CN1941657A - 处理无线通信的方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种支持单权重分集的可重配置正交频分复用(OFDM)芯片的系统和/或方法。可重配置OFDM芯片可配置为处理诸如IEEE 802.11、802.16和数字视频广播(DVB)等信号。OFDM芯片可生成应用于在接收天线中收到的信号的信道权重。加权信号可组合为单个接收信号，而该单个接收信号可生成信道估计值。从已生成的信道估计值中可生成最新信道权重。可实现信道权重的动态更新。可配置OFDM芯片可用于提供蜂窝和基于OFDM的协作通信。可重配置OFDM芯片和蜂窝芯片可通过与公共总线相连的存储器传送数据和/或控制信息。

Description

处理无线通信的方法及系统

技术领域

本发明涉及通信系统中的信号处理，更具体地说，涉及一种支持单权重分集的可重配置正交频分复用(OFDM)芯片。

背景技术

移动通信已经改变了人们的通信方式，而移动电话也已经从奢侈品变成了人们日常生活中不可缺少的一部分。今天，移动设备的使用是由社会环境驱动的，而不受地域和技术的限制。虽然语音通信满足了人们交流的基本要求，且移动语音通信已进一步渗入了人们的日常生活，但移动通信发展的下一阶段是移动互联网。移动互联网和/或移动视频将成为日常信息的普通来源，理所当然应实现对这些数据的简单通用的移动式访问。

例如第三代(3G)蜂窝网络专门设计来满足移动设备的这些未来的需求。随着这些服务的大量出现和使用，网络容量的成本效率优化和服务质量(QoS)等因素对于网络运营商而言，将变得比现在更为重要。当然，可以通过精细的网络规划和运营、传输方法的改进以及接收机技术的提高来实现这些因素。因此，载波需要允许它们增大下行吞吐量的技术，从而提供比那些线缆调制解调器和/或DSL服务提供商的竞争对手更好的QoS容量和速率。在这点上，对于今天的无线载波而言，基于宽带CDMA(WCDMA)技术的网络将数据传送到终端用户是更为可行的选择。GPRS和EDGE技术可用于提高当前GSM等第二代(2G)系统的数据吞吐量。此外，HSDPA技术是面向数据通信的基于因特网协议(IP)的服务，它采用WCDMA技术来支持10兆比特每秒(Mbit/s)量级的数据传输速率。

除了蜂窝技术之外，根据IEEE 802.11和802.16标准和/或数字视频广播(DVB)标准开发的技术，也可用来满足移动设备的这些未来的需求。例如，无线局域网(WLAN)、无线城域网(WMAN)和DVB网络均可用来支持移动因特网和/或移动视频应用等。数字视频广播(DVB)标准是用于数字电视的国际开放式标准系列，是由DVB项目这一工业联盟提出的，并由欧洲电信标准委员会(ETSI)、欧洲电工标准化委员会(CENELEC)和欧洲广播协会标准(EBU)的联合技术委员会(JTC)发布的。DVB系统发布数据的方式有：卫星转播(DVB-S)，电缆传输(DVB-C)，地面电视(DVB-T)和手机地面电视(DVB-H)。这些标准定义了通信系统的物理层和数据链路层。在这方面，由于技术和/或物理的限制，所使用的调制方案各不相同。例如，DVB-S可使用QPSK，DVB-C可使用QAM，而DVB-T和DVB-H可在甚高频(VHF)和超高频(UHF)谱上使用OFDM。

这些网络可基于频分复用(FDM)。使用FDM系统可在单个有线或无线传输通道上同时传送多路信号，从而可实现较高的传输速率。每个信号都包括通过待传输的信息进行调制的载波频率。在这方面，各信号传输的信息可包括例如视频、音频和/或数据。正交FDM(OFDM)扩展频谱技术可用于通过多个载波传输信息，各载波以特定频率间隔分布。OFDM技术也可称为多载波或离散多音调制。载波间的间距可避免无线接收器中的解调器接收到其它频率而不是自己的频率。该技术可提高频谱效率并降低多径失真。

在蜂窝网和基于OFDM的网络中，多径和信号干扰的影响有可能降低传输速率和/或通信链路的质量。在这方面，在信号接收时可使用多发和/或多收天线来减轻多径和信号干扰的影响，从而提高系统的总体性能。这些多天线配置也可称为智能天线技术。可预见地，为满足上述系统的渐增的容量需求，将越来越多地使用智能天线技术，同时在蜂窝系统中配置基站设施和移动用户单元。从当前基于语音的服务到下一代可提供语音、视频和数据通信的无线多媒体服务，这些需求都在逐渐显现出来。

多发和/或多收天线的使用被设计为可获得分集增益，同时抑制在信号接收过程中产生的干扰。通过增加已接收的信噪比、针对信号干扰提出更强的健壮性、和/或允许更大的频率复用以获得更高容量，分集增益可提高系统性能。在集成多天线接收器的通信系统中，M个接收天线可用于使(M-1)个干扰影响无效。相应地，可利用N个发送天线同时在相同带宽中发送N个信号，通过接收器中使用的N个天线集，已发送信号接着可被分解为N个独立信号。使用多个发送和接收天线的系统可称为多入多出(MIMO)系统。多天线系统，尤其是MIMO系统的一个很吸引人的方面在于，使用这些传输配置可大大增加系统容量。对于固定总传输能量，MIMO配置提供的容量与增加的信噪比(SNR)成比例。例如，在多径衰落信道中，SNR每增加3-dB，MIMO配置可增加大概M个额外比特/周期的系统容量。

然而，在无线通信中尤其在无线手持机设备中，由于大小、复杂度和功耗的增加导致的成本增加，限制了多天线系统的广泛发展。为每个发送天线和接收天线提供单独RF链路是增加多天线系统成本的直接因素。各RF链路一般包括低噪声放大器(LNA)、滤波器、下变频器和模数变换器(A/D)。在某些现有单天线无线接收机中，单个所要求的RF链路的成本可能占了接收机总成本的30％以上。可见，随着发送天线和接收天线的增加，系统复杂度、功耗和总成本都将增加。由此引出了移动信号设计和应用中的问题。

下面将结合实施例和附图对本发明进行描述，通过与本发明的比较，本领域技术人员将更清楚的发现现有和传统解决方案的局限和缺点。

发明内容

结合下列中的至少一副附图，在权利要求中更完整地描述了支持单权重分集的可重配置正交频分复用(OFDM)芯片。

根据本发明的一方面，提供了一种处理无线通信的方法，该方法包括在单芯片中，将所述单芯片内生成的多个信道权重中的至少一个，应用于通过单个正交频分复用(OFDM)接收机中多个天线接收得到的多个信号中的至少一个。

优选地，该方法进一步包括将通过所述多个天线接收得到的所述多个信号进行组合以生成单个组合接收信号。

优选地，该方法进一步包括根据所述已生成的单个组合接收信号确定多个信道估计值。

优选地，该方法进一步包括选择用于确定所述多个信道估计值的积分时间。

优选地，该方法进一步包括根据所述已确定的多个信道估计值，确定多个后来的信道权重中的至少一个。

优选地，通过所述多个天线接收得到的所述多个信号之一为参考信号。

优选地，该方法进一步包括配置所述OFDM接收机中的所述单芯片，以处理多个基于OFDM的通信协议中的至少一个。

优选地，所述多个基于OFDM的通信协议中的至少一个为IEEE 802.11无线局域网(WLAN)协议、IEEE 802.16无线城域网(WMAN)协议或数字视频广播(DVB)协议。

