MXPA05004520A

MXPA05004520A - Estimacion de canal para sistemas de comunicacion de ofdm.

Info

Publication number: MXPA05004520A
Application number: MXPA05004520A
Authority: MX
Inventors: Krishnan Ranganathan
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-10-29
Filing date: 2003-10-29
Publication date: 2005-07-26
Also published as: IL167571A0; TW200417166A; BR0315773A; US7039001B2; CA2501465A1; US20040203442A1; KR20050070070A; US20050170783A1; AU2003287285A1; CN1708927B; EP1563622A1; WO2004040813A1; US7463576B2; JP2010213321A; KR100982148B1; EP1563622A4; JP2006505229A; CN1708927A

Abstract

Tecnicas para estimar la respuesta en frecuencia de un canal inalambrico en un sistema de OFDM. En un metodo, una estimacion inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalambrico se obtiene para primer grupo de sub-bandas basandose en una transmision piloto recibida mediante las sub-bandas en el primer grupo. Una estimacion de la respuesta de impulsos del canal inalambrico entonces se deriva basandose en la estimacion de respuesta de frecuencia inicial. Una estimacion mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalambrico entonces se deriva para un segundo grupo de sub-bandas basandose en una estimacion de respuesta de impulsos. El primer y segundo grupos pueden incluir cada uno todos o solo un subconjunto de las sub-bandas utiles. La multiplexion de sub-bandas puede utilizarse para permitir transmisiones piloto simultaneas por multiples terminales en sus grupos asociados de sub-bandas.

Description

ESTIMACIÓN DE CANAL PARA SISTEMAS DE COMUNICACIÓN DE OFDM I . Campo de la invención La presente invención se refiere generalmente a comunicación de datos y más específicamente a técnicas para estimar la respuesta de un canal inalámbrico en un sistema de comunicación con múltiples sub-bandas tal como un sistema de multiplexión de división por frecuencia ortogonal (OFDM) .

II. Antecedentes de la Invención Los sistemas de comunicación inalámbrica se desarrollan ampliamente para proporcionar varios tipos de comunicación tal como voz, datos de paquete, etc. Estos sistemas pueden ser sistemas de acceso múltiple capaces de soportar comunicación con múltiples usuarios al compartir los recursos disponibles del sistema. Ejemplos de tales sistemas de acceso múltiple incluyen sistemas de acceso múltiple de división por código (CDMA) , sistemas de acceso múltiple de división por tiempo (TDMA) , y sistemas de acceso múltiple de división por frecuencia ortogonal (OFDMA) . La OFDM efectivamente parte la banda ancha del sistema general en un número de sub-bandas ortogonales (N) . Estas sub-bandas también se refieren como tonos, depósitos de frecuencia, y sub-canales de frecuencia. Con OFDM, cada sub-banda se asocia con un sub-porcador respectivo sobre el cual pueden modularse datos. Cada sub-banda puede de este modo observarse como un canal de transmisión independiente que puede utilizarse para transmitir datos. En un sistema de comunicación inalámbrica, una señal modulada de RF desde un transmisor puede llegar a un receptor mediante un número de trayectorias de propagación. Para un sistema de OFDM , las sub-bandas N pueden experimentar diferentes canales efectivos debido a diferentes efectos de atenuación y trayectoria múltiple y pueden consecuentemente asociarse con diferentes ganancias de canal complejas. Una estimación precisa de la respuesta del canal inalámbrico entre el transmisor y el receptor normalmente se necesita para poder efectivamente transmitir datos en sub-bandas disponibles. La estimación de canal típicamente se realiza al enviar un piloto desde el transmisor y medir el piloto en el receptor. Puesto que el piloto se forma de símbolos que se conocen a priori mediante el receptor, la respuesta de canal puede estimarse como la relación del símbolo piloto recibido sobre el símbolo piloto transmitido para cada sub-banda utilizada para la transmisión piloto.

La transmisión piloto representa el exceso en el sistema de OFDM. De este modo, es deseable disminuir la transmisión piloto al grado posible. Sin embargo, debido al ruido y otros artefactos en el canal inalámbrico', una cantidad suficiente de piloto necesita transmitirse para que el receptor obtenga una estimación razonablemente precisa de la respuesta de canal. Además, las transmisiones piloto necesitan repetirse para explicar las variaciones en el canal con el tiempo debido a la atenuación y cambios en los constituyentes de la trayectoria múltiple. Consecuentemente, la estimación de canal para un sistema de OFDM normalmente consume una porción notable de los recursos del sistema. En el enlace descendente de un sistema de comunicación inalámbrica, una transmisión piloto sencilla desde un punto de acceso (o una estación base) puede utilizarse por un número de terminales para estimar la respuesta de los canales de enlace descendente distintos desde el punto de acceso hasta cada una de las terminales. Sin embargo, en el enlace ascendente, cada terminal necesita enviar una transmisión piloto separadamente para poder permitir que el punto de acceso estime el canal de enlace ascendente desde la terminal hasta el punto de acceso. Consecuentemente, el exceso debido a las transmisiones piloto se exacerba debido a las transmisiones piloto de enlace ascendente. Por lo tanto, existe una necesidad en el arte de técnicas para estimar más eficientemente la respuesta de canal en un sistema de OFDM, particularmente en el enlace ascendente.

