r个空间多路复用流以外的空间多路复用流均是干扰信号，从接收器2所输出的接收信号y(k)中去除空间多路复用流，且输出已去除干扰的第r个空间多路复用流。

分离合并器11-r计算通过合并具有Nr个元素的干扰消除输出V_r(k)而提供的合并输出u_r(k)。似然计算器12-r执行将分离合并器11-r输出的经过合并的输出码元数据序列u_r(k)转换为由比特串构成的比特数据串的解映射处理。

也就是说，对于经合并的输出码元序列u_r(k)，分离合并器11-r按照表达式12计算对数似然比LLR_r，j(k)作为第i比特的可靠性信息，其中，r为M或更小的自然数。对所有r执行与第一实施例中的操作相似的操作。将不再讨论分离合并器11-r的操作。

加权器14-r基于由误差成分估计器15输出的误差成分E_r(k)，而为似然计算器12-r输出的第r个空间多路复用码元进行响应于比特似然序列的误差成分的校正。

也就是说，计算表达式23所示的校正比特似然序列LLR^[1] _r，i(k)。此处，d_r(k)可被表示为如表达式24所示的具有在无线通信设备100接收时加入的噪声功率σ和误差成分估计器15的输出作为参数的函数值；在该函数格式中，副本信号的误差成分E_r(k)越大，则使dr(k)越小。通过示例而使用表达式25所示的函数。

表达式23

LLR^[1] _r，i(k)＝d_r(k)LLR_r，i(k)

表达式24

d_r(k)＝f(E_r(k)，σ)

表达式25

将加权器14-r的输出输入到第二解码处理器6⁽²⁾。该第二解码处理器6⁽²⁾由解交织器60⁽²⁾-1到60⁽²⁾-M、P/S转换器61⁽²⁾和解码器62⁽²⁾构成，该配置与第一解码处理器6相似，因此将不再次详细讨论。最后，解码器62⁽²⁾为从P/S转换器61⁽²⁾输出的比特似然序列执行误差校正解码处理，且输出二进制硬判定值作为传送比特数据序列的解码结果。

本实施例中，随着上面所描述的操作的执行，加权器14基于误差成分估计器15的用于在干扰消除时检测副本信号的误差成分的输出，为干扰消除后所分离并合并的空间多路复用信号校正似然信息。

因此，在干扰消除时，如果包含具有判定误差的虚拟判定输出的可能性为高，即，如果在流接收质量估计器7中为要作为干扰信号而被消除的副本信号的每个码元所估计的接收质量为低，则假设虚拟判定输出可能包含误差的可能性为高，且进行校正，以便减少接收码元的比特似然。因此，通过使用经校正的比特似然执行误差校正解码处理，而抑制接收特性的恶化。

在本实施例中，具有作为二进制硬判定值的虚拟判定值的硬取消器的配置可以比使用软判定值的软取消器的配置更简单，且可进一步提供具有良好接收特性的无线通信设备。

在本实施例中，第二解码处理器6⁽²⁾的输出是作为最终传送比特数据序列的解码结果而生成，但该输出可以再次被输入到再编码调制器8中，且随后在再编码调制器8、副本生成器9、干扰消除器10、误差成分估计器15、分离合并器11、似然计算器12、加权器14和第二解码处理器6⁽²⁾中重复上面所描述的相似处理。随着重复执行处理，处理延迟增长，但是提高了解码器的误差校正效果，且提供了提高接收特性的效果。

此时，可以独立提供用于为加权器14的输出估计流接收质量的流接收质量估计器7b，以向误差成分估计器15b输出所估计的接收质量，如图5所示。

如果来自第二解码处理器6⁽²⁾的解码结果被再次输入到再编码调制器8，则误差成分估计器15b基于流接收质量估计器7b、而不是流接收质量估计器7的输出，而估计误差成分功率。该配置使得有可能估计通过执行重复处理而更新的误差成分功率，从而增强高接收质量的改进。

如图6所示，例如，为了使用能够为解码器62中的每个比特提供作为软判定值的似然信息输出的MAP(maximum a posteriori probability，最大后验概率)解码器、SOVA(soft output Viterbi algorithm，软输出维特比算法)解码器，或者Max Log MAP解码器，可以独立地提供使用从解码器62为每比特输出的似然信息，以对加权器14的输出估计流接收质量的流接收质量估计器7c，以便向误差成分估计器15c输出所估计的接收质量。

在这种情况中，如图3所示，由于在输入到传送路径编码器31之前，流接收质量估计器7c为比特数据序列中的每比特估计接收质量，所以，加入将流接收质量估计器7c的输出顺序与要在加权器14中经历加权处理的数据的输出顺序匹配的转换处理。

也就是说，当加权器14为码元数据执行加权处理时，对于在码元数据中所包含的所有比特，误差成分估计器15c使用流接收质量估计器7c的输出数据，为流接收质量估计器7c的输出执行表达式21中所示的处理。根据上面所描述的配置，作为解码器的虚拟判定输出的似然信息，向来自解码器62的每比特的似然信息提供更高的精度，且因此而能够提高误差成分估计的精度。

本实施例中所描述的配置，以及第一实施例中的误差成分估计器13也可联合使用。在这种情况下，对于两个误差成分估计器13和15的输出，可在加权器14中独立地计算表达式24中所示的d_r(k)，且可以执行加权处理，或者，可基于进一步加权并合并两个误差成分估计器13和15的输出的结果，来计算如表达式24所示的d_r(k)，并可执行加权处理。在这种情况下，尽管配置将变得复杂，但检测根据不同的计算方法的误差成分，由此使得改进接收特性成为可能。

(第四实施例)

图7和图8是示出本发明第四实施例中无线通信设备100c的传送配置和接收配置的图。在图7的无线通信设备100c中仅仅示出接收配置，而在图8的无线通信设备100d中仅仅示出传送配置。本实施例中的接收配置是使用串行干扰消除器(SIC)来执行迭代解码的配置。下面将参考图7和图8按照顺序讨论该操作：

图8中的配置与图2中的配置不同，第一实施例中的传送配置如下：包括多个传送路径解码器21，用于为自多个天线26传送的每个空间多路复用流独立地执行传送路径解码处理。将参考图8讨论该无线通信设备100d的传送操作。

无线通信设备100d从多个(M个，M>1)天线26-1到26-M传送M个空间多路复用流。图8通过示例显示出M＝2的无线通信设备100d的配置，但该配置并不限定于此。在图2中，传送数据生成器(未示出)生成将被传送到接收无线通信设备的比特数据序列z(k)，其中k指示离散时刻。

串-并转换装置(S/P转换装置)70将传送数据序列的比特数据序列z(k)转换为天线数量M个那么多的并行比特数据序列z_m(k)。传送路径编码器21-m以预定编码率对比特数据序列z_m(k)执行误差校正编码，并输出传送比特数据序列d_m(k)。

交织器23-m对传送比特数据序列d_m(k)执行交织处理。对于交织器23-m的输出，调制器24-m以预定调制级数，使用调制系统，输出映射到由I信号和Q信号构成的复平面上的调制码元的传送码元序列x_m(k)。

传送器25-m执行基带信号的传送码元序列x_m(k)的频率转换，且从天线26-m将其作为高频信号传送，其中m为M或更小的自然数。对所有的m执行上面所描述的操作。

此处，在离散时刻k从第m个天线所传送的传送码元序列表示为x_m(k)。x(k)为在离散时刻k从多个天线(M>1)所传送的传送码元序列。此处，x(k)为M维列向量，且第n个元素为x_m(k)。

下面，将讨论本发明的无线通信设备的接收配置。参考图7将讨论无线通信设备100c的操作。下面，将讨论在建立频率同步、相位同步和码元同步之后的操作：

Nr个天线1-1到1-Nr接收所传送的高频信号，其中Nr是将被传送的空间多路复用流的数量，是M或更大的自然数。图7通过示例示出Nr＝2的情况，但该实施例并不仅限于此。

接收器2-n为在天线1-n所接收的高频信号执行未示出的放大和频率转换处理，且随后，进一步执行正交检测处理，并将信号转换为由I信号和Q信号构成的基带信号。此外，使用未示出的A/D转换器将该基带信号采样为离散信号。

此处，在离散时刻k处所采样的I信号和Q信号被表示为具有作为实成分和虚成分的信号的接收信号y_n(k)。在用于接收的天线1-1到1-Nr处的接收信号表示为y(k)。y(k)是第n个元素为y_n(k)的列向量。

