CN101040503A

CN101040503A - 带有过度延迟扩展的ofdm系统的导频传输和信道估计

Info

Publication number: CN101040503A
Application number: CN200480042520.3A
Authority: CN
Inventors: 达南杰伊·阿肖克·戈尔; 阿维尼施·阿格拉瓦尔
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2004-01-21
Filing date: 2004-12-07
Publication date: 2007-09-19
Anticipated expiration: 2024-12-07
Also published as: RU2006129926A; AR047452A1; US20100303165A1; EP1714452B1; EP2381633A2; EP2381633A3; AU2004315369B2; BRPI0418430A; US20080152033A1; IL176989A0; KR100831126B1; JP2010183583A; EP1714452A1; JP5080598B2; JP2007519368A; CA2553746C; CN103457897A; KR20060121977A; CN101040503B; US8537908B2

Abstract

描述了带有过度延迟扩展的OFDM系统的导频传输和信道估计技术。为了减少过度延迟扩展的有害影响，导频子带的数量大于循环前缀长度。这种“过采样”可以通过在每个符号周期中使用更多的导频子带或在不同的符号周期中使用不同的导频子带集合来实现。在一种导频传输技术中，第一和第二接收导频符号组分别是针对第一和第二导频子带集合而获得的，并且分别用于得到第一和第二频率响应估计。第一和第二冲激响应估计分别是基于第一和第二频率响应估计而得到的，并且用于得到第三冲激响应估计，第三冲激响应估计包括的抽头的数量多于任一集合中导频子带的数量。

Description

带有过度延迟扩展的OFDM系统的导频传输和信道估计

根据35U.S.C.119要求优先权

本专利申请要求享受2004年1月21日提交的、题为“PilotTransmission and Channel Estimation for an OFDM System with ExcessDelay Spread”的临时申请No.60/538,210的优先权，该申请已转让给本发明的受让人，故明确地以引用方式并入本申请。

发明领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及带有过度延迟扩展的正交频分复用(OFDM)系统的导频传输和信道估计。

技术背景

OFDM是一种多载波调制技术，它将全部系统带宽有效地分割成若干个(N_F)正交的子带。这些子带通常也被称为音频带、子载波、频率段和频率信道。利用OFDM，将每个子带与各自的子载波相关联，该子载波可用数据进行调制。在每个OFDM符号周期中，在N_F个子带上最多可以发送N_F个调制符号。在传输之前，利用N_F点快速傅立叶反变换把这些符号变换到时域，以获得包含N_F个码片的“变换后的”符号。

OFDM可以用来抵抗由整个系统带宽的不同频率上的不同信道增益表征的频率选择性衰落。众所周知，频率选择性衰落引起符号间干扰(ISI)，由于这个现象，接收信号中的每个符号会使接收信号中后面的一个或多个符号失真。ISI失真影响了正确地检测接收符号的能力，因而降低了性能。利用OFDM，通过重复每个变换后符号的某一部分，以形成相应的OFDM符号，可以方便地抵抗频率选择性衰落。重复的部分常被称为循环前缀。

循环前缀的长度(如，每个OFDM符号的重复量)取决于延迟扩展(delay spread)。无线信道的延迟扩展是该无线信道的冲激响应的时间跨度(time span)或持续时间。这种延迟扩展也是对于发射机通过该无线信道发送的信号，在对应的接收机中最早和最晚到达信号实例(或多径)之间的差异。OFDM系统的延迟扩展是该系统中所有的发射机和接收机使用的无线信道的最大期望延迟扩展。为了使系统中所有的接收机可以抵抗ISI，循环前缀长度应该等于或大于最大期望延迟扩展。然而，因为循环前缀对于每个OFDM符号都代表着开销，所以要求循环前缀长度尽可能短，以便使开销最小化。作为一种折衷的方法，通常选择循环前缀长度，以使得循环前缀包含该系统中大多数接收机的所有多径能量的一个重要部分。

OFDM系统可以抵抗小于或等于循环前缀长度的延迟扩展。在这种情况下时，N_F个子带互相正交。然而，系统中给定接收机可能会观测到过度延迟扩展，即大于循环前缀长度的延迟扩展。过度延迟扩展会引起各种有害影响，比如ISI和信道估计误差，这两者都会降低系统性能，如下所述。因此，本领域中需要在OFDM系统中减少过度延迟扩展的有害影响的技术。

发明内容

本申请公开了带有过度延迟扩展的无线信道的传输导频和估计响应的技术。为了减少过度延迟扩展的有害影响，选择导频子带的数目大于循环前缀长度(即，N_Peff＞N_cp)，从而在频域内实现“过采样”。获得过采样，可以通过下列方式：(1)在每个OFDM符号周期中使用更多的导频子带，或者(2)在不同的OFDM符号周期中使用不同的导频子带集合(如，交错式导频子带)。例如，交错式导频传输方案可以使用两个导频子带集合，其中每个集合包括N_cp个导频子带。第一集合中的导频子带与第二集合中的导频子带相交错或偏移。

在针对上述交错式导频传输方案的一个示例性的信道估计技术中，第一个导频子带集合对应的第一组接收导频符号是在第一符号周期中获得的，并且用于获取该无线信道的第一(初始的)频率响应估计。第二个导频子带集合对应的第二组接收导频符号是在第二个符号周期中获得的，并且用于获取该无线信道的第二(初始的)频率响应估计。第一和第二信道冲激响应估计分别是基于第一和第二频率响应估计而获取的。于是，基于第一和第二信道冲激响应估计获取第三(全)信道冲激响应估计(如，通过重复并且组合或滤波)。第三信道冲激响应估计包括的抽头数量多于第一或第二集合中导频子带的数量，这样，当存在过度延迟扩展时，就能够更精确地表征无线信道。第三(最终)频率响应估计是基于第三信道冲激响应估计而获取的并且可以用于检测或其他目的。为了满足具体选用的交错式导频传输方案，可以对信道估计进行裁剪。

下面进一步详细地描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

通过下面结合附图的详细描述，本发明的特色和本质将变得更加显而易见，在所有附图中，相同的标记表示相同的部件，其中：

图1示出了OFDM系统的OFDM调制器；

图2A和图2D分别示出了带有过度延迟扩展的无线信道及其有效信道；

图2B和图2C示出了该无线信道的一个接收码片序列；

图3示出了可用于该OFDM系统的一个子带结构；

图4A、4B和4C分别示出了无线信道的一个采样信道、它的有效信道以及它的利用临界采样(critical sampling)的估计信道；

图5、9A和9B示出了三种交错式导频传输方案；

图6示出了基于图5所示的交错式导频传输方案获取全信道冲激响应估计的过程；

图7示出了全信道冲激响应估计的获取；

图8A示出了利用过采样和截断估计出的信道；

图8B示出了利用过采样而不用截断估计出的信道；

图10示出了对于给定交错式导频传输方案执行信道估计的过程；

图11示出了OFDM系统内的接入点和终端；以及

图12示出了信道估计器。

具体实施方式

这里使用的“示例性的”一词意味着“用作例子、例证或说明”。这里被描述为“示例性”的任何实施例或设计不应被解释为比其他实施例或设计更优选或更具优势。

图1示出了OFDM系统的OFDM调制器100的框图。通常，将待发送的数据进行编码和交织，以生成编码比特，然后将其映射成调制符号。通过以下步骤执行符号映射：(1)将编码比特组成B比特二进制值，其中，B≥1；以及(2)基于一种调制方案(如，M-PSK或M-QAM，其中M＝2^B)，将每个B比特值映射成一个具体的调制符号。每个调制符号是对应于该调制方案的信号图(signalconstellation)中的一点的复数值。在每个OFDM符号周期中，在N_F个子带的每一个上发送一个“发送”符号。每个发送符号可以是导频/数据的调制符号或零信号值(如，一个“零符号”)。IFFT单元110在每个OFDM符号周期中，对所有N_F个子带的N_F个发送符号执行N_F点IFFT，并且提供包含N_F个码片的变换后的符号。IFFT可以表示为：

