MXPA06008317A - Transmision piloto y estimacion de canal para un sistema ofdm con esparcimiento de retraso en exceso - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a técnicas de transmisión piloto y estimulación de canal para un sistema OFDM con variación de retraso en exceso, para mitigar los efectos perjudiciales de la variación de retraso en exceso, el número de sub-bandas piloto es mayor que la longitud del prefijo cíclico;este"sobremuestreo"se puede lograr utilizando más sub-bandas piloto en cada periodo de símbolo o diferentes conjuntos de sub-bandas piloto en diferentes periodos de símbolo;en una técnica de estimación de canal, el primer y segundo grupos de los símbolos piloto recibidos se obtienen para el primer y segundo conjuntos de sub-bandas piloto, respectivamente, y se utilizan para derivar el primer y segundo estimados de respuesta de frecuencia, respectivamente;el primer y segundo estimados de respuesta de impulso se derivan con base en el primer y segundo estimados de respuesta de frecuencia, respectivamente, y se utilizan para derivar un tercer estimado de respuesta de impulso que tiene más de derivaciones que el número de sub-bandas piloto en cualquier conjunto.

Description

TRANSMISIÓN PILOTO Y ESTIMACIÓN DE CANAL PARA ÜN SISTEMA. OFDM CON ESPARCIMIENTO DE RETRASO EN EXCESO CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención generalmente se refiere a comunicación de datos, y muy específicamente a transmisión piloto y estimación de canal para un sistema de multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) con esparcimiento de retraso en exceso.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN OFDM es una técnica de modulación de múltiples portadoras que divide, de manera efectiva, el ancho de banda del sistema general en múltiples sub-bandas ortogonales (NF) . Estas sub-bandas también se denominan tonos, sub-portadoras, depósitos, y canales de frecuencia.

Con OFDM, cada sub-banda queda asociada con una sub-portadora respectiva que puede ser modulada con datos.

Hasta NF símbolos de modulación pueden ser transmitidos en las NF sub-bandas en cada periodo de símbolo OFDM. Antes de la transmisión, estos símbolos de modulación son transformados al dominio de tiempo utilizando una transformada rápida de Fourier inversa (IFFT) NF-punto para obtener un símbolo "transformado" que contenga NF chips. OFDM se puede utilizar para combatir el desvanecimiento selectivo de frecuencia, el cual se caracteriza por diferentes ganancias de canal a diferentes frecuencias del ancho de banda del sistema general. Es muy conocido que el desvanecimiento selectivo de frecuencia ocasiona interferencia entre-simbolos (ISI) , lo cual es un fenómeno en donde cada símbolo en una señal recibida actúa como distorsión para uno o más símbolos posteriores en la señal recibida. La distorsión ISI degrada el rendimiento impactando la capacidad para detectar correctamente los símbolos recibidos. El desvanecimiento selectivo de frecuencia se puede combatir de manera conveniente con OFDM repitiendo una porción de cada símbolo transformado para formar un símbolo OFDM correspondiente. La porción repetida comúnmente se denomina un prefijo cíclico. La longitud del prefijo cíclico (es decir, la cantidad a repetir para cada símbolo OFDM) depende del esparcimiento de retraso. El esparcimiento de retraso de un canal inalámbrico es el lapso o duración de tiempo de una respuesta de impulso para el canal inalámbrico. Este esparcimiento de retraso también es la diferencia entre los casos (o multi-trayectorias) de señal primeros en llegar y últimos en llegar en el receptor para una señal transmitida a través del canal inalámbrico por medio de un transmisor.

El esparcimiento de retraso de un sistema OFDM es el esparcimiento de retraso máximo esperado de los canales inalámbricos para todos los transmisores y receptores en el sistema. Para permitir que todos los receptores en el sistema combatan ISI, la longitud del prefijo cíclico deberla ser igual a, o más prolongada que el esparcimiento de retraso máximo esperado. Sin embargo, debido a que el prefijo cíclico representa una sobrecarga para cada símbolo OFDM, es deseable que la longitud del prefijo cíclico sea lo más corta posible para reducir al mínimo la sobrecarga. Como un compromiso, la longitud del prefijo cíclico típicamente se selecciona para que el prefijo cíclico contenga una porción importante de todas las energías de multi-trayectoria para la mayoria de los receptores en el sistema. ün sistema OFDM puede soportar un esparcimiento de retraso que sea más pequeño que, o igual a la longitud del prefijo cíclico. Cuando este es el caso, las NF subbandas son ortogonales entre si. Sin embargo, un receptor determinado en el sistema puede observar esparcimiento de retraso en exceso, lo cual es un esparcimiento de retraso que es mayor que la longitud del prefijo cíclico. El esparcimiento de retraso en exceso puede provocar varios efectos perjudiciales, tal como ISI y errores de estimación de canal, ambos pueden degradar el rendimiento del sistema, tal como se describe a continuación. Por lo tanto, existe la necesidad de técnicas para mitigar los efectos perjudiciales del esparcimiento de retraso en exceso en un sistema OFDM.

