CN1801797A

CN1801797A - 正交频分多路复用解调器及方法

Info

Publication number: CN1801797A
Application number: CN200510128809.3A
Authority: CN
Inventors: 笠见英男; 松冈秀浩; 鹤田诚
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2004-11-30
Filing date: 2005-11-30
Publication date: 2006-07-12
Also published as: JP2006157732A; US7570578B2; US20060114814A1; JP4167646B2

Abstract

一种解调OFDM信号的OFDM解调器包括，接收包括延迟信号的信号的天线，估计被接收信号的频道响应的估计电路，和基于被估计的频道响应控制保留时间间隔的长度的控制电路。该保留时间间隔包括基于被估计的频道响应从延迟信号中具有最大延迟时间的延迟信号的头部到延迟信号中在前信号的尾部的时间周期。OFDM解调器还包括保留相应于保留时间周期的一部分被接收信号的保留存储器，和基于被保留的接收信号等于基于频道响应复制的信号的最大似然性的计算选择OFDM信号的选择电路。

Description

正交频分多路复用解调器及方法

技术领域

本发明涉及一种能解调OFDM(正交频分多路复用)信号的OFDM解调器，更具体地涉及一种能降低由于高于防护间隔(GI)的延迟差产生的干扰的OFDM解调器。

背景技术

常规的针对具有高于GI的延迟差的措施包括去除高于GI的延迟差的均衡。例如，日本专利申请号2002-329715描述了一种反馈式均衡器。然而，这种均衡器有一个问题，随着高于GI的延迟差的级别的提高接收特性会恶化。

发明内容

因而，本发明的一个方面的优点是提供一种OFDM解调器，在高于GI的延迟差的级别很大的情况下，本发明的OFDM解调器能提供经改善的接收特性。

根据本发明的一个实施例提供了一种新颖的OFDM解调器，包括：构造成用于接收包括延迟信号的信号的天线，构造成用来基于由天线接收到的信号估计频道响应的估计电路，构造成基于由估计电路估计的频道响应控制保留时间间隔长度的控制电路。该保留时间间隔包括在延迟信号中具有最大延迟差的延迟信号的头部被接收时的第一时间和包括在由天线接收到的信号内的在前信号的尾部被接收时的第二时间之间的时间周期。OFDM解调器还包括构造成用于保留与保留间隔对应的一部分由天线接收的信号的保留存储器，构造成用于产生OFDM候选符号的符号产生电路，构造成用于将OFDM候选符号转换为时域信号的转换电路，构造成基于时域信号和由估计电路估计的频道响应产生由天线接收的信号的复制信号的复制信号产生电路，构造成用于计算复制信号等于保留在保留存储器中的那部分信号的似然性的计算电路，和构造成用于从OFDM候选符号中选择相应于具有最大似然性的复制信号的OFDM符号的选择电路。

根据本发明的另一个实施例提供了一种用于解调包括由天线接收到的多个延迟信号的OFDM接收信号的新颖方法。该方法包括：基于被接收的信号估计频道响应，和基于被估计的频道响应控制保留间隔的长度。该保留间隔包括在延迟信号中具有最大延迟差的延迟信号的头部被接收时的第一时间和包括在天线接收到的信号内的在前信号的尾部被接收时的第二时间之间的时间周期。该方法还包括，保留相应于保留间隔的被接收的部分信号，产生OFDM候选符号，将OFDM候选符号转换为时域信号，基于时域信号和被估计的频道响应产生被接收信号的复制信号，计算复制信号等于在保留存储器中保留的那部分被接收信号的似然性，和从OFDM候选符号中选择相应于具有最大似然性的复制信号的OFDM符号。

