JP2010183583A - 過剰な遅延広がりを有するｏｆｄｍシステムのためのパイロット送信及びチャネル推定 - Google Patents

Abstract

【課題】過剰な遅延広がりを有するＯＦＤＭシステムのためのパイロット送信及びチャネル推定。
【解決手段】過剰な遅延広がりの有害な効果を緩和するために、パイロット・サブバンドの数は、周期的プリフィックス長よりも大きい。このオーバーサンプリングは、各シンボル・ピリオドにおいてより多くのパイロット・サブバンド又は異なるシンボル・ピリオドにおいてパイロット・サブバンドの異なるセットを使用することによって実現される。受信されたパイロット・シンボルの第１及び第２のグループは、それぞれ第１及び第２のシンボル・ピリオドに対して取得され、第１及び第２の周波数応答推定値を導出するために使用される。第１及び第２のチャネル・インパルス応答推定値は、第１及び第２の周波数応答推定値に基づいて導出され、パイロット・サブバンドの数よりも多くのタップを有する第３のチャネル・インパルス応答推定値を導出するために使用される。
【選択図】図６

Description

発明に関する本出願は、米国特許仮出願番号第６０／５３８，２１０号、名称“過剰な遅延広がりを有するＯＦＤＭシステムのためのパイロット送信及びチャネル推定（Pilot Transmission and Channel Estimation for an OFDM System with Excess Delay Spread）”、２００４年１月２１日出願、に優先権を主張し、そして本出願の譲受人に譲渡され、これによって本明細書に引用によって明白に組み込まれている。

本発明は、一般にデータ通信に係り、特に、過剰な遅延広がり（excess delay spread）を有する直交周波数分割マルチプレクシング（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）システムのためのパイロット送信及びチャネル推定に関する。

ＯＦＤＭは、全体のシステム・バンド幅を複数の（Ｎ_Ｆ個の）直交サブバンドに実効的に区分するマルチ・キャリア変調技術である。これらのサブバンドは、トーン、サブキャリア、ビン、及び周波数チャネルとも呼ばれる。ＯＦＤＭを用いて、各サブバンドは、データとともに変調されるそれぞれのサブキャリアに関係付けられる。最大Ｎ_Ｆ個の変調シンボルは、各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいてＮ_Ｆ個のサブバンド上に送信されることができる。送信に先立って、これらの変調シンボルは、Ｎ_Ｆ−点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inverse fast Fourier transform）を使用して時間ドメインに変換されて、Ｎ_Ｆ個のチップを含む“変換された”シンボルを取得する。

ＯＦＤＭは、周波数選択的フェーディングを克服するために使用されることができる。周波数選択的フェーディングは、全体のシステム・バンド幅の異なる周波数における異なるチャネル利得によって特徴付けられる。周波数選択的フェーディングがシンボル間干渉（ＩＳＩ：intersymbol interference）を引き起こすことは良く知られている。ＩＳＩは、それによって受信された信号中の各シンボルが受信された信号中の１又はそれより多くの後続のシンボルに歪として作用する現象である。ＩＳＩ歪は、受信シンボルを正確に検出する能力に影響を与えることによって性能を劣化させる。周波数選択的フェーディングは、対応するＯＦＤＭシンボルを生成するために各変換されたシンボルの部分を繰り返すことによってＯＦＤＭを用いて従来は克服されることが可能である。繰り返された部分は、一般に周期的プリフィックスとして呼ばれる。

周期的プリフィックスの長さ（すなわち、各ＯＦＤＭシンボルのために繰り返す量）は、遅延広がりに依存する。ワイアレス・チャネルの遅延広がりは、ワイアレス・チャネルに対するインパルス応答の時間スパン又は期間である。この遅延広がりは、同様に、送信機によってワイアレス・チャネルを介して送信された信号に対して受信機に最も早く到着する信号インスタンス（signal instance）と最も遅く到着する信号インスタンスとの間（すなわち、マルチパス）の差である。ＯＦＤＭシステムの遅延広がりは、システム中の全ての送信機及び受信機に対するワイアレス・チャネルの最大の予想される遅延広がりである。システム中の全ての受信機がＩＳＩを克服することを可能にするために、周期的プリフィックス長は、最大の予想される遅延広がりに等しく又はより長くすべきである。しかしながら、周期的プリフィックスが各ＯＦＤＭシンボルのオーバーヘッドを表すので、オーバーヘッドを最小にするために可能な限り短い周期的プリフィックス長を有することが望ましい。妥協案として、周期的プリフィックス長は、一般的に周期的プリフィックスがシステム中の大部分の受信機に対する全てのマルチパス・エネルギーのかなりの部分を含むように選択される。

ＯＦＤＭシステムは、周期的プリフィックス長よりも短い又は等しい遅延広がりに耐えることができる。この場合に、Ｎ_Ｆ個のサブバンドは、互いに直交する。しかしながら、システム中の所与の受信機は、過剰な遅延広がりを観測することがあり、これは、周期的プリフィックス長よりも大きな遅延広がりである。過剰な遅延広がりは、種々の有害な効果を引き起こすことがあり、例えば、ＩＳＩ及びチャネル推定エラーであり、この両者は、以下に説明されるようにシステム性能を低下させる。したがって、ＯＦＤＭシステムにおいて過剰な遅延広がりの有害な効果を軽減するための技術に関するこの分野における必要性がある。

パイロットを送信するための技術及び過剰な遅延広がりを有するワイアレス・チャネルの応答を推定するための技術が、本明細書中に記載される。過剰な遅延広がりの有害な効果を緩和するために、パイロット・サブバンドの数は、周期的プリフィックス長よりも大きくなるように（すなわち、Ｎ_Ｐｅｆｆ＞Ｎ_ｃｐ）選択されて、周波数ドメインにおける “オーバーサンプリング（oversampling）”を実現する。オーバーサンプリングは、（１）各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいてより多くのパイロット・サブバンドを使用すること、又は（２）異なるＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいてパイロット・サブバンドの異なるセット（すなわち、スタッガ配置されたパイロット・サブバンド）を使用することのいずれかによって得られることができる。例えば、スタッガ配置されたパイロット送信方式は、各セットがＮ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドを包含する２つのセットのパイロット・サブバンドを使用することができる。第１のセット中のパイロット・サブバンドは、第２のセット中のサブバンドからスタッガ配置される又はオフセットされる。

上記のスタッガ配置されたパイロット送信方式に関する１つの具体例のチャネル推定技術では、第１のパイロット・サブバンド・セットに対する受信されたパイロット・シンボルの第１のグループは、第１のシンボル・ピリオドにおいて取得され、そしてワイアレス・チャネルに関する第１の（初期の）周波数応答推定値を導出するために使用される。第２のパイロット・サブバンド・セットに対する受信されたパイロット・シンボルの第２のグループは、第２のシンボル・ピリオドにおいて取得され、そしてワイアレス・チャネルに関する第２の（初期の）周波数応答推定値を導出するために使用される。第１及び第２のチャネル・インパルス応答推定値は、それぞれ、第１及び第２の周波数応答推定値に基づいて導出される。第３の（全体の）チャネル・インパルス応答推定値は、その後、下記に説明されるように、第１及び第２のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて（例えば、繰り返すことそして統合すること又はフィルタすることのいずれかによって）導出される。第３のチャネル・インパルス応答推定値は、第１のセット又は第２のセットのいずれかの中のパイロット・サブバンドの数よりも多くのタップを包含し、これは過剰な遅延広がりの存在下においてワイアレス・チャネルのより正確な特徴付けを可能にする。第３の（最終の）周波数応答推定値は、第３のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて導出され、そして検出のために又はその他の目的のために使用されることができる。チャネル推定は、使用のために選択された具体的なスタッガ配置されたパイロット送信方式に合わせて調整されることができる。

本発明の様々な態様及び実施形態が、下記にさらに詳細に記載される。

図１は、ＯＦＤＭシステムのためのＯＦＤＭモジュレータを示す。 図２Ａは、過剰な遅延広がりを有するワイアレス・チャネルを示す。 図２Ｂは、ワイアレス・チャネルに対して受信されたチップの系列を示す。 図２Ｃは、ワイアレス・チャネルに対して受信されたチップの系列を示す。 図２Ｄは、ワイアレス・チャネルの実効チャネルを示す。 図３は、ＯＦＤＭシステムのために使用されることができるサブバンド構造を示す。 図４Ａは、ワイアレス・チャネルに関するサンプリングされたチャネルを示す。 図４Ｂは、ワイアレス・チャネルの実効チャネルを示す。 図４Ｃは、ぎりぎりのサンプリングを用いたワイアレス・チャネルの推定されたチャネルを示す。 図５は、スタッガ配置されたパイロット送信方式を示す。 図６は、図５に示されたスタッガ配置されたパイロット送信方式に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するためのプロセスを示す。 図７は、全体のチャネル・インパルス応答推定値の導出を示す。 図８Ａは、オーバーサンプリング及び切捨てを用いて推定されたチャネルを示す。 図８Ｂは、オーバーサンプリング用いそして切捨てなしで推定されたチャネルを示す。 図９Ａは、スタッガ配置されたパイロット送信方式を示す。 図９Ｂは、スタッガ配置されたパイロット送信方式を示す。 図１０は、所与のスタッガ配置されたパイロット送信方式に対してチャネル推定を実行するためのプロセスを示す。 図１１は、ＯＦＤＭシステム中のアクセス・ポイント及び端末を示す。 図１２は、チャネル推定器を示す。

発明の詳細な説明

本発明の特徴及び本質は、図面を使用して以下に述べる詳細な説明から、さらに明確になるであろう。図面では、同じ参照符号は、一貫して対応するものを識別する。

用語“具体例の”は、“例、事例、又は実例として取り扱われること”を意味するように本明細書中では使用される。“具体例の“として本明細書中に記載されるいずれかの実施形態又は設計が、その他の実施形態又は設計に対して好ましい又は優位であるとして解釈される必要はない。

図１は、ＯＦＤＭシステムのためのＯＦＤＭモジュレータ１００のブロック図を示す。送信されようとしているデータは、一般的にエンコードされそしてインターリーブされて、コード・ビットを発生させ、コード・ビットは、それから変調シンボルにマッピングされる。シンボル・マッピングは、（１）コード・ビットをＢ−ビットのバイナリ値にグループ分けすること、ここでＢ≧１である、そして（２）変調方式に基づいて各Ｂ−ビットの値を固有の変調シンボルにマッピングすること（例えば、Ｍ−ＰＳＫ又はＭ−ＱＡＭ、ここで、Ｍ＝２^Ｂである）、によって実行される。各変調シンボルは、変調方式に対応する信号コンステレーション中の複素値である。各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対して、１つの“送信”シンボルは、Ｎ_Ｆ個のサブバンドの各々の上に送られる。各送信シンボルは、パイロット／データに対する変調シンボルであるか又はゼロの信号値（すなわち、“ゼロ・シンボル”）のいずれかであることができる。ＩＦＦＴユニット１１０は、各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいてＮ_Ｆ個の全サブバンドに対するＮ_Ｆ個の送信シンボルにＮ_Ｆ−点ＩＦＦＴを実行し、そしてＮ_Ｆ個のチップを含む変換されたシンボルを与える。ＩＦＦＴは、次式として表されることができる：
ｓ＝Ｗ ^Ｈ _{ＮＦ×ＮＦ} Ｓ 式（１）
ここで、Ｓは、Ｎ_Ｆ個のサブバンドに対する送信シンボルのＮ_Ｆ×１ベクトルであり； Ｗ _{ＮＦ×ＮＦ}は、Ｎ_Ｆ×Ｎ_Ｆの離散型フーリエ変換（ＤＦＴ：discrete Fourier transform）行列であり；
ｓは、時間ドメイン・チップのＮ_Ｆ×１ベクトルであり；そして
“^Ｈ”は、共役転置行列を表す。