SUMARIO DE LA INVENCIÓN Aqui se describen técnicas para transmitir piloto y estimar la respuesta de un canal inalámbrico con esparcimiento de retraso en exceso. Para mitigar los efectos perjudiciales del esparcimiento de retraso en exceso, el número de sub-bandas piloto es seleccionado para que sea mayor que la longitud del prefijo cíclico (es decir, NPeff > Ncp) para lograr el "sobre-muestreo" en el dominio de frecuencia. El sobre-muestreo se puede obtener ya sea (1) utilizando más sub-bandas piloto en cada periodo de símbolo OFDM ó (2) utilizando diferentes conjuntos de sub-bandas piloto en diferentes periodos de símbolo OFDM (es decir, sub-bandas piloto escalonadas) . Por ejemplo, un esquema de transmisión piloto escalonado puede utilizar dos conjuntos de sub-bandas piloto, en donde cada conjunto contiene Ncp sub-bandas piloto. Las sub-bandas piloto en el primer conjunto están escalonadas o desviadas de las subbandas piloto en el segundo conjunto. En una técnica de estimación de canal ejemplar para el esquema de transmisión piloto escalonado anterior, un primer grupo de símbolos piloto recibido para el primer conjunto de sub-bandas piloto se obtiene en un primer periodo de símbolos y se utiliza para derivar un primer estimado de respuesta de frecuencia (inicial) para un canal inalámbrico, ün segundo grupo de símbolos piloto recibidos para el segundo conjunto de sub-bandas piloto se obtiene en un segundo periodo de símbolo y se utiliza para derivar un segundo estimado de respuesta de frecuencia (inicial) para el canal inalámbrico. El primer y segundo estimados de respuesta de impulso de canal se derivan con base en el primer y segundo estimados de respuesta de canal, respectivamente. Un tercer estimado de respuesta de impulso de canal (completo) se deriva entonces con base en (por ejemplo, repitiendo e incluso combinando o filtrando) el primer y segundo estimados de respuesta de impulso de canal, tal como se describe a continuación. El tercer estimado de respuesta de impulso de canal contiene más derivaciones que el número de sub-bandas piloto en el primer o segundo conjunto, lo que permite una diferenciación más precisa del canal inalámbrico en la presencia de esparcimiento de retraso en exceso. Un tercer estimado de respuesta de frecuencia (final) se deriva con base en el tercer estimado de respuesta de impulso de canal y se puede utilizar para detección y otros propósitos. La estimación de canal se puede adaptar al esquema de transmisión piloto escalonado especifico seleccionado para uso. Varios aspectos y modalidades de la invención se describen con mayor detalle a continuación.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS Las características y naturaleza de la presente invención serán más aparentes a partir de la descripción detallada a continuación cuando se considere en conjunto con las figuras en donde caracteres de referencia similares se identifican de manera correspondiente en el texto y en donde : La figura 1 muestra un modulador OFDM para un sistema OFDM; Las figuras 2A y 2D muestran un canal inalámbrico con esparcimiento de retraso en exceso y su canal efectivo, respectivamente; Las figuras 2B y 2C muestran una secuencia de chips recibidos para el canal inalámbrico; La figura 3 muestra una estructura de sub-banda que se puede utilizar para el sistema OFDM; Las figuras 4A, 4B y 4C muestran un canal muestreado para un canal inalámbrico, su canal efectivo, y su canal estimado con muestreo critico, respectivamente; Las figuras 5, 9A y 9B muestran tres esquemas de transmisión piloto escalonada; La figura 6 muestra un proceso para derivar un estimado de respuesta de impulso de canal completo con base en el esquema de transmisión piloto escalonado que se muestra en la figura 5; La figura 7 muestra la derivación del estimado de respuesta de impulso de canal completo; La figura 8A muestra un canal estimado con sobre-muestreo y truncamiento; La figura 8B muestra un canal estimado con sobre-muestreo y sin truncamiento; La figura 10 muestra un proceso para realizar la estimación de canal para un esquema de transmisión piloto escalonado determinado; La figura 11 muestra un punto de acceso y una terminal en el sistema OFDM; y La figura 12 muestra un estimador de canal.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN La palabra "ejemplar" se utiliza en la presente invención para decir "que sirve como un ejemplo, caso o ilustración". Cualquier modalidad o diseño aqui descrito como "ejemplar" no necesariamente se interpretará como preferido o ventajoso sobre otras modalidades o diseños. La figura 1 muestra un diagrama en bloques de un modulador OFDM 100 para un sistema OFDM. Los datos que se van a transmitir tipicamente están codificados e intercalados para generar bits de código, los cuales son mapeados a símbolos de modulación. El mapeo de símbolo se realiza (1) agrupando los bits de código en valores binarios de B-bits, en donde B > 1, Y (2) mapeando cada valor B-bits a un símbolo de modulación específico con base en un esquema de modulación (por ejemplo, M-PSK o M-QAM, donde M=2B) . Cada símbolo de modulación es un valor complejo en una constelación de señal correspondiente al esquema de modulación. Para cada periodo de símbolo OFDM, un símbolo de "transmisión" es enviado en cada una de las sub-bandas NF. Cada símbolo de transmisión puede ser un símbolo de modulación para piloto/datos o un valor de señal de cero (es decir, un "símbolo cero") . Una unidad IFFT 110 realiza una IFFT de NF-puntos en los NF símbolos de transmisión para las NF sub-bandas totales en cada periodo de símbolo OFDM y provee un símbolo transformado que contiene NF chips. La IFFT se puede expresar como: S = WNHFXNF S (ecuación 1) en donde S es un vector NF x 1 de símbolos de transmisión para las NF sub-bandas; ^N XNF es una matriz de transformada de Fourier discreta (DFT) NF x NF; s_ es un vector NF x 1 de chips de dominio de tiempo; y "H" denota la transpuesta conjugada. La matriz DFT WN xN se define para que la (n ,m) -ava entrada, wnrm, se proporcione como: - r-a n, (ecuación 2) en donde n es un Índice de fila y m es un Índice de columna. W_NFXNF es una matriz DFT inversa. ün generador de prefijo ciclico 120 repite una porción de cada símbolo transformado para obtener un símbolo OFDM correspondiente que contenga Nc chips, donde Nc =NF +Ncp y Ncp es la longitud de prefijo cíclico. Un periodo de símbolo OFDM es la duración de un símbolo OFDM, el cual es Nc periodos de chip. Los chips son acondicionados y transmitidos a través de un canal inalámbrico. La figura 2A muestra una respuesta de impulso ejemplar 210 de un canal inalámbrico con esparcimiento de retraso en exceso. La respuesta de impulso de canal 210 incluye dos derivaciones 212 y 214 para dos multi-trayectorias en el canal inalámbrico. La derivación 212 tiene una ganancia compleja de h y se ubica en el Índice de derivación 1. La derivación 214 tiene una ganancia compleja de he y se ubica en el Índice de derivación Ne, el cual está fuera de la longitud de prefijo cíclico Ncp. Tal como se utiliza en la presente invención "canal principal" se refiere a la porción de la respuesta de impulso de canal que está en o dentro de la longitud de prefijo cíclico, "canal en exceso" se refiere a la porción de la respuesta de impulso de canal que está fuera de la longitud de prefijo cíclico, y "exceso" se refiere a la diferencia entre el Índice de derivación de una derivación de canal en exceso y la longitud de prefijo cíclico. Para respuesta de impulso de canal 210, el canal principal incluye una derivación 212, el canal en exceso incluye una derivación 214, y el exceso para derivación 214 es Nex = Ne-Ncp. La figura 2B muestra una secuencia 220 de chips recibidos para el canal inalámbrico que se muestra en la figura 2A. La secuencia de chips recibida 220 es una convolución de una secuencia de chips transmitida con derivaciones 212 y 214 para el canal inalámbrico. La secuencia de chips recibida 220 está compuesta de (1) una secuencia de chips 222 generada mediante la convolución de la derivación de canal principal 212 con la secuencia de chips transmitida y (2) una secuencia de chips 224 generada mediante la convolución de la derivación de canal en exceso 214 con la secuencia de chips transmitida, en donde sa denota el i-avo chip para el símbolo OFDM actual, xx denota el i-avo chip para el símbolo OFDM previo, e i = l..Nc. La figura 2C muestra la descomposición de la secuencia de chips recibida 220 en diferentes componentes. La secuencia de chips 224 en la figura 2B es reemplazada con (1) una secuencia de chips 226 generada por una convolución circular de derivación de canal en exceso 214 con los Nc chips para el símbolo OFDM actual, (2) una secuencia de chips 228 para el extremo de cola del símbolo OFDM previo, y (3) una secuencia de chips 230 para el extremo de cola del símbolo OFDM actual. Las secuencias de chip 222 y 226 representan las secuencias que habrían sido recibidas para las derivaciones 212 y 214 si la longitud del prefijo cíclico fuera lo suficientemente prolongada y la derivación 214 es parte del canal principal. Sin embargo, debido a que este no es el caso, las secuencias de chip 228 y 230 se deben al esparcimiento de retraso en exceso. La secuencia de chips 228 representa la fuga del símbolo OFDM previo en el símbolo OFDM actual y es la fuente de la interferencia entre símbolos. La secuencia de chips 230 representa la interrupción de la convolución circular y es la fuente de la interferencia entre portadoras (ICI) y la atenuación de canal. La interferencia entre símbolos observada en cada sub-banda se puede expresar como: ISI(k) = he -W,xN k)WHNe?XNFX, para k = l..NF . , ^ (ecuación 3) donde X es un vector NF x 1 de símbolos de transmisión para el símbolo OFDM previo; W Nex?NF es una matriz Nex x NF con las últimas Nex filas de W_"FxNp ; y W?X?„ (k) es vector 1 x Nex con los primeros Nex elementos de la K-ava fila de W_N xN .