优选地，该方法进一步包括动态更新所述多个信道权重中的所述至少一个权重中的至少一部分。

优选地，该方法进一步包括确定所述多个信道权重中的所述至少一个权重的相位和幅度分量。

根据本发明的一方面，提供了一种处理无线通信的系统，该系统包括单芯片中的电路，将在所述单芯片中生成的多个信道权重中的至少一个，应用于通过单个正交频分复用(OFDM)接收机中多个天线接收得到的多个信号中的至少一个。

优选地，所述单芯片中的所述电路与通过所述多个天线接收得到的所述多个信号组合，以生成单个组合接收信号。

优选地，所述单芯片中的所述电路根据所述已生成的单个组合接收信号确定多个信道估计值。

优选地，该系统进一步包括连接到所述单芯片的处理器，其中所述处理器选择用于确定所述多个信道估计值的积分时间。

优选地，所述单芯片中的所述电路根据所述已确定的多个信道估计值，确定多个后来的信道权重中的至少一个。

优选地，通过所述多个天线接收得到的所述多个信号之一为参考信号。

优选地，该系统进一步包括与所述单芯片连接的处理器，其中所述处理器配置所述OFDM接收机中的所述单芯片，以处理多个基于OFDM的通信协议中的至少一个。

优选地，所述多个基于OFDM的通信协议中的至少一个为IEEE 802.11无线局域网(WLAN)协议、IEEE 802.16无线城域网(WMAN)协议或数字视频广播(DVB)协议。

优选地，所述单芯片中的所述电路动态更新所述多个信道权重中的所述至少一个权重中的至少一部分。

优选地，所述单芯片中的所述电路确定所述多个信道权重中的所述至少一个权重的相位和幅度分量。

本发明的这些以及其它性能和优点，将在下文及附图中对本发明的具体描述中得到说明，各附图中的类似参考符号表示类似部分。

附图说明

图1A是根据本发明实施例的带有单信道权重分集的典型蜂窝和OFDM协作系统的方框图；

图1B是根据本发明实施例的蜂窝和OFDM协作的典型步骤流程图；

图1C是根据本发明实施例的带有单信道权重分集的典型可重配OFDM芯片的方框图；

图2A是根据本发明实施例的带有接收机信道估计的含2发(2-Tx)2收(2-Rx)天线的典型无线通信系统的方框图；

图2B是根据本发明实施例的带有接收机信道估计的含2发(2-Tx)多收(M-Rx)天线的典型无线通信系统的方框图；

图3A是根据本发明实施例的在含2发(2-Tx)多收(M-Rx)天线的无线通信系统中进行信道估计的典型步骤流程图；

图3B是根据本发明实施例的对在附加接收天线之一中接收得到的同相(I)信号进行周期相位旋转的示意图；

图4A是根据本发明实施例的可在2发(2-Tx)2收(2-Rx)天线系统中使用的单权重基带发生器(SWBBG)的方框图；

图4B是根据本发明实施例的可在2发(2-Tx)多收(M-Rx)天线系统中使用的单权重基带发生器(SWBBG)的方框图；

图4C是根据本发明实施例的典型RF相位和幅度控制器的方框图；

图5是根据本发明实施例的可用于2-Tx和M-Rx天线系统中信道估计的单权重基带发生器(SWBBG)的典型操作步骤流程图；

图6是根据本发明实施例的用于2-Tx和M-Rx天线系统的典型信道估计器的方框图；

图7是根据本发明实施例，根据第一和第二基带合成信道估计的复数乘法和积分得到的信道估计的典型步骤的流程图。

具体实施方式

本发明涉及一种支持单权重分集的可重配置正交频分复用(OFDM)芯片的系统和/或方法。根据本发明的各实施例，可重配置OFDM芯片可配置为处理诸如IEEE 802.11、802.16和数字视频广播(DVB)等信号。OFDM芯片可生成应用于在接收天线中接收到的信号的信道权重。加权信号可组合为单个接收信号，而该单个接收信号可生成信道估计值。从已生成的信道估计值中可生成最新信道权重。信道权重的动态更新可动态执行。可配置OFDM芯片可用于提供蜂窝和基于OFDM的协作通信。可重配置OFDM芯片和蜂窝芯片可通过与公共总线相连的存储器传送数据和/或控制信息。

图1A是根据本发明实施例的带有单信道权重分集的典型蜂窝和OFDM协作系统的方框图。参照图1，示出了移动终端150，该终端可包括蜂窝模块152、OFDM模块154、处理器156、存储器158和公共总线160。OFDM模块154可包括多个寄存器157。移动终端150可用于接收和/或发送蜂窝和/或基于OFDM的信息，如DVB-H信息。蜂窝模块152可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于处理蜂窝信息。蜂窝模块152可用于通过至少一个发送天线发送蜂窝信息。在此，给出了K个发送天线153a(Tx_0)、…、153b(Tx_K-1)。当K＞1时，蜂窝模块152支持例如发送分集技术。蜂窝模块152也可用于通过至少一个接收天线接收蜂窝信息。在这点上，示出了L个接收天线153c(Rx_0)、…、153d(Rx_L-1)。当L＞1时，蜂窝模块152支持例如接收分集技术。蜂窝模块152可支持例如CDMA、WCDMA、HSDPA、GSM和/或UMTS等多种蜂窝技术中的至少一种。

蜂窝模块152可通过公共总线160向OFDM模块154发送数据和/或控制信息。在某些情况下，蜂窝模块152可直接通过公共总线160向OFDM模块154发送数据和/或控制信息。在其它情况下，数据和/或控制信息首先通过公共总线160从蜂窝模块152传送到存储器158，然后由存储器158通过公共总线160传送到OFDM模块154。

OFDM模块154可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于处理通过OFDM调制技术传送的信息。OFDM模块154可用于通过至少一个发送天线发送信息。在此，示出了R个发送天线155a(Tx_0)、…、155b(Tx_R-1)。当R＞1时，OFDM模块154支持例如发送分集技术。OFDM模块154可用于发送的典型分集技术是单权重分集。OFDM模块154也可用于通过至少一个接收天线接收信息。在此，示出了P个接收天线155c(Rx_0)、…、155d(Rx_P-1)。当P＞1时，OFDM模块154支持接收分集技术。OFDM模块154可用于接收的典型分集技术是单权重分集。美国申请号为11/173,964、美国申请号为11/173,252和美国申请号为11/174,252的专利文献给出了信号估计和单权重生成的详细描述，通过引用其全文合并在此。OFDM模块154可支持多种基于OFDM的技术中的至少一种，这些技术例如基于IEEE 802.11的无线局域网(WLAN)、基于802.16的无线城域网(WMAN)和用于手持机的数字视频广播(DVB-H)。

OFDM模块154可通过公共总线160向蜂窝模块152发送数据和/或控制信息。在某些情况下，OFDM模块15可直接通过公共总线160向蜂窝模块152传输数据和/或控制信息。在其它情况下，数据和/或控制信息首先通过公共总线160从OFDM模块154传送到存储器158，然后由存储器158通过公共总线160传送到蜂窝模块152。

OFDM模块154可为可配置设备，且至少有部分OFDM模块154可根据其支持的OFDM技术之一进行配置。例如，OFDM模块154中某些可配置的部分包括前向纠错(FEC)、解析、交错、映射、快速傅立叶变换(FFT)和/或保护区间插入。OFDM模块154中其它可配置的部分包括例如操作带宽、多导频的自动检测、信道估计和/或帧头的循环冗余校验(CRC)长度。在这方面，多个寄存器157可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于存储对应于OFDM模块154中可配置部分的数值和/或参数。为了配置OFDM模块154，即将存储在多个寄存器157中的数值和/或参数可根据处理器156生成的至少一个控制信号通过公共总线160从存储器158传送出来。