附图说明

通过参考下文结合附图进行的详尽叙述就能获得对于本发明及其许多附带优点的更完全的理解，其中，

图1是根据本发明的第一实施例的OFDM解调器的框图；

图2是显示了在图1所示的最大似然符号确定电路中改变数字信号的情况的示意图；

图3是图1所示的最大似然符号确定电路的框图；

图4是根据本发明的第二实施例的OFDM解调器的框图；

图5是显示图4所示的符号发生器将副载波设定为零的情况的示意图；

图6是根据本发明的第三实施例的OFDM解调器的框图；

图7是显示图6所示的符号发生器将副载波设定为零的情况的示意图；

图8是图6中所示的符号发生器的框图；

图9是根据本发明的第四实施例的OFDM解调器的框图；

图10是显示图9所示的符号发生器将副载波设定为零的情况的示意图；

图11A是用于图9的OFDM解调器中的实例波形；

图11B是图9中所示的符号发生器的框图；

图12是根据本发明的第五实施例的OFDM解调器的框图；

图13是显示图12所示的符号发生器降低小振幅的候选信号点的精确度的情况的示意图；

图14A是被用在图14B中的副载波示意图；

图14B是图12中所示的符号发生器的框图；

图15是根据本发明的第六实施例的OFDM解调器的框图；

图16A和16B是显示图15所示的符号发生器分两阶段减少候选符号的实例的示意图；

图17A-17C是显示图15所示的符号发生器分三阶段减少候选符号的实例的示意图；

图18A-18C是显示图15所示的符号发生器分三阶段减少候选符号的另一个实例的示意图；

图19是说明图15中所示的符号发生器从属的操作的流程图；

图20是根据本发明的第七实施例的OFDM解调器的框图；

图21A-21D是显示符号发生器把OFDM符号划分为多个副载波组的情况的示意图；

图22是显示图20中所示的OFDM解调器的操作的流程图；

图23是根据本发明的第八实施例的OFDM解调器的框图；

图24A-24D是显示图23中所示的符号发生器产生符号的情况的示意图；

图25是显示图23中所示的OFDM解调器的操作的流程图；

图26是根据本发明的第九实施例的OFDM解调器的框图；

图27A-27E是显示图26中所示的符号发生器产生符号的情况的示意图；

图28是根据本发明的第十实施例的OFDM解调器的框图；

图29A-29I是显示图28中所示的符号发生器产生符号的情况的示意图；

图30A是被用于图30B中的信号的波形；

图30B是图28中所示的符号发生器的框图；

图31是根据本发明的第十一实施例的OFDM解调器的框图；和

图32是图31中所示的最大似然符号确定电路的框图。

具体实施方式

本发明的各个实施例将参考附图说明，其中，贯穿几个附图的相同参考数字表示完全相同或相应的部分。

(第一实施例)

图1是根据第一实施例的OFDM解调器的框图，该OFDM解调器包括天线101、频道估计器102、保留间隔控制器103、数据存储器104和最大似然符号确定电路105。该最大似然符号确定电路105包括符号发生器106、IFFT(反向快速傅里叶变换器)107、复制信号发生器108、似然性计算器109和符号确定电路110。

天线101接收OFDM信号并且将接收的信号传递到LNA(低噪声放大器)。该LNA将OFDM信号放大到要求的振幅。频率转换器将LNA放大的OFDM信号转换成IF(中频)波段。可变增益放大器将经频率转换的OFDM信号调整到适当的信号电平。正交解调器使经电平调整的OFDM信号受到正交解调将其变为基带信号。A/D转换器将基带信号转换成数字信号。由于LNA、频率转换器、可变增益放大器、正交解调器和A/D转换器是众所周知的装置，因而对它们仅限于上文简要的描述而不作进一步的说明或讨论。

频道估计器102接收数字信号从而估计频道响应。该频道估计器102评估一个延迟信号怎样从OFDM信号中的第一信号延迟。这样，频道估计器102估计了频道系数和延迟时间。

保留间隔控制器103设定作为基于频道响应的数值储存数字信号的时间间隔的数据保留间隔。该保留间隔控制器103将包括在被接收信号中的延迟信号之中具有最大延迟差的延迟信号的头部被接收时的第一时间和在前信号的尾部被接收时的第二时间之间的时间周期设定为数据保留间隔。该数据保留间隔在下文将参考图2描述。