对于在离散时刻k来自无线通信设备100d的传送码元序列x_m(k)，在平坦衰落传播环境中，由无线通信设备100c所提供的接收信号y(k)可以被表示为表达式1。

H表示来自无线通信设备100d的传送码元序列x(k)接收的传播路径波动。传播路径波动H为具有(无线通信设备100c的天线数量，Nr)行和(无线通信设备100d的天线数量，M)列的矩阵。传播路径波动H的i行j列的矩阵元素h_ij指示当在无线通信设备100c的第i个天线处接收无线通信设备100d中第j个传送天线传送的高频信号时的传播路径波动。

n(k)表示具有Nr个元素的噪声向量，其由无线通信设备100c的Nr个天线在接收时加入，且为噪声功率σ被示于表达式2的白噪声。此处，I_Nr为Nr阶的单位矩阵。E[x]表示x的期望值。

信道估计器3使用从无线通信设备100d所传送的已知的导频信号等，且为传播路径波动H输出估计值的传播路径波动估计值B。

下面，信号分离器4使用信道估计值B，为分离和接收来自无线通信设备100d的空间多路复用传输的传送信号的一个空间多路复用流生成空间多路分解权重，且对接收信号y(k)执行乘法操作。

信号分离器4可以使用按照更好的接收SNR或更好的接收SINR的次序的分离和接收的排序。在非专利文献3中公开了指示可相应地改进接收特性的信息。

在下面的描述中，假设选择、分离和接收第m个空间多路复用流，其中m为M或更小的自然数。作为乘法操作之后由信号分离器4输出的信号，输出在传播路径中通过均衡化幅度相位波动而提供的信号s_m(k)。如果只使用经历信道均衡化的信号，则关于接收信号质量的信息将丢失，且因此，为了补偿丢失的信息，信号分离器4也输出所分离信号s_m(k)的接收质量信息q_m(k)。

对于任意期望传送码元序列x_m(k)，作为空间多路复用信号分离权重W_m，ZF(Zero Forcing，零强制)或MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)等技术将用于计算。表达式3中示出使用所生成的空间多路分解权重W_m乘以接收信号y(k)，因此而提供信号S_m(k)，其中，已经消除来自任何其他空间多路复用流的干扰信号成分。

W_m表示具有Nr个元素的列向量，且T表示转置向量。对于传送码元序列，信号分离器4的输出信号s_m(k)是接收结果的码元序列(在下文中称为接收码元序列)，其在传送单元的调制器24中经历使用调制系统以预定的多级调制的码元映射。

当使用ZF技术时，可通过表达式4中所示的传播路径波动估计值B的逆矩阵来表示W_m。当Nr>M时，对W_m使用传播路径波动估计值B的伪逆矩阵。对于接收质量信息q_m(k)，使用通过信号分离所提供的接收码元序列s_m(k)的接收SNR和接收SINR。可以使用空间多路分解权重W_m转换接收SNR或接收SINR。在ZF技术中，按照表达式5所示，可以基于接收SNR标准而计算作为接收质量信息q_m(k)的值。

下面，解调器5-m执行将信号分离器4输出的接收码元序列s_m(k)转换为由比特串构成的比特数据串的解映射处理。该解调器5-m为每个比特计算对数似然比LLR作为似然信息。

也就是说，解调器5-m使用表达式6计算接收码元序列s_m(k)中第i个比特的对数似然比LLR_m，i(k)，其中，L表示在传送时使用的调制级数，且s_c ^(bi＝A)表示在码元映射时所使用的码元候选中的具有第i比特为A的一组码元候选。此处，A为0或1，且i为小于等于log₂(L)的自然数。m为M或更小的自然数。

向第一解码处理器80输入解调器5-m的输出。该第一解码处理器80由解交织器60-m和第一解码器62-m构成。下面将讨论第一解码处理器的操作：

通过执行在传送单元中为似然信息(下文中称为比特似然序列)的输出所执行的交织的逆操作，该解交织器60-m为从解调器5-m输出的每个比特转换比特数据顺序。

第一解码器62-m为从解交织器60-m输出的软判定值的比特似然序列执行误差校正解码处理，并输出利用二进制硬判定值而被虚拟判定的比特数据，作为传送比特数据序列的虚拟判定比特串b_m(k)。

第二迭代解码器90由再编码调制器8-2、副本生成器9-2、干扰消除器10-2、分离合并器11-2、似然计算器12-2、空权重乘法器75-2、误差成分估计器76-2、加权器14-2以及第二解码处理器80⁽²⁾构成，且如下操作：

为了基于虚拟判定比特串b_m(k)再次生成传送码元数据，再编码调制器8-2包括未示出的传送路径编码器、交织器、以及调制器，且执行如下处理：

开始，传送路径编码器以预定编码率对虚拟判定比特串b(k)执行误差校正编码，且根据在传送时所使用的误差校正系统输出虚拟判定传送比特数据序列d^[1] _m(k)。

随后，在传送时使用具有相同交织模式的交织器对虚拟判定传送比特数据序列d^[1] _m(k)执行交织处理。对于交织器的输出，调制器使用在传送时所使用的预定的多级调制，输出被映射到由I信号和Q信号组成的复平面上的调制码元的虚拟判定传送码元序列x^[1] _m(k)，其中m为M或更小的自然数。

副本生成器9-2使用由再编码调制器8-2输出的虚拟判定传送码元序列x^[1] _m(k)和由信道估计器3输出的信道估计值B，如表达式26所示，生成接收信号y(k)的副本信号y_m ^[1](k)。此处，b_m表示信道估计值B的第m个列向量。

表达式26

y_m ^[1](k)＝b_mx^[1](k)

干扰消除器10-2假设第m个空间多路复用流为干扰信号，且从接收器2输出的接收信号y(k)中去除该空间多路复用流，并且输出已去除第m个空间多路复用流的干扰的干扰消除输出v₁(k)。也就是说，干扰消除器10-2按照表达式27所示计算干扰消除输出v₁(k)。该干扰消除输出v₁(k)是具有Nr个元素的列向量。

表达式27

v₁(k)＝y(k)-y_m ^[1](k)

根据干扰消除输出包含1)只有一个空间多路复用流、或者2)多个空间多路复用流的情况，执行下面的不同的操作：

1)当仅仅具有空间多路复用流时：

分离合并器11-2合并该干扰消除输出v₁(k)，并输出。作为干扰消除输出的合并技术，可以应用最大比率合并(MRC合并)、MMSE合并(最小均方误差合并)。为了应用最大比率合并技术，按照表达式28所示计算任一期望的第r个空间多路复用流的经合并的输出u_r(k)，其中b_r代表信道估计值B中第r个列向量，且上标H表示向量共轭转置。此处，r为M或更小的自然数。

表达式28

u_r(k)＝b_r ^Hv₁(k)

2)当干扰消除输出包含多个空间多路复用流时：

对于除了作为干扰去除的第m个空间多路复用流以外的多个空间多路复用流，分离合并器11-2再次执行信号分离处理。此时，将使用新的信道估计值B₁，其中，使用已去除干扰的信道估计成分。

也就是说，信道估计值B₁是除了信道估计值B的第m列向量以外，具有Nr行(M-1)列的矩阵。分离合并器11-2使用所获得的信道估计值B₁，为分离并接收来自无线通信设备100d的空间多路复用传输的传送信号的一个空间多路复用流生成空间多路分解权重，并且像信号分离器4那样对接收信号y(k)执行乘法操作。

分离合并器11-2可以使用按照更好的接收SNR或更好的接收SINR的次序的分离和接收的排序。在随后的描述中，假设选择第r个空间多路复用流，且对其接收和分离，其中r为M或更小的自然数。不包括作为干扰而去除的第m个空间多路复用流。

作为乘法操作之后的输出信号，输出由在传播路径中均衡幅度相位波动(在下文中称为信道均衡化)而提供的信号s_r(k)。如果只使用经历信号均衡的信号，则会丢失有关接收信号质量的信息，且为了补偿丢失的信息，也输出所分离的信号s_r(k)的接收质量信息q_r(k)。

似然计算器12-2执行将分离合并器12-2输出的经合并的输出码元数据序列u_r(k)转换为由比特串组成的比特数据串的解映射处理。在转换为比特串时，使用解调器5，为每个比特计算对数似然比LLR。

也就是说，对于经合并的输出码元序列u_r(k)，计算如表达式29所示的对数似然比LLR_r，i(k)，作为第i比特的可靠性信息。此处，L表示在传送时使用的调制级数，且S_c ^(bi＝A)表示在码元映射时使用的码元候选中的第i比特为A的一组码元候选。此处，A为0或1，且i为log₂(L)或更小的自然数。br为信道估计值B中第r个列向量，且r为M或更小的自然数。