\underset{&OverBar;}{s} = {\underset{&OverBar;}{W}}_{N_{F} \times N_{F}}^{H} \underset{&OverBar;}{S},

公式(1)

其中，S是N_F个子带对应的发送符号的N_F×1向量；

W _NF×NF是N_F×N_F离散傅立叶变换(DFT)矩阵；

s是时域码片的N_F×1向量；以及

“H”代表共轭转置。

定义DFT矩阵 W _NF×NF，以使得第(n，m)项wn，m为：

w_{n, m} = e^{- j 2 π \frac{(n - 1) (m - 1)}{N_{F}}},

其中，n＝{1...N_F}且m＝{1...N_F}，公式(2)

其中，n是行标号以及m是列标号。 W _NF×NF是逆DFT矩阵。

循环前缀生成器120重复每个变换符号的某一部分，以获得一个相应的包含N_C个码片的OFDM符号，其中N_C＝N_F+N_cp且N_CP是循环前缀长度。OFDM符号周期是一个OFDM符号的持续时间，也就是N_C个码片周期。将码片进行修整并通过无线信道发送。

图2A示出了带有过度延迟扩展的无线信道的一个示例性的冲激响应210。信道冲激响应210包括两个抽头212和214，对应于该无线信道的两个多径。抽头212具有h₁的复增益并且位于抽头标号1。抽头214具有h_e的复增益并且位于在循环前缀长度N_CP之外的抽头标号N_e。这里使用“主信道”一词指在循环前缀长度中或之内的信道冲激响应部分，“过量信道(excess channel)”一词指在循环前缀长度之外的信道冲激响应部分，以及，“盈余量(excess)”一词指过量信道抽头的抽头标号与循环前缀长度之间的差异。对于信道冲激响应210来说，主信道包括一个抽头212，过量信道包括一个抽头214，并且抽头214的“盈余量”为N_ex＝N_e-N_cp。

图2B示出了图2A所示的无线信道的一个接收码片序列220。接收码片序列220是发送码片序列与该无线信道的抽头212和214的卷积。接收码片序列220是包括如下部分：(1)码片序列222，通过将主信道抽头212与发送码片序列进行卷积而生成；以及(2)码片序列224，通过将过量信道抽头214与发送码片序列进行卷积而生成，其中，s_i代表当前OFDM符号的第i个码片，x_i代表前一个OFDM符号的第i个码片，并且i＝1..N_C。

图2C示出了将接收码片序列220分解成不同的分量。利用如下部分替换图2B中的码片序列224：(1)码片序列226，其是通过过量信道抽头214与当前OFDM符号的N_C个码片进行循环卷积而生成的；(2)前一个OFDM符号末端的码片序列228；以及(3)当前OFDM符号末端的码片序列230。如果循环前缀长度足够长，并且抽头214是主信道的一部分，则码片序列222和226代表抽头212和214将会接收到的序列。然而，由于不是这种情况，码片228和230都归于过度延迟扩展而产生的。码片228代表前一个OFDM符号到当前OFDM符号的渗漏量(leakage)并且是符号间干扰的起源。码片序列230代表对循环卷积的干扰并且是载波间干扰和信道衰减的起源。

每个子带内观测到的符号间干扰可以表示为：

ISI (k) = h_{e} \cdot {\underset{&OverBar;}{W}}_{1 \times N_{ex}} (k) {\underset{&OverBar;}{W}}_{N_{ex} \times N_{F}}^{H} \underset{&OverBar;}{X},

其中k＝1..N_F，公式(3)

其中， X是前一个OFDM符号对应的发送符号的N_F×1向量；

W _Nex×NF ^H是包含 W _NF×NF ^H的最后N_ex行的N_ex×N_F矩阵；以及

W _1×Nex(k)是包含 W _NF×NF ^H第k行的前N_ex个元素的1×N_ex向量。运算 W _Nex×NF ^H X生成一个N_ex×1向量 X _Nex，该向量包括前一个OFDM符号的最后N_ex个码片。 X _Nex与 W _1×Nex(k)的乘积生成了由子带k上这最后的N_ex个码片引起的干扰。

每个子带上由符号间干扰产生的噪声功率可以表示为：

σ_{ISI}^{2} = E_{S} \cdot {| h_{e} |}^{2} \cdot (N_{ex} / N_{F}),

其中，k＝1..N_F，公式(4)

其中E_S是发送符号能量，|h_e|²是过量信道功率，以及σ_ISI ²是每个子带上由ISI产生的噪声功率。如公式(4)所示，每个子带上的ISI噪声功率满足：(1)与过量信道能量|h_e|²成正比；(2)与盈余量N_ex成正比，该值是前一个OFDM符号到当前OFDM符号的渗透量；以及(3)与所有子带的数量成反比，这是由于全部ISI噪声功率分布在N_F个子带上。

每个子带上由载波间干扰产生的噪声功率，可采用与针对符号间干扰相类似的方式来计算，表示为：

σ_{ICI}^{2} = E_{S} \cdot {| h_{e} |}^{2} \cdot [(N_{ex} / N_{F}) - {(N_{ex} / N_{F})}^{2}],

其中，k＝1..N_F，公式(5)

其中，σ_ICI ²是每个子带上由ICI产生的噪声功率。

图2D示出了图2A所示无线信道的“有效”信道240。回到图2C，码片序列226代表了过量信道抽头214的贡献(假设循环前缀足够长)，以及码片序列230代表由过量信道产生的ICI的起源。码片序列230的减法运算导致了每个子带信号功率的部分衰减。这种减法是由于对过量信道抽头214以因数(1-N_ex/N_F)进行缩放。如图2D所示，有效信道240包括具有复增益h1的抽头212以及具有复增益h_e·(1-N_ex/N_F)的抽头216。抽头216的增益相对于抽头214的增益的减少可被称为“信道衰减”，并且是由抽头214的过度延迟扩展产生的。衰减的数量与盈余量N_ex相关。

接收机执行信道估计，以获得该无线信道的信道估计。信道估计通常是基于导频符号执行的，导频符号是接收机预先知道的调制符号。可以采用下述各种方式发送导频符号。

图3示出了可用于该OFDM系统的一个示例性的子带结构。OFDM系统的全部系统带宽为BWMHz，用OFDM分成N_F个正交的子带。每个子带的带宽为BW/N_F MHz。对于一个频谱经过整形的(spectrally shaped)OFDM系统来说，所有N_F个子带中只有N_U个子带用于数据/导频的传输，其中N_U＜N_F，其余N_F-N_U个子带不用于数据/导频的传输，作为保护子带以满足频谱屏蔽(spectral mask)的要求。为简单起见，以下描述假设所有N_F个子带都可用于OFDM系统。