SUMARIO DE LA INVENCIÓN Se proporcionan técnicas en la presente para estimar la respuesta de frecuencia de un canal inalámbrico en un sistema de comunicación con múltiples sub-bandas (por ejemplo, un sistema de OFDM) . Se reconoce que la respuesta de impulsos del canal inalámbrico puede caracterizarse por derivación L, donde L típicamente es mucho menor que las sub-bandas N totales en el sistema de OFDM. Debido a que sólo los derivación L se necesita para la respuesta de impulsos de canal, la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico yace en un sub-espacio de dimensión L (en lugar de N) y puede caracterizarse completamente basándose en las ganancias de canal para tan pocas L sub-bandas apropiadamente seleccionadas (en lugar de todas las sub-bandas N) . Además, aún cuando más de L ganancias de canal está disponible, la propiedad descrita en lo anterior puede utilizarse para obtener una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico al suprimir los componentes de ruido fuera de este sub-espacio, como se describe en lo siguiente . En una modalidad, se proporciona un método para estimar la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico (por ejemplo, en el sistema de OFDM) . De acuerdo con el método, una estimación inicial de la respuesta de frecuencia de canal inalámbrico se obtiene para un primer grupo de sub-bandas basándose en una transmisión piloto recibida mediante las sub-bandas en el primer grupo. El primer grupo puede incluir todos o sólo un subcon unto de las sub-bandas disponibles para la transmisión de datos. Una estimación de la respuesta de impulsos del canal inalámbrico entonces se deriva basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial y una primera matriz de transformada de Fourier discreta (DFT) las sub-bandas en el primer grupo. La estimación de respuesta de impulsos puede derivarse como una estimación de mínimos cuadráticos, como se describe en lo siguiente. Una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico entonces se deriva para un segundo sub-grupo de sub-bandas basándose en la estimación de respuesta de impulsos y una segunda matriz de DFT para la sub-banda en el segundo grupo. El segundo grupo puede incluir todos o un subconjunto de las sub-bandas útiles, y puede incluir por lo menos una sub-banda adicional no incluida en el primer grupo si este primer grupo no incluye todas las sub-bandas útiles. Varios aspectos y modalidades de la invención se describen en detalle adicional en lo siguiente.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características, naturaleza y ventajas de la presente invención se volverán más aparentes a partir de la descripción detallada establecida en lo siguiente cuando se tome junto con los dibujos en los cuales, caracteres de referencia similares se identifican correspondientemente a través de los mismos y en donde: La FIGURA 1 muestra una estructura de sub-banda de OFDM; la FIGURA 2A muestra la relación entre la respuesta de frecuencia y la respuesta de impulsos de un canal inalámbrico; la FIGURA 2B muestra una matriz de DFT para las sub-bandas N totales en el sistema de OFDM; la FIGURA 3A muestra la relación entre las matrices de DFT para las sub-bandas M útiles y las sub-bandas N totales en el sistema de OFDM; la FIGURA 3B muestra la derivación de una estimación de respuesta de frecuencia mejorada basándose en una estimación de respuesta de impulsos derivada de la transmisión piloto en las sub-bandas útiles; la FIGURA 4A muestra la relación entre las matrices de DFT para las sub-bandas S asignadas y las sub-bandas N totales; la FIGURA 4B muestra la derivación de la estimación de respuesta de frecuencia mejorada basándose en una estimación de respuesta de impulsos derivada de la transmisión piloto en la sub-banda S asignada; la F GURA 5 muestra una estructura de subbandas de OFDM que soporta la multiplexión de sub-bandas; la FIGURA 6 muestra un proceso para estimar la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico; y la FIGURA 7 muestras un diagrama de bloque de un punto de acceso y una terminal .

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Las técnicas de estimación de canal descritas en la presente pueden utilizarse para cualquier sistema de comunicación con múltiples sub-bandas. Para claridad, estas técnicas se describen para un sistema de OFDM. La FIGURA 1 muestra una estructura 100 de sub-bandas que puede utilizarse para un sistema de OFDM. El sistema de OFDM tiene una banda ancha del sistema general de W MHz, el cual se parte en sub-bandas N ortogonales utilizando OFDM. Cada sub-banda tiene una banda ancha de 3 W/N MHz. En un sistema de OFDM típico, solamente M de las sub-bandas N totales se utiliza para la transmisión de datos dónde M<N. Estas sub-bandas M útiles también se refieren como sub-bandas de datos. El resto de' las sub-bandas -M no son útiles para la transmisión de datos y sirven como sub-bandas de protección para permitir que el sistema de OFDM cumpla con los requerimientos de máscara espectral. Las sub-bandas M útiles incluyen sub-bandas F a F + M - 1. Para OFDM, los datos que se transmiten en cada sub-banda primero se modulan (es decir, se mapean por símbolos) utilizando un esquema de modulación particular seleccionado para su uso para esa sub-banda. El valor de señal se establece en cero para cada una de las sub-bandas N-M no útiles. Para cada período de símbolos, los símbolos N (es decir, los símbolos M de modulación y N-M cero) se transforman en el dominio de tiempos utilizando una transformada de Fourier rápida inversa (IFPT) para obtener un símbolo "transformado" que incluye muestras N de dominio-tiempo. La duración de cada símbolo transformado se refiere inversamente a la banda ancha de cada sub-banda. Por ejemplo, si la banda ancha del sistema es W = 20 MHz y N = 256, entonces la banda ancha de cada sub-banda es de 78.125 KHz (o W/N MHz) y la duración de cada símbolo transformado es de 12.8 ^iseg (o N/W nseg) . La OFDM puede proporcionar ciertas ventajas, tal como la capacidad de combatir la atenuación selectiva de frecuencia, la cual se caracteriza por diferentes ganancias de canal en diferentes frecuencias de la banda ancha general del sistema. Se conoce bien que la atenuación selectiva de frecuencia se acompaña por la interferencia de entre-símbolos (ISI) la cual es un fenómeno por el cual cada símbolo en una señal recibida actúa como distorsión a los símbolos subsecuentes en la señal recibida. La distorsión de ISI degrada el rendimiento al impactar la capacidad de detectar correctamente los símbolos recibidos. La atenuación selectiva de frecuencia puede combatirse convenientemente con OFDM al repetir una porción de (o anexar un prefijo cíclico a) cada símbolo transformado para formar un símbolo de OFDM correspondiente, el cual entonces se transmite sobre un canal inalámbrico. La longitud del prefijo cíclico (es decir, la cantidad de repetición) para cada símbolo de OFDM es dependiente de la propagación de retardo del sistema. La propagación de retardo para un transmisor dado es la diferencia entre los casos de señal que llega primero y la que llega al último en un receptor para una señal transmitida por el transmisor. La propagación de retardo del sistema es la propagación de retardo del peor de los casos esperada para todas las terminales en el sistema. Para combatir efectivamente ISI, el prefijo cíclico debe ser mayor que la propagación de retardo del sistema. Cada símbolo transformado tiene una duración de períodos de muestra N, dónde cada período de muestras tiene una duración (l/W) ^iseg. El prefijo cíclico puede definirse para incluir muestras Cp, donde Cp es un número entero adecuado seleccionado basándose en la propagación de retardo del sistema. En particular, Cp se selecciona para ser mayor que o igual al número de derivación (L) para la respuesta de impulso del canal inalámbrico (es decir, Cp L) . En este caso, cada símbolo de OFDM puede incluir muestras N + Cp, y cada período de símbolos puede abarcar períodos de muestras N + C . Las sub-bandas N del sistema de OFDM pueden experimentar diferentes condiciones de canal (es decir, diferentes efectos debido a la atenuación y trayectoria múltiple) y puede asociarse con diferentes