描述表达式29，假设在分离合并器11-2中应用最大比率合并技术。也就是说，接收质量信息q_m(k)使用SNR标准。天线中的噪声功率是共通的，且被忽略。对于第r个空间多路复用流，通过MRC合并执行由接收功率‖b_r‖²的加权。‖x‖²表示向量x的模方。

表达式29

${\mathrm{LLR}}_{r,i}\left(k\right)={\left|\right|b_r\left|\right|}^2[\underset{c\∈L}{\min }{|\frac{u_r\left(k\right)}{{\left|\right|b_r\left|\right|}^2}-s_c^{(b_i=0)}|}^2-\underset{c\∈L}{\min }{|\frac{u_r\left(k\right)}{{\left|\right|b_r\left|\right|}^2}-s_c^{(b_i=1)}|}^2]$

空权重乘法器75-2使用在分离和接收在信号分离器4中所使用的第m个空间多路复用流中所使用的空间多路分解权重W_m，且按照表达式30所示乘以干扰消除输出v₁(k)。

表达式30

g₁＝W_m ^Tv₁(k)＝W_m ^T[y(k)-y_m ^[1](k)]

表达式30是通过假设提供足够的信道估计值的精度，而不考虑第m个空间多路复用流的接收功率的表达式；作为另一个方法，可使用g₁＝‖b_m‖²W_m ^Tv₁(k)，其包含用于分离和接收的空间多路分解权重的接收功率‖b_m‖²，以替代表达式30。在这种情况下，如果信道估计值包含误差，则包含误差成分的检测将成为可能，因此，该表达式比表达式30更加有效。

误差成分估计器76-2基于空权重乘法器75-2的输出，估计干扰消除器10中的副本信号的误差成分E₁(k)。也就是说，按照表达式31计算空权重乘法器75的输出g₁的绝对值的平方。

表达式31

E₁(k)＝|g₁|²

此处，所计算的副本信号的误差成分E₁(k)中，除了噪声功率σ的成分以外，可以检测用于每个离散时刻k的码元数据序列的下述干扰噪声功率成分：

1)当包含具有第一解码器62-1中的判定误差的虚拟判定输出时：由于在副本生成器9中生成的副本信号y_m ^[1](k)成分中出现误差，在干扰消除器10的干扰消除操作中作为没有去除干扰信号成分的干扰信号残留成分保留的干扰噪声功率成分。

2)当包含由传播路径波动引起的信道估计误差或信道波动误差时：由于在副本生成器9中生成的副本信号y_m ^[1](k)的信道估计值成分b_m中出现误差，在干扰消除器10的干扰消除操作中作为没有去除干扰信号成分的干扰信号残留成分保留的干扰噪声功率成分。

3)当包含由硬误差(载波频率误差、采样频率误差)引起的相位波动误差时：由于在副本生成器9中生成的副本信号y_m ^[1](k)成分中出现误差，在干扰消除器10的干扰消除操作中作为没有去除干扰信号成分的干扰信号残留成分保留的干扰噪声功率成分。

基于误差成分估计器76-2的输出，对于似然计算器12-r输出的第r个空间多路复用码元，加权器14-2而对比特似然序列进行响应于误差成分的校正。

也就是说，计算如按照表达式32所示的校正比特似然序列LLR^[1] _r，i(k)。此处，按照表达式33所示，d(k)可被表示为以无线通信设备100c在接收时加入的噪声功率σ和误差成分估计器76-2的输出为参数的函数值；在该函数格式中，副本信号的误差成分E(k)越大，则使d(k)越小。通过示例使用表达式34中的函数。

表达式32

LLR^[1] _r，i(k)＝d(k)LLR_r，i(k)

表达式33

d(k)＝f(E(k)，σ)

表达式34

向第二解码处理器80⁽²⁾输入加权器14-2的输出。该第二解码处理器80⁽²⁾由解交织器60⁽²⁾-2和第二解码器62⁽²⁾构成，该配置与第一解码处理器80相似，且因此将不再次详细讨论。最后，对于从解交织器60⁽²⁾-2输出的比特似然序列，第二解码器62⁽²⁾执行误差校正解码处理，并且输出二进制硬判定值，作为传送比特数据序列的解码结果。

如果空间多路复用流的数量为M，则本发明的无线通信设备具有从第二迭代解码器90到第M-1迭代解码器的M-1个迭代解码器。上面描述了第二迭代解码器的操作。第n迭代解码器90-n如下操作：此处，n为范围从3到M-1的自然数。

为了对于由第n-1个迭代解码器输出的第m个空间多路复用流、基于虚拟判定比特串重新生成传送码元数据，再编码调制器8-n包括未示出的传送路径编码器、交织器以及调制器，且执行如下处理：

开始，对于虚拟判定比特串，传送路径编码器以预定编码率执行误差校正编码，且根据在传送时使用的误差校正系统，输出为虚拟判定传送比特数据序列d^[n-1] _m(k)。随后，对于虚拟判定传送比特数据序列d^[n-1] _m(k)，在传送时使用的具有相同交织模式的交织器执行交织处理。

对于交织器的输出，调制器使用在传送时所使用的预定的多级调制，输出被映射到由I信号和Q信号组成的复平面上的调制码元的虚拟判定传送码元序列x^[n-1] _m(k)，其中m为M或更小的自然数。

副本生成器9-n使用由再编码调制器8-n输出的虚拟判定传送码元序列x^[n-1] _m(k)和由信道估计器3输出的信道估计值B，生成按照表达式35所示的接收信号y(k)的副本信号y_m ^[1](k)。此处，b_m表示信道估计值B的第m个列向量。

表达式35

y_m ^[n-1](k)＝b_mx^[n-1](k)

干扰消除器10-n假设第m个空间多路复用流为干扰信号，从第n-1个迭代解码器的干扰消除器10-(n-1)的输出v_n-1(k)中去除该空间多路复用流，且输出已去除第m个空间多路复用流的干扰的干扰消除信号v_n(k)。

也就是说，如按照表达式36所示，计算干扰消除输出v_n(k)。该干扰消除输出v_n(k)是具有Nr个元素的列向量。此处，由第二迭代解码器的干扰消除器10-2到第n迭代解码器的干扰消除器10-n作为干扰去除n-1个空间多路复用流，且该干扰消除输出v_n(k)包含M-(n-1)个空间多路复用流。

表达式36

v_n(k)＝v_n-1(k)-y_m ^[1](k)

根据以下情况而执行下面不同的操作，其中，干扰消除输出包含1)只有一个空间多路复用流、或者2)多个空间多路复用流：

1)当只具有空间多路复用流时：分离合并器11-n合并该干扰消除输出v_n(k)并输出。作为干扰消除输出的合并技术，可以应用最大比率合并(MRC合并)、MMSE合并(最小均方误差合并)等。为了应用最大比率合并技术，按照表达式37为任一期望的第r个空间多路复用流计算经合并的输出u_r(k)，其中，b_r表示信道估计值B中第r个列向量，且上标H表示向量共轭转置。此处，r为M或更小的自然数。

表达式37

u_r(k)＝b_r ^Hv_n(k)

2)当干扰消除输出包含多个空间多路复用流时：该分离合并器11-n再次为除了已消除干扰的空间多路复用流以外的多个空间多路复用流执行信号分离操作。此时，使用新的信道估计值B_n，其中，去除了由干扰消除器去除的空间多路复用流的信道估计成分。

也就是说，如果去除了第m个空间多路复用流，则从信道估计值B中删除相应的第m个列向量。因此，B_n是具有N_r行(M-n+1)列的矩阵。

使用获得的信道估计值B_n，生成空间多路分解权重，以便分离和接收从无线通信设备100d空间多路复用传送的传送信号的一个空间多路复用流，且像信号分离器那样，对干扰消除器10-n的输出v_n(k)执行乘法操作。

可以使用按照更好的接收SNR或更好的接收SINR的次序的分离和接收的排序。在随后的描述中，假设选择第r个空间多路复用流，且对其接收和分离，其中r为M或更小的自然数。不包括已经作为干扰而去除的空间多路复用流的索引。

作为乘法操作之后的输出信号，输出通过在传播路径中均衡化幅度相位波动(在下文中称为信道均衡化)而提供的信号s_r(k)。如果只使用经历信号均衡化的信号，则会丢失有关接收信号质量的信息，且为了补偿丢失的信息，也输出所分离的信号s_r(k)的接收质量信息q_r(k)。

