KR100981121B1

KR100981121B1 - 다중입력 다중출력 시스템에서의 수신 장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR100981121B1
Application number: KR1020070133529A
Authority: KR
Inventors: 윤찬호; 이일구; 손정보; 최은영; 이유로; 이석규
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2007-12-18
Filing date: 2007-12-18
Publication date: 2010-09-10
Also published as: US20090154608A1; US8107563B2; KR20090065964A

Abstract

본 발명은 이중 STBC-OFDM 방식의 MIMO 시스템에서 수신 신호를 검파할 때, 선형 방식과 비선형 방식을 함께 사용하여 연산 복잡도를 낮추면서도 검파 성능을 향상시킬 수 있는 수신 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템의 수신 장치에 있어서, 수신 신호 벡터에 대한 단일(Q) 행렬 벡터와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산하는 QR 분해수단; 상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 일부 심볼을 추정하는 제1 심볼 추정수단; 상기 제1 심볼 추정수단에 의해 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 LLR 계산수단; 상기 LLR 계산수단에 의해 계산된 로그 우도율을 이용해 디코딩된 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하는 간섭 제거수단; 및 상기 간섭 제거수단에 의해 간섭이 제거된 신호에 대해 선형적으로 나머지 심볼을 추정하는 제2 심볼 추정수단을 포함한다.

MIMO, 다중, 안테나, 입력, 출력, 수신, 선형, 비선형, QR, 분해, 간섭, 제거

Description

디중입력 다중출력 시스템에서의 수신 장치 및 그 방법{Apparatus and Method for Receiving Signal for MIMO System}

본 발명은 다중입력 다중출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 시스템의 수신 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 자세하게는 MIMO-직교주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 기술 중의 하나인 이중 STBC-OFDM 시스템에서 수신 신호를 검파할 때, 선형 방식과 비선형 방식을 함께 사용하여 연산 복잡도를 낮추면서도 검파 성능을 향상시킬 수 있는 수신 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

본 발명은 정보통신부 및 정보통신연구진흥원의 IT신성장동력핵심기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2006-S-014-02, 과제명: 200Mbps급 IEEE 802.11n 모뎀 및 RF 칩셋 개발].

현재 무선통신 시스템은 제한된 주파수를 이용해 고품질 및 대용량의 멀티미디어 데이터를 전송하기 위한 요구가 증대되고 있다. 제한된 주파수를 사용해서 많 은 용량의 데이터를 전송하기 위한 방법으로 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템이 있다. MIMO 시스템은 송수신 단에 다중 안테나를 사용하여 독립적인 페이딩 채널을 복수 형성하고, 송신 안테나마다 다른 신호를 전송함으로써, 데이터 전송 속도를 크게 향상시킬 수 있다. 이에 따라, MIMO 시스템은 주파수를 더 늘리지 않은 상태에서도 보다 많은 양의 데이터를 전송할 수 있다.

하지만, MIMO 시스템은 고속 전송 시 발생하는 심볼 간의 간섭 및 주파수 선택적 페이딩에 약하다는 단점이 있다. 이런 단점을 극복하기 위해 직교주파수 분할다중(OFDM) 방식을 함께 사용한다. OFDM 방식은 현재 고속 데이터 전송에 가장 적합한 변조 방식으로, 하나의 데이터 열이 보다 낮은 데이터 전송률을 갖는 부반송파를 통해 전송된다.

무선통신을 위한 채널 환경은 건물과 같은 장애물로 인해 다중경로를 갖는다. 다중경로가 있는 무선채널에서는 다중경로에 의한 지연확산이 생기고, 다음 심볼이 전송되는 시간 보다 지연확산시간이 클 경우 심볼 간 간섭(ISI)이 발생하게 된다. 이 경우 주파수 영역에서 보면 선택적으로 페이딩(Frequency Selective Fading)이 발생하는데, 하나의 반송파(single-carrier)를 사용하는 경우 심볼 간 간섭 성분을 제거하기 위해 등화기가 사용된다. 하지만, 점점 데이터의 속도가 증가하면서 등화기의 복잡도도 함께 증가된다.