ganancias del canal complejo. Una estimación precisa de la respuesta de canal normalmente se necesita para poder procesar apropiadamente (por ejemplo, decodificar y demodular) los datos en el receptor. El canal inalámbrico en el sistema de OFDM puede caracterizarse por una respuesta de impulsos de canal de tiempo-dominio, h, o una respuesta de frecuencia de canal de frecuencia-dominio correspondiente, H. La respuesta de frecuencia de canal H es la transformada de Fourier discreta (DFT) de la respuesta de impulsos de canal h. Esta relación puede expresarse en forma de matriz, como sigue: H = Wh Ec. (1) donde h es un vector (Nxl) para la respuesta de impulsos del canal inalámbrico entre el transmisor y el receptor en el sistema de OFDM ; H es un vector (Nxl) para la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico; y W es una matriz (NxN) utilizada para realizar la DFT en el vector h para obtener el vector H. La matriz W se define de manera que la entrada (n, ) -th, wn n,, se da como: M'n'"= N<7 ,para „e{l ... }ywe{l ... N}. EC(2) El vector h incluye una entrada no nula para cada derivación de la respuesta de impulsos de canal. De este modo, si la respuesta de impulsos de canal incluye derivaciones L, donde L < N, entonces las primeras entradas L del vector h pueden ser valores no nulos L y las siguientes entradas (N-L) pueden ser ceros. Sin embargo, las técnicas descritas en la presente aplican igualmente aún si los valores no nulos L son alguna selección arbitraria dentro de las entradas N en el vector h, aunque tal escenario no puede surgir en sistemas reales. La FIGURA 2A muestra gráficamente la relación entre la respuesta de frecuencia de canal H y la respuesta de impulsos de canal h . El vector h incluye valores N de tiempo-dominio para la respuesta de impulsos del canal inalámbrico desde el transmisor hasta el receptor. Este vector h puede transformarse en el dominio de frecuencia al pre-multiplicarlo con la matriz W de DF . El vector H incluye valores de frecuencia-dominio N para las ganancias de canal complejo de las sub-bandas N. La FIGURA 2B muestra gráficamente la matriz W, la cual es una matriz (NxN) comprendida de los elementos definidos en la ecuación (2) . Las técnicas se proporcionan en la presente para obtener- una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico en el sistema de OFDM . Se reconoce que la respuesta de impulsos del canal inalámbrico puede caracterizarse por derivaciones L, donde L típicamente es mucho menor que el número de sub-bandas totales en el sistema (es decir, L < ) . Es decir, si un impulso se aplica al canal inalámbrico por el transmisor, entonces las muestras L de tiempo-dominio (en la proporción de muestras de W) puede ser suficiente para caracterizar la respuesta del canal inalámbrico basándose en este estímulo de impulsos. El número de derivaciones L para la respuesta de impulsos de canal es dependiente de la propagación de retardo del sistema, con una propagación de retardo mayor correspondiente a un valor mayor para L . Debido a que sólo derivaciones L se necesitan para la respuesta de impulsos de canal, la respuesta de frecuencia de canal H yace en un sub-espacio de dimensión L (en lugar de N) . Más específicamente, la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico puede caracterizarse completamente basándose en las ganancias de canal para tan poco como para las sub-bandas L apropiadamente seleccionadas, en lugar de todas las sub-bandas N. Aún si más que ganancias de canal L están disponibles, una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico puede obtenerse al suprimir los componentes de ruido fuera de este sub-espacio, como se describe en lo siguiente. El modelo para el sistema de OFDM puede expresarse como: R = H ox + n Ec. (3) donde r es un vector de "recepción" con entradas N para los símbolos recibidos en las sub-bandas N; es un vector de " ransmisión" con entradas N para los símbolos transmitidos en las sub-bandas N (las entradas para las sub-bandas no utilizadas son ceros) ; n es un vector con entradas para ruido Gauss ano blanco aditivo ÍAWGN) recibido en las sub-bandas ; y "o" significa el producto de Hadmard (es decir, un producto de puntos, donde el elemento í-th de r es el producto de los elementos í-th de x y H) . El ruido n se supone que tiene un promedio cero y una varianza de s~ . Las técnicas de estimación de canal descritas en la presente pueden utilizarse junto con varios esquemas de transmisión piloto. Para claridad, estas técnicas se describen para dos esquemas de transmisión piloto específicos. En un primer esquema de transmisión piloto, los símbolos piloto se transmiten en cada una de las sub-bandas de datos. El piloto transmitido puede indicarse por un vector d ( xl) , que incluye un símbolo piloto específico para cada una de las sub-bandas de datos. La potencia de transmisión para el símbolo piloto para cada sub-banda de datos puede expresarse como Pi; = xk2 , donde ,¾ es el símbolo piloto transmitido en la sub-banda k-th.

UN vector r- de recepción puede expresarse para el piloto recibido, similar al mostrado en ]a ecuación (1) . Más específicamente, rd = Hd oxd + n,>, donde ra-, ¾, Xa, y nd son vectores (Mxl) que incluyen sólo entradas M de los vectores r, H, x, y n (Nxl) , respectivamente. Estas entradas M corresponden a las sub-bandas M de datos . Una estimación inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico, puede expresarse como: donde _á es un vector (Mxl) para la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial, y ad/b,j = [a.:/£>? a2/i . . . aK/btn] ' que incluye relaciones M para las sub-bandas M de datos. Como se muestra en la ecuación (4) , la estimación inicial _¿ puede determinarse por el receptor-basándose en los símbolos pilotos recibidos y transmitidos para cada una de las sub-bandas M de datos. La estimación inicial _d es indicativa de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para las sub-bandas M de datos . Como se ve a partir de la ecuación (4) , la estimación inicial _¿ se distorsiona por un componente de ruido nd/xd. Una estimación mejorada puede obtenerse al observar que la respuesta de frecuencia de canal Ha es la transformada de Fourier discreta de la respuesta de impulsos de canal h,i , y que h,j tiene derivaciones L, donde L típicamente es menor que (es decir, L < M) . Una estimación de medios mínimos cuadráticos de la respuesta de impulsos de canal inalámbrico, h,j , puede obtenerse basándose en la siguiente optimización: donde h.¡ es un vector (Lxl) para una respuesta de impulsos hipotética del canal, W es una sub-matriz (MxL) de la matriz W ( xN) , y es un vector (Lxl) para la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos. La FIGURA 3A muestra gráficamente la relación entre las matrices W y W. Las hileras M de la matriz W son las hileras M de la matriz W que corresponden a las sub-bandas M de datos. Las columnas L de la matriz W son las primeras columnas L de la matriz W. La optimización en la ecuación (5) es sobre todas las respuestas de impulsos de canal posibles h_¿ . La estimación de respuesta de impulsos mínimos cuadráticos h,., es igual a la respuesta de impulsos hipotética hj que resulta en el error mínimo entre la estimación de respuesta de frecuencia inicial _¿ y la respuesta de frecuencia que corresponden a hj la cual se da por Whj . La solución a la ecuación (5) puede expresarse co o : Como se muestra en la ecuación (6) , la estimación de respuesta de impulsos de mínimos cuadráticos h,, puede derivarse basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial _d, la cual se obtiene basándose en el piloto recibido en las sub-bandas de datos. En particular, la estimación hr¡ puede obtenerse al realizar una "operación de mínimos cuadráticos" (es decir, una pre-multiplicación con (WJiW) ~:Wh) en la estimación inicial _a·. El vector d incluye entradas I. para las derivaciones L de la respuesta de impulsos de canal, dónde L < M. Una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia de canal inalámbrico, K< , puede entonces derivarse de la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos, h,. , como sigue: ¾=Wh, , Ec(7) donde H,., es un vector (Mxl) para la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada.

