KR100860921B1 - 비활성 서브대역들을 가지는 ｏｆｄｍ 통신 시스템에 대한 채널 추정을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

비활성 서브대역들을 가지는 ｏｆｄｍ 통신 시스템에 대한 채널 추정을 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

스펙트럼 형성 무선 통신 시스템에서 채널 추정을 위해, (1) 초기 주파수 응답 추정치는 파일럿 송신을 위해 사용된 제2 세트의 서브대역에 대해 수신된 파일럿 심볼에 기초하여, 그리고 (2) 외삽법 및 보간법을 사용하여 균일하게 이격된 P 서브대역의 첫 번째 세트에 대해 획득되며, P는 2의 제곱수이다. 채널 임펄스 응답 추정치는 초기 주파수 응답 추정치에 대하여 P-포인트 IFFT를 실행함으로써 획득된다. 전체 N 서브대역에 대한 최종 주파수 응답 추정치는 (1) 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 낮은 품질의 탭들을 0으로 설정하고, (2) 채널 임펄스 응답 추정치를 길이(N)로 제로 패딩하며, (3) 제로 패딩된 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 N-포인트 FFT를 실행함으로써 유도된다. 채널 주파수/임펄스 응답 추정치는 더 높은 품질의 채널 추정치를 획득하기 위해 필터링될 수도 있다.

Description

비활성 서브대역들을 가지는 ＯＦＤＭ 통신 시스템에 대한 채널 추정을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CHANNEL ESTIMATION FOR AN OFDM COMMUNICATION SYSTEM WITH INACTIVE SUBBANDS}
본 발명은 통상적으로 데이터 통신에 관한 것이며, 특히 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서 채널 추정을 실행하는 기술에 관한 것이다.
OFDM은 전체 시스템 대역폭을 다중(N) 직교 서브대역으로 효율적으로 분할하는 다중 캐리어 변조 기술이다. 이러한 서브대역은 또한 톤(tone), 서브캐리어, 빈(bin), 및 주파수 채널로 언급된다. OFDM의 경우, 각 서브대역은 데이터로 변조될 수도 있는 각각의 서브캐리어와 관련된다.
무선 통신 시스템에서, 무선 주파수(RF) 변조된 신호는 송신기로부터 수신기로 다수의 신호 경로를 통해 전송될 수도 있다. 만일 신호 경로가 상이한 지연을 가지면, 수신기에서 수신된 신호는 상이한 이득 및 지연을 갖는 송신된 신호의 다중 인스턴스(instance)를 포함할 것이다. 무선 채널에서의 이러한 시간 분산은 주파수 선택 페이딩을 초래하는데, 이는 시스템 대역폭에 걸쳐 변화하는 주파수 응답에 의해 특정된다. 따라서, OFDM 시스템의 경우, N 서브대역은 상이한 유효 채널을 경험할 것이고 결론적으로 상이한 복잡한 채널 이득과 관련될 것이다.
송신기 및 수신기 사이의 무선 채널의 정확한 추정은 이용가능한 서브대역상 에서 효율적으로 데이터를 수신하기 위해 통상적으로 요구된다. 채널 추정은 일반적으로 송신기로부터 파일럿을 전송하고 수신기에서 파일럿을 측정함으로써 실행된다. 파일럿이 수신기에 의해 선험적(priori)이라고 알려진 변조 심볼로 구성되기 때문에, 채널 응답은 파일럿 송신에 사용되는 각각의 서브대역에 대한 송신된 파일럿 심볼을 통해 수신된 파일럿 심볼의 비로서 추정될 수 있다.
파일럿 송신은 OFDM 시스템에서 오버헤드를 나타낸다. 따라서, 가능한 정도까지 파일럿 송신을 최소화하는 것이 바람직하다. 이는 N개의 전체 서브대역들의 서브세트를 통해 파일럿 심볼들을 전송하고 모든 관심있는 서브대역들에 대해 채널 추정치를 유도하기 위해 이러한 파일럿 심볼을 사용함으로써 달성될 수 있다. 이하에 설명된 바와 같이, 채널 추정치를 유도하기 위한 계산은 예를 들어, (1) 대역 에지 부근에서 데이터/파일럿을 송신하지 않는 스펙트럼 형성(spectrally shaped) 시스템 및 (2) 소정의 서브대역들(예를 들어, 제로 또는 DC 서브대역)상에서 데이터/파일럿을 송신할 수 없는 시스템과 같은 소정의 시스템에 대해 중요할 수 있다. 따라서, 이러한 시스템에 대한 채널 응답을 효율적으로 추정하기 위한 기술이 필요하다.
비활성 서브대역을 가지는 OFDM 시스템에서 무선 채널에 대한 주파수 응답 추정을 효과적으로 유도하기 위한 기술이 설명된다. 이러한 기술은 N개의 전체 서브대역들에 걸쳐 균일하게 분포되지 않은 서브대역상에서 파일럿을 송신하는 OFDM 시스템에 대해 사용될 수도 있다. 이러한 시스템의 예는 스펙트럼 형성 OFDM 시스템인데, 여기서 N 전체 서브대역 중 중앙에 있는 M 서브대역이 데이터/파일럿 송신을 위해 사용되며, 두 대역 에지들에 있는 N-M개의 서브대역들은 사용되지 않으며 보호 서브대역으로 작용한다. 따라서, 비활성 서브대역들은 보호 서브대역들, DC 서브대역 등일 수도 있다.
채널 추정을 위해, 초기 주파수 응답 추정치는 예를 들어 파일럿 송신을 위해 사용되는 서브대역의 제2 세트상에서 수신된 파일럿 심볼들에 기초한 균일하게 이격된 P개의 서브대역의 제1 세트에 대해 획득되는데, 여기서, P는 2의 거듭제곱인 정수이다. 제1 세트는 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역(예를 들어, 보호 서브대역들 중에 있는 파일럿 서브대역들)을 포함한다. 더욱이, 제1 세트의 서브대역들은 N/P개의 서브대역들 만큼 균일하게 이격된다. 외삽법 및/또는 보간법이 초기 주파수 응답 추정치를 획득하기 위해 필수적으로 사용될 수도 있다.
무선 채널을 위한 시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치는 예를 들어, P-포인트 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 실행함으로써, 초기 주파수 응답 추정치에 기초하여 유도된다. 이어 N개의 전체 서브대역들에 대한 최종 주파수 응답 추정치는 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 유도된다. 이는 예를 들어, (1) 채널 임펄스 응답 추정에서 낮은 품질의 탭들을 0으로 설정하고 나머지 탭들을 유지하고, (2) 길이(N)에 대한 채널 임펄스 응답을 제로 패딩하며, (3) 최종 주파수 응답 추정치를 얻기 위해 제로 패딩된 채널 임펄스 응답 추정치에 대해 N-포인트 고속 푸리에 변환(FFT)을 실행함으로써 달성된다. 다중 OFDM 심볼에 대한 채널 임펄스 응답 추정치 또는 주파수 응답 추정치는 무선 채널에 대한 더 높은 품질의 채널 추정치를 획득하기 위해 필터링될 수도 있다.
본 발명의 다양한 특징 및 실시예가 이하에 후술된다.
본 발명의 특징, 특성 및 장점은 이하의 첨부된 도면을 참조하여 더욱 용이하게 이해될 것이다.
도1은 OFDM 시스템에 대한 서브대역 구조의 예를 도시한다.
도2는 무선 채널의 주파수 응답 추정치를 획득하기 위해 사용될 수도 있는 파일럿 송신 방식을 도시한다.
도3은 최소의 제곱 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 계산을 간략화할 수 있는 균일한 파일럿 송신 방식을 도시한다.
도4는 스펙트럼형 OFDM 시스템에 대한 균일한 파일럿 송신 방식을 도시한다.
도5 및 도6은 스펙트럼형 OFDM 시스템에서 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 획득하기 위한 두 프로세스를 도시한다.
도7은 OFDM 시스템에서 액세스 포인트 및 단말기를 도시한다.
"예"라는 용어는 실시예, 설명예, 또는 실례를 의미한다. 예로써 설명된 실시예 또는 디자인은 다른 실시예 또는 디자인에 비해 반드시 바람직하거나 우수한 것은 아니다.
도1은 OFDM 시스템에 사용될 수도 있는 예로든 서브대역 구조(100)를 도시한다. OFDM 시스템은 BW MHz의 전체 시스템 대역폭을 갖는데, 이는 OFDM을 이용하여 N 직교 서브대역으로 분할된다. 각각의 서브대역은 BW/N MHz의 대역을 갖는다. 스펙트럼형 OFDM 시스템에서, 단지 전체 N 중 M 서브대역만이 데이터/파일럿 송신을 위해 사용되는데, 여기서, M〈 N이다. 나머지 N-M 서브대역은 데이터/파일럿 송신을 위해 사용되지 않으며, OFDM 시스템이 스펙트럼 마스크 요구를 충족시키도록 보호 서브대역으로서 작용한다. 이용가능한 M 서브대역은 F 내지 F+M-1의 서브대역을 포함하며, 통상적으로 전체 N 서브대역의 중앙에 위치된다.