图3还示出了一个示例性的频分复用(FDM)导频传输方案300。N_P个子带用于导频传输并被称为“导频子带”。为了简化信道估计的计算，可选择N_P为2的幂值，并且这N_P个导频子带均匀地分布在所有N_F个子带中，这样，连续的导频子带被N_F/N_P个子带分隔开来。

基于导频子带的接收导频符号，接收机可以获取该无线信道的初始频率响应估计，如下所述：

{\hat{H}}_{P} (k) = \frac{y_{p} (k)}{p (k)},

其中k∈K_P，公式(6)

其中，y_p(k)是子带k的接收导频符号；

P(k)是子带k上发送的导频符号；

是导频子带k的信道增益估计；以及

K_p是一个导频子带集合。

对于N_P个均匀分布的导频子带的初始频率响应估计而言，N_P×1的向量

可以按照

{H_{&OverBar;}^{^}}_{P} = {[{\hat{H}}_{P} (1) {\hat{H}}_{P} (2) . . . {\hat{H}}_{P} (N_{P})]}^{T}

生成，其中，“T”代表转置。如果在N_P个导频子带中的任何一个上没有发送导频符号(如，对于频谱经过整形的的OFDM系统)，那么必要时可以执行外插值和/或内插值，以获得没有进行导频传输的导频子带的信道增益估计。可以对在不同的OFDM符号周期中获得的多个向量

进行滤波，从而改进初始频率响应估计的质量。

基于初始频率响应估计可采用各种技术获得所有N_F个子带的频率响应估计。对于最小平方信道估计技术来说，首先获得无线信道的最小平方冲激响应估计，如下所示：

{h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{P}} = {\underset{&OverBar;}{W}}_{N_{P} \times N_{P}}^{H} {H_{&OverBar;}^{^}}_{P},

公式(7)

其中， W _NP×NP是用于N_P个导频子带的N_P×N_P的DFT矩阵；以及

是用于最小平方冲激响应估计的N_P×1的向量。

公式(7)表明，可以估计的信道抽头的最大数量受限于导频子带的数量(即，N_tap＝N_P)。

可以对向量

进行后处理，例如，通过将小于预定门限值的抽头设置为零，将过量信道的抽头设置为零等，如下所述。然后，对向量

进行零填充，以达到长度N_F。将零填充后的向量

利用N_F点FFT进行变换以获得向量用于最终频率响应估计，如下所述：

{H_{&OverBar;}^{^}}_{N_{F}} = W_{N_{F} \times N_{F}} {h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{F}},

公式(8)

其中，

{H_{&OverBar;}^{^}}_{N_{F}} = {[\hat{H} (1) \hat{H} (2) . . . \hat{H} (N_{F})]}^{T} .

图4A示出了无线信道的一般冲激响应410。信道冲激响应410包括：(1)主信道的N_cp个抽头，标号为1至N_cp；以及(2)过量信道的L个抽头，标号为N_cp+1至N_cp+L。L是过量信道的时间跨度或长度，并且当出现过度延迟扩展时，L大于零。每个抽头具有复增益h_i，h_i通常可以是非零或零值。

图4B示出了图4A中无线信道的有效信道上的冲激响应420。信道冲激响应420包括信道冲激响应410的所有抽头。然而，过量信道的L个抽头中的每一个以缩放因子

α_{N_{i}} = (1 - N_{i} / N_{F})

进行了缩放，其中，N_i是该抽头的盈余量，并且N_i＝1...L。有效信道的时间跨度等于无线信道的时间跨度，并且当存在过度延迟扩展时，该值大于循环前缀长度。无线信道的频率响应可以通过对有效信道的冲激响应420执行FFT来获得。

基于收到的导频符号，可以估计有效信道的信道冲激响应，如公式(6)和(7)所示。信道冲激响应的精确度受导频子带的数量影响。

对于临界采样OFDM系统来说，导频子带的数目等于循环前缀长度(即，N_P＝N_cp)。由于导频子带的数量决定了可以针对信道冲激响应而估计的最大时间跨度，因此对于临界采样系统，至多可以估计N_cp个信道抽头，标号为1至N_cp。

图4C示出了带有过度延迟扩展的临界采样OFDM系统的估计信道上的冲激响应430。当出现过度延迟扩展时，有效信道的时间跨度大于循环前缀长度。在这种情况下，不能估计出标号为N_cp+1至N_cp+L的过量信道抽头，这是因为临界采样OFDM系统的自由度数量不足。此外，无线信道的信道冲激响应在频域内被欠采样(undersampled)了N_P个导频子带。这就在时域内引起了过量信道的回绕(wraparound)效应，从而标号为N_cp+1的过量信道抽头出现在标号1上，标号为N_cp+2的过量信道抽头出现在标号2上等。每个回绕的过量信道抽头导致对相应的主信道抽头进行估计时的一个误差。

如果对信道冲激响应430执行FFT，那么对于每个子带所得的频率响应估计可以表示为：

{\hat{H}}_{es} (k) = H (k) + H_{err} (k),

其中，k＝1..N_F，公式(9)

其中，H(k)是子带k的实际信道增益；

是利用临界采样，子带k的信道增益估计；以及

H_err(k)是子带k的信道增益估计中的误差。为简单起见，由其他噪声产生的信道增益误差没有在公式(9)中表示出来。

信道增益误差H_err(k)可以表示为：

H_{err} (k) = 2 e^{jπ (\frac{N_{cp} k}{N_{F}} + \frac{1}{2})} \cdot \sin (\frac{π \cdot N_{cp} \cdot k}{N_{f}}) \cdot H_{ex} (k),

其中，k＝1..N_F，公式(10)

其中，H_ex(k)是由过量信道产生的子带k的复增益，该值可以通过对过量信道抽头执行FFT来获得。可将信道增益误差分解为四个部分。公式(10)中等号右侧的因子2反映了信道增益误差的两个起源：(1)不能对过量信道进行采样；以及(2)过量信道到主信道上的回绕。正弦项对应于一个正弦曲线，该正弦曲线的频率由N_cp与N_F的比值决定。所有子带的信道增益误差的总噪声功率可以表示为：

σ_{ch}^{2} (k) = Σ_{k = 1}^{N_{F}} {| H_{err} (k) |}^{2} = 2 \cdot Σ_{k = 1}^{N_{F}} {| H_{ex} (k) |}^{2} \cdot (1 - \cos (\frac{π \cdot N_{cp} \cdot k}{N_{F}})),

其中，k＝1..N_F，

公式(11)

每个子带的信号噪声干扰比(SNR)可以表示为：

SNR (k) = \frac{E_{s} \cdot {| | \underset{&OverBar;}{h} | |}^{2}}{N_{0} + E_{S} \cdot [σ_{ch}^{2} (k) + σ_{ISI}^{2} (k) + σ_{ICI}^{2} (k)]},

公式(12)

其中N₀是信道噪声(包括热噪声、来自其他信源的干扰、接收机噪声等)并且‖h‖²是有效信道冲激响应的二阶范数。如公式(12)所示，信道估计误差、ISI、ICI噪声功率均以信号功率E_S为比例进行缩放。因此，这三个噪声项表现为SNR的噪声基底(noise floor)。如果信道估计误差、ISI、ICI噪声功率低于信道噪声N₀，那么由它们产生的噪声基底可以忽略不计。然而，如果这些噪声功率高于信道噪声N₀，那么，这种噪声基底可能限制系统的性能。如果过量信道抽头包含总信道能量很大的一部分(如，10％或更多)，那么信道估计误差噪声功率可以控制ISI和ICI噪声功率。