似然计算器12-n执行将分离合并器11-n输出的经合并的输出码元数据序列u_r(k)转换为由比特串组成的比特数据串的解映射处理。在转换为比特串时，使用解调器5为每个比特计算对数似然比LLR。空权重乘法器使用在分离和接收在分离合并器10-(n-1)中所使用的第m个空间多路复用流中所使用的空间多路分解权重W_m，且按照表达式38所示乘以干扰消除输出v_n(k)。

表达式38

g_n＝W_m ^Tv_n(k)＝W_m ^T[v_n-1(k)-y_m ^[n](k)]

作为空权重乘法器的另一个操作，使用信道估计值B，计算当所有的空间多路复用流存在时的用于分离和接收第m个空间多路复用流的空间多路分解权重W_m，且按照表达式39所示将其乘以接收信号y(k)。

在这种情况下，连续执行的干扰消除器10-n的输出v_n(k)包含多个空间多路复用流的副本生成的误差，但可通过使用表达式39中的接收信号y(k)来估计更加精确的误差成分。

表达式39

g_n＝W_m ^T[y(k)-y_m ^[n](k)]

基于空权重乘法器的输出，误差成分估计器估计干扰消除器10中的副本信号的误差成分E₁(k)。也就是说，计算空权重乘法器的输出g₁的绝对值的平方。

基于误差成分估计器13-n的输出，对于由似然计算器13-n输出的第r个空间多路复用码元，加权器14-n对比特似然序列进行响应于误差成分的校正。

向第n个解码处理器80⁽ⁿ⁾输入加权器14-n的输出。该第n个解码处理80⁽ⁿ⁾由解交织器60⁽ⁿ⁾和第n+1个解码器62⁽ⁿ⁾组成，该配置类似于第一解码处理器80的配置，且因此将不再详细讨论。

在本实施例中，随着上面所描述的操作的执行，基于误差成分估计器76-2的用于在干扰消除时在信号分离器中使用接收信号、副本信号和空间多路分解权重来执行检测作为误差成分的干扰噪声功率的操作的输出，在干扰消除之后，加权器14-2对于经分离并合并的空间多路复用信号校正似然信息。

因此，在干扰消除时，如果包含具有判定误差的虚拟判定信息，或者如果显著地包含由信道估计误差、信道波动误差等的误差原因引起的干扰噪声功率，则可以减少接收码元的比特似然，且由此，通过使用比特似然而执行误差校正解码处理，来抑制接收特性的恶化。

在本实施例中，具有作为二进制硬判定值的虚拟判定值的硬取消器的配置可以比使用软判定值的软取消器的配置更简单，且可进一步提供具有良好接收特性的无线通信设备。

在本实施例中，生成第M个解码处理器的输出，作为最终传送比特数据序列的解码结果，但该输出可以被再次输入到再编码调制器8-2，且随后，与上面所描述的相同的处理将在再编码调制器8-2、副本生成器9-2、干扰消除器10-2、误差成分估计器76-2、分离合并器11-2、似然计算器12-2、加权器14-2和第二解码处理器80⁽²⁾中重复。由于处理重复，处理延迟将增加，但是增强了解码器的误差校正效果，且提供改善接收特性的效果。

在该实施例中，图8所示的具有多个传送路径编码器21的配置是作为传送单元的配置，但该实施例并不限定于此，该发明也可应用于图2所显示的包括一个传送路径编码器21的情况。也就是说，其可以通过以下步骤以一种相同的方式应用：通过对解码器5输出的每个码元使用似然信息而生成第一虚拟判定输出，并且，通过对第n个似然计算器12-n中的每个码元使用似然信息而生成第n个虚拟判定输出。

在上面所描述的实施例中，已经描述了用于使用单载波调制系统进行无线通信的无线通信设备的配置，但该实施例也可以应用于使用多载波调制系统的无线通信设备。特别地，为了执行空间多路复用传输，经常使用利用OFDM(正交频分多路复用)的多载波调制系统。在该多载波调制系统中，如果无线传播路径的多径延迟是在保护间隔时间当中，则每个副载波接收的传播路径波动可作为平坦衰落处置，且因此，多径均衡处理变得不必要，且可以减少空间多路复用传输信号的分离处理。

多载波调制系统是使用多个副载波的传送系统，且对每个副载波的输入数据信号被调制为M值QAM调制等，且成为副载波信号。在OFDM中，副载波的频率包括正交关系，且使用快速傅立叶变换电路成批将频率不同的副载波转换为时基信号，且执行载波频带的频率转换，并且从天线传送该信号。

另一方面，在接收时，执行在天线处接收的信号到基带信号的频率转换，且执行OFDM解调处理。当执行这样的频率转换操作时，向接收信号加入相位噪声。可通过自动频率控制(AFC)电路抑制传送和接收之间的载波频率误差，但是仍保留有残留的误差成分的载波频率误差。为了对副载波调制使用M值QAM，判定电路利用作为解调时的基准的绝对相位进行数据判定，且因此，如果接收到由残留的载波频率误差或相位误差引起的相位旋转，则引起判定误差出现，且接收特性恶化。

作为用于这样的相位旋转的补偿电路，用于传送已知的导频副载波信号的相位跟踪电路检测接收时的导频副载波(PSC)的相位旋转量，且通常使用所生成的相位补偿。

图12示出了包含导频副载波信号的传送帧格式的示例。如图12所示，传送帧由训练信号部分50、信令部分51和数据部分52构成。在数据部分52中，PSC信号包含于特定副载波中。

图13是示出本发明实施例中包括上面所描述的相位跟踪电路55的无线通信设备100j的配置的图。在图13中，操作部分中的接收器54和相位跟踪电路55的操作与图1中的组件不同，也就是，将讨论新加入且改变的组件。对于OFDM调制的和按照图12中的传送帧格式传送的信号，在接收器54中如下操作无线通信设备100j：

首先，使用训练信号部分50的接收信号，1)执行自动增益控制(AGC)，因此，使得接收信号电平适当。2)随后，通过自动频率控制(AFC)进行频率误差校正，且随后，在OFDM解调器中执行OFDM解调处理。在文档(Ochi，“OFDM System Technology AND MATLAB Simulation Description”，publishedby Triceps)中公开了有关OFDM调制和OFDM解调的信息，且将不再详细讨论。该OFDM解调器为每个副载波输出码元数据。该信道估计器3为每个副载波计算指示传播路径波动的信道估计值。基于每个副载波的信道估计值，该信号分离器4执行信号分离处理。

接下来，副载波相位跟踪电路55输入在信号分离器4中经历信道均衡化的数据部分的信号，且如下操作：首先，PSC信号提取器56从数据部分的均衡化的副载波信号中提取PSC信号。随后，相位旋转检测器57检测在信道均衡之后，来自所提取的PSC信号和PSC信号的副本信号的副载波信号的相位旋转。对于经历信道均衡化的数据部分的副载波信号，相位补偿器58补偿所检测的相位旋转，且将该信号输出到下面的解码器5。基于在信令部分中提供的信息，该解码器5基于预定的调制系统，从码元数据串确定传送码元，也就是，传送流的编码调制信息，执行转换到比特数据串的解映射处理，并同时为每个比特输出似然信息。使用解码器5的输出结果，第一解码处理器6通过执行在传送单元中执行的交织的逆操作来执行恢复比特顺序的解交织处理和为输入比特数据串执行误差校正解码处理等等，并执行恢复传送比特序列的接收处理，因此而提供虚拟判定输出。该解交织器包含对于跨越不同副载波的比特数据串的交织，因此提高频率分集效果。在后续处理中，对每个副载波执行上面所描述的本实施例中的操作，以使得能够像单载波调制系统那样，将上面所描述的实施例的那些相同的优势提供给多载波调制系统。

随着上面所描述的操作的执行，出现由AFC误差、模数转换器(A/D)中的采样时钟误差等所引起的残留的载波频率误差所引起的、随时间而改变的相位旋转，但使用相位跟踪电路55，因此，在预定级别精度的相位旋转之后执行相位补偿将成为可能，且能够稳定地进行同步检测。如果数据部分的大小较长，如果接收功率较小等等，则在相位跟踪电路55中无法校正的残留相位补偿误差可能变成无法忽略的大小。在这样的情况下，在相关技术中的无线通信设备中，出现接收特性的显著恶化。另一方面，本实施例的配置中，似然计算器13能够响应于保留的相位补偿误差的大小，为每个副载波执行似然加权。因此，第二解码处理器6⁽²⁾执行误差校正解码，因此可以提高误差校正能力，以及抑制接收特性的恶化。因此，可以提高无线通信设备的接收质量。