ＤＦＴ行列Ｗ _{ＮＦ×ＮＦ}は、（ｎ，ｍ）番目のエントリ（entry）、ｗ_ｎ，ｍ、が次式で与えられるように定義される：

ここで、ｎは、行インデックスであり、そしてｍは、列インデックスである。Ｗ ^Ｈ _{ＮＦ×ＮＦ}は、逆ＤＦＴ行列である。

周期的プリフィックス発生器１２０は、各変換されたシンボルの一部分を繰り返して、Ｎ_Ｃ個のチップを含んでいる対応するＯＦＤＭシンボルを取得する。ここで、Ｎ_Ｃ＝Ｎ_Ｆ＋Ｎ_ｃｐであり、そしてＮ_ｃｐは周期的プリフィックス長である。ＯＦＤＭシンボル・ピリオドは、１つのＯＦＤＭシンボルの期間であり、これはＮ_Ｃ個のチップ・ピリオドである。複数のチップは、調整されそしてワイアレス・チャネルを介して送信される。

図２Ａは、過剰な遅延広がりを有するワイアレス・チャネルの具体例のインパルス応答２１０を示す。チャネル・インパルス応答２１０は、ワイアレス・チャネル中の２つのマルチパスに対する２つのタップ２１２及び２１４を含む。タップ２１２は、ｈ_１の複素利得を有し、タップ・インデックス１に置かれる。タップ２１４は、ｈ_ｅの複素利得を有し、そしてタップ・インデックスＮ_ｅに置かれる、これは、周期的プリフィックス長Ｎ_ｃｐの外である。本明細書中で使用されるように、“主チャネル”は、周期的プリフィックス長である又はその範囲内にあるチャネル・インパルス応答の部分を呼び、“過剰チャネル”は、周期的プリフィックス長の外にあるチャネル・インパルス応答の部分を呼び、そして“過剰”は、過剰チャネル・タップのタップ・インデックスと周期的プリフィックス長との間の差異を呼ぶ。チャネル・インパルス応答２１０に関して、主チャネルは、１つのタップ２１２を含み、過剰チャネルは、１つのタップ２１４を含み、そしてタップ２１４についての過剰は、Ｎ_ｅｘ＝Ｎ_ｅ−Ｎ_ｃｐである。

図２Ｂは、図２Ａに示されたワイアレス・チャネルに対して受信されたチップの系列２２０を示す。受信されたチップ系列２２０は、ワイアレス・チャネルに対するタップ２１２及び２１４を有する送信されたチップ系列の畳み込みである。受信されたチップ系列２２０は、（１）主チャネル・タップ２１２を送信されたチップ系列を用いて畳み込むことによって発生されたチップ系列２２２、及び（２）過剰チャネル・タップ２１４を送信されたチップ系列を用いて畳み込むことによって発生されたチップ系列２２４から構成され、ここで、ｓ_ｉは、現在のＯＦＤＭシンボルに関するｉ番目のチップを表し、ｘ_ｉは、前のＯＦＤＭシンボルに関するｉ番目のチップを表し、そしてｉ＝１．．．Ｎ_Ｃである。

図２Ｃは、異なる成分への受信されたチップの系列２２０の分解を示す。図２Ｂのチップ系列２２４は、（１）現在のＯＦＤＭシンボルに対するＮ_Ｃ個のチップを用いて過剰チャネル・タップ２１４の循環畳み込み（circular convolution）によって発生されたチップ系列２２６、（２）前のＯＦＤＭシンボルの最後尾に対するチップ系列２２８、及び（３）現在のＯＦＤＭシンボルの最後尾に対するチップ系列２３０、で置き換えられる。周期的プリフィックス長が十分に長くそしてタップ２１４が主チャネルの一部である場合に、チップ系列２２２及び２２６は、タップ２１２及び２１４に対して受信されたはずの系列を表す。しかしながら、これはそのケースではないので、チップ系列２２８及び２３０は、両者ともに過剰な遅延広がりによるものである。チップ系列２２８は、現在のＯＦＤＭシンボルへの前のＯＦＤＭシンボルの漏れを表し、そしてシンボル間干渉のソースである。チップ系列２３０は、循環畳み込みに対する妨害を表し、そしてキャリア間干渉（ＩＣＩ：intercarrier interference）及びチャネル減衰のソースである。

各サブバンド中で観測されるシンボル間干渉は、次式として表されることができる：

ここで、Ｘは、前のＯＦＤＭシンボルに対する送信シンボルのＮ_Ｆ×１のベクトルであり；
Ｗ ^Ｈ _{Ｎｅｘ×ＮＦ}は、Ｗ ^Ｈ _{ＮＦ×ＮＦ}の終りのＮ_ｅｘ個の行を有するＮ_ｅｘ×Ｎ_Ｆの行列であり；そして
Ｗ _{１×Ｎｅｘ}（ｋ）は、Ｗ _{ＮＦ×ＮＦ}のｋ番目の行の始めのＮ_ｅｘ個の要素を有する１×Ｎ_ｅｘのベクトルである。

Ｗ ^Ｈ _{Ｎｅｘ×ＮＦ} Ｘの演算は、Ｎ_ｅｘ×１のベクトルＸ _Ｎｅｘを発生し、これは、前のＯＦＤＭシンボルの終りのＮ_ｅｘ個のチップを包含する。Ｘ _ＮｅｘとＷ＝１×Ｎ_ｅｘ（ｋ）との掛け算は、サブバンドｋ上のこれらの終りのＮ_ｅｘ個のチップに起因する干渉を発生させる。

シンボル間干渉に起因する各サブバンドのノイズ強度は、次式として表されることができる：
σ^２ _ＩＳＩ＝Ｅ_Ｓ・｜ｈ_ｅ｜^２・（Ｎ_ｅｘ／Ｎ_Ｆ）、 ｋ＝１．．．Ｎ_Ｆに対して 式（４）
ここで、Ｅ_Ｓは、送信シンボル・エネルギーであり、｜ｈ_ｅ｜^２は、過剰チャネルの強度であり、そしてσ^２ _ＩＳＩは、各サブバンド上でＩＳＩに起因するノイズ強度である。式（４）に示されたように、サブバンド当りのＩＳＩノイズ強度は、（１）過剰チャネル・エネルギー｜ｈ_ｅ｜^２に比例する、（２）過剰Ｎ_ｅｘに比例する、これは現在のＯＦＤＭシンボル上への前のＯＦＤＭシンボルの漏れの量の指標である、そして（３）全ＩＳＩノイズ強度がＮ_Ｆ個のサブバンドにわたって分布するので、全サブバンドの数に逆に関係する。

キャリア間干渉に起因する各サブバンドのノイズ強度は、シンボル間干渉に対するものと類似の方法で算出されることができ、次式として表される：

ここで、σ^２ _ＩＣＩは、各サブバンド上のＩＣＩに起因するノイズ強度である。

図２Ｄは、図２Ａに示されたワイアレス・チャネルに対する“実効”チャネル２４０を示す。図２Ｃに戻って参照して、チップ系列２２６は、（周期的プリフィックスが十分に長いと仮定して）過剰チャネル・タップ２１４による寄与を表し、そしてチップ系列２３０は、過剰チャネルに起因するＩＣＩのソースを表す。チップ系列２３０に対する引き算は、結果として各サブバンドに対する信号強度の部分的な減少になる。この引き算は、過剰チャネル・タップ２１４を係数（１−Ｎ_ｅｘ／Ｎ_Ｆ）だけ比例縮小することによるためと説明されることができる。図２Ｄに示されたように、実効チャネル２４０は、ｈ_１の複素利得を有するタップ２１２及びｈ_ｅ・（１−Ｎ_ｅｘ／Ｎ_Ｆ）の複素利得を有するタップ２１６を含む。タップ２１４の利得に対して相対的にタップ２１６の利得の減少は、“チャネル減衰”と呼ばれ、そしてタップ２１４に関する過剰な遅延広がりからの結果である。減衰の量は、過剰Ｎ_ｅｘに関係する。

受信機は、ワイアレス・チャネルに関するチャネル推定値を導出するためにチャネル推定を実行する。チャネル推定は、一般的に、パイロット・シンボルに基づいて実行され、パイロット・シンボルは、受信機によって事前に（a priori）知られた変調シンボルである。パイロット・シンボルは、以下に説明されるように種々の方法で送信されることができる。

図３は、ＯＦＤＭシステムに対して使用されることができる具体例のサブバンド構造を示す。ＯＦＤＭシステムは、ＢＷ ＭＨｚの全体のシステム・バンド幅を有し、これは、ＯＦＤＭを使用してＮ_Ｆ個の直交サブバンドに区分される。各サブバンドは、ＢＷ／Ｎ_Ｆ ＭＨｚのバンド幅を有する。スペクトル的に成型された（spectrally shaped）ＯＦＤＭシステムに関して、Ｎ_Ｆ個の全サブバンドのうちＮ_Ｕ個だけが、データ／パイロット送信のために使用される、ここで、Ｎ_Ｕ＜Ｎ_Ｆである、そして、残りのＮ_Ｆ−Ｎ_Ｕ個のサブバンドは、データ／パイロット送信のために使用されないで、ガード・サブバンドとして働き、システムがスペクトル・マスク要求を満足させることを可能にする。単純化のために、以下の説明は、全てのＮ_Ｆ個のサブバンドが、ＯＦＤＭシステムにおいて使用されることができると仮定する。

図３は、しかも具体例の周波数分割マルチプレクッス（ＦＤＭ：frequency division multiplex）パイロット送信方式３００を示す。Ｎ_Ｐ個のサブバンドは、パイロット送信のために使用され、そして“パイロット・サブバンド”と呼ばれる。チャネル推定に関する演算を単純化するために、Ｎ_Ｐは、２の倍数として選択されることができ、そしてＮ_Ｐ個のパイロット・サブバンドは、Ｎ_Ｆ個の全サブバンドにわたって一様に分散されることができ、その結果連続するパイロット・サブバンドがＮ_Ｆ／Ｎ_Ｐ個のサブバンドだけ離れて間隔を空けて置かれる。