数据存储器104存储在控制器103设定的数据保留间隔期间存在的数字信号。

最大似然符号确定电路105基于来自频道估计器102的频道响应数值产生复制信号，并且提供一个确定从而选择使复制信号等于存储在数据存储器104中的数字信号的似然性达到最大值的信号。

符号发生器106接收来自上层的调制方案(例如，QPSK(正交相移键控)、16QAM(正交幅度调制)或64QAM)的信息、来自序列发生器的副载波数的信息，和来自该序列发生器的信号点的计数值从而产生候选符号。IFFT107通过反向傅里叶变换将候选符号转换为时域信号。

复制信号发生器108基于由频道估计器102估计的频道响应估计值以及被转换的时域信号产生被接收信号的复制信号。复制信号发生器108产生多个复制信号，它们对应于可检测的电平中并从被接收信号中的第一信号延迟的延迟信号。

似然性计算器109计算复制信号等于存储在数据存储器104中的数字信号的似然性。当具有最大似然性时，计算与被存储的数字信号相比具有最小均方误差的复制信号。符号确定电路110选择具有由似然性计算器109计算的最大似然性的符号。

图2所示的是在最大似然符号确定电路105中数字信号改变的实例。符号发生器106产生一个候选符号201。其后，IFFT107通过反向傅里叶变换将候选符号201变换为时间信号202。复制信号发生器108产生对应于可从第一信号中检测的电平的延迟信号的多个复制信号203。似然性计算器109计算每个复制信号和存储在数据存储器104中的数字信号之间的似然性。

在图2的实例中，如数字205所示，保留间隔控制器103将从具有最大延迟时间的延迟信号的头部延伸到第一在前信号的尾部的间隔设定为数据保留间隔。

图3是最大似然符号确定电路105的详细框图。在此实例中，符号发生器106包括信号点发生器301和副载波测绘器302，复制信号发生器108包括GI(防护时间间隔)添加器303和延迟信号合成器304，符号确定电路110包括最小误差检测器305和符号存储器306。

信号点发生器301产生各个副载波的信号点(S1，S2，...，SK)。在此实施例中，副载波的数量假设为K。该信号点发生器301接收来自上层的调制方案(诸如QPSK，16QAM，64QAM)的信息、来自序列发生器的副载波的信息和来自序列发生器的信号点的计数值从而产生信号点。例如，在信号点发生器301已经接收了作为来自上层的调制方案的信息的64QAM，作为来自序列发生器的副载波数的信息的“5”，和作为来自序列发生器的信号点的计数值的“3”的情况下，它在第五副载波中64QAM的64个信号点之间产生第三信号点。

副载波测绘器302绘制信号点发生器301在有关的副载波中产生的信号点。

GI添加器303将GI添加到由IFFT107变换和传递的时间信号中。延迟信号合成器304基于被添加上GI的信号X(t)、频道系数H和延迟时间d产生和合成延迟信号成分。具体地，延迟信号合成器304计算Yr＝X(t)+H×X(t-d)。尽管存此描述了单个延迟信号的情况，本实施例同样适用于两个或多个延迟信号的情况。

似然性计算器109计算复制信号发生器108的输出信号Yr和存储在数据存储器104中的数字信号Y之间的均方差e＝E{|Y-Yr|²}。具有最小误差e的符号就是具有最大似然性的符号。

当误差e变得最小时，最小误差信号检测器305通过产生一个触发信号检测最小误差。在最小误差信号检测器305已经产生触发信号的时候，符号存储器306在其中存储信号点(S’1，S’2，...，S’K)。

