KR20070100163A - 공간 다중화 신호를 복호화하는 방법 및 그에 해당하는수신기 - Google Patents

Abstract

적어도 채널 행렬 H, 신호 성상도(constellation)에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호함수를 복호화하는 방법이 개시된다.

상기 수신 신호함수를 복호화하는 방법은 신호 성상도에 속하는 제1 기호 s1의 가능한 값들로 구성된 집합을 선택하는 단계;

상기 선택된 각각의 제1 기호 s1에 대해서,

제2 기호(s2)의 값을 산출하여 제2 기호(s2)의 추정치를 생성하는 단계; 및

상기 수신된 신호(y)와 잡음없는 신호간의 유클리드(Euclidean) 거리를 계산하는 단계를 수행하고, 상기 잡음없는 신호는 상기 선택된 값을 가진 제1 기호 및 상기 산출된 값을 가진 제2 기호에 의해 정의되고;

상기 제1 기호의 가능한 값들로 구성된 집합에 속하는 서로 다른 선택된 값들에 대해서 각각 계산된 유클리드 거리들 중 최단 유클리드 거리를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 최단 유클리드 거리에 대응하고 복호화된 제1 및 제2 기호를 선택하는 단계를 포함한다.

무선통신시스템, MIMO, 공간 다중화, 다중 안테나, 수신 신호 함수, 유클리 드 거리, 복호화, 신호 성상도(signal constellation)

Description

공간 다중화 신호를 복호화하는 방법 및 그에 해당하는 수신기{Method of decoding a spatially multiplexed signal and its corresponding receiver}

본 발명의 특징 및 이점들은 이하에서 첨부되는 도면들과 관련하여 기술되고 단지 예로서 주어지는 바람직한 실시예들로부터 더욱 명확해 질 것이다.

도 1은 다중 안테나 무선 통신 시스템을 나타내는 블럭도이다.

도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 수신기의 일부를 도시한 개념도이다.

도 3은 본 발명의 제2 실시예에 따른 수신기의 일부를 도시한 개념도이다.

도 4는 본 발명에 따라서 수행되는 전반적인 단계들을 보여주는 순서도이다.

본 발명은 다중 안테나 기술을 이용한 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 일반적으로 다중입력 다중출력 기술로 언급되며, MIMO로 불리운다.

보다 상세하게는, 본 발명의 제1 측면에 따르면 적어도 잡음항 행렬(noise term matrix), 채널 행렬(channel matrix) 및 제1 및 제2 기호(simbol)의 수신 신호 함수를 해독하는 방법에 관한 것으로서, 상기 제1 및 제2 기호는 적어도 신호 성상도(signal constellation)에 속한다.

본 발명의 제2 측면에 따르면, 본 발명은 그에 대응하는 수신기에 관한 것이다.

다중안테나 기술은 무선 통신 시스템, 특히 제3세대 이동 통신 네트워크 분야, 와이파이(Wi-Fi;wireless fidelity)와 같은 새로운 무선 랜 세대 및 와이맥스(WiMAX;World Interoperability for Microwave Access)와 같은 광대역 무선 접속 시스템에서 처리량 및/또는 성능을 제고하는데 있어 보편적으로 이용되고 있다.

다중입력 다중출력 시스템에서, 송신기(Tx) 및 수신기(Rx)는 다중 안테나를 포함한다. 도 1에서 도시된 바와 같이, 상기 송신기(Tx) 및 수신기(Rx)는 각각 제1 및 제2 송신 안테나(Tx1 및 Tx2), 그리고 제1 및 제2 수신 안테나(Rx1 및 Rx2)를 포함한다.

다중 안테나를 이용하는 전송에 관한 문헌에서 제안된 다양한 방식 중에서, 공간 다중화 모델(spatial multiplexing model)은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA;orthogonal frequency division multiple access)에 기초하는 와이맥스 표준 규격에 포함되는 가장 보편적인 방식 중에 하나이다.

2개의 송신 안테나(Tx1 및 Tx2)를 통한 송신에 관한 공간 다중화에 있어서, 신호(s)는 부호화(coding) 및 변조(modulation)를 수행하는 송신기(Tx)로 들어가서 2개의 독립 복합 변조 기호(independent complex modulation symbol):(제1 기호(s1) 및 제2 기호(s2))를 제공한다. 각 기호는 당업자에게 잘 알려지고 사용되는 변조 기술에 따라서 주어진 신호 성상도에 속한다. 이 2개의 기호들(s1 및 s2)은 주어진 기호 주기에 해당하는 타임 슬롯(t) 동안, 채널 행렬(H)에 의해 정해진 채 널을 통해, 동시에 각각 상기 제1 및 제2 송신 안테나(Tx1 및 Tx2)에서 전송된다. 상기 전송 신호(s)는 예를 들어, 와이맥스 표준 규격에서처럼 다음과 같이 벡터 형태로 수학적으로 표현될 수 있다.