图13中的信号分离器4和副载波相位跟踪电路55的布置可替换为图14中所示的布置。如果传送多个空间多路复用流，则在复用状态中接收PSC信号，且因此副载波相位跟踪电路55如下操作：基于信道估计器3的输出和PSC信号提取器56的输出，相位旋转检测器57生成新的相位跟踪参考信号，并检测相位旋转。该相位补偿器58补偿所检测相位旋转。删除配置和操作的详细描述。

上面所描述的发明的实施例中的无线通信设备使得空间多路复用传输能够提供足够的接收分集增益成为可能，且对于无线基站设备的无线通信领域，使用包含用于传送多个信号序列等的无线通信设备的多个无线通信设备的空间多路复用传输是有用的。

(第五实施例)

图15为显示本发明第五实施例中的无线通信设备100d的配置的图。在图15中的无线通信设备100d中只显示接收器的配置，且传送器的配置与图2中的无线通信设备100a的配置相似，以及因此将不再次讨论传送器的操作。

本实施例中接收器的配置是用于使用并行干扰消除器以执行迭代解码的配置。第五实施例不同于第一实施例在于，无线通信设备具有：码元硬判定器15，用于使用信号分离器4的输出对映射到码元的数据进行硬判定；误差估计器16，用于使用使用硬判定结果、接收信号和传播路径波动估计值来估计误差成分；以及第一加权器17。下面将集中于与第一实施例的不同部分依照图15而讨论该操作。

对于在接收天线1-nr接收的信号，在无线部分2-nr、信道估计器3、信号分离器4和解调器5-m处执行的处理与第一实施例中的操作相同，且因此将不再继续讨论。

码元硬判定器15输入从信号分离器4输出的接收码元序列s_m(k)，选择最接近接收码元点的候选信号点，且输出候选信号点作为所传送码元的估计值。此处，在离散时刻k从码元硬判定器15输出的码元估计值表示为xa_m(k)，且在离散时刻k，多个流的码元估计值表示为xa(k)。xa(k)是m维列向量。

误差估计器16输入从接收器2-nr输出的基带信号、从信道估计器3输出的传播路径波动估计值B，以及从码元硬判定器15输出的传送码元估计值，从输入估计接收处理的误差成分，并输出误差成分。

计算误差成分的操作如下：码元估计值xa(k)乘以传播路径波动估计值B，因此为表达式40中所示的接收信号y(k)生成副本信号ya(k)。

表达式40

ya(k)＝Bxa(k)

下面，从接收信号y(k)中减去副本信号ya(k)，以计算表达式41中所示的误差成分E(k)，其中E(k)为nr维列向量。

表达式41

E(k)＝‖y(k)-ya(k)‖²

可由误差估计器16输出的误差成分中确定下列误差原因：

1)信道估计误差：信道估计器3使用接收数据中包含的已知码元计算从传送天线到接收天线的传播路径波动估计值。如果此时所计算的传播路径波动估计值恶化，则表达式40中所示的B中出现误差，且因此在副本信号ya(k)中出现误差，并且，传播路径波动估计值的误差出现在表达式41所示的误差成分E(k)中。

2)硬件误差：如果出现硬件误差(载波频率误差或者采样频率误差)，则表达式40中所示的B中出现误差，且在副本信号ya(k)中出现误差，并且，因此，在表达式41所示的误差成分E(k)中出现误差。

第一加权器17输入由解调器5-m输出的似然LLR和由误差估计器16输出的误差成分E(k)，基于该误差成分校正该似然LLR，并输出经校正的似然LLR。

将讨论经校正的似然LLR的计算方法。从解调器5-m输出的似然是每比特的对数似然比LLR。使用表达式42计算该对数似然比LLR，其中，s_m(k)表示接收码元序列，L表示在传送时使用的调制级数，且s_c ^(bi＝A)表示在码元映射时使用的码元候选中的第i比特为A的一组码元候选。A为0或1，i为log₂(L)或更小的自然数，m为M或更小的自然数，且q_m(k)表示接收质量信息。

表达式42

${\mathrm{LLR}}_{m,i}\left(k\right)=q_m\left(k\right)[\underset{c\∈L}{\min }{|s_m\left(k\right)-s_c^{(b_i=0)}|}^2-\underset{c\∈L}{\min }{|s_m\left(k\right)-s_c^{b_i=1}|}^2]$

下面，根据表达式42计算的似然LLR乘以误差校正值d(k)，以计算表达式43中所示的由第一加权器17输出的经校正的似然LLR。如表达式44所示，由误差估计值E(k)和在无线通信设备100d接收时加入的噪声功率表示该误差校正值d(k)，其为这样的函数，其中，误差估计值E(k)越大，则d(k)值越小。通过示例使用表达式45中所示的函数。d(k)＝tanh(α×σ/E(k))可以用于替代表达式15。在这种情况下，α为恒定值。

表达式43

LLRα_r，i(k)＝d(k)LLR_r，i(k)

表达式44

d(k)＝f(E(k)，σ)

表达式45

第一解码处理器6输入由第一加权器17输出的似然LLR，以执行与第一实施例中相似的处理，并且输出该解码结果。第一解码处理器6的操作与第一实施例中相似，且因此将不再次讨论。在图15中，在由附图标号8到14和6⁽²⁾所表示的框中执行的第二解码处理器6⁽²⁾提供解码结果的操作与第一实施例中的操作相同，且因此将不再次讨论。

因此，如果在第一解码处理中出现信道估计误差或硬件误差，则假设从解调器5-m中输出的值是误差的可能性高，且为了减少似然而进行校正。执行为了减少经校正的似然的校正解码处理，其中，可以抑制特性恶化。

硬判定处理的使用消除对用于在第一解码处理和再调制电路中发现误差成分的解调电路的需要，以使得电路的增加可被最小化。

图15中一个可能的配置在于，其中省略了第一解码处理器6，且对信号分离器4的输出进行硬判定，并且使用该判定结果来生成如在图16所示无线通信设备100e中的副本信号。根据该配置，尽管接收特性恶化，但迭代解码中的下述问题可被解决：

由于在使用曾被解码的数据生成副本信号、并使用副本信号来消除干扰信号之后，再次执行解调和解码处理，所以，直到完成接收处理为止将耗费相当多的时间。可以解决该问题。下面将集中于与图15中的配置不同的部分，而讨论图16中所示的配置：

副本生成器9输入码元硬判定器15的硬判定结果(虚拟判定输出)和来自信道估计器3的传播路径波动估计值，执行与图15中的副本生成器9的处理相同的处理，并输出码元硬判定结果。随后，在由附图标号13、14、以及6⁽²⁾所表示的框中执行与图15中相同的处理，以提供解码结果。

因此，如果由于不能提供第一解码处理器的误差校正解码效果，而出现特性恶化，则可以彻底地缩短第一解码处理和再编码调制器8的再编码调制处理所需要的处理时间，并可以彻底地缩短接收处理的整个处理延迟。此外，在干扰消除之后，对信号进行似然校正，由此，可以抑制解码结果的恶化。

(第六实施例)

图17表示本发明的第六实施例中的无线通信设备100f中的配置。在图17的无线通信设备100f中仅仅示出接收器的配置，且传送器的配置与图2中所示的相同，因此，将不再次讨论传送器的操作。

本实施例中所示的无线通信设备100f涉及使用并行干扰消除器的迭代解码接收器。图17中的第六实施例与图1中的第一实施例区别在于，无线通信设备具有第一似然校正器18，用于使用解调器5-m输出的似然来校正加权器14-m输出的似然LLR。在图17之下将主要讨论与第一实施例不同的部分，且相似配置将不再被讨论。图17示出接收天线数量nr＝2和传送流数量m＝2的情况，但是实施例并不限于此。

在图17中，从经由接收器2-m、信道估计器3、信号分离器4、解调器5-m、第一解码处理器6、再编码调制器8、副本生成器9、干扰消除器10、分离合并器11-m、似然计算器12-m和误差成分估计器13在天线1-nr处接收的信号的接收到来自加权器14的似然LLR的输出的操作与第一实施例中相同，因此将不再次讨论。

在图17中，第一似然校正器18输入由解调器5-m输出的似然LLR和由加权器14输出的加权后似然LLR，将所述两个输入相加，且输出取和结果的似然LLR。

也就是，根据表达式6所计算的似然和根据表达式13所计算的似然相加，以按照表达式46计算似然LLRa。

表达式46

LLR_a ^[1] _r，i(k)＝LLR_r，i(k)+LLR^[1] _r，i(k)