为了减少过度延迟扩展对信道估计误差和SNR的有害影响，可以增加导频子带的数量。对于过采样的OFDM系统，导频子带的“有效”数量(即用于进行信道估计的不同导频子带的数量)大于循环前缀长度(即，N_Peff＞N_cp)。如果N_Peff足够大使得无线信道(包括过量信道)的冲激响应不超过N_Peff个抽头，那么当存在过度延迟扩展时，就有足够数量的自由度可用于估计无线信道的所有抽头。

可采用多种方式获得用于进行超采样的附加导频子带。在一个导频传输方案中，N_Peff＝N_P＞N_cp，并且在每个OFDM符号周期中，导频符号是在所有N_P个导频子带上发送的。为了简化计算，可以选择N_P为2的幂(即，N_P＝2N_cp)，并且这N_P个导频子带均匀地分布在所有N_F个子带上。对于这种导频传输方案来说，有较少的子带可用于数据传输。

图5示出了交错式导频传输方案500，该方案可用于增加导频子带的有效数目，而不增加导频符号的开销。对于方案500来说，在每个OFDM符号周期，使用N_P＝N_cp个导频子带。然而，奇数OFDM符号周期的N_cp个导频子带与偶数OFDM符号周期的N_cp个导频子带相交错或偏离了N_F/2N_cp个子带。方案500使用了有N_cp个导频子带的两个不同集合，对应于重复因数2。因此，导频子带的有效数目为N_Peff＝2N_P＝2N_cp。为了简化计算，每个OFDM符号的N_cp个导频子带均匀地分布在所有N_F个子带中。

图6示出了过程600，用于针对基于导频传输方案500的无线信道获得长度为N_Peff＝2N_cp的全信道冲激响应估计。初始频率响应估计

是基于OFDM符号周期n中使用的第一个集合的N_cp个导频子带对应的接收导频符号而获得的，如公式(6)所示(框612)。初始频率响应估计

也是基于OFDM符号周期n+1中使用的第二个集合的N_cp个导频子带对应的接收导频符号而获得的(框614)。对

执行N_cp点IFFT，以获得具有N_cp个抽头的信道冲激响应估计 (框616)。同样，对

执行N_cp点IFFT，以获得具有N_cp个抽头的另一个信道冲激响应估计

(框618)。对于具有两次重复的方案500来说，重复向量

以获得长度为N_Peff＝2N_cp的向量

(框620)。同样，重复向量

并调整相位，以获得长度为N_Peff的向量

(仍为框620)。组合向量

和

(如，滤波)，以获得具有N_Peff个抽头的全信道冲激响应估计

(框622)。进一步处理(如，抑制噪声)向量

并进行零填充，以获得长度为N_F的向量 (框624)。然后，对向量执行N_F点FFT，以获得N_F个子带的全频率响应估计如公式(8)所示(框626)。

图6示出了一个实施例，其中，在时域内组合了两个导频子带集合的信道估计。它的实现通过下列步骤：(1)为每个导频子带集合的初始频率响应估计获取初始信道冲激响应估计(框616和618)；以及(2)组合两个导频子带集合的初始信道冲激响应估计，以获得全信道冲激响应估计(框622)。还可以在频域内组合两个导频子带集合的初始频率信道响应估计，以获得中间频率响应估计，该值可用于得到全信道冲激响应估计。

图7示出了基于交错式导频传输方案500，获取具有N_Peff＝2N_cp个抽头的全信道冲激响应估计。向量

代表具有N_cp个抽头的信道冲激响应估计，并且包括：(1)主信道的响应712；以及(2)回绕过量信道的响应714，该响应是由于在频域对N_cp个导频子带进行欠采样而产生的。重复向量

以获得向量

{h_{&OverBar;}^{^}}_{0}^{'} = {[{h_{&OverBar;}^{^}}_{0} {h_{&OverBar;}^{^}}_{0}]}^{T} .

类似地，向量

包括主信道的响应722和回绕过量信道的响应724。同样，重复向量

并把重复后的实例反向，以获得向量

{h_{&OverBar;}^{^}}_{1}^{'} = {[{h_{&OverBar;}^{^}}_{1} - {h_{&OverBar;}^{^}}_{1}]}^{T} .

向量可以通过对向量

和

求和来获得，如图7所示。向量

还可以通过对向量

和

进行滤波来获得，如下所述。

向量

代表具有N_Peff＝2·N_cp个抽头的全信道冲激响应，并且包括：(1)主信道的响应732；(2)回绕过量信道未取消部分的响应734；(3)过量信道的响应736；以及(4)主信道未取消部分的响应738。响应734和738可能取决于各种因素，比如，无线信道在获取向量

和

时间当中的改变。

如图7所示，无线信道的全信道冲激响应(具有N_Peff个抽头)可以是基于收到的两个OFDM符号进行估计的，其中每个OFDM符号包括N_cp个导频子带。如果无线信道在两个OFDM符号上相对静止，那么响应734和738会比较小，并且向量

是无线信道的一个精确的全冲激响应估计。

可以按照多种方式，利用全信道冲激响应估计，来获得全频率响应估计

可以选用中全部或部分抽头，并且可以将零个或多个抽头设置为零(即，零输出)，以抑制噪声。下面描述几种抽头选择方案。

图8A示出了第一种抽头选择方案中估计信道的冲激响应810。在这种方案中，使用全信道冲激响应估计

的前N_cp个抽头(对应于主信道)，把后N_Peff-N_cp个抽头(对应于过量信道)设置为零(即，截断)。由于过量信道响应已经归零，所以，估计信道冲激响应810受到截断的影响。然而，冲激响应810不会经历回绕效应。这种抽头选择方案的信道估计误差是由过量信道决定的，并且可以表示为：H_err，tr(k)＝H_ex(k)，其中，k＝1..N_F，公式(13)

这种方案的信道估计误差噪声功率处于过量信道能量的量级上，并且大约为公式(11)所示的临界采样情况噪声功率的一半。对于第一种抽头选择方案来说，截断效应体现了SNR的噪声基底，但是不存在回绕效应，并且也没有影响该噪声基底。因此，第一种抽头选择方案的噪声基底低于临界采样情况的噪声基底。

第一种抽头选择方案还提出了“过采样增益”，即由把一些抽头归零引起的噪声下降。由于把最后N_Peff-N_cp个抽头设置为零，所以，它们不会引入任何噪声，也不会使最终的频率响应估计

降级。如果N_Peff＝2N_cp并且把最后N_cp个抽头设置为零，那么相对于临界采样情况，噪声大约减少了3dB。

图8B示出了第二种抽头选择方案的估计信道的冲激响应820。在这种方案中，使用了全信道冲激响应估计

的所有N_Peff个抽头。由于利用足够数量的导频子带正确地估计了过量信道响应，所以，估计信道冲激响应820不会受到截断效应或回绕效应的影响。结果，这种方案的信道估计噪声功率大约为零，并且SNR不会观测到由这两种效应产生的噪声基底。然而，由于使用了所有N_Peff个抽头，所以，相对于临界采样情况，没有实现噪声的减少(即，没有过采样增益)。