La ecuación (7) indica que la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H¡ puede obtenerse para todas las sub-bandas M de datos basándose en la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h.< que incluye sólo entradas L, donde L < M . La FIGURA 3B muestra gráficamente la relación entre la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H,-; y la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h,¡ . El vector h::¡ incluye los valores L de tiempo -dominio para la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos. Este vector h:í puede transformarse en la frecuencia-dominio al multiplicarlo con la matriz W. El vector resultante H,; incluye valores M de frecuencia-dominio para las ganancias complejas para las sub-bandas M de datos . Para claridad, las técnicas de estimación de canal se describen en lo anterior con tres etapas dist intas : 1. Obtener la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial _d; 2. Derivar la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h.; basándose en la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial _d; ? 3. Derivar la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada Hj basándose en la estimación de respuesta de impulsos de canal h,¡ . La estimación del canal también puede realizarse de manera que una etapa pueda realizarse implícitamente (en lugar de explícitamente) . En particular, la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H;i puede derivarse directamente de la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial _d, como sigue: En la ecuación (8) , la segunda etapa se realiza implícitamente de manera que la estimación de respuesta de frecuencia mejorada H,¡ se deriva basándose en la estimación de respuesta de impulsos de canal hd que se deriva implícitamente basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial _d El error de mínimos cuadráticos (MSE) en la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H.j puede expresarse como : MSE = E[\\ ¾ - fi" = £t|| W(W" W)-1 W%¿ f] = ^L resto [ (W"wr'W" ] , EC (9) <72L donde Pd es la potencia de transmisión para el símbolo piloto en cada una de las sub-bandas M de datos. Puede mostrarse que el MSE en la ecuación (9) es el resto de la matriz de co-varianza de ruido después de la operación de mínimos cuadráticos (es decir, la matriz de co-varianza de W (WJÍW) ~'1 Hnc¡) . En un segundo esquema de transmisión piloto, los símbolos piloto se transmiten en cada una de las sub-bandas S designadas, donde S < N y S L. Típicamente, el número de sub-bandas designadas es menor que el número de sub-bandas de datos (es decir, S < M) . En este caso, las otras sub-bandas de datos (M-S) pueden utilizarse para las otras transmisiones. Por ejemplo, en el enlace descendente, las otras sub-bandas de datos (M-S) pueden utilizarse para transmitir datos de tráfico y/o datos adjuntos. En el enlace ascendente, las sub-bandas M de datos pueden partirse en grupos de desunión de sub-bandas S, y cada grupo puede entonces asignarse de una terminal diferente para la transmisión piloto. Esta rnultiplexión de sub-banda, por lo que las terminales múltiples transmiten concurrentemente en grupos de desunión de sub-bandas, puede utilizarse para mejorar la eficiencia del sistema. Para claridad, la estimación del canal se describe en lo siguiente para la rnultiplexión de sub-banda por lo que cada terminal designada transmite un sólo piloto en sus sub-bandas S asignadas. El piloto de transmisión para cada terminal puede indicarse por un vector , (Sxl) , que incluye un símbolo piloto específico para cada una de las sub-bandas S asignado a la terminal . La potencia de transmisión para el símbolo piloto para cada sub-banda asignada puede expresarse como p, ,.,= ?"^... donde xlik es el símbolo piloto transmitido en la sub-banda k-th por la terminal i. Una estimación inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico, _¿, para la terminal í puede expresarse como: H,:=E, S.=&¦+&/¾ , Ec(10) donde i, H¿, ; , y ni son los vectores (Sxl) que incluyen sedo las entradas S de los vectores r, H, x, y n (Nxl) , respectivamente, con estas entradas S que corresponden a las sub-bandas S asignadas a la terminal i; y _i es un vector (Sxl) para la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial para la terminal i . La estimación inicial ¦ puede determinarse por un punto de acceso para la terminal i basándose en los símbolos pilotos recibidos y transmitidos para cada una de las sub-bandas S asignadas a la terminal . La estimación inicial 1 es indicativa de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para las sub-bandas S asignadas a la terminal i. Nuevamente, la estimación inicial _i se distorsiona por un componente de ruido ni/ 2. Una estimación de canal mejorada puede obtenerse por la terminal i como sigue. Una estimación de mínimos cuadráticos de la respuesta de impulsos del canal inalámbrico, h, , para la terminal i puede obtenerse basándose en la siguiente optimización : donde h-, es un vector (Lxl) para una respuesta de impulsos de canal hipotética, W es una sub-matriz (SxL) de la DFT W (NxN) , y h, es un vector (Lxl) para la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos para la terminal i . La FIGURA 4A muestra gráficamente la relación entre las matrices W... y W. Las hileras S de la matriz W; , son las hileras S de la matriz W que corresponde a las sub-bandas S asignadas a la terminal i (las cuales se muestran como las hileras no sombreadas) . Las columnas L de la matriz W; son las primeras columnas L de la matriz W. Puesto que cada terminal se asigna a un grupo diferente de sub-bandas para la transmisión piloto en el enlace ascendente, la matriz Wy es diferente para las diferentes terminales. Nuevamente, la optimización en la ecuación (11) es sobre todas las respuestas de impulsos de canal posibles h: . La estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h; para la terminal i es igual a la respuesta hipotética h7 que resulta en el error mínimo entre la estimación de respuesta de frecuencia inicial _, y la respuesta de frecuencia que coi responde a h , donde se da por Wíh-¡. La solución a la ecuación (11) puede expresarse como : h' ={W" r1 "ñi ¦ Ec(i2) Como se muestra en la ecuación (12) , la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos hj para la terminal i puede derivarse de la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial _i, la cual se obtiene basándose en el piloto de enlace ascendente recibido en sólo las sub-bandas S asignadas a la terminal í. En particular, la estimación i puede obtenerse al realizar una operación de mínimos cuadráticos (es decir, una pre-multiplicación con ! W , W ) 1w ) en la estimación inicial _¿ . El vector h-incluye entradas L para derivaciones L de la respuesta de impulsos de cana] , donde L S. Una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico, _¡ , para la terminal i puede entonces derivarse de la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h, , como sigue: fiNwfi!' . Ec(13) donde H: , es un vector (Mxl) para la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada para la terminal i . La ecuación (13) indica que la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H, , para la terminal i puede obtenerse para todas las sub-bandas_ de datos basándose en la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h; que incluye sedo entradas L, donde típicamente L S < M < N. La respuesta de frecuencia de las sub-bandas (M-S) no asignada a la terminal i se interpola efectivamente por el cálculo descrito en lo anterior. La FIGURA 4B muestra gráficamente la relación entre la estimación de respuesta de frecuencia de cana] mejorada H< y la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h, para la terminal i. El vector h, , incluye valores L de tiempo-dominio para la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos para la terminal i. Este vector h, , puede transformarse en el dominio de frecuencia al pre-multiplicarlo con la matriz W de DFT . El vector H. incluye valores M de frecuencia -dominio para las ganancias complejas para las sub-bandas M de datos para la erminal i . La estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H¡ puede derivarse directamente de la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial _- , como sigue: ÉÍ =??