受信機は、パイロット・サブバンドに対して受信されたパイロット・シンボルに基づいてワイアレス・チャネルの初期の周波数応答推定値を導出でき、次式の通りである：
Ｈ＾_ｐ（ｋ）＝ｙ_ｐ（ｋ）／ｐ（ｋ）， ｋ∈Ｋ_ｐ 式（６）ここで、ｙ_ｐ（ｋ）は、サブバンドｋに対して受信されたパイロット・シンボルであり； ｐ（ｋ）は、サブバンドｋ上に送信されたパイロット・シンボルであり；
Ｈ＾_ｐ（ｋ）は、パイロット・サブバンドｋに関するチャネル利得推定値であり；そして
Ｋ_ｐは、パイロット・サブバンドのセットである。

Ｎ_Ｐ個の一様に分散されたパイロット・サブバンドに関する初期の周波数応答推定値に対するＮ_Ｐ×１のベクトルＨ＾ _ｐは、Ｈ＾ _ｐ＝［Ｈ＾_ｐ（１） Ｈ＾_ｐ（２）…Ｈ＾_ｐ（Ｎ_Ｐ）］^Ｔとして形成されることができる。ここで、“^Ｔ”は、転置行列を表す。パイロット・シンボルがＮ_Ｐ個のパイロット・サブバンドのどの１つにも送信されない場合（例えば、スペクトル的に成型されたＯＦＤＭシステムに関して）、外挿及び／又は内挿は、必要に応じて実行されることができて、パイロット送信のないパイロット・サブバンドに関するチャネル利得推定値を取得する。フィルタリングは、しかも、異なるＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対して取得されたベクトルＨ＾ _ｐに実行されることができて、初期の周波数応答推定値の品質を向上させる。

Ｎ_Ｆ個の全サブバンドに関する周波数応答推定値は、種々の技術を使用して初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｐに基づいて取得されることができる。最小二乗チャネル推定技術に関して、ワイアレス・チャネルに関する最小二乗インパルス応答推定値が、次式のように始めに取得される：
ｈ＾ _Ｎｐ＝Ｗ ^Ｈ _{Ｎｐ×Ｎｐ} Ｈ＾ _ｐ， 式（７）
ここで、Ｗ _{Ｎｐ×Ｎｐ}は、Ｎ_Ｐ個のパイロット・サブバンドに対するＮ_Ｐ×Ｎ_ＰのＤＦＴ行列であり；そして
ｈ＾ _Ｎｐは、最小二乗インパルス応答推定に対するＮ_Ｐ×１のベクトルである。

式（７）は、推定されることができるチャネル・タップの最大数が、パイロット・サブバンドの数に制限される（すなわち、Ｎ_ｔａｐ＝Ｎ_ｐ）ことを示す。

ベクトルｈ＾ _Ｎｐは、以下に説明されるように、例えば、予め定められたしきい値より小さな値を有するタップをゼロに設定することによって、過剰チャネルに対するタップをゼロに設定することによって、及びその他によって後処理されることができる。ベクトルｈ＾ _Ｎｐは、それから長さＮ_Ｆにゼロ−パッドされる。ゼロ・パッドされたベクトルｈ＾ _Ｎｐは、最終の周波数応答推定値に対するベクトルＨ＾ _ＮＦを取得するためにＮ_Ｆ−点ＦＦＴを用いて変換され、次式の通りである：
Ｈ＾ _ＮＰ＝Ｗ _{ＮＦ×ＮＦ} ｈ＾ _ＮＦ， 式（８）
ここで、Ｈ＾ _ＮＦ＝［Ｈ＾（１） Ｈ＾（２）…Ｈ＾（Ｎ_Ｆ）］^Ｔである。

図４Ａは、ワイアレス・チャネルのための一般的なインパルス応答４１０を示す。チャネル・インパルス応答４１０は、（１）主チャネルに対する１からＮ_ｃｐのインデックを有するＮ_ｃｐ個のタップ、及び（２）過剰チャネルに対するＮ_ｃｐ＋１からＮ_ｃｐ＋Ｌのインデックスを有するＬ個のタップ、を含む。Ｌは、過剰チャネルの時間スパン又は長さであり、そして過剰な遅延広がりが存在するときにゼロより大きい。各タップは、ｈ_ｉの複素利得を有し、これは一般にゼロでない値又はゼロの値であり得る。

図４Ｂは、図４Ａにおけるワイアレス・チャネルの実効チャネルに対するインパルス応答４２０を示す。チャネル・インパルス応答４２０は、チャネル・インパルス応答４１０のタップの全てを含む。しかしながら、過剰チャネルに対するＬ個のタップの各々は、α_Ｎｉ＝（１−Ｎ_ｉ／Ｎ_Ｆ）のスケーリング係数によってスケーリングされる、ここで、Ｎ_ｉは、過剰なタップであり、Ｎ_ｉ＝１．．．Ｌである。実効チャネルの時間スパンは、ワイアレス・チャネルの時間スパンに等しく、そして過剰な遅延広がりの存在下で周期的プリフィックス長よりも長い。ワイアレス・チャネルに対する周波数応答は、実効チャネルに対するインパルス応答４２０にＦＦＴを実行することによって取得されることができる。

実効チャネルに対するチャネル・インパルス応答は、式（６）及び（７）に示されたように、受信されたパイロット・シンボルに基づいて推定されることができる。チャネル・インパルス応答推定値の精度は、パイロット・サブバンドの数によって影響される。

ぎりぎりでサンプリングされたＯＦＤＭシステムに関して、パイロット・サブバンドの数は、周期的プリフィックス長に等しい（すなわち、Ｎ_Ｐ＝Ｎ_ｃｐ）。パイロット・サブバンドの数がチャネル・インパルス応答に対して推定されることができる最大の時間スパンを決定するので、１からＮ_ｃｐのインデックスに対して最大Ｎ_ｃｐ個のチャネル・タップが、ぎりぎりでサンプリングされたシステムに対して推定されることができる。

図４Ｃは、過剰な遅延広がりを有するぎりぎりでサンプリングされたＯＦＤＭシステムに対して推定されたチャネルのインパルス応答４３０を示す。実効チャネルの時間スパンは、過剰な遅延広がりが存在する時には、周期的プリフィックス長よりも長い。このケースでは、ぎりぎりでサンプリングされたＯＦＤＭシステムに対する十分な数の自由度の階級が存在しないために、Ｎ_ｃｐ＋１からＮ_ｃｐ＋Ｌまでのインデックスにおける過剰チャネル・タップは、推定されることができない。さらに、ワイアレス・チャネルに対するチャネル・インパルス応答は、Ｎ_Ｐ個のパイロット・サブバンドだけ周波数ドメインにおいて過少サンプリングされる。これは、その後、時間ドメインにおける過剰チャネルのラップ・アラウンド効果を生じさせて、その結果、インデックスＮ_ｃｐ＋１における過剰チャネル・タップがインデックス１において現れ、インデックスＮ_ｃｐ＋２における過剰チャネル・タップがインデックス２において現れ、等々である。各ラップ・アラウンド過剰チャネル・タップは、対応する主チャネル・タップを推定する際に誤差を生じさせる。

ＦＦＴがチャネル・インパルス応答４３０に実行されるのであれば、各サブバンドに対する結果としての周波数応答推定値は、次式のように表されることができる：
Ｈ＾_ｃｓ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）＋Ｈ_ｅｒｒ（ｋ）， ｋ＝１．．．Ｎ_Ｆに対して 式（９）
ここで、Ｈ（ｋ）は、サブバンドｋに対する実際のチャネル利得であり；
Ｈ＾_ｃｓ（ｋ）は、ぎりぎりのサンプリングを用いるサブバンドｋに対するチャネル利得推定値であり；そして
Ｈ_ｅｒｒ（ｋ）は、サブバンドｋに対するチャネル利得推定値中の誤差である。

単純化のために、別のノイズに起因するチャネル利得誤差は、式（９）中に示されない。

チャネル利得誤差Ｈ_ｅｒｒ（ｋ）は、次式のように表されることができる：

ここで、Ｈ_ｅｘ（ｋ）は、過剰チャネルに起因するサブバンドｋに対する複素利得であり、これは過剰チャネル・タップにＦＦＴを実行することによって取得されることができる。チャネル利得誤差Ｈ_ｅｒｒ（ｋ）は、４つの部分に分解されることができる。式（１０）中の等号の直ぐ右の係数２は、チャネル利得誤差の２つのソース：（１）過剰チャネルをサンプリングする能力がないこと、及び（２）主チャネル上への過剰チャネルのラップ・アラウンド、を反映する。サイン項は、Ｎ_Ｆ分のＮ_ｃｐの比によって決定される周期を有するサイン曲線に対応する。全てのサブバンドに対するチャネル利得誤差についての全ノイズ強度は、次式で表されることができる：

各サブバンドに対する信号−対−ノイズ−及び−干渉比（ＳＮＲ：signal-to-noise-and- interference ratio）は、次式で表されることができる：

ここで、Ｎ_０は、チャネル・ノイズ（これは、熱的ノイズ、他のソースからの干渉、受信機ノイズ、及びその他を含む）であり、そして‖ｈ‖^２は、実効チャネル・インパルス応答の２ノルムである。式（１２）に示されたように、チャネル推定誤差、ＩＳＩノイズ強度、及びＩＣＩノイズ強度は、信号強度Ｅ_ｓによって全てスケーリングされる。これらの３つのノイズ項は、そのようにして、ＳＮＲに対するノイズ・フロアとして明らかにされる。チャネル推定誤差、ＩＳＩノイズ強度、及びＩＣＩノイズ強度に起因するノイズ・フロアは、これらがチャネル・ノイズＮ_０よりも低い場合には無視されることができる。しかしながら、このノイズ・フロアは、これらがチャネル・ノイズＮ_０よりも高い場合にはシステムの性能を制限することがある。過剰チャネル・タップが全チャネル・エネルギーの大きな部分（例えば、１０％以上）を包含する場合に、チャネル推定誤差ノイズ強度は、ＩＳＩノイズ強度及びＩＣＩノイズ強度を凌ぐことがある。

チャネル推定誤差及びＳＮＲの過剰な遅延広がりの有害な効果を緩和させるために、パイロット・サブバンドの数は、増加されることができる。オーバーサンプリングされたＯＦＤＭシステムに関して、パイロット・サブバンドの“実効的な”数（これは、チャネル推定に対して使用された異なるパイロット・サブバンドの数である）は、周期的プリフィックス長よりも大きい（すなわち、Ｎ_Ｐｅｆｆ＞Ｎ_ｃｐ）。（過剰チャネルを含む）ワイアレス・チャネルのインパルス応答がＮ_Ｐｅｆｆ個のタップを超えないように、Ｎ_Ｐｅｆｆが十分に大きい場合に、十分な数の自由度の階級が、過剰な遅延広がりの存在下においてワイアレス・チャネルに対するタップの全てを推定するために利用可能である。