表格1总结了临界采样和过采样情况观测到的各种效应。在截断列中，“是”一词表示全信道冲激响应估计的最后N_Peff-N_cp个抽头被设置为零，以及“否”一词表示使用了所有N_Peff个抽头。

表格1

采样	截断	回绕效应	截断效应	过采样增益
采样	截断	回绕效应	截断效应	过采样增益	临界采样(N_Peff＝N_cp)	-	是	是	否
过采样(N_Peff＞N_cp)	是	否	是	是	临界采样(N_Peff＝N_cp)	-	是	是	否
	是	否	是	是	否	否	否	否

第一和第二抽头选择方案按照确定的方式选择抽头。抽头的选择还可以按照其他的方式执行，其中的一部分如下所述。

在第三种抽头选择方案中，“门限值”用于选择具有足够能量的信道抽头并且把低能量的信道抽头归零。低能量的信道抽头的产生很可能是由于噪声，而不是信号能量。门限值可用来判断给定信道抽头是否具有足够的能量以及是否应该保留。门限值可以基于各种因素并按照各种方案来计算。门限值可以是一个相对值(如，取决于测量的信道响应)或一个绝对值(如，不取决于测量的信道响应)。相对门限值可以基于信道冲激响应估计的能量(全部的或平均的)来计算。使用相对门限值确保：(1)门限操作不取决于收到的能量的变化；以及(2)不把出现的低信号能量的信道抽头归零。绝对门限值的计算可以基于接收机中的噪声、接收导频符号的最低期望能量等。使用绝对门限值强制信道抽头满足某个最小值以便被选用。门限值还可以基于用于相对和绝对门限值的因素的组合来计算。例如，门限值可以基于信道冲激响应估计的能量来计算并且进一步受约束使其等于或大于预定的最小值。

门限操作可以按照多种方式执行。在一种门限操作方案中，在截断最后N_Peff-N_cp个抽头之后，执行门限操作，可以表示为：

其中，i＝1...N_cp，公式(14)

其中，

是

中第i个元素/抽头；

是第i个抽头的能量；

E_th是用于将低能量抽头归零的门限值。

可以定义门限值，例如，基于主信道的N_cp个抽头的能量，如下：

E_{th} = α_{th} \cdot {| | {h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{Peff}} | |}^{2},

其中，

是主信道能量(截断后的)，并且α_th是系数。系数α_th可以是基于噪声抑制和信号删除之间的折衷来选择的。更高的α_th值会提供更大的噪声抑制，但也增大了把低能量抽头归零的可能性。系数α_th可以是0到1/N_cp范围内的一个值(如，α_th＝0.1/N_cp)。

在另一种门限操作方案中，利用单个门限值，对

的所有N_Peff个元素(如，没有截断的)执行门限操作，类似于公式(14)所示。在另一种门限操作方案中，利用多个门限值，对

的所有N_Peff个元素执行门限操作。例如，第一个门限值用于

中主信道的前N_cp个抽头，以及第二个门限值用于

中过量信道的最后N_Peff-N_cp个抽头。可以设定第二个门限值低于第一个门限值。在另一种门限操作方案中，门限操作仅对

中过量信道的最后N_Peff-N_cp个抽头执行，而不对前N_cp个抽头执行。门限操作可以按照其他方式来执行，但这也落入本发明的保护范围。

门限操作非常适合于“稀疏的”无线信道，比如，在宏蜂窝广播系统中的无线信道。稀疏的无线信道在少数几个抽头中集中了大部分的信道能量。每个抽头对应于具有不同传播延迟的一个可分解的信号路径。即使这些信号路径之间的延迟扩展(即，时间差异)可能很大，稀疏信道也几乎没有信号路径。可以将对应于较弱的或不存在的信号路径归零。

可以看出，通过利用N_Peff＞N_cp进行过采样，显著提高了系统性能。将过采样与最后N_Peff-N_cp个抽头的截断结合起来，能够：(1)降低SNR中的噪声基底，这是因为不存在回绕效应；以及(2)减少由过采样增益产生的噪声。没有截断的过采样去除了由回绕和截断效应产生的噪声基底，但不能提供过采样增益。过采样结合门限操作(带有或不带有截断)，在某些场景下能够提供进一步的改进。基于检测到的延迟扩展，可以不启用或启用截断和/或门限操作。例如，如果检测到过度延迟扩展(如，通过对收到的码片执行相关)，就可以把截断置为无效以及可把门限操作置为有效或无效。在任何情况下，过采样使接收机可以获得全信道冲激响应估计，从而可以提供更为准确的信道估计并改进系统性能。通常，过采样带来的改进量随过量信道中能量的增加而增加。

图5示出了一个示例性的交错式导频传输方案，该方案具有两个交错的导频子带集合。可以采用其他各种导频传输方案，以获得用于进行过采样的必要有效数量的导频子带。

图9A示出了交错式导频传输方案910，该方案利用四个不同的导频子带集合。这四个集合中的每一个包括N_Psb个导频子带。为了简化计算，选择N_Psb为2的幂值，并且每个集合中的N_Psb个导频子带均匀地分布在所有N_F个子带中，这样，每个集合中连续的导频子带被N_F/N_Psb个子带分隔开来。例如，N_Psb可以等于N_cp、N_cp/2等。这四个集合中的导频子带也以梳状结构相交错，如图9A所示。这四个导频子带集合用于四个OFDM符号周期，比如，按照图9A所示顺序或一种不同的顺序。

这四个导频子带集合对应的接收导频符号可以按照各种方式用于进行信道估计。基于这四个导频子带集合的接收导频符号，可以获得长度为N_Psb、2N_Psb或4N_Psb的信道冲激响应估计。获得长度为N_Peff＝2N_Psb的信道冲激响应估计，可以通过下列步骤：(1)对每个OFDM符号周期的N_Psb个接收导频符号执行N_Psb点IFFT，以获得长度为N_Psb的冲激响应估计

(2)将冲激响应估计

重复一次以及在需要时调整

的每个实例的相位，以获得向量

以及(3)利用向量

更新全信道冲激响应估计

获得长度为N_Peff＝4N_Psb的信道冲激响应估计，可以通过下列步骤：(1)对每个OFDM符号周期的N_Psb个接收导频符号执行N_Psb点IFFT，以获得冲激响应估计

(2)将冲激响应估计

重复三次以及在需要时调整

的每个实例的相位，以获得向量

以及(3)利用向量

更新全信道冲激响应估计

相位调整取决于导频子带集合的数量以及每个集合中导频子带的数量。

图9B示出了交错式导频传输方案920，该方案使用三个不同的导频子带集合。第一个集合包括2N_Psb个导频子带，第二和第三个集合各包括N_Psb个导频子带。为了简化计算，选择N_Psb为2的幂值，并且每个集合中的N_Psb或2N_Psb个导频子带均匀地分布在所有N_F个子带中。三个集合中的导频子带也以梳状结构相交错，如图9B所示。三个导频子带集合用于三个OFDM符号周期，比如，按照图9B所示顺序或一种不同的顺序。