La operación W_NexxNF LÍ genera un vector Nex x 1 ?.NB que contiene los últimos Nex chips del símbolo OFDM previo. La multiplicación de XNex con WixNa (k) genera la interferencia a causa de estos últimos Nex chips en la subbanda k. La potencia de ruido en cada sub-banda a causa de la interferencia entre símbolos se puede expresar como: s¿r = ^ -|?ß|2 -(N„ /iVF), para k = l..NF (ecuación 4) en donde Es es la energia del símbolo de transmisión, 1/zJ es la potencia del canal en exceso, y sfs es la potencia de ruido a causa de ISI en cada sub-banda. Como se muestra en la ecuación (4) , la potencia de ruido ISI por sub-banda es (1) proporcional a la energia de canal en exceso , (2) proporcional al exceso Nex, el cual es indicativo de la cantidad de fuga del símbolo OFDM previo sobre el símbolo OFDM actual, y (3) inversamente relacionado al número de sub-bandas totales debido a que la potencia de ruido ISI total es distribuida sobre las NF sub-bandas. La potencia de ruido en cada sub-banda a causa de la interferencia entre portadoras se puede calcular de forma similar que para la interferencia entre-simbolos y se expresa como: donde s a es la potencia de ruido debido a ICI en cada sub-banda. La figura 2D muestra un canal "efectivo" 240 para el canal inalámbrico que se muestra en la figura 2A. Refiriéndose nuevamente a la figura 2C, la secuencia de chips 226 representa la contribución a causa de la derivación de canal en exceso 214 (asumiendo que el prefijo cíclico es lo suficientemente largo) , y la secuencia de chips 230 representa la fuente de ICI debido al canal en exceso. La operación de substracción para la secuencia de chips 230 produce parcialmente como resultado una reducción de la potencia de señal para cada sub-banda. Esta substracción se puede explicar por la escalación descendente de la derivación de canal en exceso 214 por un factor de (1-Nex/Nf) . Como se muestra en la figura 2D, el canal efectivo 240 incluye la derivación 212 que tiene la ganancia compleja de h\ y una derivación 216 que tiene una ganancia compleja de he- (1-Nex/Nf) . La reducción en la ganancia de derivación 216 con relación a la ganancia de derivación 214 se denomina como "atenuación de canal" y es el resultado de esparcimiento de retraso en exceso para la derivación 214. La cantidad de atenuación está relacionada con Nex en exceso. Un receptor realiza la estimación de canal para derivar un estimado de canal para el canal inalámbrico. La estimación de canal tipicamente se realiza con base en símbolos piloto, los cuales son símbolos de modulación que son conocidos a priori por el receptor. Los símbolos piloto se pueden transmitir en varias formas, como se describe a continuación. La figura 3 muestra una estructura de sub-banda ejemplar que se puede utilizar para el sistema OFDM. El sistema OFDM tiene un ancho de banda de sistema global de BW MHz, el cual se divide en NF sub-bandas ortogonales utilizando OFDM. Cada sub-banda tiene un ancho de banda de BW/NF MHz. Para un sistema OFDM espectralmente formado, solo Ns de las NF sub-bandas totales se utilizan para transmisión de datos/pioloto, en donde Na < NF, y las NF -Na sub-bandas restantes no se utilizan para transmisión de datos/piloto y sirven como sub-bandas de guardia para permitir que el sistema cumpla con los requerimientos de máscara espectral. Para simplicidad, la siguiente descripción asume que todas las NF sub-bandas se pueden utilizar en el sistema OFDM. La figura 3 también muestra un esquema de transmisión piloto multiplexado por división de frecuencia (FDM) ejemplar 300. NP sub-bandas se utilizan para transmisión piloto y se denominan "sub-bandas piloto". Para simplificar el cálculo del estimado de canal, Np se puede seleccionar como una potencia de dos, y la NP sub-bandas piloto se pueden distribuir de manera uniforme a través de las NF sub-bandas totales para que sub-bandas piloto consecutivas estén separadas por NF/NP sub-bandas. El receptor puede derivar un estimado de respuesta de frecuencia inicial del canal inalámbrico con base en los símbolos piloto recibidos para las sub-bandas piloto, de la siguiente forma: n(k) = X—, para k Kn, . ,. »(£) (ecuación 6) donde yp(k) es un símbolo piloto recibido para la sub-banda k; p(k) es un símbolo piloto transmitido en la subbanda k; fí (k) es un estimado de ganancia de canal para la sub-banda piloto k; y K es un conjunto de sub-bandas piloto. Un vector NP x 1 ñp para el estimado de respuesta de frecuencia inicial para NP sub-bandas piloto uniformemente distribuidas se puede formar como p = [ñ (\) ñp(2)...Ép(Np)J , en donde "t" denota la transpuesta. Si los símbolos piloto no son transmitidos en ninguna de las NP sub-bandas piloto (por ejemplo, para un sistema OFDM espectralmente configurado) , entonces la extrapolación y/o interpolación se puede realizar según sea necesario para obtener estimados de ganancia de canal para sub-bandas piloto sin transmisión piloto. El filtrado también se puede realizar en los vectores ñp obtenidos para diferentes periodos de símbolo OFDM para mejorar la calidad del estimado de respuesta de frecuencia inicial. El estimado de respuesta de frecuencia para las NF sub-bandas totales se puede obtener con base en el estimado de respuesta de frecuencia inicial Ñp utilizando varias técnicas. Para una técnica de estimación de canal de los mínimos cuadrados, un estimado de respuesta de impulso de mínimos cuadrados para el canal inalámbrico se obtiene primero de la siguiente forma: Np = WLNPXNP LLLP (ecuación 7 ) en donde WN xN es una matriz DFT NP x NP para las sub-bandas piloto NP; y UNP es un vector NPxl para el estimado de respuesta de impulso de mínimos cuadrados. La ecuación (7) indica que el número máximo de derivaciones de canal que se pueden calcular se limita al número de sub-bandas piloto (es decir, Nderivación = NP) . El vector ñNp se puede post-procesar, por ejemplo, configurando las derivaciones con valores menores que un umbral predeterminado a cero, configurando las derivaciones para el canal en exceso a cero, y asi sucesivamente, como se describe a continuación. El vector N está entonces cero rellenado a la longitud NF. El vector cero rellenado frN¡r es transformado con una FFT de NF-puntos para obtener un vector ¿NF para el estimado de respuesta de frecuencia final, de la siguiente manera: KNF = WLNFXNF ÜNF (ecuación 8 ) donde ÉLNF = [H(l) H(2) ...ñ(NF)] La figura 4A muestra una respuesta de impulso genérica 410 para un canal inalámbrico. La respuesta de impulso de canal 410 incluye (1) Ncp derivaciones con índices de 1 a Ncp para el canal principal y (2) L derivaciones con Índices de Ncp + 1 a Ncp + L para el canal en exceso. L es el intervalo de tiempo o longitud del canal en exceso y es mayor que cero cuando está presente el esparcimiento de retraso en exceso. Cada derivación tiene una ganancia compleja de hi, la cual en general puede ser un valor cero o no cero. La figura 4B muestra una respuesta de impulso 420 para un canal efectivo para el canal inalámbrico en la figura 4A. La respuesta de impulso de canal 420 incluye todas las derivaciones de la respuesta de impulso de canal 410. Sin embargo, cada una de las derivaciones L para el canal en exceso es escalada por un factor de escalación de aNi = (1-N¿/NF), en donde N¿ es el exceso para la derivación y N = 1... L. El intervalo de tiempo del canal efectivo es igual al intervalo de tiempo del canal inalámbrico y es mayor que la longitud del prefijo cíclico en la presencia de esparcimiento de retraso en exceso. La respuesta de frecuencia para el canal inalámbrico se puede obtener realizando una FFT en la respuesta de impulso 420 para el canal efectivo. La respuesta de impulso de canal para el canal efectivo se puede estimar con base en los símbolos piloto recibidos, como se muestra en las ecuaciones (6) y (7). La precisión del estimado de respuesta de impulso de canal se ve impactada por el número de sub-bandas piloto. Para un sistema OFDM críticamente muestreado, el número de sub-bandas piloto es igual a la longitud del prefijo cíclico (es decir, NP = Ncp) . Debido a que el número de sub-bandas piloto determina el intervalo de tiempo máximo que se puede calcular para la respuesta de impulso de canal, hasta Ncp derivaciones de canal para índices de 1 a Ncp se pueden calcular para el sistema críticamente muestreado. La figura 4C muestra una respuesta de impulso 430 para un canal estimado para el sistema OFDM críticamente muestreado con esparcimiento de retraso en exceso. El intervalo de tiempo del canal efectivo no es más largo que la longitud del prefijo cíclico cuando está presente el esparcimiento de retraso en exceso. En este caso, las derivaciones de canal en exceso a Índices de Ncp + 1 a Ncp + L no pueden ser calculadas debido a que existe un número insuficiente de grados de libertad para el sistema OFDM críticamente muestreado. Además, la respuesta de impulso de canal para el canal inalámbrico es sub-muestreada en el dominio de frecuencia por las Np sub-bandas piloto. Esto entonces ocasiona un efecto de devanando del canal en exceso en el dominio de tiempo para que la derivación de canal en exceso al Índice Ncp + 1 aparezca en el índice 1, la derivación de canal en exceso al Índice Ncp + 2 aparezca en el índice 2, y así sucesivamente. Cada derivación de canal en exceso con devanado provoca un error en la estimación de la derivación de canal principal correspondiente. Si se ejecuta una FFT en la respuesta de impulso de canal 430, entonces el estimado de respuesta de frecuencia resultante para cada sub-banda se puede expresar como: Ñcs(k) = H(k) + Herr(k), para k = \..NF (ecuación 9) en donde H (k) es la ganancia de canal real para la subbanda k; ñcs(k) es el estimado de ganancia de canal para la sub-banda k con muestreo crítico; y Herr(k) es el error en el estimado de ganancia de canal para la sub-banda k. Para simplicidad, el error de ganancia de canal debido a otro ruido no se muestra en la ecuación (9) . El error de ganancia de canal Herr(k) se puede expresar de la siguiente forma: (ecuación 10¡ en donde Hex (k) es la ganancia compleja para la sub-banda k debido al canal en exceso, la cual se puede obtener realizando una FFT en las derivaciones de canal en exceso. El error de ganancia de canal Herr(k) se puede descomponer en cuatro partes. El facto de 2 inmediatamente a la derecha del signo de igual en la ecuación (10) refleja las dos fuentes de error de ganancia de canal: (1) la incapacidad para muestrear el canal en exceso y (2) el devanado del canal en exceso sobre el canal principal. El término seno corresponde a una sinusoidal que tiene una frecuencia determinada por la relación de Ncp sobre NF. La potencia de ruido total para los errores de ganancia de canal para todas las sub-bandas se puede expresar como: (ecuación 11) La relación señal-a-ruido-e-interferencia (SNR) para cada sub-banda se puede expresar como: (ecuación 12 ) donde No es el ruido de canal (el cual incluye el ruido térmico, la interferencia de otras fuentes, el ruido del II l|2 receptor, y asi sucesivamente) y p¡ es la norma 2 de la respuesta de impulso de canal efectiva. Como se muestra en la ecuación (12) , el error de estimación de canal, y las potencias de ruido ICI e ISI son escaladas por la potencia de señal Es . Estos tres términos de ruido por lo tanto se manifiestas como un mínimo de ruido para la S?R. El mínimo de ruido a causa del error de estimación de canal, y las potencias de ruido ICI e ISI se pueden desatender si son menores que el ruido de canal No . Sin embargo, este minimo de ruido puede limitar el rendimiento del sistema si estas potencias de ruido son superiores que el ruido de canal No -La potencia de ruido de error de estimación de canal puede dominar las potencias de ruido ISI e ICI si las derivaciones de canal en exceso contienen una porción importante (por ejemplo 10% o más) de la energía de canal total . Para mitigar los efectos perjudiciales del esparcimiento de retraso en exceso en el error de estimación de canal y S?R, se puede incrementar el número de sub-bandas piloto. Para un sistema OFDM sobre-muestreado, el número "efectivo" de sub-bandas piloto (el cual es el número de sub-bandas piloto diferentes empleadas para la estimación de canal) es mayor que la longitud del prefijo cíclico (es decir., NPßff > Ncp) . Si NPßff es lo suficientemente largo para que la respuesta de impulso del canal inalámbrico (incluyendo el canal en exceso) no exceda las derivaciones NPeff, entonces está disponible un número suficiente de grados de libertad para estimar todas las derivaciones para el canal inalámbrico en la presencia de esparcimiento de retraso en exceso. A través de varios medios se pueden obtener subbandas piloto adicionales para sobre-muestreo. En un esquema de transmisión piloto, NPeff = NP > Ncp y los símbolos piloto son transmitidos en todas las NP sub-bandas piloto en cada periodo de símbolo OFDM. Para simplificar el cálculo, NP se puede seleccionar para que sea una potencia de dos (por ejemplo, NP = 2Ncp) y las NP sub-bandas piloto se pueden distribuir de manera uniforme a través de las NF sub-bandas totales. Menos sub-bandas estarían disponibles para transmisión de datos para este esquema de transmisión piloto. La figura 5 muestra un esquema de transmisión piloto escalonado 500 que se puede utilizar para aumentar el número efectivo de sub-bandas piloto sin aumentar la sobrecarga piloto. Para el esquema 500, NP = Ncp sub-bandas piloto se utilizan para cada periodo de símbolo OFDM. Sin embargo, las sub-bandas piloto Ncp para periodos de símbolo OFDM impares están escalonadas o desviadas de las Ncp subbandas piloto para periodos de símbolos OFDM pares por NF/2Ncp sub-bandas. El esquema 500 utiliza dos conjuntos diferentes de Ncp sub-bandas piloto, los cuales corresponden a un factor de repetición de dos. Por lo tanto, el número efectivo de sub-bandas piloto es NPßff = 2NP = 2Ncp. Para simplificar el cálculo, las Ncp sub-bandas piloto para cada símbolo OFDM se pueden distribuir de manera uniforme a través de las NF sub-bandas totales. La figura 6 muestra un proceso 600 para derivar un estimado de respuesta de impulso de canal completo de longitud NPßff = 2Ncp para un canal inalámbrico basado en el esquema de transmisión piloto 500. ün estimado de respuesta de frecuencia inicial po se obtiene con base en los símbolos piloto recibidos para el primer conjunto de Ncp sub-bandas piloto utilizadas en el periodo de símbolos OFDM n, como se muestra en la ecuación (6) (bloque 612) . Un estimado de respuesta de frecuencia inicial también se obtiene con base en los símbolos piloto recibidos para el segundo conjunto de Ncp sub-bandas piloto utilizadas en el periodo de símbolos OFDM n + l (bloque 614) . Una IFFT de Ncp-puntos es ejecutada en £Lp0 para obtener un estimado de respuesta de impulso de canal áo con Ncp derivaciones (bloque 616) . Una IFFT de Ncp-puntos también es ejecutada en para obtener otro estimado de respuesta de impulso de canal con Ncp derivaciones (bloque 618). Para el esquema 500 con una repetición de dos, el vector h0 se repite para obtener un vector áo de longitud Peff = 2Ncp (bloque 620) . El vector h\ también se repite pero adicionalmente se ajusta la fase para obtener un vector h\ de longitud NPeff (también bloque 620) . Los vectores ñ0 y h\ se combinan entonces (por ejemplo, se filtran) para obtener un estimado de respuesta de impulso de canal completo NPejr con NPeff derivaciones (bloque 622). El vector &NPejr adicionalmente se puede procesar (por ejemplo, para suprimir ruido) y es rellenado en cero para obtener un vector BNF de longitud NF (bloque 624). Entonces se realiza una FFT de NF-puntos en el vector ñNp para obtener el estimado de respuesta de frecuencia final L.NF para las NF sub-bandas, como se muestra en la ecuación (8) (bloque 626) . La figura 6 muestra una modalidad en donde los estimados de canal para los dos conjuntos de sub-bandas piloto se combinan en el dominio de tiempo. Esto se logra (1) derivando un estimado de respuesta de impulso de canal inicial para el estimado de respuesta de frecuencia inicial para cada conjunto de sub-bandas piloto (bloques 616 y 618) y (2) combinando los estimados de respuesta de impulso de canal inicial para los dos conjuntos de las sub-bandas piloto para obtener el estimado de respuesta de impulso de canal completo (bloque 622) . Los estimados de respuesta de de canal de frecuencia inicial para los dos conjuntos de sub-bandas piloto, también se pueden combinar en el dominio de frecuencia para obtener un estimado de respuesta de frecuencia intermedio, el cual se puede utilizar para derivar el estimado de respuesta de impulso de canal completo. La figura 7 ilustra la derivación del estimado de respuesta de impulso de canal completo &NPeff con NPeff = 2Ncp derivaciones con base en el esquema de transmisión piloto escalonado 500. El vector ñ0 representa un estimado de respuesta de impulso de canal con Ncp derivaciones e incluye (1) una respuesta 712 para el canal principal y (2) una respuesta 714 para el canal en exceso de devanado, lo cual es ocasionado por el sub-muestreo en el dominio de frecuencia con Ncp sub-bandas piloto. El vector ho se repite para obtener un vector • El vector á de manera similar incluye una respuesta 722 para el canal principal y una respuesta 724 para el canal de exceso de devanado. El vector ñ\ también se repite, en donde el caso repetido es invertido, para obtener un vector .