수신기측에서, 상기 기호들은 2개의 수신 안테나들(Rx1 및 Rx2)에 의해 포착되고, 복조 및 복호화 연산이 수행된다. 상기 타임슬롯(t) 동안 수신된 수신 신호(y)는 이론적으로 다음과 같은 행렬식으로 표현될 수 있다.

상기 식에서,

-y1 및 y2는 각각 제1 및 제2 수신 안테나에 수신된 신호들을 나타내고;

-n1 및 n2는 각각 제1 및 제2 수신 안테나 상의 신호들에 영향을 미치는 잡음항을 나타내고; 그리고

-계수(h_ij)는 j 번째 송신 안테나(Txj) 및 i 번째 수신 안테나(Rxi) 간의 전파 채널 응답(감쇠 및 위상)을 나타낸다. 여기서 i 및 j는 정수이다.

수신된 신호(y)로부터 송신된 신호(s)를 복구하기 위하여, 상기 수신기(Rx)는 상기 제1 기호(s1) 및 제2 기호(s2)에 대해 송신기 측에서 사용된 상기 신호 성상도에 속하는 모든 가능한 송신된 기호들 중에서 상기 수신 신호(y)에 주어진 가장 가능성 있는 송신 신호(

)를 찾아야 한다.

그러한 모델은 매우 일반적이며 특히:

- 예컨대, Bell Labs Technology Journal, 1996년 가을호에서 "layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-elements antennas"의 제목의 글에 기술된 블라스트(bell-labs layered space-time;BLAST) 시스템과 같은 공간 다중화(spatial multiplexing)를 이용하는 단일 반송파 전송;

- 모델이 부반송파 기초(basis) 당 부반송파에 적용되는 공간 다중화를 이용하는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 및 OFDMA 전송; 및

- 모델이 예를 들어 고전적인 레이크(rake) 수신기 뒤에 적용되는 공간 다중화를 이용하는 CDMA(code division multiple access) 전송을 포함한다.

또한, 이러한 공간적으로 다중화된 신호를 수신할 수 있는 장치들에 집중하여 기술한다.

상기 공간 다중화를 이용하여 전송된 신호를 수신하는 실제 수신기의 설계는 여전히 과제로 남아 있다.

실로, 최적의 수신기, 즉 추정된 전송 신호를 복호화하는데 오차가 발생할 가능성을 최소화한 수신기를 설계하는 것은, 이의 해법에 관하여 매우 간단히 언급될 수 있을지라도 실행에 있어 쉬운 일은 아니다. 상기 해법은 수신 신호(y)에 주어진 가장 가능성 있는 송신 신호(

)는 다음의 유클리드 놈(norm)을 최소화하는 것이다.

(2)

로 표시한다. 이때

는 상기 유클리드 놈 m(s)의 최소값이고,

과

는 각각 가장 가능성 있는 송신된 제1 및 제2 기호들이다.

이러한 최소화는 상기 유클리드 놈을 최소화하는 가장 가능성 있는 신호(

)를 찾기 위하여, 신호 성상도에 속하는 모든 가능한 전송된 기호들을 일일이 검색하는데 있어 최대우도법(maximum likelihood; 이하 ML이라 함)을 이용함으로써 이론적으로 달성될 수 있다.

그러나 이는 M² 기호 가설들을 시험할 수 있는 수신기를 필요로 한다. 상기 M은 상기 제1 및 2 기호들(s1 및 s2)에 대한 송신기(Tx) 측에서 사용되는 신호 성상도의 크기이며, 불행히도, 시험할 가설의 숫자가 너무 많아 급격히 불가능하거나 비현실적이게 된다. 예를 들어, 4096과 65536 가설들은 각각 64-QAM(quadrature amplitude modulation)과 256-QAM 성상도들에 대해 시험이 필요하다.

이러한 난해한 문제점을 적당히 복잡한 수준으로 해결하기 위하여 몇몇 수신기들은 여러 문헌에서 제안되어 왔으나 다소 제한된 성능으로 고전을 면치 못하였다.