第二解码处理器6⁽²⁾输入从第一似然校正器18中输出的似然LLRa，执行与第一解码处理器6相同的处理，且输出解码结果。第二解码处理器6⁽²⁾的操作与第一实施例中的操作相同，且因此将不再次讨论。

根据上面所描述的配置，可以提供以下优势：如果由于干扰消除器10根据使用有误差的虚拟判定输出生成的副本信号来消除干扰成分，则可能出现引起码元判定误差出现的误差传播；然而，根据本实施例的配置，向第一解码处理器6输入的似然LLR和其中出现误差传播的比特的LLR相加，因此，在第二解码处理器6⁽²⁾中抑制了误差的出现，且抑制了性能恶化。

第一似然校正器18将解调器5-m输出的似然LLR和加权器14输出的似然LLR相加，但实施例并不限于该模式，且可以执行加权加法。

可选地，可以使用选择较高似然的方法。在这种情况下，采用下面的配置：如果LLR_r，i(k)大于LLR^[1] _r，i(k)，则第一似然校正器18输出LLR_r，i(k)；另一方面，如表达式47所示，如果LLR^[1] _r，i(k)大于LLR_r，i(k)，则输出LLR^[1] _r，i(k)。

表达式47

向第二解码处理器6⁽²⁾输入从第一似然校正器18输出的似然，其随后执行与第一实施例中相同的处理，并输出解码结果。

根据上面所描述的配置，从解码器5-m输出的似然LLR或者从加权器14输出的似然LLR，无论哪个具有被正确解码的可能性更高，均将被输入到第二解码处理器6⁽²⁾，以使得可以抑制从第二解码处理器6⁽²⁾输出的解码结果的恶化。

作为第一似然校正器18的不同操作，如果为每个传送流提供CRC(循环冗余校验)码，则可以采用基于CRC的校验结果而选择要被输出的似然信息的方法。

也就是，如果基于对解调器5-m的输出的CRC的结果，确定包含在传送流中的比特被没有任何误差地解码，则输出LLR_r，i(k)。另一方面，如果基于CRC的结果，确定包含在传送流中的比特被有误差地解码，则基于表达式47的结果输出似然信息。

随着上面所描述的操作的执行，基于CRC，可以向第二解码处理器6⁽²⁾输入可以被没有任何误差地解码的似然信息，使得可以减少在干扰消除时误差传播的效果，且可以抑制从第二解码处理器6⁽²⁾输出的解码结果的恶化。

第五实施例中的码元硬判定器15、误差估计器16和第一加权器17可与第六实施例中所描述的配置合并。图18示出这种情况中的接收器的配置。在图18中，从经由接收器2-nr、信道估计器3和信号分离器4在天线1-nr处接收的信号的接收到从解码器5-m输出似然LLR与该实施例中的相同，并因此将不再次讨论。

在图18中，码元硬判定器15、误差估计器16和第一加权器17与第五实施例中所描述的用于误差估计的那些部件相同。它们被加入到上面所描述的无线通信设备100f。

也就是，码元硬判定器15输入由信号分离器4输出的接收码元序列s_m(k)，且估计映射到由I信号和Q信号构成的复平面上的传送信号点和输入接收码元序列之间距离最近的点为传送信号点，因此进行硬判定，并输出信号点。

误差估计器16输入由码元硬判定器16输出的硬判定信号点、从接收器2-nr输出的基带信号、以及从信道估计器3输出的传播路径波动估计值，从基带信号中减去使用码元硬判定值和传播路径波动估计值生成的副本信号，因此而估计误差成分，并输出估计的误差成分。

第一加权器17输入估计的误差成分和从解调器5-m输出的似然LLR，响应于噪声成分而加权似然LLR，并输出加权后的似然LLR。该处理的详细操作与第五实施例中的处理相同，因此将不再讨论。

向第一解码处理器6和第一似然校正器18输入从第一加权器17输出的加权似然LLR。来自第一解码处理器6的随后的操作与实施例中图17中的操作相同，因此将不再次讨论。

因此，如果出现信道估计误差或硬件误差，则将显著地呈现从误差估计器16输出的误差估计值，假设从第一加权器17输出的似然LLR为正确的可能性低，并且进行校正，以使得减少似然LLR，因此而抑制性能恶化。

通过校正信道估计误差或者硬件误差而提供的似然LLR被用作第一似然校正器18的输入，因此，如果出现误差，则可以抑制第二解码处理器6⁽²⁾的恶化。

当估计误差成分时，对接收码元序列进行硬判定，以使得相比于进行软判定并执行解码的情况，出现性能恶化，但是该电路可以实现为简单的运算电路，且因此，电路规模可限制在小规模。

(第七实施例)

图19示出了本发明的第七实施例的无线通信设备100g的配置。在图19中仅仅示出接收器的配置，且传送器的配置与图8中所显示的配置相同，因此，传送器的操作将不再次讨论。

本实施例中所示的无线通信设备100g包括用于使用串行干扰消除器(SIC)执行迭代解码的配置。将参照图19讨论该操作。

图19中的第七实施例与图7中的第四实施例的区别在于，无线通信设备具有：码元硬判定器15，用于在信号分离之后进行接收码元序列的硬判定；误差估计器16，用于使用接收基带信号、硬判定值和传播路径波动估计值估计误差成分；以及第一加权器17，用于响应于估计的误差成分，而校正似然LLR。下面将参考图19主要地讨论与图7中的第四实施例不同的部分，且相同的部分将不再讨论。

直到在接收器2-nr、信道估计器3、信号分离器4和解调器5-m中处理在接收天线1-nr接收的接收信号、以及输出似然LLR为止的操作与图7中的第四实施例的操作相同，因此将不再讨论。

码元硬判定器15输入从信号分离器4输出的接收码元序列s_m(k)，进行接收信号的硬判定，并输出硬判定信号点作为传送码元的估计值。此处，硬判定从被传送的I信号和Q信号构成的复平面上的码元点候选中选择最接近于均衡化后的接收码元序列s_m(k)的复平面上的信号点，作为传送码元的估计值。此处，在离散时刻k，传送码元的估计值被表示为xa_m(k)。

误差估计器16输入接收基带信号y(k)、从信道估计器3输出的传播路径波动估计值B、从码元硬判定器15输出的传送码元估计值xa_m(k)、以及在信号分离器4中所使用的空间多路分解权重W_m，以取得未示出的第m个空间多路复用流，计算接收处理的误差成分，并输出误差成分。下面将讨论误差成分的计算方法：

按照表达式48所示，使用传送码元估计值xa_m(k)和信道估计值B生成副本信号ya_m(k)，其中，b_m表示传播路径波动估计值B中第m个列向量。

表达式48

ya_m(k)＝b_mxa_m(k)

下面，从接收基带信号y(k)中减去副本信号ya_m(k)，以找到消除了干扰的信号va(k)。此外，va(k)乘以用于取得第m个空间多路复用流的空间多路分解权重W_m，以估计误差成分E(k)。

表达式49

E(k)＝|W_m ^Tva(k)|²＝|W_m ^T[y(k)-ya_m(k)]|²

此处，在误差成分E(k)中，除了噪声功率σ之外，可以检测到下面的在离散时刻k的接收码元序列的干扰噪声功率成分：

1)信道估计误差：信道估计器3使用包含在接收数据中的已知码元，计算从传送天线到接收天线的传播路径波动估计值。如果此时所计算的传播路径波动估计值恶化，则在表达式48中示出的b_m中出现误差，且因此在副本信号ya(k)中出现误差，并且，在表达式49中示出的误差成分E(k)中出现传播路径波动估计值的误差。

2)硬件误差：如果出现硬件误差(载波频率误差或者采样频率误差)，则在表达式48示出的b_m中出现误差，且在副本信号ya(k)中出现误差，并因此在表达式49所示的误差成分E(k)中出现误差。

第一加权器17输入解调器5-1所输出的似然LLR和误差估计器16输出的误差成分，基于误差成分校正似然LLR，且输出校正后的似然LLR。

按照表达式50所示，将校正后的似然LLRa^[1] _rj(k)计算为似然LLR和校正值d(k)的积。

此处，将讨论校正值的计算方法。如表达式51所示，由包含无线通信设备100g的噪声功率σ和误差成分E(k)为参数的函数表示校正值d(k)，在该函数格式中，E(k)的值越大，则d(k)的值越小，而E(k)的值越小，则d(k)的值越大。表达式52示出d(k)的示例。

表达式50

LLRa^[1] _r，i(k)＝d(k)LLR_r，i(k)

表达式51

d(k)＝f(E(k)，σ)