处理器156可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对移动终端执行控制和/或管理操作。在这点上，处理器156可生成至少一个用于配置OFDM模块154的信号。此外，采用协作通信时，处理器156可用于仲裁和/或安排蜂窝模块152和OFDM模块154之间的通信。在某些情况下，该通信仲裁和/或安排操作可由独立于处理器156单独实施的逻辑、电路和/或代码执行。处理器156也可用于控制OFDM模块154中的单权重分集操作。例如，当为OFDM模块154中的接收和/或发送天线生成信道权重时，处理器156可控制所用的积分时间。存储器158可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于保存那些可由蜂窝模块152、OFDM模块154和/或处理器156使用的信息。在这点上，存储器158可保存由OFDM模块154支持的配置相关的参数。

在操作上，当选择OFDM配置模式时，处理器156可生成至少一个信号，将配置信息通过公共总线160从存储器156发送到OFDM模块154中的多个寄存器157中。在此，典型OFDM配置模式包括WLAN模式、WMAN模式和DVB-H模式。OFDM模块154可根据当前支持的OFDM配置模式发送和接收信息。类似地，蜂窝模块152可接收和/或发送蜂窝信息。当OFDM模块154的发送和/或接收操作支持单权重分集时，可由OFDM模块154生成适当的信道权重至发送天线155a(Tx_0)、…、155b(Tx_R-1)中的至少一个和/或接收天线155c(Rx_0)、…、155d(Rx_P-1)中的至少一个。

当蜂窝信息通过OFDM模块154可得到更高效的运行时，处理器156可调整蜂窝模块152到OFDM模块154的信息传输。在此，来自蜂窝模块152的信息先传送到存储器158，而后从存储器158传送到OFDM模块154。类似地，当基于OFDM的通信通过蜂窝模块152可得到更高效的运行时，处理器156可调整OFDM模块154到蜂窝模块152的信息传输。在此，来自OFDM模块154的信息先传送到存储器158，而后从存储器158传送到蜂窝模块152。

图1B是根据本发明实施例的蜂窝和OFDM协作的步骤流程图。如图1B所示，其中示出了蜂窝和OFDM通信在图1A的移动终端150中协同操作的流程图170。在开始步骤172之后，在步骤174中，处理器156将OFDM模块154配置为按多种OFDM配置模式之一运行。各OFDM配置支持的参数可从存储器156传送到OFDM模块中的多个寄存器157中。

在步骤176中，处理器156仲裁和/或安排蜂窝模块152和OFDM模块154间的协作通信。在此，处理器156可根据蜂窝模块152和/或OFDM模块154提供的信息确定是否利用OFDM模块154传输蜂窝数据，或是否利用蜂窝模块152传输基于OFDM的信息。例如，当蜂窝模块152支持的WCDMA通信链路的质量降低且通过WCDMA通信链路的传输速率降低时，蜂窝模块152可向处理器156生成信号，让其接收方通过OFDM模块154对蜂窝数据进行访问。类似地，当OFDM模块154支持的WLAN通信链路质量降低且通过WLAN通信链路的传输速率降低时，OFDM模块154可向处理器156生成信号，让其接收方通过蜂窝模块152对WLAN数据进行访问。在这两种情况下，处理器156均会向另一模块要求信息，以确定能否访问协作所需资源。当资源可访问时，即可实现OFDM模块154和蜂窝模块152间的协作通信。

在步骤178中，当处理器156确定蜂窝数据可通过OFDM模块154发送时，即可实现协作通信时，该流程继续至步骤180。在步骤180中，蜂窝数据通过公共总线160从蜂窝模块152传送到OFDM模块154。在此，在最终传送到OFDM模块154之前，蜂窝数据首先可保存在存储器158中。步骤180之后即转到结束步骤188。

在步骤178中，当处理器156确定蜂窝数据不通过OFDM模块154发送时，即不可实现协作通信时，该流程继续至步骤182。在步骤182中，当处理器156确定OFDM数据可通过蜂窝模块152发送时，即可实现协作通信时，该流程转到步骤184。在步骤184中，OFDM数据通过公共总线160从OFDM模块154传送到蜂窝模块152。在此，在最终传送到蜂窝模块152之前，OFDM数据首先可保存在存储器158中。步骤184之后即转到结束步骤188。

在步骤182中，当处理器156确定OFDM数据不通过蜂窝模块152发送时，即不可实现协作通信时，该流程转到步骤186。在步骤186中，根据各模块支持的通信速率，蜂窝数据通过蜂窝模块152发送和/或OFDM数据通过OFDM模块154发送。在此，不实现协作通信时，移动终端150的蜂窝通信和基于OFDM的通信由各自对应通信链路进行限制。

图1C是根据本发明实施例的带有单信道权重分集的典型可重配置OFDM芯片的方框图。如图1C所示，其中给出了可重配置OFDM模块190，该模块包括发送通道191a和接收通道191b。可重配置OFDM模块190可在发送通道191a和/或接收通道191b支持单权重分集。发送通道191a可包括外部编码器192a、内部编码器193a、映射器194a、导频和发送参数信令(TPS)插入模块195a、反FFT(IFFT)196a、保护间隔插入模块197a和射频(RF)调制模块198a。接收通道191b可包括射频(RF)解调模块198b、保护间隔移除模块197b、FFT196b、导频和TPS移除模块195b、解映射器194b、内部解码器193b和外部解码器192b。

外部解码器192a可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对要传输的数据进行第一次编码。例如，外部解码器192a可用于执行里德-索洛蒙前向纠错操作。在此，外部解码器192a可用于执行前向纠错(FEC)操作，如，外部解码器192a的这些FEC操作可配置。内部编码器193a可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对要传输的数据进行第二次编码。例如，内部编码器193a可在外部解码器192a的输出处进行卷积编码。当内部编码器193a利用卷积编码器实现时，该卷积编码器可被配置为编码速率为R＝1/2，而编码器长度限制介于K＝7和K＝9之间。当外部编码器192a为凿孔器(puncturer)时，该凿孔器的速率可配置为2/3、3/4或5/6。凿孔器可用于周期性地删除选中的比特，以降低编码开销。在某些情况下，外部解码器192a可使用交错器来实现。适当情况下，内部编码器193a的编码速率、编码器的长度限制、交错器和/或凿孔器速率均为可配置的。

映射器194a可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于将内部编码器193a的输出映射到特定调制星座中。例如，映射器194a可用于执行X-QAM，其中X表示正交幅度调制所用的星座大小。映射器194a可配置为将内部编码器193a的输出映射为四相移相键控(QPSK)、二进制相移键控(BPSK)、16-QAM或64-QAM。而且，映射器194a的映射可得到同相(I)数据流和正交相位(Q)数据流。

导频和TPS插入模块195a可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于将OFDM导频信号和/或发送参数信号插入到I和Q数据流中。IFFT 196a可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对导频和TPS插入模块195a的输出进行反FFT操作。在此，IFFT 196a使用的点数为可配置的，且可根据选中的OFDM配置模式进行修改。如，IFFT 196a的点数范围从64点到8K点。IFFT 196a可作为数据、文本和/或音频应用的一维IFFT实现，同时，可作为影像和/或视频应用的二维IFFT实现。保护间隔插入模块197a可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于在I和Q数据流中插入保护间隔。保护间隔插入模块197a插入的时间间隔为可配置的。例如，插入的时间间隔可介于400ns到800ns之间。