가장 중요한 것들 중 몇몇 수신기들은 간섭 성상도 접근법(interference cancellation approach) 또는 반복검출법(iterative detection)에 기초하고 있다.

예컨대, "MIMO 복호화"와 관련하여 미국 특허출원 US2005/0265465는 각각의 송신 안테나를 통해 전송된 기호들을 반복적으로 복호화하는 수신기를 제안한다. 처리과정 중 각각의 단계에서, 상기 수신기는 제1 기호를 추정하고(estimate), 상기 수신 신호의 평가된 제1 기호를 제거하여 제1 간섭-취소 수신 신호와 이로부터 연추정된(soft-estimated) 제2 기호를 산출하며, 예컨대 기호들을 복호화하는데서 발생할 수 있는 오차 가능성을 계산함으로써 기호 추정 오차항(symbol estimate error term)을 제공한다. 복호화는 여러 번 반복될 수 있다.

그러나, 이러한 수신기의 성능은 오차 전파 현상으로 인해 최적과는 거리가 있으며, 복호기는 전송된 신호의 추정을 제공하기 전에 몇 번의 복호 과정을 수행하기 때문에 상기 복호기의 지연(latency)을 증가시키는 경향이 있다.

본 발명의 목적은 상기 언급된 결점들 중 적어도 어느 하나를 결한 수신기 및 방법을 제안하는 것이다. 특히, 상기 제안된 해법은 소모적인 검색을 수행하지 않고 종래 기술에서와 같은 최적성을 희생하지도 않으면서 공간 다중화 신호를 최적으로 수신할 수 있는 수신기 및 방법을 제공한다.

본 발명의 목적은 적어도 잡음 항 행렬, 채널 행렬, 및 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호들로 구성된 수신 신호함수를 복호화하는 방법을 제공하는 것이다.

상기 채널 행렬은 제1 및 제2 칼럼으로 구성되고, 상기 제1 칼럼은 제1 전송 안테나와 적어도 제1 및 제2 수신 안테나 사이의 전파 채널 응답(감쇠 및 위상)을 나타내는 성분으로 구성되고, 상기 제2 칼럼은 제2 전송 안테나와 적어도 제1 및 제2 수신 안테나 사이의 전파 채널 응답을 나타내는 성분으로 구성된다.

본 발명에 따른 방법은,

신호 성상도에 속하는 제1 기호의 가능한 값들로 구성된 집합을 선택하는 단계;

상기 선택된 각각의 제1 기호에 대해서,

제1 기호의 값을 이용하여 제2 기호 s2의 값을 산출하여 제2 기호 s2의 추정치를 생성하는 단계; 및

상기 수신된 신호와 가상으로 수신된 신호간의 유클리드(Euclidean) 거리를 계산하는 단계를 수행하고, 상기 가상으로 수신된 신호는 상기 선택된 값을 가진 제1 기호 및 상기 산출된 값을 가진 제2 기호로 정의되고;

상기 집합 또는 상기 집합의 부분집합에 속하는 서로 다른 선택된 값들에 대해서 각각 계산된 유클리드 거리들 중 최단 유클리드 거리를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 최단 유클리드 거리의 함수로서 복호화된 제1 및 제2 기호를 선택하는 단계를 적어도 포함한다.

그러므로, 본 발명에 따른 방법의 복잡도는 기하급수적(exponential)이라기 보다는 성상도 크기 내에서 단지 선형적이다.

상기 방법은 상이한 성상도들과 임의의 수의 수신 안테나들과 함께 사용될 수 있다.

상기 방법은, 상기 제2 기호의 값을 산출하는 단계를 수행하기 전에,

상기 수신된 신호를 곱한 제2 칼럼의 켤레 복소수와 같은 제1 량을 계산하는 단계;

상기 제1 칼럼을 곱한 제2 칼럼의 켤레 복소수와 같은 제2 량을 계산하는 단계; 및

상기 제2 칼럼을 곱한 제2 칼럼의 켤레 복소수와 같은 제3 량을 계산하는 단계를 적어도 더 포함할 수 있다.

바람직하게, 상기 제2 기호의 값을 산출하는 단계는:

상기 제1 신호의 기여도가 감산되는 수신된 신호를 대표하는 중간 신호를 생성하는 단계; 및

상기 중간 신호에 따라 제2 기호의 값을 결정하는 단계를 적어도 포함한다.

예를 들어, 상기 제2 기호의 값을 결정하는 것은 중간 신호를 문턱 검출기로 전송함으로써 수행되고, 이로써 상기 중간 신호에 따라 제2 기호의 추정치가 생성된다.