¾)'??? · Ec(14) La ecuación (14) combina las ecuaciones (12) y (13) , y la derivación de la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h- se realiza implícitamente . La calidad de la estimación mejorada H; es dependiente de varios factores de los cuales uno es si todo o sólo un subconjunto de las sub-bandas N totales se utilizan para la transmisión de datos. Cada uno de estos dos casos se analiza separadamente en lo siguiente. Si todas las sub-bandas N se utilizan para la transmisión de datos (es decir, M=N) , entonces el error mínimo cuadráticos (MSE) de la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada Hj para la terminal i puede expresarse como: MSE = — resto[WQV?W,r'WH] EC (15) s2^ 1 donde P; es la potencia de transmisión utilizada para el símbolo piloto en cada una de las sub-bandas S asignada a la terminal í, y ??< para q = {l... L}, son los autovalores de W(W:?W: ) W" . Puede mostrarse que el MSE en la ecuación (15) es el resto de la matriz de co-varianza de ruido después de la operación de mínimos cuadráticos (es decir la matriz de co-varianza de W(W W, ) W' n. · . También puede mostrarse que el MSE en la ecuación (15) se disminuye cuando los autovalores Áq, para q = {1...L}, son todos iguales, lo cual es el caso si la operación de mínimos cuadráticos no colorea el vector de ruido Una condición suficiente para obtener el error mínimo de la media cuadrática (MMSE) para la estimación mejorada H, es tener W W. = I, donde I es la matriz de identidad. Esta condición puede cumplirse si (1) el número de sub-bandas en cada grupo es S = 2r L, donde r es un número entero de manera que S es una potencia de dos, y (2) las sub-bandas S en cada grupo se separan uniformemen e (es decir, igualmente) . Para cada agrupamiento de separación y sub-banda, W;- es una matriz de DFT de la raíz N/S, y por lo tanto '/W- = I. Para este agrupamiento de separación y sub-banda, el MMSE de la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada IT para la terminal i puede derivarse de la ecuación (15) y expresarse como: Puede mostrarse que el MSE para la estimación mejorada H, que se obtiene basándose en la transmisión piloto en sólo sub-bandas S asignadas, es la misma como el MSE para una estimación del canal H„ que se obtiene basándose en la transmisión piloto en todas las subbandas N si la misma cantidad de potencia total se utiliza para la transmisión piloto. Esto puede lograrse aumentando la potencia de transmisión por cada una de las sub-bandas S asignada a terminal i, como sigue: donde P;: es la potencia de transmisión "promedio" para las sub-bandas N. El sistema de OFDM puede operarse en una banda de frecuencia que tiene una restricción de potencia por MHz de P dBm/MHz. En este caso, la potencia de transmisión total Ptocai para cada terminal se limita por P»W dBm (es decir, existe una restricción de potencia total de Pro[ l P»W dB ) . La potencia de transmisión promedio entonces puede darse como Pn = totai /N , y la potencia transmitida por sub-banda será , si el espacio entre las sub-bandas consecutivas de las sub-bandas S es menor que 1 MHz. Si el espacio entre las sub-bandas consecutivas es mayor que 1 MHz, entonces la restricción de potencia promedio puede limitar la potencia de transmisión total Pretal a menos de P»W (es decir, Pr ra_i < P»W) , lo cual entonces puede resultar en calidad degradada para la estimación de canal (es decir, MSE incrementado en la estimación de canal) . A partir del análisis anterior, el MSE de la estimación de canal H obtenida basándose en la transmisión piloto en sólo sub-bandas S es la misma como el MSE de la estimación de canal obtenida basándose en la transmisión piloto en todas las sub-bandas N si las siguientes condiciones se satisfacen: 1. Elegir S Cp y S W; 2. Distribución uniforme de las sub-bandas S en cada grupo a través de las sub-bandas N totales; y 3. Establecer la potencia de transmisión N/S a veces mayor para cada una de las sub-bandas S en cualquier grupo dado. Como se observa en lo anterior, Cp significa la longitud de prefijo cíclico anexado a cada símbolo transformado para formar un símbolo de OFDM correspondiente y se selecciona de manera que Cp L. Cuando las condiciones anteriores se cumplen, entonces el M SE se obtiene para la estimación mejorada H, , siempre y cuando S Cp . Para acomodar el número máximo de terminales, los grupos pueden definirse de manera que sólo sub-bandas L se incluyen en cada grupo, de manera que el número máximo de grupos pueda formarse. Si sólo un subconjunto de las sub-bandas N totales se utiliza para la transmisión de datos (es decir, M < N) el cual es el caso si algunas sub- bandas se utilizan para las sub-bandas de protección, entonces el MMSE sólo se obtiene si ? = . Si S < M, entonces la matriz de co-varianza de ruido después de la operación de mínimos cuadráticos se colorea y el MMSE no puede obtenerse para la estimación mejorada ?.· . La matriz de co-varianza de ruido coloreada resulta en autovalores no iguales para W -*-; W" , de manera que la propagación de autovalores es mayox~ que 1. La propagación ? es máxima (y por lo tanto el MSE es máximo) cuando S=Cp y ? se acerca a 1 si S ¾: 1.1 Cp, que resulta en un MSE que está más cerca de aquel en la ecuación (16) . Por lo tanto, para el caso en el cual M < N, el MSE se disminuye para la estimación mejorada H: si las siguientes condiciones se satisfacen: 1. Elegir S ¾ 1.1 Cp y S > W; 2. Distribuir uniformemente las sub-bandas S en cada grupo a través de las sub-bandas M de datos; y 3. Establecer la potencia de transmisión N/S a veces mayor para cada una de las sub-bandas S en cualquier grupo dado. La FIGURA 5 ilustra una modalidad de una estructura 500 de sub-banda de OFDM que soporta la multiplexión de sub-bandas. En esta modalidad, las sub-bandas M útiles se divide inicialmente en conjunto de desunión S, con cada conjunto incluyendo sub-bandas Q consecutivas, donde Q»S M. Las sub-bandas Q en cada conjunto se asignan a los grupos Q de manera que la sub-banda i-th en cada conjunto se asigna al grupo i-th. Las sub-bandas S en cada grupo entonces pueden distribuirse uniformemente a través de las sub-bandas M útiles de manera que las