KR100982148B1

KR100982148B1 - Ｏｆｄｍ 통신 시스템에서의 채널 추정

Info

Publication number: KR100982148B1
Application number: KR1020057006807A
Authority: KR
Inventors: 란가나단 크리쉬난; 테이머 카도스
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2002-10-29
Filing date: 2003-10-29
Publication date: 2010-09-14
Also published as: US7039001B2; JP2010213321A; EP1563622A4; US20040203442A1; BR0315773A; KR20050070070A; JP2006505229A; IL167571A0; TW200417166A; AU2003287285A1; EP1563622A1; CA2501465A1; US7463576B2; MXPA05004520A; US20050170783A1; WO2004040813A1; CN1708927A; CN1708927B

Abstract

OFDM 시스템에서 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 기술이 개시되어 있다. 일 방법에서, 무선 채널의 주파수 응답의 초기 추정값은 제 1 그룹의 서브대역을 통해 수신된 파일럿 송신에 기초하여 제 1 그룹의 서브대역에 대해 얻어진다. 그 후, 무선 채널의 임펄스 응답의 추정값이 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도된다. 그 후, 무선 채널의 주파수 응답의 향상된 추정값이 임펄스 응답 추정값에 기초하여 제 2 그룹의 서브대역에 기초하여 유도된다. 제 1 및 제 2 그룹은 사용 가능한 서브대역 모두 또는 서브세트만을 각각 포함할 수도 있다. 서브대역 멀티플렉싱은 서브대역의 관련 그룹을 통해 다중 단말기에 의한 동시 파일럿을 송신할 수 있도록 사용될 수도 있다.

주파수 응답, 임펄스 응답, 서브대역, 단말기

Description

ＯＦＤＭ 통신 시스템에서의 채널 추정{CHANNEL ESTIMATION FOR OFDM COMMUNICATION SYSTEMS}

관련 출원

"OFDM 통신 시스템에서의 채널 추정 (Channel Estimation For OFDM Communication Systems)"이란 명칭의 2002년 10월 29일 출원한 미국 가출원 제 60/422,362 호, 및 "무선 통신 시스템에서의 업링크 파일럿 및 시그널링 송신 (Uplink Pilot And Signaling Transmission In Wireless Communication System)"이란 명칭의 2002년 10월 29일 출원한 미국 가출원 제 60/422,368 호에 관한 것으로, 이들 전부가 모든 목적에 대해 본 출원에 참조로서 통합된다.

배경

Ⅰ. 발명의 분야

본 발명은 일반적으로 데이터 통신에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 시스템과 같은, 다중 서브대역을 갖는 통신 시스템에서 무선 채널의 응답을 추정하는 기술에 관한 것이다.

Ⅱ. 배경

음성, 패킷 데이터 등과 같은 다양한 형태의 통신을 제공하기 위해 무선 통신 시스템이 널리 배치되어 있다. 이들 시스템은 가용 시스템 자원을 공유함으로써 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중-액세스 시스템일 수도 있다. 이러한 다중-액세스 시스템의 예로는 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 시스템, 시간 분할 다중 액세스 (TDMA) 시스템, 및 직교 주파수 분할 다중 액세스 (OFDMA) 시스템이 있다.

OFDM은 전체 시스템 대역폭을 다수의 (N) 직교 서브대역으로 효과적으로 분할한다. 또한, 이들 서브대역을 톤, 주파수 빈, 및 주파수 서브채널이라 칭한다. OFDM을 사용하면, 각 서브대역은 데이터가 변조될 수도 있는 각각의 서브캐리어와 연관된다. 따라서, 각 서브대역은 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있는 독립 송신 채널로서 보여질 수도 있다.

무선 통신 시스템에서, 송신기로부터의 RF 변조 신호는 다수의 전파 경로를 통해 수신기에 도달할 수도 있다. OFDM 시스템에 있어서, N개의 서브대역은 페이딩의 상이한 영향으로 인해 상이한 실제 채널을 경험할 수도 있고 따라서 상이한 복소 채널 이득과 연관될 수도 있다.

통상적으로, 송신기와 수신기 사이의 무선 채널 응답의 정확한 추정값은 가용 서브대역을 통해 데이터를 효과적으로 송신하기 위해 필요하다. 통상적으로, 채널 추정은 송신기로부터 파일럿을 전송하고 수신기에서 파일럿을 측정함으로써 수행된다. 파일럿이 수신기에 의해 아프리오리 (a priori) 로 알려진 심볼들로 구성되기 때문에, 채널 응답은 파일럿 송신을 위해 사용된 각 서브대역에 대해, 송신 파일럿 심볼에 대한 수신 파일럿 심볼의 비율로서 추정될 수 있다.

파일럿 송신은 OFDM 시스템에서 오버헤드를 나타낸다. 따라서, 가능한 범위로 파일럿 송신을 최소화하는 것이 바람직하다. 그러나, 무선 채널에서의 잡음 및 다른 아티팩트로 인해, 수신기가 채널 응답의 상당히 정확한 추정값을 얻기 위해 충분한 양의 파일럿이 송신될 필요가 있다. 또한, 파일럿 송신은 다중경로 구성요소에서의 페이딩 및 변화로 인한 시간에 대한 채널의 변동을 고려하기 위해 반복될 필요가 있다. 따라서, OFDM 시스템에 대한 채널 추정은 일반적으로 시스템 자원의 상당한 부분을 소모한다.

무선 통신 시스템의 다운링크에서, 액세스 포인트 (또는 기지국) 로부터의 단일 파일럿 송신은, 액세스 포인트로부터 각각의 단말기로의 개별 다운링크 채널의 응답을 추정하기 위해 다수의 단말기에 의해 사용될 수 있다. 그러나, 업링크에서, 각 단말기는 액세스 포인트로 하여금 단말기로부터 액세스 포인트로의 업링크 채널을 추정할 수 있게 하기 위해 파일럿 송신을 개별적으로 전송할 필요가 있다. 따라서, 파일럿 송신으로 인한 오버헤드는 업링크 파일럿 송신으로 인해 악화된다.

따라서, OFDM 시스템, 특히 업링크에서 채널 응답을 더욱 효과적으로 추정할 기술이 필요하다.

요약

다중 서브대역을 갖는 통신 시스템 (예를 들어, OFDM 시스템) 에서 무선 채널의 주파수 응답을 추정하기 위한 기술이 본 명세서에 제공된다. 무선 채널의 임펄스 응답은 L개의 탭을 포함할 수 있다는 것을 알 수 있고, 여기서, L은 통상적으로 OFDM 시스템에서의 N개의 총 서브대역 보다 훨씬 작다. L개의 탭만이 채널 임펄스 응답에 필요하기 때문에, 무선 채널의 주파수 응답은 치수 L (N 대신) 의 서브스페이스에 있고, L개의 적절하게 선택된 서브대역 (모든 N개의 서브대역 대신) 만큼 작은 채널 이득에 기초하여 완전하게 특징화될 수도 있다. 또한, L개 이상의 채널 이득을 사용할 수 있을 때에도, 전술한 특성은 후술하는 바와 같이, 이러한 서브스페이스 외부의 잡음 성분을 억제함으로써 무선 채널의 주파수 응답의 향상된 추정값을 얻기 위해 사용될 수도 있다.

일 실시형태에서, 무선 채널 (예를 들어, OFDM 시스템에서의) 의 주파수 응답을 추정하는 방법이 제공된다. 이 방법에 따르면, 무선 채널의 초기 주파수 응답 추정값은 제 1 그룹의 서브대역을 통해 수신된 파일럿 송신에 기초하여 제 1 그룹의 서브대역에 대해 얻어진다. 제 1 그룹은 데이터 송신을 위한 모든 사용 가능한 서브대역의 서브세트 또는 하나의 서브세트를 포함할 수도 있다. 그 후, 무선 채널의 임펄스 응답 추정값이, 제 1 그룹의 서브대역에 대한 제 1 이산 푸리에 변환 (DFT) 매트릭스 및 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도된다. 임펄스 응답 추정값은 후술하는 바와 같이, 최소 제곱 추정값으로서 유도될 수도 있다. 그 후, 무선 채널의 향상된 주파수 응답 추정값이 제 2 그룹의 서브대역에 대한 제 2 DFT 매트릭스 및 임펄스 응답 추정값에 기초하여 제 2 그룹의 서브대역에 대해 유도된다. 제 2 그룹은 사용 가능한 서브대역의 모든 서브세트 또는 하나의 서브세트를 포함할 수도 있고, 제 1 그룹이 모든 사용 가능한 서브대역을 포함하지 않는 경우에 제 1 그룹에 포함되지 않은 하나 이상의 추가 서브대역을 포함한다.