El vector hNPeff se puede obtener sumando los vectores ño y , como se muestra en la figura 7. El vector /?# también se puede obtener filtrando los vectores Bo y ái , como se describe a continuación. El vector ÜN representa el estimado de respuesta de impulso de canal con NPeff = 2-Ncp derivaciones e incluye (1) una respuesta 732 para el canal principal, (2) una respuesta 734 para la porción no cancelada del canal en exceso de devanado, (3) una respuesta 736 para el canal en exceso, y (4) una respuesta 738 para la porción no cancelada del canal principal. Las respuestas 734 y 738 pueden ser el producto de varios factores tales como, por ejemplo, cambios en el canal inalámbrico entre los tiempos en que se obtienen los vectores ¡o y - Como se muestra en la figura 7, la respuesta de impulso de canal completa (con NPeff derivaciones) del canal inalámbrico se puede estimar con base en dos símbolos recibidos OFDM, en donde cada uno contiene Ncp sub-bandas piloto. Si el canal inalámbrico es relativamente estático sobre los dos símbolos OFDM, entonces las respuestas 734 y 738 pueden ser pequeñas y el vector ñNPejr es un estimado de respuesta de impulso completo preciso del canal inalámbrico. El estimado de respuesta de impulso completo ñN se puede utilizar en varias formas para obtener el estimado de respuesta de frecuencia final ÑNF . Todas o algunas de las derivaciones en JIN se pueden seleccionar para uso, y cero o más de las derivaciones se pueden configurar a cero (es decir, poner a cero) para suprimir el ruido. A continuación se describen varios esquemas de selección de derivación. La figura 8A muestra una respuesta de impulso 810 para un canal estimado para un primer esquema de selección de derivación. Para este esquema, se utilizan las primeras Ncp derivaciones (para el canal principal) del estimado de respuesta de impulso de canal completo hNpeß. y las últimas Npeff _ Ncp derivaciones (para el canal en exceso) se configuran a cero (es decir, se truncan) . Por lo tanto, la respuesta de impulso de canal estimada 810 sufre un efecto de truncamiento debido a que la respuesta del canal en exceso ha sido puesta a cero. Sin embargo, la respuesta de impulso 810 no experimenta efecto de devanado. El error de estimación de canal para este esquema de selección de derivación queda determinado por el canal en exceso y se puede expresar como: Herr,tr (k) = H ex (kX Va™ k = l..NF. (ecuación 13 ) La potencia de ruido de error de estimación de canal para este esquema es del orden de la energia de canal en exceso y es aproximadamente la mitad de la potencia de ruido para el caso criticamente muestreado que se muestra en la ecuación (11) . Para el primer esquema de selección de derivación, el efecto de truncamiento presenta un mínimo de ruido para SNR pero el efecto de devanado no está presente y no afecta el mínimo de ruido. Por lo tanto, el mínimo de ruido para el primer esquema .de selección de derivación es menor que aquel para el caso criticamente muestreado. El primer esquema de selección de derivación también provee una "ganancia de sobre-muestreo", la cual es una reducción en ruido resultante de la puesta a cero de algunas de las derivaciones. Debido a que las últimas NPeff - Ncp derivaciones son puestas a cero, éstas no introducen ruido alguno y no degradan el estimado de respuesta de frecuencia inicial ÑNp . Si NPeff = 2Ncp y las últimas Ncp derivaciones son puestas a cero, entonces el ruido se reduce por aproximadamente 3 dB sobre el caso críticamente muestreado. La figura 8B muestra una respuesta de impulso 820 para un canal estimado para un segundo esquema de selección de derivación. Para este esquema, se utilizan todas las Npeff derivaciones para el estimado de respuesta de impulso de canal h.? . La respuesta de impulso de canal estimada 820 no experimenta efecto de truncamiento o efecto de devanado debido a que la respuesta del canal en exceso es calculada adecuadamente con un número suficiente de subbandas piloto. Como resultado, la potencia de ruido de error de estimación de canal para este esquema es aproximadamente cero y la SNR no observa un mínimo de ruido debido a estos dos efectos. Sin embargo, debido a que se utilizan todas las NPeff derivaciones, no se logra una reducción en ruido (es decir, no hay una ganancia de sobre-muestreo) sobre el caso criticamente muestreado. El cuadro 1 resume los efectos observados para los casos de muestreo y sobre-muestreo críticos. Un "si" en la columna Truncada indica que las últimas NPeff - Ncp derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal lkNPe¡¡ están configuradas a cero, y un "no" indica que se utilizan todas las NPeff derivaciones.