또한, 예를 들어, 상기 제2 기호의 값을 결정하는 것은 룩업 테이블을 사용하여 수행되어 상기 제2 기호의 추정치를 구한다.

상기 집합은 신호 성상도에 속한 모든 제1 기호의 값들을 포함할 수 있다.

상기 집합은 수신 신호에 중심이 위치하고 그 반경은 소정값 ρ와 같은 신호 성상도에 속하는 구체(sphere) 내부에 선택될 수 있다.

상기 구체는

을 만족하고, l₂₂는 적어도 채널 행렬 H에 적어 도 QR 분해를 수행함으로써 구한 상부 삼각 행렬의 마지막 행 및 열의 성분이고, ε₁은 수신 신호를 곱한 채널 행렬의 역행렬과 같은 벡터의 성분이고, s1은 제1 기호의 값이다.

바람직하게, 제1 기호는 복수개의 기호 비트들로 정의되고, 각각의 기호 비트는 그 랭크(rank)로 지정되어 0 또는 1이다.

바람직하게, 상기 최단 유클리드 거리를 선택하는 단계는 복수개의 부분집합에 대해 수행되고, 각각의 부분집합은 소정 랭크의 기호 비트가 소정값을 갖는 모든 가능한 제1 기호의 값들을 포함한다.

상기 방법은 제1 소프트 기호

를 계산하는 단계를 더 포함할 수 있고,

는 상기 제1 칼럼 c1의 켤레복소수이고,

은 상기 산출된 값에 대응하는 제2 기호 s2의 값이고;

제2 소프트 기호

를 계산하는 단계를 더 포함할 수 있고,

는 제2 칼럼의 켤레복소수이고,

은 상기 산출된 값에 대응하는 제1 기호 s1의 값이고, c2 및 c1은 각각 제1 및 제2 칼럼이고, y는 수신된 신호이다.

그러므로, 본 발명에 따른 방법은 희생적인 최적화를 통해 좀 더 감소된 복잡도로 실시될 수 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 전술한 방법을 실시하기 위한 수신기를 제공하는 것이다.

이와 같이, 공간 다중화 신호들은 최적으로 수신되고, 상기 방법은 반복적이지 않으며, 상기 수신기 반복적인 수신기와 달리 수신 지연을 증가시키지 않는다.

도 1에서 도시된 바와 같이, 예컨대, 각각 2개의 수신 안테나들(Rx1 및 Rx2)과 2개의 송신 안테나들(Tx1 및 Tx2)을 갖는 수신기(Rx) 및 송신기(Tx)가 구비된 무선 통신에서, 상기 수신기(Rx)는 공간 다중화 신호의 검출을 수행할 수 있는 공간 다중화 복호기를 포함한다.

본 발명에 따라서 공간 다중화 복호화를 기술하기 위하여,

및

는 각각 채널 행렬(H)의 제1 및 2 열로 지정한다.

이러한 표기로, 방정식(1)은

(3) 으로 다시 쓸 수 있고,

방정식(2)는

(4) 이 된다.

본 발명의 제1 실시예에 따라서 도 2 및 4를 참조하면, 최대우도(ML) 수신기의 복잡성은 소모적인 검색을 피하고 신호 성상도에 속하는 제1 기호(s1)의 각각의 값에 대한 제2 기호(s2)의 최대우도 추정치(estimate)를 구함으로써 감소될 수 있다.

이는 다음과 같이 수행될 수 있다: 상기 제1 기호(s1)의 M 가능 값들의 각각에 대해 예를 들어

r₂(s₁)=y-c₁s₁ (5)

를 계산함으로써 수신된 신호(s)에서 상기 제1 기호(s1)의 기여율을 공제한 다.

이 신호는 상기 제2 기호(s₂)를 써서 나타내면 다음과 같이 표현될 수 있다:

r₂(s₁)=c₂s₂+n (6)

이와 같이, 상기 제2 기호(s₂)를 결정을 하기 위하여, 즉 식(6)으로부터 제2 기호(s2)의 값을 추정하기 위하여, 다음으로 중간(intermediate) 신호를 계산한다:

(7)

여기서 위첨자(H)는 복소켤레(complex conjugate)를 나타낸다.

식(7)은 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(8)

상기 제2 기호(s2)는 중간 신호(z₂(s₁))를 소위 심볼 검출기(symbol detector) 또는 문턱 비교기(threshold comparator)로 당업자에게 잘 알려진 문턱 검출기(Q) 등으로 송신함으로써 결정되어 상기 중간 신호(z₂(s₁))에 따라서 상기 제2 기호(s2)의 추정치를 생성한다.