sub-bandas consecutivas en el grupo se separan por sub-bandas Q. Las sub-bandas M útiles también pueden distribuirse a los grupos Q en las mismas otras formas, y esto está dentro del alcance de la invención. Los grupos Q de las sub-bandas pueden asignarse hasta las terminales Q para la transmisión piloto de enlace ascendente . Cada terminal entonces puede transmitir un piloto sólo en sus sub-bandas S asignadas. Con multiplexión de sub-banda, hasta terminales Q pueden transmitir simultáneamente pilotos en el enlace ascendente hasta sub-bandas M útiles. Esto puede reducir grandemente la cantidad de exceso necesario para la transmisión piloto de enlace ascendente. Para permitir que el punto de acceso tenga estimaciones de canal de alta calidad, cada terminal puede incrementar la potencia de transmisión por sub-banda por un factor de Q. Esto puede resultar en la energía total para la transmisión piloto en las sub-bandas S asignadas para ser la misma que si todas las sub-bandas M de datos se utilizaran para la transmisión piloto. La misma energía piloto total puede permitir que el punto de acceso estime la respuesta de canal para todas las sub-bandas M útiles basándose en la transmisión piloto en sólo un subconjunto de estas sub-bandas con poca o ninguna pérdida en calidad, como se describe en lo anterior. Si la multiplexión de sub-bandas se utiliza para permitir la transmisión piloto simultánea por múltiples terminales, entonces las señales de terminales cercanas pueden provocar interferencia sustancial a las señales de las terminales más alejadas si todas las termínales transmiten a la potencia completa. En particular, puede mostrarse que el desplazamiento de frecuencia entre las terminales puede resultar en interferencia entre sub-bandas. Esta interferencia puede provocar degradación en la estimación de canal derivada de los pilotos de enlace ascendente y/o incrementar la velocidad de error de bit de las transmisiones de datos de enlace ascendente. Para mitigar los efectos de la interferencia entre sub-bandas, las terminales pueden controlarse por potencia de manera que las terminales cercanas no provoquen interferencia excesiva a las terminales alejadas. El efecto de la interferencia desde terminales cercanas se investigó, y se encontró que el control de potencia puede aplicarse aproximadamente para mitigar la interferencia en tres sub-bandas. En particular, se encontró que si el desplazamiento de frecuencia máximo entre las terminales de 300 Hz o menos en el caso del sistema ejemplar con 256 sub-bandas totales en un canal de 20 MHz, y Q = 12, entonces al limitar las relaciones de señal a ruido recibidas (SNR) de las terminales cercanas a 40 dB o menos, existiría una pérdida de 1 dB o menos en las SNR de las otras terminales. Si el desplazamiento de frecuencia entre las terminales es de 1000 Hz o menos, entonces las SNR de las terminales cercanas pueden limitarse a 27 dB para asegurar 1 dB o menos de pérdida en las SNR de las otras terminales. Si la SNR necesaria para lograr la velocidad más alta soportada por un sistema de OFD es menor a 27 dB (40 dB) , entonces limitar la SNR de cada terminal a 27 dB o menos (o 40 dB o menos) puede no tener ningún impacto sobre la velocidad soportada máxima para las terminales cercanas . Los requerimientos de control de potencia aproximados establecidos en lo anterior pueden lograrse con un bucle de control de potencia lento. Por ejemplo, los mensajes de control pueden enviarse cuando y como se necesite para ajustar la potencia de enlace ascendente de las terminales cercanas (por ejemplo, cuando el nivel de potencia cambia debido al movimiento por estas terminales) . Cada terminal puede informarse del nivel de potencia de transmisión inicial para utilizarse para el enlace ascendente como parte de un procedimiento de establecimiento de llamada cuando se accesa al sistema. Los grupos de sub-bandas también pueden asignarse a las terminales en una forma que mitigue el efecto de la interferencia entre sub-bandas. En particular, las terminales con SNR recibidas elevadas puede asignarse sub-bandas que están cercanas entre sí. Las terminales con bajas SNR recibidas pueden asignarse sub-bandas que están también cercanas entre sí, pero alejadas de las sub-bandas asignadas a las terminales con SNR recibidas elevadas. Ciertos beneficios pueden obtenerse del agrupamiento de sub-bandas y el espaciado de sub-bandas uniforme descrito en lo anterior. Sin embargo, otros esquemas de agrupamiento y espaciado de canales también pueden utilizarse, y esto está dentro del alcance de la invención. En general, los grupos pueden incluir los mismos o diferentes números de sub-bandas, y las sub-bandas en cada grupo pueden distribuirse uniforme o no uniformemente a través de las sub-bandas M útiles. La FIGURA 6 es un diagrama de flujo de una modalidad de un proceso 600 para estimar la respuesta de frecuencia de un canal inalámbrico. El proceso 600 proporciona una estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada para todas las sub-bandas M de datos basándose en la transmisión piloto recibida en las sub-bandas S asignadas, donde S M. Este proceso puede realizarse por un punto de acceso para cada uno de un número de terminales basándose en las transmisiones piloto de enlace ascendente, donde S típicamente es menor que M (es decir, S<M) . Este proceso también puede realizarse por una terminal basándose en una transmisión piloto de enlace descendente, donde S puede ser menor que o igual a M (es decir, S M) . Una estimación inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico, v, primero se obtiene para las sub-bandas S asignadas basándose en el piloto recibido en estas sub-bandas S, como se muestra en la ecuación (10) (etapa 612) ..La matriz W. de DFT entonces se forma e incluye las primeras columnas L de la matriz W y las hileras S de la matriz W que corresponde a las sub-bandas S utilizadas para la transmisión piloto (etapa 614) . Una estimación de mínimos cuadraticos de la respuesta de impulsos del canal inalámbrico, h< , entonces se deriva basándose en la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial y la matriz W- , como se muestra en la ecuación (12) (etapa 616) . La matriz W de DFT se forma después e incluye las primeras columnas L de la matriz W y las hileras M de la matriz W que corresponde a las sub-bandas M de datos (etapa 618) . En general, la matriz W puede incluir cualquier combinación de hileras para cualquier grupo de sub-bandas para el cual se desea la respuesta de frecuencia. Una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico, H, , entonces se deriva basándose por lo menos en la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h, , y la matriz W, como se muestra en la ecuación (13) (etapa 620) . El vector H, incluye las ganancias complejas para todas las sub-bandas cubiertas para la matriz W. Las derivaciones para las etapas 616 y 620 pueden combinarse, como se describe en lo anterior y se muestran en la ecuación (14) . La FIGURA. 