オーバーサンプリングのための追加のパイロット・サブバンドは、種々の方法によって取得されることができる。１つのパイロット送信方式では、Ｎ_Ｐｅｆｆ＝Ｎ_Ｐ＞Ｎ_ｃｐであり、そしてパイロット・シンボルは、各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいて全てのＮ_Ｐ個のパイロット・サブバンド上に送信される。演算を単純にするために、Ｎ_Ｐは、２の倍数（例えば、Ｎ_Ｐ＝２Ｎ_ｃｐ）になるように選択されることができ、そしてＮ_Ｐ個のパイロット・サブバンドは、Ｎ_Ｆ個の全サブバンドにわたって一様に分散されることができる。数少ないサブバンドが、このパイロット送信方式に対してデータ送信のために利用可能であるはずである。

図５は、スタッガ配置されたパイロット送信方式５００を示し、これはパイロット・オーバーヘッドを増加させることなくパイロット・サブバンドの実効的な数を増加させるために使用されることができる。方式５００に関して、Ｎ_Ｐ＝Ｎ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドは、各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対して使用される。しかしながら、奇数のＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対するＮ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドは、偶数のＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対するＮ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドからＮ_Ｆ／２Ｎ_ｃｐサブバンドだけスタッガ配置される、すなわち、ずらされる。方式５００は、Ｎ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドの２つの異なるセットを使用する、これは２の繰返し係数に対応する。パイロット・サブバンドの実効的な数は、それゆえ、Ｎ_Ｐｅｆｆ＝２Ｎ_Ｐ＝２Ｎ_ｃｐである。演算を単純化するために、各ＯＦＤＭシンボルに対するＮ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドは、Ｎ_Ｆ個の全サブバンドにわたって一様に分散されることができる。

図６は、パイロット送信方式５００に基づいてワイアレス・チャネルに対する長さＮ_Ｐｅｆｆ＝２Ｎ_ｃｐの全チャネル・インパルス応答推定値を導出するためのプロセス６００を示す。式（６）に示されたように、初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｐ０は、ＯＦＤＭシンボル・ピリオドｎにおいて使用されるＮ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドの第１のセットに対して受信されたパイロット・シンボルに基づいて取得される（ブロック６１２）。同様に、初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｐ１は、ＯＦＤＭシンボル・ピリオドｎ＋１において使用されるＮ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドの第２のセットに対して受信されたパイロット・シンボルに基づいて取得される（ブロック６１４）。Ｎ_ｃｐ−点ＩＦＦＴは、Ｈ＾ _ｐ０に実行されて、Ｎ_ｃｐ個のタップを有するチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _０を取得する（ブロック６１６）。同様に、Ｎ_ｃｐ−点ＩＦＦＴは、Ｈ＾ _ｐ１に実行されて、Ｎ_ｃｐ個のタップを有する別の１つのチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _１を取得する（ブロック６１８）。２回の繰返しを有する方式５００に関して、ベクトルｈ＾ _０は、長さＮ_Ｐｅｆｆ＝２Ｎ_ｃｐのベクトルｈ＾’ _０を取得するために繰り返される（ブロック６２０）。同様に、ベクトルｈ＾ _１は、長さＮ_Ｐｅｆｆのベクトルｈ＾’ _１を取得するために繰り返されるがさらに位相調節される（同様に、ブロック６２０）。ベクトルｈ＾’ _０及びｈ＾’ _１は、それから統合されて（例えば、フィルタされて）、Ｎ_Ｐｅｆｆ個のタップを有する全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}を取得する（ブロック６２２）。ベクトルｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、（例えば、ノイズを削減するために）さらに処理されることができ、そして長さＮ_Ｆのベクトルｈ＾ _ＮＦを取得するためにゼロで埋められる。Ｎ_Ｆ−点ＦＦＴが、その後、ベクトルｈ＾ _ＮＦに実行されて、式（８）に示されたように、Ｎ_Ｆ個のサブバンドに関する最終の周波数応答推定値Ｈ＾ _ＮＦを取得する（ブロック６２６）。

図６は、それによってパイロット・サブバンドの２つのセットに関するチャネル推定値が時間ドメインにおいて統合される１つの実施形態を示す。これは、下記によって実現される、（１）パイロット・サブバンドの各セットに関する初期の周波数応答推定値に対して初期のチャネル・インパルス応答推定値を導出すること（ブロック６１６及び６１８）、及び（２）全体のチャネル・インパルス応答推定値を取得するためにパイロット・サブバンドの２つのセットに関する初期のチャネル・インパルス応答推定値を統合すること（ブロック６２２）。パイロット・サブバンドの２つのセットに関する初期の周波数チャネル応答推定値は、同様に、周波数ドメインにおいて統合されて、中間の周波数応答推定値を取得する、これは、その後、全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するために使用されることができる。

図７は、スタッガ配置されたパイロット送信方式５００に基づいてＮ_Ｐｅｆｆ＝２Ｎ_ｃｐ個のタップを有する全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}のずれを図示する。ベクトルｈ＾ _０は、Ｎ_ｃｐ個のタップを有するインパルス応答推定値を表し、そして（１）主チャネルに対する応答７１２、及び（２）Ｎ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドを有する周波数ドメインにおけるアンダーサンプリングによって引き起こされる、ラップ・アラウンド過剰チャネルに対する応答７１４を含む。ベクトルｈ＾ _０は、ベクトルｈ＾’ _０＝［ｈ＾ _０ ｈ＾ _０］^Ｔを得るために繰り返される。ベクトルｈ＾ _１は、同様に、主チャネルに対する応答７２２及びラップ・アラウンド過剰チャネルに対する応答７２４を含む。ベクトルｈ＾ _１は、同様に、ベクトルｈ＾’ _１＝［ｈ＾ _１ −ｈ＾ _１］^Ｔを得るために、変換されようとしている繰り返されたインスタンスとともに、繰り返される。ベクトルｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、図７に示されたように、ベクトルｈ＾’ _０及びｈ＾’ _１を合計することによって取得されることができる。ベクトルｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、下記に説明されるように、同様に、ベクトルｈ＾’ _０及びｈ＾’ _１をフィルタリングすることによって取得されることができる。

ベクトルｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、Ｎ_Ｐｅｆｆ＝２・Ｎ_ｃｐ個のタップを有する全体のチャネル・インパルス応答推定値を表し、そして（１）主チャネルに対する応答７３２、（２）ラップ・アラウンド過剰チャネルの消去されなかった部分に対する応答７３４、（３）過剰チャネルに対する応答７３６、及び（４）主チャネルの消去されなかった部分に対する応答７３８、を含む。応答７３４及び７３８は、例えば、ベクトルｈ＾ _０及びｈ＾ _１が取得される複数の時刻の間のワイアレス・チャネルの変化のような種々の要因に起因することがある。

図７に示されたように、ワイアレス・チャネルの（Ｎ_Ｐｅｆｆ個のタップを有する）全体のチャネル・インパルス応答は、各々がＮ_ｃｐ個のパイロット・サブバンドを包含する２つの受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて推定されることができる。ワイアレス・チャネルが２つのＯＦＤＭシンボルにわたって比較的安定である場合に、応答７３４及び７３８は、小さいことがあり、そしてベクトルｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、ワイアレス・チャネルの正確な全体のインパルス応答推定値である。

全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、全体の周波数応答推定値Ｈ＾ _ＮＦを取得するために種々の方法で使用されることができる。ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}中の全てのタップ又はいくつかのタップは、使用するために選択されることができ、そしてゼロ又はそれより多くのタップがノイズを抑制するためにゼロに設定される（ずなわち、無くされる）ことができる。複数のタップ選択スキームが以下に説明される。

図８Ａは、第１のタップ選択方式に対して推定されたチャネルに対するインパルス応答８１０を示す。この方式に関して、全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}の（主チャネルに対する）始めのＮ_ｃｐ個のタップが使用され、そして（過剰チャネルに対する）終りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個のタップは、ゼロに設定される（すなわち、切り捨てられる）。過剰チャネル応答が消去されるので、推定されたチャネル・インパルス応答８１０は、そのようにして切捨て効果の影響を蒙る。しかしながら、インパルス応答８１０は、ラップ・アラウンド効果を経験しない。このタップ選択方式に関するチャネル推定誤差は、過剰チャネルによって決定され、そして次式の通り表されることができる： Ｈ_{ｅｒｒ、ｔｒ}（ｋ）＝Ｈ_ｅｘ（ｋ）， ｋ＝１．．．Ｎ_Ｆに対して 式（１３）
この方式に関するチャネル推定誤差ノイズ強度は、過剰チャネル・エネルギーのオーダーであり、そして式（１１）に示されたぎりぎりでサンプリングされたケースに対するノイズ強度のほぼ半分である。第１のタップ選択方式に関して、切捨て効果は、ＳＮＲに対するノイズ・フロアを与えるが、ラップ・アラウンド効果は与えられず、そしてノイズ・フロアに影響を与えない。したがって、第１のタップ選択方式に対するノイズ・フロアは、ぎりぎりでサンプリングされたケースに対するものよりも低い。

第１のタップ選択方式は、同様に、“オーバーサンプリング利益”、これはタップのあるものを消去することの結果としてのノイズの削減である、を与える。終りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個のタップがゼロに設定されるので、それらはいかなるノイズも導入せず、そして最終の周波数応答推定値Ｈ＾ _ＮＦを劣化させない。もし、Ｎ_Ｐｅｆｆ＝２Ｎ_ｃｐでありそして終りのＮ_ｃｐ個のタップが消去されるのであれば、ノイズは、ぎりぎりでサンプリングされたケースよりも３ｄＢだけ削減される。

図８Ｂは、第２のタップ選択方式に対して推定されたチャネルに対するインパルス応答８２０を示す。この方式に関して、全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}に対する全てのＮ_Ｐｅｆｆ個のタップが使用される。過剰チャネル応答が十分な数のパイロット・サブバンドを用いて適正に推定されるので、推定されたチャネル・インパルス応答８２０は、切捨て効果又はラップ・アラウンド効果を経験しない。その結果、この方式に関するチャネル推定誤差ノイズ強度は、ほぼゼロであり、そしてＳＮＲは、これらの２つの効果に起因するノイズ・フロアを観測しない。しかしながら、全てのＮ_Ｐｅｆｆ個のタップが使用されないので、ノイズの削減（すなわち、オーバーサンプリング利益がないこと）は、ぎりぎりでサンプリングされたケースに対して実現されない。

表１は、ぎりぎりのサンプリング・ケース及びオーバーサンプリング・ケースに対して観測された効果をまとめている。切捨て列中の‘ｙｅｓ’は、全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}の終りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個のタップがゼロに設定されることを示し、そして‘ｎｏ’は、全てのＮ_Ｐｅｆｆ個のタップが使用されることを示す。