OFDM 시스템의 N 서브대역은 상이한 채널 조건(예를 들어, 상이한 페이딩 및 다중 경로 효과)을 가질 수도 있으며, 상이한 복합 채널 이득과 관련될 수도 있다. 채널 응답의 정확한 추정은 통상적으로 수신기에서 데이터를 프로세싱(예를 들어, 복조 및 디코딩)하는데 필요하다.
OFDM 시스템에서 무선 채널은 시간 영역 채널 임펄스 응답(
Figure 112006050083264-pct00001
) 또는 대응하는 주파수 영역 채널 주파수 응답(
Figure 112006050083264-pct00002
)에 의해 특징될 수도 있다. 본 명세서 및 통상의 기술에 사용된 바와 같이, "채널 임펄스 응답"은 채널의 시간 영역 응답이며, "채널 주파수 응답"은 채널의 주파수 영역 응답이다. 채널 주파수 응답(
Figure 112006050083264-pct00003
)은 채널 임펄스 응답(
Figure 112006050083264-pct00004
)의 이산 푸리에 변환(DFT)이다. 이러한 관계는 다음과 같이 매트릭스로 표현될 수도 있다.
Figure 112006050083264-pct00005
여기서,
Figure 112008031372716-pct00006
은 OFDM에서 송신기와 수신기 사이의 무선 채널의 임펄스 응답에 대한 N×1 벡터이며,
Figure 112008031372716-pct00007
은 무선 채널의 주파수 응답에 대한 N×1 벡터이며,
Figure 112008031372716-pct00008
은
Figure 112008031372716-pct00009
을 획득하기 위해
Figure 112008031372716-pct00010
에 대한 DFT를 실행하도록 사용된 N×N DFT 매트릭스이다. DFT 매트릭스(
Figure 112008031372716-pct00011
)는 (n,m)번째 성분이 다음과 같이 주어지도록 한정된다.
Figure 112006050083264-pct00012
여기서, n은 행 지수이며 m은 열 지수이다.
무선 채널의 임펄스 응답은 L 탭에 의해 특징될 수 있는데, 여기서 L은 통상적으로 전체 서브대역의 수보다 훨씬 작다(즉, L〈 N). 즉, 만일 임펄스가 송신기에 의해 무선 채널에 인가되면, (BW MHz의 샘플 레이트에서) L 시간 영역 샘플은 이러한 임펄스 자극에 기초하여 무선 채널의 응답을 특징짓기에 충분할 것이다. 채널 임펄스 응답을 위한 탭(L)의 수는 시스템의 지연 확산에 독립적인데, 이는 수신기에서의 충분한 에너지의 가장 먼저 도달한 신호와 가장 늦게 도달한 신호 사이의 차이이다. 더 긴 지연 확산은 L에 대한 더 큰 값에 대응하며, 그 역도 마찬가지이다. 벡터(
Figure 112008031372716-pct00013
)는 채널 임펄스 응답의 각각의 탭에 대한 하나의 0이 아닌 성분을 포함한다. L의 지연 확산의 경우, 벡터(
Figure 112008031372716-pct00014
)의 처음 L 성분은 0이 아닌 값을 포함할 수도 있으며, N-L 잔여 성분은 모두 0이다.
단지 L 탭들만이 채널 임펄스 응답을 위해 필요하므로, 채널 주파수 응답(
Figure 112006050083264-pct00015
)은 (N 대신에) 디멘존(L)의 서브 공간에 놓인다. 따라서, 무선 채널의 주파수 응답은 모든 N 서브대역 대신에 적절하게 선택된 L 서브대역에 대한 채널 이득 추정에 기초하여 전체적으로 특징짓는다. 심지어 L 서브대역 이상에 대한 채널 이득 추정이 이용가능하면, 무선 채널의 주파수 응답의 개선된 추정은 이러한 서브 공간 밖의 잡음 성분을 억제함으로써 획득될 수도 있다.
도2는 OFDM 시스템에서 무선 채널에 대한 주파수 응답 추정을 획득하기 위해 사용될 수도 있는 파일럿 송신 방식(200)을 도시한다. 파일럿 심볼은 각각의 P 파일럿 서브대역상에서 송신되는데, 여기서, 통상적으로 L≤P≤M이다. 파일럿 서브대역은 이용가능한 M 서브대역 사이에서 분포되며 s1 내지 sP의 지수를 갖는다. 통상적으로, 파일럿 서브대역의 수는 이용가능한 서브대역(즉, P〈 M)의 수보다 더 작다. 나머지 이용가능한 M-P 서브대역은 사용자 특정 데이터, 오버헤드 데이터 등의 송신을 위해 사용될 수도 있다.
OFDM 시스템에 대한 모델은 다음과 같이 표현된다:
Figure 112006050083264-pct00016
여기서,
Figure 112006050083264-pct00017
는 N 서브대역상의 송신기에 의해 송신된 N "송신" 심볼을 갖는 N×1 벡터이며, 사용되지 않은 서브 대역에는 0이 전달된다;
Figure 112006050083264-pct00018
은 N 서브대역에 대한 수신기에 의해 얻어진 N "수신" 심볼을 갖는 N×1 벡터이다;
Figure 112006050083264-pct00019
은 N 서브대역에 대한 N×1 벡터이며;
"
Figure 112008031372716-pct00020
"는 하다마드 곱(Hadmard product)이며, 이는 엘리먼트-와이즈(element-wise) 곱인데, 여기서
Figure 112008031372716-pct00021
의 i번째 성분은
Figure 112008031372716-pct00022
및
Figure 112008031372716-pct00023
의 i번째 곱이다.
잡음(
Figure 112006050083264-pct00024
)은 0의 평균 및
Figure 112006050083264-pct00025
의 분산을 갖는 추가의 백색 가우시안 잡음(AWGN)으로 추정된다.
무선 채널의 주파수 응답의 초기 추정치(
Figure 112006050083264-pct00026
)는 다음과 같이 구해진다:
Figure 112006050083264-pct00027
여기서,
Figure 112006050083264-pct00028
은 P 파일럿 서브대역상에서 전송된 P 파일럿을 갖는 P×1 벡터이며,
Figure 112006050083264-pct00029
은 P 파일럿 서브대역에 대해 P 수신된 파일럿 심볼을 갖는 P×1 벡터이며,
Figure 112006050083264-pct00030
은 P 파일럿 서브대역의 실제 주파수 응답에 대한 P×1 벡터이며,
Figure 112006050083264-pct00031
은 초기 주파수 응답 추정치에 대한 P×1 벡터이며,
Figure 112006050083264-pct00032
은 P 파일럿 서브대역에 대한 P×1 잡음 벡터이며, 및
Figure 112006050083264-pct00033
인데, 여기서
Figure 112006050083264-pct00034
및
Figure 112006050083264-pct00035
는 각각 파일럿 서브대역(si)에 대해 수신 및 송신된 파일럿 심볼이다.
P×1 벡터(
Figure 112006050083264-pct00036
및
Figure 112006050083264-pct00037
)는 각각 파일럿 서브대역에 대응하는, N×1 벡터(
Figure 112006050083264-pct00038
Figure 112006050083264-pct00039
및
Figure 112006050083264-pct00040
)의 단지 P 입력값(entry)을 포함한다. 식(4)에 도시된 바와 같이, 수신기는 P 파일럿 서브대역을 위해 송신된 파일럿 심볼에 대한 수신된 파일럿 심볼의 P 엘리먼트-와이즈 비에 기초한 초기 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00041
)를 획득(즉,
Figure 112006050083264-pct00042
)할 수 있는데, 여기서
Figure 112006050083264-pct00043
는 서 브대역(si)에 대한 채널 이득 추정치이다. 벡터(
Figure 112006050083264-pct00044
)는 P 파일럿 서브대역에 대한 무선 채널의 주파수 응답을 나타낸다.
N 전체 서브대역에 대한 주파수 응답 추정치는 다양한 기술을 사용하는 초기 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00045
)에 기초하여 획득될 수도 있다. 직접 최소 제곱 추정 방법을 위해, 무선 채널의 임펄스 응답 최소 제곱 추정은 이하의 최적화를 기초로 최초로 획득된다:
Figure 112006050083264-pct00046
여기서,
Figure 112006050083264-pct00047
은 무선 채널의 가정된 임펄스 응답에 대한 L×1 벡터이며;
Figure 112006050083264-pct00048
은
Figure 112006050083264-pct00049
의 P×L 서브매트릭스이며; 및
Figure 112006050083264-pct00050
은 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정에 대한 L×1 벡터이다.