表达式52

第一解码处理器80输入从第一加权器17中输出的似然LLR输出，执行与第四实施例中相同的处理，且输出第一虚拟判定值。此后，第二迭代解码器90和第三迭代解码器执行与第四实施例中相同的处理，以提供第三判定输出。

随着上面所描述的本实施例中的操作的执行，通过使用接收信号的硬判定值、接收信号和信道估计值，在误差估计器16中找到信道估计器3或硬件中出现的误差，并且，第一加权器17基于该误差，校正向第一解码处理器80输入的似然LLR。

因此，如果在计算信道估计值时出现误差，或者出现由硬件引起的载波频率误差或采样频率误差，且包含干扰噪声功率，则基于该噪音成分的估计值可以减少输入到第一解码处理器80的码元的似然，且因此，使用该似然执行解码处理，由此可以抑制接收特性的恶化。

由于校正输入到第一解码处理器80的似然，且使用该结果执行解码处理，所以，可在第二迭代解码器90的干扰消除器10-2中抑制由对具有误差的副本信号消除干扰而引发的性能恶化。因此，可以抑制第二迭代解码器90上和第二迭代解码器90之后的性能恶化。

考虑到在计算误差成分E(k)时第m个空间多路复用流的接收功率，可使用包含在分离和接收中使用的空间多路分解权重的接收功率‖bm‖²的E(k)＝|‖bm‖²W_m ^TVa(k)|²。因此，如果传播路径估计值包含误差，则可以包含该误差而执行加权，以使得可以抑制接收质量的恶化。

(第八实施例)

图20示出本发明第八实施例中的无线通信设备100h的配置。在图20中只示出接收器，且传送器与图2中的相同，因此将不再讨论传送器的操作。

本实施例中示出的无线通信设备100h涉及使用并行干扰消除器(PIC)的迭代解码接收器。将参考图20讨论无线通信设备100h的操作。

图20中的第八实施例与图15中的第五实施例之间的区别在于，无线通信设备具有：比特选择器18，用于基于表达式45中示出的σ，而执行标准化的近似计算；以及调制系统判定器20，用于判定所接收的帧的调制系统。为了简化用于从误差成分中找到校正值的电路，加权器19通过表查找而找到除法电路的计算结果。

尽管如果加入似然校正电路，则可以抑制性能恶化，但该配置使得解决用于计算似然校正值的电路规模增加的问题成为可能。下面将集中于与第五实施例不同的部分而讨论该操作，且相似的配置将不再讨论。

从经由接收器2-nr、信道估计器3、信号分离器4、解调器5-m和码元硬判定器15而在接收天线1-nr处的信号接收到来自误差估计器16的误差值的输出的操作与第五实施例中的操作相同，因此将不再讨论。

比特选择器18输入从误差估计器16输出的误差值E(k)和指示当前调制系统的控制信号，按照表达式53所示，对由控制信号指示的每个调制系统，误差值E(k)乘以c，且输出乘以c的误差值Ea(k)。

表达式53

Ea(k)＝c×E(k)

此处，c是响应于控制信号的值而改变的值。图21显示相对于控制信号的输入的c的输出值的示例。控制信号响应于接收的分组的调制系统而改变。之后描述该控制信号。该控制信号并不限于调制系统，且可以是在传送单元中所执行的编码的编码率。其也可以是组合地使用调制系统和编码率的信号。

因此，误差值E(k)乘以c对应于基于在第五实施例中的表达式45所示的d(k)的计算的σ的正规化的部分。图21中所示的计算可通过E(k)的比特位移由硬件实现。因此，可以减少σ的正规化计算的电路规模。

加权器19输入从解调器5-m输出的似然LLR和误差值Ea(k)，使用误差值校正似然LLR，并输出经校正的似然LLR。按照表达式54所示，将校正值d(k)乘以输入的似然LLR_rj(k)，以计算经校正的似然LLRa^[1] _rj(k)。

此处，将讨论校正值d(k)的计算方法的示例。按照表达式55所示，以误差值Ea(k)越大、校正值d(k)越小，且误差值Ea(k)越小、校正值d(k)越大的形式的函数计算校正值d(k)。

为了简化用于计算校正值d(k)的计算电路，使用表查找来得到计算结果。图23示出用于计算d(k)的表查找ROM(Read Only Memory，只读存储器)。向表查找ROM中写入示于表达式55中的校正值d(k)的计算结果。向ROM输入误差值Ea(k)，且获得d(k)的计算结果。误差值的输入范围是1或更小的值，并且，如果输入1或更大的值，则输出1。

表达式54

LLRa[1]_r，i(k)＝d(k)LLR_r，i(k)

表达式55

第一解码处理器6输入由加权器19输出的经校正的似然LLR，执行排序的数据序列的解交织、误差校正解码等处理，并输出第一解码处理器6的解码结果的虚拟判定结果。第一解码处理器6的配置与第五实施例中的配置相同，因此，将不再讨论第一解码处理器6的操作。

用于虚拟判定输出的再编码调制器8、副本生成器9、干扰消除器10、分离合并器11-1、似然计算器12-1、以及误差成分估计器13的配置与第五实施例中的相同，因此，该操作将不再讨论。

比特选择器18⁽²⁾输入从误差成分估计器13输出的误差成分和控制信号，对该比特选择器18执行相似处理，并输出结果。比特选择器18⁽²⁾的操作与比特选择器18相似，因此将不再讨论。

加权器19⁽²⁾输入从似然计算器12-1输出的似然LLR和从比特选择器18⁽²⁾输出的误差成分，对于似然LLR，执行与加权器19相同的操作，并输出结果。加权器19⁽²⁾的操作与加权器19相似，因此将不再讨论。

图22示出传送分组的帧格式。训练部分22-1是已知的码元，且用于帧同步、频率同步、采样相位同步、信道估计等等。信令部分22-2是根据已知的调制系统(例如BPSK)而调制的码元，以及是用于指示跟随信令部分的数据部分22-2根据什么调制系统调制的码元。该数据部分22-3是通过调制要被传递的数据而提供的码元。

图20中所示的调制系统判定器20输入从第一解码处理器6输出的解码结果，解码该接收信号的信令部分22-2，确定数据部分22-3的调制系统，且输出经确定的调制系统作为控制系统。可以根据BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等等的映射系统，对调制系统进行分类。

根据在传送单元中执行的误差校正码的编码率，对编码方法进行分类。通过在1/2编码率刺穿(puncture)从卷积编码器输出的比特序列，而改变编码率。如果映射系统改变，或者如果编码率改变，则每个对噪声功率的抗性将变化。

随着本实施例中上面所描述的操作的执行，响应于由调制系统判定器20所确定的调制系统，在比特选择器18、比特选择器18(²)中计算误差成分，且使用该结果解码似然LLR。

根据上面所描述的配置，将误差成分乘以为每个调制系统设置的值或编码率，且可以为每个调制系统使用合适的校正值校正似然LLR，且由此，可以抑制经解码的输出的恶化。

为了计算校正值，通过比特位移和由表查找实现的除法电路的功能执行在第五实施例中基于噪声功率σ的正规化，以使得减小为似然校正加入的电路的电路规模。

在本发明的所有实施例中，本实施例中所描述的比特选择器18和加权器19可由附图中的加权器14或第一加权器17替换。

本发明中已参考附图对特定实施例进行了详细的描述，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本领域技术人员所作出的各种改变和变形均是显而易见的。

本申请是基于2006年5月19日的日本专利申请(No.2006-140592)和2007年5月17日的日本专利申请(No.2007-131651)，其内容在此全文引用。

工业应用性

本发明具有这样的优势，如果传送信号副本包含误差，则可以抑制接收特性的恶化，并且，对于用于迭代解码和接收信号等的无线通信设备来说是有用的。

Claims (32)