RF调制模块198a可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于根据OFDM配置模式对保护间隔插入模块197a的输出进行调制。在此，RF调制模块198a的操作带宽为可配置的。如，该操作带宽可介于20MHz到80MHz之间。当RF调制模块198a支持单权重分集时，RF调制模块198a可生成应用于R个发送天线155a(Tx_0)、…、155b(Tx_R-1)中的至少一个的信道权重。接着，RF调制模块198a可将加权信号通过R个发送天线155a(Tx_0)、…、155b(Tx_R-1)发送出去。

RF解调模块198b可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对通过P个接收天线155c(Rx_0)、…、155d(Rx_P-1)接收得到的输入信号进行解调。例如，RF解调模块198b的操作带宽为可配置的。在此，如，该操作带宽可介于20MHz到80MHz之间。当RF解调模块198b支持单权重分集时，RF解调模块198b可生成应用于P个接收天线155c(Rx_0)、…、155d(Rx_P-1)中的至少一个的信道权重。RF解调模块198b接着把从接收到的加权信号组合生成的I和Q数据流发送到保护间隔移除模块197b。RF解调模块198b的权重生成为可配置的。如，用于权重生成的信道估计操作可在每音调估计的基础上进行配置。

保护间隔移除模块197b可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于移除插入到I和Q数据流内容中的保护间隔。保护间隔移除模块197b移除的时间间隔为可配置的。例如，插入的时间间隔可介于400ns到800ns之间，且可根据OFDM配置模式进行选择。

FFT 196b可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对保护间隔移除模块197b的输出进行FFT操作。在此，FFT 196b使用的点数为可配置的，且可根据选中的OFDM配置模式进行修改。如，FFT 196b的点数的范围从64点到8K点。FFT 196b可作为数据、文本和/或音频应用的一维FFT实现，也可作为影像和/或视频应用的二维FFT实现。导频和TPS移除模块195b可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于移除插入到I和Q数据流的OFDM导频信号和/或发送参数信号。

解映射器194b可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对导频和TPS移除模块195b中的I和Q数据流进行解映射。解映射器194b可配置为解映射QPSK、BPSK、16-QAM或64-QAM。此外，解映射器194b进行的解映射可得到导频和TPS移除模块195b中的I和Q数据流的组合数据流。

内部解码器193b可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对接收到的数据进行第一次解码。例如，内部解码器193b可用于对解映射器194b的输出进行维特比解码。适当情况下，内部解码器193b的解码速率、解码器的长度限制和/或凿孔器速率均为可配置的。

外部解码器192b可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于对接收到的数据进行第二次解码。例如，外部解码器192b可用于执行里德-索洛蒙纠错操作。在这点上，外部解码器192a的FEC操作可配置。外部解码器192b的输出为接收到的信号或数据。

可通过图1A中的多个寄存器157对图1C中可重配置OFDM模块190的可配置部分进行编程。在此，处理器156可生成至少一个信号，以将即将被可重配置OFDM模块190的可配置部分利用的合适值从存储器158传输到多个寄存器157。

在发送操作期间，处理器156可生成至少一个信号，用于根据选中的OFDM配置模式安排部分发送通道191a和部分接收通道191b。要发送的数据首先由外部编码器192a进行编码，而后由内部编码器193a进行编码。内部编码器193a的输出可在映射器194a中映射为已配置的星座，进而生成I和Q数据流。导频和TPS插入模块195a可将信号插入到映射器194a生成的I和Q数据流。IFFT 196a可根据已配置点数对导频和TPS插入模块195a的输出进行操作，并将结果发送到保护间隔插入模块197a。保护间隔插入模块197a可将已配置的时间间隔插入到I和Q数据流的内容中，并将结果发送到射频(RF)调制模块198a。射频(RF)调制模块198a对从保护间隔插入模块197a接收得到的信号进行调制。当RF调制模块198a支持单权重分集时，可生成信道权重，所述信道权重用于生成经R个发送天线155a(Tx_0)、…、155b(Tx_R-1)发送的多个信号。

在接收操作期间，可通过P个接收天线155c(Rx_0)、…、155d(Rx_P-1)接收信号。当支持单权重分集时，RF解调模块198b可生成信道权重，以修改接收信号。可通过组合加权接收信号生成用于RF解调的单个接收信号。RF解调模块198b通过解调已生成的单个接收信号以生成I和Q数据流。保护间隔移除模块197b可从I和Q数据流的内容中移除已配置的时间间隔，进而把结果传送到FFT 196b。FFT 196b可根据已配置点数对保护间隔移除模块197b的输出进行操作，并将结果发送到导频和TPS移除模块195b。导频和TPS移除模块195b可移除插入到I和Q数据流中的信号，并将结果传送到解映射器194b。解映射器194b根据所提供的配置反过来将来自导频和TPS移除模块195b的输出I和Q数据流映射到单个数据流。内部解码器193b可对来自解映射器194b的数据流进行解码，而外部解码器192b对内部解码器193b的数据流进行解码。在此，内部解码器193b和外部解码器192b可执行分别对应于在内部编码器193a和外部编码器192a中进行的编码操作的解码操作。外部解码器192b的输出与接收数据相对应。

美国申请号NO.＿＿(代理案号No.16847US02)和美国申请号NO.＿＿(代理案号No.16848US02)给出了可配置OFDM模块的详细描述，通过引用其全文合并在此。

图2A是根据本发明实施例的带有接收机信道估计的含2发(2-Tx)和2收(2-Rx)天线的典型无线通信系统的方框图。如图2A所示，无线通信系统200包括发射机226、第一发射天线Tx_1 238、附加发射天线Tx_2 240、第一接收天线Rx_1 206和附加接收天线Rx_2 208。无线通信系统200可进一步包括混频器210、加法器212、RF模块214、滤波器216、基带(BB)处理器220、单权重基带生成器(SWBBG)221、单权重生成(SWG)信道估计器222和SWG算法模块224。

发射机226可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于利用OFDM调制技术传输的单信道(SC)通信信号。发射机226也可用于通过反馈链路202从无线接收机接收反馈。发射机226可用于通过第一发射天线Tx_1 238和附加发射天线Tx_2 240发送信号。第一发射天线Tx_1 238和附加发射天线或第二发射天线Tx_2 240可包括适当硬件，用于从发射机226发送多个SC通信信号s_T。第一接收天线Rx_1 206和附加或第二接收天线Rx_2 208可包括适当硬件，用于接收无线接收机设备中已发送SC通信信号中的至少一部分。例如，接收天线Rx_1 206可接收信号s_R1而接收天线Rx_2 208可接收信号s_R2。对应于由发射天线Tx_1 238和Tx_2 240发送的以及由接收天线Rx_1 206接收的SC通信信号所经通道的传播信道可分别表示为h₁₁和h₁₂。在此，h₁₁和h₁₂可表示对应于射频(RF)通道的实际时间变化脉冲，该RF通道是由发射天线Tx_1 238和Tx_2 240发送的以及由接收天线Rx_1 206接收的SC通信信号所经的通道。

类似地，对应于由发射天线Tx_1 238和Tx_2 240发送的以及由接收天线(Rx_2)208接收的SC通信信号所经通道的传播信道可分别表示为h₂₁和h₂₂。在此，h₂₁和h₂₂可表示对应于射频(RF)通道的实际时间变化脉冲，该RF通道是由发射天线Tx_1 238和Tx_2 240发送的以及由接收天线Rx_2 208接收的SC通信信号所经的通道。在某些情况下，无线发射机设备包括单个发射天线，用于周期性地发射校准和/或导频信号，这些信号可由2-Rx天线无线接收机设备用于确定h₁₁、h₁₂、h₂₁和h₂₂的估计值。图2A中的2-Tx和2-Rx天线无线通信系统200可表示MIMO通信系统，借此可增加发射数据的分集增益。