매트릭스(
Figure 112006050083264-pct00051
)는 P 파일럿 서브대역에 대응하는 매트릭스(
Figure 112006050083264-pct00052
)의 P 행을 포함한다. 각각의
Figure 112006050083264-pct00053
의 행은 L 성분을 포함하는데, 이는
Figure 112006050083264-pct00054
의 대응하는 행의 최초 L 성분이다. 식(5)에서 최적화는 모든 가능한 채널 임펄스 응답(
Figure 112006050083264-pct00055
)을 통한다. 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00056
)는 초기 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00057
)와
Figure 112006050083264-pct00058
에 대응하는 주파수 응답 사이의 최소 평균 제곱 오차를 초래하는 가정된 채널 임펄스 응답(
Figure 112006050083264-pct00059
)과 동일하며, 이는
Figure 112006050083264-pct00060
로 주어진다.
식(5)에 제기된 최적화 문제에 대한 해결책은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112006050083264-pct00061
무선 채널에 대한 주파수 응답 추정은 다음과 같이 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정으로부터 유도될 수도 있다:
Figure 112006050083264-pct00062
여기서
Figure 112006050083264-pct00063
은
Figure 112006050083264-pct00064
의 첫번째 L 컬럼을 갖는 N×L 매트릭스이며; 및
Figure 112006050083264-pct00065
은 모든 N 서브대역에 대한 주파수 응답 추정치에 대한 N×1 벡터이다.
벡터(
Figure 112008031372716-pct00066
)는 몇몇 방식으로 계산될 수 있다. 예를 들어, 벡터(
Figure 112008031372716-pct00067
)는 식(6)에 도시된 바와 같이 우선 계산될 수 있으며, 이어 도(7)에 도시된 바와 같이 벡터(
Figure 112008031372716-pct00068
)를 계산하는데 사용될 수 있다. 식(6)의 경우,
Figure 112008031372716-pct00069
은 사전계산될 수 있는 L×P 매트릭스이다. 이어 임펄스 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00070
)는 L·P 복소 연산(또는 곱셈)으로 획득될 수 있다. 도(7)의 경우, 주파수 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00071
)는 (1) N×1 벡터(
Figure 112008031372716-pct00072
)를 획득하기 위해 (제로 패딩으로) L×1 벡터(
Figure 112008031372716-pct00073
)를 추출하고, (2) 0.5N·logN 복소 연산을 필요로 하는,
Figure 112008031372716-pct00074
에 대한 N-포인트 FFT를 실행함으로써 더욱 효율적으로 계산될 수 있다. 따라서, 주파수 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00075
)는 두 식(6) 및 (7)에 대한 (L·P+0.5N·logN) 복합 연산의 총합으로 얻어질 수 있다.
택일적으로, 벡터(
Figure 112006050083264-pct00076
)는 식(6) 및 (7)을 결합함으로써 벡터(
Figure 112006050083264-pct00077
)로부터 다음과 같이 직접 계산될 수 있다:
Figure 112006050083264-pct00078
여기서,
Figure 112006050083264-pct00079
은 사전 계산된 N×P 매트릭스이다. 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00080
)는 N·P 복소 연산의 합으로 얻어질 수 있다.
전술한 두 계산 방법에 대해, 하나의 OFDM 심볼에 대해
Figure 112006050083264-pct00081
을 획득하기 위해 필요한 복소 연산의 최소 수는
Figure 112006050083264-pct00082
이다. 만일 파일럿 심볼이 각각의 OFDM 심볼에서 송신되면, 계산의 비는 초당
Figure 112006050083264-pct00083
백만 연산(Mops)인데, 이는
Figure 112006050083264-pct00084
이며, 여기서
Figure 112006050083264-pct00085
은 OFDM 심볼의 기간이며, 어떠한 주기적 프리픽스(prefix)도 없는
Figure 112006050083264-pct00086
와 동일하다(이하에서 설명). 복소 연산(Nop)의 수는 많은 수의 서브대역을 갖는 OFDM 시스템에 대해 매우 높을 수 있다. 예로써, BW=6MHz의 전체 대역폭을 갖는 OFDM 시스템의 경우, N=4096 전체 서브대역이며, P=512 파일럿 서브대역이며, L=512 탭이며, 420Mops는 식(6) 및 (7)을 이용하여
Figure 112006050083264-pct00087
을 계산하기 위해 필요하다. 식(6)은 384Mops을 필요로 하고, 식(7)은 36Mops를 필요로 하기 때문에, 식(6)에서, 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 계산은 식(7)에서 N-포인트 FFT에 대한 계산보다 현저히 더욱더 번거롭다.
도2에서 파일럿 송신 방식(200)은 파일럿 서브대역의 위치상의 구속을 부과하지 않는다. 매트릭스(
Figure 112006050083264-pct00088
)는 P 파일럿 서브대역에 대응하는 매트릭스(
Figure 112006050083264-pct00089
)의 P행을 포함한다. 이는 벡터(
Figure 112006050083264-pct00090
)의 L 입력값 각각에 대한 P 복소 연산을 필요로 하는 결과를 초래한다.
도3은 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00091
)에 대한 계산을 간략화할 수 있는 균일한 파일럿 송신 방식(300)을 도시한다. 방식(300)의 경우, P 파일럿 서브대역은 N 전체 서브대역에 균일하게 분포되어, 연속적인 파일럿 서브대역이 N/P 서브대역만큼 이격되게 한다. 더욱이, 탭들의 수는 파일럿 서브대역(즉, L=P)과 동일하게 간주된다. 이 경우,
Figure 112008031372716-pct00092
는 P×P DFT 매트릭스이며,
Figure 112008031372716-pct00093
인데, 여기서,
Figure 112008031372716-pct00094
는 식별 매트릭스이며, 식(6)은 다음과 같이 간략화된다:
Figure 112006050083264-pct00095
식(9)는 채널 임펄스 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00096
)가 초기 주파수 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00097
)상의 P-포인트 IFFT를 실행함으로써 획득될 수 있다. 벡터(
Figure 112008031372716-pct00098
)는 길이(N)에 대해 제로 패딩될 수 있다. 이어 제로 패딩된 벡터(
Figure 112008031372716-pct00099
)는 다음과 같이 벡터(
Figure 112008031372716-pct00100
)를 획득하기 위해 N-포인트 FFT로 전환될 수 있다:
Figure 112006050083264-pct00101
관심있는 S 서브대역에 대한 주파수 응답 추정에 대한 S×1 벡터(
Figure 112006050083264-pct00102
)는 벡터(
Figure 112006050083264-pct00103
)에 기초하여 획득할 수 있으며, 여기서
Figure 112006050083264-pct00104
이다. 만일 S가 2의 제곱수이면, S-포인트 FFT는
Figure 112006050083264-pct00105
을 획득하도록 실행할 수 있다.
파일럿 송신 방식(300)으로 인해, 하나의 OFDM 시스템에 대해
Figure 112006050083264-pct00106
을 획득하기 위해 요구되는 복소 연산의 수는
Figure 112006050083264-pct00107
이며, 계산의 비율은
Figure 112006050083264-pct00108
이다. 전술한 OFDM 시스템의 예의 경우,
Figure 112006050083264-pct00109
은 파일럿 송신 방식(300)을 이용하여 39.38 Mops로 계산될 수 있는데, 이는 파일럿 송신 방식(200)에 대해 요구되는 420Mops보다 훨씬 작다.
식(9) 및 (10)에서 전술한 감소된 복소 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정은 두 개의 핵심 가정 위에 존재한다.
1. P개의 파일럿 서브대역들은 N개의 전체 서브대역들에 대해 주기적이며,
2. 탭들의 수는 파일럿 서브대역들의 수와 동일(즉, L=P)하다.
이러한 두 가정은 실질적인 OFDM 시스템에서 중요한 제한/한정을 부과한다. 우선, 소정의 OFDM 시스템의 경우, N 전체 서브대역에 걸쳐 균일하게 분포된 P 서브대역상에서 파일럿 심볼을 송신하는 것은 가능하지 않을 수도 있다. 예를 들어, 스펙트럼형 OFDM 시스템에서, 어떠한 심볼도 스펙트럼 마스크 요구를 충족시키기 위해 보호 대역상으로 송신되지 않는다. 다른 예에서와 같이, OFDM 시스템은 소정의 서브대역(예를 들어, 제로 또는 DC 서브대역) 상에서 파일럿/데이터 송신을 가능하게 하지 않을 수도 있다. 또다른 예에서와 같이, 파일럿은 수신기 필터 구형 및/또는 다른 이유로 인해 소정의 서브대역에 대해 이용가능하지 않을 수도 있다. 이러한 시스템의 경우, 전체 N 서브대역의 P 파일럿 서브대역의 엄격한 주기는 통상적으로 가능하지 않다. 둘째로, L=P라는 가정(이는 첫 번째 가정보다는 덜 심각함)은 최종 채널 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00110
)의 품질을 저하시킬 수 있다. 채널 추정의 품질은 (1) L이 P와 동일하고, (2) 파일럿 시스템 에너지가 데이터 심볼 에너지와 동일하며, (3) 시간 영역 필터링이 추가의 에너지를 획득하기 위해
Figure 112006050083264-pct00111
에 대해 실행되지 않을 경우, 최적 채널 추정으로부터 3dB만큼 많이 저하될 수 있다. 채널 추정 품질에서 이러한 양의 저하는 소정의 시스템의 경우 허용될 수 없을 수도 있다.