결국 MIMO 시스템과 OFDM 시스템을 결합하게 되면, MIMO 시스템의 장점은 그대로 이용하고, 단점은 OFDM 시스템을 이용해 상쇄시킬 수 있다. N개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나를 갖는 형태가 일반적인 MIMO 시스템이며, 이 시스템에 OFDM 기술을 결합한 구조가 MIMO-OFDM 시스템이다.

도 1a 및 도 lb는 MIMO-OFDM 기술의 하나인 이중(Double) STBC-OFDM 방식을 이용한 시스템의 구성을 개략적으로 나타낸 블록 구성도이다. 도 1a는 송신단의 블록 구성도이고, 도 1b는 수신단의 블록 구성도이다.

도 1a를 참조하면, 역다중화부(101)는 송신 비트 스트림을 채널 인코딩하기 위해 다수의 데이터 열로 분리하며, 각각의 인코더(encoder)(102)는 입력된 데이터를 인코딩한다. 인코딩 후 데이터는 인터리버(103)에 의해 인터리빙된 후, QAM 맵퍼(104)로 입력된다. QAM 맵퍼(104)는 변조 방식(예를 들어, BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM)에 따라 인터리빙된 데이터를 변조된다. 변조된 심볼은 역고속 푸리에 변환부(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)(105)를 통하여 시간축의 신호로 변환된다. 시간축으로 변환된 심볼에는 CP 삽입부(106)에 의해 보호 구간을 위한 순환전치(CP: Cyclic Prefix) 부호가 삽입된다. 순환전치 부호가 삽입된 신호는 직렬/병렬 변환부(S/P)(107)에 의해 병렬 신호로 변환되고, STBC 송신부(108)는 무선 채널상으로 송신 신호를 병렬 전송한다.

도 1b를 참조하면, CP 제거부(109)는 보호 구간을 위해 삽입된 순환전치(CP) 부호를 제거하고, 순환전치 부호가 제거된 신호를 고속푸리에변환(FFT: Fast Fourier Transform)부(110)로 전달한다. 고속푸리에변환(FFT)부(110)는 입력되는 병렬 신호에 대해 고속 푸리에 변환을 수행한다. MIMO 수신기(111)는 고속 푸리에 변환에 의해 생성된 송신 데이터 심볼에 대한 추정을 수행한다. MIMO 수신기(111)는 추정된 심볼로부터 로그 우도율(LLR: Log Likelihood Ratio)을 계산한다. 그리 고, 디코더(112)는 MIMO 수신기(110)로부터 전달된 각 데이터 열을 복조(decoding)하여, 송신 데이터를 추정한다.

한편, 수신단에는 본 발명을 위해 인터리버(113)와 맵퍼(114)가 구비되는데, 이에 대해서는 첨부된 도 2를 참조하여 설명하기로 한다.

이와 같이 STBC-OFDM 기술은 기존의 송신 다이버시티(diversity) 기술을 OFDM 기술에 적용한 것이며, 시간 영역에서 공간-시간 코딩이 이루어진다. 이와 같은 STBC-OFDM 기술은 송신 다이버시티를 제공하여 링크 레벨의 성능을 향상시킬 수 있다. 하지만, STBC-OFDM 기술은 시간에 따라 변하는 채널에서는 그러한 성능 향상을 기대할 수 없다. 시간에 따라 변하는 채널에서는 공간-시간 코딩에서 전제되는 정적 채널(static channel)의 상태가 보장되지 않기 때문에, 신호의 직교성이 파괴되는 현상이 초래된다. 따라서 STBC-OFDM 기술은 일반적으로 대역폭을 크게 잡으면서 패킷 길이가 시간적으로 짧은 무선랜 시스템과 같은 광대역 시스템에만 한정적으로 적용된다.

기존의 송신 다이버시티 이득을 얻기 위한 STBC-OFDM 시스템에서 무선 채널 상으로 병렬 전송하는 공간 다중화(spatial multiplexing) 개념을 적용한 것이 이중(Double) STBC-OFDM 시스템이다. 이중 STBC-OFDM 시스템은 기존 STBC-OFDM 시스템보다 2배의 전송량을 갖는다.

