JP5013743B2

JP5013743B2 - Ｍｉｍｏ受信装置

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Publication number: JP5013743B2
Application number: JP2006131551A
Authority: JP
Inventors: 浩之古田; 孝之中川; 哲臣池田
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2005-05-10
Filing date: 2006-05-10
Publication date: 2012-08-29
Anticipated expiration: 2026-05-10
Also published as: JP2006345500A

Description

本発明は、デジタル信号の無線伝送技術に係り、特に、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）」という。）伝搬環境の無線デジタル信号伝送において利用する復調技術に関する。

広帯域移動通信において、利用できる周波数帯域が制限されていること、マルチメディア通信の需要があることなどにより、高品質かつ固定通信並みの高い周波数利用効率の達成が求められるようになっている。これに対処する技術として注目を集めているものがＭＩＭＯ通信技術である。

〔ＭＩＭＯ通信システムの構成〕
図１は、ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。ＭＩＭＯ通信システムは、符号化ユニットまたは直並列変換（Ｓ／Ｐ）ユニット１、複数の送信ユニット２、複数の送信アンテナ３、複数の受信アンテナ４、複数の受信ユニット５及び復号ユニット６を備え、複数の送信アンテナ３と複数の受信アンテナ４を用いてＭＩＭＯ伝搬路が構成されている。送信側は、複数の異なるデータ信号（図１では、元来１系統のデータを符号化ユニットまたはＳ／Ｐユニット１を介して複数の異なる信号としているが、全く異なる複数のデータ信号を個々の符号化ユニットを介して送信する場合を想定してもよい。）を、同一の周波数上または周波数帯が重なる状態の電波により、複数の伝搬路を経て送信する。受信側は、受信した複数系統の信号から、復号ユニット６内において等化器、干渉除去器、軟判定器のいずれか、これらの全ての機器、またはこれらの機器のうちの少なくとも２つの機器の組合せ（図示せず）により、各伝搬路を分離する操作を行う。これにより、受信側は、送信側から送信された複数のデータ信号を復調し、大容量化またはダイバーシティ効果によるロバスト化を図る。

〔復調の原理〕
このＭＩＭＯ通信におけるデータ信号の復調は、以下の原理により実現される。まず、Ｎ系統の送信ユニット２から送信アンテナ３を介して送信される信号をベクトルＸ（＝（ｘ_１，ｘ_２，・・・，ｘ_Ｎ）^Ｔ，ただし、（）^Ｔは転置を表す）、Ｍ式の受信アンテナ４を介して受信ユニット５で受信される信号をベクトルＹ（＝（ｙ_１，ｙ_２，・・・，ｙ_Ｍ）^Ｔ）、ＭＩＭＯ伝搬路行列をＨ（送信アンテナｊから受信アンテナｉに至る伝搬路の伝達関数ｈ＿ｉｊを成分とする行列、ｉ＝１，２，・・・，Ｍ、ｊ＝１，２，・・・，Ｎ）、雑音をベクトルｗ（＝（ｗ_１，ｗ_２，・・・，ｗ_Ｍ）^Ｔ）とした場合、次式の関係がある。
Ｙ＝ＨＸ＋ｗ（１）
ここで、雑音ｗが無視できる程度に小さい場合、ＭＩＭＯ伝搬路行列Ｈに逆行列Ｈ^−１が存在すれば、Ｈ^−１とＹとの行列積により送信信号Ｘを復調できるのは自明である。

ただし、逆行列Ｈ^−１が存在するためには、Ｈは正則行列である必要がある。その１つの条件として、Ｍ＝Ｎが必要となる。一方、非特許文献１に記載されているように、逆行列による復調では、ダイバーシティオーダーがＭ−Ｎ＋１となるため、ＭＩＭＯ通信においてダイバーシティ効果によるロバスト化を図るためには、ＭはＮより大きい必要がある。つまり、Ｍ＞Ｎである必要がある。

〔復調方式１／擬似逆行列を用いた解法〕
そこで、この矛盾を解決するために、擬似逆行列を用いた解法が用いられる。例えば、Ｈの随伴行列Ｈ^Ｈ（Ｈの複素共役を成分とする行列の転置したもの）を用いてＲ__Ｈ＝Ｈ^ＨＨを計算し、このＲ__Ｈの逆行列Ｒ__Ｈ ^−１を求め、このＲ__Ｈ ^−１を用いてＸを計算する。つまり、（１）式を（２）式のように置き換えて、擬似逆行列を求め、（３）式のようにＸを計算する。
Ｈ^ＨＹ＝Ｈ^ＨＨＸ＝Ｒ__ＨＸ（２）
Ｘ＝Ｒ__Ｈ ^−１Ｈ^ＨＹ（３）
ここで、（１）式のｗは０_Ｍ（次元がＭの全成分を０とするベクトル）とする。なお、Ｒ__Ｈ ^−１Ｈ^Ｈが擬似逆行列である。

〔復調方式２／ガウス消去法〕
さらに、複素数であるＨの逆行列または擬似逆行列を算出する演算は、処理負荷が大きいため、実際の信号処理では、別のアルゴリズムを用いることが多い。例えば、ガウスの消去法が用いられる。ｗが十分に小さい（０_Ｍとする）場合、Ｙ＝ＨＸから上三角行列を用いた式Ｘ’＝ＵＸに変換すれば、一番下の行から順に各行へ代入することによりＸを算出することができる。このためには、次のアルゴリズムを実行すればよい。すなわち、伝搬路行列Ｈが正方行列の場合、ＨのＬＵ分解を行い、Ｈを一旦次式のように、下三角行列Ｌと上三角行列Ｕの積に分解する。

したがって、（１）式からＸは次式のように変換される。
Ｘ’＝ＵＸ＝Ｌ^−１Ｙ
Ｘ＝Ｕ^−１Ｘ’＝Ｕ^−１Ｌ^−１Ｙ（５）
この場合、Ｌ^−１及びＵ^−１を計算する必要はない。例えば、Ｘ’を求める際には、１行目がｙ_１＝ｌ_１１ｘ’_１であることからｘ’_１が既に得られている。そして、２行目からこの成分を減算するとｘ’_２を得ることができる。同様にＸ’の各成分は、それ以前に求められる成分を順に減算することにより計算することができる。そして、Ｘを求める際には、Ｎ行目のｘ_Ｎが既に得られているので、Ｘ’の場合と逆の行順にＸの各成分を計算することができる。

〔復調方式３／ＱＲ分解法〕
同様な計算は、ＱＲ分解などによっても実現できる。ＱＲ分解は、伝搬路行列Ｈが正方でない場合にも利用できる。送信アンテナ数Ｎが受信アンテナ数Ｍより小さい（Ｎ＜Ｍ）場合、Ｈは次式のように変換され、先のＬＵ分解の際のＸの導出と同様に、Ｘが計算される。

ここで、ＱはＭ×Ｍの直交行列であり、ＲはＮ×Ｎの上三角行列、０_{Ｍ−Ｎ，Ｎ}は（Ｍ−Ｎ）×Ｎの零行列（全成分が０の行列）である。

直交行列Ｑは、その逆行列がＱの随伴行列Ｑ^Ｈに等しいので、この性質を利用して、次式のように、（１）式を変換してＸを導出する。尚、ｗ＝０_Ｍとする。
Ｘ’＝ＲＸ＝Ｑ^−１Ｙ＝Ｑ^ＨＹ
Ｘ＝Ｒ^−１Ｘ’＝Ｒ^−１Ｑ^ＨＹ（７）
この場合も、Ｒの特性により、Ｕ行列の場合と同様に計算できるので、Ｒ^−１を計算する必要はない。

これまでは理想的な環境を想定してｗ＝０_Ｍとしたが、実際にはｗは有限な値を有する。したがって、（１）式の両辺にＨ^−１を乗算したときの右辺第２項である雑音成分Ｈ^−１ｗが、実際の計算においてＸを算出する際の誤差を拡大する。

〔復調方式４／ＭＭＳＥ規範に基づく解法〕
この雑音による誤差を最小にして信号を復調するためのアルゴリズムには、最小自乗誤差（ＭＭＳＥ：ｍｉｎｉｍｕｍｍｅａｎｓｑｕａｒｅｅｒｒｏｒ）規範に基づくものがある。この解法は、重み係数行列Ａを用いて受信信号Ｙに積算してＸを算出するものである。具体的には、予め既知の値で送信された参照信号ｐ（例えば、トレーニング期間に送信されるトレーニング信号や伝搬路推定のために送信されるパイロット信号）と比較して誤差が最小となるようにＡを修正し、このＡを用いてデータ信号Ｘを復調する。つまり、ｅ＝ｐ−Ａ^ＨＹ_ｐが最小となるＡを求め、受信した信号ＹからＸ＝Ａ^ＨＹにより、送信された信号Ｘを復調する。この最適な重み係数Ａを求めるために利用されるアルゴリズムには、最急降下法（ＬＭＳ：ｌｅａｓｔｍｅａｎｓｑｕａｒｅ）、サンプル値を用いた直接解法（ＳＭＩ：ｓａｍｐｌｅｍａｔｒｉｘｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）、再帰的最小二乗法（ＲＬＳ：ｒｅｃｕｒｓｉｖｅｌｅａｓｔｓｑｕａｒｅ）などがある。ただし、ＭＭＳＥ規範に基づく復調方式も、ダイバーシティオーダーはＭ−Ｎ＋１であり、逆行列Ｈ^−１に基づく干渉除去アルゴリズムに変わりない。

以上の復調方式１〜４を総称して、干渉除去（ＩＣＤ：ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｃａｎｃｅｌｉｎｇｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）という。

〔復調方式５／最大事後確率推定、最大尤度推定〕
一方、最大事後確率推定（ＭＡＰ：ｍａｘｉｍｕｍａｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）または最大尤度推定（最尤推定、ＭＬＤ：ｍａｘｉｍｕｍｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）による復調方式がある。この復調方式は、Ｘが送信される条件の下、Ｙが受信される条件付確率Ｐ（Ｙ｜Ｘ）が最大となるＸを選び、このＸを復調信号とする技術である。つまり、送信信号Ｘの全レプリカをＳとするとき、ｅ＝Ｙ−ＨＳのノルムを最小とするＳの成分を復調信号Ｘとする。この方式では、非特許文献２に掲載されているように、受信に寄与する受信アンテナ数Ｍのダイバーシティオーダーを期待でき、送信された信号Ｘを最大の品質で復調することができる。

〔ＭＩＭＯ通信システムの復調処理〕
次に、図１に示したＭＩＭＯ通信システムの復調方式について具体的に説明する。以下、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））方式を用いた通信システムにおける受信装置の例について説明する。

図２は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信に用いる従来の受信装置の構成例を示す図である。この受信装置は、複数の受信アンテナ４、複数の受信ユニット５及び復号ユニット６を備えている。受信ユニット５は、周波数変換回路５０、ＡＧＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）回路５１、Ａ／Ｄ回路５２、ＧＩ（ｇｕａｒｄｉｎｔｅｒｖａｌ）除去回路５３及びＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）回路５４を備え、復号ユニット６は復調ユニット６０を備えている。この受信装置において、Ｍ式の受信アンテナ４は、Ｎ式の送信アンテナを経て空間に伝送されたＮ系統のデータの無線信号を受信する。この受信された無線信号は、Ｍ系統の受信ユニット５に送られる。各系統の受信ユニット５において、この無線信号は必要に応じて前置増幅される（図示せず）。そして、周波数変換回路５０は、中間周波数帯に周波数変換し、ＡＧＣ回路５１は、Ａ／Ｄ回路５２において効率的に受信信号（無線信号）をＡ／Ｄ変換（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）してデジタル化するための自動利得制御（ＡＧＣ）を施し、Ａ／Ｄ回路５２は、アナログの受信信号をデジタル化する。

そして、ＧＩ除去回路５３は、デジタル信号に変換された受信信号から、マルチパスによる符号間干渉を除去あるいは緩和する目的で挿入されたガードインターバル（ＧＩ）を取り除く。ＦＦＴ回路５４は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行し、時間領域の信号を周波数領域の信号ｙに変換する。尚、受信装置には、図示しないシンボル同期及びフレーム同期を再生する回路が搭載されており、各シンボルにおいて正確な時間位置で受信信号がサンプリングされ、ＦＦＴ出力が得られているものとする。

そして、復号ユニット６の復調ユニット６０は、周波数領域の信号ｙを入力し、このＭ式の受信信号ｙからＮ系統の送信データを分離復調し、キャリアからのデマッピング（バイナリ化）や誤り訂正などの復号処理を実行し、送信データｘに復元する。この復号ユニット６は、前述した様々な復調方式１〜５を実際に具現する部分である。この従来技術は、例えば特許文献１に記載されている。このようにして、Ｎ式の送信アンテナ３からＭ式の受信アンテナ４へＮ系統のＯＦＤＭ信号を送信するＭＩＭＯ伝搬による伝送が実現される。

〔復調方式の問題〕
ところで、前述の復調方式の説明は、雑音ｗのＭ個の成分ｗ_１，ｗ_２，・・・，ｗ_Ｍの平均値及び分散値がほぼ等しいことを前提としている。しかしながら、実際の受信装置の場合は、個々の受信ユニット５の温度状態、搭載する増幅器などの雑音指数（ＮＦ：ＮｏｉｓｅＦｉｇｕｒｅ）や利得のばらつきにより、雑音ｗの各成分の値にもばらつきがある。そのため、受信ユニット５が等しい電力で信号を受信しても、その受信ユニット５毎の平均の信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）または搬送波電力対雑音電力比（ＣＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）も同様にばらつくため、理想の場合と異なる。この場合、受信装置の性能は、最も大きな雑音電力により決定される。

また、各受信ユニット５の雑音電力の平均値が理想的に均一だったとしても、送信装置及び受信装置の位置の違いに伴う距離減衰、遮蔽またはマルチパス環境により、個々の受信ユニット５が受信する信号電力も変動する。そのため、複数の受信ユニット５が受信する信号のＣＮＲは、結果として大きくばらつくことになる。

さらに、受信装置、特に、デジタル信号処理を行う受信装置は、図２に示したように、Ａ／Ｄ回路５２を備えている。一般に、例えば１０ビットなどの有限な量子化ビット数を有するＡ／Ｄ回路５２がアナログ信号をデジタル信号に効率的に変換するために、その前段に設けられたＡＧＣ回路５１において、Ａ／Ｄ回路５２への入力レベルを調節している。したがって、その平均的な信号振幅が大きい受信ユニット５においては、信号が減衰し、その平均的な信号振幅が小さい受信ユニット５においては、信号が増幅されるため、結果として、ＣＮＲが良好な信号の雑音レベルは低くなり、逆にＣＮＲが良好でない信号の雑音レベルは強調されて高くなる。

つまり、複数の受信ユニット５において、ＣＮＲが大きくばらつく状態で信号が受信される場合、ＡＧＣ回路５１を有する受信ユニット５を備えた受信装置においては、最も信号の入力レベルの小さい受信ユニット５の雑音電力が相対的に大きく取り扱われるため、結果として、最も低いＣＮＲを有する受信ユニット５からの信号にその性能が支配されてしまう現象が生じる。

〔干渉除去時及び最尤推定時におけるＡＧＣ回路による影響〕
図３及び図４に、ＭＩＭＯ通信の信号の伝送特性が劣化する様子を計算機シミュレーションにより確認した結果を示す。図３は、干渉除去に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復調ユニット６０を用いた場合、図４は、最尤推定に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復調ユニット６０を用いた場合において、各々送信アンテナ数２及び受信アンテナ数４の条件で信号伝送を行ったときの平均の受信ＣＮＲ（横軸）に対する平均のビット誤り率（ＢＥＲ：ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）（縦軸）の特性の関係を示す結果例である。この伝送特性の劣化は、ＡＧＣ回路５１の動作を原因とするものである。