混频器210可包括适当逻辑和/或电路，用作复数乘法器，可用于修改SC通信信号部分的幅度和/或相位，该信号是由接收天线Rx_2 208通过SWBBG 121提供的旋转波形e^jwrt接收得到的，其中w_r＝2πf_r而f_r为旋转频率。在此，包含幅度分量和相位分量的信道权重可由SWBBG 121提供，用于修改通过接收天线Rx_2 208接收到的信号，从而在接收天线Rx_1 206和接收天线Rx_2 208之间实现信道正交。在某些实现方式下，混频器210可包括放大器和移相器。

通过已实现的信道正交，h₁₁、h₁₂、h₂₁和h₂₂的估计值可由SWBBG 221中的SWG信道估计器222进行确定。h₁₁、h₁₂、h₂₁和h₂₂的估计值可被SWG算法模块224用来确定最佳幅度A和相位φ，用于修改由接收天线Rx_2 208通过混频器接收到的信号，这样可使接收器的信号与干扰及噪声比(SINR)达到最大。在某些情况下，除了使用旋转波形e^jwrt实现接收天线Rx_1 206和接收天线Rx_2208之间的信道正交之外，还可使用矩形波和三角波。此外，也可使用表示不同正交码的波形。

在某些情况下，混频器210的输出可传送到带通滤波器、低噪声放大器(LNA)和/或移相器，以进一步处理接收到的信号。加法器212可包括适当硬件、逻辑和/或电路，可用于将接收天线Rx_1 206的输出和混频器210的输出进行相加，进而生成组合的接收SC通信信号s_RC。在某些情况下，将接收天线Rx_1 206的输出信号与混频器210形成单个电路连接即可提供加法器212的功能。不过，加法器212的输出可被传送到RF模块214以进一步处理组合的接收SC通信信号s_RC。

RF模块214包括适当逻辑和/或电路，用于处理组合的已接收SC通信信号s_RC。RF模块214可进行滤波、放大和/或模数(A/D)转换操作。BB处理器220可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于确定第一基带组合信道估计

中包括与传播信道h₁₁和h₂₁相关的信息。BB处理器220也可用于处理RF模块214的输出，以确定第二基带组合信道估计 中包括与传播信道h₁₂和h₂₂相关的信息。BB处理器220也可用于确定已发送SC通信信号的估计值

滤波器216可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于限制RF模块214的数字输出带宽。滤波器216的输出可传送到BB处理器220以进一步处理。

SWBBG 221可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于从BB处理器220接收第一和第二基带组合信道估计值

和

并生成旋转波形的相位和幅度分量，该波形可由混频器210用于修改通过接收天线Rx_2 208 S_R2接收得到的部分SC通信信号。SWG信道估计器222可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于处理由BB处理器220生成的第一和第二基带组合信道估计

和

并确定传播信道估计 和

的矩阵 该矩阵对应于时变脉冲响应h₁₁、h₁₂、h₂₁和h₂₂的矩阵H_2×2。SWG算法模块224可包括适当逻辑、电路和/或代码，用于确定传送到混频器210的信道权重，以修改信号S_R2，这样接收器的SINR可实现最大化。传送到混频器210的信道权重可为相位φ和幅度A，从而得到最大SINR。此外，SWG算法模块224可用于与混频器210的信道权重一起生成发射机226的反馈因子。

图2B是根据本发明实施例的带有接收机信道估计的含2发(2-Tx)和多收(M-Rx)天线的典型无线通信系统的方框图。如图2B所示，无线通信系统250与图2A中的无线通信系统200的区别在于可使用(M-1)个附加接收天线Rx_2 208到Rx_M 209、以及(M-1)个混频器210到211，其中M是无线接收机中接收天线的总数目。

对应于从发射天线Tx_1 238和Tx_2 240发送出去、并由接收天线Rx_1 206到Rx_M 209接收的SC通信信号所经通道的传播信道，可表示为M×2矩阵，H_{M ×2}。矩阵H_M×2包括传播信道h₁₁到h_M1和h₁₂到h_M2。在此，h₁₁到h_M1可表示由发射天线Tx_1 238发送且分别由接收天线Rx_1 206到Rx_M 209接收的那部分已发送SC通信信号所经RF通道的时变脉冲响应。类似地，h₁₂到h_M21可表示由发射天线Tx_2 240发送且分别由接收天线Rx_1 206到Rx_M 209接收的那部分已发送SC通信信号所经RF通道的时变脉冲响应。在某些情况下，无线发射机设备包括第一和第二发射天线，可用于周期性地发送校准和/或导频信号，这些信号可由M-Rx天线无线接收机设备用于确定h₁₁到h_M2和h₁₂到h_M2的估计值。图2B中的2-Tx和M-Rx天线无线通信系统250可表示MIMO通信系统，借此可增加发射数据的分集增益。

混频器210到211可包括适当逻辑和/或电路，用作复数乘法器，可用于修改部分SC通信信号的幅度和/或相位部分，该信号是由接收天线Rx_2 208到Rx_M 209通过旋转波形e^jwr1t至e^jwr(M-1t接收得到，其中w_rk＝2πf_rk而f_rk为旋转频率，该频率保持接收信号在多个接收天线Rx_1 206到Rx_M 209间的正交性。保持信号在接收天线的正交性的旋转频率可选择为f_rk＝kf_r，其中6＝1、2、3、…、M-1。可使用相同频率关系的其它旋转波形，如三角波或矩形波。此外，也可使用表示相同频率的不同正交码的波形。在此，可使用下述典型序列：第一接收天线Rx_1 206可使用序列[1 1 1 1]，而第二接收天线Rx_2 208可使用序列[-1-1 1 1]，第三接收天线(Rx_3)可使用序列[-1 1-1 1]等。在此实施例中，e^jwrkt为示例波形。

其中包含可用于旋转波形的相位分量的信道权重可由SWBBG 221提供，用于修改通过接收天线Rx_2 208到Rx_M 209接收到的信号，从而在接收天线Rx_1 206和接收天线Rx_2 208到Rx_M 209之间实现信道正交。在某些情况下，混频器210到211的输出可传送到带通滤波器和/或低噪声放大器(LNA)，以进一步处理接收到的信号。加法器212可包括适当硬件、逻辑和/或电路，可用于将接收天线Rx_1 206的输出和混频器210至211的输出进行相加，进而生成组合的接收SC通信信号s_RC或增益平衡点。在某些情况下，将接收天线Rx_1 206与混频器210到211的输出信号输入到可完成加法器212的功能的单个电路连接。不过，加法器212的输出可被传送到RF模块214以进一步处理组合的接收SC通信信号s_RC。

图2B中的BB处理器220可用于确定第一基带组合信道估计 中包括与传播信道h₁₁至h_M1相关的信息。例如，

中的一部分包括与发射天线Tx_1 238和接收天线Rx_1 206及Rx_2 208间的传播信道即h₁₁和h₂₁相关的信息。而

中的另一部分包括与发射天线Tx_1 238和接收天线Rx_1 206及Rx_M 209间的传播信道即h₁₁和h_M1相关的信息。实际时变脉冲响应h₁₁到h_M1包括在不同时延到达的多个传播通道。

图2B中的BB处理器220也可用于确定第二基带组合信道估计

中包括与传播信道h₁₂至h_M2相关的信息。例如，

中的一部分包括与发射天线Tx_2240和接收天线Rx_1 206及Rx_2 208间的传播信道即h₁₂和h₂₂相关的信息，而

中的另一部分包括与发射天线Tx_2 240和接收天线Rx_1 206及Rx_M 209间的传播信道即h₁₂和h_M2相关的信息。实际时变脉冲响应h₁₂到h_M2包括在不同时延到达的多个传播通道。利用接收信号的正交性，可在BB处理器220中确定，也就是分离组合的信道估计值。