통상 STBC-OFDM 시스템의 수신기로는 최대 우도(ML: Maximum likelihood) 검파와 같은 비선형 타입과 제로 포싱(ZF: Zero Focing)과 같은 선형 타입이 있다. 비선형 타입의 수신기는 수신 성능이 좋지만, 복잡도가 높아 구현하기 용이하지 않 은 측면이 있다. 반면에 선형 타입의 수신기는 수신 성능은 떨어지지만, 복잡도가 매우 낮은 장점이 있다. 이로 인해, 일반적으로 선형 타입의 수신기가 다중입력 다중출력 시스템의 검파기로 이용된다.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, MIMO-OFDM 기술 중의 하나인 이중 STBC-OFDM 시스템에서 비선형 타입의 수신기가 갖는 연산 복잡도를 낮춰, 선형 타입과 비선형 타입을 함께 사용하도록 함으로써, 연산 복잡도를 낮추면서도 공간 스트림 간의 간섭을 제거하고, 간섭 제거에 필요한 지연 시간을 단축할 수 있는 다중입력 다중출력 시스템에서의 수신 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.

본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 수신 장치는, 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템의 수신 장치에 있어서, 수신 신호 벡터에 대한 단일(Q) 행렬 벡터 와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산하는 QR 분해수단; 상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 일부 심볼을 추정하는 제1 심볼 추정수단; 상기 제1 심볼 추정수단에 의해 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 LLR 계산수단; 상기 LLR 계산수단에 의해 계산된 로그 우도율을 이용해 디코딩된 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하는 간섭 제거수단; 및 상기 간섭 제거수단에 의해 간섭이 제거된 신호에 대해 선형적으로 나머지 심볼을 추정하는 제2 심볼 추정수단을 포함한다.

바람직하게는 상기 제2 심볼 추정수단은, 잡음 가중치를 이용해 제로 포싱을 수행하여 상기 나머지 심볼을 추정하고, 상기 추정된 나머지 심볼들에 대해 비트에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제로 포싱수단인 것을 특징으로 한다.

바람직하게는 상기 제1 심볼 추정수단은, 변조 방식에 따른 격자점들을 특정 R 행렬 벡터에 대입하여 가장 최소 값을 갖는 것을 해당 심볼로 추정한다.

바람직하게는 상기 제1 심볼 추정수단은, 특정 R 벡터 값과 상기 격자점의 심볼 값의 곱셈 값을 저장하고, 상기 저장된 곱셈 값을 이용해 다른 심볼을 추정하는데 사용한다.

바람직하게는 상기 QR 분해수단은, 위상과 송신 안테나를 변경하여 동일 데이터를 중복 전송하는 방식에 따른 유효 채널 행렬 특성을 이용해 특정 부분만 QR 분해한다.

또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 수신 방법은, 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템의 수신 방법에 있어서, (a) 수신 신호 벡터에 대한 단일(Q) 행렬 벡터와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산하는 단계; (b) 상기 (a) 단계에서 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 일부 심볼을 추정하는 단계; (c) 상기 (c) 단계에서 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 단계; (d) 상기 (c) 단계에 의해 계산된 로그 우도율을 이용해 디코딩된 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하는 단계; 및 (e) 상기 간섭이 제거된 신호에 대해 선형적으로 나머지 심볼을 추정하는 단계를 포함한다.

또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 수신 장치는, 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템의 수신 장치에 있어서, 수신 신호 벡터에 대한 단일(Q) 행렬 벡터와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산하는 QR 분해수단; 상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 비선형 방식으로 일부 심볼에 대한 추정과, 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제1 검파수단; 상기 제1 검파수단에 의해 검파된 일부 심볼에 대한 디코딩된 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하고, 상기 간섭이 제거된 신호에 대해 선형 방식으로 나머지 심볼을 추정하는 제2 검파수단; 및 상기 제1 검파수단에 의해 검파된 일부 심볼에 대해 디코딩하고, 상기 일부 심볼에 대한 디코딩 신호를 상기 제2 검파수단으로 제공하며, 상기 제2 검파수단에 의해 검파된 나머지 심볼에 대해 디코딩하는 디코딩수단을 포함한다.