図３及び図４には、以下の３通りの結果が示されている。
個々の受信ユニット５の雑音電力の平均値がお互いに等しい条件、かつ、Ａ／Ｄ回路５２が無限の量子化ビット数でアナログ信号をデジタル信号に変換する場合において、
（１）ＡＧＣ回路５１がなく、全ての受信ユニット５が等しい平均値で信号を受信した場合（ｗ／ｏＡＧＣの場合）
（２）ＡＧＣ回路５１がなく、ある受信ユニット５のみが他の受信ユニット５よりも２０ｄＢ小さな電力で信号を受信した場合（ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合）
（３）ＡＧＣ回路５１が機能し、ある受信ユニット５のみが他の受信ユニット５よりも２０ｄＢ小さな電力で信号を受信した場合（ＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合）
尚、これらの結果は、データが１６ＱＡＭにマッピングされたシンボル長約１６マイクロ秒のＯＦＤＭ信号２系統が、最大ドップラー周波数４００Ｈｚのレイリーフェージング環境で伝送され、４系統の受信ユニット５により受信された場合を想定して計算したものである。

図３及び図４を比較すると、干渉除去の復調方式及び最尤推定の復調方式について、送信２系統及び受信４系統に対する理論的なダイバーシティオーダーが３及び４であるのに対し、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合、ＣＮＲに対するＢＥＲの変化の傾きは、干渉除去及び最尤推定の比が既ね３対４になっている。これは、計算機シミュレーションによる結果において、理論値どおりの動作を示す計算が行われたことを示している。

これを基準にして、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合、１台の受信ユニット５の受信電力が２０ｄＢ小さい値になることにより、ダイバーシティオーダーが劣化し、図４（最尤推定）の（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果が図３（干渉除去）の（１）ｗ／ｏＡＧＣの結果にほぼ等しくなっており、図３（干渉除去）の（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果は、ダイバーシティオーダーをさらにもう１つ減らした特性となっている。これらの結果は、受信電力が相対的に小さいため、あたかも受信ユニット５が１台欠落し、ダイバーシティ受信に寄与するブランチ数が減少したと考えれば、当然な結果である。

しかしながら、（３）ＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果は、（１）ｗ／ｏＡＧＣの結果を大きく上回る劣化を示している。例えばＢＥＲが１０^−２のラインを所定のＢＥＲ値として比較すると、図３（干渉除去）及び図４（最尤推定）において、（３）ＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果は両者とも（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果に対しさえ１０ｄＢを上回る差が、所定のＢＥＲ値となるのに要求されるＣＮＲの値に見られる。この所要ＢＥＲ値を得るために要求される所要ＣＮＲ値の差をペナルティとする。

ＡＧＣ回路５１がない場合のペナルティは、受信電力が小さくなりＣＮＲが劣化した受信ユニット５について、それが欠落したものと等価になって機能していることによると考えられた。これに対し、ＡＧＣ回路５１が存在する場合のペナルティは、受信信号の振幅を基準レベルに合わせて動作するため、ＣＮＲが劣化した受信ユニット５の雑音が、他の受信ユニット５の雑音に比べて拡大され、全受信ユニット５に渡る平均雑音電力も増加することによるものである。

例えば、最尤推定に基づく復調の場合は、送信信号の候補Ｓ及び伝搬路行列Ｈの積ＨＳと受信信号Ｙとの誤差ｅのノルムの大きさが小さくなるように候補Ｓを選択するが、この誤差ｅのノルムにおいて、最もＣＮＲの低い受信ユニット５に関して計算された当該誤差の成分が大きく寄与し、高いＣＮＲで受信した他の成分による誤差を埋もれさせてしまうことが考えられる。

尚、この計算機シミュレーションにおいて、干渉除去に基づく復調の場合に用いる逆行列演算回路は、伝搬路行列Ｈが４行２列（４×２）の次元となっていることに対応して、擬似逆行列を計算している。また、逆行列演算回路と干渉除去演算回路との組合せの部分を、ＱＲ分解を用いてＨの逆行列演算相当の計算を行う干渉除去演算回路とした場合にもほぼ一致する結果となり、ＡＧＣ回路５１の動作により復調信号のＢＥＲ特性が劣化する。

伝搬路応答特性演算回路及び逆行列演算回路をＭＭＳＥ重み係数演算回路に置き換えて処理を行う、いわゆるＭＭＳＥ規範に基づく干渉除去による分離復調の場合は、ＡＧＣ回路５１の動作する環境において、所要ＣＮＲが大きくなる割合はやや小さくなり、ペナルティも小さくなるが、それでも劣化が見られることに変わりはない。

〔従来の他の受信装置例〕
一系統のＯＦＤＭ方式の無線伝送のダイバーシティ受信装置において、上述のようにＡＧＣ回路によって受信ユニット（ブランチ）毎の雑音電力が強調されたり、弱められたりすることに伴い、正しく機能しなくなる最大比合成ダイバーシティや選択ダイバーシティの動作を修正するための技術が、本発明の出願人による特許文献２に記載されている。具体的には、各ブランチの受信ユニットに備えたＡＧＣ回路の増幅率や雑音指数などの値を、ＦＦＴ処理後のベースバンド信号から推定し、各ブランチの雑音電力が異なる場合であっても、最適な比率でダイバーシティの信号合成を可能とするものである。以下、詳細に説明する。

図５は、ｎ系統のブランチを有するＯＦＤＭ信号を扱うダイバーシティ受信装置の系統を示す構成図である。この受信装置は、ブランチ毎のＯＦＤＭ復調部５８、合成係数生成回路６１、ブランチ毎の乗算回路６２、及び合成回路６３を備えている。また、ＯＦＤＭ復調部５８は、ブランチ毎に、ＦＦＴ回路５４、パイロット信号抽出回路５５、帯域外雑音電力測定回路５６及び伝送路特性推定回路５７を備えている。

ＦＦＴ回路５４は、受信アンテナからの受信信号であるブランチ信号を入力し、ＦＦＴの信号処理によりＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。この変換された復調信号は、パイロット信号抽出回路５５、帯域外雑音電力測定回路５６及び乗算回路６２に出力される。

パイロット信号抽出回路５５は、データと共に多重されている受信信号からパイロット信号を分離して抽出する。この分離して抽出されるパイロット信号は、伝送路特性を求めるために予めＯＦＤＭ信号に挿入されている振幅と位相が既知の信号である。このパイロット信号は、伝送路特性推定回路５７に出力され、伝送路特性推定回路５７は、当該パイロット信号に基づいてブランチの伝送路特性を表す伝送路特性を計算する。

一方、帯域外雑音電力測定回路５６は、ＦＦＴ回路５４からの復調信号のうち、図６に示すＯＦＤＭ信号の有効キャリア範囲外のデータを一定帯域幅に渡って積算することにより雑音電力を測定する。図６は、ＦＦＴ回路５４の出力信号である復調信号を示している。雑音電力の測定は、有効キャリア範囲外のデータを少なくとも１ポイントだけ測定するか、または、雑音電力を正確に測定するために一定の範囲で積算または平均化して行う。一定の範囲で積算を行う場合、その範囲には、図６に示す雑音電力測定積分範囲１または雑音電力測定積分範囲２があり、これらのいずれか一方を用いる場合と両方を用いる場合とがある。雑音電力測定積分範囲１と雑音電力測定積分範囲２の両方を用いることにより、より一層正確に雑音電力を求めることが望ましい。ここで、ブランチにおける帯域外雑音電力の測定結果を雑音電力とする。他のブランチのＯＦＤＭ復調部５８の動作も、前述した動作と同様である。

また、各ブランチの復調信号は、乗算回路６２に出力される。乗算回路６２は、復調信号に対して合成係数を掛け合わせて重み付けをする。重み付けがなされた復調出力は、合成回路６３に出力される。合成回路６３は、それぞれのブランチの重み付けされた復調出力信号を入力し、これらを足し合わせて出力信号を求める。

合成係数生成回路６１は、この復調出力信号の足し合わせの際に必要な合成係数を生成する。最大比合成を行うための合成係数は、ｉ番目のブランチの合成係数をＷｉ（ｌ，ｋ）、ｌをＯＦＤＭ信号の第ｌ番のシンボル番号、ｋを第ｋ番のキャリア番号とすると、次式により決定される。

ここで、Ｃｉは第ｉブランチの補正係数、Ｈｉ（ｌ，ｋ）は第ｉブランチの伝送路特性（伝送路特性推定回路５７が求めた結果）、Ｈｉ^*（ｌ，ｋ）はＨｉ（ｌ，ｋ）の複素共役である。尚、Ｃｉは帯域外雑音電力測定回路５６において計算される雑音電力に基づいて決定されるものとする。また、各Ｃｉには次式の制約条件がある。

選択ダイバーシティに適用する場合には、最大比合成の場合と同様に（８）式により各ブランチの合成係数Ｗｉ（ｌ，ｋ）を求め、最大値となるＷｉ（ｌ，ｋ）の補正係数Ｃｉの値を１で置き換えると共に、その他の補正係数Ｃｉを０とすることにより、一番大きなＣＮＲを有するブランチの信号のみが通過し、最適なブランチを選択することと等価となる。

上記従来技術では、補正係数Ｃｉを計算するために、帯域外雑音電力を測定しているが、ＡＧＣ回路の前段で基準信号を帯域外に付加して行う同様な技術が、特許文献３に記載されている。具体的には、付加した基準信号の電力をＡＧＣ回路の後段で抽出して測定し、そのレベルの変化量を測定することにより、ＡＧＣ回路の利得を推定する。この利得の推定値に基づいて補正係数Ｃｉを求め、各ブランチに乗算する合成係数Ｗｉ（ｌ，ｋ）を算出し、最大比合成を行うものである。

特開２００３−３７４２２４号公報特開２００４−３１２３３３号公報特開２００３−１７４３９０号公報Ｊ．Ｈ．Ｗｉｎｔｅｒｓ，Ｊ．Ｓａｌｚ，ａｎｄＲ．Ｄ．Ｇｉｔｌｉｎ，"ＴｈｅＩｍｐａｃｔｏｆＡｎｔｅｎｎａＤｉｖｅｒｓｉｔｙｏｎｔｈｅＣａｐａｃｉｔｙｏｆＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍｓ，"ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，１９９４年，Ｖｏｌ．４２，ｎｏ．２／３／４，ｐｐ．１７４０−１７５１Ｘ．ＺｈｕａｎｄＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ，"ＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＡｎａｌｙｓｉｓｏｆＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＤｅｔｅｃｔｉｏｎｉｎＭＩＭＯＡｎｔｅｎｎａＳｙｓｔｅｍ，"ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，２００２年，Ｖｏｌ．５０，ｎｏ．２，ｐｐ．１８７−１９１

このように、従来のＭＩＭＯ通信システムにおける受信装置は、各受信ユニットが同一の雑音条件で最大比合成を実現し、所定の性能を発揮するように構成されている。一方、無線通信に使用される受信装置は、伝搬路などの受信環境の変動に対応するため、ＡＧＣ回路を有し、受信信号のレベル変動を緩和する。特に、デジタル方式の無線通信に使用する受信装置では、Ａ／Ｄ回路によって受信したアナログ信号をデジタル信号に変換する。例えば、１０ビットなどの有限な量子化ビット数を有するＡ／Ｄ回路を用いる場合、アナログ信号を効率的にデジタル信号に変換するために、Ａ／Ｄ回路の量子化ビット数に応じた諧調で、アナログ信号をサンプリングするのに十分な振幅レベルの範囲に、アナログ信号の振幅を調節する必要がある。

ＡＧＣ回路が動作する環境において、受信信号の電力が小さくなった受信ユニットの雑音電力は、ＡＧＣ回路の動作に伴い他の受信ユニットに比べて大きくなってしまう。このため、受信装置の復調出力の性能が大きく劣化する。

従来のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置においては、前置増幅器などのＮＦや利得のばらつき、伝搬路の影響、またはＡＧＣ回路の動作が原因で、受信ユニット毎にその雑音電力の大きさがばらついてしまうときには対応することができない。

また、一系統のＯＦＤＭ信号を取り扱う従来のダイバーシティ受信装置は、各ブランチの雑音電力の大きさが異なる場合に、正確なＣＮＲを得るためにＯＦＤＭ信号の帯域外の雑音電力を測定し、ダイバーシティ合成の重み係数を最適化する。しかしながら、この受信装置は、ＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置にそのまま適用する構成になっていない。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ通信を行う無線通信において、各受信ユニットで使用される前置増幅器などのＮＦや利得が異なることが原因で、各受信ユニットにおける雑音電力が等しくない場合や、途中の伝搬路の影響を受けて信号の電力がばらつくことが原因で、各受信ユニットで使用されるＡＧＣ回路の動作の結果、各受信ユニットにおける雑音電力が等しくない場合にも、最善の性能で全ての送信信号を復調することが可能な受信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、複数のアンテナを含み、該アンテナにそれぞれ対応し、各々独立に動作する２系統以上の複数の受信部と、該各受信部で受信されて出力される受信信号を復調する復調部とを備えた受信装置において、前記復調部は、前記各受信部からの受信信号に含まれる当該受信部が出力する雑音電力を演算する雑音電力演算手段と、前記雑音電力に基づいて、各受信信号に含まれる雑音電力のレベルが均一となるように、各受信信号の振幅を修正するための振幅修正情報を演算する利得修正値演算手段と、前記振幅修正情報に基づいて、各受信信号の振幅を補正する利得補正手段と、を備え、前記利得補正手段により前記雑音電力のレベルが均一とされた各受信信号を復調することを特徴とする。

請求項２のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記雑音電力演算手段が、有効キャリア領域の外側の帯域について前記受信信号を積算し、該受信信号に含まれる雑音電力を演算することを特徴とする。

請求項３のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記各受信部が、基準信号を出力する基準信号出力手段と、前記基準信号及び受信信号を多重化する加算手段と、前記多重化された信号に自動利得制御を施すＡＧＣ回路とを備え、前記復調部が、雑音電力演算手段の代わりに基準信号検出手段を備え、該基準信号検出手段が、前記基準信号出力手段により出力された基準信号の電力を検出し、前記利得修正値演算手段が、基準信号検出手段により検出された基準信号の電力に基づいて、各受信信号の振幅を修正するための振幅修正情報を演算することを特徴とする。

請求項４のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は，前記雑音電力演算手段が，データ信号と共に送信される既知のパイロット信号とその受信信号との差を積算し，該受信信号に含まれる雑音電力を演算することを特徴とする。

請求項５のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記受信部が受信する信号を、１系統以上の送信部により送信された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式による無線通信の信号とすることを特徴とする。

請求項６のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記各受信部が、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、前記復調部が、さらに、前記利得補正手段により振幅が補正された信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段と、該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、前記伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号と、逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、を備えることを特徴とする。

請求項７のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記各受信部が、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、前記復調部が、前記利得補正手段の代わりに、受信部が受信した信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段を備え、さらに、前記データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、前記伝搬路特性を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正する伝搬路応答行列補正手段と、該伝搬路応答行列補正手段により補正された伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正するデータベクトル補正手段と、該データベクトル補正手段により補正されたデータ信号と、前記逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、を備えることを特徴とする。

請求項８のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記復調部が、伝搬路応答特性演算手段、逆行列演算手段、及び前記伝搬路応答行列補正手段の代わりにＭＭＳＥ重み係数演算手段を備え、該ＭＭＳＥ重み係数演算手段が、ＭＭＳＥ規範に従ってＭＭＳＥ重み係数を演算し、前記干渉除去演算手段が、データ信号と、ＭＭＳＥ重み係数演算手段により演算されたＭＭＳＥ重み係数とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去することを特徴とする。