通常，交错式导频传输方案在不同的OFDM符号周期使用不同的导频子带集合，并且导频子带的有效数量等于用于导频传输的不同子带的数量。可以使用任何数量的导频子带集合(或重复)。更高的重复常对应于更多的导频子带有效数量以及更长的信道估计延迟。此外，每个集合可以使用任何数量的导频子带，以及各个集合可以包括相同或不同数量的子带。具有优势的是，在所有N_F个子带中的尽可能多的子带上循环并发送导频符号。然而，为了减少导频开销，在每个OFDM符号周期中，只使用一小部分的子带(如，N_cp个)。

图10示出了在给定交错式导频传输方案中执行信道估计的过程1000。最初，在当前OFDM符号周期n中，为用于导频传输的一个导频子带集合获取一组接收导频符号(框1012)。基于接收导频符号，为这些导频子带获取初始频率响应估计

(框1014)。然后，基于初始频率响应估计

(如，通过对其执行IFFT)，获取初始信道冲激响应估计

(框1016)。将初始信道冲激响应估计

重复一次或多次(框1018)。适当地调整的每个实例，例如，基于当前OFDM符号周期n使用的特定导频子带，调整相位(也为框1018)。框1018的输出是一个扩展的信道冲激响应估计

它的抽头多于

的抽头。

对于当前OFDM符号周期n，基于

更新全信道冲激响应估计

(框1020)。

的更新可以按照多种方式执行，其取决于：(1)选用的交错式导频传输方案；(2)是否执行滤波；以及(3)其他可能因素。例如，如果没有进行滤波并采用了图5所示导频传输方案500，那么对于编号为奇数的OFDM符号周期，把

置为

对于编号为偶数的OFDM符号周期，按照

{h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{Peff}} (n) = [{h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{Peff}} (n - 1) + {h_{&OverBar;}^{^}}^{'} (n)] / 2

来计算。下面描述对

进行滤波，以获得

将全信道冲激响应估计

作进一步处理(如，截断、门限操作等)并进行零填充，以获得长度为N_F的向量 (框1022)。然后，基于信道冲激响应估计

获取当前OFDM符号周期n的最终频率响应估计

(框1024)。框1012至1024可以在每个OFDM符号周期或收到导频符号的任何时候执行。

如上面所述，全信道冲激响应估计

是通过对

进行滤波获得的。例如，可以利用FIR滤波器获得

如下：

{h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{Peff}} = Σ_{i = - L 1}^{L 2} {\underset{&OverBar;}{c}}_{i} \cdot {h_{&OverBar;}^{^}}^{'} (n - i),

公式(15)

其中， c _i是具有用于FIR滤波器抽头i的N_Peff个系数的向量；以及

L₁和L₂是该FIR滤波器的时间扩展。

对于因果(causal)FIR滤波器，L₁＝0，L₂≥1，并且滤波后的频率响应估计

是在前面L₂个和当前OFDM符号周期的扩展信道冲激响应估计

的加权和。对于非因果(non-causal)FIR滤波器，L₁≥₁，L₂≥1，并且滤波后的频率响应估计是在前面L₂个、当前以及后面L₁个OFDM符号周期的扩展信道冲激响应估计

的加权和。为了实现非因果FIR滤波器，需要缓冲收到的L₁个OFDM符号。

FIR滤波器的系数可以按照多种方式选择。为了得到预期的滤波器特性(如，滤波器带宽和滚降)，选择FIR滤波器的L₁+L₂+1个抽头对应的L₁+L₂+1个向量 c _i。每个向量 c _i的N_Peff个系数，也可以按照多种方式选择。在一个实施例中，将每个FIR滤波器抽头对应的向量c _i的N_Peff个系数都设置为相同的值。在另一个实施例中，将每个FIR滤波器抽头对应的向量 c _i中用于主信道的前N_cp个系数设置为一个值，将其余N_Peff-N_cp个系数设置为另一个值。通常，每个向量 c _i的N_Peff个系数可以使用相同或不同的权重。

全信道冲激响应估计

也可以利用IIR滤波器获取，如下：

{h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{Peff}} (n) = (1 - α_{i}) \cdot {h_{&OverBar;}^{^}}_{N_{Peff}} (n - 1) + α_{i} {\cdot h_{&OverBar;}^{^}}^{'} (n),

公式(16)其中α_i是用于滤波的时间常数。时间常数α_i可以是基于该无线信道的特性(如，相干时间)选择的。

还可以对初始频率响应估计

和/或最终频率响应估计进行滤波，从而获得更高的质量。

最终频率响应估计可以用于检测，以恢复出发送的数据符号。每个子带上收到的符号可以表示为：

Y (k) = \sqrt{E_{s}} \cdot \hat{H} (k) \cdot S (k) + N (k),

其中k＝1..N_F，公式(17)

其中，S(k)是子带k的发送符号；

是子带k的信道增益估计；

N(k)是子带k观测到的噪声；以及

Y(k)是子带k上收到的符号。

执行检测过程如下：

\hat{S} (k) = \frac{Y (k)}{\hat{H} (k)} = S (k) + N^{'} (k),

其中k∈K_d，公式(18)

其中，是子带k上的检测符号；

N′(k)是子带k上的后处理噪声；以及

K_d是用于数据传输的一个子带集合(即，数据子带)。公式(18)中的运算一般被称为均值化并且通常用于未编码系统。或者，执行检测可以按照：

\hat{S} (k) = Y (k) {\hat{H}}^{*} (k) = S (k) + N^{''} (k),

其中，k∈K_d，公式(19)其中“*”表示复共轭。公式(19)中的运算一般被称为匹配滤波并且通常用于编码系统。

图11示出了OFDM系统内接入点1100和终端1150的框图。在下行链路上，在接入点1100，发送(TX)数据处理器1100对业务数据进行接收、格式化、编码、交织和调制(即，符号映射)并且提供调制符号(或简称，“数据符号”)。OFDM调制器1120接收数据符号和导频符号，执行如图1中描述的OFDM调制，并且提供OFDM符号流。导频符号按照使导频子带的有效数量大于循环前缀长度(如，N_Peff＞N_cp)的方式发送，以实现过采样。发射机单元(TMTR)1122接收OFDM符号并将其转换成一个或多个模拟信号，修整(如，放大、滤波和上变频)模拟信号以生成下行链路信号，以及从天线1124将信号发送给终端。

在终端1150，天线1152接收下行链路信号并把收到的信号提供给接收机单元(RCVR)1154。接收机单元1154修整(如，滤波、放大和下变频)收到的信号，对修整后的信号进行数字化，以及把收到的码片提供给OFDM解调器1156。

图12示出了OFDM解调器1156的一个实施例。循环前缀去除单元1212去除附加在每个OFDM符号上的循环前缀。然后，FFT单元1214利用N_F点FFT把每个收到的变换后的符号变换到频域并且获得N_F个子带的N_F个接收符号。FFT单元1214把接收导频符号提供给处理器1170，以及把接收数据符号提供检测器1216。检测器1216还接收来自处理器1170的下行链路的频率响应估计

对接收数据符号执行检测，以获得检测后的符号(即发送数据符号的估计)，以及把检测后的符号提供给RX数据处理器1158。

处理器1170包括信道估计器1220，它获取接收导频符号并执行信道估计，如上所述。在信道估计器1220中，导频检测器1222去除接收导频符号上的调制，以及在需要时执行外插值和/或内插值，以获得初始频率响应估计