바람직하게는 상기 제1 검파수단은, 상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 일부 심볼을 추정하는 심볼 추정수단; 및 상기 심볼 추정수단에 의해 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 LLR 계산수단을 포함한다.

바람직하게는 상기 제2 검파수단은, 일부 추정 심볼에 대한 디코딩 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하는 간섭 제거수단; 및 상기 간섭 제거수단에 의해 간섭이 제거된 신호에 대해 잡음 가중치를 이용해 제로 포싱을 수행하여 상기 나머지 심볼을 추정하고, 상기 추정된 나머지 심볼들에 대해 비트에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제로 포싱수단을 포함한다.

상기와 같은 본 발명은, MIMO-OFDM 기술 중의 하나인 이중 STBC-OFDM 시스템에서 비선형 타입의 수신기가 갖는 연산 복잡도를 낮춰, 선형 타입과 비선형 타입을 함께 사용하도록 함으로써, 하드웨어 복잡도를 낮추면서도 공간 스트림 간의 간섭을 제거하고, 간섭 제거에 필요한 지연 시간을 단축할 수 있다. 이에 따라 본 발명을 이용하는 경우 고성능의 MIMO 수신기를 용이하게 구현할 수 있다.

상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명 을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명하기로 한다.

도 1a 및 도 1b를 참조하면, 4개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나를 이용하는 경우, 역고속 푸리에 변환(IFFT) 후에 시간 영역 상에서 Alamouti에 의해 제안된 공간-시간 송신 다이버시티 코딩 과정은 다음 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.

수학식 1에서 행렬 x(n, n+1)는 4개의 심볼 s₀, s₁, s₂, s₃가 2 심볼 시간 동안 전송되는 것을 의미한다. 행렬 x의 열은 시간축을 의미하고, 행은 도 1a 및 도 1b에서 각 안테나별 전송을 의미한다. 도 1a에서 송신단은 4개의 송신 안테나를 이용하는 구조이다. 데이터 송신은, 첫 번째 심볼 시간(time)에서 4개의 심볼을 그대로 전송하고, 다음 심볼 시간에서는 송신하려는 4개의 심볼의 위상(phase)을 다르게 하고, 이 위상을 다르게 한 4개의 신호를 이전 심볼 시간에서 전송했던 안테나와 다른 송신 안테나를 통해 전송하는 것에 의해 이루어진다.

도 1b에서 수신단은 수신 신호를 2 심볼 시간 동안 수신하여 처리해야 한다. 그리고 2 심볼 시간 동안 수신된 신호는 다음 수학식 2와 같이 표현될 수 있다. 여 기서 수신된 신호 행렬 r은 도 1에서 고속푸리에변환(FFT)을 수행한 후의 신호를 의미한다.

도 1b를 참조하면, 주파수 선택적 페이딩 채널을 거쳐서 수신된 신호는 2 심볼 시간 동안 2개의 수신 안테나를 통해 수신되기 때문에, 수학식 2에서와 같이 수신된 신호는 2행 2열로 표현되어야 한다. 하지만, 여기서 2개의 안테나로 수신된 신호는 행이 4이고 열이 1인 벡터로 표현될 수 있다. 그 이유는 송신된 신호가 2 심볼 시간에 걸쳐 위상과 송신 안테나의 위치가 변경되었지만 중복된 신호를 전송하기 때문이다. 이에 따라 수학식 2는 등가적으로 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

여기서, 수학식 3의 유효한 채널 행렬(effective channel matrix) H 부분의 효과를 제거하는 것이 등화기의 역할이다.

도 2는 본 발명에 따른 이중 STBC-OFDM 방식을 이용하는 다중 안테나 시스템에서 수신 장치의 블록 구성도이다.

본 발명에 따른 수신 장치는 크게 채널 행렬 추정 및 QR 분해부(201)와, R₂₂s₂ 계산부(202)와, 로그 우도율(LLR) 계산부(203)와, 간섭 제거부(204)와, 잡음 가중치를 이용한 제로 포싱부(WZF)(205)를 포함한다.