第１のタップ選択方式及び第２のタップ選択方式は、決定的な方法でタップを選択する。タップ選択は、同様に、別の方法で実行されることができ、そのあるものが以下に説明される。

第３のタップ選択方式において、“スレショールディング”が、十分なエネルギーを有するタップを選択するためそして低いエネルギーを有するチャネル・タップを消去するために使用される。低いエネルギーを有するチャネル・タップは、信号エネルギーよりはむしろノイズに起因する可能性がある。しきい値は、所与のチャネル・タップが十分なエネルギーを有するか否か、そして保持されるべきか否かを決定するために使用される。しきい値は、種々の要因に基づいて、そして種々の方法で算出されることができる。しきい値は、相対的な値であり得る（すなわち、測定されたチャネル応答に依存する）又は絶対的な値であり得る（すなわち、測定されたチャネル応答に依存しない）。相対的なしきい値は、チャネル・インパルス応答推定値の（例えば、全体の又は平均の）エネルギーに基づいて算出されることができる。相対的なしきい値の使用は、（１）スレショールディングが受信されたエネルギーの変動に依存しないこと、及び（２）存在するが低い信号エネルギーを有するチャネル・タップが消去されないこと、を確実にする。絶対的なしきい値は、受信機におけるノイズ、受信されるパイロット・シンボルに対して予想される最小のエネルギー、及びその他に基づいて算出されることができる。絶対的なしきい値の使用は、使用のために選択されるようにするためにチャネル・タップがある最小値を満足するようにさせる。しきい値は、しかも、相対的なしきい値及び絶対的なしきい値に対して使用される要因の組み合わせに基づいて算出されることができる。例えば、しきい値は、チャネル・インパルス応答推定値のエネルギーに基づいて算出されることができ、さらに予め決められた最小値に等しくなる又は大きくなるように制約されることがある。

スレショールディングは、種々の方法で実行されることができる。１つのスレショールディング方式では、スレショールディングは、終りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個のタップの切捨ての後で実行され、そして次式のように表されることができる：

ここで、ｈ＾_ｉは、ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}中のｉ番目の要素／タップであり；
｜ｈ＾_ｉ｜^２は、ｉ番目のタップのエネルギーであり；
Ｅ_ｔｈは、低エネルギーのタップを消去するために使用されるしきい値である。

しきい値は、例えば、主チャネルに対するＮ_ｃｐ個のタップのエネルギーに基づいて規定されることができ、次式の通りである：Ｅ_ｔｈ＝α_ｔｈ・‖ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}‖^２、ここで、‖ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}‖^２は、（切捨て後の）主チャネル・エネルギーであり、そしてα_ｔｈは、係数である。係数α_ｔｈは、ノイズ抑制と信号消去との間のトレード・オフに基づいて選択されることができる。α_ｔｈについてのより大きな値は、より大きなノイズ抑制を提供するが、同様に、低エネルギーのタップが消去される可能性を増加させる。係数α_ｔｈは、０から１／Ｎ_ｃｐの範囲内の値（例えば、α_ｔｈ＝０．１／Ｎ_ｃｐ）であり得る。

別の１つのスレショールディング方式では、スレショールディングは、式（１４）に示されたものと同様に、１つのしきい値を使用して全てのＮ_Ｐｅｆｆ個の要素に（すなわち、切捨てなしで）実行される。しかも別の１つのスレショールディング方式では、スレショールディングは、複数のしきい値を使用してｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}の全てのＮ_Ｐｅｆｆ個の要素に実行される。例えば、第１のしきい値は、主チャネルに対するｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}中の始めのＮ_ｃｐ個のタップに対して使用されることができ、そして第２のしきい値は、過剰チャネルに対する終りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個のタップに使用されることができる。第２のしきい値は、第１のしきい値よりも低く設定されることができる。さらに別の１つのスレショールディング方式では、スレショールディングは、ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}中の終りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個のタップにだけ実行されることができ、そして始めのＮ_ｃｐ個のタップに実行されない。スレショールディングは、その他の方法で実行されることができ、そしてこれは、本発明の範囲内である。

スレショールディングは、マクロ−セルラ同報通信システムにおけるワイアレス・チャネルのような、“まばら”であるワイアレス・チャネルに対して好適である。まばらなワイアレス・チャネルは、チャネル・エネルギーの多くを数少ないタップに集中する。各タップは、異なる伝播遅延を有する分解可能な信号パスに対応する。まばらなチャネルは、例え複数の信号パスの間で遅延広がり（すなわち、時間差）が大きかろうとも、数少ない信号パスを含む。弱い信号パス又は存在しない信号パスに対応するタップは、消去されることができる。

システム性能がＮ_Ｐｅｆｆ＞Ｎ_ｃｐでオーバーサンプリングすることによって著しく改善されることができ得ることが示される。終りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個のタップの切捨てと組み合わせてオーバーサンプリングは、（１）ラップ・アラウンド効果が存在しないためにＳＮＲのより低いノイズ・フロア、及び（２）オーバーサンプリング利益に起因するノイズ削減、を提供する。切捨てのないオーバーサンプリングは、ラップ・アラウンド効果及び切捨て効果に起因するノイズ・フロアを削除するが、オーバーサンプリング利益を提供しない。（切捨てのある又はない）スレショールディングと組み合わせてオーバーサンプリングは、ある種のシナリオにおいてさらなる改善を提供できる。切捨て及び／又はスレショールディングは、しかも検出された遅延広がりに基づいてディスエーブルされることができる又はイネーブルされることができる。例えば、過剰な遅延広がり状態が（例えば、受信されたチップに対応付けを実行することによって）検出されるのであれば、切捨ては、ディスエーブルされることがあり、そしてスレショールディングは、イネーブルされることがある又はディスエーブルされることがある。いずれの場合でも、オーバーサンプリングは、受信機が全体のチャネル・インパルス応答推定値、これはより正確なチャネル推定を提供できそしてシステム性能を改善できる、を取得することを可能にする。一般に、オーバーサンプリングを用いる改善の量は、過剰チャネル中のエネルギーの量が増加するとともに増加する。

図５は、インターレースされたパイロット・サブバンドの２つのセットを有する具体例のスタッガ配置されたパイロット送信方式を示す。各種のその他のパイロット送信方式が、同様にオーバーサンプリングのために必要な実効的なパイロット・サブバンドの数を取得するために使用されることができる。

図９Ａは、パイロット・サブバンドの４つの異なるセットを用いるスタッガ配置されたパイロット送信方式９１０を示す。４つのセットの各々は、Ｎ_Ｐｓｂ個のパイロット・サブバンドを含む。演算を単純にするために、Ｎ_Ｐｓｂは、２の倍数に選択されることができ、そして各セットのＮ_Ｐｓｂ個のパイロット・サブバンドは、Ｎ_Ｆ個の全サブバンドにわたって一様に分散されることができ、その結果、各セット中の連続するパイロット・サブバンドは、Ｎ_Ｆ／Ｎ_Ｐｓｂ個のサブバンドだけ離れて間を空けられる。例えば、Ｎ_Ｐｓｂは、Ｎ_ｃｐ，Ｎ_ｃｐ／２，及びその他に等しくなることがある。４つのセット中のパイロット・サブバンドは、図９Ａに示されたように、同様に、櫛の歯状の構造にインターレースされる。４個のパイロット・サブバンド・セットは、例えば、図９Ａに示された順番で又は別の順番で４つのＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいて使用される。

パイロット・サブバンドの４つのセットに対して受信されたパイロット・シンボルは、チャネル推定のために種々の方法で使用されることができる。長さＮ_Ｐｓｂ、２Ｎ_Ｐｓｂ、又は４Ｎ_Ｐｓｂのチャネル・インパルス応答推定値は、これらの４個のパイロット・サブバンド・セットに対して受信されたパイロット・シンボルに基づいて取得されることができる。長さＮ_Ｐｅｆｆ＝２Ｎ_Ｐｓｂのチャネル・インパルス応答推定値は、下記によって取得されることができる、（１）長さＮ_Ｐｓｂのインパルス応答推定値ｈ＾ _ＮＰｓｂを取得するために各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対してＮ_Ｐｓｂ個の受信されたパイロット・シンボルにＮ_Ｐｓｂ−点ＩＦＦＴを実行すること、（２）インパルス応答推定値ｈ＾ _ＮＰｓｂを１回繰り返すことそしてベクトルｈ＾’ _{２ ＮＰｓｂ}を取得するために必要に応じてｈ＾ _ＮＰｓｂの各インスタンスの位相を調節すること、そして（３）ベクトルｈ＾’ _{２ ＮＰｓｂ}を用いて全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}を更新すること。長さＮ_Ｐｅｆｆ＝４Ｎ_Ｐｓｂのチャネル・インパルス応答推定値は、下記によって取得されることができる、（１）インパルス応答推定値ｈ＾ _ＮＰｓｂを取得するために各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対してＮ_Ｐｓｂ個の受信されたパイロット・シンボルにＮ_Ｐｓｂ−点ＩＦＦＴを実行すること、（２）インパルス応答推定値ｈ＾ _ＮＰｓｂを３回繰り返すことそしてベクトルｈ＾’ _{４ ＮＰｓｂ}を取得するために必要に応じてｈ＾ _ＮＰｓｂの各インスタンスの位相を調節すること、そして（３）ベクトルｈ＾’ _{４ ＮＰｓｂ}を用いて全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}を更新すること。位相調節は、パイロット・サブバンド・セットの数及び各セット中のパイロット・サブバンドの数に依存する。

図９Ｂは、パイロット・サブバンドの異なる３つのセットを用いるスタッガ配置されたパイロット送信方式９２０を示す。第１のセットは、２Ｎ_Ｐｓｂ個のパイロット・サブバンドを含み、そして第２のセット及び第３のセットは、Ｎ_Ｐｓｂ個のパイロット・サブバンドをそれぞれ含む。演算を単純化するために、Ｎ_Ｐｓｂは、２の倍数になるように選択されることができ、そして各セット中のＮ_Ｐｓｂ又は２Ｎ_Ｐｓｂ個のパイロット・サブバンドは、Ｎ_Ｆ個の全サブバンドにわたって一様に分散されることができる。３つのセット中のパイロット・サブバンドは、同様に、図９Ｂに示されたように、櫛の歯状の構造にインターレースされる。３個のパイロット・サブバンド・セットは、例えば、図９Ｂに示された順番で又は別の順番で３つのＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいて使用される。

一般に、スタッガ配置されたパイロット送信方式は、異なるＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対してパイロット・サブバンドの異なるセットを使用する、そしてパイロット・サブバンドの実効的な数は、パイロット送信のために使用される異なるサブバンドの数に等しくなる。任意の数のパイロット・サブバンド・セット（又は繰返し）が、使用されることができる。より多くの繰返しは、一般により多くのパイロット・サブバンドの実効的な数に対応し、そしてしかもより長いチャネル推定遅延に対応する。その上、任意の数のパイロット・サブバンドが、各セットに対して使用されることができ、そして複数のセットは、同じ数又は異なる数のサブバンドを含むことができる。Ｎ_Ｆ個の全サブバンドの可能な限り多くのパイロット・サブバンドを循環させることそして送信することは、有利であり得る。しかしながら、少しの数の（例えば、Ｎ_ｃｐ個の）サブバンドだけが、パイロット・オーバーヘッドを削減するために各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいて使用される。