請求項９のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記各受信部が、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、前記復調部が、さらに、前記利得補正手段により振幅が補正された信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段と、該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、前記伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性と、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶されたデータ信号の候補の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、前記レプリカと、データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号との差のノルムを基準にして最尤推定判定を行う最尤推定判定手段とを備え、前記送信データ組合せパターン記憶手段が、最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、複数記憶された組合せパターンのうちの１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする。

請求項１０のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記各受信部が、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、前記復調部が、前記利得補正手段の代わりに、受信部が受信した信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段を備え、さらに、該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、前記伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性と、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶されたデータ信号の候補の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、前記レプリカと、データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号との差を、前記利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて修正し、ノルムを計算し、該ノルムを基準にして最尤推定判定を行う誤差補正機能付最尤推定判定手段とを備え、前記送信データ組合せパターン記憶手段が、誤差補正機能付最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、複数記憶された組合せパターンのうちの１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする。

請求項１１のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記各受信部が、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、前記復調部が、さらに、前記利得補正手段により振幅が補正された信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段と、該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、前記伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号と、逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、前記干渉除去演算手段により復調されたデータ信号に基づいて、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶された複数の組合せパターンのうちの２つ以上の組合せパターンを選択する組合せパターン選択手段と、前記伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性と、組合せパターン選択手段により選択された２つ以上の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号の２つ以上のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、前記２つ以上のレプリカと、データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号との差のノルムを基準にして最尤推定判定を行う最尤推定判定手段とを備え、前記送信データ組合せパターン記憶手段が、最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、記憶された組合せパターンのうちの１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする。

請求項１２のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記各受信部が、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、前記復調部が、前記利得補正手段の代わりに、受信部が受信した信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段を備え、さらに、前記データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、前記伝搬路特性を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正する伝搬路応答行列補正手段と、該伝搬路応答行列補正手段により補正された伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正するデータベクトル補正手段と、該データベクトル補正手段により補正されたデータ信号と、前記逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、前記干渉除去演算手段により復調されたデータ信号に基づいて、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶された複数の組合せパターンのうちの２つ以上の組合せパターンを選択する組合せパターン選択手段と、前記伝搬路応答行列補正手段により補正された伝搬路特性と、組合せパターン選択手段により選択された２つ以上の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号の２つ以上のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、前記レプリカと、前記データベクトル補正手段により補正されたデータ信号との差のノルムを基準にして最尤推定判定を行う最尤推定判定手段とを備え、前記送信データ組合せパターン記憶手段が、最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、複数記憶された組合せパターンのうちの１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする。

請求項１３のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記雑音電力演算手段が、伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性に基づいて、既知のパイロット信号による受信信号のレプリカを演算するパイロットレプリカ演算手段と、受信部が受信した信号と既知のパイロット信号による受信信号のレプリカとの差を演算し、所定の時間積算する減算及び積算手段と、を備えて、該受信信号に含まれる雑音電力を演算することを特徴とする。

請求項１４のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記利得修正値演算手段が、前記雑音電力演算手段により演算された雑音電力または前記基準信号検出手段により検出された基準電力を入力し、該電力のうちの最小電力を選択し、該選択した最小電力を前記雑音電力または基準電力で割算して修正値を求め、該修正値を、該雑音電力または基準電力に対応する前記振幅修正情報とすることを特徴とする。

請求項１５のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記利得修正値演算手段が、前記雑音電力演算手段により演算された雑音電力または前記基準信号検出手段により検出された基準電力を入力し、所定の基準値よりも大きな前記電力について修正値を０とし、前記所定の基準値以下の電力のうちの最小電力を選択し、該選択した最小電力を前記雑音電力または基準電力で割算して修正値を求め、前記０とした修正値及び割算して求めた修正値を、該雑音電力または基準電力に対応する前記振幅修正情報とすることを特徴とする。

請求項１６のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置は、前記利得修正値演算手段が、前記雑音電力演算手段により演算された雑音電力または前記基準信号検出手段により検出された基準電力を入力し、該入力した電力のうちの所定の基準値以下の電力が存在する場合に、該電力について修正値を１とし、その他の電力について所定の定数を前記電力で割算して修正値を求め、前記入力した電力のうちの所定の基準値以下の電力が存在しない場合に、前記電力のうちの最小電力を選択し、該選択した最小電力を前記電力で割算して修正値を求め、修正値が所定の基準値以下の場合に該修正値を０とし、これら修正値を、該雑音電力または基準電力に対応する前記振幅修正情報とすることを特徴とする。

本発明によれば、ＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置において、各受信部で使用される前置増幅器などのＮＦや利得が異なることが原因で、各受信部における雑音電力が等しくない場合や、途中の伝搬路の影響を受けて信号の電力がばらつくことが原因で、各受信部で使用されるＡＧＣ回路の動作の結果、各受信部における雑音電力が等しくない場合にも、最善の性能で全ての送信信号を復調することが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。本発明の実施の形態は、ＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置について、図７に示す受信装置の実施例１、図１２に示す受信装置の実施例２である。また、本発明の実施の形態は、干渉除去に基づく復号ユニットについて、図１４に示す復号ユニットの実施例１、図１６に示す復号ユニットの実施例２であり、最尤推定に基づく復号ユニットについて、図１８に示す復号ユニットの実施例１、図２０に示す復号ユニットの実施例２である。さらに、本発明の実施の形態は、干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算の候補を削減した場合の、最尤推定に基づく復号ユニットについて、図２２に示す復号ユニットの実施例１、図２５に示す復号ユニットの実施例２である。

〔受信装置／実施例１〕
図７は、本発明によるＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置における第１構成例を示す。この受信装置は、図２に示したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式のＭＩＭＯ通信で用いる受信装置に基づいて構成されている。この受信装置と図２に示した受信装置とを比較すると、Ｎ系統の送信信号がＮ式の送信アンテナ３から送信され、Ｍ式の受信アンテナ４を介して受信ユニット５で受信する点で同一であるが、図７の受信装置は、Ｍ系統の受信ユニット５と復調ユニット６０４との間に、雑音電力演算回路（手段）６０１、利得修正値演算回路（手段）６０２、及び利得補正回路（手段）６０３が付加された復号ユニット６００を備え、復調機能が本発明の主旨に従って改善されている点で相違する。

まず、図７に示す受信装置において、Ｍ式の受信アンテナ４は、Ｎ系統のデータをＮ式の送信アンテナ３を経て空間に伝送された無線信号を受信する。この無線信号は、引き続きＭ系統の受信ユニット５に送られる。各系統の受信ユニット５は、無線信号を必要に応じて前置増幅し、周波数変換回路５０により中間周波数帯へ周波数変換する。

そして、次段の、例えば１０ビットなどの有限の量子化ビット数しか有しないＡ／Ｄ回路５２においても、効率的に受信信号をデジタル信号に変換するためのＡＧＣ回路５１が配置されている。ＡＧＣ回路５１は、Ｍ系統の受信信号の入力時の電力の大きさに基づいて、最適な利得を割り当て、一定の時間の範囲での平均的な信号振幅がほぼ均一な値を取るように調節する。このとき、各受信ユニット５の雑音電力は、割り当てられた利得に応じて増幅され、また、減衰される。つまり、Ｍ系統の受信ユニット５が復号ユニット６００に出力する各受信信号ｙの有する雑音電力は、受信ユニット５毎に異なる大きさの値を取ることになる。

この場合、従来技術では、受信ユニット５毎に異なる雑音電力の信号は、復調ユニット６０４で処理されることになり、図３及び図４に示したように、Ｍ系統の受信ユニット５が送り出す受信信号のうち最も大きな値を有する雑音電力が含まれる受信信号により、復調時の性能が大きく劣化する。本実施例１は、この点を改善するものである。

そして、Ａ／Ｄ回路５２は、ＡＧＣ回路５１によりその振幅の大きさが調整された受信信号について、アナログの受信信号からデジタルの受信信号に変換する。ＧＩ除去回路５３は、デジタルに変換された受信信号に対して、マルチパスによる符号間干渉を除去あるいは緩和する目的で挿入されるガードインターバルを取り除く。そして、ＦＦＴ回路５４は、高速フーリエ変換を実行し、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。

尚、シンボル同期及びフレーム同期を再生する回路が受信ユニット５に搭載されており(図示せず)、各シンボルにおいて正確な時間位置で受信信号をサンプリングし、ＦＦＴ出力を得ているものとする。

そして、復号ユニット６００は、ＦＦＴ回路５４により高速フーリエ変換された周波数領域の信号ｙを入力し、復調処理を行う。この場合、復号ユニット６００は、雑音電力演算回路６０１、利得修正値演算回路６０２及び利得補正回路６０３により、復調時の性能劣化を改善する。以下、雑音電力演算回路６０１、利得修正値演算回路６０２及び利得補正回路６０３について詳細に説明する。

雑音電力演算回路６０１は、Ｍ系統の回路が配置され、Ｍ系統のＦＦＴ回路５４により変換されたＭ系統の周波数領域の信号ｙをそれぞれ入力し、その入力した受信信号に対応する雑音電力を演算する。そして、演算したＭ系統の雑音電力を、後段の利得修正値演算回路６０２に出力する。ここで、雑音電力の演算には、図５に示した帯域外雑音電力測定回路５６（特許文献２を参照）による演算をそのまま用いてもよい。すなわち、雑音電力演算回路６０１は、ＦＦＴ回路５４からの周波数領域の信号である復調出力ｙのうち、図６に示したＯＦＤＭ信号の有効キャリア範囲外のデータを一定帯域幅に渡って積算することにより、雑音電力を演算する。

具体的には、図６に示した復調出力の有効キャリア範囲外のデータを少なくとも１ポイントだけ測定し、雑音電力を得る。ただし、雑音電力を正確に測定するためには、一定の範囲を計算する必要がある。つまり、図６に示した雑音電力測定積分範囲１、雑音電力測定積分範囲２、または、雑音電力測定積分範囲１及び雑音電力測定積分範囲２の両方を使用して計算する必要がある。さらに、この計算を一定の有効なシンボル数に渡って積算または平均化して、より正確な値を求める。

ところで、受信ユニット５の出力ｙがフィルタにより帯域制限を受けている場合、図８に示すように、フィルタによる帯域制限を受けたＯＦＤＭ信号は、その通過周波数帯域が制約を受けるため、雑音電力のスペクトルを観測できる範囲は狭められてしまう。図８において、雑音電力を測定するための積算範囲を雑音電力測定積分範囲３及び雑音電力測定積分範囲４とした場合、この領域を超える範囲、すなわちフィルタの通過周波数帯域幅を超える範囲は、正確な雑音電力を測定することができないので利用しない。

さらに、受信ユニット５の出力ｙがフィルタにより帯域制限を受けている場合、受信信号として処理されるＯＦＤＭ信号が、ＦＦＴ回路５４に到着するまでの間、特に送信装置の増幅器や周波数変換回路において、マルチキャリア信号であるが故の歪を有する場合、有効キャリアに隣接する部分に歪が現れることから、これを避けて雑音電力を検出しようとすると、雑音電力測定積分範囲３または雑音電力測定積分範囲４を十分に確保することが困難な場合が存在する。

その場合には、ＯＦＤＭ信号の有効キャリア範囲内の情報を用いる。具体的には、振幅や位相が既知として送信されるパイロット信号（ＯＦＤＭ信号の場合には、パイロットキャリアである）を用いる。背景技術において、受信信号が（１）式で得られることを述べた。これをパイロットキャリアの受信信号ｙ_Ｐに適用すると、既知の信号Ｐを用いて、次式が得られる。
ｗ＝ｙ_Ｐ−ＨＰ（10）

つまり、雑音電力ｗは、パイロットキャリアの受信信号ｙ_Ｐと推定された伝搬路特性Ｈ及びパイロットキャリアの送信時点の情報Ｐに基づいて算出されるパイロットキャリアの受信信号のレプリカとの差を算出することにより求めることができる。この差を全パイロットキャリアまたは一定範囲のパイロットキャリアについて積算することにより、雑音電力演算回路６０１の出力である雑音電力とする。さらに、この計算を一定の有限なシンボル数に渡って積算または平均化して、より正確な値を求めることが考えられる。
なお、このパイロットキャリアによる雑音電力の検出のためには、伝搬路特性Ｈを必要とするため、この雑音電力演算回路６０１の動作に関しては、後述の実施例の説明の際に詳細を記述する。

その他、雑音電力測定積分範囲３または雑音電力測定積分範囲４を確保できない場合の雑音電力演算手法としては、雑音電力演算回路６０１をＧＩ除去回路５３の前段に配置して、シンボル同期に用いるのと同様に、ガードインターバルとそのコピー元である有効シンボルの一部との間で差分を演算し、雑音電力を求めることも考えられる。この場合には、ガードインターバルが、マルチパスによる符号間干渉を避けるための区間であることから、その時々の伝搬環境を考慮して、ガードインターバルの全区間ではなく、一部を切り出して使用する工夫が必要である。

利得修正値演算回路６０２は、雑音電力演算回路６０１からの雑音電力を入力し、当該雑音電力に基づいて、Ｍ系統の受信信号の振幅を修正するための修正情報、例えば信号振幅の補正係数などを演算する。そして、この修正情報に基づいて、後段の利得補正回路６０３を制御する。この補正係数には、例えば雑音電力の比の値がある。以下、利得修正値演算回路６０２による修正情報を演算するためのアルゴリズムについて説明する。

図９は、利得補正係数の計算アルゴリズム例１を示すフローチャート図である。この計算アルゴリズムは、最も基本的な手順により信号振幅の修正値を求めるものである。利得修正値演算回路６０２は、Ｍ系統の雑音電力演算回路６０１から雑音電力の計算値Ｐｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ）を入力し（ステップＳ１００１）、その中から、最小値の雑音電力Ｐｍｉｎ（＝ｍｉｎ（Ｐｉ））を検索する（ステップＳ１００２）。そして、そのＰｍｉｎを各雑音電力Ｐｉで割り、Ｃｉ（＝Ｐｍｉｎ／Ｐｉ，ｉ＝１，２，・・・Ｍ）を求める（ステップＳ１００３）。この計算値Ｃｉを補正係数として、後段のＭ系統の利得補正回路６０３のうちの対応する回路に出力する。そして、利得補正回路６０３が補正係数Ｃｉを受信信号ｙの振幅に乗算し（ステップＳ１００４）、復調ユニット６０４が復調処理を開始する（ステップＳ１００５）。

図１０は、利得補正係数の計算アルゴリズム例２を示すフローチャート図である。この計算アルゴリズムは、Ｍ系統の受信ユニット５のうちの、極めて受信電力の低い低ＣＮＲの受信信号が含まれている場合に、その影響を予め排除し復調処理に寄与させないようにしたものである。利得修正値演算回路６０２は、Ｍ系統の雑音電力演算回路６０１から雑音電力の計算値Ｐｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ）を入力し（ステップＳ１１０１）、その中から規定の基準値Ｐ２よりも大きな値があるか否かを調べる。基準値Ｐ２よりも大きな雑音電力Ｐｉが見つかった場合は、その雑音電力Ｐｉに該当する受信信号に割り当てる補正係数Ｃｉの値を０とする（ステップＳ１１０２）。基準値Ｐ２よりも大きな値の雑音電力Ｐｉが見つかった場合は、その後、残るＭ’系統の雑音電力Ｐｉの中から最小の値を持つ雑音電力Ｐｍｉｎを検索する。一方、基準値Ｐ２よりも大きな値の雑音電力Ｐｉが見つからなかった場合は、そのままＭ系統の雑音電力Ｐｉの中から最小の値を持つ雑音電力Ｐｍｉｎを検索する（ステップＳ１１０３）。そして、そのＰｍｉｎを各雑音電力Ｐｉで割り、その値をＣｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ）とする（ステップＳ１１０４）。この計算値Ｃｉを補正係数として、後段のＭ系統の利得補正回路６０３のうちの対応する回路に出力する。そして、利得補正回路６０３が補正係数Ｃｉを受信信号ｙの振幅に乗算し（ステップＳ１１０５）、復調ユニット６０４が復調処理を開始する（ステップＳ１１０６）。