도 2를 참조하면, WZF 선형 등화기는 유효 채널 행렬 H를 없애기 위해 H의 역행렬(H^-1)을 수신 벡터 r에 곱해주는 기능을 수행한다. 이는 수학식 4와 같이 표현될 수 있다. 수학식 3과 같이 유효 채널 행렬 H는 4개의 부 행렬 H₀₀ H₀₁ H₁₀ H₁₁로 구분될 수 있다.

수학식 4를 참조하면, 채널 행렬 H의 역행렬(H^-1)을 수신 벡터 r에 곱해 신호 s가 검출된다. 하지만 수학식 4를 참조하면, 잡음 성분 벡터(n₀, n₁, n₂, n₃)가 H의 역행렬을 곱한 만큼 증폭이 된다. 여기서 증폭된 잡음 벡터 성분은 4개의 추정된 심볼 s₀, s₁, s₂, s₃ 마다 각각 (H^-1n)₀,(H^-1n)₁,(H^-1n)₂,(H^-1n)₃로 표현된다. 여기서 ()는 괄호 안 행렬의 i번째 행을 의미한다. 기존의 제로 포싱(ZF) 선형 등화기는 이 잡음 성분의 증폭을 무시하고 신호를 검출하기 때문에, 잡음 부분이 H의 역행렬만큼 그 크기가 증폭된다. 따라서 선형 검파기/등화기는 수신 성능이 열화된다.

다음, 비선형과 선형 방식을 함께 사용하여 다중 안테나 신호를 복호화하는 본 발명을 구체적으로 설명한다.

도 2를 참조하면, 채널 행렬 추정 및 QR 분해부(201)는 수학식 3의 채널 행렬을 기본으로 QR 분해(decomposition)를 수행하여, Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 계산한다. QR 분해의 결과는 다음 수학식 5와 같이 표현될 수 있다. 수학식 5에서 Q는 단일(Unitary) 행렬(Q^HQ = I)을 의미하고, R은 상삼각(upper triangular) 행렬을 의미한다.

수학식 6은 Q 행렬 벡터의 계산 과정을 나타낸 것이고, 수학식 7은 R 행렬 벡터를 계산하는 과정을 나타낸 것이다. 이와 같은 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터의 계산은 공지된 기술을 이용할 수 있다.

수학식 7을 통해 알 수 있는 바와 같이 R 행렬 벡터 R₂₃의 값은 0으로 계산된다. 이러한 특징은 이중 STBC-OFDM 방식에서 가능한 채널 행렬이기 때문이다. 따라서 수학식 4와 같이 수신 신호를 검파하기 위해선 다음 수학식 8과 같은 신호처리 과정을 거치면 된다.

상기 수학식 8을 참조하면, 정해진 배열(constellation)에 의해 s₃을 대입하여 가장 근사한 수치를 찾아낼 수 있다. 예를 들어, 송신 변조 신호 s₃이 64-QAM 방식의 변조를 사용하였으면(C = 64), 64 개 모두에 해당하는 격자점(complex point)을 대입하여 가장 작은 최소 값을 찾아내면 된다. 이를 수학식으로 나타내면 다음 수학식 9와 같다.

여기서 (·)는 i 번째 행에 해당하는 벡터를 의미한다. 수학식 9에 의해 송신 신호 s₂와 s₃가 추정된다. 이 과정에서 구현 복잡도를 감소시키기 위해 R₂₂s₂ 계산부(202)는 R₂₂s₂의 계산 결과 값을 저장해 둔다. 이 R₂₂s₂의 계산 결과를 저장해 놓으면 따로 R₂₂s₃의 값을 계산할 필요가 없다. 왜냐하면 s₀, s₁, s₂ 와 s₃은 동일한 배열(constellation) 도메인(domain)에 속해 있기 때문이다. 만약 수학식 5에서 R 행 렬의 2번째 행 3번째 열의 값이 0이 아니면, 위의 수학식 9는 성립이 되지 않고, 최소 값을 주는 s₂과 s₃의 조합을 추정하기 위해 필요한 곱셈 계산은 64x64 = 4096번이 필요하다.