이하, 본 발명의 다양한 양태 및 실시형태를 더욱 상세히 설명한다.

본 발명의 특징, 본질, 및 이점은 도면을 참조하여 이하 설명하는 상세한 설명으로부터 더욱 명백할 것이고, 유사한 참조 문자는 도면 전반적으로 대응하게 식 별한다.

도면의 간단한 설명

도 1은 OFDM 서브대역 구조를 도시한다.

도 2a는 무선 채널의 주파수 응답과 임펄스 응답 사이의 관계를 도시한다.

도 2b는 OFDM 시스템에서의 N개의 총 서브대역에 대한 DFT 매트릭스를 도시한다.

도 3a는 OFDM 시스템에서의 M개의 사용 가능한 서브대역 및 N개의 총 서브대역에 대한 DFT 매트릭스 사이의 관계를 도시한다.

도 3b는 M개의 사용 가능한 서브대역을 통한 파일럿 송신으로부터 유도된 임펄스 응답 추정값에 기초한 향상된 주파수 응답 추정값의 유도를 도시한다.

도 4a는 S개의 할당된 서브대역과 N개의 총 서브대역에 대한 DFT 매트릭스들 사이의 관계를 도시한다.

도 4b는 S개의 할당된 서브대역을 통한 파일럿 송신으로부터 유도된 임펄스 응답 추정값에 기초한 향상된 주파수 응답 추정값의 유도를 도시한다.

도 5는 서브대역 멀티플렉싱을 지원하는 OFDM 서브대역 구조를 도시한다.

도 6은 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 프로세스를 도시한다.

도 7은 액세스 포인트와 단말기의 블록도를 도시한다.

상세한 설명

본 명세서에서 설명하는 채널 추정 기술은 다중 서브대역을 갖는 어떤 통신 시스템에 대해서도 사용될 수도 있다. 명백함을 위해, 이들 기술을 OFDM 시스템에 대해 설명한다.

도 1은 OFDM 시스템에 대해 사용될 수도 있는 서브대역 구조 (100) 를 도시한다. OFDM 시스템은, OFDM을 사용하여 N개의 직교 서브대역으로 분할되는 W MHz의 전체 시스템 대역폭을 갖는다. 각 서브대역은 W/N의 대역폭을 갖는다. 통상의 OFDM 시스템에서, N개의 총 서브대역중의 M개 만이 데이터 송신을 위해 사용되고, 여기서 M < N이다. 또한, 이들 M개의 사용 가능한 서브대역을 데이터 서브대역이라 칭한다. 나머지 N-M개의 서브대역은 데이터 송신을 위해 사용되지 않고 가드 서브대역으로서 기능하여 OFDM 시스템이 스펙트럼 마스크 요건을 충족시키게 한다. M개의 사용 가능한 서브대역은 서브대역 (F 내지 F+M-1) 을 포함한다.

OFDM에 있어서, 각 서브대역을 통해 송신될 데이터가 그 서브대역에 대해 사용하기 위해 선택된 특정한 변조 방식을 사용하여 먼저 변조 (즉, 심볼 매핑) 된다. 신호 값은 N-M개의 사용되지 않는 서브대역 각각에 대해 제로로 설정된다. 각 심볼 주기 동안, N개의 심볼 (즉, M개의 변조 심볼 및 N-M개의 제로) 은 N개의 시간 도메인 샘플을 포함하는 "변환된" 심볼을 얻기 위해 역 고속 푸리에 변환 (IFFT) 을 사용하여 시간 도메인으로 변환된다. 각 변환된 심볼의 지속기간은 각 서브대역의 대역폭과 역으로 관련된다. 예를 들어, 시스템 대역폭이 W = 20 MHz 및 N = 256이면, 각 서브대역의 대역폭은 78.125 KHz (또는 W/N MHz) 이고 각 변환된 심볼의 지속기간은 12.8 ㎲ec(또는 N/W ㎲ec) 이다.

OFDM은, 전체 시스템 대역폭의 상이한 주파수에서 상이한 채널 이득을 갖는 것을 특징으로 하는 주파수 선택 페이딩에 대항하는 능력과 같은 특정 이점을 제공할 수 있다. 수신 신호의 후속 심볼에 대해 수신 신호의 각 심볼이 왜곡으로서 작용하게 하는 현상인 심볼간 간섭 (ISI) 이 주파수 선택 페이딩에 수반된다는 것이 널리 공지되어 있다. ISI 왜곡은 수신 심볼을 정확하게 검출하는 능력에 영향을 줌으로써 성능을 저하시킨다. 각 변환된 심볼의 부분을 반복하여 (또는 각 변환된 심볼에 사이클릭 프리픽스를 첨부하여) 무선 채널을 통해 송신될 대응하는 OFDM 심볼을 형성함으로써, OFDM으로 주파수 선택 페이딩에 편리하게 대항할 수 있다.

각 OFDM 심볼에 대한 사이클릭 프리픽스의 길이 (즉, 반복할 양) 는 시스템의 지연 확산에 의존한다. 소정의 송신기에 대한 지연 확산은, 송신기에 의해 송신된 신호에 대한 수신기에서의 최초 및 최후 도달 신호 인스턴스들 사이의 차이이다. 시스템의 지연 확산은, 시스템에서의 모든 단말기에 대해 예상되는 최악의 경우의 지연 확산이다. ISI에 효과적으로 대항하기 위해, 사이클릭 프리픽스는 시스템의 지연 확산 보다 더 길어야 한다.

각 변환된 심볼은 N개의 샘플 주기의 지속기간을 갖고, 여기서 각 샘플 주기는 (1/W) ㎲ec의 지속기간을 갖는다. 사이클릭 프리픽스는 Cp개의 샘플을 포함하는 것으로 정의될 수도 있고, 여기서 Cp는 시스템의 지연 확산에 기초하여 선택된 적절한 정수이다. 특히, Cp는 무선 채널의 임펄스 응답에 대한 탭의 수 이상이도록 (즉, Cp≥L) 선택된다. 이러한 경우에, 각 OFDM 심볼은 N+Cp개의 샘플을 포함하고, 각 심볼 주기는 N+Cp 샘플 주기에 이른다.

OFDM 시스템의 N개의 서브대역은 상이한 채널 조건 (즉, 페이딩 및 다중경로로 인한 상이한 영향) 을 경험할 수도 있고 상이한 복소 채널 이득과 연관될 수도 있다. 일반적으로, 채널 응답의 정확한 추정값은 수신기에서 데이터를 적절하게 프로세스 (예를 들어, 디코딩 및 복조) 하기 위해 필요하다.

OFDM 시스템의 무선 채널은 시간-도메인 채널 임펄스 응답 (

), 또는 대응하는 주파수-도메인 채널 주파수 응답 (

) 을 포함하는 것을 특징으로 할 수도 있다. 채널 주파수 응답 (

) 은 채널 임펄스 응답 (

) 의 이산 푸리에 변환 (DFT) 이다. 이 관계는 아래와 같이 매트릭스 형태로 표현될 수도 있다.

[수학식 1]

여기서,

는 OFDM 시스템의 송신기와 수신기 사이의 무선 채널의 임펄스 응답에 대한 (N ×1) 벡터이고,

는 무선 채널의 주파수 응답에 대한 (N ×1) 벡터이고,

는 벡터

를 얻기 위해 벡터

에 대해 DFT를 수행하기 위해 사용된 (N ×N) 매트릭스이다.

매트릭스

는 (n,m) 번째 엔트리, w_n,m이,

[수학식 2]

와 같이 제공되도록 정의된다.