CUADRO 1 El primer y segundo esquemas de selección de derivación seleccionan derivaciones en una forma deterministica. La selección de derivación también se puede realizar en otras formas, algunas de las cuales se describen a continuación. En un tercer esquema de selección de derivación, "formación de umbrales" se utiliza para seleccionar las derivaciones de canal con suficiente energia y para poner a cero derivaciones de canal con baja energia. Las derivaciones de canal con baja energia se deben probablemente al ruido en lugar de deberse a la energia de la señal. Se puede utilizar un umbral para determinar si una derivación de canal determinada tiene o no suficiente energia y debería retenerse. El umbral se puede calcular con base en varios factores y en varias formas. El umbral puede ser un valor relativo (es decir, puede depender de la respuesta de canal medida) o un valor absoluto (es decir, puede no depender de la respuesta de canal medida) . Se puede calcular un umbral relativo con base en la energia (por ejemplo, total o promedio) del estimado de respuesta de impulso de canal. El uso del umbral relativo garantiza que (1) la formación de umbrales no dependa de las variaciones en la energía recibida y (2) las derivaciones de canal que están presentes, pero que tienen baja energia de señal, no estén puestas a cero. Un umbral absoluto se puede calcular con base en el ruido en el receptor, la energia más baja esperada para los símbolos piloto recibidos, y -asi sucesivamente. El uso del umbral absoluto fuerza a las derivaciones de canal a cumplir con cierto valor mínimo para ser seleccionadas para uso. El umbral se puede calcular con base en una combinación de factores empleados para umbrales relativos y absolutos. Por ejemplo, el umbral se puede calcular con base en la energia del estimado de respuesta de impulso de canal y además se puede restringir para que sea igual a, o mayor que un valor mínimo predeterminado. La formación de umbrales se puede realizar de varias formas. En otro esquema de formación de umbrales, la formación de umbrales se realiza después del truncamiento de las últimas NPeff - Ncp derivaciones y se puede expresar de la siguiente forma: , , „ /*,. para i=l... Ncp, ( ecuación 14 ) donde ft¡ es el i-avo elemento/derivación en ñN ; \ít es la energia de la i-ava derivación; Favo es el umbral que se utiliza para poner a cero las derivaciones de energia baja. El umbral se puede definir, por ejemplo, con base en la energía de las Ncp derivaciones para el canal principal de la siguiente forma: Emo = mo -?ifNp ?II2 , donde Wí-NPe?II2 es la energía de canal principal (después del truncamiento) y aavo es un coeficiente. El coeficiente aam se puede seleccionar con base en una compensación entre la supresión de ruido y la eliminación de la señal. Un valor más elevado para am provee más supresión de ruido pero también incrementa la probabilidad de que una derivación de baja energía sea puesta a cero. El coeficiente aavo puede ser un valor dentro de un rango de 0 a 1/Ncp (por ejemplo, aam = En otro esquema de formación de umbrales, la formación de umbrales se realiza en todos los NPeff elementos de íínPe}r (es decir, sin truncamiento) utilizando un solo umbral, similar a aquel que se muestra en la ecuación (14) . En otro esquema de formación de umbrales todavía, la formación de umbrales se realiza en todos los Npeff elementos de ñNpejr utilizando múltiples umbrales. Por ejemplo, se puede utilizar un primer umbral para las primeras Ncp derivaciones en fiN para el canal principal, y se puede utilizar un segundo umbral para las últimas NPßff - Ncp derivaciones en JiN para el canal en exceso. El segundo umbral se puede fijar á abajo que el primer umbral. En otro esquema de formación de umbrales todavía, la formación de umbrales se realiza únicamente en las últimas NPßff - Ncp derivaciones en Npejr y no en las primeras Ncp derivaciones.