図１１は、利得補正係数の計算アルゴリズム例３を示すフローチャート図である。この計算アルゴリズムは、Ｍ系統の受信ユニット５のうちの、極めて受信電力の低い低ＣＮＲの受信信号が含まれている場合に、その影響を予め排除して復調処理に寄与させないようにし、逆に、受信電力が極めて高く、受信ユニット５の前置増幅までに生じた雑音よりも、例えばＡ／Ｄ回路５２のデジタル信号への変換の過程などで生じた雑音の方が大きい場合に、各受信ユニット５に生じた雑音の大きさをより正しく修正するものである。利得修正値演算回路６０２は、Ｍ系統の雑音電力演算回路６０１から雑音電力の計算値Ｐｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ）を入力し（ステップＳ１２０１）、その中から、規定の基準値Ｐ０よりも小さな値があるか否かを調べる（ステップＳ１２０２）。基準値Ｐ０よりも小さな値の雑音電力Ｐｉが見つかった場合は、その雑音電力Ｐｉに該当する受信信号に割り当てる補正係数Ｃｉの値を１とする（ステップＳ１２０５）。基準値Ｐ０よりも小さな値の雑音電力Ｐｉが見つかった場合は、その後、規定の基準値Ｐ１を残るＭ’系統の雑音電力Ｐｉで割り、その値をＣｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ）とする（ステップＳ１２０６）。一方、基準値Ｐ０よりも小さな値の雑音電力Ｐｉが見つからなかった場合は、そのままＭ系統の雑音電力Ｐｉの中から最小の値を持つ雑音電力Ｐｍｉｎを検索し（ステップＳ１２０３）、そのＰｍｉｎを各雑音電力Ｐｉで割り、その値をＣｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ）とする（ステップＳ１２０４）。さらに、得られた計算値Ｃｉのうち、規定の基準値Ｃ０よりも小さい値があるか否かを調べ（ステップＳ１２０７）、基準値Ｃ０よりも小さい値の計算値Ｃｉが見つかった場合は、Ｃｉを改めて０と置き換える（ステップＳ１２０８）。このようにして得られたＣｉを補正係数として、後段のＭ系統の利得補正回路６０３のうちの対応する回路に出力する。そして、利得補正回路６０３が補正係数Ｃｉを受信信号ｙの振幅に乗算し（ステップＳ１２０９）、復調ユニット６０４が復調処理を開始する（ステップＳ１２１０）。

尚、計算アルゴリズム例３において、基準値Ｃ０を用いて、雑音電力の極めて大きな受信ユニット５からの受信信号ｙを排除しているが、計算アルゴリズム例２のように、予め基準値Ｐ２よりも大きな雑音電力を有する信号を排除するようにしてもよい。また、逆に、計算アルゴリズム例２において、基準値Ｐ２よりも大きな雑音電力を検索したが、計算アルゴリズム例３のように、基準値Ｃ０よりも小さなＣｉを０とすることで、同様な処理を行うようにしてもよい。

以上の計算アルゴリズムにおいて、雑音電力の計算値Ｐｉをそのまま比較することとしたが、受信信号として処理されるＯＦＤＭ信号に、特に送信装置における歪が観測される場合などには、Ｐｉから歪などの影響を除去するため、Ｐｉから一定の基準値Ｐｄを予め減算した値Ｐ’ｉをＰｉの代わりに用いて行うようにしてもよい。

利得補正回路６０３は、利得修正値演算回路６０２のＭ系統の出力である補正情報Ｃｉのうち、対応するＣｉをそれぞれ入力し、その補正係数Ｃｉを、入力した受信信号ｙの振幅に乗算することによって、受信信号ｙの振幅を修正する。この修正された受信信号は、Ｍ系統の各受信信号について、雑音電力のレベルが均一にされた状態の信号となる。

復調ユニット６０４は、利得補正回路６０３により振幅が修正された受信信号を入力し、この受信信号からＮ系統の送信データを分離復調する。また、図示しない手段は、キャリアからのデマッピング（バイナリ化）や誤り訂正などの復号処理を実行し、Ｎ系統の送信データ、または多重化された１系統の送信データに復元する。

尚、利得補正回路６０３は、受信信号ｙの振幅を修正するにあたり、特に、固定小数点で処理を行う場合は、デジタル信号を処理する際の情報ビット数をＡ／Ｄ回路５２の量子化ビット数よりも大きくしておくものとする。例えば、１０ビットの量子化によるサンプリングを経てデジタル信号となった受信信号ｙを処理する場合は、信号処理に際して記述するビットの桁数を１２ビットまたは１６ビットに大きくしておく。

また、図７において、図示しない直交検波回路が、Ａ／Ｄ回路５２の前段または後段に備えられており、この直交検波回路は、受信信号を複素数として処理するため、ベースバンド信号を同相成分と直交成分の２軸で検波する。このため、ベースバンド信号となった受信信号は、さらに、２倍のビット数で処理される。ただし、直交検波回路をＡ／Ｄ回路５２の前段に備える場合には、各系統に対し、２式のＡ／Ｄ回路が備えられているものとする。

〔受信装置／実施例２〕
図１２は、本発明によるＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置における第２構成例を示す図である。この受信装置は、Ｍ式の受信アンテナ４、Ｍ系統の受信ユニット５００及び復号ユニット６１０を備えている。受信ユニット５００は、図７に示した実施例１の受信装置の受信ユニット５の構成に加えて加算器（信号多重手段）５０２及び基準信号出力回路（手段）５０１を備えている。また、復号ユニット６１０は、基準信号検出回路（手段）６１１、利得修正値演算回路６０２、利得補正回路６０３及び復調ユニット６０４を備えている。つまり、この受信装置は、図７に示した実施例１の受信装置の雑音電力演算回路６０１の代わりに、基準信号出力回路５０１、加算器５０２及び基準信号検出回路６１１を備えている。尚、図１２において、図７と同一部分には同一符号を付し、その詳しい説明は省略する。

受信ユニット５００の基準信号出力回路５０１は、ＡＧＣ回路５１で割り当てられる利得を推定するための基準信号を出力する。この信号は、例えば正弦波である。図１３は、受信ユニット５００における基準信号の多重例を示す図である。基準信号出力回路５０１は、後段のＡ／Ｄ回路５２において検出可能な範囲、かつ、使用するフィルタの通過帯域の範囲に周波数分割多重可能なように周波数を選択し、その周波数を有する正弦波などの基準信号を出力する。ただし、その基準信号の電力は、加算器５０２による受信信号との多重時に、通常の動作を保証する範囲の受信信号の電力に比べて十分に小さな値に設定しておく。これは、ＡＧＣ回路５１の誤作動を防止するために必要だからである。尚、受信ユニット５００が、設定した基準信号の電力レベルに比して小さな受信信号を入力する場合は、その受信信号の品質は十分満たされていないものとし、ＡＧＣ回路５１は十分に動作しなくてもやむを得ないものとする。また、基準信号の多重時の電力レベルは、全受信ユニット５００において等しくすることを基本とするが、各受信ユニット５００の前置増幅器（図示せず）などによるＮＦのばらつきや温度変化特性に応じて、その影響を相殺するレベルに設定または制御する。これにより、後述の基準信号検出回路６１１及び利得修正値演算回路６０２は、当該ＮＦなどによる雑音の影響を緩和または除去することができる。

加算器５０２は、受信信号と基準信号を多重化する。ＡＧＣ回路５１は、Ａ／Ｄ回路５２が受信信号を効率的にデジタル信号に変換できるように、Ｍ系統の受信信号の入力時の電力の大きさに基づいて、最適な利得を割り当て、一定の時間の範囲での平均的な信号振幅がほぼ均一な値となるように調節する。このとき、各受信ユニット５００の雑音電力は、割り当てられた利得に応じて増幅または減衰されるが、同様に、基準信号も同じ利得で増幅または減衰される。したがって、この基準信号の電力を検出することにより、ＡＧＣ回路５１の利得を推定できる。

つまり、ＡＧＣ回路５１の動作により、受信ユニット５００により復調ユニット６０４に出力される各受信信号の有する雑音電力の大きさが、受信ユニット５００毎に異なる値であっても、本発明の主旨に従った復調処理が可能となる。

そして、受信信号は、Ａ／Ｄ回路５２、ＧＩ除去回路５３及びＦＦＴ回路５４を介して、時間領域の信号から周波数領域の信号へと変換される。その後、復号ユニット６１０の基準信号検出回路６１１、利得修正値演算回路６０２及び利得補正回路６０３は、ＡＧＣ回路５１の影響を修正する。

復号ユニット６１０の基準信号検出回路６１１はＭ系統に配置され、同様にＭ系統に配置されたＦＦＴ回路５４により周波数領域の信号に各々変換されたＭ系統の受信信号から、ＡＧＣ回路５１の前段の加算器５０２により各々の受信信号に付加された基準信号の受信電力を検出する。そして、基準信号検出回路６１１は、検出したＭ系統の基準信号の受信電力の結果を、後段の利得修正値演算回路６０２に出力する。

尚、基準信号検出回路６１１は、検出した基準信号の受信電力の結果として、毎シンボルにおいて取得した値をそのまま出力してもよいが、動作を安定させるため、一定のシンボル数の範囲で積算または平均化した値を出力するようにしてもよい。

利得修正値演算回路６０２は、基準信号検出回路６１１が出力する基準信号の受信電力の値を入力し、当該値に基づいて、Ｍ系統の受信信号の振幅を修正するための信号振幅の補正係数などの修正情報を計算する。そして、その修正情報に基づいて、後段の利得補正回路６０３を制御する。この補正係数は、例えば基準信号の受信電力の比の値である。この計算アルゴリズムは、図９から図１１に示した計算アルゴリズム例において、「雑音電力」を「基準信号の受信電力」に置き換えることにより、そのまま適用することができる。

そして、利得補正回路６０３は、図７の実施例１に示したように、受信信号ｙの振幅を修正し、Ｍ系統の各信号の雑音電力レベルを均一にする。復調ユニット６０４は、図７の実施例１に示したように、Ｍ系統の受信信号からＮ系統の送信データに分離復調し、Ｎ系統の送信データ、または多重化された１系統の送信データに復元する。

尚、利得補正回路６０３は、受信信号ｙの振幅を修正するにあたり、特に、固定小数点で処理を行う場合は、デジタル信号を処理する際の情報ビット数をＡ／Ｄ回路５２の量子化ビット数よりも大きくしておくものとするのは、図７に示した実施例１と同様である。また、Ａ／Ｄ回路５２の前段または後段には、図示しない直交検波回路が備えられている点も、図７に示した実施例１と同様である。

本実施例２の受信装置は、回路規模が図７に示した実施例１の受信装置よりも大きくなるが、より少ない処理シンボル数で、ＡＧＣ回路５１による性能劣化の影響を改善することができる。

また、本実施例２の受信装置は、Ａ／Ｄ回路５２によりデジタル信号に変換された受信信号から基準信号を検出する処理をＦＦＴ回路５４の後段で行うようにしたが、アナログ信号段において、ＡＧＣ回路５１で割り当てた利得を検出するために、ＡＧＣ回路の後段にバンドパスフィルタなどのフィルタにより所定の基準信号を抜き出して検出するようにしてもよい。

以下、本発明による受信装置に備えた復号ユニットについて、その構成及び性能評価を詳細に説明する。
〔干渉除去に基づく復号ユニット／実施例１〕
図１４は、干渉除去に基づく本発明による復号ユニットの第１構成例を示す図である。この復号ユニットは、干渉除去に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復号ユニットであり、Ｍ系統の雑音電力演算回路（手段）６０１、利得修正値演算回路（手段）６０２、Ｍ系統の利得補正回路（手段）６０３、Ｍ系統のデータ／パイロット分離回路（手段）６０５、伝搬路応答特性演算回路（手段）６０６、逆行列演算回路（手段）６０７、干渉除去演算回路（手段）６０８を備えている。

雑音電力演算回路６０１は、図７に示したように、各々の受信信号ｙに対応する雑音電力を演算する。ここで、雑音電力演算回路６０１は、ＦＦＴ回路５４からの復調出力のうち、図８に示したＯＦＤＭ信号の有効キャリア範囲外のデータを、雑音電力測定積分範囲３及び雑音電力測定積分範囲４の範囲に渡って積算することにより雑音電力を演算する。これらは、受信ユニット内などでフィルタにより帯域制限を受けており、その通過周波数帯域の範囲内にあり、雑音の電力スペクトルが観測できる範囲内にある。雑音電力測定積分範囲３または雑音電力測定積分範囲４の中にあるサンプル数、つまり、キャリア数は、１０２４サンプルのＦＦＴを行うシステムの場合で、せいぜい４〜５サンプル程度である。そこで、一層正確な雑音電力を求めるために、これらのデータを一定の有限なシンボル数、例えば３２シンボルに渡って積算する。

利得修正値演算回路６０２は、図７に示したように、信号振幅の補正係数などの修正情報を演算する。この計算アルゴリズムは、図９から図１１に示したアルゴリズムが適用される。また、利得補正回路６０３は、図７に示したように、受信信号ｙの振幅を修正し、Ｍ系統の各信号の雑音電力レベルを均一にした状態の信号を、Ｍ系統のデータ／パイロット分離回路６０５にそれぞれ出力する。

データ／パイロット分離回路６０５は、パイロットキャリア及びデータキャリアを各々分離し、パイロットキャリアを伝搬路応答特性演算回路６０６に出力し、データキャリアを干渉除去演算回路６０８に出力する。パイロットキャリアは、全キャリア位置（Ｋ本）における全送信アンテナ３と全受信アンテナ４とを結ぶ各伝搬路における周波数応答の推定値を算出するために利用される。

伝搬路応答特性演算回路６０６は、各キャリア位置ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）における各伝搬路の伝達関数ｈ＿ｉｊ［ｋ］（複素数，ｉ：受信アンテナの番号（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ），ｊ：送信アンテナの番号（ｊ＝１，２，・・・，Ｎ），ｋ：キャリア番号）の推定値を算出し、これらを成分とするＭ×Ｎ行列Ｈ（ｋ）を逆行列演算回路６０７に出力する。

逆行列演算回路６０７は、各キャリア位置ｋにおける伝搬路行列Ｈ（ｋ）から、その逆行列または擬似逆行列を計算し、その計算結果を干渉除去演算回路６０８に出力する。

一方、干渉除去演算回路６０８は、データ／パイロット分離回路６０５から各キャリア位置ｋにおけるＭ次元のデータベクトルＤ（ｋ）のデータキャリアを、逆行列演算回路６０７から伝搬路行列Ｈ（ｋ）の逆行列または擬似逆行列をそれぞれ入力する。尚、この時点では、データベクトルＤ（ｋ）は、全送信アンテナ３から送信された信号が各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号になっている。また、利得補正回路６０３は、混信した状態の受信信号の雑音電力の平均値を、Ｍ次元の各成分においてほぼ同じ値を取るように調整し、最善の復調を可能とする状態にしている。

干渉除去演算回路６０８は、データベクトルＤ（ｋ）から干渉を除いて元のＮ系統の送信信号を再現するために、伝搬路行列Ｈ（ｋ）の逆行列または擬似逆行列Ｈ（ｋ）^−１をデータベクトルＤ（ｋ）に乗算し、複素行列積Ｈ（ｋ）^−１Ｄ（ｋ）を演算する。