벡터

는 채널 임펄스 응답의 각 탭에 대해 하나의 비-제로 (non-zero) 엔트리를 포함한다. 따라서, 채널 임펄스 응답이 L개의 탭을 포함하는 경우 (여기서, L < N), 벡터

의 처음 L개의 엔트리는 L개의 비-제로 값이고 (N-L)개의 다음의 엔트리가 제로이다. 그러나, 이러한 시나리오가 실제 시스템에서는 발생하지 않을 수도 있지만, L개의 비-제로 값이 벡터

의 N개의 엔트리내의 어떤 임의의 선택이더라도 본 명세서에 설명하는 기술은 동일하게 적용된다.

도 2a는 채널 주파수 응답 (

) 과 채널 임펄스 응답 (

) 사이의 관계를 도시적으로 도시한다. 벡터

는 송신기로부터 수신기로의 무선 채널의 임펄스 응답에 대한 N개의 시간-도메인 값을 포함한다. 이 벡터 (

) 는 DFT 매트릭스 (

) 와 사전 승산함으로써 주파수 도메인으로 변환될 수 있다. 벡터 (

) 는 N개의 서브대역의 복소 채널 이득에 대한 N개의 주파수 도메인 값을 포함한다.

도 2b는 수학식 2에서 정의된 원소로 구성된 (N×N) 매트릭스인 매트릭스 (

) 를 도시적으로 도시한다.

본 명세서에, OFDM 시스템에서 무선 채널의 주파수 응답의 향상된 추정값을 얻기 위한 기술이 제공된다. 무선 채널의 임펄스 응답은 L개의 탭을 포함하는 것으로 특징될 수 있고, 여기서 L은 통상적으로 시스템에서의 총 서브대역의 수 보다 훨씬 적다 (즉, L < N). 즉, 송신기에 의해 무선 채널에 임펄스가 적용되는 경우에, (W의 샘플 레이트에서) L개의 시간 도메인은 이 임펄스 자극에 기초하여 무선 채널의 응답을 특징화하는데 충분하다. 채널 임펄스 응답에 대한 탭의 수 (L) 는 시스템의 지연 확산에 의존하며, 더 긴 지연 확산이 더 큰 값의 L에 대응한다.

채널 임펄스 응답에 대해 L개의 탭만이 필요하기 때문에, 채널 주파수 응답 (

) 은 (N 대신에) 치수 (dimension) L의 서브스페이스에 있다. 더욱 구체적으로는, 무선 채널의 주파수 응답은 모든 N개의 서브대역 대신에, 더 적은 L개의 적절하게 선택된 서브대역에 대한 채널 이득에 기초하여 완전하게 특징화될 수도 있다. L개 보다 많은 채널 이득이 사용 가능하더라도, 무선 채널의 주파수 응답의 향상된 추정값은, 아래 설명하는 바와 같이, 이러한 서브스페이스 외부의 잡음 성분을 억제함으로써 얻어질 수도 있다.

OFDM 시스템에 대한 모델은,

[수학식 3]

과 같이 표현될 수도 있고,

여기서,

은 N개의 서브대역을 통해 수신된 심볼들에 대한 N개의 엔트리를 갖는 "수신" 벡터이고;

는 N개의 서브대역을 통해 송신된 심볼들에 대한 N개의 엔트리를 갖는 "송신" 벡터 (사용되지 않은 서브대역에 대한 엔트리는 제로) 이고;

은 N개의 서브대역을 통해 수신된 가산 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 에 대한 엔트리를 갖는 벡터이며;

"o"는 하드마드 곱 (Hadmard product) 을 나타낸다 (즉, 포인트와이즈 (point-wise) 곱, 여기서,

의 i-번째 원소는

및

의 i-번째 원소들의 곱이다).

잡음 (

) 은 제로 평균 및

의 분산을 갖는 것으로 가정한다.

본 명세서에서 설명하는 채널 추정 기술은 다양한 파일럿 송신 방식과 함께 사용될 수도 있다. 명백함을 위해, 이들 기술을 2개의 특정한 파일럿 송신 방식에 대해 설명한다.

제 1 파일럿 송신 방식에서, 파일럿 심볼은 M개의 데이터 서브대역 각각을 통해 송신된다. 송신된 파일럿은 M개의 데이터 서브대역 각각에 대한 특정한 파일럿 심볼을 포함하는 (M ×1) 벡터 (

) 로 표시될 수도 있다. 각 데이터 서브대역에 대한 파일럿 심볼의 송신 전력은

으로 표현될 수도 있고, 여기서

는 k-번째 서브대역을 통해 송신된 파일럿 심볼이다.

수신 벡터 (

) 는 수학식 1에 나타낸 바와 유사하게, 수신된 파일럿에 대해 표현될 수도 있다. 더욱 구체적으로는,

이고, 여기서,

,

, 및

는 각각 (N ×1) 벡터들

,

, 및

의 M개의 엔트리만을 포함하는 (M ×1) 벡터들이다. 이들 M개의 엔트리는 M개의 데이터 서브대역에 대응한다.

무선 채널의 주파수 응답의 초기 추정값 (

) 은,

[수학식 4]

와 같이 표현될 수도 있고,

여기서,

은 초기 채널 주파수 응답 추정값에 대한 (M×1) 벡터이고,

M개의 데이터 서브대역에 대해 M개의 비율을 포함하는,

이다.

수학식 4에 나타낸 바와 같이, 초기 추정값 (

) 은 M개의 데이터 서브대역 각각에 대한 수신 및 송신된 파일럿 심볼들에 기초하여 수신기에 의해 결정될 수도 있다. 초기 추정값 (

) 은 M개의 데이터 서브대역에 대한 무선 채널의 주파수 응답을 나타낸다.

수학식 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 초기 추정값 (

) 은 잡음 성분 (

) 만큼 왜곡된다. 채널 주파수 응답 (

) 이 채널 임펄스 응답 (

) 의 이산 푸리에 변환이고,

가 L개의 탭을 갖는다는 것을 관찰함으로써 향상된 추정값이 얻어질 수도 있고, 여기서 L은 통상적으로 M 미만이다 (즉, L < M).

무선 채널의 임펄스 응답의 최소 제곱 추정값 (

) 이 아래의 최적화에 기초하여 얻어질 수도 있다.

[수학식 5]

여기서,

는 채널의 가설 임펄스 응답에 대한 (L×1) 벡터이고,

은 (N×N) 매트릭스 (

) 의 (M×L) 서브-매트릭스이며,

는 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값에 대한 (L×1) 벡터이다.

도 3a는 매트릭스

과

사이의 관계를 도시적으로 도시한다. 매트릭스 (

) 의 M개의 로우는 M개의 데이터 서브대역에 대응하는 매트릭스 (

) 의 M개의 로우이다. 매트릭스 (

) 의 L개의 컬럼은 매트릭스 (

) 의 처음 L개의 컬럼이다.

수학식 5에서의 최적화는 모든 가능한 채널 임펄스 응답 (

) 에 걸친다. 최소 제곱 임펄스 응답 추정값 (

) 은, 초기 주파수 응답 추정값 (

) 과,

로 주어지는

에 대응하는 주파수 응답 사이에서 최소 에러를 초래하는 가설 임펄스 응답 (

) 과 동일하다.

수학식 5에 대한 솔루션은,

[수학식 6]

과 같이 표현될 수도 있다.

수학식 6에 나타낸 바와 같이, 최소 제곱 임펄스 응답 추정값 (

) 은 M개의 데이터 서브대역을 통해 수신된 파일럿에 기초하여 얻어지는 초기 주파수 응답 추정값 (

) 에 기초하여 유도될 수도 있다. 특히, 추정값 (

) 은 초기 추정값 (

) 에 대해 "최소 제곱 연산" (즉,

과의 사전-승산) 을 수행함으로써 얻어질 수도 있다. 벡터 (

) 는 채널 임펄스 응답의 L개의 탭에 대해 L개의 엔트리를 포함하고, 여기서 L<M이다.