다양한 기술이 전술한 두 제약을 극복하기 위해 사용될 수도 있다. 우선, 외삽법 및/또는 보간법이 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 균일하게 이격된 P 서브대역에 대한 채널 이득 추정치를 획득하기 위해 필요한 경우 사용될 수도 있다. 이는 채널 임펄스 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00112
)가 P-포인트 IFFT로 유도되게 한다. 둘째로, 탭 선택은 더 높은 품질의 채널 추정을 획득하기 위해
Figure 112006050083264-pct00113
의 P 성분에 대해 실행될 수도 있다. 외삽법/보간법 및 탭 선택은 후술된다.
도4는 스펙트럼형 OFDM 시스템에 대한 균일한 파일럿 송신 방식(400)을 도시한다. 방식(400)의 경우, P 파일럿 서브대역은 N 전체 서브대역에 균일하게 분포 되어 연속한 파일럿 서브대역이 방식(300)과 유사하게 N/P 서브대역만큼 이격된다. 그러나 파일럿 심볼은 M 이용가능한 서브대역들 사이에 있는 파일럿 서브대역상(또는 간단히, "활성 파일럿 서브대역")에서만 송신된다. 어떠한 파일럿 심볼들도 N-M 보호 서브대역 사이에 있는 파일럿 서브대역(또는 간단히, "비활성 파일럿 서브대역") 상에서 송신되지 않는다. 따라서, 수신기는 활성 파일럿 서브대역에 대한 파일럿 심볼을 획득하며, 비활성 파일럿 서브대역에 대해 어떠한 파일럿 심볼도 획득되지 않는다.
도5는 스펙트럼형 OFDM 시스템에서 무선 채널에 대한 주파수 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00114
)를 획득하기 위한 프로세스(500)를 도시한다. 균일하게 이격된 P 서브대역의 제1 세트에 대한 초기 주파수 응답 추정치가 예를 들어, 파일럿 송신에 사용되는 제2 세트의 서브대역상에서 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 획득된다(블록 512). 제1 세트는 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역(예를 들어, 보호 서브대역들 사이의 서브대역들)을 포함한다. 무선 채널에 대한 임펄스 응답 추정은 초기 주파수 응답 추정에 기초하여 다음으로 유도된다(블록 514). 다수의 OFDM 심볼에 대한 채널 임펄스 응답 추정치는 더 높은 품질의 채널 추정치를 획득하기 위해 필터링될 수도 있다(블록 516). 이어 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치는 (필터링된 또는 필터링되지 않은) 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 유도된다(블록 518). 필터링은 또한 더 높은 품질의 채널 추정치를 획득하기 위해 (채널 임펄스 응답 추정치 대신) 최초 또는 최종 주파수 응답 추정치에 대해 실행될 수도 있다.
도6은 스펙트럼형 OFDM 시스템에서 주파수 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00115
)를 획득하는 특정한 프로세스(600)를 도시한다. 초기에, 수신된 파일럿 심볼들은 파일럿을 송신하는 Pact개의 활성 파일럿 서브대역들에 대하여 획득된다(블록 610). 이어, Pact개의 활성 파일럿 서브대역들에 대한 채널 이득 추정치들(
Figure 112008031372716-pct00116
)은 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 획득된다(블록 612). 블록(612)의 출력은 Pact개의 활성 파일럿 서브대역들을 위한 초기 주파수 응답 추정치에 대한 Pact×1 벡터(
Figure 112008031372716-pct00117
)이다. 외삽법 및/또는 보간법은 아래에서 설명되는 바와 같이 파일럿을 송신하지 않는 Pext개의 서브대역들에 대한 채널 이득 추정들을 획득하기 위해 필요한 만큼 수행된다(블록 614). 블록(614)의 출력은 파일럿을 송신하지 않는 Pext개의 서브대역들에 대한 초기 주파수 응답 추정치에 대한 Pext×1 벡터(
Figure 112008031372716-pct00118
)이다. 이어 P개의 균일하게 이격된 서브대역들에 대한 초기 주파수 응답 추정치에 대한 P×1 벡터(
Figure 112008031372716-pct00119
)는 벡터들(
Figure 112008031372716-pct00120
)로부터의 채널 이득 추정에 기초하여 형성되는데, 예를 들어,
Figure 112008031372716-pct00121
이다(블록 616). P개의 서브대역들 각각에 대한 채널 이득 추정치는 수신된 파일럿 심볼 또는 외삽법/보간법에 기초하여 획득될 수 있다.
이어 P-포인트 IFFT는 식(9)에 도시된 바와 같이 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정치에 대해 P×1 벡터(
Figure 112008031372716-pct00122
)를 획득하기 위해 벡터(
Figure 112008031372716-pct00123
)에 대해 실행된다(블록 618). 시간 영역 필터링은 더 높은 품질의 채널 추정치를 획득하기 위해 다수의 OFDM 심볼에 대해 채널 임펄스 응답 추정치들(
Figure 112008031372716-pct00124
)에 대하여 수행될 수 있다(블록 620). 시간 영역 필터링은 임펄스 응답 추정치들을 대신하여 주파수 응답 추정치들에 대해 실행되거나 또는 생략될 수도 있다. (필터링된 또는 필터링되지 않은) 벡터(
Figure 112008031372716-pct00125
)는 L개의 탭들에 대한 P개의 입력값들을 포함하는데, L은 통상적으로 P보다 작다. 그 다음에 아래에서 설명되는 바와 같이, 벡터(
Figure 112008031372716-pct00126
)는 "양호한" 탭들을 선택하고 나머지 탭들을 제거 또는 제로 아웃하기 위해 프로세싱된다(블록 622). 제로 패딩은 또한 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 N×1 벡터(
Figure 112008031372716-pct00127
)를 획득하기 위해 실행된다(블록 624). 이어 N-포인트 FFT가 N개의 전체 서브대역들에 대한 최종 주파수 응답 추정치에 대한 벡터(
Figure 112008031372716-pct00128
)를 획득하기 위해 벡터(
Figure 112008031372716-pct00129
)에 대하여 실행된다(626).
외삽법 /보간법
도6의 블록(614)의 경우, 외삽법이 보호 대역들 사이에 위치한 비활성 파일럿 서브대역에 대한 채널 이득 추정치를 획득하는데 사용될 수 있다. 함수 y=f(x)의 경우, 외삽법이 알려진 범위의 x 값 외부에 대한 y값을 추정하는데 사용될 수 있는데, 여기서, y값의 세트는 알려진 영역 내에서 x값의 세트에 대해 이용가능하다. 채널 추정의 경우, x는 파일럿 서브대역에 대응하며, y는 채널 이득 추정에 대응한다. 외삽법은 다양한 방식으로 실행될 수 있다.
외삽법의 일 방식에서, 각각의 비활성 파일럿 서브대역에 대한 채널 이득 추정은 다음과 같이 가장 근접한 활성 파일럿 서브대역에 대한 채널 이득 추정치와 동일한 세트이다:
Figure 112006050083264-pct00130
여기서
Figure 112006050083264-pct00131
는 서브대역 si에 대한 채널 이득 추정치이며, 도4에 도시된 바와 같이, sb는 첫 번째 활성 파일럿 서브대역이며, se는 최종 활성 파일럿 서브대역이다.
다른 외삽법 방식에서, 각각의 비활성 파일럿 서브대역에 대한 채널 이득 추정치는 활성 파일럿 서브대역에 대한 채널 이득 추정치의 가중된 합에 기초하여 획득된다. 만일 탭(L)의 수가 활성 파일럿 서브대역의 수보다 작거나 동일하면(즉,
Figure 112006050083264-pct00132
), (잡음의 부재시) 무선 채널은 활성 파일럿 서브대역에 대한 채널 이득 추정치에 의해 완전히 특징질 수 있다. 외삽법의 경우, 각각의 비활성 파일럿 서브대역은 하나의 계수가 각각의 파일럿 서브대역과 관련하는 외삽법 계수의 각각의 세트와 관련되는데, 여기서 각각의 계수는 0 또는 0이 아닌 값일 수도 있다. 비활성 파일럿 서브대역에 대한 외삽법/보간법은 다음과 같이 매트릭스 형태로 표현될 수도 있다:
Figure 112006050083264-pct00133
여기서
Figure 112006050083264-pct00134
은 외삽법 계수의
Figure 112006050083264-pct00135
매트릭스이다.