La formación de umbrales se puede realizar en otras formas, y esto se ubica dentro del alcance de la invención. La formación de umbrales es muy conveniente para un canal inalámbrico que es "escaso", tal como un canal inalámbrico en un sistema de emisión macro-celular . Un canal inalámbrico escaso tiene mucha de la energia de canal concentrada en unas cuantas derivaciones. Cada derivación corresponde a una trayectoria de señal soluble con un retraso de derivación diferente. Un canal escaso incluye pocas trayectorias de señal incluso cuando el esparcimiento de retraso (es decir, diferencia en tiempo) entre estas trayectorias de señal puede ser grande. Las derivaciones correspondientes a trayectorias de señal débiles o no existentes se pueden poner a cero. Se puede apreciar que el rendimiento del sistema se puede mejorar significativamente a través de un sobre-muestreo con Npeff > Ncp. El sobre-muestreo en combinación con el truncamiento de las últimas NPeff - Ncp derivaciones provee (1) un mínimo de ruido más bajo en SNR debido a que el efecto de devanado no está presente y (2) reducción de ruido debido a ganancia de sobre-muestreo. El sobre-muestreo sin truncamiento elimina el mínimo de ruido debido a los efectos de devanado y truncamiento pero no provee ganancia de sobre-muestreo. El sobre-muestreo en combinación con la formación de umbrales (con o sin truncamiento) puede proveer mejora adicional en algunos escenarios. El truncamiento y/o formación de umbrales también se puede deshabilitar o habilitar con base en el esparcimiento de retraso detectado. Por ejemplo, si la condición de esparcimiento de retraso en exceso es detectada (por ejemplo, realizando una correlación en los chips recibidos) , entonces el truncamiento se puede deshabilitar y la formación de umbrales se puede habilitar o deshabilitar. En cualquier caso, el sobre-muestreo permite al receptor obtener el estimado de respuesta de impulso de canal completo, lo cual puede proveer un estimado de canal más preciso y mejorar el rendimiento del sistema. En general, la cantidad de mejora con el sobre-muestreo aumenta conforme la cantidad de energia en el canal de exceso se incrementa. La figura 5 muestra un esquema de transmisión piloto escalonado ejemplar con dos conjuntos de sub-bandas piloto entrelazadas. También se pueden utilizar otros esquemas de transmisión piloto para obtener el número efectivo necesario de sub-bandas piloto para sobre-muestreo. La figura 9A muestra un esquema de transmisión piloto escalonado 910 con cuatro conjuntos diferentes de sub-bandas piloto. Cada uno de los cuatro conjuntos incluye NPsb sub-bandas piloto. Para simplificar el cálculo, NPsb se puede seleccionar para que sea una potencia de dos, y las NPsb sub-bandas piloto en cada conjunto se pueden distribuir de manera uniforme a través de las NF sub-bandas totales para que sub-bandas piloto consecutivas en cada conjunto sean separadas por NF/NPsb sub-bandas. Por ejemplo, NPsb puede ser igual a Ncp, Ncp/2, y asi sucesivamente. Las subbandas piloto en los cuatro conjuntos también están entrelazadas en una estructura tipo combo, como se muestra en la figura 9A. Los cuatro conjuntos de sub-bandas piloto se utilizan en cuatro periodos de símbolo OFDM, por ejemplo, en el orden mostrado en la figura 9A o en un orden diferente. Los símbolos piloto recibidos para los cuatro conjuntos de sub-bandas piloto se pueden utilizar en varias formas para la estimación de canal. Un estimado de respuesta de impulso de canal de longitud NPsb, 2NPsb, o 4NPsb se puede obtener con base en los símbolos piloto recibidos para estos cuatro conjuntos de sub-bandas piloto. Un estimado de respuesta de impulso de canal de longitud NPeff = 2NPsb se puede obtener (1) realizando una IFFT de NPsb-puntos en los NPsb símbolos piloto recibidos para cada periodo de símbolo OFDM para obtener un estimado de respuesta de impulso fiNpsb de longitud NPsb, (2) repitiendo el estimado de respuesta de impulso ñNpSb una vez Y ajustando la fase de cada caso de fiN sb según sea necesario para obtener un vector & 2NpSb , y (3) actualizando el estimado de respuesta de impulso de canal completo hNpeJ¡. con el vector RiNPsb • ün estimado de respuesta de impulso de canal de longitud peff = 4NPsb se puede obtener (1) realizando una IFFT de NPsb-puntos en los NPsb símbolos piloto recibidos para cada periodo de símbolo OFDM para obtener un estimado de respuesta de impulso flNPsb r (2) repitiendo el estimado de respuesta de impulso fiNpsb tres veces y ajustando las fases de cada caso de liNPsb según sea necesario para obtener un vector fi 4NpSb , y (3) actualizando el estimado de respuesta de impulso de canal completo nNpejr con el vector fi 4Npsb • El ajuste de fase depende del número de conjuntos de sub-banda piloto y las sub-bandas piloto en cada conjunto. La figura 9B muestra un esquema de transmisión piloto escalonado 920 con tres conjuntos diferentes de subbandas piloto. El primer conjunto incluye 2NPsb sub-bandas piloto, y el segundo y tercer conjuntos incluyen, cada uno, NPsb sub-bandas piloto. Para simplificar el cálculo, NPsb se puede seleccionar para ser una potencia de dos, y las NPsb ó 2NPsb sub-bandas piloto en cada conjunto se pueden distribuir de manera uniforme a través de las NF sub-bandas totales. Las sub-bandas piloto en los tres conjuntos también se entrelazan en una estructura tipo combo, como se muestra en la figura 9B. Los tres conjuntos de sub-banda piloto se pueden utilizar en tres periodos de símbolo OFDM, por ejemplo, en el orden que se muestra en la figura 9B o en un orden diferente. En general, un esquema de transmisión piloto escalonado utiliza diferentes conjuntos de sub-bandas piloto para diferentes periodos de símbolo OFDM, y el número efectivo de sub-bandas piloto es igual al número de diferentes sub-bandas empleadas para la transmisión piloto. Se puede utilizar cualquier número de conjuntos de subbandas piloto (o repeticiones) . Una repetición superior generalmente corresponde a un número efectivo superior de sub-bandas piloto y también a un retraso de estimación de canal más prolongado. Además, se puede utilizar cualquier número de sub-bandas piloto para cada conjunto, y los conjuntos pueden incluir el mismo número o un número diferente de sub-bandas. Puede ser conveniente ejecutar ciclos y transmitir símbolos piloto en la mayor cantidad posible de NF sub-bandas totales. Sin embargo, solo se utiliza un número pequeño de (por ejemplo, Ncp) sub-bandas en cada periodo de símbolos OFDM para reducir la sobrecarga piloto. La figura 10 muestra un proceso 1000 para realizar estimación de canal para un esquema de transmisión piloto escalonado determinado. Inicialmente, se obtiene un grupo de símbolos piloto recibidos para un conjunto de sub-bandas piloto utilizadas para transmisión piloto en el periodo de símbolos OFDM actual n (bloque 1012) . Se puede derivar un estimado de respuesta de frecuencia inicial É_P(rí) para estas sub-bandas piloto con base en los símbolos piloto recibidos (bloque 1014) . Un estimado de respuesta de impulso de canal inicial ñ(ri) se deriva entonces con base en (por ejemplo, realizando una IFFT) el estimado de respuesta de frecuencia inicial ÉLP(ri) (bloque 1016) . El estimado de respuesta de impulso de canal inicial ñ(n) se repite una vez o posiblemente más veces (bloque 1018) . Cada caso de ñ(rí) es apropiadamente ajustado, por ejemplo, en fase con base en las sub-bandas piloto particulares utilizadas en el periodo de símbolos OFDM actual n (también bloque 1018) . La salida del bloque 1018 es un estimado de respuesta de impulso de canal extendido ¿(n) con más derivaciones que /?(«) • El estimado de respuesta de impulso de canal completo hNp? para el periodo de símbolo OFDM actual n se actualiza entonces con base en ñ (ri) (bloque 1020). La actualización de /¡w (?) se puede realizar de varias formas dependiendo de (1) el esquema de transmisión piloto escalonado seleccionado para uso, (2) si se realiza o no el filtrado, y (3) posiblemente otros factores. Por ejemplo, si no se realiza el filtrado y se utiliza el esquema de transmisión piloto 500 que se muestra en la figura 5, entonces hNpejr(?) se puede establecer en h (ri) para un periodo de símbolo OFDM de numeración impar y se puede calcular como ñNpeff (ri) = fiNPejr(n-l) + (ri)\/2 para un periodo de símbolo OFDM con numeración par. El filtrado de f¡(n) para obtener hNpjr(ri) se describe a continuación. El estimado de respuesta de impulso de canal ?Npeír(ri) se puede procesar adicionalmente (por ejemplo, truncar, formar umbral, y así sucesivamente) y rellenar con ceros para obtener un vector áwF() de longitud NF (bloque 1022) . Un estimado de respuesta de frecuencia final ñNF(ri) para el periodo de símbolo OFDM actual n se deriva entonces con base en el estimado de respuesta de impulso de canal fiNF(rí) (bloque 1024) . Los bloques 1012 a 1024 se pueden realizar para cada periodo de símbolo OFDM o en donde sea que se reciban símbolos piloto. Tal como se apreció anteriormente, el estimado de respuesta de impulso de canal completo ftNpt (rí) se puede obtener filtrando „) . Por ejemplo, fiNpc («) se puede obtener con un filtro FIR de la siguiente forma: áj (w) = ?-2?-£(w-05 (ecuación 15) donde c± es un vector con NPeff coeficientes para la derivación de filtro FIR i; y % y L? son las extensiones de tiempo del filtro FIR. Para un filtro FIR causal, % = 0, L2 > 1, y el estimado de respuesta de frecuencia filtrada hNpejr (ri) es una suma ponderada de los estimados de respuesta de impulso de canal extendidos ¿ n para L? previo y los periodos de símbolo OFDM actuales. Para un filtro FIR no causal, L± > 1, L2 > 1, y el estimado de respuesta de frecuencia filtrada ¿Nn (rí) es una suma ponderada de los estimados de respuesta de impulso de canal extendidos fi (rí) para L? previo, el actual, y ± periodos de símbolos OFDM futuros. El almacenamiento en memoria intermedia de Li símbolos OFDM recibidos se requiere para ejecutar el filtro FIR no causal. Los coeficientes para el filtro FIR se pueden seleccionar en varias formas. Los L + L2 + 1 vectores c± para las Li + L? + 1 derivaciones del filtro FIR se seleccionan para obtener las características de filtrado deseadas (por ejemplo, ancho de banda de filtro y descuelgue) . Los NP?ff coeficientes para cada vector c± también se pueden seleccionar en varias formas. En una modalidad, los NPßff coeficientes en el vector c± para cada derivación de filtro FIR se configuran al mismo valor. En otra modalidad, los primeros Ncp coeficientes (para el canal principal) en el vector c± para cada derivación de filtro FIR se configuran a un valor, y los NPeff - Ncp coeficientes restantes se configuran a otro valor. En general, se pueden utilizar pesos iguales o diferentes para los Npe f coeficientes en cada vector c± . El estimado de respuesta de impulso de canal completo Npeff(rí) también se puede obtener con un filtro IIR de la siguiente forma: (ecuación 16) donde at es una constante de tiempo para el filtrado. La constante de tiempo at se puede seleccionar con base en las características (por ejemplo, tiempo coherente) del canal inalámbrico. El estimado de respuesta de frecuencia inicial ñ-P(n) y/o el estimado de respuesta de frecuencia final Np(rí) también se puede filtrar para obtener mayor calidad. El estimado de respuesta de frecuencia final É.NF(rí) se puede utilizar para detección para recuperar los símbolos de datos transmitidos. El símbolo recibido para cada sub-banda se puede expresar como: Y(k) = ?ß? - Ñ(k) - S(k) + N(k), para k = ?..NF, (ecuación 17) donde S (k) es el símbolo de transmisión para la subbanda k; ñ(k) es el estimado de ganancia de canal para la sub-banda k; N (k) es el ruido observado para la sub-banda k; y Y(k) es el símbolo recibido para la sub-banda k, La detección se puede realizar de la siguiente manera: § k) = ? Ñ(k)- = S(k) + N'(k), para k e Kd, (,ecuaci,ó,n 1108,) donde §(k) es un símbolo detectado en la sub-banda k; N' (k) es el ruido post-procesado en la sub-banda k; y Kd es un conjunto de sub-bandas que se utilizan para la transmisión de datos (es decir, las sub-bandas de datos) . La operación en la ecuación (18) comúnmente se denomina como una ecualización y por lo regular se utiliza para un sistema no codificado. Alternativamente, la detección se puede realizar como: §(k) = Y(k Ét(k) = S(k) + N"(k), para k e Kd, (ecuación 19) donde "*" denota el conjugado complejo. La operación en la ecuación (19) comúnmente se denomina como filtrado ajustado y por lo regular se utiliza para un sistema codificado. La figura 11 muestra un diagrama en bloques de un punto de acceso 1100 y una terminal 1150 en el sistema OFDM. En el enlace descendente, en el punto de acceso 1100, un procesador de datos de transmisión (TX) 1100 recibe, formatea, codifica, intercala, y modula (es decir, mapas de símbolos) datos de tráfico y provee símbolos de modulación (o simplemente, "símbolos de datos") . Un modulador OFDM 1120 recibe los símbolos de datos y los símbolos piloto, realiza la modulación OFDM tal como se describe para la figura 1, y provee una corriente de símbolos OFDM. Los símbolos piloto son transmitidos en una forma en la que el número efectivo de sub-bandas piloto es mayor que la longitud del prefijo cíclico (es decir, NPeff > Ncp) para lograr el sobre-muestreo. Una unidad transmisora (TMTR) 1122 recibe y convierte la corriente de símbolos OFDM en una o más señales análogas, acondiciona (por ejemplo, amplifica, filtra, y sobre-convierte en frecuencia) las señales análogas para generar una señal de enlace descendente, y transmite la señal a través de una antena 1124 a las terminales. En la terminal 1150, una antena 1152 recibe la señal de enlace descendente y provee una señal recibida a una unidad receptora (RCVR) 1154. La unidad receptor 1154 acondiciona (por ejemplo, filtra, amplifica, y subconvierte en frecuencia) la señal recibida, digitaliza la señal acondicionada, y provee los chips recibidos a un desmodulador OFDM 1156. La figura 12 muestra una modalidad del desmodulador OFDM 1156. Una unidad de remoción de prefijo cíclico 1212 remueve el prefijo cíclico anexado a cada símbolo OFDM. Una unidad FFT 1214 entonces transforma cada símbolo transformado recibido al dominio de frecuencia utilizando una FFT de NF-puntos y obtiene NF símbolos recibidos para las NF sub-bandas. La unidad FTT 1214 provee símbolos piloto recibidos a un procesador 1170 y símbolos de datos recibidos a un detector 1216. El detector 1216 además recibe un estimado de respuesta de frecuencia ñNF,dn para el enlace descendente del procesador 1170, realiza la detección en los símbolos de datos recibidos para obtener símbolos detectados (los cuales son estimados de los símbolos de datos transmitidos) , y provee los símbolos detectados a un procesador de datos RX 1158. El procesador 1170 incluye un estimador de canal 1220 que obtiene los símbolos piloto recibidos y realiza la estimación de canal como se describió anteriormente. Dentro del estimador de canal 1220, un detector piloto 1222 remueve la modulación en los símbolos piloto recibidos y puede realizar extrapolación y/o interpolación, según sea necesario, para obtener un estimado de respuesta de frecuencia inicial ñp^n con estimados de ganancia de canal para Ndn sub-bandas uniformemente distribuidas en cada periodo de símbolo OFDM. Una unidad IFFT 1224 realiza una IFFT en el estimado de respuesta de frecuencia inicial para obtener un estimado de respuesta de impulso de canal and„,dn con Ndn derivaciones. Una unidad de repetición 1226 repite el estimado de respuesta de impulso de canal tantas veces como resulta necesario y además ajusta la fase de casa caso, según es necesario. Un combinador/filtro 1228 entonces combina o filtra la salida de la unidad 1226 y provee un estimado de respuesta de impulso de canal completo. Una unidad de umbral y relleno de ceros 1230 realiza la formación de umbrales (si está habilitada) y el relleno de ceros para obtener un vector /iwFjí/„ con NF derivaciones. Una unidad FFT 1232 entonces realiza una FFT en el vector /iwF,rf« para obtener el estimado de respuesta de frecuencia final É.NF,dn para las NF sub-bandas para el enlace descendente. Refiriéndose nuevamente a la figura 11, el procesador de datos RX 1158 desmodula (es decir, des-mapea símbolos) , desintercala y decodifica los símbolos detectados para recuperar los datos de tráfico transmitidos. El procesamiento por parte del desmodulador OFDM 1156 y el procesador de datos RX 1158 es complementario al procesamiento por parte del modulador OFDM 1120 y el procesador de datos TX 1110, respectivamente, en el punto de acceso 1100. En el enlace ascendente, un procesador de datos TX 1182 procesa datos de tráfico y provee símbolos de datos. Un modulador OFDM 1184 recibe y multiplexa los símbolos de datos con símbolos piloto, realiza modulación OFDM, y provee una corriente de símbolos OFDM. Los símbolos piloto se pueden transmitir en Nup sub-bandas que han sido asignadas a la terminal 1150 para transmisión piloto. El número de sub-bandas piloto (Nup) para el enlace ascendente puede ser el mismo o diferente del número de sub-bandas piloto (Ndn) para el enlace descendente. Además, los mismos esquemas o esquemas diferentes de transmisión piloto (por ejemplo, escalonados) se pueden utilizar para el enlace descendente y el enlace ascendente. Una unidad transmisora 1186 entonces recibe y procesa la corriente de símbolos OFDM para generar una señal de enlace ascendente, la cual es transmitida a través de una antena 1152 al punto de acceso. En el punto de acceso 1100, la señal de enlace ascendente de la terminal 1150 es recibida por la antena 1124 y procesada por una unidad receptora 1142 para obtener chips recibidos. Un desmodulador OFDM 1144 entonces procesa los chips recibidos y provee los símbolos piloto recibidos y los símbolos detectados para el enlace ascendente. Un procesador de datos RX 1146 procesa los símbolos detectados para recuperar los datos de tráfico transmitidos por la terminal 1150. El procesador 1130 realiza la estimación de canal para cada terminal que transmite en el enlace ascendente, como se describió anteriormente. Múltiples terminales pueden transmitir piloto simultáneamente en el enlace ascendente sobre sus sub-bandas piloto asignadas. Para reducir la interferencia, cada sub-banda se puede utilizar para transmisión de datos o piloto únicamente por una terminal en un periodo de símbolo OFDM determinado. El procesador 1130 puede ejecutar el estimador de canal 1220 que se muestra en la figura 12. Para cada terminal m, el procesador 1130 obtiene un estimado de respuesta de frecuencia inicial ñ_m para el enlace ascendente para la terminal basada en los símbolos piloto recibidos de la terminal, deriva un estimado de respuesta de impulso de canal 1INU ,m para la terminal basada en LÉLm , y deriva un estimado de respuesta de frecuencia final .NF,m para la terminal basada en f?N?? ,m . El estimado de respuesta de frecuencia ÉNF,m para cada terminal es provisto al desmodulador OFDM 1144 y se utiliza para detección para esa terminal. Los procesadores 1130 y 1170 dirigen la operación en el punto de acceso 1100 y la terminal 1150, respectivamente. Las unidades de memoria 1132 y 1172 almacenan códigos de programa y datos empleados por los procesadores 1130 y 1170, respectivamente. Los procesadores 1130 y 1170 también realizan estimación de canal, como se describió anteriormente. Para claridad, las técnicas de transmisión piloto y estimación de canal se han descrito para un sistema OFDM. Estas técnicas se pueden utilizar para otras técnicas de modulación de múltiples portadoras tal como un tono múltiple discreto (DMT) . Las técnicas de transmisión piloto y estimación de canal aquí descritas se pueden ejecutar a través de varios medios. Por ejemplo, estas técnicas se pueden ejecutar en hardware, software o una combinación de los mismos. Para una ejecución de hardware, las unidades de procesamiento utilizadas para la estimación de canal se pueden ejecutar dentro de uno o más circuitos integrados de aplicación especifica (ASIC) , procesadores de señal digital (DSP) , dispositivos de procesamiento de señal digital (DSPD) , dispositivos de lógica programable (PLD) , disposiciones de puerta programable en campo (FPGA) , procesadores, controladores, micro-controladores, micro-procesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones aqui descritas, o una combinación de los mismos. Para una ejecución de software, las técnicas de transmisión piloto y estimación de canal se pueden ejecutar con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones y asi sucesivamente) que realizan las funciones aquí descritas. Los códigos de software se pueden almacenar en una unidad de memoria (por ejemplo, unidades de memoria 1132 y 1172 en la figura 11) y ejecutar a través de un procesador (por ejemplo, procesadores 1130 y 1170) . La unidad de memoria se puede ejecutar dentro del procesador o fuera del procesador, en cuyo caso ésta se puede acoplar de manera comunicativa al procesador a través de varios medios, tal como se conocen en la técnica. La descripción previa de las modalidades descritas se provee para permitir a aquellos expertos en la técnica realizar o utilizar la presente invención. Aquellos expertos en la técnica apreciarán que se pueden realizar varias modificaciones a estas modalidades, y los principios genéricos aqui definidos se pueden aplicar a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. Por lo tanto, la presente invención no pretende quedar limitada a las modalidades que aquí se muestran sino que se le acordará el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas aquí descritas.