그 후, 무선 채널의 주파수 응답의 향상된 추정값 (

) 은 아래와 같이 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 으로부터 유도될 수도 있다.

[수학식 7]

여기서,

은 향상된 채널 주파수 응답 추정값에 대한 (M ×1) 벡터이다. 수학식 7은, 향상된 채널 주파수 응답 추정값 () 이 L개의 엔트리만을 포함하는 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 에 기초하여 모든 M개의 데이터 서브대역에 대해 얻어질 수도 있다는 것을 나타내고, 여기서 L<M이다.

도 3b는 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 과 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 사이의 관계를 도시적으로 도시한다. 벡터 (

) 는 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값에 대한 L개의 시간-도메인 값을 포함한다. 이 벡터 (

) 는 매트릭스 (

) 와 사전 승산함으로써 주파수-도메인으로 변환될 수 있다. 그렇게 생성된 벡터 (

) 는 M개의 데이터 서브대역에 대한 복소 이득에 대해 M개의 주파수-도메인 값을 포함한다.

명확하게 하기 위해, 3개의 개별 단계를 갖는 채널 추정 기술이 설명된다.

1. 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 을 얻는다.

2. 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 에 기초하여 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 을 유도한다.

3. 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 에 기초하여 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 을 유도한다.

또한, 채널 추정은 단계가 (명시적으로 대신에) 암시적으로 수행될 수도 있도록 수행될 수도 있다. 특히, 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 은 아래와 같이 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 으로부터 직접 유도될 수도 있다.

[수학식 8]

수학식 8에서, 제 2 단계는, 초기 주파수 응답 추정값 (

) 에 기초하여 암시적으로 유도되는 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 에 기초하여, 향상된 주파수 응답 추정값 (

) 이 유도되도록 암시적으로 수행된다.

향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 에서의 평균 제곱 에러 (MSE) 는,

[수학식 9]

와 같이 표현될 수도 있고, 여기서, P_d는 M개의 데이터 서브대역 각각에서 파일럿 심볼에 대해 사용된 송신 전력이다.

수학식 9에서 MSE는 최소 제곱 연산 이후의 잡음 공분산 매트릭스 (즉,

의 공분산 매트릭스) 의 트레이스라는 것을 알 수 있다.

제 2 파일럿 송신 방식에서, 파일럿 심볼들은 S개의 지정 서브대역 각각을 통해 송신되고, 여기서 S<N 및 S≥L이다. 통상적으로, 지정 서브대역의 수는 데이터 서브대역의 수 미만이다 (즉, S<M). 이러한 경우에, 다른 (M-S) 개의 데이터 서브대역은 다른 송신을 위해 사용될 수도 있다. 예를 들어, 다운링크를 통해, 다른 (M-S) 개의 데이터 서브대역이 트래픽 데이터 및/또는 오버헤드 데이터를 송신하기 위해 사용될 수도 있다. 업링크를 통해, M개의 데이터 서브대역이 S개의 서브대역의 디스조인트 (disjoint) 그룹으로 파티션될 수도 있고, 그 후 각 그룹은 파일럿 송신을 위해 상이한 단말기에 할당될 수도 있다. 다중 단말기가 서브대역의 디스조인트 그룹에 대해 동시에 송신하는 이러한 서브대역 멀티플렉싱은 시스템 효율을 개선하기 위해 사용될 수도 있다. 명확함을 위해, 각 지정 단말기가 S개의 할당 서브대역을 통해서만 파일럿을 송신하는 서브대역 멀티플렉싱에 대한 채널 추정을 후술한다.

각 단말기에 대한 송신 파일럿은 단말기에 할당된 S개의 서브대역 각각에 대한 특정한 파일럿 심볼을 포함하는 (S×1) 벡터 (

) 로 표시될 수도 있다. 각 할당된 서브대역에 대한 파일럿 심볼의 송신 전력은

와 같이 표현될 수도 있고, 여기서,

는 단말기 (i) 에 의해 k-번째 서브대역을 통해 송신된 파일럿 심볼이다.

단말기 (i) 에 대한 무선 채널의 주파수 응답의 초기 추정값 (

) 은,

[수학식 10]

와 같이 표현될 수도 있고,

여기서,

및

는 각각 (N×1) 벡터들

및

의 S개의 엔트리만을 포함하는 (S×1) 벡터들이고, 이들 S개의 엔트리는 단말기 (i) 에 할당된 S개의 서브대역에 대응하며,

은 단말기 (i) 에 대한 초기 채널 주파수 응답 추정값에 대한 (S×1) 벡터이다.

초기 추정값 (

)은, 단말기에 할당된 S개의 서브대역 각각에 대한 수신 및 송신 파일럿 심볼들에 기초하여, 단말기 (i) 에 대한 액세스 포인트에 의해 결정될 수도 있다. 초기 추정값 (

) 은 단말기 (i) 에 할당된 S개의 서브대역에 대한 무선 채널의 주파수 응답을 나타낸다. 다시, 초기 추정값 (

) 은 잡음 성분 (

) 에 의해 왜곡된다. 향상된 채널 추정값이 아래와 같이 단말기 (i) 에 대해 얻어질 수도 있다.

단말기 (i) 에 대한 무선 채널의 임펄스 응답의 최소 제곱 추정값 (

) 은 아래의 최적화에 기초하여 얻어질 수도 있다.

[수학식 11]

여기서,

는 가설 채널 임펄스 응답에 대한 (L×1) 벡터이고,

는

의 (S×L) 서브-매트릭스이며,

은 단말기 (i) 에 대한 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값에 대한 (L×1) 벡터이다.

도 4a는 매트릭스

와

사이의 관계를 도시적으로 도시한다. 매트릭스 (

) 의 S개의 로우는 (비음영 로우로서 도시한) 단말기 (i) 에 할당된 S개의 서브대역에 대응하는 매트릭스 (

) 의 S개의 로우이다. 매트릭스 (

) 의 L개의 컬럼은 매트릭스 (

) 의 처음 L개의 컬럼이다. 각 단말기가 업링크를 통한 파일럿 송신을 위해 서브대역들의 상이한 그룹에 할당되기 때문에, 매트릭스 (

) 는 상이한 단말기들에 대해 상이하다.

다시, 수학식 11에서의 최적화는 모든 가능한 채널 임펄스 응답 (

) 에 걸친다. 단말기 (i) 에 대한 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 은 초기 주파수 응답 추정값 (

) 과,

로 주어지는

에 대응하는 주파수 응답 사이에서 최소 에러를 초래하는 가설 응답 (

) 과 동일하다.

수학식 11에 대한 솔루션은,

[수학식 12]

와 같이 표현될 수도 있다.

수학식 12에 나타낸 바와 같이, 단말기 (i) 에 대한 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 은, 단말기 (i) 에 할당된 S개의 서브대역만을 통해 수신되는 업링크 파일럿에 기초하여 얻어지는 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 에 기초하여 유도될 수도 있다. 특히, 추정값 (

) 은 초기 추정값 (

) 에 대해 최소 제곱 연산 (즉,

와의 사전 승산) 을 수행함으로써 얻어질 수도 있다. 벡터 (

) 는 채널 임펄스 응답의 L개의 탭에 대한 L개의 엔트리를 포함하고, 여기서 L≤S이다.

그 후, 단말기 (i) 에 대한 무선 채널의 주파수 응답의 향상된 추정값 (

) 이 아래와 같은 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 으로부터 유도될 수도 있다.

[수학식 13]

여기서,

은 단말기 (i) 에 대한 향상된 채널 주파수 응답 추정값에 대한 (M×1) 벡터이다.

수학식 13은 단말기 (i) 에 대한 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 이 L개의 엔트리만을 포함하는 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 에 기초하여 모든 M개의 데이터 서브대역에 대해 얻어질 수도 있다는 것을 나타내고, 여기서 통상적으로 L≤S<M<N이다. 단말기 (i) 에 할당되지 않은 (M-S) 개의 서브대역의 주파수 응답은 전술한 계산에 의해 효과적으로 보간된다.