식(12)에서 외삽법에 대해 요구되는 복소 연산의 수는
Figure 112006050083264-pct00136
이다. 비활성 파일럿 서브대역의 수는
Figure 112006050083264-pct00137
이며, 여기서 G는 보호 서브대역의 수이며,
Figure 112006050083264-pct00138
은 x에 대해 다음의 더 큰 정수를 제공하는 상한 연산자이다. 시스템에서 비활성 파일럿 서브대역의 수는 통상적으로, 만일 보호 대역의 수가 작으면 작다. 예를 들어, 전술한 OFDM 시스템은 만일 80개의 보호대역(즉, G=80)이 있는 경우, 512 파일럿 서브대역(즉, P=512)으로부터 단지 10개의 비활성 파일럿 서브대역(즉, Pext=10)을 갖는다. 이러한 경우, 외삽법을 위해 필요한 계산은 계산상의 복잡성을 현저히 증가시키지 않는다. 계산상 복잡성은 활성 파일럿의 서브세트를 사용하기 위해 외삽법을 감소시킴으로써 정확하게 감소될 수 있다.
외삽법 계수는 최소 제곱, 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 등과 같은 표준에 기초하여 오프라인으로 확정되고 결정될 수 있다. 최소 제곱 외삽법의 경우, 계수 매트릭스(
Figure 112006050083264-pct00139
)는 다음과 같이 정의된다:
Figure 112006050083264-pct00140
여기서,
Figure 112006050083264-pct00141
은
Figure 112006050083264-pct00142
의
Figure 112006050083264-pct00143
서브 매트릭스이다. 실제 시스템에서, 매트릭스(
Figure 112006050083264-pct00144
)는 "악조건"일 수도 있으며, 이는 이러한 매트릭스의 역의 계산이 수치적 안정성 결과와 직면할 수도 있음을 의미한다. 이러한 경우, 교정 항목이 악조건 문제를 해결하는데 사용될 수도 있으며, 변경된 최소 제곱 외삽법 매트릭스 (
Figure 112006050083264-pct00145
)가 다음과 같이 정의될 수도 있다:
Figure 112006050083264-pct00146
여기서,
Figure 112006050083264-pct00147
는 작은 교정 팩터이다.
MMSE 외삽법의 경우, 계수 매트릭스(
Figure 112006050083264-pct00148
)는 다음과 같이 정의된다:
Figure 112006050083264-pct00149
여기서,
Figure 112006050083264-pct00150
는 수신된 파일럿 심볼의 신호대 잡음비(SNR)이며,
Figure 112006050083264-pct00151
는 바이어스되지 않은 추정치를 유도하는데 사용되는 팩터이다. SNR 정보의 부재시,
Figure 112006050083264-pct00152
는 성능을 최적화하기 위해 선택될 수 있는 파라미터로서 고려될 수도 있다.
Figure 112006050083264-pct00153
는 스칼라량으로 성능을 최적화하기 위해 사용될 수도 있다.
Figure 112006050083264-pct00154
와 함께 얻어진 벡터(
Figure 112006050083264-pct00155
)는 시간 영역의 탭들이 상관되지 않으며, 동일한 에너지를 갖는다는 것을 전제로 한 채널의 MMSE 추정치이다. 식(15)는
Figure 112006050083264-pct00156
활성 파일럿 서브대역에 대한 잡음 벡터(
Figure 112006050083264-pct00157
)의 자기 공분산(autocovariance) 매트릭스가 식별 매트릭스라고 가정한다. 식(15)는 수신기에 의해 알려진 경우 이러한 자기 공분산 매트릭스를 고려하기 위해 변경될 수도 있다.
또 다른 외삽법 방식에서, 각각의 비활성 파일럿 서브대역에 대한 채널 이득 추정치는 0으로 설정되는데, 즉
Figure 112006050083264-pct00158
이다. 외삽법은 다른 방식으로 실행될 수도 있으며, 이는 본 발명의 사상에 포함된다. 예를 들어, 선형 및 2차 외삽법과 같은 기능적 외삽법 기술이 사용될 수도 있다. 비선형 외삽 법 기술이 사용될 수도 있는데, 이는 식(12)의 일반적 구성 내에 있다. 파일럿 송신 방식은 M 이용가능한 서브대역에 걸쳐 활성 파일럿 서브대역을 균일하게 분포시키기 않을 수도 있다. 이러한 경우, 보간법은 M 이용가능한 서브대역 내의 균일하게 이격된 서브대역에 대한 채널 이득 추정치를 얻는데 사용될 수도 있다. 보간법은 외삽법의 대해 전술된 것과 유사한 다양한 방식으로 실행될 수도 있다. 일반적으로, 외삽법 및/또는 보간법은 N 전체 서브대역에 걸쳐 균일하게 분포된 P 서브대역에 대한 채널 이득 추정치를 획득하기 위해 이용가능한 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 필수적으로 실행될 수도 있다.
탭 선택
도6의 블록(622)의 경우, 탭 선택이 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 우수한 탭을 선택하기 위해 벡터(
Figure 112006050083264-pct00159
)에 대해 실행된다. 탭 선택은 다양한 방식으로 실행될 수도 있다.
하나의 탭 선택 방식에서, 채널 임펄스 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00160
)는 무선 채널의 L개의 탭들에 대한 L개의 값들로 절단된다(truncated). 벡터(
Figure 112008031372716-pct00161
)는 P개의 성분들을 포함하는데, 여기서 P≥L이다. 이러한 결정적인 탭 선택 방식에 대해,
Figure 112008031372716-pct00162
의 처음 L개의 성분들은 우수한 탭으로 인식되고 유지되며, 나머지 P-L개의 성분들은 0으로 대체된다. L＜P인 경우, L 탭들을 갖는 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정치가 P 탭들을 갖는 채널을 추정하고, P-포인트 IFFT를 실행하고, 최종 P-L 탭들을 버림함으로써 (성능에서의 손실 없이) 획득될 수 있다. 이는 어떤 경우 소정의 이득을 갖는다. 예를 들어, 만일 L＜P/2인 경우, 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정치는 FFT의 계산적 이득으로 최종 P/2 탭들을 계산하지 않고 유도될 수 있다.
다른 탭 선택 방식에서, 낮은 에너지를 갖는
Figure 112006050083264-pct00163
의 성분은 0으로 대체된다.
Figure 112006050083264-pct00164
의 이러한 성분은 낮은 에너지를 갖는 탭들에 대응하는데, 여기서 낮은 에너지는 신호 에너지보다는 잡음으로 인한 것일 가능성이 크다. 임계치는 소정의 성분/탭이 충분한 에너지를 갖고 있는지, 그리고 유지되는지 또는 제로 아웃되는지를 결정하기 위해 사용된다. 이러한 프로세스는 "임계치화"라고 언급된다.
임계치는 다양한 팩터에 기초하여 다양한 방식으로 계산될 수 있다. 임계치는 상대적인 값(즉, 측정된 채널 응답에 종속적) 또는 절대적인 값(즉, 측정된 채널 응답에 종속적이지 않음)일 수 있다. 상대적인 임계치는 채널 임펄스 응답 추정치의 (예를 들어, 전체 또는 평균) 에너지에 기초하여 계산될 수 있다. 상대적인 임계치의 사용은 (1) 임계치가 수신된 에너지의 변수에 대해 종속적이지 않으며, (2) 존재하지만 낮은 신호 에너지를 갖는 성분/탭들이 제로 아웃되지 않음을 보장한다. 절대적 임계치는 수신기에서 잡음 분산/잡음 플로어에 기초하여 수신기 파일럿 심볼에 기대되는 가장 낮은 에너지 등으로 계산될 수 있다. 절대 임계치의 사용은 유지되도록 하기 위해
Figure 112008031372716-pct00165
의 성분이 소정의 최소값을 충족시키게 한다. 임계치는 또한 상대적 및 절대적 임계치에 대해 사용되도록 팩터가 조합에 기초하여 계산될 수 있다. 예를 들어, 임계치는 채널 임펄스 응답 추정치의 에너지에 기초하여 계산될 수 있으며, 추가로 예정된 최소값보다 같거나 크게 제한될 수도 있다.
임계치화는 다양한 방식으로 실행될 수 있다. 임계치화의 일 방식에서, 임계치화는 버림 이후에 실행되며, 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112006050083264-pct00166
여기서,
Figure 112006050083264-pct00167
이며, 최종 P-L 성분은 버림에 의해 0으로 대체되며,
Figure 112006050083264-pct00168
은 n번째 탭의 에너지이며,
Figure 112006050083264-pct00169
은 L 탭들에 대한 채널 임펄스 응답 추정치의 에너지이며,
Figure 112006050083264-pct00170
은 낮은 에너지의 성분/탭들을 제로 아웃하는데 사용되는 임계치이다.