Claims (39)

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito el presente invento, se considera como una novedad y, por lo tanto, se reclama como prioridad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES

1.- Un método para estimar una respuesta de frecuencia de un canal inalámbrico en un sistema de comunicación inalámbrica, que comprende: obtener por lo menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por lo menos para dos conjuntos de subbandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos para cada conjunto de sub-bandas piloto, en donde cada uno de los dos conjuntos de sub-bandas piloto se utiliza para transmisión piloto en un periodo de símbolo diferente; obtener por lo menos dos estimados de respuesta de frecuencia inicial con base por lo menos en dos grupos de símbolos piloto recibidos, un estimado de respuesta de frecuencia inicial para cada grupo de símbolos piloto recibidos; derivar un estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, en donde el estimado de respuesta de impulso de canal general comprende más derivaciones que el número de sub-bandas piloto en cada uno de los dos conjuntos de sub-bandas piloto; y derivar un estimado de respuesta de frecuencia general para el canal inalámbrico con base en el estimado de respuesta de impulso de canal general.

2. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la derivación de un estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en dos estimados de respuesta de frecuencia inicial incluye: derivar por lo menos dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, un estimado de respuesta de impulso inicial para cada estimado de respuesta de frecuencia inicial, y derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial.

3. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la derivación de un estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en dos estimados de respuesta de frecuencia inicial incluye: derivar un estimado de respuesta de frecuencia intermedia con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, y derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en el estimado de respuesta de frecuencia intermedia.

4. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el estimado de respuesta de impulso de canal general comprende Nt derivaciones, en donde Nt es una longitud del estimado de respuesta de impulso de canal general y es igual al número total de sub-bandas piloto por lo menos en los dos conjuntos de sub-bandas piloto.

5.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las sub-bandas piloto en cada conjunto están distribuidas de manera uniforme a través de las NF sub-bandas totales y están desviadas de las sub-bandas piloto en las sub-bandas restantes por lo menos de los dos conjuntos de sub-bandas piloto, en donde NF es un entero mayor que uno.

6.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los símbolos piloto se obtienen en un primer conjunto de sub-bandas piloto en periodos de símbolo con numeración impar, y en donde los símbolos piloto recibidos se obtienen en un segundo conjunto de sub-bandas piloto en periodos de símbolo con numeración par.

7. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque por lo menos los dos conjuntos de sub-bandas piloto incluyen un número igual de sub-bandas piloto.

8.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque por lo menos los dos conjuntos de sub-bandas piloto incluyen diferentes números de sub-bandas piloto.

9.- El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la derivación de un estimado de respuesta de impulso de canal general además comprende: repetir cada uno por lo menos de los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial por lo menos una vez para obtener por lo menos dos casos del estimado de respuesta de impulso de canal inicial, formar un estimado de respuesta de impulso de canal extendido para cada estimado de respuesta de impulso de canal inicial con base por lo menos en dos casos del estimado de respuesta de impulso de canal inicial, y derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en dos estimados de respuesta de impulso de canal extendido por lo menos para los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial.

10.- El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la derivación de un estimado de respuesta de impulso de canal general además comprende : ajustar selectivamente la fase por lo menos de los dos casos de cada estimado de respuesta de impulso de canal inicial, y en donde el estimado de respuesta de impulso de canal extendido para cada estimado de respuesta de impulso de canal inicial se forma con base por lo menos en dos casos de fase ajustada selectivamente del estimado de respuesta de impulso de canal inicial.