7 es un diagrama de bloque de una modalidad de un punto 700 de acceso y una terminal 750, las cuales son capaces de realizar la estimación de canal descrita en la presente. En el enlace descendente, en el punto 700 de acceso, los datos de tráfico se proporcionan a un procesador 710 de datos de TX, que formatea, codifica e intercala los datos de tráfico para proporcionar datos codificados. Un modulador 720 de OFDM entonces recibe y procesa los datos codificados y los símbolos piloto para proporcionar una corriente de símbolos de OFDM. El procesamiento por el modulador 720 de OFDM puede incluir (1) mapeo de símbolos de los datos codificados para formar símbolos de modulación, (2) multiplexión de los símbolos de modulación con símbolos piloto, (3) transformar los símbolos de modulación y símbolos piloto para obtener símbolos transformados, y (4) anexar un prefijo cíclico a cada símbolo transformado para formar un símbolo de OFDM correspondiente. Para el enlace descendente, los símbolos piloto pueden multiplexarse con los símbolos de modulación utilizando, por ejemplo, multiplexión de división por tiempo (TDM) . Para TDM, los símbolos piloto y modulación se transmiten a diferentes intervalos de tiempo. Los símbolos piloto pueden transmitirse en todas las sub-bandas M útiles o un subconjunto de estas sub-bandas. Una unidad 722 transmisora (TMTR) entonces recibe y convierte la corriente en el símbolo de OFDM en uno o más señales análogas y además condiciona (amplifica, filtra y convierte ascendentemente por frecuencia) las señales análogas para generar una señal modulada por enlace descendente adecuada para la transmisión sobre el canal inalámbrico. La señal modulada entonces se transmite mediante una antena 724 a las terminales . En la terminal 750, la señal modulada de enlace descendente se recibe por la antena 752 y se proporciona a una unidad 754 receptora (RCVR) . La unidad 754 receptora condiciona (por ejemplo, filtra, amplifica, y convierte descendentemente por · frecuencia) la señal recibida y digitaliza la señal condicionada para proporcionar muestras. Un demodulador 756 de OFDM entonces se remueve el prefijo cíclico anexado a cada símbolo de OFDM, transforma cada símbolo transformado recuperado utilizando una FFT, y demodula los símbolos de modulación recuperados para proporcionar datos demodulados . Un procesador 758 de datos de RX entonces decodifica los datos demodulados para recuperar los datos de tráfico transmitidos. El procesamiento por el J o demodulador 756 de OFDM y el procesador 758 de datos de RX es complementario al realizado por el modulador 720 de OFDM y el procesador 710 de datos de TX, respecti amente, en el punto 700 de acceso. El demodulador 756 de OFDM además puede determinar la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial _Q- o proporcionar los símbolos pilotos recibidos que pueden utilizarse para derivar d. Un controlador 770 recibe _d (o información equivalente) , determina la estimación de respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h„- basándose en _c¡, y además obtiene la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H., basándose en h., . La estimación mejorada H:J después de esto puede utilizarse para la transmisión de datos de enlace ascendente. En el enlace ascendente, los datos de tráfico se procesan por un procesador 782 de datos de TX y se proporcionan a un modulador 784 de OFDM, el cual también recibe los símbolos piloto. El modulador 784 de OFDM puede entonces procesar los datos codificados y los símbolos piloto similar a lo descrito para el modulador 720 de OFDM. Para el enlace ascendente, los símbolos piloto también pueden multiplexarse con los símbolos de modulación utilizando TDM. Además, los símbolos piloto pueden transmitirse en sólo sub-bandas S asignadas a la terminal 750 durante los intervalos de tiempo designados para la transmisión piloto. Una unidad 786 transmisora entonces recibe y procesa la corriente de símbolos de OFDM para generar una señal modulada de enlace ascendente adecuada para la transmisión sobre el canal inalámbrico. La señal modulada entonces se transmite mediante una antena 752 al punto de acceso . En el punto 700 de acceso, la señal modulada de enlace ascendente se procesa por una unidad 742 receptora para proporcionar muestras. Estas muestras entonces se procesan por un demodulador 744 de OFDM para proporcionar datos demodulados, los cuales además se procesan por un procesador 746 de datos de RX para recuperar los datos de tráfico transmitidos. El demodulador 744 de OFDM puede determinar la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial para cada terminal designada o proporcionar los símbolos pilotos recibidos que pueden utilizarse para obtener . Un controlador 730 recibe _¿ (o información equivalente), determina la respuesta de impulsos de canal de mínimos cuadráticos h¿ para la terminal activa designada basándose en y además obtiene la estimación de respuesta de frecuencia de canal mejorada H: basándose en h. . La estimación mejorada Hj puede utilizarse después de esto para la transmisión de datos de enlace descendente a la terminal . Los controladores 730 y 770 dirigen la operación en el punto de acceso y la terminal , respectivamente. Las unidades 732 y 772 de memoria proporcionan almacenaje para los códigos de programación y los datos utilizados por los controladores 730 y 770, respect ivamente . Las técnicas de estimación de canal descritas en la presente pueden implementarse por varios medios. Por ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en hardware, software o una combinación de los mismos. Para una implementación de hardware, los elementos utilizados para implementar cualquiera o una combinación de las técnicas pueden implementarse dentro de uno o más circuitos integrados de aplicación específica (los ASIO, procesadores de señales digitales (los DSP) , dispositivos de procesamiento de señal digital (los DSPD) , dispositivos lógicos programables (los PLD) , disposiciones de puerta programable de campo (las FPGA) , procesadores, controladores, micro-controladores , microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones descritas en la presente, o una combinación de los mismos. Para una implementación de software, las técnicas de estimación de canal pueden implementarse con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones, etc.) que realizan las funciones descritas en la presente. Los códigos de software pueden almacenarse en una unidad de memoria (por ejemplo, unidades 732 ó 772 de memoria en la FIGURA 7) y ejecutarse por un procesador (por ejemplo, el controlador 730 ó 770) . La unidad de memoria puede implementarse dentro del procesador o ser parte externa al procesador, en cuyo caso puede acoplarse comunicativamente al procesador mediante varios medios como se conoce en la técnica. La descripción previa de las modalidades descritas se proporciona para permitir que cualquier persona con experiencia en la técnica haga o utilice la presente invención. Varias modificaciones a estas modalidades serán fácilmente aparentes para aquellos con experiencia en la técnica, y los principios genéricos definidos en la presente pueden aplicarse a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. De este modo, la presente invención no se pretende para ser limitado a las modalidades mostradas en la presente sino debe estar de acuerdo con el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas descritas en la presente.