Figure 112006050083264-pct00171
는 벡터
Figure 112006050083264-pct00172
의 놈(norm)이며, 벡터(
Figure 112006050083264-pct00173
)의 모든 성분의 제곱의 합과 동일하다.
식(16)에서, 임계치는 L 탭들의 평균 에너지에 기초하여 한정된다. 계수(
Figure 112006050083264-pct00174
)는 잡음 억제와 신호 제거 사이의 상충관계에 기초하여 선택된다.
Figure 112006050083264-pct00175
에 대한 더 높은 값은 더 많은 잡음 억제를 제공하지만, 동시에 제로 아웃될 낮은 신호 에너지 성분/탭의 가능성을 증가시킨다. 계수(
Figure 112006050083264-pct00176
)는 0 내지 1의 범위(예를 들어,
Figure 112006050083264-pct00177
=0.1) 내의 값일 수 있다. 임계치는 또한 채널 임펄스 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00178
)에 대해 (평균 에너지 대신에) 전체 에너지에 기초하여 한정될 수 있다. 임계치는 (1) 특정 코딩 및 변조 방식 또는 변조되는 데이트 스트림의 레이트, (2) 비트 에러 레이트(BER), 패킷 에러 레이트(PER), 블록 에러 레이트(BLER), 또는 소정의 다른 에러 레이트 성능 요건, 및/또는 (3) 소정의 다른 파라미터 및 고려사항에 기초하여 결정 또는 변경될 수 있다.
다른 임계치화 방식에서, 임계치화는 식(16)에 설명된 것과 유사하게 단일 임계치를 사용하는 (
Figure 112006050083264-pct00179
)의 모든 P 성분(즉, 버림 없음)에 대해 실행된다. 또다른 임계치화 방식에서, 임계치화는 다중 임계치를 사용하는
Figure 112006050083264-pct00180
의 모든 P 성분에 대해 실행된다. 예를 들어, 제1 임계치는
Figure 112006050083264-pct00181
의 첫 번째 L 성분에 대해 사용될 수도 있으며, 두 번째 임계치는
Figure 112006050083264-pct00182
의 최종 P-L 성분에 대해 사용될 수도 있다. 제2 임계치는 제1 임계치보다 더 작게 설정될 수도 있다. 또 다른 임계치화 방식에서, 임계치화는
Figure 112006050083264-pct00183
의 최종 P-L 성분에 대해서만 실행되며, 첫 번째 L 성분에 대해서는 행해지지 않는다. 임계치화는 다른 방식으로 실행될 수도 있는데, 이는 본 발명의 사상 내에 있다.
임계치화는 매크로 셀룰러 방송 시스템에서 무선 채널과 같은 "희소한" 무선 채널에 잘 적용된다. 희소한 무선 채널은 몇몇 탭에서 집중된 채널 에너지의 대부분을 갖는다. 각각의 탭은 상이한 시간 지연을 갖는 해결가능한 신호 경로에 대응한다. 희소한 채널은 이러한 신호 경로 사이의 지연 확산(즉, 시간차)이 크다고 하더라도, 몇몇 신호 경로를 포함한다. 약한 또는 비존재 신호 경로에 대응하는 탭들은 제로 아웃된다.
도5의 블록(518) 및 도6의 블록(620)의 경우, 채널 임펄스 응답 추정치는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터, 무한 임펄스 응답(IIR) 필터, 또는 소정의 다른 타입의 필터와 같은 저역 통과 필터를 사용하여 시간 영역에서 필터링될 수도 있다. 저역 통과 필터는 인과(causal) 필터(과거 및 현재 샘플에 대한 필터링일 실행) 또는 비인과 필터(버퍼링에 의해 얻어진 과거, 현재 및 미래의 샘플에 대한 필터링을 실행)일 수도 있다. 필터의 특성(예를 들어, 대역폭)은 무선 채널의 특성에 기초하여 선택될 수도 있다. 시간 영역 필터링은 다수의 OFDM 심볼에 걸쳐 채널 임펄스 응답 추정치의 각각의 탭에 대해 개별적으로 실행될 수도 있다. 동일하거나 상이한 필터가 채널 임펄스 응답 추정치의 팁에 대해 사용될 수도 있다. 이러한 필터 각각에 대한 계수가 결정되거나, 또는 검출된 채널 조건에 기초하여 조정될 수도 있다. 시간 영역에서 필터링을 실행하는 것은 파일럿 서브대역이 주파수 영역에서 엇갈릴 수도 있다는 장점을 갖는다(즉, 상이한 세트의 파일럿 서브대역이 상이하나 OFDM 시스템에 대해 사용될 수도 있다). 파일럿 서브대역의 엇갈림은 채널이 초과 지연 확장을 가질 때 유용하다(즉, 채널 임펄스 응답은 P 탭보다 큰 길이를 갖는다). P 탭 이상을 갖는 채널 임펄스 응답 추정치는 엇갈림에 의해 제공된 추가의 그리고 상이한 파일럿 서브대역으로 획득될 수 있다. 필터링은 초기 또는 최종 주파수 응답 추정치에 대해 실행될 수도 있다.
OFDM 시스템
도7은 스펙트럼형 OFDM 시스템에서 액세스 포인트(700) 및 단말기(750)의 블록도를 도시한다. 액세스 포인트(700)의 다운 링크상에서, 송신기(TX) 데이터 프로세서(710)는 트래픽 데이터를 포맷, 코딩, 인터리빙, 및 변조(즉, 심볼 맵핑)하 고 변조 심볼(또는 간단히 "데이터 심볼")을 제공한다. OFDM 변조기(720)는 데이터 심볼 및 파일럿 심볼을 수신 및 프로세싱하고 OFDM 심볼의 스트림을 제공한다. OFDM 변조기(720)는 적절한 서브대역상에서 데이터 및 파일럿 심볼을 멀티플렉싱하고, 각각의 사용되지 않은 서브대역에 대해 제로의 신호값을 제공하며, 각각의 OFDM 심볼 기간에 대해 N 서브대역에 대한 N 송신 심볼의 세트를 획득한다. 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호값일 수 있다. 파일럿 심볼은 도4에 도시된 바와 같이, 활성 파일럿 서브대역상에서 전송될 수도 있다. 파일럿 심볼은 OFDM 심볼 주기에서 연속적으로 전송될 수도 있다. 택일적으로, 파일럿 심볼은 동일한 서브대역상에서 데이터 심볼로 시분할 다중화(TDM)될 수도 있다.
OFDM 변조기(720)는 N 시간 영역 칩을 포함하는 "변환된" 심볼을 획득하기 위해 N 포인트 IFFT를 이용하여 N 송신 심볼의 각각의 세트를 시간 영역으로 추가로 변환시킨다. OFDM 변조기(720)는 통상적으로 대응하는 OFDM 심볼을 획득하기 위해 각각의 변환된 심볼의 일부를 통상적으로 반복한다. 반복된 부분은 주기적 프리픽스로 알려지며, 무선 채널에서 지연 확산을 저지하는데 사용된다.
송신기 유닛(TMTR)(720)은 OFDM 심볼을 수신하고 하나 이상의 아날로그 신호로 변환시키며, 무선 채널을 통한 송신에 적합할 수 있는 다운 링크 신호를 생성하기 위해 아날로그 신호를 추가로 조절한다(예를 들어, 증폭, 필터링 및 주파수 상향변환). 이어 다운 링크 신호가 안테나(724)를 통해 단말기로 송신된다.
단말기(750)에서, 안테나(752)는 다운 링크 신호를 수신하고 수신된 신호를 수신기 유닛(RCVR)(754)으로 제공한다. 수신기 유닛(754)은 수신된 신호를 조절(예를 들어, 필터링, 증폭 및 주파수 하향변환)하고 샘플을 얻기 위해 조절된 신호를 디지털화한다. OFDM 변조기(756)는 각각의 OFDM 심볼에 부착된 주기적 프리픽스를 제거하고, 각각의 수신된 변환된 심볼을 N-포인트 FFT를 이용하여 주파수 영역으로 변환하며, 각각의 OFDM 심볼 주기에 대한 N 서브대역에 대해 N 수신된 심볼을 획득하며, 채널 추정을 위해 수신된 파일럿 심볼(
Figure 112006050083264-pct00184
)을 프로세서(770)에 제공한다. OFDM 변조기(756)는 프로세서(770)로부터의 다운링크에 대해 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00185
)를 추가로 수신하고, 데이터 심볼 추정치(이는 송신된 데이터 심볼의 추정치임)를 획득하기 위해 수신된 데이터 심볼에 대해 데이터 복조를 실행하며, 데이터 심볼 추정을 RX 데이터 프로세서(758)로 제공한다. RX 데이터 프로세서(758)는 송신된 트래픽 데이터를 복구하기 위해 데이터 심볼 추정치를 복조(즉, 심볼 디맵핑), 디인터리빙, 및 디코딩한다. OFDM 변조기(756) 및 RX 데이터 프로세서(758)에 의한 프로세싱은 액세스 포인트(700)에서 각각 OFDM 변조기(720) 및 TX 데이터 프로세서(710)에 의한 프로세싱에 대해 상보적이다.