11.- El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la derivación de un estimado de respuesta de impulso de canal general además comprende: escalar cada uno por lo menos de los dos estimados de respuesta de impulso de canal extendidos con un conjunto respectivo de coeficientes para obtener un estimado de respuesta de impulso de canal escalado correspondiente, en donde por lo menos dos estimados de respuesta de impulso de canal escalados se obtienen por lo menos para los dos estimados de respuesta de impulso de canal extendidos por lo menos con dos conjuntos de coeficientes, y combinar por lo menos los dos estimados de respuesta de impulso de canal escalados para obtener el estimado de respuesta de impulso de canal general.

12. - El método de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque por lo menos los dos conjuntos de coeficientes son para un filtro de respuesta de impulso finito (FIR) .

13.- El método de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque por lo menos los dos conjuntos de coeficientes son para un filtro de respuesta de impulso infinito (IIR) .

14.- El método de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque cada conjunto de coeficientes incluye Ncp coeficientes de un primer valor y NL coeficientes de un segundo valor, en donde los Ncp coeficientes del primer valor son para las primeras Ncp derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general, y en donde los NL coeficientes del segundo valor son para las derivaciones restantes del estimado de respuesta de impulso de canal general, en donde Ncp y NL son enteros mayores que uno.

15.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque cada uno por lo menos de los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial se deriva mediante la ejecución de una transformada rápida de Fourier inversa (IFFT) en un estimado respectivo por lo menos de los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial.

16.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el estimado de respuesta de frecuencia general se deriva mediante la ejecución de una transformada rápida de Fourier (FFT) en el estimado de respuesta de impulso de canal general.

17.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: configurar las derivaciones seleccionadas de las Nt derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general a cero, en donde Nt es una longitud del estimado de respuesta de impulso de canal general y es un entero mayor que uno.

18.- El método de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque la últimas Nz de las Nt derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general se configuran a cero, en donde Nz es menor que Nt.

19.- El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque Nz es igual a Nt - Ncp, en donde Ncp es una longitud de prefijo cíclico para el sistema y es un entero mayor que uno.

20.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: determinar la energia de cada una de las Nt derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general, en donde Nt es una longitud del estimado de respuesta de impulso de canal general y es un entero mayor que uno; y configurar cada una de las Nt derivaciones a cero si la energía de la derivación es menor que un umbral.

21.- El método de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque el umbral se deriva con base en la energía total de las Nt derivaciones.

22.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: determinar la energía de cada una de las Nt derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general, en donde Nt es una longitud del estimado de respuesta de impulso de canal general y es un entero mayor que uno; retener Nx derivaciones con energía más grande entre las Nt derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general, en donde Nx derivaciones es un entero de uno o mayor; y configurar las Nt - Nx derivaciones restantes del estimado de respuesta de impulso de canal general a cero.

23.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: realizar la detección de los símbolos de datos recibidos con el estimado de respuesta de frecuencia general.

24.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema de comunicación inalámbrica utiliza multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) .

25.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema de comunicación inalámbrica utiliza tonos múltiples discretos (DMT)

26.- El método de conformidad con la reivindicación 24, caracterizado porque cada símbolo OFDM transmitido en el sistema de comunicación inalámbrica incluye un prefijo cíclico, y en donde el estimado de respuesta de impulso de canal general comprende más derivaciones que una longitud del prefijo cíclico.

27.- ün aparato en un sistema de comunicación inalámbrica, que comprende: un desmodulador operativo para obtener por lo menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por lo menos para dos conjuntos de sub-bandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibido para cada conjunto de sub-bandas piloto, en donde cada uno por lo menos de los dos conjuntos de sub-bandas piloto se utiliza para la transmisión piloto en un periodo de símbolos diferente; un detector piloto operativo para obtener por lo menos dos estimados de respuesta de frecuencia inicial para un canal inalámbrico con base por lo menos en los dos grupos de símbolos piloto recibidos, un estimado de respuesta de frecuencia inicial para cada grupo de símbolos piloto recibidos; una unidad de combinador operativa para derivar un estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, en donde el estimado de respuesta de impulso de canal general comprende más derivaciones que el número de sub-bandas piloto en cada uno por lo menos de los dos grupos de sub-bandas piloto; y una primera unidad de transformada operativa para derivar un estimado de respuesta de frecuencia general para el canal inalámbrico con base en el estimado de respuesta de impulso de canal general.

28.- El aparato de conformidad con la reivindicación 27, que además comprende: una segunda unidad de transformada operativa para derivar por lo menos dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, un estimado de respuesta de impulso de canal inicial para cada estimado de respuesta de frecuencia inicial, y en donde la unidad de combinador opera para derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial.

29.- El aparato de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque la unidad de combinador opera para derivar un estimado de respuesta de frecuencia intermedia con base por lo menos en dos estimados de respuesta de frecuencia inicial y para derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base en el estimado de respuesta de frecuencia intermedia.

30.- El aparato de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque la unidad de combinador opera para: repetir cada uno de los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial por lo menos una vez para obtener por los menos dos casos del estimado de respuesta de impulso de canal inicial, formar un estimado de respuesta de impulso de canal extendido para cada estimado de respuesta de impulso de canal inicial con base por lo menos con los dos casos de estimado de respuesta de impulso de canal inicial, y derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de impulso de canal extendido por lo menos para los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial.

31.- El aparato de conformidad con la reivindicación 30, caracterizado porque la unidad de combinador además opera para: escalar cada uno de los dos estimados de respuesta de impulso de canal extendido con un conjunto respectivo de coeficientes para obtener un estimado de respuesta de impulso de canal escalado, en donde por lo menos dos estimados de respuesta de impulso de canal escalado se obtienen por lo menos para los dos estimados de respuesta de impulso de canal extendido por lo menos con dos conjuntos de coeficientes, y combinar por lo menos los dos estimados de respuesta de impulso de canal escalado para obtener el estimado de respuesta de impulso de canal general.

32.- El aparato de conformidad con la reivindicación 27, que además comprende: una unidad de formación de umbrales para configurar derivaciones seleccionadas de las Nt derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general a cero, en donde Nt es una longitud del estimado de respuesta de impulso de canal general y es un entero mayor que uno .

33.- El aparato de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque el sistema de comunicación inalámbrica utiliza multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , en donde cada símbolo OFDM transmitido en el sistema de comunicación inalámbrica incluye un prefijo cíclico, y en donde el estimado de respuesta de impulso de canal general comprende más derivaciones que una longitud del prefijo cíclico.

34.- Un aparato en un sistema de comunicación inalámbrica, que comprende: medios para obtener por lo menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por lo menos para dos conjuntos de sub-bandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos para cada conjunto de sub-bandas piloto, en donde cada uno de los dos conjuntos de sub-bandas piloto se utiliza para transmisión piloto en un periodo de símbolo diferente; medios para obtener por lo menos dos estimados de respuesta de frecuencia inicial para un canal inalámbrico con base por lo menos en dos grupos de símbolos piloto recibidos, un estimado de respuesta de frecuencia inicial para cada grupo de símbolos piloto recibidos; medios para derivar un estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, en donde el estimado de respuesta de impulso de canal general comprende más derivaciones que el número de sub-bandas piloto en cada uno de los dos conjuntos de sub-bandas piloto; y medios para derivar un estimado de respuesta de frecuencia general para el canal inalámbrico con base en el estimado de respuesta de impulso de canal general.

35.- El método de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque los medios para derivación de un estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en dos estimados de respuesta de frecuencia inicial incluyen: medios para derivar por lo menos dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, un estimado de respuesta de impulso de canal inicial para cada estimado de respuesta de frecuencia inicial, y medios para derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial.

36.- El aparato de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque los medios para derivación de un estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en dos estimados de respuesta de frecuencia inicial incluyen: medios para derivar un estimado de respuesta de frecuencia intermedia con base por lo menos en los dos estimados de respuesta de frecuencia inicial, y medios para derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en el estimado de respuesta de frecuencia intermedia.

37.- El aparato de conformidad con la reivindicación 35, que además comprende: medios para repetir cada uno por lo menos de los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial por lo menos una vez para obtener por lo menos dos casos del estimado de respuesta de impulso de canal inicial, medios para formar un estimado de respuesta de impulso de canal extendido para cada estimado de respuesta de impulso de canal inicial con base por lo menos en dos casos del estimado de respuesta de impulso de canal inicial, y medios para derivar el estimado de respuesta de impulso de canal general con base por lo menos en dos estimados de respuesta de impulso de canal extendido por lo menos para los dos estimados de respuesta de impulso de canal inicial.

38.- El aparato de conformidad con la reivindicación 34, que además comprende: medios para escalar cada uno por lo menos de los dos estimados de respuesta de impulso de canal extendidos con un conjunto respectivo de coeficientes para obtener un estimado de respuesta de impulso de canal escalado correspondiente, en donde por lo menos dos estimados de respuesta de impulso de canal escalados se obtienen por lo menos para los dos estimados de respuesta de impulso de canal extendidos por lo menos con dos conjuntos de coeficientes, y medios para combinar por lo menos los dos estimados de respuesta de impulso de canal escalados para obtener el estimado de respuesta de impulso de canal general.

39.- El aparato de conformidad con la reivindicación 34, que además comprende: medios para configurar las derivaciones seleccionadas de las Nt derivaciones del estimado de respuesta de impulso de canal general a cero, en donde Nt es una longitud del estimado de respuesta de impulso de canal general y es un entero mayor que uno.