其具有的信道增益估计对应于每个OFDM符号周期中N_dn个均匀分布的子带。IFFT单元1224对初始频率响应估计执行IFFT，以获得具有N_dn个抽头的信道冲激响应估计

重复单元1226将信道冲激响应估计重复所需的次数，并且在需要时，还调整每个实例的相位。然后，组合器/滤波器1228对单元1226的输出进行组合或滤波，并且提供全信道冲激响应估计。门限和零填充单元1230执行门限操作(如果启用的话)和零填充，以获得具有N_F个抽头的向量

FFT单元1232对向量执行FFT，从而获得下行链路的N_F个子带的最终频率响应估计

回到图11，RX数据处理器1158对检测符号进行解调(如，符号解映射)、解交织以及解码，从而恢复出发送的业务数据。OFDM解调器1156和RX数据处理器1158的处理过程分别与接入点1100中的OFDM调制器1120和TX数据处理器1110的处理过程是相互补的。

在上行链路上，TX数据处理器1182处理业务数据并提供数据符号。OFDM调制器1184接收数据符号并将其与导频符号进行复用，执行OFDM调制，并且提供OFDM符号流。导频符号可以在分配给终端1150用于导频传输的N_up个子带上进行发送。上行链路的导频子带的数量(N_up)与下行链路的导频子带的数量(N_dn)可以相同或不同。另外，上行链路和下行链路可采用相同或不同的(如，交错式的)导频传输方案。然后，发送机单元1186接收并处理OFDM符号流，以生成上行链路信号，该信号经由天线1152发送给接入点。

在接入点1100中，来自终端1150的上行链路信号经由天线1124接收并被接收机单元1142处理以获得接收码片。然后，OFDM解调器1144处理接收码片并为上行链路提供接收导频符号和检测后的符号。RX数据处理器1146处理检测后的符号，从而恢复出终端1150发送的业务数据。

处理器1130为在上行链路上进行发送的每个终端执行信道估计，如上所述。多个终端在分配给它们的导频子带上，可以在上行链路同时发送导频符号。为了减少干扰，在给定OFDM符号周期中，每个子带仅被一个终端用于导频符号或数据的传输。处理器1130可以实现图12所示的信道估计器1220。对于每个终端m，处理器1130基于从该终端收到的导频符号，获得该终端上行链路的初始频率响应估计

基于

获取该终端的信道冲激响应估计以及基于获取该终端的最终频率响应估计

将每个终端的频率响应估计

提供给OFDM解调器1144并且用于该终端的检测。

处理器1130和1170分别控制接入点1100和终端1150中的操作。存储单元1132和1172分别存储处理器1130和1170使用的程序代码和数据。处理器1130和1170还执行如上所述的信道估计。

为清楚起见，本申请描述了OFDM系统的导频传输和信道估计技术。这些技术也可用于其他多载波调制技术，如离散多音频(DMT)。

这里描述的导频传输和信道估计的技术可通过多种方式来实现。例如，这些技术可以用硬件、软件或软硬件结合的方式来实现。对于硬件实现，用于进行信道估计的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行此处所述功能的其他电子单元或其组合中。

对于软件实现，这里描述的导频传输和信道估计的技术可用执行此处所述功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器单元(如，图11中的存储器单元1132或1172)中，并由处理器(如处理器1130或1170)执行。存储器单元可以实现在处理器内或处理器外，在后一种情况下，它经由本领域内公知的各种手段，可通信地连接到处理器。

所述公开实施例的上述描述可使得本领域的技术人员能够实现或者使用本发明。对于本领域技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的精神和范围的基础上应用于其他实施例。因此，本发明并不限于这里给出的实施例，而是与符合这里公开的原理和新颖特征的最广范围相一致。

Claims

1、一种用于在无线通信系统内估计无线信道的频率响应的方法，包括：

针对至少两个导频子带集合获取至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应一组接收导频符号，其中，所述至少两个导频子带集合中的每一个用于在不同的符号周期中进行导频传输；

基于所述至少两组接收导频符号，获取至少两个初始频率响应估计，每组接收导频符号对应一个初始频率响应估计；

基于所述至少两个初始频率响应估计，得到总信道冲激响应估计，其中，所述总信道冲激响应估计包括的抽头多于所述至少两个导频子带集合中每一个集合内的导频子带的数量；以及

基于所述总信道冲激响应估计，得到所述无线信道的总频率响应估计。

2、如权利要求1所述的方法，其中，所述基于所述至少两个初始频率估计得到总信道冲激响应估计包括：

基于所述至少两个初始频率响应估计，得到至少两个初始信道冲激响应估计，每个初始频率响应估计对应一个初始冲激响应估计；以及

基于所述至少两个初始信道冲激响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

3、如权利要求1所述的方法，其中，所述基于所述至少两个初始频率估计得到总信道冲激响应估计包括：

基于所述至少两个初始频率响应估计，得到一个中间频率响应估计；以及

基于所述中间频率响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

4、如权利要求1所述的方法，其中，所述总信道冲激响应估计包括N_T个抽头，其中，N_T是所述总信道冲激响应估计的长度并且等于所述至少两个导频子带集合中导频子带的总数量。

5、如权利要求1所述的方法，其中，每个集合中的导频子带均匀地分布在所有N_F个子带中，并且与所述至少两个导频子带集合中其余集合内的导频子带不重合，其中，N_F是大于1的整数。

6、如权利要求1所述的方法，其中，在编号为奇数的符号周期中，接收导频符号是在第一个导频子带集合上获得的，以及其中，在编号为偶数的符号周期中，接收导频符号是在第二个导频子带集合上获得的。

7、如权利要求1所述的方法，其中，所述至少两个导频子带集合包括相同数目的导频子带。

8、如权利要求1所述的方法，其中，所述至少两个导频子带集合包括不同数目的导频子带。

9、如权利要求2所述的方法，其中，所述得到总信道冲激响应估计还包括：

将所述至少两个初始信道冲激响应估计中的每一个重复至少一次，以获得所述初始信道冲激响应估计的至少两个实例；

基于所述初始信道冲激响应估计的所述至少两个实例，形成每个初始信道冲激响应估计对应的一个扩展信道冲激响应估计；以及

基于所述至少两个初始信道冲激响应估计对应的至少两个扩展信道冲激响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

10、如权利要求9所述的方法，其中，所述得到总信道冲激响应估计还包括：

有选择性地调整每个初始信道冲激响应估计的所述至少两个实例的相位，以及其中，每个初始信道冲激响应估计对应的所述扩展信道冲激响应估计是基于所述初始信道冲激响应估计的至少两个有选择性相位调整后的实例而形成的。

11、如权利要求9所述的方法，其中，所述得到总信道冲激响应估计还包括：

将所述至少两个扩展信道冲激响应估计中的每一个用一个相应的系数集合进行缩放，以获得一个对应的缩放后的信道冲激响应估计，其中，针对所述至少两个扩展信道冲激响应估计，用至少两个系数集合获得至少两个缩放后的信道冲激响应估计；以及