図１０は、所与のスタッガ配置されたパイロット送信方式に対してチャネル推定を実行するためのプロセス１０００を示す。最初に、受信されたパイロット・シンボルのグループが、現在のＯＦＤＭシンボル・ピリオドｎにおいてパイロット送信のために使用するパイロット・サブバンドのセットに対して取得される（ブロック１０１２）。初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｐ（ｎ）は、受信されたパイロット・シンボルに基づいてこれらのパイロット・サブバンドに対して導出される（ブロック１０１４）。初期のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾（ｎ）は、その後、初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｐ（ｎ）に基づいて（例えば、それにＩＦＦＴを実行することによって）導出される（ブロック１０１６）。初期のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾（ｎ）は、１回又はおそらくより多くの回数繰り返される（ブロック１０１８）。ｈ＾（ｎ）の各インスタンスは、例えば、現在のＯＦＤＭシンボル・ピリオドｎにおいて使用する特定のパイロット・サブバンドに基づいて位相を適切に調節される（同様にブロック１０１８）。ブロック１０１８のアウトプットは、ｈ＾（ｎ）より多くのタップを有する拡大されたチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾’（ｎ）である。

現在のＯＦＤＭシンボル・ピリオドｎに対する全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、その後ｈ＾’（ｎ）に基づいて更新される（ブロック１０２０）。ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）を更新することは、（１）使用のために選択されたスタッガ配置されたパイロット送信方式、（２）フィルタリングが実行されたか否か、及び（３）おそらくその他の要因に応じて様々な方式、で実行されることができる。例えば、フィルタリングが実行されずにそして図５に示されたパイロット送信方式５００が使用される場合には、ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}は、奇数の番号を付けられたＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対してｈ＾’（ｎ）に設定されることができ、そして偶数の番号を付けられたＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対してｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}＝［ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ−１）＋ｈ＾’（ｎ）］／２として算出されることができる。ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）を取得するためにｈ＾’（ｎ）をフィルタリングすることが、以下に説明される。全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）は、さらに処理され（例えば、切り捨てられ、しきい値を決められ、及びその他）そしてゼロで埋められて、長さＮ_Ｆのベクトルｈ＾ _ＮＦ（ｎ）を取得する（ブロック１０２２）。現在のＯＦＤＭシンボル・ピリオドｎに対する最終の周波数応答推定値ｈ＾ _Ｎｐ（ｎ）は、その後、チャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _ＮＦ（ｎ）に基づいて導出される（ブロック１０２４）。ブロック１０１２から１０２４は、各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対して実行されることができる、又はパイロット・シンボルが受信される時はいつでも実行されることができる。

上記されたように、全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）は、ｈ＾’（ｎ）をフィルタリングすることによって取得されることができる。例えば、ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）は、ＦＩＲフィルタを用いて取得されることができ、次式の通りである：

ここで、ｃ _ｉは、ＦＩＲフィルタ・タップｉに関するＮ_Ｐｅｆｆ個の係数を有するベクトルであり；そして
Ｌ_１及びＬ_２は、ＦＩＲフィルタの時間広がりである。

因果ＦＩＲフィルタに関して、Ｌ_１＝０，Ｌ_２≧１、及びフィルタされた周波数応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）は、Ｌ_２の前のＯＦＤＭシンボル・ピリオド及び現在のＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対する拡大されたチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾’（ｎ）の重み付けされた和である。非因果ＦＩＲフィルタに関して、Ｌ_１≧１，Ｌ_２≧１、及びフィルタされた周波数応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）は、Ｌ_２の前のＯＦＤＭシンボル・ピリオド及び現在のＯＦＤＭシンボル・ピリオド、並びにＬ_１の今後のＯＦＤＭシンボル・ピリオドに対する拡大されたチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾’（ｎ）の重み付けされた和である。Ｌ_１の受信されたＯＦＤＭシンボルのバッファリングは、非因果ＦＩＲフィルタを実行するために必要とされる。

ＦＩＲフィルタに関する係数は、種々の方法で選択されることができる。ＦＩＲフィルタのＬ_１＋Ｌ_２＋１個のタップに対するＬ_１＋Ｌ_２＋１個のベクトルｃ _ｉは、所望のフィルタリング特性（例えば、フィルタ・バンド幅及びロール−オフ）を取得するために選択される。各ベクトルｃ _ｉに対するＮ_Ｐｅｆｆ個の係数は、同様に種々の方法で選択されることができる。１つの実施形態では、各ＦＩＲフィルタ・タップに対するベクトルｃ _ｉ中のＮ_Ｐｅｆｆ個の係数は、同じ値に全て設定される。他の１つの実施形態では、各ＦＩＲフィルタ・タップに対するベクトルｃ _ｉ中の（主チャネルに対する）始めのＮ_Ｐｅｆｆ個の係数は、１つの値に設定され、そして残りのＮ_Ｐｅｆｆ−Ｎ_ｃｐ個の係数は、別の１つの値に設定される。一般に、等しい加重又は異なる加重が、各ベクトルｃ _ｉ中のＮ_Ｐｅｆｆ個の係数に対して使用されることができる。

全体のチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ）は、同様にＩＩＲフィルタを用いて取得されることができ、次式の通りである：
ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}＝（１−α_ｔ）・ｈ＾ _{ＮＰｅｆｆ}（ｎ−１）＋α_ｔ・ｈ＾’（ｎ） 式（１６）ここで、α_ｔは、フィルタリングに関する時定数である。時定数α_ｔは、ワイアレス・チャネルの特性（例えば、コヒーレンス時間）に基づいて選択されることができる。

初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｐ（ｎ）及び／又は最終の周波数応答推定値Ｈ＾ _ＮＦ（ｎ）は、同様に、より高い品質を得るためにフィルタされることができる。

最終の周波数応答推定値Ｈ＾ _ＮＦ（ｎ）は、送信されたデータ・シンボルを再生するための検出に対して使用されることができる。各サブバンドに対して受信されたシンボルは、次式のように表されることができる：
Ｙ（ｋ）＝（Ｅ_ｓ）１／２・Ｈ＾（ｋ）・Ｓ（ｋ）＋Ｎ（ｋ）、
ｋ＝１．．．Ｎ_Ｆに対して 式（１７）ここで、Ｓ（ｋ）は、サブバンドｋに対する送信シンボルであり；
Ｈ＾（ｋ）は、サブバンドｋに対するチャネル利得推定値であり；
Ｎ（ｋ）は、サブバンドｋに対して観測されたノイズであり；そして
Ｙ（ｋ）は、サブバンドｋに対する受信されたシンボルである。

検出は、次式のように実行されることができる：
Ｓ＾（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｈ＾（ｋ）＝Ｓ（ｋ）＋Ｎ’（ｋ）、 ｋ∈Ｋ_ｄに対して 式（１８）ここで、Ｓ＾（ｋ）は、サブバンドｋ上で検出されたシンボルであり；
Ｎ’（ｋ）は、サブバンドｋ上で後処理されたノイズであり；そして
Ｋ_ｄは、データ送信のために使用されたサブバンドのセット（すなわち、データ・サブバンド）である。

式（１８）の演算は、一般にイコラーゼーションと呼ばれ、そして一般的にコード化されていないシステムに対して使用される。あるいは、検出は、次式のように実行されることができる：
Ｓ＾（ｋ）＝Ｙ（ｋ）Ｈ＾^＊（ｋ）＝Ｓ（ｋ）＋Ｎ”（ｋ）、 ｋ∈Ｋ_ｄに対して 式（１９）ここで、“^＊”は、共役複素数を表す。式（１９）の演算は、一般に整合フィルタリングと呼ばれ、そして一般的にコード化されたシステムに対して使用される。

図１１は、ＯＦＤＭシステム中のアクセス・ポイント１１００及び端末１１５０のブロック図を示す。ダウンリンク上で、アクセス・ポイント１１００において、送信（ＴＸ）データ・プロセッサ１１１０は、トラフィック・データを受信し、フォーマット化し、コード化し、インターリーブし、そして変調し（すなわち、シンボル・マッピングし）、そして変調シンボル（又は単に“データ・シンボル”）を与える。ＯＦＤＭモジュレータ１１２０は、データ・シンボル及びパイロット・シンボルを受信し、図１に対して説明されたようにＯＦＤＭ変調を実行し、そしてＯＦＤＭシンボルのストリームを与える。パイロット・シンボルは、オーバーサンプリングを実現するためにパイロット・サブバンドの実効的な数が周期的プリフィックス長よりも大きく（すなわち、Ｎ_Ｐｅｆｆ＞Ｎ_ｃｐ）なるような方法で送信される。送信機ユニット（ＴＭＴＲ）１１２２は、ＯＦＤＭシンボルのストリームを受信し、１又はそれより多くのアナログ信号にＯＦＤＭシンボルのストリームを変換し、ダウンリンク信号を発生させるためにアナログ信号を調整し（例えば、増幅し、フィルタし、そして周波数アップコンバートし）、そして端末へアンテナ１１２４を介して信号を送信する。

端末１１５０において、アンテナ１１５２は、ダウンリンク信号を受信し、そして受信機ユニット（ＲＣＶＲ）１１５４に受信された信号を供給する。受信機ユニット１１５４は、受信された信号を調整し（例えば、フィルタし、増幅し、そして周波数ダウンコンバートし）、調整された信号をディジタル化し、そしてＯＦＤＭデモジュレータ１１５６に受信されたチップを供給する。

図１２は、ＯＦＤＭデモジュレータ１１５６の１実施形態を示す。周期的プリフィックス削除ユニット１２１２は、各ＯＦＤＭシンボルに添付された周期的プリフィックスを削除する。ＦＦＴユニット１２１４は、それからＮ_Ｆ−点ＦＦＴを使用して周波数ドメインに各受信され変換されたシンボルを変換する。ＦＦＴユニット１２１４は、受信されたパイロット・シンボルをプロセッサ１１７０に供給し、受信されたデータ・シンボルを検出器１２１６に供給する。検出器１２１６は、さらにプロセッサ１１７０からダウンリンクに関する周波数応答推定値Ｈ＾ _{ＮＦ，ｄｎ}を受信し、検出されたシンボル（これは送信されたデータ・シンボルの推定値である）を取得するために受信されたデータ・シンボルの検出を実行し、そして検出されたシンボルをＲＸデータ・プロセッサ１１５８に供給する。