비록 발명이 이들 특별한 구현예에 한정되지 않을지라도, 상기 제2 기호(s2)는 간단한 룩업 테이블을 이용하여 결정될 수도 있다.

이런 방식으로, 제1 기호(s1)의 각각의 가능값에 있어서, 상기 제1 기호(s1)의 값을 알고서, 상기 제2 기호(s2)를 송신하는데 이용되는 성상도(constellation) 에 속하는 제2 기호(s2)의 모든 가능값들을 소모적으로 검색할 필요 없이 상기 제2 기호(s2)의 추정치를 구할 수 있다. 상기 제1 기호(s1)의 값과 연결된 상기 제2 기호(s2)의 추정치는

로 나타낸다.

일단 상기 제1 기호(s1)의 각각의 가능값에 대한 상기 추정치

가 결정되면, 다음의 메트릭스(metrics)가 구해진다(도 4의 03):

(8)

각 메트릭(metric)은 수신 신호(y)와 상기 추정치 및 상기 제1 기호(s1)의 해당값으로 이루어진 심볼 벡터와 채널 행렬(H)의 곱으로 정의되는 잡음없는 신호 사이의 유클리드 거리에 해당한다.

마지막으로, 수신기는 계산된 유클리드 거리들 중에서 최소 유클리드 거리를 선택하고, 가장 가능성 있는 전송 신호(

)는 상기 추정치

및 상기 제1 기호(s1)의 해당값에 의하여 정의되는

로 표시된다(도 4의 04 및 05). 이는 상기 제1 기호(s1)의 M 가능값들과 관련하여 유클리드 거리 m(s₁)을 최소화한다.

이러한 수신기는, 비록 그 복잡도가 성상도 크기에서 기하급수적이지는 않으나 선형 또는 선형에 가까울지라도, 소모적인 검색과 동일한 심볼 추정(symbol estimation)을 제공하는 것을 볼 수 있다. 2차원에서 단지 1차원만을 열거조사하는 이러한 기하급수적 검색을 줄이는 방식은 통상의 메커니즘은 아니며 본 발명의 특징 중 하나이다.

특히, 제1 기호(s1)는

에 기초한 차선의(suboptimal) 경판정(hard decision)을 이용하여 추정되고

에 기초한 제2 오차가 발생하기 쉬운 경판정을 이용하여 제2 기호(s2)의 값을 추정하기 위하여 차감되는 반복 접근법과는 완전히 다르다. 상기 식에서

,

이다.

본 발명의 제2 실시예에서, 도3을 참조하면, 제1 기호(s1)의 각각의 가능값에 대한 식(5)에 따라 r2(s1)을 계산하고 그것을 와 곱하여 식(7)에 지시된 바와 같은 중간 신호(z2(s1))를 구하기 보다는, 수신기는 먼저 단 한 번의 심볼 주기(symbol period) 마다 계산되고 상기 제1 기호(s1)의 모든 가능값들에 대해 식(7)에서 사용된 제1 수량(quantity)

과 제2 수량 및 제3 수량을 산정한다. 상기 제2 수량

및 제3 수량

은 제1 및 2 기호 값들과 독립적이며, 채널 응답이 변화하지 않는 한 불변이다.

일단 3개의 수량이 계산되면, 상기 중간 신호(z2(s1))는 상기 제1 기호(s1)의 각각의 M 가능값들에 대해 계산된다. 이 경우

이다.

이때, 상기 중간 신호(z2(s1))는 제1 실시예에서와 같이 제2 기호의 추정치

를 결정하기 위하여 이용된다.

메트릭(m(s1))의 제1 기호(s1)에 대한 최소화(minimization)는

를 최소화함으로써 제1 또는 제2 실시예에 따라서 동등하게 수행될 수 있다.

상기 식은

처럼, 상기 수신기 복잡도를 감소시키기 위하여 제3 수량(w)을 이용하여 쉽게 얻을 수 있다.

상기 수신기는 동일한 작용을 수행할 수 있으나, 역순(reverse order)이다.

특히, 이는 상기 수신 신호(y) 상의 제2 기호(s2)의 상기 제2 기호(s2)의 모든 M 가능값에 대한 기여율을 취소하고, 상기 산출된 신호 r1(s2)를 와 곱을 하여 중간 신호(z1(s2))를 구하고 상기 중간 신호(z1(s2))를 문턱 검출기(Q)로 전송하거나 룩업 테이블을 이용하여 상기 제1 기호(s1)의 최적 추정치를 결정한다.