도 4b는 단말기 (i) 에 대한, 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 과 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 사이의 관계를 도시적으로 도시한다. 벡터 (

) 는 단말기 (i) 에 대한 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값에 대한 L개의 시간-도메인 값을 포함한다. 이 벡터 (

) 는 DFT 매트릭스 (

) 는 단말기 (i) 에 대한 M개의 데이터 서브대역에 대해 복소 이득에 대한 M개의 주파수 도메인 값을 포함한다.

향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 은 아래와 같이 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 으로부터 직접 유도될 수도 있다.

[수학식 14]

수학식 14는 수학식 12와 13을 결합하고, 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 의 유도가 암시적으로 수행된다.

향상된 추정값 (

) 의 품질은 다양한 요인에 의존하고, 그 중 하나가 N개의 총 서브대역 모두 또는 서브세트만이 데이터 송신을 위해 사용되는지 여부이다. 이들 2개의 경우 각각이 아래에 개별적으로 분석된다.

모든 N개의 서브대역이 데이터 송신을 위해 사용되는 경우에 (즉, M=N), 단말기 (i) 에 대한 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 의 평균 제곱 에러 (MSE) 는,

[수학식 15]

와 같이 표현될 수도 있고,

여기서, P_i는 단말기 (i) 에 할당된 S개의 서브대역 각각에서 파일럿 심볼에 대해 사용된 송신 전력이며,

q={1 ... L}에 대한

는

의 고유값이다.

수학식 15에서의 MSE가 최소 제곱 연산 이후의 잡음 공분산 매트릭스의 트레이스 (즉,

의 공분산 매트릭스) 라는 것을 알 수 있다. 또한, 수학식 15에서의 MSE는 최소 제곱 연산이 잡음 벡터 (

) 를 컬러링하지 않는 경우에, q={1 ... L}에 대한 고유값 (

) 이 모두 동일할 때 최소화된다.

향상된 추정값 (

) 에 대한 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 를 달성하기 위한 충분한 조건은

를 갖는 것이고, 여기서, I 는 항등 매트릭스이다. 이 조건은 (1) 각 그룹에서의 서브대역의 수가 S=2^r≥L (여기서, r은 S가 2의 거듭제곱이도록 정수이다) 이고, (2) 각 그룹에서의 S개의 서브대역이 균일하게 (즉, 동일하게) 스페이싱되는 경우에 충족될 수 있다. 이러한 서브대역 그룹화 및 스페이싱에 대해,

는 기수 N/S의 DFT 매트릭스이고, 따라서

이다. 이러한 서브대역 그룹화 및 스페이싱에 대해, 단말기 (i) 에 대한 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 의 MMSE는 수학식 15로부터 유도될 수도 있고,

[수학식 16]

과 같이 표현될 수도 있다.

동일한 양의 총 전력이 파일럿 송신을 위해 사용되는 경우에, S개의 할당된 서브대역만을 통한 파일럿 송신에 기초하여 얻어진 향상된 추정값 (

) 에 대한 MSE는 모든 N개의 서브대역을 통한 파일럿 송신에 기초하여 얻어진 채널 추정값 (

) 에 대한 MSE와 동일하다. 이것은 아래와 같이 단말기 (i) 에 할당된 S개의 서브대역 각각에 대한 송신 전력을 증가시킴으로써 달성될 수 있다.

[수학식 17]

여기서, P_n은 N개의 서브대역에 대한 "평균" 송신 전력이다.

OFDM 시스템은 P dBm/MHz의 MHz당 전력 제약을 갖는 주파수 대역에서 동작될 수도 있다. 이 경우에, 각 단말기에 대한 총 송신 전력 (P_total) 은 PㆍW dBm (즉, P_total≤PㆍW dBm의 총 전력 제약이 있다) 만큼 제한된다. 그 후, 평균 송신 전력은 P_n = P_total/N으로 제공될 수 있고, 서브대역당 송신된 전력은, S개의 서브대역의 연속 서브대역들 사이의 스페이싱이 1 MHz 미만인 경우에 P_i = P_total/S 이다. 연속 서브대역들 사이의 스페이싱이 1 MHz 보다 큰 경우에, 평균 전력 제약은, 채널 추정에 대해 저하된 품질 (즉, 채널 추정에서의 증가된 MSE) 을 초래할 수도 있는 PㆍW 미만으로 (즉, P_total< PㆍW) 총 송신 전력을 제한할 수도 있다.

상기 분석으로부터, S개의 서브대역만을 통한 파일럿 송신에 기초하여 얻어진 채널 추정값 (

) 의 MSE는 아래의 조건을 충족하는 경우에 모든 N개의 서브대역을 통한 파일럿 송신에 기초하여 얻어진 채널 추정값의 MSE와 동일하다.

1. S≥Cp 및 S≥W 선택;

2. 총 N개의 서브대역에 걸친 각 그룹에서 S개의 서브대역의 균일한 분포; 및

3. 임의의 소정의 그룹에서 S개의 서브대역 각각에 대해 N/S 배 더 높은 송신 전력 설정.

전술한 바와 같이, Cp는 대응하는 OFDM 심볼을 형성하기 위해 각 변환된 심볼에 첨부된 사이클릭 프리픽스의 길이를 나타내고 Cp≥L 이도록 선택된다.

상기 조건이 충족될 때, MMSE는 S≥Cp인 동안은 향상된 추정값 (

) 에 대해 달성된다. 최대 수의 단말기를 수용하기 위해, 그룹은 L개의 서브대역만이 각 그룹에 포함되도록 정의될 수도 있어서, 최대 수의 그룹이 형성될 수 있다.

N개의 총 서브대역의 서브세트만이 데이터 송신을 위해 사용되는 경우에 (즉, M<N) (어떤 서브대역은 가드 서브대역에 대해 사용되는 경우), MMSE는 S=M인 경우에만 달성된다. S<M인 경우에, 최소 제곱 연산 이후의 잡음 공분산 매트릭스는 컬러링되고 MMSE는 향상된 추정값 (

) 에 대해 달성될 수 없다. 컬러링된 잡음 공분산 매트릭스는

에 대해 동일하지 않은 고유값들을 초래하여, 고유값 확산 (

) 이 1 보다 크게 된다. 확산 (

) 은 S = Cp일 때 최대 (따라서 MSE가 최대) 이고,

는 S

1.1 Cp인 경우에 1에 더 근접하게 되어, 수학식 16에서의 MSE에 더 근접한 MSE를 초래한다. 따라서, M<N인 경우에 대해, MSE는 아래의 조건이 충족되는 경우에 향상된 추정값 (

) 에 대해 최소화된다.

1. S

1.1Cp 및 S > W 선택;

2. M개의 데이터 서브대역에 걸친 각 그룹에서 S개의 서브대역을 균일하게 분포; 및

도 5는 서브대역 멀티플렉싱을 지원하는 OFDM 서브대역 구조 (500) 의 실시형태를 도시한다. 이 실시형태에서, 초기에, M개의 사용 가능한 서브대역이 S개의 디스조인트 세트로 분할되고, 각 세트는 Q개의 연속 서브대역을 포함하고, 여기서 QㆍS≤M이다. 각 세트 내의 Q개의 서브대역은, 각 세트 내의 i-번째 서브대역이 i-번째 그룹에 할당되도록 Q개의 그룹에 할당된다. 그 후, 각 그룹 내의 S개의 서브대역은 M개의 사용 가능한 서브대역에 걸쳐 균일하게 분포되어, 그룹 내의 연속 서브대역이 Q개의 서브대역에 의해 분리되도록 한다. 또한, M개의 사용 가능한 서브대역은 어떤 다른 방식으로 Q개의 그룹으로 분포될 수도 있고, 이것은 본 발명의 범위 이내에 있다.

서브대역의 Q개의 그룹은 업링크 파일럿 송신을 위해 Q개의 단말기까지 할당될 수도 있다. 그 후, 각 단말기는 S개의 할당된 서브대역만을 통해 파일럿을 송신한다. 서브대역 멀티플렉싱으로, Q개까지의 단말기가 M개까지의 사용 가능한 서브대역상에서 업링크를 통해 파일럿들을 동시에 송신할 수도 있다. 이것은 업링크 파일럿 송신을 위해 필요한 오버헤드 양을 상당히 감소시킬 수 있다.