そして、干渉除去演算回路６０８は、キャリアｋ毎にＮ系統の復調データＸを出力する。その後、図示しないＮ系統のデマッピング回路や誤り訂正復号回路などは、キャリアからのデマッピング（バイナリ化）や誤り訂正などの復号処理を実行し、Ｎ系統の送信データ、または多重化された１系統の送信データに復元する。

尚、逆行列演算回路６０７の出力が逆行列であるかまたは擬似逆行列であるかは、伝搬路行列Ｈの次元、つまり、Ｍ×Ｎ行列Ｈの行数Ｍと列数Ｎが等しいか否かによるものとする。ただし、Ｍの値は、Ｎの値と等しいか、それ以上の値である。

図１５は、図１４に示した復号ユニットの実施例１による効果を示すグラフである。このグラフは、送信２系統の信号を２式の送信アンテナで送信し、４式の受信アンテナで受信した場合の復調性能を示す計算機シミュレーション結果である。このシミュレーションの送信条件、伝搬条件及び受信条件は、図３に示した条件と同じである。つまり、データが１６ＱＡＭにマッピングされたシンボル長約１６マイクロ秒のＯＦＤＭ信号２系統が、最大ドップラー周波数４００Ｈｚのレイリーフェージング環境で伝送され、４系統の受信ユニットにより受信された場合である。

図１５は、平均の受信ＣＮＲ（横軸）に対する平均のＢＥＲ（縦軸）特性の関係を示しており、図３に示した関係と同様に、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合、及び、（３）図１４の復号ユニットを用いたＡＧＣ＆ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合における結果をそれぞれ示している。尚、雑音電力演算回路６０１において、雑音電力を計算するにあたり、帯域外データを５サンプルずつ計１０サンプルのデータを３２シンボル分積算した場合で示している。

図１５によれば、干渉除去の送信２系統及び受信４系統に対する理論的なダイバーシティオーダーが３であるのに対し、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合のＣＮＲに対するＢＥＲの変化の傾きが概ねこれを表す結果になっている。この結果は図３と同様である。そして、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合も、１台の受信ユニットの受信電力が２０ｄＢ小さい値になることにより、ダイバーシティオーダーが劣化したことを考えると、ダイバーシティオーダーが１つ減ったものと、つまり、受信電力が相対的に小さいため、あたかも受信ユニットが１台欠落し、ダイバーシティ受信に寄与するブランチ数が減少したものと考えればよい。これも図３と同様である。

また、（３）ＡＧＣ＆ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果が、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果と一致していることがわかる。これは、この受信状態において最善の性能を示すものと判断することができる。

その上で、図１５及び図３を比較して本実施例１の効果を確認すると、例えば、内符号に畳み込み符号を、外符号にリード・ソロモン符号をそれぞれ適用して誤り訂正を行うシステムにおいて、誤り訂正後にエラーフリー伝送が可能となる、ＢＥＲが１０^−２のラインで比較すると、その要求されるＣＮＲが、図３に示した従来技術では２７．５ｄＢ程度必要だったものが、本実施例１を用いることにより１６ｄＢ程度で実現できるようになり、格段に性能が改善され得ることが実証されている。

尚、本実施例１は、逆行列演算回路６０７及び干渉除去演算回路６０８を用いて、ＭＩＭＯ通信の復調を行う例で説明したが、この干渉除去の演算をガウスの消去法、ＬＵ分解法またはＱＲ分解法を適用して行った場合も、同様な結果を実現できる。

また、本実施例１において、伝搬路応答特性演算回路６０６及び逆行列演算回路６０７の代わりにＭＭＳＥ重み係数演算回路を備えた場合には、ＭＭＳＥ規範による干渉除去に基づいた復調処理を行うことにより、同様な結果を実現できる。具体的には、ＭＭＳＥ重み係数演算回路は、データ／パイロット分離回路６０５からパイロットキャリアを入力し、ＭＭＳＥ規範に従ってＭＭＳＥ重み係数を演算する。干渉除去演算回路６０８は、データ／パイロット分離回路６０５からデータキャリアを、ＭＭＳＥ重み係数演算回路からＭＭＳＥ重み係数をそれぞれ入力し、データキャリアとＭＭＳＥ重み係数とに基づいて、送信データを復調し、干渉を除去する。

また、本実施例１は、雑音電力演算回路６０１を用いた例であるが、図１２に示した基準信号出力回路５０１、加算器５０２及び基準信号検出回路６１１を用いてもよい。

〔干渉除去に基づく復号ユニット／実施例２〕
図１６は、干渉除去に基づく本発明による復号ユニットの第２構成例を示す図である。この復号ユニットは、干渉除去に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復号ユニットであり、Ｍ系統の雑音電力演算回路（手段）６０１、利得修正値演算回路（手段）６０２、Ｍ系統のデータ／パイロット分離回路（手段）６０５、伝搬路応答特性演算回路（手段）６０６、伝搬路応答行列補正回路（手段）６２２、逆行列演算回路（手段）６０７、データベクトル補正回路（手段）６２１、干渉除去演算回路（手段）６０８を備えている。

雑音電力演算回路６０１は、図１４の実施例１に示したように、各々の受信信号ｙに対応する雑音電力を計算する。利得修正値演算回路６０２は、図１４の実施例１に示したように、信号振幅の補正係数などの修正情報を計算する。また、その修正情報に基づいて、後段の伝搬路応答行列補正回路６２２及びデータベクトル補正回路６２１を制御する。この計算アルゴリズムは、図９から図１１に示したアルゴリズムが適用される。

データ／パイロット分離回路６０５は、図１４の実施例１に示したように、パイロットキャリア及びデータキャリアを各々分離して出力する。伝搬路応答特性演算回路６０６は、図１４の実施例１に示したように、伝達関数ｈ＿ｉｊ［ｋ］の推定値を算出し、これらを成分とするＭ×Ｎ行列Ｈ（ｋ）を伝搬路応答行列補正回路６２２に出力する。

ただし、この時点では、ＡＧＣ回路の動作により受信ユニット毎に雑音電力の大きさにばらつきがあり、雑音電力の影響は除去されていない。本実施例２では、各受信信号ｙは高いビット分解能を維持したまま伝搬路応答特性の推定演算を行うことができるので、より高い精度で伝搬路行列Ｈ（ｋ）を求めたい場合に適用される。

また、類似の実施例に、図１６の雑音電力演算回路６０１を伝搬路応答特性演算回路６０６の後段に接続する実施例がある。この類似の実施例は、図７の雑音電力演算回路６０１の雑音電力の演算手法の別の事例として示した、（１０）式に基づくパイロットキャリアの受信信号ｙ_Ｐとその伝搬路行列Ｈ（ｋ）に基づくレプリカとの差の積算結果を雑音電力とする場合に適用することができる。

具体的には、雑音電力演算回路６０１は、伝搬路応答特性演算回路６０６において、伝搬路特性行列Ｈ（ｋ）を演算する過程で演算される各キャリア位置ｋにおける各伝搬路の伝達関数ｈ＿ｉｊ［ｋ］とパイロットキャリアＰ（ｋ）の積ｈ＿ｉｊ［ｋ］Ｐ（ｋ）を入力し、パイロットキャリアの受信信号レプリカＨＰを演算する。そして、パイロットキャリアの受信信号ｙ_Ｐを入力し、レプリカＨＰとの間で減算を行い、得られた差（ｙ_Ｐ−ＨＰ）の値の電力値を演算し、全パイロットキャリアについて積算する。さらに、この積算された電力値を所定のシンボル、例えば３２シンボルに渡って積算し、利得修正値演算回路６０２に出力する。

伝搬路応答行列補正回路６２２は、利得修正値演算回路６０２からＭ系統の出力値である補正係数Ｃｉを、伝搬路応答特性演算回路６０６から伝搬路行列Ｈ（ｋ）をそれぞれ入力し、当該補正係数Ｃｉの各々を伝搬路行列Ｈ（ｋ）の該当する行成分に乗算することにより、伝搬路行列Ｈ（ｋ）の値を修正し、当該修正した伝搬路行列Ｈ’（ｋ）を逆行列演算回路６０７に出力する。

逆行列演算回路６０７は、各キャリア位置ｋにおける伝搬路行列Ｈ’（ｋ）から、その逆行列または擬似逆行列を計算し、その結果を干渉除去演算回路６０８に出力する。

一方、データベクトル補正回路６２１は、データ／パイロット分離回路６０５から各キャリア位置ｋにおけるＭ次元のデータベクトルＤ（ｋ）のデータキャリアを、利得修正値演算回路６０２からＭ系統の出力値である補正係数Ｃｉをそれぞれ入力する。尚、この時点では、データベクトルＤ（ｋ）は、全送信アンテナ３から送信された信号が、各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号になっている。また、この時点では、伝搬路応答特性演算回路６０６の出力と同様に、ＡＧＣ回路５１の動作により受信ユニット毎にばらつきがある雑音電力の影響は除去されていない。

データベクトル補正回路６２１は、Ｍ系統のデータベクトルＤ（ｋ）に、該当する補正係数Ｃｉを乗算することによって、データベクトルＤ（ｋ）の値をＤ’（ｋ）に修正し、当該データベクトルＤ’（ｋ）を干渉除去演算回路６０８に出力する。

この結果、伝搬路応答行列補正回路６２２及びデータベクトル補正回路６２１は、それぞれ伝搬路行列Ｈ’（ｋ）及びデータベクトルＤ’（ｋ）を、その中に含まれる雑音電力の平均値が各成分においてほぼ同じ値を取るように調整し、最善の復調を可能とする状態にしている。

干渉除去演算回路６０８は、受信したデータベクトルＤ’（ｋ）から干渉を除去して元のＮ系統の送信信号を再現するために、逆行列演算回路６０７により演算された伝搬路行列Ｈ’（ｋ）の逆行列または擬似逆行列Ｈ’（ｋ）^−１をデータベクトルＤ’（ｋ）に乗算し、複素行列積Ｈ’（ｋ）^−１Ｄ’（ｋ）を演算する。

そして、干渉除去演算回路６０８は、キャリアｋ毎にＮ系統の復調データＸを出力する。その後、図１４と同様に、図示しないＮ系統のデマッピング回路や誤り訂正の復号回路などは、キャリアからのデマッピング（バイナリ化）や誤り訂正などの復号処理を実行し、Ｎ系統の送信データ、または多重化された１系統の送信データに復元する。

図１７は、図１６に示した復号ユニットの実施例２による効果を示すグラフである。このグラフは、送信２系統の信号を２式の送信アンテナで送信し、４式の受信アンテナで受信した場合の復調性能を示す計算機シミュレーション結果である。このシミュレーションの送信条件などは、図３に示した条件と同じである。

図１７は、平均の受信ＣＮＲ（横軸）に対する平均のＢＥＲ（縦軸）特性の関係を示しており、図３に示した関係と同様に、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合、及び、（３）図１６の復号ユニットを用いたＡＧＣ＆ＣｏｎｔｒｏｌａｆｔｅｒＣＥ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合における結果をそれぞれ示している。尚、雑音電力演算回路６０１において、雑音電力を計算するにあたり、帯域外データを５サンプルずつ計１０サンプルのデータを３２シンボル分積算した場合で示している。

図１７によれば、干渉除去の送信２系統及び受信４系統に対する理論的なダイバーシティオーダーが３であるのに対し、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合のＣＮＲに対するＢＥＲの変化の傾きが概ねこれを表す結果になっている。この結果は図３と同様である。そして、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合も、１台の受信ユニットの受信電力が２０ｄＢ小さい値になることにより、ダイバーシティオーダーが劣化したことを考えると、ダイバーシティオーダーが１つ減ったものと、つまり、受信電力が相対的に小さいため、あたかも受信ユニットが１台欠落し、ダイバーシティ受信に寄与するブランチ数が減少したものと考えればよい。これも図３と同様である。

また、（３）ＡＧＣ＆ＣｏｎｔｒｏｌａｆｔｅｒＣＥ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果が、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果にほぼ一致していることがわかる。これは、この受信状態において最善の性能を示すものと判断することができる。

その上で、図１７及び図３を比較して本実施例２の効果を確認すると、図１５に示した効果と同様に、格段に性能が改善され得ることが実証されている。

さらに、図１７及び図１５を比較すると、両者に方式の違いは現れず、ほぼ同等の結果となっていることがわかる。これは、伝搬路の特性がこのシステムにとって比較的問題の少ない条件だったためであり、条件が厳しくなって現れるＢＥＲのフロアを比較すると、図１６の実施例２によるものの方が良い結果となる。

尚、本実施例２は、実施例１と同様に、干渉除去の演算をガウスの消去法、ＬＵ分解法またはＱＲ分解法を適用して行った場合にも、同様な結果が実現できる。また、復号ユニットが、伝搬路応答特性演算回路６０６、逆行列演算回路６０７及び伝搬路応答行列補正回路６２２の代わりに算出される重み係数を利得修正値演算回路６０２から出力されるＭ系統の出力値である補正係数Ｃｉを入力して補正するＭＭＳＥ重み係数演算回路を備えた、ＭＭＳＥ規範による干渉除去に基づいた復調処理を行う場合も、同様な結果を実現できる。

また、本実施例２は、雑音電力演算回路６０１を用いた例であるが、図１２に示した基準信号出力回路５０１、加算器５０２及び基準信号検出回路６１１を用いてもよい。

〔最尤推定に基づく復号ユニット／実施例１〕
図１８は、最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第１構成例を示す図である。この復号ユニットは、最尤推定に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復号ユニットであり、Ｍ系統の雑音電力演算回路（手段）６０１、利得修正値演算回路（手段）６０２、Ｍ系統の利得補正回路（手段）６０３、Ｍ系統のデータ／パイロット分離回路（手段）６０５、伝搬路応答特性演算回路（手段）６０６、レプリカ演算回路（手段）６３１、最尤推定判定回路（手段）６３２、及び、送信データ組合せパターンメモリ（記憶手段）６３３を備えている。

図１８に示す復号ユニットと図１４に示した干渉除去に基づく復号ユニットの実施例１とを比較すると、図１８に示す復号ユニットは、受信アンテナ数Ｍの値が必ずしも送信アンテナ数Ｎ以上である必要がない点、逆行列演算回路６０７の代わりに送信データ組合せパターンメモリ６３３及びレプリカ演算回路６３１を、干渉除去演算回路６０８の代わりに最尤推定判定回路６３２をそれぞれ備えている点で相違する。

雑音電力演算回路６０１、利得修正値演算回路６０２、利得補正回路６０３、データ／パイロット分離回路６０５及び伝搬路応答特性演算回路６０６の動作は、図１４に示した干渉除去に基づく復号ユニットの実施例１の動作と同様である。

レプリカ演算回路６３１は、伝搬路応答特性演算回路６０６から、各伝搬路の伝達関数ｈ＿ｉｊ［ｋ］の推定値を成分とするＭ×Ｎの伝搬路行列Ｈ（ｋ）を入力する。多値数Ｌのデータキャリアの場合、ＬのＮ乗の送信データキャリアの組合せパターンを記憶する送信データ組合せパターンメモリ６３３から、当該シンボルの間に送信され得るＧ組（最大Ｌ^Ｎの整数）の送信データキャリアの組合せ（Ｎ系統分の送信データ）候補Ｓ＝｛ｓ_１，ｓ_２，・・・，ｓ_Ｇ｝を読み出し、前記伝搬路行列Ｈ（ｋ）と、Ｇ組の全パターンのデータキャリア組合せ候補Ｓとの間で複素行列積を計算し、その候補数Ｇ分のレプリカ計算値Ｄｘ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）Ｓ＝｛Ｈ（ｋ）ｓ_１，Ｈ（ｋ）ｓ_２，・・・，Ｈ（ｋ）ｓ_Ｇ｝を示すＭ系統の受信予定データを最尤推定判定回路６３２に出力する。