プロセッサ１１７０は、上に説明されたように受信パイロット・シンボルを取得しそしてチャネル推定を実行するチャネル推定器１２２０を含む。チャネル推定器１２２０の内部で、パイロット検出器１２２２は、受信されたパイロット・シンボルの変調を取り除き、そして必要に応じて外挿及び／又は内挿を実行することができて、各ＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいてＮ_ｄｎ個の一様に分散されたサブバンドに関するチャネル利得推定値を用いて初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｐ，ｄｎを取得する。ＩＦＦＴユニット１２２４は、初期の周波数応答推定値にＩＦＦＴを実行して、Ｎ_ｄｎ個のタップを有するチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{Ｎｄｎ，ｄｎ}を取得する。繰返しユニット１２２６は、必要な回数チャネル・インパルス応答推定を繰り返し、そしてさらに必要であれば各インスタンスの位相を調節する。コンバイナ／フィルタ１２２８は、ユニット１２２６のアウトプットを統合するかフィルタするかのいずれかを行いそして全体のチャネル・インパルス応答推定値を供給する。しきい値及びゼロ−パディング・ユニット１２３０は、（イネーブされているのであれば）スレショールディングを実行しそしてＮ_Ｆ個のタップを有するベクトルｈ＾ _{ＮＦ，ｄｎ}を取得する。ＦＦＴユニット１２３２は、それからベクトルｈ＾ _{ＮＦ，ｄｎ}にＦＦＴを実行して、ダウンリンクのためのＮ_Ｆ個のサブバンドに対する最終の周波数応答推定値Ｈ＾ _{ＮＦ，ｄｎ}を取得する。

図１１に戻って参照して、ＲＸデータ・プロセッサ１１５８は、検出されたシンボルを復調し（すなわち、シンボル・デマッピングし）、デインターリーブし、そしてデコードして、送信されたトラフィック・データを再生する。ＯＦＤＭデモジュレータ１１５６及びＲＸデータ・プロセッサ１１５８による処理は、それぞれ、アクセス・ポイント１１００におけるＯＦＤＭモジュレータ１１２０及びＴＸデータ・プロセッサ１１１０による処理に対して相補的である。

アップリンクにおいて、ＴＸデータ・プロセッサ１１８２は、トラフィック・データを処理しそしてデータ・シンボルを供給する。ＯＦＤＭモジュレータ１１８４は、パイロット・シンボルを有するデータ・シンボルを受信しそしてマルチプレックスし、そしてＯＦＤＭシンボルのストリームを供給する。パイロット・シンボルは、パイロット送信のために端末１１５０に指定されているＮ_ｕｐ個のサブバンド上に送信されることができる。アップリンクのためのパイロット・サブバンドの数（Ｎ_ｕｐ）は、ダウンリンクのためのパイロット・サブバンドの数（Ｎ_ｄｎ）と等しい又は異なることがある。その上、同じ又は異なる（例えば、スタッガ配置する）パイロット送信方式が、ダウンリンク及びアップリンクに対して使用されることができる。送信機ユニット１１８６は、それからＯＦＤＭシンボルのストリームを受信しそして処理して、アップリンク信号を発生させる、これはアクセス・ポイントにアンテナ１１５２を介して送信される。

アクセス・ポイント１１００において、端末１１５０からのアップリンク信号は、アンテナ１１２４によって受信され、そして受信機ユニット１１４２によって処理されて受信されたチップを取得する。ＯＦＤＭデモジュレータ１１４４は、それから受信されたチップを処理し、そしてアップリンクに関する受信されたパイロット・シンボル及び検出されたシンボルを供給する。ＲＸデータ・プロセッサ１１４６は、検出されたシンボルを処理して、端末１１５０によって送信されたトラフィック・データを再生する。

プロセッサ１１３０は、上に説明したように、アップリンク上に送信している各端末に関するチャネル推定を実行する。複数の端末は、それらに指定されたパイロット・サブバンドのアップリンク上に同時にパイロットを送信できる。干渉を削減するために、各サブバンドは、所与のＯＦＤＭシンボル・ピリオドにおいて唯１つの端末によるパイロット送信又はデータ送信のために使用されることができる。プロセッサ１１３０は、図１２に示されたようにチャネル推定器１２２０を実行させることができる。各端末ｍのために、プロセッサ１１３０は、その端末から受信されたパイロット・シンボルに基づいて端末に対するアップリンクについての初期の周波数応答推定値Ｈ＾ _ｍを取得し、そしてＨ＾ _ｍに基づいて端末に対するチャネル・インパルス応答推定値ｈ＾ _{Ｎｕｐ，ｍ}を導出し、そしてｈ＾ _{Ｎｕｐ，ｍ}に基づいて端末に対する最終の周波数応答推定値Ｈ＾ _ＮＦ，ｍを導出する。各端末に対する周波数応答推定値Ｈ＾ _ＮＦ，ｍは、ＯＦＤＭデモジュレータ１１４４に与えられそしてその端末に対する検出のために使用される。

プロセッサ１１３０及び１１７０は、それぞれ、アクセス・ポイント１１００及び端末１１５０における動作を管理する。メモリ・ユニット１１３２及び１１７２は、それぞれプロセッサ１１３０及び１１７０によって使用されるプログラム・コード及びデータを記憶する。プロセッサ１１３０及び１１７０は、しかも上に説明されたようにチャネル推定を実行する。

明確にするために、パイロット送信技術及びチャネル推定技術は、ＯＦＤＭシステムに関して説明されてきている。これらの技術は、ディスクリート・マルチ・トーン（ＤＭＴ：discrete multi tone）のようなその他のマルチ・キャリア変調技術に対して使用されることができる。

本明細書中に説明されたパイロット送信技術及びチャネル推定技術は、種々の手段によって与えられることができる。例えば、これらの技術は、ハードウェア、ソフトウェア、又はこれらの組み合わせで与えられることができる。ハードウェア・インプリメンテーションに関して、チャネル推定のために使用される処理ユニットは、１又はそれより多くの用途特定集積回路（ＡＳＩＣｓ：application specific integrated circuits）、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰｓ：digital signal processors）、デジタル・シグナル処理デバイス（ＤＳＰＤｓ：digital signal processing devices）、プログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤｓ：programmable logic devices）、フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰＧＡｓ：field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラ、マイクロ−コントローラ、マイクロプロセッサ、本明細書中に説明した機能を実行するために設計されたその他の電子ユニット、若しくはこれらの組み合わせの中に与えられることができる。

ソフトウェア・インプリメンテーションに関して、パイロット送信技術及びチャネル推定技術は、本明細書中に説明された機能を実行するモジュール（例えば、手順、機能、及びその他）を用いて与えられることができる。ソフトウェア・コードは、メモリ・ユニット（例えば、図１１のメモリ・ユニット１１３２又は１１７２）中に記憶されることができ、そしてプロセッサ（例えば、プロセッサ１１３０又は１１７０）によって実行されることができる。メモリ・ユニットは、プロセッサの内部に又はプロセッサの外部に与えられることができる。この場合には、この技術において公知の種々の手段を介してプロセッサに通信的に接続されることが可能である。

開示された複数の実施形態のこれまでの説明は、本技術分野に知識のあるいかなる者でも、本発明を作成し、使用することを可能にするために提供される。これらの実施形態への種々の変形は、当業者に容易に明らかになるであろう。そして、本明細書中に規定された一般的な原理は、発明の精神又は範囲から逸脱することなく、他の実施形態に適用されることができる。それゆえ、本発明は、本明細書中に示された複数の実施形態に限定されるように意図されたものではなく、本明細書中に開示された原理及び新規な機能と整合する最も広い範囲に適用されるべきである。

１００…ＯＦＤＭモジュレータ，２１０…インパルス応答，２２０…受信されたチップ系列，２４０…実効チャネル，３００…周波数分割マルチプレクッス（ＦＤＭ）パイロット送信方式，４１０，４２０，４３０…チャネル・インパルス応答，７１２，７２２…主チャネルに対する応答，７１４，７２４…ラップ・アラウンド過剰チャネルに対する応答，７３２…主チャネルに対する応答，７３４…ラップ・アラウンド過剰チャネルの消去されなかった部分に対する応答７３４，７３６…過剰チャネルに対する応答，７３８…主チャネルの消去されなかった部分に対する応答，８１０，８２０…インパルス応答。

Claims (39)