组合所述至少两个缩放后的信道冲激响应估计，以获得所述总信道冲激响应估计。

12、如权利要求11所述的方法，其中，所述至少两个系数集合是用于有限冲激响应(FIR)滤波器的。

13、如权利要求11所述的方法，其中，所述至少两个系数集合是用于无限冲激响应(IIR)滤波器的。

14、如权利要求11所述的方法，其中，每个系数集合包括具有第一个值的N_cp个系数以及具有第二个值的N_L个系数，其中，具有所述第一个值的所述N_cp个系数是用于所述总信道冲激响应估计的前N_cp个抽头的，以及其中，具有所述第二个值的所述N_L个系数是用于所述总信道冲激响应估计的其余抽头的，其中，N_cp和N_L是大于1的整数。

15、如权利要求1所述的方法，其中，所述至少两个初始信道冲激响应估计中的每一个均是通过对所述至少两个初始频率响应估计中相应的一个执行快速傅立叶反变换(IFFT)而得到的。

16、如权利要求1所述的方法，其中，所述总频率响应估计是通过对所述总信道冲激响应估计执行快速傅立叶变换(FFT)而得到的。

17、如权利要求1所述的方法，还包括：

将所述总信道冲激响应估计的N_T个抽头中选中的一些抽头设置为零，其中N_T是所述总信道冲激响应估计的长度并且是大于1的整数。

18、如权利要求17所述的方法，其中，将所述总信道冲激响应估计的所述N_T个抽头中后N_Z个抽头设置为零，其中，N_Z小于N_T。

19、如权利要求18所述的方法，其中，N_Z等于N_T-N_cp，其中N_cp是所述系统的循环前缀长度并且是大于1的整数。

20、如权利要求1所述的方法，还包括：

确定所述总信道冲激响应估计的N_T个抽头中每一个抽头的能量，其中N_T是所述总信道冲激响应估计的长度并且是大于1的整数；以及

将所述N_T个抽头中的每一个抽头设置为0，如果该抽头的能量小于一个门限值的话。

21、如权利要求20所述的方法，其中，所述门限值是基于所述N_T个抽头的总能量而得到的。

22、如权利要求1所述的方法，还包括：

确定所述总信道冲激响应估计的N_T个抽头中每一个抽头的能量，其中N_T是所述总信道冲激响应估计的长度并且是大于1的整数；

保留所述总信道冲激响应估计的所述N_T个抽头中能量最大的N_X个抽头，其中N_x是等于或大于1的整数；以及

将所述总信道冲激响应估计的其余N_T-N_x个抽头设置为零。

23、如权利要求1所述的方法，还包括：

利用所述总频率响应估计，对收到的数据符号执行检测。

24、如权利要求1所述的方法，其中，所述无线通信系统是利用正交频分复用(OFDM)的。

25、如权利要求1所述的方法，其中，所述无线通信系统是利用离散多音频(DMT)的。

26、如权利要求24所述的方法，其中，在所述无线通信系统内发送的每个OFDM符号包括一个循环前缀，以及其中，所述总信道冲激响应估计包括的抽头的个数多于所述循环前缀的长度。

27、无线通信系统中的一种装置，包括：

解调器，针对至少两个导频子带集合获取至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应一组接收导频符号，其中，所述至少两个导频子带集合中的每一个用于在不同符号周期中进行导频传输；

导频检测器，基于所述至少两组接收导频符号，获取无线信道的至少两个初始频率响应估计，每组接收导频符号对应一个初始频率响应估计；

组合器单元，基于所述至少两个初始频率响应估计，得到总信道冲激响应估计，其中，所述总信道冲激响应估计包括的抽头个数多于所述至少两个导频子带集合中每一个集合内的导频子带的数量；以及

第一转换单元，基于所述总信道冲激响应估计，得到所述无线信道的总频率响应估计。

28、如权利要求27所述的装置，还包括：

第二转换单元，基于所述至少两个初始频率响应估计，得到至少两个初始信道冲激响应估计，每个初始频率响应估计对应一个初始信道冲激响应估计，以及其中，所述组合器单元基于所述至少两个初始信道冲激响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

29、如权利要求27所述的装置，其中，所述组合器单元基于所述至少两个初始频率响应估计，得到一个中间频率响应估计，以及基于所述中间频率响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

30、如权利要求28所述的装置，其中，所述组合器单元：

31、如权利要求30所述的装置，其中，所述组合器单元还：

32、如权利要求27所述的装置，还包括：

门限操作单元，将所述总信道冲激响应估计的N_T个抽头中选中的一些抽头设置为零，其中N_T是所述总信道冲激响应估计的长度并且是大于1的整数。

33、如权利要求27所述的装置，其中，所述无线通信系统利用正交频分复用(OFDM)，其中，在所述无线通信系统内发送的每个OFDM符号包括一个循环前缀，以及其中，所述总信道冲激响应估计包括的抽头的个数多于所述循环前缀的长度。

34、无线通信系统中的一种装置，包括：

接收导频符号获取模块，针对至少两个导频子带集合获取至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应一组接收导频符号，其中，所述至少两个导频子带集合中的每一个用于在不同的符号周期中进行导频传输；

初始频率响应估计获取模块，基于所述至少两组接收导频符号，获取无线信道的至少两个初始频率响应估计，每组接收导频符号对应一个初始频率响应估计；

总信道冲激响应估计获得模块，基于所述至少两个初始频率响应估计，得到总信道冲激响应估计，其中，所述总信道冲激响应估计包括的抽头个数多于所述至少两个导频子带集合中每一个集合内的导频子带的数量；以及

总频率响应估计获得模块，基于所述总信道冲激响应估计，得到所述无线信道的总频率响应估计。

35、如权利要求34所述的装置，其中，所述总信道冲激响应估计获得模块是基于所述至少两个初始频率响应估计的，其包括：

初始信道冲激响应估计获得模块，基于所述至少两个初始频率响应估计，得到至少两个初始信道冲激响应估计，每个初始频率响应估计对应一个初始信道冲激响应估计；以及

总信道冲激响应估计获得模块，基于所述至少两个初始信道冲激响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

36、如权利要求34所述的装置，其中，所述总信道冲激响应估计获得模块是基于所述至少两个初始频率响应估计的，其包括：

中间频率响应估计获得模块，基于所述至少两个初始频率响应估计，得到一个中间频率响应估计；以及

总信道冲激响应估计获得模块，基于所述中间频率响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

37、如权利要求35所述的装置，还包括：

重复模块，将所述至少两个初始信道冲激响应估计中的每一个重复至少一次，以获得所述初始信道冲激响应估计的至少两个实例；

形成模块，基于所述初始信道冲激响应估计的所述至少两个实例，形成每个初始信道冲激响应估计对应的一个扩展信道冲激响应估计；以及

总信道冲激响应估计获得模块，基于所述至少两个初始信道冲激响应估计对应的至少两个扩展信道冲激响应估计，得到所述总信道冲激响应估计。

38、如权利要求34所述的装置，还包括：

缩放模块，将所述至少两个扩展信道冲激响应估计中的每一个用一个相应的系数集合进行缩放，以获得一个对应的缩放后的信道冲激响应估计，其中，针对所述至少两个扩展信道冲激响应估计，用至少两个系数集合获得至少两个缩放后的信道冲激响应估计；以及

组合模块，组合所述至少两个缩放后的信道冲激响应估计，以获得所述总信道冲激响应估计。

39、如权利要求34所述的装置，还包括：

设置模块，将所述总信道冲激响应估计的N_T个抽头中选中的一些抽头设置为零，其中N_T是所述总信道冲激响应估计的长度并且是大于1的整数。