액세스 포인트가 고품질의 채널 추정값을 얻게 하기 위해, 각 단말기는 서브대역당 송신 전력을 Q 계수 만큼 증가시킬 수도 있다. 이것은 모든 M개의 데이터 서브대역이 파일럿 송신을 위해 사용된 경우에서와 동일하게 되는 S개의 할당된 서브대역을 통한 파일럿 송신에 대한 총 에너지를 초래할 수도 있다. 동일한 총 파일럿 에너지는 전술한 바와 같이, 품질의 손실을 거의 갖지 않거나 또는 갖지 않으면서 이들 서브대역의 서브세트만을 통한 파일럿 송신에 기초하여 모든 M개의 사용 가능한 서브대역에 대한 채널 응답을 액세스 포인트가 추정할 수 있게 한다.

다중 단말기에 의한 동시 파일럿 송신을 허용하기 위해 서브대역 멀티플렉싱이 사용되는 경우에, 모든 단말기가 풀 전력에서 송신하는 경우에, 인접한 단말기로부터의 신호가 멀리 있는 단말기로부터의 신호에 실질적인 간섭을 야기할 수도 있다. 특히, 단말기 사이의 주파수 오프셋이 서브대역간 간섭을 초래할 수 있다는 것을 알 수 있다. 이러한 간섭은 업링크 파일럿으로부터 유도된 채널 추정에서 저하를 야기할 수 있고, 및/또는 업링크 데이터 송신의 비트 에러 레이트를 증가시킬 수 있다. 서브대역간 간섭의 영향을 완화시키기 위해, 인접한 단말기가 멀리 있는 단말기에 과도한 간섭을 야기하지 않도록 단말기가 전력 제어될 수도 있다.

인접한 단말기로부터의 간섭의 영향이 조사되었고, 전력 제어가 서브대역간 간섭을 완화시키기 위해 정밀하지 않게 적용될 수도 있다는 것을 발견하였다. 특히, 20 MHz 채널에서 256개의 총 서브대역을 갖는 예시적인 시스템의 경우에 단말기 사이의 최대 주파수 오프셋이 300 Hz 이하이고, Q = 12인 경우에, 인접한 단말기의 수신된 신호 대 잡음비 (SNR) 를 40 dB 이하로 제한함으로써, 다른 단말기의 SNR에서 1 dB 이하의 손실이 있다는 것을 발견하였다. 단말기 사이의 주파수 오프셋이 1000 Hz 이하인 경우에, 다른 단말기의 SNR에서의 손실을 1 dB 이하로 보장하기 위해, 인접한 단말기의 SNR이 27 dB로 제한되어야 한다. OFDM 시스템에 의해 지원되는 최고 레이트를 달성하기 위해 필요한 SNR이 27 dB (40 dB) 보다 작은 경우에, 각 단말기의 SNR을 27 dB 이하 (또는 40 dB 이하) 로 제한하는 것은 인접한 단말기에 대한 최대 지원 레이트에 어떤 영향도 주지 않는다.

전술한 정밀하지 않은 전력 제어 요건은 슬로우 전력 제어 루프를 사용하여 달성될 수도 있다. 예를 들어, 제어 메시지는 인접 단말기의 업링크 전력을 조정할 필요가 있을 때 (예를 들어, 이들 단말기에 의한 이동으로 인해 전력 레벨이 변화할 때) 전송될 수도 있다. 각 단말기에는, 시스템에 액세스할 때 호 셋업 절차의 일부로서 업링크에 대해 사용하기 위한 초기 송신 전력 레벨이 통지될 수도 있다.

또한, 서브대역의 그룹이 서브대역간 간섭의 영향을 완화시키기 위한 방식으로 단말기에 할당될 수도 있다. 특히, 높은 수신 SNR을 갖는 단말기에는 서로 가까운 서브대역이 할당될 수도 있다. 낮은 수신 SNR을 갖는 단말기에는 서로 가깝지만 높은 수신 SNR을 갖는 단말기에 할당된 서브대역과는 떨어진 서브대역이 할당될 수도 있다.

전술한 서브대역 그룹화 및 균일한 서브대역 스페이싱으로부터 특정한 이점이 얻어질 수도 있다. 그러나, 다른 채널 그룹화 및 스페이싱 방식 또한 사용될 수도 있고, 이것은 본 발명의 범위 이내에 있다. 일반적으로, 그룹들은 동일하거나 상이한 수의 서브대역을 포함할 수도 있고, 각 그룹에서의 서브대역들은 M개의 사용 가능한 서브대역에 걸쳐 균일하거나 비균일하게 분포될 수도 있다.

도 6은 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 프로세스 (600) 의 실시형태의 흐름도이다. 프로세스 (600) 는 S개의 할당된 서브대역을 통해 수신된 파일럿 송신에 기초하여 모든 M개의 데이터 서브대역에 대한 향상된 채널 주파수 응답 추정값을 제공하고, 여기서, S≤M이다. 이 프로세스는 업링크 파일럿 송신에 기초하여 다수의 단말기 각각에 대한 액세스 포인트에 의해 수행될 수도 있고, 여기서, S는 통상적으로 M 미만 (즉, S<M) 이다. 또한, 이 프로세스는 다운링크 파일럿 송신에 기초하여 단말기에 의해 수행될 수도 있고, 여기서, S는 M 이하 (즉, S≤M) 일 수도 있다.

무선 채널의 주파수 응답의 초기 추정값 (

) 이 수학식 10에 도시한 바와 같이 S개의 서브대역을 통해 수신된 파일럿에 기초하여 S개의 할당된 서브대역에 대해 먼저 얻어진다 (단계 612). 그 후, DFT 매트릭스 (

) 가 형성되고 파일럿 송신을 위해 사용된 S개의 서브대역에 대응하는 매트릭스 (

) 의 처음 L개의 컬럼 및 매트릭스 (

) 의 S 로우를 포함한다 (단계 614).

그 후, 무선 채널의 임펄스 응답의 최소 제곱 추정값 (

) 이 수학식 12에 나타낸 바와 같이 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 및 매트릭스 (

) 에 기초하여 유도된다 (단계 616). 다음으로, DFT 매트릭스 (

) 가 형성되고 M개의 데이터 서브대역에 대응하는 매트릭스 (

) 의 처음 L개의 컬럼 및 매트릭스 (

) 의 M개의 로우를 포함한다 (단계 618). 일반적으로, 매트릭스 (

) 는 주파수 응답이 소망되는 서브대역의 임의의 그룹에 대한 로우의 임의의 조합을 포함할 수 있다.

그 후, 무선 채널의 주파수 응답의 향상된 추정값 (

) 이 수학식 13에 나타낸 바와 같이 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 및 매트릭스 (

) 에 기초하여 유도된다 (단계 620). 벡터 (

) 는 매트릭스 (

) 에 의해 커버되는 모든 서브대역에 대한 복소 이득을 포함한다. 단계 616 내지 620에 대한 유도는, 전술되고 수학식 14에 나타낸 바와 같이 조합될 수도 있다.

도 7은 본 명세서에서 설명한 채널 추정을 수행할 수 있는 액세스 포인트 (700) 및 단말기 (750) 의 실시형태의 블록도이다.

다운링크상에서, 액세스 포인트 (700) 에서, 코딩된 데이터를 제공하기 위해 트래픽 데이터를 포맷, 코딩, 및 인터리빙하는 TX 데이터 프로세서 (710) 로 트래픽 데이터가 제공된다. 그 후, OFDM 변조기 (720) 는 코딩된 데이터 및 파일럿 심볼을 수신 및 프로세스하여 OFDM 심볼의 스트림을 제공한다. OFDM 변조기 (720) 에 의한 프로세싱은 (1) 코딩된 데이터를 심볼 매핑하여 변조 심볼을 형성하는 단계, (2) 변조 심볼을 파일럿 심볼과 멀티플렉싱하는 단계, (3) 변조 심볼 및 파일럿 심볼을 변환하여 변환된 심볼을 얻는 단계, 및 (4) 각 변환된 심볼에 사이클릭 프리픽스를 첨부하여 대응하는 OFDM 심볼을 형성하는 단계를 포함한다. 다운링크에 있어서, 파일럿 심볼은 예를 들어, 시간 분할 멀티플렉싱 (TDM) 을 사용하여 변조 심볼과 멀티플렉싱될 수도 있다. TDM을 위해, 파일럿 및 변조 심볼이 상이한 시간 슬롯을 통해 송신된다. 파일럿 심볼은 모든 M개의 사용 가능한 서브 대역 또는 이들 서브대역의 서브세트를 통해 송신될 수도 있다.