1. ワイアレス通信システムにおいてワイアレス・チャネルの周波数応答を推定する方法、該方法は下記を具備する：
   パイロット・サブバンドの各セットに対して受信されたパイロット・シンボルの１つのグループで、パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットに対して受信されたパイロット・シンボルの少なくとも２つのグループを取得すること、ここにおいて、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの各々は、異なるシンボル・ピリオドにおいてパイロット送信のために使用される；
   受信されたパイロット・シンボルの各グループに対して１つの初期の周波数応答推定値で、該受信されたパイロット・シンボルの少なくとも２つのグループに基づいて少なくとも２つの初期の周波数応答推定値を取得すること；
   該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出すること、ここにおいて、該全体のチャネル・インパルス応答推定値は、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの各々の中のパイロット・サブバンドの数よりも多くのタップを備える；及び
   該全体のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該ワイアレス・チャネルに関する全体の周波数応答推定値を導出すること。
2. 請求項１の方法、ここにおいて、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を該導出することは、下記を含む、
   各初期の周波数応答推定値に対して１つの初期のチャネル・インパルス応答推定値で、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値を導出すること、及び
   該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出すること。
3. 請求項１の方法、ここにおいて、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を該導出することは、下記を含む、
   該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて中間の周波数応答推定値を導出すること、及び
   該中間の周波数応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出すること。
4. 請求項１の方法、ここにおいて、該全体のチャネル・インパルス応答推定値は、Ｎ_Ｔ個のタップを備える、ここで、Ｎ_Ｔは、全体のチャネル・インパルス応答推定値の長さでありそして該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの中のパイロット・サブバンドの全数に等しい。
5. 請求項１の方法、ここにおいて、各セット中の該パイロット・サブバンドは、Ｎ_Ｆ個の全サブバンドにわたり一様に分散され、そして該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの残りのもののパイロット・サブバンドからオフセットしている、ここにおいて、Ｎ_Ｆは、１よりも大きな整数である。
6. 請求項１の方法、ここにおいて、受信されたパイロット・シンボルは、奇数の番号を付けられたシンボル・ピリオドにおいてパイロット・サブバンドの第１のセット上で取得される、そしてここにおいて、受信されたパイロット・シンボルは、偶数の番号を付けられたシンボル・ピリオドにおいてパイロット・サブバンドの第２のセット上で取得される。
7. 請求項１の方法、ここにおいて、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットは、等しい数のパイロット・サブバンドを含む。
8. 請求項１の方法、ここにおいて、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットは、異なる数のパイロット・サブバンドを含む。
9. 請求項２の方法、ここにおいて、全体のチャネル・インパルス応答推定値を該導出することは、下記をさらに含む、
   該初期のチャネル・インパルス応答推定値の少なくとも２つのインスタンスを取得するために該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値の各々を少なくとも１回繰り返すこと；
   該初期のチャネル・インパルス応答推定値の該少なくとも２つのインスタンスに基づいて各初期のチャネル・インパルス応答推定値に関して拡大されたチャネル・インパルス応答推定値を生成すること；及び
   該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値に関する少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出すること。
10. 請求項９の方法、ここにおいて、全体のチャネル・インパルス応答推定値を該導出することは、下記をさらに含む、
    各初期のチャネル・インパルス応答推定値の該少なくとも２つのインスタンスの位相を選択的に調節すること、そしてここにおいて、各初期のチャネル・インパルス応答推定値に関する該拡大されたチャネル・インパルス応答推定値は、該初期のチャネル・インパルス応答推定値の少なくとも２つの選択的に位相調節されたインスタンスに基づいて生成される。
11. 請求項９の方法、ここにおいて、全体のチャネル・インパルス応答推定値を該導出することは、下記をさらに含む、
    対応するスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値を取得するために係数のそれぞれのセットを用いて該少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値の各々をスケーリングすること、ここにおいて、少なくとも２つのスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値は、係数の少なくとも２つのセットを用いて該少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値に対して取得される、及び
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値を取得するために該少なくとも２つのスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値を統合すること。
12. 請求項１１の方法、ここにおいて、該係数の少なくとも２つのセットは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタに対してである。
13. 請求項１１の方法、ここにおいて、該係数の少なくとも２つのセットは、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタに対してである。
14. 請求項１１の方法、ここにおいて、係数の各セットは、第１の値のＮ_ｃｐ個の係数及び第２の値のＮ_Ｌ個の係数を含む、ここにおいて、第１の値のＮ_ｃｐ個の係数は、該全体のチャネル・インパルス応答推定値の始めのＮ_ｃｐ個のタップに対してである、そしてここにおいて、第２の値のＮ_Ｌ個の係数は、該全体のチャネル・インパルス応答推定値の残りのタップに対してである、ここで、Ｎ_ｃｐ及びＮ_Ｌは、１よりも大きな整数である。
15. 請求項１の方法、ここにおいて、該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値の各々は、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値のそれぞれ１つに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行することによって導出される。
16. 請求項１の方法、ここにおいて、該全体の周波数応答推定値は、該全体のチャネル・インパルス応答推定値に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行することによって導出される。
17. 請求項１の方法、該方法は下記をさらに具備する：
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値のＮ_Ｔ個のタップの選択された１つをゼロに設定すること、ここで、Ｎ_Ｔは、該全体のチャネル・インパルス応答推定値の長さでありそして１よりも大きな整数である。
18. 請求項１７の方法、ここにおいて、該全体のチャネル・インパルス応答推定値の該Ｎ_Ｔ個のタップの終りのＮ_Ｚ個は、ゼロに設定される、ここで、Ｎ_Ｚは、Ｎ_Ｔよりも小さい。
19. 請求項１８の方法、ここにおいて、Ｎ_Ｚは、Ｎ_Ｔ−Ｎ_ｃｐに等しい、ここで、Ｎ_ｃｐは、該システムに関する周期的プリフィックス長であり、そして１よりも大きな整数である。
20. 請求項１の方法、該方法は下記をさらに具備する：
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値のＮ_Ｔ個のタップの各々のエネルギーを決定すること、ここで、Ｎ_Ｔは、該全体のチャネル・インパルス応答推定値の長さでありそして１よりも大きな整数である；及び
    該タップの該エネルギーがしきい値よりも小さい場合に該Ｎ_Ｔ個のタップの各々をゼロに設定すること。
21. 請求項２０の方法、ここにおいて、該しきい値は、該Ｎ_Ｔ個のタップの全エネルギーに基づいて導出される。
22. 請求項１の方法、該方法は下記をさらに具備する：
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値のＮ_Ｔ個のタップの各々のエネルギーを決定すること、ここで、Ｎ_Ｔは、該全体のチャネル・インパルス応答推定値の長さでありそして１よりも大きな整数である；
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値のＮ_Ｔ個のタップの中で最も大きなエネルギーを有するＮ_Ｘ個のタップを保持すること、ここで、Ｎ_Ｘは、１又はそれよりも大きな整数である；及び
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値のＮ_Ｔ−Ｎ_Ｘ個の残りのタップをゼロに設定すること。
23. 請求項１の方法、該方法は下記をさらに具備する：
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値を用いて受信されたデータ・シンボルの検出を実行すること。
24. 請求項１の方法、ここにおいて、該ワイアレス通信システムは、直交周波数分割マルチプレクシング（ＯＦＤＭ）を利用する。
25. 請求項１の方法、ここにおいて、該ワイアレス通信システムは、ディスクリート・マルチ・トーン（ＤＭＴ）を利用する。
26. 請求項２４の方法、ここにおいて、該ワイアレス通信システムにおいて送信された各ＯＦＤＭシンボルは、周期的プリフィックスを含む、そしてここにおいて、該全体のチャネル・インパルス応答推定値は、該周期的プリフィックスの長さよりも多くのタップを備える。
27. ワイアレス通信システムにおける装置、該装置は下記を具備する：
    パイロット・サブバンドの各セットに対して受信されたパイロット・シンボルの１つのグループで、パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットに対して受信されたパイロット・シンボルの少なくとも２つのグループを効果的に取得するためのデモジュレータ、ここにおいて、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの各々は、異なるシンボル・ピリオドにおいてパイロット送信のために使用される；
    受信されたパイロット・シンボルの各グループに対して１つの初期の周波数応答推定値で、該受信されたパイロット・シンボルの少なくとも２つのグループに基づいてワイアレス・チャネルに関する少なくとも２つの初期の周波数応答推定値を効果的に取得するためのパイロット検出器；
    該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を効果的に導出するためのコンバイナ・ユニット、ここにおいて、該全体のチャネル・インパルス応答推定値は、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの各々の中のパイロット・サブバンドの数よりも多くのタップを備える；及び
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該ワイアレス・チャネルに関する全体の周波数応答推定値を効果的に導出するための第１の変換ユニット。
28. 請求項２７の装置、該装置は下記をさらに具備する：
    各初期の周波数応答推定値に対して１つの初期のチャネル・インパルス応答推定値で、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値を効果的に導出するための第２の変換ユニット、そしてここにおいて、該コンバイナ・ユニットは、該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を効果的に導出するためである。
29. 請求項２７の装置、ここにおいて、該コンバイナ・ユニットは、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて中間の周波数応答推定値を効果的に導出するため、及び該中間の周波数応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を効果的に導出するためである。
30. 請求項２８の装置、ここにおいて、該コンバイナ・ユニットは、
    該初期のチャネル・インパルス応答推定値の少なくとも２つのインスタンスを取得するために該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値の各々を少なくとも１回効果的に繰り返すため、
    該初期のチャネル・インパルス応答推定値の該少なくとも２つのインスタンスに基づいて各初期のチャネル・インパルス応答推定値に関する拡大されたチャネル・インパルス応答推定値を効果的に生成するため、及び
    該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値に関する少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を効果的に導出するため
    である。
31. 請求項３０の装置、ここにおいて、該コンバイナ・ユニットは、
    対応するスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値を取得するために係数のそれぞれのセットを用いて該少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値の各々をさらに効果的にスケーリングするため、ここにおいて、少なくとも２つのスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値は、係数の少なくとも２つのセットを用いて該少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値に対して取得される、及び
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値を取得するために該少なくとも２つのスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値をさらに効果的に統合するため
    である。
32. 請求項２７の装置、該装置は下記をさらに具備する：
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値のＮ_Ｔ個のタップの選択されたものをゼロに効果的に設定するためのスレショールディング・ユニット、ここで、Ｎ_Ｔは、全体のチャネル・インパルス応答推定値の長さでありそして１よりも大きな整数である。
33. 請求項２７の装置、ここにおいて、該ワイアレス通信システムは、直交周波数分割マルチプレクシング（ＯＦＤＭ）を利用する、ここにおいて、該ワイアレス通信システムにおいて送信された各ＯＦＤＭシンボルは、周期的プリフィックスを含む、そしてここにおいて、該全体のチャネル・インパルス応答推定値は、該周期的プリフィックスの長さよりも多くのタップを備える。
34. ワイアレス通信システムにおける装置、該装置は下記を具備する：
    パイロット・サブバンドの各セットに対して受信されたパイロット・シンボルの１つのグループで、パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットに対して受信されたパイロット・シンボルの少なくとも２つのグループを取得するための手段、ここにおいて、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの各々は、異なるシンボル・ピリオドにおいてパイロット送信のために使用される；
    受信されたパイロット・シンボルの各グループに対して１つの初期の周波数応答推定値で、該受信されたパイロット・シンボルの少なくとも２つのグループに基づいてワイアレス・チャネルに関する少なくとも２つの初期の周波数応答推定値を取得するための手段；
    該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するための手段、ここにおいて、該全体のチャネル・インパルス応答推定値は、該パイロット・サブバンドの少なくとも２つのセットの各々の中のパイロット・サブバンドの数よりも多くのタップを備える；及び
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該ワイアレス・チャネルに関する全体の周波数応答推定値を導出するための手段。
35. 請求項３４の装置、ここにおいて、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するための該手段は、下記を含む、 各初期の周波数応答推定値に対して１つの初期のチャネル・インパルス応答推定値で、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値を導出するための手段、及び
    該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するための手段。
36. 請求項３４の装置、ここにおいて、該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するための該手段は、下記を含む、 該少なくとも２つの初期の周波数応答推定値に基づいて中間の周波数応答推定値を導出するための手段、及び
    該中間の周波数応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するための手段。
37. 請求項３５の装置、該装置は下記をさらに具備する：
    該初期のチャネル・インパルス応答推定値の少なくとも２つのインスタンスを取得するために該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値の各々を少なくとも１回繰り返すための手段；
    該初期のチャネル・インパルス応答推定値の該少なくとも２つのインスタンスに基づいて各初期のチャネル・インパルス応答推定値に関する拡大されたチャネル・インパルス応答推定値を生成するための手段；及び
    該少なくとも２つの初期のチャネル・インパルス応答推定値に関する少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値に基づいて該全体のチャネル・インパルス応答推定値を導出するための手段。
38. 請求項３４の装置、該装置は下記をさらに具備する：
    対応するスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値を取得するために係数のそれぞれのセットを用いて該少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値の各々をスケーリングするための手段、ここにおいて、少なくとも２つのスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値は、係数の少なくとも２つのセットを用いて該少なくとも２つの拡大されたチャネル・インパルス応答推定値に対して取得される、及び
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値を取得するために該少なくとも２つのスケーリングされたチャネル・インパルス応答推定値を統合するための手段。
39. 請求項３４の装置、該装置は下記をさらに具備する：
    該全体のチャネル・インパルス応答推定値のＮ_Ｔ個のタップの選択されたものをゼロに設定するための手段、ここで、Ｎ_Ｔは、全体のチャネル・インパルス応答推定値の長さでありそして１よりも大きな整数である。

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