根据上述的第一实施例，大于GI的延迟差被合成，因此，第一实施例提供了比常规的干扰消除器更好的接收性能。此外，在本实施例中，接收的信号被保留的时间间隔根据频道响应估计值改变，由此在前信号干扰的影响被消除。更进一步，常规的途径不能正常地确定一个符号，因为当一个符号通过在小于有效符号长度的时间间隔中进行接收信号的FFT(快速傅里叶变换)被确定的时候产生副载波之间的干扰。相反，在第一实施例中，被接收的信号没有受到FFT，因而符号可以正常地被确定而不产生副载波之间的干扰。

(第二实施例)

图4是相应于执行解码纠错的情况的第二实施例的框图。根据第二实施例的OFDM解调器根据解码纠错的纠错能力消除了副载波的数据从而减少候选符号的数量。相同的参考数字表示与第一实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，而这些部分在下文的描述中被省略。

如图4所示，第二实施例的OFDM解调器除了第一实施例的OFDM解调器的各个部分外还包括去交织器401和卷积解码器402。

去交织器401去交织由最大似然符号确定电路105选择的符号。卷积解码器402使被去交织的信号进行卷积解码。卷积解码是纠错解码技术之一。

符号发生器106根据卷积解码器402的纠错能力，基于从上层输入的信息将在多个被包括在OFDM符号中的副载波中的预定数的副载波的值设定为零。通过实例的方法，符号发生器106将每第三个副载波设定为零，如图5中所示(副载波501至504)。

根据上述的第二实施例，副载波被设置为零的数量根据解码纠错的纠错能力调整，由此候选符号的数量可以被减少从而实现处理量的减少。

(第三实施例)

图6是第三实施例的框图，它根据调制方案和载波的编码纠错率消除副载波数据从而减少候选符号数量。相同的参考数字表示与第一和第二实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。

如图6所示，本实施例的OFDM解调器包括传输信息检测器603。

最大似然符号确定电路601基于调制方案和载波的编码纠错率(在此实施例中的卷积编码率)将一些副载波设定为零，基于来自频道估计器102的频道响应值产生复制信号，以及选择使复制信号等于被存储在数据存储器104中的数字信号的似然性达到最大值的符号。

符号发生器602获得来自传输信息检测器603的传输信息并且根据该传输信息将包括在OFDM符号中的多个副载波之中的预定数的副载波的值设定为零。这里，例如“传输信息”表示载波调制方案和卷积编码率。通过实例的方法，符号发生器602将每第三个副载波设定为零，如图7所示(副载波701至704)。传输信息检测器603基于由最大似然符号确定电路601确定的符号来检测包括在接收信号中的传输信息。

图8所示的是符号发生器602的详细框图，它包括消除载波间隔确定器801，信号点发生器301，和副载波测绘器302。消除载波间隔确定器801根据从传输信息检测器603接收的传输信息确定消除载波间隔。确定的消除载波间隔与调制方案即传输率有单调上升的关系，且它与编码率有单调上升的关系。在例如调制方案是QPSK且编码率是“1/2”的情况中，消除载波间隔确定器801将消除载波间隔设定为“4”。

根据上述第三实施例，根据纠错解码器基于诸如载波调制方案和编码纠错率的传输信息项目的纠错能力将预定数的副载波设定为零，由此候选符号的数量可以被减少，从而实现处理量的减少。

(第四实施例)

图9是第四实施例的框图，它包括纠错解码并且低电平的副载波数据被频道估计器102消除从而减少候选符号的数量。相同的参考数字表示与第一和第二实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。如图9所示，第四实施例的OFDM解调器在最大似然符号确定电路901的配置方面不同于前述实施例。

最大似然符号确定电路901基于来自频道估计器102的频道响应将某个副载波的值设定为零，其后基于来自频道估计器102的频道响应数值产生复制信号。最大似然符号确定电路901选择使复制信号等于存储在数据存储器104中的数字信号的似然性达到最大的符号。