图2B中的SWG信道估计器222可用于处理由BB处理器220确定的第一和第二基带组合信道估计值 和 并确定传播信道估计值

至

和

至

的矩阵

该矩阵对应于时变脉冲响应h₁₁至h_M1和h₁₂至h_M2的矩阵H_M×2。SWG算法模块224可利用矩阵

的内容确定应用于混频器210到211的(M-1)个信道权重，以修改通过附加接收天线Rx_2 208到Rx_M 209接收到的部分已发送SC通信信号，这样使接收器的SINR最大化。(M-1)个信道权重包括幅度和相位分量，即A₁到A_M-1和φ₁到φ_M-1。此外，SWG算法模块224可用于与(M-1)个信道权重一起生成反馈信息。

图3A是根据本发明实施例的在含2发(2-Tx)和多收(M-Rx)天线的无线通信系统中的信道估计步骤的流程图。如图3A所示，在开始步骤302之后，在步骤304中，SC通信信号s_T即可由图2B中的发射天线Tx_1 238和Tx_2 240发送出去。在步骤306中，第一和附加接收天线Rx_1 206到Rx_M 209可接收部分已发送SC通信信号。在步骤308中，由附加接收天线Rx_1 206到Rx_M 209接收到的信号可在图2B中的混频器210到211与旋转波形相乘，其中旋转波形可为正弦波、矩形波或三角波。在此，旋转波形可有给定集的幅度和相位分量数值。在步骤310中，接收天线Rx_1 206的输出和与附加接收天线Rx_2 208到Rx_M 209相关的混频器210至211的输出可相加或组合为接收到的SC通信信号s_RC。该组合过程可在加法器212中进行。

在步骤312中，BB处理器220确定第一和第二基带组合信道估计值 和

其中包括与传播信道h₁₁到h_M1和h₁₂到h_M2相关的信息。在步骤314中，SWBBG 221中的SWG信道估计器222确定传播信道估计值

到

和

和

的矩阵

在此，可同时确定传播信道估计值 到 和

和

在步骤316中，可同时生成(M-1)个最大SNIR信道权重，其中包括幅度和相位分量，即A₁到A_M-1和φ₁到φ_M-1。提供给发射机226的反馈信息也可与(M-1)个最大SNIR信道权重同时生成。在步骤318中，可根据应用于混频器210到211的最大SNIR信道权重对接收到的附加SC通信信号的幅度和相位进行调整。流程图300中描述的信道估计相位旋转和最大SNIR相位/幅度调整可连续进行或周期性进行。在此，图3B是根据本发明实施例的对在附加接收天线之一接收得到的同相(I)信号进行典型周期相位旋转的示意图。图2A-3B中所述的单权重分集操作和/或实现也可用于图1C中的可重配置OFDM模块190。

图4A是根据本发明实施例的可在2-Tx和2-Rx天线系统中使用的单权重基带发生器(SWBBG)的方框图。如图4A所示，接收机系统400可包括第一接收天线(Rx_1)402、附加接收天线(Rx_2)404、加法器406、混频器408和单权重基带生成器(SWBBG)410。SWBBG 410包括相位旋转器初始控制器414、时延模块416、单权重发生器(SWG)信道估计器418、SWG算法模块420和RF相位和幅度控制器412。SWBBG 410表示图2B中SWBBG 221的典型实施例。图4A中接收机系统400的各部分中的至少一些可用于图1C中的可重配置OFDM模块190，以支持单权重分集。

第一接收天线Rx_1 402和附加或第二接收天线Rx_2 404可包括适当硬件，用于在接收系统400中接收至少一部分已发送SC通信信号。例如，接收天线Rx_1 402可接收信号s_R1而接收天线Rx_2 404可接收信号s_R2。混频器408对应于图2B中的混频器210。在某些情况下，混频器408的输出可传送到带通滤波器和/或低噪声放大器(LNA)以进一步处理接收到的信号。

加法器406可包括适当硬件、逻辑和/或电路，用于将接收天线Rx_1 402的输出和混频器408的输出相加，进而生成组合接收SC通信信号s_RC。在某些情况下，将接收天线Rx_1 402与混频器408的输出信号一起引入单个电路连接，也可实现加法器406的功能。加法器406的输出可传送至附加处理模块，对组合接收SC通信信号s_RC进行RF和基带处理。

相位旋转器和初始控制器414包括适当逻辑、电路和/或代码，用于控制RF相位和幅度控制器412的部分操作，并控制时延模块416。相位旋转器和初始控制器414可接收信号，例如，来自图2B中的BB处理器220或来自处理器中固件操作的重置信号，以提示那些确定传播信道估计和/或应用于混频器408的信道估计的操作的开始。时延模块416包括适当逻辑、电路和/或代码，用于提供用于补偿RF/调制解调器时延的时延。该时延可用于补偿发生在接收的组合信道估计值 和 间的时间间隔，信道估计值 和 由旋转波形和混频器408中的实际旋转波形进行修改。

SWG信道估计器418包括适当逻辑、电路和/或代码，用于处理第一和第二基带组合信道估计值 和

并确定传播信道估计值 和

的矩阵

SWG信道估计器418也可用于生成SWG算法模块420的算法开始信号，用于指示传播信道估计值 和

可得到处理。在此，当SWG信道估计器418执行的合成操作结束时，即可断言算法开始信号。

SWG算法模块420包括适当逻辑、电路和/或代码，用于确定通过RF相位和幅度控制器412传送到混频器408的信道权重，以修改信号s_R2。传送到混频器408的信道权重可称为相位φ和幅度A。信道权重可基于传播信道估计值

和 以及诸如噪声能量估计和干扰传播信道估计等附加信息。SWG算法模块420也可用于生成算法结束信号，用于告知RF相位和幅度控制器412信道权重已被确定且可应用于混频器408。图4A中的SWG算法模块420也可用于确定可传送至图2A中的发射机226的反馈信息。该反馈信息可被联合计算从而使接收机SINR最大化。

RF相位和幅度控制器412包括适当逻辑、电路和/或代码，用于将旋转波形e^jwrt应用于混频器408。当对应于SWG算法模块420确定的信道权重的相位和幅度分量φ和A可用时，RF相位和幅度控制器412可将幅度A和相位φ应用于混频器408。在此，RF相位和幅度控制器412可根据幅度旋转器初始控制器414提供的控制信号和/或SWG算法模块420生成的算法结束信号应用旋转波形或幅度和相位分量。

在附加接收天线Rx_2 404中对s_R2信号进行的相位旋转操作可为连续的或周期性的。对s_R2信号的连续旋转可被无线调制解调器认为是高多普勒频率(high doppler)，且对于某些调制解调器而言将降低其性能。采用周期性旋转操作时，连续相位旋转间的周期取决于无线调制解调器得到的多普勒频率。例如，在更高多普勒频率操作中，有必要更频繁地进行信道估计。而在更低多普勒频率中，可减少信道估计。信号旋转周期也取决于预期的无线调制解调器性能和传播信道估计的精确度。例如，当多普勒频率为5Hz时，连续旋转间的周期可为1/50秒，即，每个信号衰减进行10次旋转或信道估计。

图4B是根据本发明实施例的可在2-Tx和M-Rx天线系统中使用的单权重基带发生器(SWBBG)的方框图。如图4B所示，接收机系统430与图4A中的接收机系统400的区别在于使用了(M-1)个附加接收天线Rx_2 404到Rx_M 405和(M-1)个混频器408到409。在此，SWG信道估计器418可用于处理第一和第二基带组合信道估计值