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención se considera como novedad y por lo tanto se reclama como propiedad lo descrito en las siguientes reivindicaciones. REIVINDICACIONES 1. Un método para estimar una respuesta de frecuencia de un canal inalámbrico, caracterizado porque comprende : obtener una estimación inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para un primer grupo de sub-bandas; y derivar una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para un segundo grupo de sub-bandas basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial, en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada se deriva basándose en una estimación de una respuesta de impulsos del canal inalámbrico que se deriva implícita o explícitamente basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial . 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el segundo grupo incluye las sub-bandas en el primer grupo. 3. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el segundo grupo además incluye por lo menos una sub-banda adicional que no está en el primer grupo. 4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la estimación de respuesta de frecuencia de canal inicial se obtiene basándose en una transmisión piloto recibida mediante las sub- bandas en el primer grupo 5. El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque la estimación de respuesta de frecuencia inicial se obtiene basándose en las relaciones de símbolos pilotos recibidos sobre los símbolos pilotos transmitidos. 6. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la estimación de respuesta de impulsos se deriva basándose en una estimación de la media cuadrática. 7. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque además comprende: formar una primera matriz de transformada de Fourier discreta (DFT) para las sub-bandas' en el primer grupo, y en donde la estimación de respuesta de impulsos se deriva implícita o explícitamente basándose también en la primera matriz de DFT. S . El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque además comprende: formar una segunda matriz de DFT para las sub-bandas en el segundo grupo, y en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada se deriva también basándose en la segunda matriz de DFT. 9. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el primer grupo de sub-bandas es un subconjunto de todas las sub-bandas útiles para la transmisión de datos. 10. El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque las sub-bandas en el primer grupo se distribuyen uniformemente a través de las sub-bandas útiles. 11. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la potencia de transmisión para las sub-bandas en el primer grupo se escala para mantener una potencia de transmisión total a un máximo nivel de potencia de transmisión permitido. 12. El método de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque la potencia de transmisión para cada sub-banda en el primer grupo se incrementa por una relación de M/S con relación a un nivel de potencia promedio obtenido al asignar uniformemente la potencia de transmisión máxima permitida para todas las sub-bandas M, donde M es el número de sub-bandas útiles para la transmisión de datos y S es el número de sub-bandas en el primer grupo. 13. El método de conformidad con las reivindicación 1, caracterizado porque el primer grupo incluye todas las sub-bandas útiles para la transmisión de datos. 14. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el segundo grupo incluye todas las sub-bandas útiles para la transmisión de datos. 15. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el primer grupo incluye sub-bandas S y la estimación de respuesta de impulsos para el canal inalámbrico incluye derivaciones L, y en donde S es mayor que o igual a L. 16. El método de conformidad con la reivindicación .. 15, " caracterizado porque S es aproximadamente igual a 1.1*L. 17. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las sub-bandas en el primer y segundo grupos son sub-bandas ortogonales proporcionadas por la rnultiplexión de división por frecuencia ortogonal (OFDM) . 18. Un método para estimar una respuesta de frecuencia de un canal inalámbrico en un sistema de comunicación de multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , caracterizado porque comprende obtener una estimación inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para un primer grupo de sub-bandas basándose en una transmisión piloto recibida mediante las sub-bandas en el primer grupo, en donde el primer grupo de sub-bandas es un subconjunto de todas las sub-bandas útiles para la transmisión de datos; y derivar una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para las sub-bandas útiles basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial, en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada se deriva basándose en una estimación de una respuesta de impulsos del canal inalámbrico que se deriva implícita o explícitamente basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial, y en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada además se deriva basándose en una primera matriz de transformada de Fourier discreta (DFT) para las sub-bandas en el primer grupo y una segunda matriz de DFT para las sub-bandas útiles. 19. Un método para estimar una respuesta de frecuencia de un canal inalámbrico para cada una de una pluralidad de terminales en un sistema de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende: obtener una estimación inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para cada una de la pluralidad de terminales, en donde cada una de la pluralidad de terminales se asocia con una respectiva de una pluralidad de grupos de desunión de sub-bandas, y en donde la estimación de respuesta de frecuencia inicial para cada terminal se obtiene para el grupo asociado de sub-bandas basándose en una transmisión piloto recibida mediante las sub-bandas en el grupo asociado; y derivar una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para cada una de la pluralidad de terminales basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial para la terminal, en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada para cada terminal cubre un conjunto particular de sub-bandas y se deriva basándose en una estimación de una respuesta de impulsos del canal inalámbrico para la terminal que se deriva implícita o explícitamente basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial para la terminal. 20. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque la pluralidad de grupos de desunión de sub-bandas se forman de una pluralidad de sub-bandas útiles, y en donde las sub-bandas en cada uno de la pluralidad de grupos de desunión se distribuyen uniformemente a través de la pluralidad de sub-bandas útiles. 21. Un aparato operable para estimar una respuesta de frecuencia de un canal inalámbrico, caracterizado porque comprende: medios para obtener una estimación inicial de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para un primer grupo de sub-bandas; y medios para derivar una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico para un segundo grupo de sub-bandas basándose en la estimación de respuesta de impulsos, en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada se deriva basándose en una estimación de una respuesta de impulsos del canal inalámbrico que se deriva implícita o explícitamente basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial . 22. El aparato de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque el segundo grupo incluye las sub-bandas en el primer grupo y por lo menos una sub-banda adicional que no está en el primer grupo. 23. El aparato de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque la estimación de respuesta de impulsos se deriva basándose también en una primera matriz de transformada de Fourier discreta (DFT) para las sub-bandas en el primer grupo, y en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada se deriva también basándose en una segunda matriz de DFT para las sub-bandas en el segundo grupo. 24. Un punto de acceso en un sistema de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende: un demodulador operativo para recibir transmisión piloto desde una o más terminales, en donde una pluralidad de grupos de desunión de sub-bandas se forman a partir de una pluralidad de sub-bandas útiles, y en donde cada una de una o más terminales transmite u piloto en un grupo específico de sub-bandas que se selecciona de la pluralidad de grupos de desunión de sub-bandas y se asigna la terminal; y un controlador operativo para obtener una estimación inicial de una respuesta de frecuencia de un canal de enlace ascendente para cada una de una o más terminales, en donde la estimación de respuesta de frecuencia inicial para cada terminal cubre el grupo de sub-bandas asignado a la terminal y se obtiene basándose en la transmisión piloto recibida desde la terminal, y derivar una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal de enlace ascendente para cada una de una o más terminales basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial para la terminal, en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada para cada terminal se deriva basándose en una estimación de una respuesta de impulsos del canal inalámbrico para la terminal que se deriva implícita o explícitamente basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial para la terminal. 25. El punto de acceso de conformidad con la reivindicación 24, caracterizado porque las sub-bandas en cada una de la pluralidad de grupos de desunión se distribuye uniformemente a través de la pluralidad de sub-bandas útiles. 26. Una terminal en un sistema de comunicación inalámbrica, caracterizada porque comprende: un demodulador operativo para recibir una transmisión piloto en un primer grupo de sub-bandas; y un controlador operativo para obtener una estimación inicial de una respuesta de frecuencia de un canal de enlace descendente para el primex" grupo de sub-bandas basándose en la transmisión piloto recibida mediante las sub-bandas en el primer grupo, y derivar una estimación mejorada de la respuesta de frecuencia del canal de enlace descendente para un segundo grupo de sub-bandas basándose en una estimación de respuesta de frecuencia inicial, en donde la estimación de respuesta de frecuencia mejorada se deriva basándose en una estimación de una respuesta de impulsos del canal inalámbrico que se derive implícita o explícitamente basándose en la estimación de respuesta de frecuencia inicial. 27. La terminal de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque el segundo grupo incluye las sub-bandas en el primer grupo y por lo menos una sub-banda adicional que no está en el primer grupo.