실제로, 상기 수신기가 어느 한 방향으로 또는 다른 방향으로 동작하든지, 제1 및 제2 실시예들이 동일한 결과, 즉 가장 가능성 있는 전송 신호

는 동일하다는 결과를 보여주는 것을 알 수 있다.

이러한 특성은, 상기 제1 기호(s1) 및 제2 기호(s2)에 사용된 성상도들이 동일 크기가 아닌 경우, 상기 수신기 복잡도를 최소화하는데 이용될 수 있다. 실제로, 전송된 성상도들이 서로 다른 경우, 상기 수신기는 상기 복잡도를 감소시키기에 가장 적합한 경우를 선택할 수 있도록, 제1 기호(s1) 또는 제2 기호(s2) 중 어느 하나에 대하여 열거조사(enumeration)를 수행하기로 결정한다.

제 4실시예에서, 만약 상기 수신기 복잡도가 너무 큰 상태를 유지하면, 제1 또는 제2 기호를 열거조사하는 동안 시험된 가설의 숫자를, 상기 수신 신호(y)에 중심을 맞추고 소정값(ρ)에 해당하는 직경을 갖는 성상도에 속하는 구(sphere) 내부의 값들의 숫자로 더 한정함으로써 상기 제안된 수신기의 복잡도를 줄이는 것이 가능하다. 상기 구는, 예컨대, 단순한 간격(interval)인 1차원의 구이다.

이러한 감소된 열거조사(enumeration)의 제1 단계는 채널 행렬 H:H^HH=R^HR의 QR 분해(QR decomposition)를 수행하는 것이 될 것이다. 여기서 R은 상삼각행렬(upper triangle matrix)이다:

이 경우, 만약

로 나타내면,

표시함으로써, 상기 제2 기호(s2)에 대한 열거조사는

인 성상도의 값들에 한정될 수 있다. 여기서 소정값(ρ)은 성능과 복잡도 간의 바람직하게 비교형량하여 선택된다. 상기 소정값(ρ) 중 큰 값들에 대해, 모든 가설들이 시험될 것이고 상기 수신기는 최적이 될 것이다. 반면, 상기 소정값(ρ) 중 작은 값들에 대해, 더 적은 수의 가설들이 열거 조사되고 추정은 최적이 되지 않을 수 있다.

상기 제1 기호의 추정치는, 예컨대, 상기 구에 속하는 제2 기호의 값들과 관 련하여 상기 제1 또는 제2 실시예에서와 같이 계산된다.

상기 제1 기호(s1)가 행렬 G=[c₂,c₁]를 얻기 위하여 채널 행렬(H)의 열을 전환하고, L이 상삼각

인 G^HG=L^HL로서 이의 QR 분해를 수행함으로써 조사열거에 이용되는 경우, 검색을 제한하는데 동일한 원리를 이용하는 것도 가능하다.

이 경우, 상기 제1 기호(s1)에 대한 조사열거는

를 유지하는 성상도 기호로 제한될 수 있다.

또한, 행렬 L 및 R을 먼저 계산하는 것과 l₂₂ 및 r₂₂의 상대값에 기초한 조사열거를 수행하는 것도 가능하다. 이러한 수신기의 차선의 저비용 버젼은 본 발명의 다른 실시예를 구성한다.

대부분의 통신 시스템에서, 당업자에게 잘 알려진 오차 보정 부호(error correcting code), 예컨대, 블럭 부호, 길쌈 부호(convolutional code) 또는 터보 부호(turbo code)는 전송의 신뢰도를 개선하기 위하여 전송될 정보 단위들(bits of information)을 보호하는 인터리버(interleaver)와 함께 사용된다. 이와 같이, 제1 및 제 2 기호들(s1 및 s2)은 사용된 변조에 따라서, 복수의 기호 비트(symbolic bits)에 의하여 정해진다. 각각의 기호 비트는 랭크(rank)에 의하여 지정되고 0 또는 1에 해당한다. 이러한 기호 비트들은 예컨대, 부호화, 인터리빙 및 맵핑될 전송 정보 단위를 나타낸다.

상기 인터리버는 상기 비트를 복합 기호 맵핑한 후(기호 인터리버) 또는 그 이전(비트 인터리버)에 동작할 수 있다.

이후, 수신기는 직접 예컨대, 당업자에게 잘 알려진 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)을 이용하여 복호기에 메트릭스(metrics)를 제공하도록 수정될 수 있다.