그 후, 송신기 유닛 (TMTR) (722) 은 OFDM 심볼의 스트림을 수신하여 하나 이상의 아날로그 신호로 변환하고 아날로그 신호를 더 조정 (예를 들어, 증폭, 필터, 및 주파수 업변환) 하여 무선 채널을 통한 송신에 적합한 다운링크 변조 신호를 생성한다. 그 후, 변조된 신호는 안테나 (724) 를 통해 단말기로 송신된다.

단말기 (750) 에서, 다운링크 변조 신호는 안테나 (752) 에 의해 수신되어 수신기 유닛 (RCVR) (754) 으로 제공된다. 수신기 유닛 (754) 은 수신된 신호를 조정 (예를 들어, 필터, 증폭, 및 주파수 다운변환) 하고 조정된 신호를 디지털화하여 샘플을 제공한다. 그 후, OFDM 복조기 (756) 는 각 OFDM 심볼에 첨부된 사이클릭 프리픽스를 제거하고, FFT를 사용하여 각 복구된 변환 심볼을 변환하고, 복구된 변조 심볼을 복조하여 복조된 데이터를 제공한다. 그 후, RX 데이터 프로세서 (758) 는 변조된 데이터를 디코딩하여 송신된 트래픽 데이터를 복구한다. OFDM 복조기 (756) 및 RX 데이터 프로세서(758) 에 의한 프로세싱은 액세스 포인트 (700) 에서 OFDM 변조기 (720) 및 TX 데이터 프로세서 (710) 각각에 의해 수행된 것과 상보적이다.

OFDM 복조기 (756) 는 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 을 더 결정할 수도 있거나

을 유도하기 위해 사용될 수도 있는 수신된 파일럿 심볼을 제공할 수도 있다. 제어기 (770) 는

(또는 등가의 정보) 을 수신하고,

에 기초하여 최소 제곱 채널 임펄스 응답 추정값 (

) 을 결정하고,

에 기초하여 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 을 더 얻는다. 그 후, 향상된 추정값 (

) 은 업링크 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있다.

업링크상에서, 트래픽 데이터가 TX 데이터 프로세서 (782) 에 의해 프로세스되고 파일럿 심볼을 또한 수신하는 OFDM 변조기 (784) 로 제공된다. 그 후, OFDM 변조기 (784) 는 OFDM 변조기 (720) 에 대해 설명한 바와 유사한 코딩된 데이터 및 파일럿 심볼을 프로세스할 수도 있다. 업링크에 있어서, 파일럿 심볼이 TDM을 사용하여 변조 심볼과 멀티플렉싱될 수도 있다. 또한, 파일럿 심볼은 파일럿 송신 동안 지정된 시간 슬롯 동안 단말기 (750) 에 할당된 S개의 서브대역만을 통해 송신될 수도 있다.

그 후, 송신기 유닛 (786) 은 OFDM 심볼의 스트림을 수신 및 프로세스하여 무선 채널을 통한 송신에 적합한 업링크 변조 신호를 생성한다. 그 후, 변조된 신호는 안테나 (752) 를 통해 액세스 포인트로 송신된다.

액세스 포인트 (700) 에서, 업링크 변조 신호가 수신기 유닛 (742) 에 의해 프로세스되어 샘플을 제공한다. 그 후, 이들 샘플은 OFDM 복조기 (744) 에 의해 프로세스되어, 송신된 트래픽 데이터를 복구하기 위해 RX 데이터 프로세서 (746) 에 의해 더 프로세스될 복조된 데이터를 제공한다. OFDM 복조기 (744) 는 각 지정 단말기에 대한 초기 채널 주파수 응답 추정값 (

) 을 결정할 수도 있고

을 얻기 위해 사용될 수도 있는 수신된 파일럿을 제공할 수도 있다. 제어기 (730) 는

(또는 등가의 정보) 을 수신하고

에 기초하여 지정된 활성 단말기에 대한 최소 제곱 채널 임펄스 응답 (

) 을 결정하고,

에 기초하여 향상된 채널 주파수 응답 추정값 (

) 을 더 얻는다. 그 후, 향상된 추정값 (

) 은 단말기로의 다운링크 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있다.

제어기 (730 및 770) 는 액세스 포인트 및 단말기 각각에서의 동작을 지시한다. 메모리 유닛 (732 및 772) 은 제어기 (730 및 770) 각각에 의해 사용된 프로그램 코드 및 데이터에 대한 저장을 제공한다.

본 명세서에 설명하는 채널 추정 기술은 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이들 기술은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합에서 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 어떤 하나의 기술 또는 기술의 조합을 구현하기 위해 사용된 엘리먼트가 하나 이상의 응용 주문형 집적 회로 (ASIC), 디지털 신호 프로세서 (DSP), 디지털 신호 프로세싱 디바이스 (DSPD), 프로그램 가능한 로직 디바이스 (PLD), 필드 프로그램 가능한 게이트 어레이 (FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 마이크로프로세서, 본 명세서에 설명한 기능을 수행 하도록 설계된 다른 전자 유닛, 또는 이들의 조합내에서 구현될 수도 있다.

소프트웨어 구현에 있어서, 채널 추정 기술은 본 명세서에서 설명하는 기능을 수행하는 모듈 (예를 들어, 절차, 기능 등) 로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (예를 들어, 도 7의 메모리 유닛 (732 또는 772)) 에 저장될 수도 있고 프로세서 (예를 들어, 제어기 (730 또는 770)) 에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내부 또는 당업계에 공지되어 있는 다양한 수단을 통해 프로세서에 통신 가능하게 연결될 수 있는 경우에 프로세서 외부에서 구현될 수도 있다.

개시한 실시형태의 상기 설명은 당업자가 본 발명을 제조 또는 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변형이 당업자에게는 쉽게 명백할 것이고, 본 명세서에 정의한 일반 원리가 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않고 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 본 발명은 본 명세서에 나타낸 실시형태에 제한되는 것이 아니라 본 명세서에 개시한 원리 및 신규한 특징과 일치하는 가장 광범위한 범위를 제공한다.

Claims

무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법으로서,

제 1 그룹의 서브대역에 대해 상기 무선 채널의 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계; 및

상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여, 제 2 그룹의 서브대역에 대해 상기 무선 채널의 향상된 주파수 응답 추정값을 유도하는 단계를 포함하며,

상기 향상된 주파수 응답 추정값은, 상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도되는 상기 무선 채널의 임펄스 응답 추정값에 기초하여 유도되는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 그룹의 서브대역은 상기 제 1 그룹의 서브대역을 포함하는, 주파수 응답 추정 방법.
제 2 항에 있어서,

상기 제 2 그룹의 서브대역은 상기 제 1 그룹의 서브대역에 속하지 않은 하나 이상의 추가 서브대역을 더 포함하는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계는 상기 제 1 그룹의 서브대역을 통해 파일럿 송신을 수신하는 단계를 포함하는, 주파수 응답 추정 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 초기 주파수 응답 추정값은 송신된 파일럿 심볼들에 대한 수신된 파일럿 심볼들의 비율들에 기초하여 얻어지는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 임펄스 응답 추정값은 최소 제곱 추정값에 기초하여 유도되는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 서브대역에 대한 제 1 이산 푸리에 변환 (DFT) 매트릭스를 형성하는 단계를 더 포함하며,

상기 임펄스 응답 추정값은 상기 제 1 DFT 매트릭스에 또한 기초하여 유도되는, 주파수 응답 추정 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 제 2 그룹의 서브대역에 대한 제 2 DFT 매트릭스를 형성하는 단계를 더 포함하며,