和

并确定传播信道估计值

到 和 和

的矩阵

接收机系统430的各部分中的至少一部分可用于图1C中的可重配置OFDM模块190，进而支持单权重分集。

SWG算法模块420可用于确定使接收机SINR最大化的(M-1)个信道权重，如，可应用于混频器408到409以修改通过附加接收天线Rx_2 404到Rx_M 405接收到的部分已发送SC通信信号。(M-1)个信道权重包括幅度和相位分量，即A₁到A_M-1和φ₁到φ_M-1。图4B中的SWG算法模块420可用于确定可传送到图2A中发射机226的反馈信息。信道权重和反馈信息可同时计算，以最大化接收机的SINR。

RF相位和幅度控制器412可将旋转波形e^jwr1t至e^jwr(M-1t或相位和幅度分量A₁到A_M-1和φ₁到φ_M-1应用于混频器408到409。在此，RF相位和幅度控制器412可根据相位旋转器初始控制器414提供的控制信号和/或SWG算法模块420生成的算法结束信号应用旋转波形或幅度和相位分量。

图4C是根据本发明实施例的典型RF相位和幅度控制器的方框图。如图4C所示，RF相位和幅度控制器412包括开关440、多个旋转波形源442、多个SWG算法权重444。开关440包括适当硬件、逻辑和/或电路，用于在旋转波形e^jwr1t至e^jw(M-1)t和SWG算法确定的权重A₁e^jφ1至A_M-1e^jφM-1中选择。旋转波形源442包括适当硬件、逻辑和/或电路，用于生成信号e^jwrkt，其中w_rk＝2πf_rk而f_rk为旋转频率，该频率保持接收信号在接收天线Rx_2 402到Rx_M 405间的正交性。保持信号在接收天线的正交性的旋转频率可选择w_rk＝kw_r，其中6＝1、2、…、M-1。可使用相同频率关系的其它旋转波形，如三角波或矩形波。此外，也可使用表示相同频率的不同正交码的波形。在本实施例中，信号e^jwrkt可用作典型波形。多个SWG算法权重344包括适当硬件、逻辑和/或电路，可分别从幅度何相位分量A₁到A_M-1和φ₁到φ_M-1生成信号A₁e^jφ1至A_M-1e^jφM-1。

在操作中，RF相位和幅度控制器412可根据相位旋转器初始控制器414提供的控制信息将信号e^jwr1t至e^jwr(M-1t应用于图4B中的混频器408到409。开关440可根据相位旋转器初始控制器414提供的控制信息选择旋转波形源442。一旦SWG算法模块420确定了信道权重且相位和幅度分量已传送至RF相位和幅度控制器412，算法结束信号可用于改变开关440的选择。在此，开关440可用于选择信号A₁e^jφ1至A_M-1e^jφM-1并将其应用于图4B中的混频器408到409。

图5是根据本发明实施例的可用于生成2-Tx和M-Rx天线系统中信道权重的单权重基带发生器(SWBBG)的操作步骤流程图。如图5所示，在开始步骤502之后，在步骤504中，图4B中的相位旋转器初始控制器414接收重置信号，启动SWBBG 410中的确定传播信道估计和信道权重的操作。相位旋转器初始控制器414可生成至时延模块416和RF相位和幅度控制器412的控制信号。至时延模块416的控制信号可用于确定时延模块416应用的延迟时间。至RF相位和幅度控制器412的控制信号可用于确定何时应用旋转波形，该波形已被至混频器408到409的信道权重修改过。

在步骤506中，RF相位和幅度控制器412可将诸如图4C中的旋转波形源442提供的旋转波形等应用于图4B中的混频器408到409。在步骤508中，时延模块416可将时延信号应用于SWG信道估计器418，以反应时间间隔，该时间间隔可能在接收SC通信信号间且当SWG信道估计器418可获得第一和第二基带组合信道估计值 和 时发生。例如，时延信号可用作SWG信道估计器418的使能信号，其中时延信号的断言即可启动确定传播信道估计值的操作。在步骤510中，SWG信道估计器418可用于处理第一和第二基带组合信道估计值

和 并确定传播信道估计值 到

和

到 的矩阵

SWG信道估计器418可将传播信道估计值 到

和

到 传送至SWG算法模块420。在步骤512中，SWG信道估计器418生成算法开始信号，并断言该信号以告知SWG算法模块420其将开始确定信道权重的操作。

在步骤514中，SWG算法模块420可根据传播信道估计值

到

和

到

和/或噪声能量估计值确定包括相位和幅度分量即A₁到A_M-1和φ₁到φ_M-1的信道权重。SWG算法模块420可将信道权重传送至RF相位和幅度控制器412。在某些情况下，SWG算法模块420也可生成反馈信息。在步骤516中，SWG算法模块420可生成算法结束信号，告知RF相位和幅度控制器412可将信道权重应用于混频器408到409。在步骤518中，RF相位和幅度控制器412根据相位旋转器初始控制器414提供的控制信息，将带有相位和幅度分量即A₁到A_M-1和φ₁到φ_M-1的旋转波形用于混频器408到409。

在步骤520中，图4B中的接收器系统430确定对已接收SC通信信号进行的相位旋转操作是否为周期性的。当相位旋转操作为非周期性的，而是连续的，则将返回到步骤508中，其中可将时延应用于SWG信道估计器418。当相位旋转操作为周期性时，转到步骤522中，其中接收器系统430将等待，直到重置信号启动下一相位旋转操作。在此，相位旋转器初始控制器414断言重置信号，该流程将转到步骤504中。

图6是根据本发明实施例的用于2-Tx和2-Rx天线系统的信道估计器的方框图。如图6所示，用于2-Tx和2-Rx天线系统的图4A中的SWG信道估计器418包括第一信道估计器模块601和第二信道估计器模块603。第一信道估计器模块601包括相位旋转器602、混频器606、第一积分器604和第二积分器608。第二信道估计器模块603也包括相位旋转器602、混频器606、第一积分器604和第二积分器608。相位旋转器602包括适当逻辑、电路和/或代码，用于生成旋转波形e^jwrt的复数共轭。第一积分器604和第二积分器608包括适当逻辑、电路和/或代码，用于在360度相位旋转周期内对输入信号进行积分。

积分精度和/或积分时间均为可变的，且可由图4A中的SWGGB 410选择。混频器606包括适当逻辑和/或电路，用于将旋转波形的复数共轭与基带组合信道估计值相乘。例如，第一信道估计器模块601中的混频器606和第二信道估计器模块603中的混频器606可分别将第一和第二基带组合信道估计值， 和

与旋转波形的复数共轭相乘，其中 ${\hat{h}}_1={\hat{h}}_{11}+e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}{\hat{h}}_{21},$ 而 ${\hat{h}}_2={\hat{h}}_{12}+e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}{\hat{h}}_{22}.$

在操作中，时延模块416的时延信号可提示相位旋转器602第一积分器604和/或第二积分器608何时开始确定传播信道估计的操作。断言时延信号之后，第二积分器608接收基带组合信道估计值，并在360度相位旋转周期内对基带组合信道估计值进行积分。积分时间可根据信道估计精确度和所需的调制解调器的性能进行选择。积分时间越长，则信道估计值的精确度越高。第一信道估计器模块601中的第二积分器608和第二信道估计器模块603中的第二积分器608可分别通过下式确定

和

的期望值以得到传播信道估计值 和

${\hat{h}}_{11}=E[{\hat{h}}_{11}+e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}{\hat{h}}_{21}]={\hat{h}}_{11}+E\left[e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}{\hat{h}}_{21}\right],$ 和