수학식 9를 통해 가장 최소 값을 가지는 s₂ 와 s₃를 경판정(hard-decision) 방식으로 선택한 후, 디맵퍼를 사용하여 디맵핑하고, 디맵핑 값을 채널 디코더에 입력해도 무방하다. 하지만, 본 발명은 신호의 검파 능력을 향상시키기 위해, LLR 계산부(203)는 추정된 심볼 s₂와 s₃의 비트 정보에 해당하는 로그 우도율(LLR) 값을 비트 단위로 계산한다. s₂와 s₃의 비트 단위의 해당하는 LLR 값의 계산은 다음 수학식 10과 같이 표현된다.

수학식 10에서 b_q는 심볼 s₂와 s₃의 q번째 비트에 해당하는 LLR을 나타낸다. 마찬가지로

는 존재하는 배열상에서 q번째 비트가 0일 때를 의미하고, 반대로

는 존재하는 배열상에서 q번째 비트가 1일 때를 의미한다.

도 3은 64-QAM 변조 방식을 사용하는 경우 적용된 그레이 코드(gray code)를 나타낸 것이다. 여기서 R₂₂s₂ = R₂₂s₃이므로 R₂₂s₂에 해당하는 64개의 곱셈 값을 미리 구하고, 특정 비트에 해당하는 LLR 값을 계산할 때, 이 미리 계산된 곱셈 값을 사용한다. 예를 들어 첫번째 비트의 LLR을 구하는 경우, 도 3을 참조하면, 좌측 32개에 해당하는

값에서

의 최소값을 구하고, 우측 32개에 해당하는

값에서

의 최소값을 구하여, s₂의 0번째 비트에 해당하는 LLR 값 LLR(s₂,b₀)을 구할 수 있다. 이러한 동작이 반복적으로 수행되면 5번째 비트에 해당하는 LLR 값 LLR(s₂,b₅)까지 구해지게 되고, s₃도 같은 방식으로 구할 수 있게 된다.

도 2를 참조하면, LLR 계산부(203)에 의해 s₂과 s₃에 해당하는 비트 단위의 LLR 값이 계산된 후, 디인터리버(206)을 통해 채널 디코더(112)로

이 입력된다. 채널 디코더(112)는 비터비 디코더로, 채널 디코딩을 수행한다. 그리고 디코딩된 신호

는 인터리버(113)와 맵퍼(114)를 통해 간섭 제거부(204)로 입력된다. 간섭 제거부(204)는 맵퍼(114)를 통해 입력된 디코딩 신호

와 채널 행렬을 곱하여 처음에 수신한 신호 벡터 r에서 간섭을 제거한다. 간섭이 제거된 신호는 다음 수학식 11과 같이 표현된다.

잡음 가중치를 이용한 제로 포싱부(WZF)(205)는 간섭이 제거된 신호에 가중치(W)를 곱해 선형적으로 신호

를 검출한다. 이와 같은 가중치를 이용한 제로 포싱을 통해 신호를 검출하는 과정을 수학식으로 표현하면 다음 수학식 12와 같다.

그리고 여기서 검파된 신호 s₀를 잡음 가중치를 이용해 비트에 대한 LLR 값을 구하는 것은 16-QAM의 경우 다음 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다. s₁의 비트당 LLR 값을 구하는 것은 16-QAM의 경우 하기와 동일하다.

검파된 신호 s₀를 잡음 가중치를 이용해 비트에 대한 LLR 값을 구하는 것은 64-QAM의 경우 다음 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다. s₁의 비트당 LLR 값을 구하는 것은 64-QAM의 경우 하기와 동일하다.

나머지 BPSK 및 QPSK 변조 방식의 경우 수학식 14의 b₀ 또는 b₂가 계산되는 수학식을 적용하면 된다. 수학식 14에서 알 수 있듯이, 수학식 4에서 잡음이 증폭된 정도의 제곱 norm

만큼 소프트 비트(soft-bit) 신호의 크기는 반비례하여 신뢰도가 자동으로 결정된다. 가중치가 적용된 소프트 비트 값은 도 2에서 소프트 입력 비터비 디코더가 디코딩할 때 상당한 성능 이득을 제공한다.

이상에서 설명한 바와 같은 본 발명에 따른 이중 STBC-OFDM 방식의 다중 안테나 시스템에서 수신 신호를 검파하기 위한 수신 장치 및 방법을 정리하면 다음과 같다.