프로세서(770)는 활성 파일럿 서브대역에 대해 수신된 파일럿 심볼을 획득하고 도5 및 6에 도시된 바와 같은 채널 추정을 실행한다. 프로세서(770)는 균일하게 이격된
Figure 112008031372716-pct00186
서브대역(여기서
Figure 112008031372716-pct00187
은 다운링크를 위한 파일럿 서브대역의 수)에 대한 채널 이득 추정치를 획득하고, 다운링크에 대한 최소 제곱 임펄스 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00188
)를 유도하고,
Figure 112008031372716-pct00189
의 P 성분/탭에 대한 탭 선택을 실행하고, 다운링크를 위한 N 서버대역에 대한 최종 주파수 응답 추정치(
Figure 112008031372716-pct00190
)를 유도하기 위해 필수적으로 외삽법 및/또는 보간법을 실행한다.
상향 링크에서, TX 데이터 프로세서(782)는 트래픽 데이터를 프로세싱하고 데이터 심볼을 제공한다. OFDM 변조기(784)는 파일럿 심볼로 데이터 심볼을 수신 및 다중화하며, OFDM 변조를 실행하고, OFDM 심볼의 스트림을 제공한다. 파일럿 심볼은 파일럿 송신을 위해 단말기(750)에 할당된
Figure 112006050083264-pct00191
서브대역에 대해 송신될 수도 있는데, 여기서 업링크에 대한 파일럿 서브대역의 수(
Figure 112006050083264-pct00192
)는 다운 링크에 대한 파일럿 서브대역의 수(
Figure 112006050083264-pct00193
)와 동일하거나 상이할 수도 있다. 파일럿 심볼은 TDM을 이용하여 데이터 심볼과 멀티플렉싱될 수도 있다. 이어 송신기 유닛(786)은 안테나(752)를 통해 액세스 포인트로 전송되는 업링크 신호를 생성하기 위해 OFDM 심볼의 스트림을 수신 및 프로세싱한다.
액세스 포인트(700)에서, 터미널(150)로부터의 업링크 신호가 심플을 획득하기 위해 안테나(724)에 의해 수신되고 수신기 유닛(742)에 의해 프로세싱된다. OFDM 변조기(744)는 이어 샘플을 프로세싱하고 업링크를 위해 수신된 파일럿 심볼(
Figure 112006050083264-pct00194
) 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. RX 데이터 프로세서(746)는 터미널(750)에 의해 송신된 트래픽 데이터를 복구하기 위해 데이터 심볼 추정치를 프로세싱한다.
프로세서(730)는 도5 및 6에 도시된 바와 같이 업링크상에서 송신하는 각각의 활성 단말기에 대한 채널 추정을 실행한다. 다중 단말기는 파일럿 서브대역의 각각의 할당된 세트에 대해 업링크상에서 동시에 파일럿을 송신할 수도 있는데, 여기서 파일럿 서브대역 세트는 인터레이싱된다. 각각의 단말기(m)에 경우, 프로세서(730)는 단말기에 대해 요구되는 바와 같은 외삽법 및/또는 보간법을 실행하고, 단말기에 대한 업링크에 대해 초기 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00195
)를 획득하고,
Figure 112006050083264-pct00196
에 기초한 단말기에 대한 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00197
)를 유도하고, 탭 선택을 실행하며, 단말기에 대한 최종 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00198
)를 추가로 획득한다. 각각의 단말기에 대한 주파수 응답 추정치(
Figure 112006050083264-pct00199
)가 OFDM 복조기(744)에 제공되며 상기 단말기에 대한 데이터 복조를 위해 사용된다.
프로세서(730 및 770)는 각각 액세스 포인트(700) 및 단말기(750)에서의 연산을 지휘한다. 메모리 유닛(732 및 722)은 각각 프로세서(730 및 770)에 의해 사용된 프로그램 코드 및 데이터를 저장한다. 프로세서(730 및 770)는 또한 업링크 및 다운링크에 대한 주파수 및 임펄스 응답 추정치를 유도하기 위해 전술된 계산을 실행한다.
다중 액세스 OFDM 시스템(예를 들어, 직교 주파수 분할 다중화 액세스(OFDM) 시스템)의 경우, 다수의 단말기가 동시에 상향 링크상으로 송신할 수도 있다. 이러한 시스템의 경우, 파일럿 서브대역은 상이한 터미널들 사이에서 공유될 수도 있다. 채널 추정 기술은 각각의 단말기에 대한 파일럿 서브대역이 전체 동작 대역(가능하면 대역 에지를 제외함)으로 확대되는 경우 사용될 수도 있다. 이러한 파일 럿 서브대역 구조는 각각의 단말기에 대한 주파수 다이버시티를 획득하기 위해 바람직할 것이다.
설명된 채널 추정 기술은 다양한 수단으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 이러한 기술은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현의 경우, 채널 추정에 대해 사용된 프로세싱 유닛은 하나 이상의 주문형 집적회로(ASIC), 디지털 신호 처리기(DSP), 디지털 신호 처리 장치(DSPD), 프로그램가능 논리 장치(PLD), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 마이크로프로세서, 설명된 기능을 실행하도록 설계된 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합에서 구현될 수 있다.
소프트웨어 구현의 경우, 채널 추정 기술은 설명된 기능을 수행하는 모듈(예를 들어, 절차, 기능 등)로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛(예를 들어, 도7의 메모리 유닛(732 및 772))에 저장될 수 있으며 프로세서(예를 들어, 프로세서(730 및 770))에 의해 실행된다. 메모리 유닛은 프로세서 내부 또는 프로세서 외부에서 실행되는데, 이 경우 기술 분야에서 공지된 다양한 수단을 통해 프로세서에 통신가능하게 연결될 수 있다.
발명의 명칭은 소정의 섹션을 한정하는 목적 및 참조를 위해 포함되었다. 이러한 명칭은 발명의 사상을 한정하기 위한 것은 아니며, 이러한 개념은 전체 명세서를 통해 다른 섹션에 응용가능하다.
설명된 실시예의 전술한 내용은 당업자가 본 발명을 실시할 수 있도록 제공되었다. 다양한 변경이 당업자에 의해 본 발명의 사상을 벗어나지 않고 행해질 수 있다. 따라서 본 발명은 실시예에 한정되지 않으며 본 발명의 원리와 기술된 새로운 특징에 부합되도록 광의로 해석된다.

Claims (40)

  1. 무선 통신 시스템에서 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법으로서,
    비균일하게 이격된 서브대역들의 제2 세트에 대한 채널 이득 추정치들에 기초하여 균일하게 이격된 P개의 서브대역들의 제1 세트에 대한 초기 주파수 응답 추정치를 획득하는 단계를 포함하는데, 상기 P는 1보다 큰 정수이고, 2의 제곱수이며, 상기 제1 세트는 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역을 포함하며;
    상기 초기 주파수 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 유도하는 단계; 및
    상기 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 유도하는 단계를 포함하는, 주파수 응답을 추정하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제2 세트의 서브대역들 상에 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 상기 서브대역들의 제2 세트에 대한 상기 채널 이득 추정치를 유도하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 유도하는 단계는, 상기 채널 임펄스 응답 추정치를 획득하기 위해 상기 초기 주파수 응답 추정치에 대한 P-포인트 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 최종 주파수 응답 추정치를 유도하는 단계는,
    상기 채널 임펄스 응답 추정치를 길이(S)로 제로 패딩하는 단계를 포함하는데, 상기 S는 P보다 크거나 같은 정수이고 2의 제곱수이며; 및
    상기 최종 주파수 응답 추정치를 획득하기 위해 상기 제로 패딩된 채널 임펄스 응답 추정치에 대해 S-포인트 고속 푸리에 변환(FFT)을 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 S는 상기 시스템의 전체 서브대역들의 수와 동일한 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 세트는 전체 N개의 서브대역들 사이에서 균일하게 이격된 P개의 서브대역들을 포함하며, 상기 제2 세트는 이용가능한 M개의 서브대역들 사이에 있는 상기 제1 세트의 서브대역들을 포함하며, 상기 이용가능한 M개의 서브대역들은 전체 N개의 서브대역들의 서브세트인 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역에 대한 적어도 하나의 채널 이득 추정치를 획득하기 위해 상기 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 외삽법을 실행하는 단계를 더 포함하며, 상기 초기 주파수 응답 추정치는 적어도 하나의 상기 채널 이득 추정치를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역에 대한 적어도 하나의 채널 이득 추정치를 획득하기 위해 상기 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 보간법을 실행하는 단계를 더 포함하며, 상기 초기 주파수 응답 추정치는 적어도 하나의 상기 채널 이득 추정치를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  9. 제1항에 있어서, 가장 근접한 서브대역에 대한 채널 이득 추정치에 기초하여 상기 적어도 하나의 서브대역 각각에 대한 채널 이득 추정치를 획득하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 제2 세트의 서브대역들에 대한 상기 채널 이득 추정치들의 가중된 합에 기초하여 적어도 하나의 서브대역 각각에 대한 채널 이득 추정치를 획득하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정치는 P개의 탭들을 포함하며, 상기 P개의 탭들 중 선택된 탭들은 0으로 설정되는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  12. 제1항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정치를 필터링하는 단계를 더 포함하며, 상기 최종 주파수 응답 추정치는 상기 필터링된 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 유도되는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  13. 제1항에 있어서, 상기 무선 채널에 대한 더 높은 품질의 주파수 응답 추정치를 획득하기 위해 상기 최종 주파수 응답 추정치를 필터링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  14. 제1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  15. 무선 통신 시스템의 장치로서,
    수신된 심볼들을 제공하기 위해 동작하는 복조기; 및
    상기 수신된 심볼들로부터 유도된 비균일하게 이격된 서브대역들의 제2 세트에 대한 채널 이득 추정치에 기초하여 균일하게 이격된 P개의 서브대역들의 제1 세트에 대한 초기 주파수 응답 추정치를 획득하고, 상기 초기 주파수 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 유도하며, 및 상기 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 유도하도록 동작하는 프로세서를 포함하며, 상기 P는 1보다 큰 정수이고 2의 제곱수이며, 상기 제1 세트는 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역을 포함하는, 무선 통신 시스템의 장치.