1.一种无线通信设备，用于接收空间多路复用传输的传送信号，该无线通信设备包括：

基于传送信号的判定结果、传播信道的估计结果、以及接收信号而估计传送信号的误差的装置；以及

使用基于所估计的误差而被加权的用于所述传送信号的似然信息来执行误差校正解码处理的装置。

2.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

似然计算器，用于使用接收信号来为传送信号计算似然信息；

虚拟判定器，用于基于该似然计算器的输出而输出传送信号的虚拟判定值；

误差成分估计器，用于基于该虚拟判定器的输出、传播信道的估计结果、以及接收信号，为传送信号估计接收副本的误差；以及

解码处理器，用于使用基于误差成分估计器的输出而被加权的似然信息，对接收信号执行误差校正解码处理。

3.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

似然计算器，用于使用接收信号来为传送信号计算似然信息；

第一解码器，用于基于似然计算器的输出，对传送信号执行误差校正解码处理，以输出虚拟判定值；

误差成分估计器，用于基于第一解码器的输出、传播信道的估计结果、以及接收信号，为传送信号估计接收副本的误差；以及

第二解码器，用于使用基于误差成分估计器的输出而被加权的似然信息，对接收信号执行误差校正解码处理。

4.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

第一解码处理器，用于生成传送信号的估计结果；

信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；

副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，为传送信号生成接收副本；

干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；

误差成分估计器，用于估计该接收副本的误差；

分离合并器，用于从该干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；

似然计算器，用于为该分离合并器的输出计算似然信息；

加权器，用于基于该误差成分估计器的输出来加权似然计算器的输出；以及

第二解码处理器，用于使用该加权器的输出执行误差校正解码处理。

5.如权利要求4所述的无线通信设备，其中，该副本生成器具有再编码调制器，用于基于传送码元或传送比特数据的估计结果，而生成传送信号副本。

6.如权利要求4所述的无线通信设备，其中，该副本生成器基于传送信号的估计结果而生成传送信号副本，并且乘以传播信道的估计结果，以为该传送信号生成接收副本。

7.如权利要求4所述的无线通信设备，其中，该误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分，来估计误差成分。

8.如权利要求5所述的无线通信设备，其中，该误差成分估计器使用该再编码调制器输出的传送信号副本和由该信道估计器输出的信道估计值，为所有传送信号生成接收副本。

9.如权利要求4所述的无线通信设备，其中，该分离合并器生成用于从干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号的分离合并权重，并且，

其中，该误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去在传送信号中包含的部分传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并权重两者，而估计误差成分。

10.如权利要求4所述的无线通信设备，其中，该分离合并器生成用于从该干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号的分离合并权重，并且，

其中，该误差成分估计器基于通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并权重两者，而估计误差成分。

11.如权利要求4所述的无线通信设备，还具有流接收质量估计器，用于生成传送信号副本的可靠性信息。

12.如权利要求4所述的无线通信设备，其中，该误差成分估计器基于传送信号副本的可靠性信息、其接收功率信息、以及通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分，而估计误差成分。

13.如权利要求4所述的无线通信设备，其中，该误差成分估计器基于传送信号副本的可靠性信息、其接收功率信息、通过执行从接收信号减去所有传送信号的接收副本的减法处理而提供的信号成分、以及分离合并器中的分离合并权重，而估计误差成分。

14.如权利要求5所述的无线通信设备，还具有检测器，用于使用接收信号来判定传送码元，并为判定结果输出似然信息，并且，

其中，第一解码处理器基于该检测器的输出而执行误差校正解码处理，并且，

其中，该再编码调制器对第一解码处理器的判定输出再次执行误差校正编码和调制处理，由此为传送信号的每个码元生成副本。

15.如权利要求14所述的无线通信设备，其中，该检测器包括：

信号分离器，用于将接收信号乘以空间多路复用权重，并分离接收码元序列；以及

解调器，用于将接收码元序列转换为似然信息。

16.如权利要求14所述的无线通信设备，其中，基于在第一解码处理器中获得的似然信息，生成传送信号副本的可靠性信息。

17.如权利要求15所述的无线通信设备，其中，该解调器还包括第二似然计算器，并且，

其中，基于在该第二似然计算器中获得的似然信息，生成传送信号副本的可靠性信息。

18.如权利要求4所述的无线通信设备，还具有流接收质量估计器，用于生成传送信号副本的可靠性信息。

19.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

解调器，用于使用接收信号，为传送信号计算似然信息；

码元硬判定器，用于使用接收信号，为传送信号计算硬判定结果；

误差估计器，用于基于该码元硬判定器的输出、传播信道的估计结果、以及接收信号，为传送信号估计误差；以及

解码处理器，用于使用基于该误差估计器的输出而被加权的似然信息，对接收信号执行误差校正解码处理。

20.如权利要求19所述的无线通信设备，还包括：

副本生成器，用于基于该码元硬判定器的输出和传播信道的估计结果，为传送信号生成接收副本；以及

干扰消除器，用于使用该副本生成器的输出和接收信号，来消除干扰成分。

21.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

码元硬判定器，用于生成传送信号的硬判定结果；

信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；

副本生成器，用于基于传送信号的硬判定结果和传播信道的估计结果，为传送信号生成接收副本；

干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；

误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；

分离合并器，用于从该干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；

似然计算器，用于为该分离合并器的输出计算似然信息；

加权器，用于基于该误差成分估计器的输出来加权该似然计算器的输出；以及

解码处理器，用于使用该加权器的输出来执行误差校正解码处理。

22.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

解调器，用于使用接收信号，为传送信号计算似然信息；

码元硬判定器，用于生成传送信号的硬判定结果；

信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；

误差估计器，用于基于码元硬判定结果、信道估计结果和接收信号，为传送信号估计误差；

第一加权器，用于基于该误差估计器的输出，加权该解调器的输出；以及

解码处理器，用于基于第一加权器的输出，而执行误差校正解码。

23.如权利要求22所述的无线通信设备，包括：

副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，为传送信号生成接收副本；

干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；

误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；

分离合并器，用于从该干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；

似然计算器，用于为该分离合并器的输出计算似然信息；

加权器，用于基于该误差成分估计器的输出，加权该似然计算器的输出；以及

解码处理器，用于使用该加权器的输出而执行误差校正解码处理。

24.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

信号分离器，用于从接收信号分离空间多路复用信号；

解调器，用于基于该信号分离器的输出，为传送信号计算似然信息；

第一解码处理器，用于基于该解调器的输出，而执行误差校正解码；

信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；

副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，为传送信号生成接收副本；

干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；

误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；

分离合并器，用于从该干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；

似然计算器，用于为该分离合并器的输出计算似然信息；

加权器，用于基于该误差成分估计器的输出，加权该似然计算器的输出；

第一似然校正器，用于基于该似然计算器的输出，而校正该加权器的输出；以及

第二解码处理器，用于基于第一似然校正器的输出，而执行误差校正解码。

25.如权利要求1所述的无线通信设备，包括：

信号分离器，用于从接收信号分离空间多路复用信号；

解调器，用于基于该信号分离器的输出，为传送信号计算似然信息；

码元硬判定器，用于基于该信号分离器的输出，为传送信号计算硬判定结果；

误差估计器，用于基于该码元硬判定器的输出、该信道估计器的输出和接收信号，为传送信号估计误差；

第一加权器，用于基于该误差估计器的输出而加权该解调器的输出；

第一解码处理器，用于基于第一加权器的输出，执行误差校正解码；

信道估计器，用于生成传播信道的估计结果；

副本生成器，用于基于传送信号的估计结果和传播信道的估计结果，而为传送信号生成接收副本；

干扰消除器，用于执行从接收信号减去一个或多个空间多路复用信号成分的减法处理；

误差成分估计器，用于估计接收副本的误差；

分离合并器，用于从该干扰消除器的输出分离并合并一个或多个空间多路复用信号；

似然计算器，用于为该分离合并器的输出计算似然信息；

加权器，用于基于该误差成分估计器的输出，加权该似然计算器的输出；

第一似然校正器，用于基于该加权器的输出，加权该加权器的输出；以及

第二解码处理器，用于基于第一似然校正器的输出，而执行误差校正解码。

26.如权利要求24所述的无线通信设备，其中，第一似然校正器将该解调器的输出与该加权器的输出相加。

27.如权利要求24所述的无线通信设备，其中，第一似然校正器选择该解调器的输出的似然或该加权器的输出的似然中较高的似然，并输出所选似然。

28.如权利要求24所述的无线通信设备，其中，如果基于对每个传送流给定的CRC，在解调器的输出中所包含的CRC是正确的，则第一似然校正器选择该解调器的似然，并且，如果该CRC是不正确的，则选择从该加权器输出的似然。

29.如权利要求25所述的无线通信设备，其中，第一似然校正器将第一加权器的输出与该加权器的输出相加。

30.如权利要求25所述的无线通信设备，其中，第一似然校正器选择第一加权器的输出的似然或该加权器的输出的似然中较高的似然，并输出所选似然。

31.如权利要求25所述的无线通信设备，其中，如果基于对每个传送流给定的CRC，在解调器的输出中所包含的CRC是正确的，则第一似然校正器选择该解调器的似然，并且，如果该CRC是不正确的，则选择从该加权器输出的似然。

32.如权利要求22所述的无线通信设备，其中，该误差估计器从接收信号减去基于信道估计信号和码元硬判定结果而创建的所有接收副本。

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