먼저, 채널 행렬 추정 및 QR 분해부(201)는 고속 푸리에 변환 후의 수신 신호 벡터에 대해 단일(Q) 행렬 벡터와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산한다.

R₂₂s₂ 계산부(202)는 채널 행렬 추정 및 QR 분해부(201)에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터 값을 이용해 수신 신호 벡터에서 일부 심볼(s₂, s₃)을 추정한다. 이때, R₂₂s₂ 계산부(202)는 Q 행렬 벡터와 수신 신호 벡터를 곱한 값에서 특정 R 행렬 벡터(R₂₂)와 변조 방식에 따른 격자점의 심볼 값(s₂)을 곱한 값을 감산하고, 이 감산 값의 제곱 값이 최소인 값을 찾아 송신 신호 심볼을 추정한다.

LLR 계산부(203)는 R₂₂s₂ 계산부(202)에 의해 추정된 심볼에 대해 비트 단위의 해당하는 로그 우도율(LLR)을 계산한다. 이때 LLR 계산부(203)는 변조 방식에 따른 격자점에 대해 곱셈값을 미리 계산하고, 이 미리 계산된 곱셈값을 이용해 특정 비트에 해당하는 LLR 값을 계산하는데 이용한다.

디코더(112)는 LLR 계산부(203)에 의해 계산된 특정 심볼의 LLR 값을 이용해 특정 심볼에 대한 디코딩을 수행한다. 그리고 디코더에 의해 디코딩된 신호는 인터리버와 맵퍼를 통해 간섭 제거부(204)로 입력된다.

간섭 제거부(204)는 채널 행렬과 디코딩된 신호를 곱해 수신 신호 벡터에서 이 곱한 값을 감산하여 간섭을 제거한다. 그리고, WZF(205)는 간섭 제거부(204)에 의해 간섭이 제거된 신호에 대해 잡음 가중치를 이용해 제로 포싱을 수행하여 나머지 심볼에 대한 추정을 수행한다. 그리고 WZF(205)는 이렇게 추정된 나머지 심볼들에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하여 디인터리버(206)를 통해 디코더(112)로 전달한다. 디코더(112)는 WZF(205)로부터 전달된 나머지 심볼의 로그 우도율을 이용해 심볼을 디코딩한다.

한편, 전술한 바와 같은 본 발명의 방법은 컴퓨터 프로그램으로 작성이 가능하다. 그리고 상기 프로그램을 구성하는 코드 및 코드 세그먼트는 당해 분야의 컴퓨터 프로그래머에 의하여 용이하게 추론될 수 있다.　또한, 상기 작성된 프로그램은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체(정보저장매체)에 저장되고, 컴퓨터에 의하여 판독되고 실행됨으로써 본 발명의 방법을 구현한다. 그리고 상기 기록매체는 컴퓨터가 판독할 수 있는 모든 형태의 기록매체를 포함한다.

이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

도 1a 및 도 1b는 본 발명이 적용되는 이중 STBC-OFDM 방식의 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템의 구성도,

도 2는 본 발명에 따른 수신 장치의 블록 구성도,

도 3은 일반적인 64-QAM 방식의 격자점을 나타낸 도면이다.

Claims

다중입력 다중출력(MIMO) 시스템의 수신 장치에 있어서,

수신 신호 벡터에 대한 단일(Q) 행렬 벡터와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산하는 QR 분해수단;

상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 일부 심볼을 추정하는 제1 심볼 추정수단;

상기 제1 심볼 추정수단에 의해 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 LLR 계산수단;

상기 LLR 계산수단에 의해 계산된 로그 우도율을 이용해 디코딩된 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하는 간섭 제거수단; 및

상기 간섭 제거수단에 의해 간섭이 제거된 신호에 대해 선형적으로 나머지 심볼을 추정하는 제2 심볼 추정수단;을 포함하며,

여기서, 상기 제1 심볼 추정수단은, 변조 방식에 따른 격자점들을 특정 R 행렬 벡터에 대입하여 가장 최소 값을 갖는 것을 해당 심볼로 추정하는 것을 특징으로 하는 수신 장치
제 1 항에 있어서,