  16. 제15항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역에 대한 적어도 하나의 채널 이득 추정치를 획득하기 위해 상기 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 외삽법 또는 보간법을 실행하도록 추가로 동작하며, 상기 초기 주파수 응답 추정치는 적어도 하나의 상기 채널 이득 추정치를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 장치.
  17. 제15항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 P개의 탭들 중 선택된 탭들을 0으로 설정하도록 추가로 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 장치.
  18. 제15항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 채널 임펄스 응답 추정치를 필터링하도록 추가로 동작하며, 상기 최종 주파수 응답 추정치는 상기 필터링된 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 유도되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 장치.
  19. 무선 통신 시스템의 장치로서,
    비균일하게 이격된 서브대역들의 제2 세트에 대한 채널 이득 추정치들에 기초하여 균일하게 이격된 P개의 서브대역들의 제1 세트에 대한 초기 주파수 응답 추정치를 획득하는 수단을 포함하는데, 상기 P는 1보다 큰 정수이고, 2의 제곱수이며, 상기 제1 세트는 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역을 포함하며;
    상기 초기 주파수 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 유도하는 수단; 및
    상기 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 유도하는 수단을 포함하는, 무선 통신 시스템의 장치.
  20. 제19항에 있어서, 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브세트에 대한 적어도 하나의 채널 이득 추정치를 획득하기 위해 상기 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 외삽법을 실행하는 수단을 더 포함하며, 상기 초기 주파수 응답 추정치는 적어도 하나의 상기 채널 이득 추정치를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 장치.
  21. 제19항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 P개의 탭들 중 선택된 탭들을 0으로 설정하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 장치.
  22. 제19항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정치를 필터링하는 수단을 더 포 함하며, 상기 최종 주파수 응답 추정치는 상기 필터링된 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 유도되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 장치.
  23. 제 1 항에 있어서,
    상기 시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 유도하는 단계는,
    상기 초기 주파수 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 P개의 탭들을 포함하는 시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 유도하는 단계; 및
    상기 채널 임펄스 응답 추정치의 상기 P개의 탭들 중 선택된 탭들을 0으로 설정하는 단계를 포함하며,
    상기 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 유도하는 단계는,
    0으로 설정된 상기 P개의 탭들 중 선택된 탭들을 포함하는 상기 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 유도하는 단계를 포함하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정의 최종 P-L개의 탭들은 0으로 설정되고, 상기 L은 1보다 크고 P보다 작은 정수인 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  25. 제23항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정의 최종 P-L개의 탭들은 상기 초기 주파수 응답 추정치로부터 유도되지 않는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  26. 제24항에 있어서, 상기 L은 상기 시스템에 대한 예상된 지연 확산과 동일한 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  27. 제23항에 있어서,
    상기 P개의 탭들 각각의 에너지를 결정하는 단계; 및
    상기 P개의 탭들 각각의 에너지가 임계치보다 작으면 상기 P개의 탭들 각각을 0으로 설정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  28. 제27항에 있어서, 상기 임계치는 상기 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 상기 P개의 탭들의 전체 에너지에 기초하여 유도된 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  29. 제27항에 있어서, 상기 임계치는 사용을 위해 선택된 코딩 및 변조 방식에 기초하여 유도된 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  30. 제27항에 있어서, 상기 임계치는 에러 레이트 성능 요구에 기초하여 유도된 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  31. 제23항에 있어서,
    상기 P개의 탭들 각각의 에너지를 결정하는 단계;
    처음 L개의 탭들 각각의 에너지가 제1 임계치보다 작으면 상기 처음 L개의 탭들 각각을 0으로 설정하는 단계 - 상기 L은 1보다 크고 P보다 작은 정수임 -; 및
    마지막 P-L개의 탭들 각각의 에너지가 상기 제1 임계치보다 작은 제2 임계치보다 작으면 상기 마지막 P-L개의 탭들 각각을 0으로 설정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  32. 제 1 항에 있어서,
    다수의 심볼 주기들을 통해 상기 채널 임펄스 응답 추정치를 필터링하는 단계; 및
    상기 필터링된 채널 임펄스 응답 추정치에 기초하여 상기 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 유도하는 단계를 더 포함하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정치는 P개의 탭들을 포함하며, 상기 필터링은 L개의 탭들 각각에 대해 개별적으로 실행되며, 상기 L은 1보다 크고 P보다 작은 정수인 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  34. 제32항에 있어서, 상기 필터링은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터 또는 무한 임펄스 응답(IIR) 필터에 기초한 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  35. 제32항에 있어서, 상기 필터링은 인과(causal) 필터에 기초한 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  36. 제32항에 있어서, 상기 필터링은 비인과 필터에 기초한 것을 특징으로 하는 주파수 응답을 추정하는 방법.
  37. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법으로서,
    비균일하게 이격된 서브대역들의 제2 세트를 통해 수신된 파일럿 심볼들로부터 유도된 채널 이득 추정치들에 기초하여 균일하게 이격된 P개의 서브대역들의 제1 세트에 대한 초기 주파수 응답 추정치를 획득하는 단계를 포함하는데, 상기 P는 1보다 큰 정수이고 2의 제곱수이며, 상기 제1 세트는 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역을 포함하며;
    시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 획득하기 위해 상기 초기 주파수 응답 추정치에 대해 P-포인트 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 실행하는 단계;
    상기 채널 임펄스 응답 추정치를 길이(N)로 제로 패딩하는 단계를 포함하는데, 상기 N은 P보다 큰 정수이고 2의 제곱수이며; 및
    상기 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 획득하기 위해 상기 제로 패딩된 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 N-포인트 고속 푸리에 변환(FFT)을 실행하는 단계를 포함하는, 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법.
  38. 제37항에 있어서, 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역에 대한 적어도 하나의 채널 이득 추정치를 획득하기 위해 상기 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 외삽법을 실행하는 단계를 더 포함하며, 상기 초기 주파수 응답 추정치는 적어도 하나의 상기 채널 이득 추정치를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법.
  39. 제37항에 있어서, 상기 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 P개의 탭들 중 선택된 탭들을 0으로 설정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법.
  40. 비균일하게 이격된 서브대역들의 제2 세트에 대한 채널 이득 추정들에 기초하여 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 균일하게 이격된 P개의 서브대역들의 제1 세트에 대한 초기 주파수 응답 추정치를 유도하고;
    시간 영역 채널 임펄스 응답 추정치를 획득하기 위해 상기 초기 주파수 응답 추정치에 대해 P-포인트 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 실행하며;
    상기 채널 임펄스 응답 추정치를 길이(N)로 제로 패딩하며; 및
    상기 시스템의 무선 채널에 대한 최종 주파수 응답 추정치를 획득하기 위해 상기 제로 패딩된 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 N-포인트 고속 푸리에 변환(FFT)을 실행하도록 동작하는 명령들을 저장하기 위한 프로세서 판독가능 매체로서, 상기 P는 1보다 큰 정수이고 2의 제곱수이며, 상기 제1 세트는 상기 제2 세트에 포함되지 않은 적어도 하나의 서브대역을 포함하고, 상기 N은 P보다 큰 정수이고 2의 제곱수인, 프로세서 판독 가능 매체.
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