一方、最尤推定判定回路６３２は、データ／パイロット分離回路６０５から、各キャリア位置ｋにおけるＭ次元のデータベクトルＤ（ｋ）のデータキャリアを、レプリカ演算回路６３１から前記受信予定データをそれぞれ入力する。尚、この時点では、データベクトルＤ（ｋ）は、全送信アンテナから送信された信号が各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号になっている。また、利得補正回路６０３は、混信した状態の受信信号の雑音電力の平均値を、Ｍ次元の各成分においてほぼ同じ値を取るように調整し、最善の復調を可能とする状態にしている。

最尤推定判定回路６３２は、全パターンの受信予定のデータベクトルＤｘ（ｋ）と実際のデータベクトルＤ（ｋ）とを比較し、その差（Ｄ（ｋ）−Ｄｘ（ｋ））のノルムが最も小さくなる、つまり、最も近い結果となる送信データｓ_ｇ（ｇは１からＧの範囲の整数）を、送信されたデータと判定し、送信データ候補ｓ_ｇの送信データ組合せパターンメモリ６３３上でのアドレスまたはインデックス（レプリカＤｘ（ｋ）は送信データｓ_ｇのアドレスまたはインデックスの順番を保持して処理されている）を、送信データ組合せパターンメモリ６３３に出力する。

この場合、利得補正回路６０３により、受信信号の雑音電力の平均値がＭ次元の各成分においてほぼ同じ値になるように調整されておらず、受信ユニット毎に異なる雑音環境になっているときには、最尤推定の判定結果は雑音電力の大きい受信ユニットの影響を受け、正確な復調が行われないことになる。

送信データ組合せパターンメモリ６３３は、最尤推定判定回路６３２からのアドレスまたはインデックスに従い、該当するＮ系統の送信データキャリアの組合せをＮ系統の復調データとして、図示しないＮ系統のデマッピング回路に出力する。

そして、図示しないＮ系統のデマッピング回路や誤り訂正の復号回路などは、キャリアからのデマッピング（バイナリ化）や誤り訂正などの復号処理を実行し、Ｎ系統の送信データ、または多重化された１系統の送信データに復元する。

図１９は、図１８に示した復号ユニットの実施例１による効果を示すグラフである。このグラフは、送信２系統の信号を２式の送信アンテナで送信し、４式の受信アンテナで受信した場合の復調性能を示す計算機シミュレーション結果である。このシミュレーションの送信条件などは図４に示した条件と同じである。つまり、データが１６ＱＡＭにマッピングされたシンボル長約１６マイクロ秒のＯＦＤＭ信号２系統が、最大ドップラー周波数４００Ｈｚのレイリーフェージング環境で伝送され、４系統の受信ユニットにより受信された場合である。

図１９は、平均の受信ＣＮＲ（横軸）に対する平均のＢＥＲ（縦軸）特性の関係を示しており、図４に示した関係と同様に、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合、及び、（３）図１８の復号ユニットを用いたＡＧＣ＆ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合における結果をそれぞれ示している。尚、雑音電力演算回路６０１において、雑音電力を計算するにあたり、帯域外データ５サンプルずつ計１０サンプルを３２シンボル分積算した場合で示している。

図１９によれば、最尤推定の送信２系統及び受信４系統に対する理論的なダイバーシティオーダーが４であるのに対し、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合のＣＮＲに対するＢＥＲの変化の傾きは概ねこれを表す結果になっている。この結果は図４と同様である。そして、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合も、１台の受信ユニットの受信電力が２０ｄＢ小さい値になることにより、ダイバーシティオーダーが劣化したことを考えると、ダイバーシティオーダーが１つ減ったものと、つまり、受信電力が相対的に小さいため、あたかも受信ユニットが１台欠落し、ダイバーシティ受信に寄与するブランチ数が減少したものと考えればよい。これも図４と同様である。

また、（３）ＡＧＣ＆ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果が、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果にほぼ一致していることがわかる。これは、この受信状態において最善の性能を示すものと判断することができる。

その上で、図１９及び図４を比較して本実施例１の効果を確認すると、例えば、内符号に畳み込み符号を、外符号にリード・ソロモン符号を適用して誤り訂正を行うシステムにおいて、誤り訂正後にエラーフリー伝送が可能となるＢＥＲが１０^−２のラインで比較すると、その要求されるＣＮＲが、従来の技術では２７ｄＢ程度必要だったものが、本実施例１を用いることにより１４ｄＢ程度で実現できるようになり、格段に性能が改善され得ることが実証されている。

尚、本実施例１は、雑音電力演算回路６０１を用いた例であるが、図１２に示した基準信号出力回路５０１、加算器５０２及び基準信号検出回路６１１を用いてもよい。

〔最尤推定に基づく復号ユニット／実施例２〕
図２０は、最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第２構成例を示す図である。この復号ユニットは、最尤推定に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復号ユニットであり、Ｍ系統の雑音電力演算回路（手段）６０１、利得修正値演算回路（手段）６０２、Ｍ系統のデータ／パイロット分離回路（手段）６０５、伝搬路応答特性演算回路（手段）６０６、レプリカ演算回路（手段）６３１、誤差補正機能付最尤推定判定回路（手段）６４１、及び送信データ組合せパターンメモリ（記憶手段）６３３を備えている。

雑音電力演算回路６０１は、図１８の実施例１に示したように、各々の受信信号ｙに対応する雑音電力を計算する。利得修正値演算回路６０２は、図１８の実施例１に示したように、信号振幅の補正係数などの修正情報を計算する。また、その修正情報に基づいて、後段の誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１において誤差のノルムを計算する際に、各受信ユニット５，５００に対応する受信信号とレプリカとの間の誤差の各成分を重み付けする。この補正係数としては、ここでは雑音電力の比の値を用いればよい。この計算アルゴリズムは、図９から図１１に示したアルゴリズムが適用される。

データ／パイロット分離回路６０５は、図１８の実施例１に示したように、パイロットキャリア及びデータキャリアを各々分離し、パイロットキャリアを伝搬路応答特性演算回路６０６に、データキャリアを誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１にそれぞれ出力する。パイロットキャリアは、全キャリア位置（Ｋ本）における全送信アンテナ３と全受信アンテナ４とを結ぶ各伝搬路の周波数応答の推定値の算出に利用される。

伝搬路応答特性演算回路６０６は、各キャリア位置ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）における各伝搬路の伝達関数ｈ＿ｉｊ［ｋ］（複素数，ｉ＝受信アンテナの番号（ｉ＝１，２、・・・，Ｍ），ｊ：送信アンテナの番号（ｊ＝１，２，…，Ｎ），ｋ：キャリア番号）の推定値を算出し、これらを成分とするＭ×Ｎ行列Ｈ（ｋ）をレプリカ演算回路６３１に出力する。

また、類似の実施例に、図２０の雑音電力演算回路６０１を伝搬路応答特性演算回路６０６の後段に接続する実施例がある。この類似の実施例は、図７の雑音電力演算回路６０１の雑音電力の演算手法の別の事例として示した、（１０）式に基づくパイロットキャリアの受信信号ｙ_Ｐとその伝搬路行列Ｈ（ｋ）に基づくレプリカとの差の積算結果を雑音電力とする場合に適用することができる。

レプリカ演算回路６３１は、多値数Ｌのデータキャリアの場合、ＬのＮ乗の送信データキャリアの組合せパターンを記憶する送信データ組合せパターンメモリ６３３から当該シンボルの間に送信され得るＧ組（最大Ｌ^Ｎの整数）の送信データキャリアの組合せ（Ｎ系統分の送信データ）候補Ｓ＝｛ｓ_１，s_２，・・・，ｓ_Ｇ｝を読み出し、伝搬路応答特性演算回路６０６からの伝搬路行列Ｈ（ｋ）と、読み出したＧ組全パターンのデータキャリア組合せ候補との間で複素行列積を計算し、その候補数Ｇ分のレプリカ計算値Ｄｘ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）Ｓ＝｛Ｈ（ｋ）ｓ_１，Ｈ（ｋ）ｓ_２・・・_，Ｈ（ｋ）ｓ_Ｇ｝を示すＭ系統の受信予定データを誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１に出力する。

一方、誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１は、データ／パイロット分離回路６０５から、各キャリア位置ｋにおけるＭ次元のデータベクトルＤ（ｋ）のデータキャリアを、利得修正値演算回路６０２から修正情報を、レプリカ演算回路６３１から、候補数Ｇ分のレプリカ計算値Ｄｘ（ｋ）を示すＭ系統の受信予定データをそれぞれ入力する。尚、この時点では、データベクトルＤ（ｋ）は、全送信アンテナ３から送信された信号が各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号になっている。また、この時点では、伝搬路応答特性演算回路６０６の出力と同様に、ＡＧＣ回路の動作により受信ユニット毎にばらつきがある雑音電力の影響は除去されていない。

誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１は、伝搬路応答を反映してレプリカ演算回路６３１から出力された全パターンの受信予定のデータベクトルＤｘ（ｋ）と実際に受信したデータベクトルＤ（ｋ）とを比較し、その差ｅ（ｋ）＝（Ｄ（ｋ）−Ｄｘ（ｋ））を算出する。この誤差のノルムを計算し、その値が最も小さくなる受信予定データを復調結果として送信データ組合せパターンメモリ６３３を制御する。しかし、このままその動作を継続すると、この最尤推定の判定結果が雑音電力の大きい受信ユニットに影響を受け、正確な復調ができなくなる場合がある。

そこで、誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１は、利得修正値演算回路６０２から入力したＭ系統の出力値である補正係数Ｃｉを用いて正確な復調を実現する。誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１は、Ｍ系統の各々のデータに該当する誤差ｅ（ｋ）に補正係数Ｃｉを乗算することによって、e（ｋ）の値をe’（ｋ）に修正し、そのノルムを計算する。この結果、誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１は、ｅ’（ｋ）の中に含まれる雑音電力の平均値が各成分においてほぼ同じ値を取るように調整するので、最善の復調が可能となる。

したがって、値を修正された誤差ｅ’（ｋ）のノルムが最も小さくなる、つまり、最も近い結果となる送信データｓ_ｇ（ｇは１からＧの範囲の整数）を送信されたデータと判定し、送信データ候補ｓ_ｇの送信データ組合せパターンメモリ６３３上でのアドレスまたはインデックス（レプリカＤｘ（ｋ）は送信データｓ_ｇのアドレスまたはインデックスの順番を保持して処理されている）を送信データ組合せパターンメモリ６３３に出力する。

送信データ組合せパターンメモリ６３３は、誤差補正機能付最尤推定判定回路６４１からのアドレスまたはインデックスに従い、該当するＮ系統の送信データキャリアの組合せをＮ系統の復調データとして、図示しないＮ系統のデマッピング回路に出力する。

図２１は、図２０に示した復号ユニットの実施例２による効果を示すグラフである。このグラフは、送信２系統の信号を２式の送信アンテナで送信し、４式の受信アンテナで受信した場合の復調性能を示す計算機シミュレーション結果である。このシミュレーションの送信条件などは図４に示した条件と同じである。

図２１は、平均の受信ＣＮＲ（横軸）に対する平均のＢＥＲ（縦軸）特性の関係を示しており、図４と同様に（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２-２０ｄＢ）の場合、及び、（３）図２０の復号ユニットを用いたＡＧＣ＆ＥｒｒｏｒＷｅｉｇｈｔＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合における結果をそれぞれ示している。尚、雑音電力演算回路６０１において、雑音電力を計算するにあたり、帯域外データ５サンプルずつ計１０サンプルを３２シンボル分積算した場合で示している。

図２１によれば、最尤推定の送信２系統及び受信４系統に対する理論的なダイバーシティオーダーが４であるのに対し、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合のＣＮＲに対するＢＥＲの変化の傾きは概ねこれを表す結果になっている。この結果は図４と同様である。そして、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合も、１台の受信ユニットの受信電力が２０ｄＢ小さい値になることにより、ダイバーシティオーダーが劣化したことを考えると、ダイバーシティオーダーが１つ減ったものと、つまり、受信電力が相対的に小さいため、あたかも受信ユニットが１台欠落し、ダイバーシティ受信に寄与するブランチ数が減少したものと考えればよい。これも図４と同様である。

また、（３）ＡＧＣ＆ＥｒｒｏｒＷｅｉｇｈｔＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果は、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果にほぼ一致していることがわかる。これは、この受信状態において最善の性能を示すものと判断することができる。

その上で、図２１及び図４を比較して本実施例２の効果を確認すると、図１９で示した効果と同様に、格段に性能が改善され得ることが実証されている。

さらに、図２１及び図１９を比較すると、両者に方式の違いは現れず、ほぼ同等の結果となる。これは、伝搬路の特性がこのシステムにとって比較的問題の少ない条件だったためで、条件が厳しくなって現れるＢＥＲのフロアを比較すると、図２１に示した実施例２によるものの方が良い結果となる。

尚、本実施例２は、雑音電力演算回路６０１を用いた例であるが、図１２に示した基準信号出力回路５０１、加算器５０２及び基準信号検出回路６１１を用いてもよい。

〔干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算の候補を削減した場合の、最尤推定に基づく復号ユニット／実施例１〕
最尤推定に基づくＭＩＭＯ通信の復号ユニットは、ＭＩＭＯ通信の復号ユニットとしては最大の性能を発揮する。しかしながら、その計算量や回路負荷が大きいため、回路の実現性に乏しい。そこで、レプリカ計算量を削減するための様々な手段が駆使され、最尤推定が導入されるに至っている。以下、干渉除去の復調結果に基づいて候補を削減した場合の復号ユニットの例を示す。ただし、レプリカ計算に寄与する送信信号の組合せ候補の削減技術は、ここに示す手法以外も存在するが、最尤推定における判定では、雑音の寄与する影響には変わりがないため、ここに示す手法以外の場合にも同様の効果を奏する。

図２２は、干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算候補を削減した場合における、最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第１構成例を示す図である。この復号ユニットは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復号ユニットであり、Ｍ系統の雑音電力演算回路（手段）６０１、利得修正値演算回路（手段）６０２、Ｍ系統の利得補正回路（手段）６０３、Ｍ系統のデータ／パイロット分離回路（手段）６０５、伝搬路応答特性演算回路（手段）６０６、逆行列演算回路(手段)６０７、干渉除去演算回路（手段）６０８、組合せパターン選択回路（手段）６５１、レプリカ演算回路（手段）６３１、最尤推定判定回路（手段）６３２、及び送信データ組合せパターンメモリ（記憶手段）６３３を備えている。

この復号ユニットは、図１４に示した干渉除去に基づく復号ユニットの実施例１の構成、及び図１８に示した最尤推定に基づく復号ユニットの実施例１の構成に加えて、さらに、組合せパターン選択回路６５１を備えている。雑音電力演算回路６０１、利得修正値演算回路６０２、Ｍ系統の利得補正回路６０３、データ／パイロット分離回路６０５、及び伝搬路応答特性演算回路６０６の動作は、図１４及び図１８に示したものと同様であり、逆行列演算回路６０７、及び干渉除去演算回路６０８の動作は、図１４に示したものと同様であり、また、レプリカ演算回路６３１、最尤推定判定回路６３２、及び送信データ組合せパターンメモリ６３３の動作は、図１８に示したものと同様である。以下、データ／パイロット分離回路６０５の後段の動作について詳細に説明する。