符号发生器902接收由频道估计器102估计的频道响应数值，并且将其数值等于或低于某个预定电平的副载波的值设定为零，因而产生一个符号。通过实例的方法，如图10中所示的副载波1001和1002的频道响应值没有大于预定电平，因此符号发生器902通过将这些副载波的值设定为零来产生符号。

图11是符号发生器902的框图，其包括消除副载波选择器1101，副载波电平阈值设定器1102，信号点发生器301和副载波测绘器302。

消除副载波选择器1101从频道估计器102接收各个副载波的频道响应值，并且消除其频道响应数值等于或低于图11A中所示的阈值(例如，-85dBm)的副载波。在频道估计器102已经输出频道响应的情况下，如图11B中所示，副载波S3和S9没有大于-85dBm，因此，消除副载波选择器1101消除了这些副载波。即，消除副载波选择器1101将副载波S3和S9的信号点设定为“0”。

副载波电平阈值设定器1102设定在消除副载波选择器1101中与频道响应值比较的阈值。在图11A的实例中，副载波电平阈值设定器1102将阈值设定为-85dBm。这个阈值取决于传播环境、OFDM解调器的性能等通过模拟、实验或类似方法确定。

根据上述的第四实施例，等于或低于预定电平的副载波被设定为零，因为具有小于预定电平的频道响应值的副载波对它们等于接收信号的似然性的计算几乎不产生作用。这样，似然性计算没有被影响，且候选符号的数量减少，因而处理量被减少。

(第五实施例)

图12是根据第五实施例的OFDM解调器的框图，其根据纠错的能力以另一个信号点替换小振幅的信号点，从而减少候选符号的数量。相同的参考数字表示与第一和第二实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。如图12所示，本实施例的OFDM解调器在最大似然符号确定电路1201的配置方面不同于前述的实施例。

最大似然符号确定电路1201降低在各个副载波的候选信号点中的小振幅候选信号点的精度，从而产生候选符号，且最大似然符号确定电路1201基于候选符号和来自频道估计器102的频道响应产生复制信号，从而选择使复制信号等于存储在数据存储器104中数字信号的似然性达到最大的符号。

符号发生器1202降低在各个副载波的候选信号点中小振幅候选信号点的精度。即，符号发生器1202以较少量具有相同程度振幅的信号点替换多个小振幅的信号点。通过实例的方法，符号发生器1202以阴影圈所示的候选信号点替换图13中白圈所示的小振幅的候选信号点。在此实例中有16个白圈候选信号点和5个阴影圈候选信号点。

图14A所示的是被替换的候选信号点的示意图，图14B是符号发生器1202的详细框图，其包括信号点存储器1401，信号点振幅计算器1402，信号点振幅阈值设定器1403，小振幅信号点检测器1404，低精度信号点存储器1405，信号点选择器1406和副载波测绘器302。

信号点存储器1401保留相应于调制方案的信号点(例如，64QAM的信号点)。信号点振幅计算器1402计算相应于调制方案的信号点的振幅。信号点振幅阈值设定器1403设定信号点的振幅阈值(R)。小振幅信号点检测器1404接收信号点的振幅阈值(R)以及相应于调制方案的信号点的振幅，从而检测其振幅小于阈值(R)的信号点。

在信号点的振幅小于阈值(R：图14A)的情况中，低精度信号点存储器1405存储低精度的信号点从而替换小振幅信号点。信号点选择器1406用存储在低精度信号点存储器1405中的低精度信号点替换由小振福信号点检测器1404检测出的小振幅信号点，然后输出低精度信号点。信号点选择器1406输出其他等于或大于阈值(R)而没有被替换的信号点。

根据上述的第五实施例，小振幅的候选信号点的精度被降低，因为小振幅信号点对等于接收信号的似然性的计算几乎没有作用。这样，候选符号的数量可以被减少而没有影响似然性计算。因此，本实施例的OFDM解调器使处理数量减少。

(第六实施例)