상기 향상된 주파수 응답 추정값은 상기 제 2 DFT 매트릭스에 또한 기초하여 유도되는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 서브대역은 데이터 송신에 사용 가능한 모든 서브대역의 서브세트인, 주파수 응답 추정 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 서브대역은 상기 사용 가능한 서브대역에 걸쳐 균일하게 분포되는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 서브대역에 대한 송신 전력은 최대 허용 송신 전력 레벨로 총 송신 전력을 유지하도록 스케일링되는, 주파수 응답 추정 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 각 서브대역에 대한 송신 전력은, 상기 최대 허용 송신 전력을 모든 M개의 서브대역에 균일하게 할당함으로써 얻어지는 평균 전력 레벨에 대해 M/S의 비율만큼 증가되며,

상기 M은 데이터 송신에 사용 가능한 서브대역의 수이고, 상기 S는 상기 제 1 그룹의 서브대역의 수인, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 서브대역은 데이터 송신에 사용 가능한 모든 서브대역을 포함하는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 그룹의 서브대역은 데이터 송신에 사용 가능한 모든 서브대역을 포함하는, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 서브대역은 S개의 서브대역을 포함하고, 상기 무선 채널에 대한 임펄스 응답 추정값은 L개의 탭을 포함하며,

상기 S는 상기 L 이상인, 주파수 응답 추정 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 S는 1.1*L과 동일한, 주파수 응답 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 그룹의 서브대역 및 상기 제 2 그룹의 서브대역은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 에 의해 제공되는 직교 서브대역들인, 주파수 응답 추정 방법.
직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 통신 시스템에서 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법으로서,

제 1 그룹의 서브대역에 대해 상기 무선 채널의 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계로서, 상기 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계는 상기 제 1 그룹의 서브대역을 통해 파일럿 송신을 수신하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 그룹의 서브대역은 데이터 송신에 사용 가능한 모든 서브대역의 서브세트인, 상기 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계; 및

상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여, 상기 사용 가능한 서브대역에 대해 상기 무선 채널의 향상된 주파수 응답 추정값을 유도하는 단계를 포함하며,

상기 향상된 주파수 응답 추정값은, 상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도되는 상기 무선 채널의 임펄스 응답 추정값에 기초하여 유도되고,

상기 향상된 주파수 응답 추정값은, 상기 제 1 그룹의 서브대역에 대한 제 1 이산 푸리에 변환 (DFT) 매트릭스 및 상기 사용 가능한 서브대역에 대한 제 2 DFT 매트릭스에 기초하여 또한 유도되는, 주파수 응답 추정 방법.
무선 통신 시스템에서 복수의 단말기 각각에 대한 무선 채널의 주파수 응답을 추정하는 방법으로서,

상기 복수의 단말기 각각에 대해 상기 무선 채널의 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계로서, 상기 복수의 단말기 각각은 복수의 디스조인트 (disjoint) 그룹의 서브대역 중 각각의 디스조인트 그룹의 서브대역과 연관되고, 상기 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계는 상기 연관된 디스조인트 그룹의 서브대역을 통해 파일럿 송신을 수신하는 단계를 포함하는, 상기 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 단계; 및

상기 복수의 단말기 각각에 대한 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 상기 복수의 단말기 각각에 대해 상기 무선 채널의 향상된 주파수 응답 추정값을 유도하는 단계를 포함하며,

상기 복수의 단말기 각각에 대한 향상된 주파수 응답 추정값은 특정 세트의 서브대역을 커버하고, 상기 복수의 단말기 각각에 대한 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도되는 상기 복수의 단말기 각각에 대한 상기 무선 채널의 임펄스 응답 추정값에 기초하여 유도되는, 주파수 응답 추정 방법.
제 19 항에 있어서,

상기 복수의 디스조인트 그룹의 서브대역은 복수의 사용 가능한 서브대역으로부터 형성되며,

상기 복수의 디스조인트 그룹의 각각의 서브대역은 상기 복수의 사용 가능한 서브대역에 걸쳐 균일하게 분포되는, 주파수 응답 추정 방법.
무선 채널의 주파수 응답을 추정하도록 동작 가능한 장치로서,

제 1 그룹의 서브대역에 대해 상기 무선 채널의 초기 주파수 응답 추정값을 얻는 수단; 및

상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여, 제 2 그룹의 서브대역에 대해 상기 무선 채널의 향상된 주파수 응답 추정값을 유도하는 수단을 포함하며,

상기 향상된 주파수 응답 추정값은, 상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도되는 상기 무선 채널의 임펄스 응답 추정값에 기초하여 유도되는, 주파수 응답 추정 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 제 2 그룹의 서브대역은 상기 제 1 그룹의 서브대역, 및 상기 제 1 그룹의 서브대역에 속하지 않은 하나 이상의 추가 서브대역을 포함하는, 주파수 응답 추정 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 임펄스 응답 추정값은 상기 제 1 그룹의 서브대역에 대한 제 1 이산 푸리에 변환 (DFT) 매트릭스에 또한 기초하여 유도되며,

상기 향상된 주파수 응답 추정값은 상기 제 2 그룹의 서브대역에 대한 제 2 DFT 매트릭스에 또한 기초하여 유도되는, 주파수 응답 추정 장치.
하나 이상의 단말기로부터 파일럿 송신을 수신하도록 동작하는 복조기로서, 복수의 디스조인트 그룹의 서브대역은 복수의 사용 가능한 서브대역으로부터 형성되고, 상기 하나 이상의 단말기 각각은, 상기 복수의 디스조인트 (disjoint) 그룹의 서브대역으로부터 선택되고 상기 하나 이상의 단말기 각각에 할당되는 특정 그룹의 서브대역을 통해 파일럿을 송신하는, 상기 복조기; 및

상기 하나 이상의 단말기 각각에 대해 업링크 채널의 초기 주파수 응답 추정값을 얻고, 상기 하나 이상의 단말기 각각에 대한 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 상기 하나 이상의 단말기 각각에 대해 업링크 채널의 향상된 주파수 응답 추정값을 유도하도록 동작하고, 상기 복조기에 연결되는 제어기를 포함하며,

상기 하나 이상의 단말기 각각에 대한 초기 주파수 응답 추정값은 상기 하나 이상의 단말기 각각에 할당되는 서브대역의 그룹을 커버하고, 상기 하나 이상의 단말기 각각으로부터 수신된 파일럿 송신을 프로세싱함으로써 얻어지며,

상기 하나 이상의 단말기 각각에 대한 향상된 주파수 응답 추정값은, 상기 하나 이상의 단말기 각각에 대한 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도되는 상기 하나 이상의 단말기 각각에 대한 무선 채널의 임펄스 응답 추정값에 기초하여 유도되는, 무선 통신 시스템의 액세스 포인트.
제 24 항에 있어서,

상기 복수의 디스조인트 그룹 각각의 서브대역은 상기 복수의 사용 가능한 서브대역에 걸쳐 균일하게 분포되는, 무선 통신 시스템의 액세스 포인트.
제 1 그룹의 서브대역을 통해 파일럿 송신을 수신하도록 동작하는 복조기; 및

상기 제 1 그룹의 서브대역을 통해 수신된 파일럿 송신을 프로세싱함으로써 상기 제 1 그룹의 서브대역에 대해 다운링크 채널의 초기 주파수 응답 추정값을 얻고, 상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여, 제 2 그룹의 서브대역에 대해 다운링크 채널의 향상된 주파수 응답 추정값을 유도하도록 동작하며, 상기 복조기에 연결되는 제어기를 포함하며,

상기 향상된 주파수 응답 추정값은, 상기 초기 주파수 응답 추정값에 기초하여 유도되는 무선 채널의 임펄스 응답 추정값에 기초하여 유도되는, 무선 통신 시스템의 단말기.
제 26 항에 있어서,

상기 제 2 그룹의 서브대역은 상기 제 1 그룹의 서브대역, 및 상기 제 1 그룹의 서브대역에 속하지 않은 하나 이상의 추가 서브대역을 포함하는, 무선 통신 시스템의 단말기.