${\hat{h}}_{12}=E[{\hat{h}}_{12}+e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}{\hat{h}}_{22}]={\hat{h}}_{12}+E\left[e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}{\hat{h}}_{22}\right].$

其中在整个360度旋转周期内的

和

为0。在此，信道估计值

和

可称为第一信道估计值，因为它们对应于与第一发送天线相关的传播信道。

断言时延信号之后，第一信道估计器模块601中的第一积分器604和第二信道估计器模块603中的第一积分器604可分别接收信号

和

第一信道估计器模块601中的第一积分器604和第二信道估计器模块603中的第一积分器604可分别通过下式确定

和

的期望值以得到信道估计值和

${\hat{h}}_{21}=E\left[e^{-{\mathrm{jw}}_{r}t}\widehat{h_1}\right]=E\left[e^{-{\mathrm{jw}}_{r}t}({\hat{h}}_{11}+e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}\widehat{h_{21}})\right]=E[e^{-j{w}_{r}t}+\widehat{h_{11}}+\widehat{h_{21}}]=E\left[e^{-{\mathrm{jw}}_{r}t}\widehat{h_{11}}\right]+\widehat{h_{21}},$

和

${\hat{h}}_{22}=E\left[e^{-{\mathrm{jw}}_{r}t}\widehat{h_2}\right]=E\left[e^{-{\mathrm{jw}}_{r}t}({\hat{h}}_{12}+e^{{\mathrm{jw}}_{r}t}\widehat{h_{22}})\right]=E[e^{-j{w}_{r}t}+\widehat{h_{12}}+\widehat{h_{22}}]=E\left[e^{-{\mathrm{jw}}_{r}t}\widehat{h_{12}}\right]+\widehat{h_{22}}$

其中在整个360度旋转周期内的

和

为0。在此，信道估计值

和

可称为第二信道估计值，因为它们对应于与第二发送天线相关的传播信道。

SWG信道估计器418执行的信道估计操作可扩展到M个接收天线得到第一和第二基带组合信道估计值

和

的情况，第一和第二基带组合信道估计值

和

包括关于传播信道h₁₁到h_M1和h₁₂到h_M1的信息。在此情况下，多个信道估计器模块可用于确定传播信道估计值 到 和

到

的矩阵

图7是根据本发明实施例、在第一和第二基带合成信道估计值的复数乘法和积分的基础上得到信道估计值的典型步骤的流程图。如图7所示，开始步骤702之后，在步骤704中，为图6中的第一和第二积分器选择积分时间和/或积分精度。例如，图2A中的SWBBG 221可选择积分时间。在步骤706中，可断言时延信号，用于启动由相位旋转器602、第一积分器604和第二积分器608执行的操作。相位旋转器602可生成旋转波形e^jwrt的复数共轭。在步骤708中，第一和第二基带组合信道估计值 和

可被传送到第二积分器608和混频器606中进行处理。在步骤710中，基带组合信道估计值

和 乘以旋转波形e^jwrt的复数共轭。

在步骤712中，在360度相位旋转周期内的积分可在第一积分器604和第二积分器608中进行，从而可分别确定传播信道估计值

和 以及

和 在步骤714中，在确定传播信道估计值之后，图4A中的SWG信道估计器418可生成算法开始信号，用于提示SWG算法模块420可得到传播信道估计值。当算法开始信号被断言时，SWG算法模块420开始确定信道权重的操作。在步骤716中，SWG算法模块420可根据传播信道估计值生成信道权重。信道权重可应用于附加或第二接收天线中。

在步骤718中，图4A中的接收器系统400确定已接收SC通信信号中的相位旋转操作是否为周期性的。如果相位旋转为非周期性的而是连续的，则该流程返回步骤708中，其中从图2A中的BB处理器220中得到的下一组第一和第二基带组合信道估计值 和

可用于信道估计。当相位旋转为周期性时，则该流程将转到步骤720中，其中SWG信道估计器418将一直等到时延信号被断言从而启动由相位旋转器602、第一积分器604和第二积分器608执行的操作。在此，一旦相位旋转器启动控制器414的重置信号被断言并生成时延模块416的控制信号时，该流程就转到步骤706。

图7所述的信道估计操作可扩展到M个接收天线得到第一和第二基带组合信道估计值

和

的情况，第一和第二基带组合信道估计值 和

包括关于传播信道h₁₁到h_M1和h₁₂到h_M2的信息。在此情况下，多个信道估计器模块可用于确定传播信道估计值 到 和

到

的矩阵

在本发明的实施例中，提供了一种机器可读存储，其中存储了带有至少一个可由机器执行的代码段的计算机程序，从而使机器在可重配置正交频分复用(OFDM)芯片中实现单权重分集的步骤。

本发明的某些方面对应于处理无线通信的系统，该系统包括单芯片中的电路，可将该单芯片中生成的多个信道权重中的至少一个应用于通过单个正交频分复用(OFDM)接收机的多个天线接收得到的多个信号中的至少一个。接收信号中的一个可用作参考信号。单芯片中的电路可用于将通过天线接收得到的信号组合，从而生成单个组合接收信号。单芯片中的电路可根据已组合的多个信号确定多个信道估计值。单芯片中的电路可根据已确定的信道估计值确定后来的多个信道权重中的至少一个。

系统还可包括与单芯片相连的处理器，其中处理器可选择用于确定信道估计值的积分时间。处理器也可配置OFDM接收器中的单芯片，以处理多个基于OFDM的通信协议中的至少一个。这些通信协议包括IEEE 802.11无线局域网(WLAN)协议、IEEE 802.16无线城域网(WMAN)协议或数字视频广播(DVB)协议。单芯片中的电路可用于动态更新信道权重中的至少一部分。此外，单芯片中的电路可用于确定至少一个信道权重的相位和幅度分量。

在此所述的用于可重配置OFDM芯片以支持单权重分集的解决方案可为诸如WLAN、WMAN和/或DVB-H等各种通信标准提供更高的传输速率。此外，所提供的协作架构可用在无线设备中支持高效的蜂窝和基于OFDM的通信。

因此，本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以在至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。

本发明还可以通过计算机程序产品进行实施，所述程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文件中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后，a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同的格式再现，实现特定功能。

本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (10)

1、一种处理无线通信的方法，其特征在于，该方法包括在单芯片中，将所述单芯片内生成的多个信道权重中的至少一个，应用于通过单个正交频分复用接收机中多个天线接收得到的多个信号中的至少一个。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括将通过所述多个天线接收得到的所述多个信号进行组合以生成单个组合接收信号。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，进一步包括根据所述已生成的单个组合接收信号确定多个信道估计值。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，进一步包括选择用于确定所述多个信道估计值的积分时间。

5、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，进一步包括根据所述已确定的多个信道估计值，确定多个后来的信道权重中的至少一个。

6、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过所述多个天线接收得到的所述多个信号之一为参考信号。

7、一种处理无线通信的系统，其特征在于，该系统包括单芯片中的电路，将在所述单芯片中生成的多个信道权重中的至少一个，应用于通过单个正交频分复用接收机中多个天线接收得到的多个信号中的至少一个。

8、根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述单芯片中的所述电路与通过所述多个天线接收得到的所述多个信号组合，以生成单个组合接收信号。

9、根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述单芯片中的所述电路根据所述已生成的单个组合接收信号确定多个信道估计值。

10、根据权利要求9所述的系统，其特征在于，进一步包括连接到所述单芯片的处理器，其中所述处理器选择用于确定所述多个信道估计值的积分时间。

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