이 경우, 본 발명의 제5실시예에 있어서, 상기 실시예들 중 어느 하나의 실시예에 따라서 복수의 부분집합(subsets)에 대해 최소 유클리드 거리가 선택되고, 상기 각각의 부분집합들은 제1 심볼(s1)의 모든 가능값들을 포함하고, 소정 랭크의 기호 비트는 소정값을 갖는다.

예를 들어, 상기 제1 기호는 제 1 기호 비트 및 제 2 기호 비트 b0 및 b1에 의해 정의된다고 간주하자.

제 1 기호 s₁에 의해 전달되는 제 1 기호 비트 b0의 주어진 값, 예를 들어 0, 에 대해 수신자에 의해 계산되는 비트 인터리버(bit interleaver)인 비트 메트릭(bit metric)의 경우는 다음과 같다:

여기서, 기호 min_{s1 : b0 =0} 는 최소화가 성상도에 대한 모든 가능한 값의 집합이 아닌 제 1 기호들에 대응하는 부분집합에 대해 수행됨을 나타내어, 기호 비트 bo의 값은 0이 된다. m(b0)=min_{s1 :b=0}m(s₁)로써, M 메트릭들 m(s₁)의 집합에 기초하여

검색이 가능하다.

수신자는 또한 다음의 비트 메트릭들을 계산한다:

, 여기서, 최소화는 제 1 기호들에 대응하는 부분집합에 대해 수행됨을 나타내어, 기호 비트 bo의 값은 1이 된다;

, 여기서, 최소화는 제 1 기호들에 대응하는 부분집합에 대해 수행됨을 나타내어, 기호 비트 b1의 값은 0이 된다; 그리고

, 여기서, 최소화는 제 1 기호들에 대응하는 부분집합에 대해 수행됨을 나타내어, 기호 비트 b1의 값은 1이 된다.

다음으로, 이들 네 가지 비트 메트릭들은 디코더(decoder)에 보내져, 정보 전송 비트들을 생성한다.

유사하게, 제 2 기호들 s₂ 에 의해 전달되는 기호 비트에 대한 비트 메트릭들은 다음과 같이 얻어질 수 있다:

m(b0)=min_{s2 : b0 =0}m(s₂)

m(b0)=min_{s2 : b0 =1}m(s₂)

m(b1)=min_{s2 : b1 =0}m(s₂)

m(b1)=min_{s1 : b1 =1}m(s₁)

유사하게, 기호 인터리브의 경우, 상기 제 1, 제 2, 또는 제 3 실시예에서 설명된 바와 같이 제 1 기호 s₁ 또는 제 2 기호 s₂의 주어진 값에 대한 메트릭들을 바로 얻을 수 있다.

본 발명의 제 6 실시예에서, 수신자는 또한 제 1 소프트 기호

및 제 2 소프트 기호

를 제공할 수 있다. 당업자는 이 기호들로부터 비트 메트릭들 또는 기호 메트릭들을 쉽게 구할 수 있다.

예를 들어, s₂ ^soft 및 s₁ ^soft 은 각각 가장 가능성 있는 전송 신호(

)를 형성하는 제 2 기호의 추정값 및 제 1 기호의 대응값이다.

본 발명은 또한 두 개 이상의 수신 안테나를 구비한 시스템에 적용된다. 이 경우, 수신 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다:

여기서, N 은 수신 안테나의 갯수이다.

c₁ 및 c₂ 를 아래와 같이 정의함으로써:

상기 설명한 본 발명의 모든 단계는 N=2인 경우와 같게 된다.

본 발명에 따르면, 오차 전파 현상이 발생하지 않아 수신기의 성능이 최적화되도록 함으로써, 소모적인 검색을 수행하지 않고 종래 기술에서와 같은 최적성을 희생하지도 않으면서 공간 다중화 신호를 최적으로 수신할 수 있는 효과가 있다.