データ／パイロット分離回路６０５は、各キャリア位置ｋにおけるＭ次元のデータベクトルＤ（ｋ）のデータキャリアを干渉除去演算回路６０８及び最尤推定判定回路６３２に、パイロットキャリアを伝搬路応答特性演算回路６０６にそれぞれ出力する。尚、この時点では、データベクトルＤ（ｋ）は、全送信アンテナから送信された信号が各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号になっている。また、利得補正回路６０３は、混信した状態の受信信号の雑音電力の平均値を、Ｍ次元の各成分においてほぼ同じ値を取るように調整し、最善の復調を可能とする状態にしている。

伝搬路応答特性演算回路６０６は、データ／パイロット分離回路６０５からパイロットキャリアを入力し、各キャリア位置ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）における各伝搬路の伝達関数ｈ＿ｉｊ［ｋ］（複素数，ｉ：受信アンテナの番号（ｉ＝１，２，・・・Ｍ），ｊ：送信アンテナの番号（ｊ＝１，２，・・・Ｎ），ｋ：キャリア番号）の推定値を算出し、これらを成分とするＭ×Ｎ行列Ｈ（ｋ）を逆行列演算回路６０７及びレプリカ演算回路６３１に出力する。

逆行列演算回路６０７は、伝搬路応答特性演算回路６０６から各キャリア位置ｋにおける伝搬路行列Ｈ（ｋ）を入力し、当該伝搬路行列Ｈ（ｋ）からその逆行列または擬似逆行列Ｈ（ｋ）^−１を計算し、その結果を干渉除去演算回路６０８に出力する。

干渉除去演算回路６０８は、データ／パイロット分離回路６０５からデータベクトルＤ（ｋ）を、逆行列演算回路６０７から伝搬路行列Ｈ（ｋ）の逆行列または擬似逆行列Ｈ（ｋ）^−１をそれぞれ入力し、データベクトルＤ（ｋ）から干渉を除いて元のＮ系統の送信信号を再現するために、伝搬路行列Ｈ（ｋ）の逆行列または擬似逆行列Ｈ（ｋ）^−１をデータベクトルＤ（ｋ）に乗算し、複素行列積Ｈ（ｋ）^−１Ｄ（ｋ）を演算する。

尚、逆行列演算回路６０７の出力が逆行列であるか擬似逆行列であるかは、伝搬路行列Ｈの次元、つまり、Ｍ×Ｎ行列Ｈ（ｋ）の行数Ｍと列数Ｎの数値が等しいか否かに従うものとする。ただし、Ｍの値は、Ｎの値と等しいか、それ以上の値である。

そして、干渉除去演算回路６０８は、キャリアｋ毎にＮ系統の仮の復調データＸ’を組合せパターン選択回路６５１に出力する。

この場合、利得補正回路６０３が、受信信号の雑音電力の平均値を、Ｍ次元の各成分においてほぼ同じ値を取るように調整しておらず、受信ユニット毎に異なる雑音環境になっているときには、この干渉除去演算回路６０８の出力は、雑音電力の大きい受信ユニットの影響を受け、正確な復調ができなくなることがある。これが次段の組合せパターン選択回路６５１における候補選択を誤らせる要因となるため、復調性能が劣化する。本実施例１では、受信信号の振幅値を修正することにより、最善の性能が発揮できるようになる。

組合せパターン選択回路６５１は、後述する送信データ組合せパターンメモリ６３３が記憶するデータキャリア組合せ候補の全パターン（例えば、多値数Ｌのデータキャリアの場合、ＬのＮ乗の送信データキャリアの組合せパターンがあり、この組合せパターンが当該シンボルの間に送信され得る全組合せパターンである。つまり、Ｇ１組（Ｇ１は最大Ｌ^Ｎの整数）の送信データキャリア組合せ（Ｎ系統分の送信データ）候補Ｓ＝｛ｓ_１，ｓ_２，・・・，ｓ_Ｇ１｝）と、干渉除去演算回路６０８の出力である復調データＸ’とを比較し、最も可能性のある候補（例えば、Ｇ組（Ｇは最大値であるＬ^Ｎ（＝Ｇ１）よりも十分に小さな整数）の送信データキャリアの組合せ候補Ｓ’＝｛ｓ_１，ｓ_２，・・・，ｓ_Ｇ｝）を選択し、この組合せ候補をレプリカ演算回路６３１に出力する。

図２３は、干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算の候補を削減する方法を説明するための図である。図２３は、１６ＱＡＭの信号コンスタレーションを示しており、ａ〜ｉの９つのエリアに区分されている。送信組合せパターンの候補は、干渉除去演算回路６０８の復調出力であるＸ’の各成分ｘ’_１，ｘ’_２，・・・，ｘ’_Ｎが、このコンスタレーション上のどのエリアにあるかを調べることにより選択される。つまり、各成分を、ａ〜ｉの９つのエリアのうちの１つのエリア毎にそれぞれ当てはめ、エリアを選ぶ。そして、選んだエリアが含む４点を、その成分に該当する送信データの候補として選択する。組合せパターン選択回路６５１は、各成分における４つのデータキャリアの候補の組合せパターンを、その送信データ組合せパターンメモリ６３３上のインデックスまたはアドレスと共にレプリカ演算回路６３１に出力する。

尚、組合せパターン選択回路６５１が組合せパターンの候補を削減することにより、１６^Ｎの送信データの組合せパターンの計算を４^Ｎの組合せパターンのみの計算に置き換えることができるので、レプリカ計算における計算量を４^Ｎ分の１にすることができる。

レプリカ演算回路６３１は、伝搬路応答特性演算回路６０６から伝搬路行列Ｈ（ｋ）を、組合せパターン選択回路６５１から候補数が削減された送信データのＧ組分の組合せパターンＳ’をそれぞれ入力し、当該伝搬路行列Ｈ（ｋ）と送信データのＧ組分の組合せパターンＳ’との間で複素行列積を計算し、その候補数Ｇ分のレプリカ計算値Ｄｘ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）Ｓ’＝｛Ｈ（ｋ）ｓ_１，Ｈ（ｋ）ｓ_２，・・・，Ｈ（ｋ）ｓ_Ｇ｝を示すＭ系統の受信予定データを最尤推定判定回路６３２に出力する。

最尤推定判定回路６３２は、レプリカ演算回路６３１から伝搬路応答を反映した全パターンの受信予定データベクトルＤｘ（ｋ）を、データ／パイロット分離回路６０５からデータベクトルＤ（ｋ）をそれぞれ入力し、当該全パターンの受信予定データベクトルＤｘ（ｋ）と実際に受信したデータベクトルＤ（ｋ）とを比較して、その差（Ｄ（ｋ）−Ｄｘ（ｋ））のノルムが最も小さくなる、つまり、最も近い結果となる送信データｓ_ｇ（ｇは１からＧの範囲の整数）を、送信されたデータと判定し、送信データ候補ｓ_ｇの送信データ組合せパターンメモリ上でのアドレスまたはインデックス（レプリカである受信予定データベクトルＤｘ（ｋ）は、送信データ候補ｓ_ｇのアドレスまたはインデックスの順番を保持して処理されている。）を送信データ組合せパターンメモリ６３３に出力する。

この場合も、利得補正回路６０３により、受信信号の雑音電力の平均値がＭ次元の各成分においてほぼ同じ値になるように調整されておらず、受信ユニット毎に異なる雑音環境になっているときには、この最尤推定判定回路６３２による判定結果は雑音電力の大きい受信ユニットの影響を受け、正確な復調が行われないことになる。本実施例１では、受信信号の振幅値を修正することにより、最善の性能が発揮できるようになる。

尚、本実施例１では、最尤推定判定回路６３２から出力されるアドレスまたはインデックスに従い、Ｎ系統の復調データを送信データ組合せパターンメモリ６３３から読み出すようにしているが、メモリ６３３に格納された送信データ組合せパターンが多く、読み出し時間が大きくなるような場合には、組合せパターン選択回路６５１自らが選択した送信データ組合せパターンを記憶し、その送信データ組合せパターンを復調データの読み出しに用いるようにしてもよい。

図２４は、図２２に示した復号ユニットの実施例１による効果を示すグラフである。このグラフは、送信２系統の信号を２式の送信アンテナで送信し、４式の受信アンテナで受信した場合の復調性能を示す計算機シミュレーション結果である。このシミュレーションの送信条件などは、図３及び図４に示した条件と同じである。つまり、データが１６ＱＡＭにマッピングされたシンボル長約１６マイクロ秒のＯＦＤＭ信号２系統が、最大ドップラー周波数４００Ｈｚのレイリーフェージング環境で伝送され、４系統の受信ユニットにより受信された場合である。

図２４は、平均の受信ＣＮＲ（横軸）に対する平均のＢＥＲ（縦軸）特性の関係を示しており、図３及び図４に示した関係と同様に、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合、（３）ＡＧＣ回路が機能し、ある受信ユニットのみが他の受信ユニットよりも２０ｄＢ小さな電力で信号を受信した場合（ＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合）、及び、（４）図２２に示した復号ユニットを用いて、ＡＧＣ回路が機能し、ある受信ユニットのみが他の受信ユニットよりも２０ｄＢ小さな電力で信号を受信した場合（ＡＧＣ＆ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合）における結果をそれぞれ示している。尚、雑音電力演算回路６０１において、雑音電力を計算するにあたり、帯域外データ５サンプルずつ計１０サンプルのデータを３２シンボル分積算した場合で示している。

図２４によれば、干渉除去及び最尤推定各々の送信２系統及び受信４系統に対する理論的なダイバーシティオーダーが３及び４であるのに対し、（１）ｗ／ｏＡＧＣの場合のＣＮＲに対するＢＥＲの変化の傾きが概ねこの３と４の間、特に４に近い結果になっている。これにより、全候補を用いた最尤推定による方法でなくとも、候補数を減らして計算量を削減した最尤推定による方法によっても、本来の性能に近い能力を発揮したシステムを実現できることがわかる。

そして、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合も、１台の受信ユニットの受信電力が２０ｄＢ小さい値になることにより、ダイバーシティオーダーが劣化したことを考えると、ダイバーシティオーダーが１つ減ったものと、つまり、受信電力が相対的に小さいため、あたかも受信ユニットが１台欠落し、ダイバーシティ受信に寄与するブランチ数が減少したものと考えればよい。これは図３及び図４と同様である。

これに対し、（３）ＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の場合は、図３及び図４に示したように、本実施例１を用いることなく復号ユニットを構成しているから、個々の受信ユニットが有する異なる雑音のうち、ＡＧＣ回路により最も拡大された雑音を有する受信ユニットが受信信号のＣＮＲを支配するため、復調信号のＢＥＲ特性ではＣＮＲで１０ｄＢを上回るペナルティが観測されることがわかる。

そして、（４）図２２の復号ユニットを用いたＡＧＣ＆ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果が、（２）ｗ／ｏＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果にほぼ一致していることがわかる。これは、この受信状態において最善の性能を示すものと判断することができる。

その上で、（４）図２２の復号ユニットを用いたＡＧＣ＆ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果と、（３）ＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果とを比較して本実施例１の効果を確認すると、例えば、内符号に畳み込み符号を、外符号にリード・ソロモン符号を適用して誤り訂正を行うシステムにおいて、誤り訂正後にエラーフリー伝送が可能となるＢＥＲが１０^−２のラインで比較すると、その要求されるＣＮＲが、（３）ＡＧＣ（Ｒ２−２０ｄＢ）の結果では２７ｄＢ程度必要だったものが、本実施例１を用いることにより１４ｄＢ程度で実現できるようになり、格段に性能が改善され得ることが実証されている。

尚、本実施例１の復号ユニットは、図１４に示した干渉除去に基づく復号ユニットの実施例１の構成、及び図１８に示した最尤推定に基づく復号ユニットの実施例１の構成に加えて、さらに、組合せパターン選択回路６５１を備える構成で説明した。干渉除去に基づく復号ユニットの部分を、図１４の復号ユニットの代わりに、図１６の復号ユニットを用いて干渉除去による復調データを求めて、次段の最尤推定に用いるレプリカ計算の候補を削減する構成としてもよい。

〔干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算の候補を削減した場合の、最尤推定に基づく復号ユニット／実施例２〕
図２５は、干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算候補を削減した場合における、最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第２構成例を示す図である。この復号ユニットは、Ｍ系統の利得補正回路（手段）６０３の代わりに、伝搬路応答行列補正回路（手段）６２２、及びデータベクトル補正回路（手段）６２１を備えている。よって、データ／パイロット分離回路６０５の出力時点では、ＡＧＣ回路５１の動作により受信ユニット毎にばらつきがある雑音電力の影響は除去されていない。

図２２の復号ユニットと構成が異なる部分以降の動作を説明する。伝搬路応答行列補正回路６２２は、利得修正値演算回路６０２からのＭ系統の出力値である補正係数Ｃｉを、伝搬路応答特性演算回路６０６から伝搬路行列Ｈ（ｋ）をそれぞれ入力し、当該補正係数Ｃｉの各々を伝搬路行列Ｈ（ｋ）の該当する行成分に乗算することにより、伝搬路行列Ｈ（ｋ）の値を修正し、当該修正した伝搬路行列Ｈ’（ｋ）を逆行列演算回路６０7に出力する。逆行列演算回路６０７は、各キャリア位置ｋにおける伝搬路行列Ｈ’（ｋ）から、その逆行列または擬似逆行列を計算し、その結果を干渉除去演算回路６０８に出力する。

一方、データベクトル補正回路６２１は、データ／パイロット分離回路６０５から各キャリア位置ｋにおけるＭ次元のデータベクトルＤ（ｋ）のデータキャリアを、利得修正値演算回路６０２からＭ系統の出力値である補正係数Ｃｉをそれぞれ入力する。尚、この時点では、データベクトルＤ（ｋ）は、全送信アンテナ３から送信された信号が、各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号になっている。

干渉除去演算回路６０８は、受信したデータベクトルＤ’（ｋ）から干渉を除去して元のＮ系統の送信信号を再現するために、逆行列演算回路６０7により演算された伝搬路行列Ｈ’（ｋ）の逆行列または擬似逆行列Ｈ’（ｋ）^−１をデータベクトルＤ’（ｋ）に乗算し、複素行列積Ｈ’（ｋ）^−１Ｄ’（ｋ）を演算する。

この場合、伝搬路応答行列補正回路６２２及びデータベクトル補正回路６２１が、受信信号の雑音電力の平均値を、Ｍ次元の各成分においてほぼ同じ値を取るように調整しておらず、受信ユニット毎に異なる雑音環境になっているときには、この干渉除去演算回路６０８の出力は、雑音電力の大きい受信ユニットの影響を受け、正確な復調ができなくなることがある。これが次段の組合せパターン選択回路６５１における候補選択を誤らせる要因となるため、復調性能が劣化する。本実施例２では、受信信号の振幅値を修正することにより、最善の性能が発揮できるようになる。

組合せパターン選択回路６５１は、後述の送信データ組合せパターンメモリ６３３が記憶するデータキャリア組合せ候補の全パターンと、干渉除去演算回路６０８の出力である復調データＸ’とを比較し、最も可能性のある候補（例えば、Ｇ組（Ｇは最大値であるＬ^Ｎ（＝Ｇｌ）よりも十分に小さな整数）の送信データキャリアの組合せ候補Ｓ’＝｛ｓ_１，ｓ_２，…，ｓ_Ｇ｝を選択し、この組合せ候補をレプリカ演算回路６３１に出力する。