상기 제2 심볼 추정수단은,

잡음 가중치를 이용해 제로 포싱을 수행하여 상기 나머지 심볼을 추정하는 제로 포싱수단인 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 제로 포싱수단은,

상기 추정된 나머지 심볼들에 대해 잡음 가중치를 이용하여 비트에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
삭제
제 1 항에 있어서,

상기 제1 심볼 추정수단은,

상기 특정 R 행렬 벡터의 값과 상기 격자점들의 심볼 값을 곱셈한 곱셈 값을 저장하고, 상기 저장된 곱셈 값을 이용해 다른 심볼을 추정하는데 사용하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
다중입력 다중출력(MIMO) 시스템의 수신 장치에 있어서,

수신 신호 벡터에 대한 단일(Q) 행렬 벡터와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산하는 QR 분해수단;

상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 일부 심볼을 추정하는 제1 심볼 추정수단;

상기 제1 심볼 추정수단에 의해 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 LLR 계산수단;

상기 LLR 계산수단에 의해 계산된 로그 우도율을 이용해 디코딩된 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하는 간섭 제거수단; 및

상기 간섭 제거수단에 의해 간섭이 제거된 신호에 대해 선형적으로 나머지 심볼을 추정하는 제2 심볼 추정수단;을 포함하며,

여기서, 상기 QR 분해수단은, 위상과 송신 안테나를 변경하여 동일 데이터를 중복 전송하는 방식에 따른 유효 채널 행렬 특성을 이용해 특정 부분만 QR 분해하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
다중출력(MIMO) 시스템의 수신 장치에 있어서,

수신 신호 벡터에 대한 단일(Q) 행렬 벡터와 상삼각(R) 행렬 벡터를 계산하는 QR 분해수단;

상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 비선형 방식으로 일부 심볼에 대한 추정과, 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제1 검파수단;

상기 제1 검파수단에 의해 검파된 일부 심볼에 대한 디코딩된 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하고, 상기 간섭이 제거된 신호에 대해 선형 방식으로 나머지 심볼을 추정하는 제2 검파수단; 및

상기 제1 검파수단에 의해 검파된 일부 심볼에 대해 디코딩하고, 상기 일부 심볼에 대한 디코딩 신호를 상기 제2 검파수단으로 제공하며, 상기 제2 검파수단에 의해 검파된 나머지 심볼에 대해 디코딩하는 디코딩수단;을 포함하며,

여기서, 상기 제1 검파수단은, 변조 방식에 따른 격자점들을 특정 R 행렬 벡터에 대입하여 가장 최소 값을 갖는 것을 해당 심볼로 추정하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 제1 검파수단과 상기 제2 검파수단의 출력을 디인터리빙하여 상기 디코딩수단으로 제공하는 디인터리빙수단;

상기 디코딩수단의 출력을 인터리빙하는 인터리빙수단; 및

상기 인터리빙수단의 출력을 맵핑하여 상기 제2 검파수단으로 제공하는 맵핑수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제 8 항에 있어서,

상기 제1 검파수단은,

상기 QR 분해수단에 의해 계산된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 이용해 일부 심볼을 추정하는 심볼 추정수단; 및

상기 심볼 추정수단에 의해 추정된 일부 심볼에 대한 비트 단위 로그 우도율(LLR)을 계산하는 LLR 계산수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제 9 항에 있어서,

상기 제2 검파수단은,

상기 맵핑수단을 통해 일부 추정 심볼에 대한 디코딩 신호를 입력받아 상기 수신 신호 벡터에서 간섭을 제거하는 간섭 제거수단; 및

상기 간섭 제거수단에 의해 간섭이 제거된 신호에 대해 잡음 가중치를 이용해 제로 포싱을 수행하여 상기 나머지 심볼을 추정하고, 상기 추정된 나머지 심볼들에 대해 비트에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제로 포싱수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
삭제
제 7 항에 있어서,

상기 제1 검파수단은,

상기 특정 R 행렬 벡터의 값과 상기 격자점들의 심볼 값을 곱셈한 곱셈 값을 저장하고, 상기 저장된 곱셈 값을 이용해 다른 심볼을 추정하는데 사용하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.