Claims (11)

1. 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법에 있어서,

   상기 채널 행렬 H는 제1 및 제2 칼럼인 c1 및 c2를 포함하고, 상기 제1 칼럼 c1은 제1 전송 안테나 Tx1 및 적어도 제1 및 제2 수신 안테나인 Rx1 및 Rx2 사이의 전파채널응답을 나타내는 성분을 포함하고, 상기 제2 칼럼 c2는 제2 전송 안테나 Tx2 및 적어도 제1 및 제2 수신 안테나 Rx1 및 Rx2 사이의 전파채널응답을 나타내는 성분을 포함하고,

   신호 성상도에 속하는 제1 기호 s1의 가능한 값들로 구성된 집합을 선택하는 단계;

   상기 선택된 각각의 제1 기호 s1에 대해서,

   제1 기호 s1의 값을 이용하여 제2 기호 s2의 값을 산출하여 제2 기호 s2의 추정치를 생성하는 단계; 및

   상기 수신된 신호 y와 잡음없는 신호간의 유클리드(Euclidean) 거리를 계산하는 단계를 수행하고, 상기 잡음없는 신호는 상기 선택된 값을 가진 제1 기호로 구성된 벡터 및 상기 산출된 값을 가진 제2 기호에 의한 행렬 H의 곱으로 정의되고;

   상기 집합 또는 상기 집합의 부분집합에 속하는 서로 다른 선택된 값들에 대해서 각각 계산된 유클리드 거리들 중 최단 유클리드 거리를 선택하는 단계; 및

   상기 선택된 최단 유클리드 거리에 대응하고 복호화된 제1 및 제2 기호 s1 및 s2를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제2 기호 s2의 값을 산출하는 단계를 수행하기 전에,

   상기 수신된 신호 y를 곱한 제2 칼럼 c2의 켤레 복소수와 같은 제1 수량 u를 계산하는 단계;

   상기 제1 칼럼 c1을 곱한 제2 칼럼 c2의 켤레 복소수와 같은 제2 수량을 계산하는 단계; 및

   상기 제2 칼럼 c2를 곱한 제2 칼럼 c2의 켤레 복소수와 같은 제3 수량을 계산하는 단계를 적어도 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
3. 제1 또는 2항에 있어서,

   상기 제2 기호 s2의 값을 산출하는 단계는:

   상기 제1 신호 s1의 기여도가 감산되는 수신된 신호 y를 대표하는 중간 신호 z2(s1)를 생성하는 단계; 및

   상기 중간 신호 z2(s1)에 따라 제2 기호 s2의 값을 결정하는 단계를 적어도 포함하는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
4. 제3항에 있어서,

   상기 제2 기호 s2의 값을 결정하는 것은 중간 신호 z2(s1)를 문턱 검출기 Q로 전송함으로써 수행되고, 이로써 상기 중간 신호 z2(s1)에 따라 제2 기호 s2의 추정치가 생성되는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
5. 제3항에 있어서,

   상기 제2 기호 s2의 값을 결정하는 것은 룩업 테이블을 사용하여 수행되어 상기 제2 기호 s2의 추정치를 구하는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
6. 제1항 내지 5항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 집합은 신호 성상도에 속한 모든 제1 기호 s1의 값들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
7. 제1항 내지 5항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 집합은 수신 신호 y에 중심이 위치하고 그 반경은 소정값 ρ와 같은 신호 성상도에 속하는 구체(sphere) 내부에 선택되는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
8. 제7항에 있어서,

   상기 구체는

   

   을 만족하고, l22는 적어도 채널 행렬 H에 적어도 QR 분해를 수행함으로써 구한 상부 삼각 행렬의 마지막 행 및 열의 성분이고, ε1은 수신 신호 y를 곱한 채널 행렬 H의 역행렬과 같은 벡터의 성분인 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
9. 제1항 내지 8항 중 어느 한 항에 있어서,

   제1 기호 s1은 복수개의 기호 비트들로 정의되고, 각각의 기호 비트는 그 랭크(rank)로 지정되어 0 또는 1이고, 상기 최단 유클리드 거리를 선택하는 단계는 복수개의 부분집합에 대해 수행되고, 각각의 부분집합은 소정 랭크의 기호 비트가 소정값을 갖는 모든 가능한 제1 기호 s1의 값들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
10. 제1항 내지 9항 중 어느 한 항에 있어서,

    제1 소프트 기호

    

    를 계산하는 단계를 더 포함하고,

    

    는 상기 제1 칼럼 c1의 켤레복소수이고,

    

    은 상기 산출된 값에 대응하는 제2 기호 s2의 값이고;

    제2 소프트 기호

    

    를 계산하는 단계를 더 포함하고,

    

    는 제2 칼럼의 켤레복소수이고,

    

    은 상기 산출된 값에 대응하는 제1 기호 s1의 값인 것을 특징으로 하는, 적어도 잡음 행렬 n, 채널 행렬 H, 적어도 신호 성상도에 속하는 제1 및 제2 기호 s1 및 s2로 구성된 수신 신호 y 함수를 복호화하는 방법.
11. 적어도 제1항 내지 10항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하는 수신기.

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