組合せパターン選択回路６５１が組合せパターンの候補を削減する手順及び動作は、図２２の復号ユニットにおいて、組合せパターン選択回路６５１が行うものと同じである。

レプリカ演算回路６３１は、伝搬路応答行列補正回路６２２から伝搬路行列Ｈ’（ｋ）を、組合せパターン選択回路６５１から候補数を削減された送信データのＧ組分の組合せパターンＳ’をそれぞれ入力し、当該伝搬路行列Ｈ’（ｋ）と送信データのＧ組分の組合せパターンＳ’との間で複素行列積を計算し、その候補数Ｇ分のレプリカ計算値Ｄｘ’（ｋ）＝Ｈ’（ｋ）Ｓ’＝｛Ｈ’（ｋ）ｓ_１，Ｈ’（ｋ）ｓ_２，…，Ｈ’（ｋ）ｓ_Ｇ，｝を示すＭ系統の受信予定データを最尤推定判定回路６３２に出力する。

最尤推定判定回路６３２は、レプリカ演算回路６３１から伝搬路応答を反映した全パターンの受信予定データベクトルＤｘ’（ｋ）を、データベクトル補正回路６２１からデータベクトルＤ’（ｋ）をそれぞれ入力し、当該全パターンの受信予定データベクトルＤｘ’（ｋ）と実際に受信したデータベクトルＤ’（ｋ）とを比較して、その差（Ｄ’（ｋ）−Ｄｘ’（ｋ））のノルムが最も小さくなる、つまり、最も近い結果となる送信データｓ_ｇ（ｇは１からＧの範囲の整数）を、送信されたデータと判定し、送信データ候補ｓ_ｇの送信データ組合せパターンメモリ上でのアドレスまたはインデックス（レプリカである受信予定データベクトルＤｘ’（ｋ）は、送信データ候補ｓ_ｇのアドレスまたはインデックスの順番を保持して処理されている）を送信データ組合せパターンメモリ６３３に出力する。

その他の動作は、図２２に示した復号ユニットを用いた実施例１と同様である。なお、本実施例２においては、図１６に示した干渉除去に基づく復号ユニットの別の形態で示している。すなわち、図７の雑音電力演算回路６０１の雑音電力の演算手法の別の事例として示した、（１０）式に基づくパイロットキャリアの受信信号ｙ_Ｐとその伝搬路行列Ｈ（ｋ）に基づくレプリカとの差の積算結果を雑音電力とする場合を適用し、雑音電力演算回路６０１は、伝搬路応答特性演算回路６０６の後段に置かれ、伝搬路応答特性演算回路６０６において、伝搬路特性行列Ｈ（ｋ）を演算する過程で演算される各キャリア位置ｋにおける各伝搬路の伝達関数ｈ＿ｉｊ［ｋ］とパイロットキャリアＰ（ｋ）の積ｈ＿ｉｊ［ｋ］Ｐ（ｋ）、及び、パイロットキャリアの受信信号ｙ_Ｐを入力し、電力値（ｙ_Ｐ−ＨＰ）^２の全パイロットキャリア分の積算値を演算する。さらに、この積算された電力値を所定のシンボルに渡って積算し、利得修正値演算回路６０２に出力する。

以上の本実施例１及び２の説明においては、逆行列演算回路６０７及び干渉除去演算回路６０８を用いて、送信データパターンの組合せ候補を選択するようにしたが、この演算を、ガウスの消去法、ＬＵ分解法またはＱＲ分解法を適用して行った場合にも、同様な結果を実現できる。

また、本実施例１及び２において、伝搬路応答特性演算回路６０６及び逆行列演算回路６０７の代わりにＭＭＳＥ重み係数演算回路を備えた場合には、ＭＭＳＥ規範による干渉除去に基づく復調処理を行うことにより、同様な結果を実現できる。

また、本実施例１及び２は、雑音電力演算回路６０１を用いた例であるが、図１２に示した基準信号出力回路５０１、加算器５０２及び基準信号検出回路６１１を用いてもよい。

以上の説明により、本発明によるＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置の例において、各受信ユニットが使用する前置増幅器などのＮＦや利得が異なるために、当該受信ユニットが各々有する雑音の電力が等しくない場合や、各受信ユニットにおいてＡＧＣ回路が使用され、途中の伝搬路の影響を受けて各受信ユニットが受信する信号の電力がばらついて、ＡＧＣ回路の動作の結果、当該ユニットが各々有する雑音の電力が等しくない場合にも、最善の性能で、全ての送信信号を復調することができる。

尚、以上の例では、個々のハードウェアの構成によりその機能などを説明したが、前記受信装置は、ＣＰＵ、ＲＡＭなどの揮発性の記憶媒体、ＲＯＭなどの不揮発性の記憶媒体などを備えたコンピュータ装置やデジタルシグナルプロセッサによって構成されるようにしてもよい。この場合、Ａ／Ｄ回路以降の各機能は、コンピュータ装置やデジタルシグナルプロセッサによるソフトウェア構成やＦＰＧＡなどのプログラマブルロジックとして実現される。また、これらのプログラムは、磁気ディスク（フロッピィーディスク、ハードディスクなど）、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤなど）、半導体メモリなどの記憶媒体に格納して頒布することもできる。

ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信に用いる従来の受信装置の構成例を示す図である。従来技術における干渉除去時のＡＧＣ回路による影響を示すグラフである。従来技術における最尤推定復調時のＡＧＣ回路による影響を示すグラフである。従来のダイバーシティ受信装置の構成例を示す図である。従来の雑音電力測定方法を説明するための図である。本発明によるＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置における第１構成例を示す図である。雑音電力演算方法を説明するための図である。利得補正係数の計算アルゴリズム例１を示すフローチャート図である。利得補正係数の計算アルゴリズム例２を示すフローチャート図である。利得補正係数の計算アルゴリズム例３を示すフローチャート図である。本発明によるＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置における第２構成例を示す図である。受信ユニットにおける基準信号の多重例を示す図である。干渉除去に基づく本発明による復号ユニットの第１構成例を示す図である。図１４に示した第１構成例の効果を示すグラフである。干渉除去に基づく本発明による復号ユニットの第２構成例を示す図である。図１６に示した第２構成例の効果を示すグラフである。最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第１構成例を示す図である。図１８に示した第１構成例の効果を示すグラフである。最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第２構成例を示す図である。図２０に示した第２構成例の効果を示すグラフである。干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算候補を削減した場合における、最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第１構成例を示す図である。干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算の候補を削減する方法を説明するための図である。図２２に示した第１構成例の効果を示すグラフである。干渉除去に基づく復調結果によりレプリカ計算候補を削減した場合における、最尤推定に基づく本発明による復号ユニットの第２構成例を示す図である。

符号の説明

１符号化ユニットまたはＳ／Ｐユニット
２送信ユニット
３送信アンテナ
４受信アンテナ
５，５００受信ユニット
６，６００，６１０復号ユニット
５０周波数変換回路
５１ＡＧＣ回路
５２Ａ／Ｄ回路
５３ＧＩ除去回路
５４ＦＦＴ回路
５５パイロット信号抽出回路
５６帯域外雑音電力測定回路
５７伝送路特性推定回路
６０，６０４復調ユニット
６１合成係数生成回路
６２乗算回路
６３合成回路
５０１基準信号出力回路
５０２加算器
６０１雑音電力演算回路
６０２利得修正値演算回路
６０３利得補正回路
６０５データ／パイロット分離回路
６０６伝搬路応答特性演算回路
６０７逆行列演算回路
６０８干渉除去演算回路
６１１基準信号検出回路
６２１データベクトル補正回路
６２２伝搬路応答行列補正回路
６３１レプリカ演算回路
６３２最尤推定判定回路
６３３送信データ組合せパターンメモリ
６４１誤差補正機能付最尤推定判定回路
６５１組合せパターン選択回路

Claims

複数のアンテナを含み、該アンテナにそれぞれ対応し、各々独立に動作する２系統以上の複数の受信部と、該各受信部で受信されて出力される受信信号を復調する復調部とを備えた受信装置において、
前記復調部は、
前記各受信部からの受信信号に含まれる当該受信部が出力する雑音電力を演算する雑音電力演算手段と、
前記雑音電力に基づいて、各受信信号に含まれる雑音電力のレベルが均一となるように、各受信信号の振幅を修正するための振幅修正情報を演算する利得修正値演算手段と、
前記振幅修正情報に基づいて、各受信信号の振幅を補正する利得補正手段と、
を備え、前記利得補正手段により前記雑音電力のレベルが均一とされた各受信信号を復調することを特徴とするＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記雑音電力演算手段は、有効キャリア領域の外側の帯域について前記受信信号を積算し、該受信信号に含まれる雑音電力を演算することを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記各受信部は、基準信号を出力する基準信号出力手段と、前記基準信号及び受信信号を多重化する加算手段と、前記多重化された信号に自動利得制御を施すＡＧＣ回路とを備え、
前記復調部は、雑音電力演算手段の代わりに基準信号検出手段を備え、
該基準信号検出手段は、前記基準信号出力手段により出力された基準信号の電力を検出し、
前記利得修正値演算手段は、基準信号検出手段により検出された基準信号の電力に基づいて、各受信信号の振幅を修正するための振幅修正情報を演算することを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記雑音電力演算手段は、データ信号と共に送信される既知のパイロット信号とその受信信号との差を積算し、該受信信号に含まれる雑音電力を演算することを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記受信部が受信する信号を、１系統以上の送信部により送信された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式による無線通信の信号とすることを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記各受信部は、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、
前記復調部は、さらに、
前記利得補正手段により振幅が補正された信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段と、
該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、
前記伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、
前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号と、逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、
を備えることを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記各受信部は、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、
前記復調部は、
前記利得補正手段の代わりに、受信部が受信した信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段を備え、
さらに、
前記データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、
前記伝搬路特性を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正する伝搬路応答行列補正手段と、
該伝搬路応答行列補正手段により補正された伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、
前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正するデータベクトル補正手段と、
該データベクトル補正手段により補正されたデータ信号と、前記逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、
を備えることを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記復調部は、伝搬路応答特性演算手段、逆行列演算手段、及び前記伝搬路応答行列補正手段の代わりにＭＭＳＥ重み係数演算手段を備え、
該ＭＭＳＥ重み係数演算手段は、ＭＭＳＥ規範に従ってＭＭＳＥ重み係数を演算し、
前記干渉除去演算手段は、データ信号と、ＭＭＳＥ重み係数演算手段により演算されたＭＭＳＥ重み係数とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去することを特徴とする請求項６または請求項７に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記各受信部は、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、
前記復調部は、さらに、
前記利得補正手段により振幅が補正された信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段と、
該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、
前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、
前記伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性と、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶されたデータ信号の候補の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、
前記レプリカと、データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号との差のノルムを基準にして最尤推定判定を行う最尤推定判定手段とを備え、
前記送信データ組合せパターン記憶手段は、最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、複数記憶された組合せパターンのうちの１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記各受信部は、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、
前記復調部は、前記利得補正手段の代わりに、受信部が受信した信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段を備え、
さらに、
該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、
前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、
前記伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性と、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶されたデータ信号の候補の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、
前記レプリカと、データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号との差を、前記利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて修正し、ノルムを計算し、該ノルムを基準にして最尤推定判定を行う誤差補正機能付最尤推定判定手段とを備え、
前記送信データ組合せパターン記憶手段は、誤差補正機能付最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、複数記憶された組合せパターンのうちの１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記各受信部は、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、
前記復調部は、さらに、
前記利得補正手段により振幅が補正された信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段と、
該データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、
前記伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、
前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号と、逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、
前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、
前記干渉除去演算手段により復調されたデータ信号に基づいて、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶された複数の組合せパターンのうちの２つ以上の組合せパターンを選択する組合せパターン選択手段と、
前記伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性と、組合せパターン選択手段により選択された２つ以上の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号の２つ以上のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、
前記２つ以上のレプリカと、データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号との差のノルムを基準にして最尤推定判定を行う最尤推定判定手段とを備え、
前記送信データ組合せパターン記憶手段は、最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、記憶された組合せパターンのうちの１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記各受信部は、１系統以上の送信部により既知のパイロット信号と共に送信されたデータ信号を受信し、
前記復調部は、
前記利得補正手段の代わりに、受信部が受信した信号から、データ信号及びパイロット信号を分離するデータ／パイロット分離手段を備え、
さらに、
前記データ／パイロット分離手段により分離されたパイロット信号から、伝搬路特性を演算する伝搬路応答特性演算手段と、
前記伝搬路特性を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正する伝搬路応答行列補正手段と、
該伝搬路応答行列補正手段により補正された伝搬路特性の逆行列を演算する逆行列演算手段と、
前記データ／パイロット分離手段により分離されたデータ信号を、利得修正値演算手段により演算された振幅修正情報に基づいて補正するデータベクトル補正手段と、
該データベクトル補正手段により補正されたデータ信号と、前記逆行列演算手段により演算された逆行列とに基づいて、復調処理を施し、干渉を除去する干渉除去演算手段と、
前記送信部から送信され得るデータ信号の候補の組合せパターンが複数記憶された送信データ組合せパターン記憶手段と、
前記干渉除去演算手段により復調されたデータ信号に基づいて、送信データ組合せパターン記憶手段により記憶された複数の組合せパターンのうちの２つ以上の組合せパターンを選択する組合せパターン選択手段と、
前記伝搬路応答行列補正手段により補正された伝搬路特性と、組合せパターン選択手段により選択された２つ以上の組合せパターンとに基づいて、前記受信信号の2つ以上のレプリカを演算するデータレプリカ演算手段と、
前記レプリカと、前記データベクトル補正手段により補正されたデータ信号との差のノルムを基準にして最尤推定判定を行う最尤推定判定手段とを備え、
前記送信データ組合せパターン記憶手段は、最尤推定判定手段による判定結果に基づいて、複数記憶された組合せパターンのうち１つの組合せパターンを選択し、該選択した組合せパターンにおけるデータ信号の候補を復調信号として出力することを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記雑音電力演算手段は、
前記伝搬路応答特性演算手段により演算された伝搬路特性に基づいて、既知のパイロット信号による受信信号のレプリカを演算するパイロットレプリカ演算手段と、
前記受信部が受信した信号と既知のパイロット信号による受信信号のレプリカとの差を演算し、所定の時間積算する減算及び積算手段と、
を備えて、該受信信号に含まれる雑音電力を演算することを特徴とする請求項６から請求項１２までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記利得修正値演算手段は、前記雑音電力演算手段により演算された雑音電力または前記基準信号検出手段により検出された基準電力を入力し、該電力のうちの最小電力を選択し、該選択した最小電力を前記雑音電力または基準電力で割算して修正値を求め、該修正値を、該雑音電力または基準電力に対応する前記振幅修正情報とすることを特徴とする請求項１から請求項１３までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記利得修正値演算手段は、前記雑音電力演算手段により演算された雑音電力または前記基準信号検出手段により検出された基準電力を入力し、所定の基準値よりも大きな前記電力について修正値を０とし、前記所定の基準値以下の電力のうちの最小電力を選択し、該選択した最小電力を前記雑音電力または基準電力で割算して修正値を求め、前記０とした修正値及び割算して求めた修正値を、該雑音電力または基準電力に対応する前記振幅修正情報とすることを特徴とする請求項１から請求項１３までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。
前記利得修正値演算手段は、前記雑音電力演算手段により演算された雑音電力または前記基準信号検出手段により検出された基準電力を入力し、該入力した電力のうちの所定の基準値以下の電力が存在する場合に、該電力について修正値を１とし、その他の電力について所定の定数を前記電力で割算して修正値を求め、前記入力した電力のうちの所定の基準値以下の電力が存在しない場合に、前記電力のうちの最小電力を選択し、該選択した最小電力を前記電力で割算して修正値を求め、修正値が所定の基準値以下の場合に該修正値を０とし、これら修正値を、該雑音電力または基準電力に対応する前記振幅修正情報とすることを特徴とする請求項１から請求項１３までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ通信を行う無線通信の受信装置。