图15是根据第六实施例的OFDM解调器的框图，该解调器发现一个区域，在该区域中，相应于调制方案的多个信号点之中存在对它们似然性计算发生很大作用的信号点，从而减少候选符号的数量。相同的参考数字表示与第一实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。

如图15所示，本实施例的OFDM解调器仅在符号发生器1502方面不同于第一实施例。该符号发生器1502首先为每个副载波在各自一定区域中设定几个试验性的信号点且作为代表该区域的信号点，并且以第一粒度产生用于试验性信号点的候选符号(作为第一阶段)。符号确定电路110为产生的候选符号选择相应于符号确定值(即，表示其似然性变得最大的符号的数值)的信号点。此外，符号发生器1502以被包括在相应于被选信号点的区域中的信号点为基础，以比第一粒度更细的第二粒度产生候选符号(作为第二阶段)。

图16A和16B所示的是第六实施例的实例。在第一阶段，在图16A中，符号发生器1502在每个副载波中为九个代表信号点1602产生候选符号。符号确定电路110选择所产生的候选符号中似然性最大的一个符号，并且选择位于对应于被选候选符号的区域中的十六个信号点。在第二阶段，如图16B中所示，符号发生器1502基于被选的十六个信号点产生候选符号。

还有其他能使符号发生器1502减少信号点数量的技术。这里，将结合图17和18中所示的两个实例对该技术进行描述。

符号发生器1502首先为每个副载波在各自一定的区域中设定几个试验性的信号点且作为代表该区域的信号点，并且为试验性的信号点产生候选符号(作为第一阶段)。符号确定电路110为产生的候选符号选择相应于符号确定值(即，表示其似然性最大的符号的数值)的信号点。更进一步，符号发生器1502设定几个试验性的信号点作为代表被选信号点的区域的信号点，并且基于这些信号点产生候选符号(作为第二阶段)。符号确定电路110为产生的候选符号再次选择相应于符号确定值的信号点。此外，符号发生器1502基于被包括在相应于被选信号点的区域中的信号点产生候选符号(作为第三阶段)。

(例1)

图17A-17C所示的是第一实例。在第一阶段，图17A中，符号发生器1502为每个副载波产生九个代表信号点1702的候选符号。随后，在如图17B所示的第二阶段，符号发生器1502选择所产生的候选符号中似然性最大的一个符号，并且选择代表相应于被选候选符号的区域1701的九个信号点1704。更进一步，在为该九个信号点1704产生的候选符号中，符号发生器1502选择其似然性最大的候选符号，并且选择位于相应于被选候选符号的区域1703中的四个信号点1705。在第三阶段，如图17C中所示，符号发生器1502基于被选的四个信号点产生候选符号。

(例2)

图18A-18C所示的是第二实例。在第一阶段，如图18A中所示，符号发生器1502产生用于在每个副载波中的四个代表信号点1802的候选符号。随后，在如图18B所示的第二阶段，符号发生器1502选择被产生的候选符号中似然性最大的一个符号，并选择代表相应于被选候选符号的区域1801的四个信号点1804。更进一步，在用于四个信号点1804的被产生的候选符号中，符号发生器1502选择似然性最大的候选符号，并选择位于相应于被选候选符号的区域1803中的四个信号点1805。在第三阶段，如图18C中所示，符号发生器1502基于被选的四个信号点产生候选符号。

图19是在图18中的符号发生器1502的实例操作的流程图。关于第一(n＝1)副载波(步骤S1901)，在第一阶段的四个信号点1802中(步骤S1902)，第一信号点(步骤S1903)被选择从而产生候选符号(步骤S1904)。IFFT107执行反向傅里叶变换、复制信号发生器108产生复制信号，似然性计算器109计算复制信号等于从数据存储器104输出的数字信号的似然性(步骤S1905)。关于四个信号点1802的第二至第四个信号点，以类似于第一信号点的计算方法计算似然性(步骤S1906、S1908、S1904、S1905)。

在步骤S1907，在第一阶段的四个信号点1802中的最大似然性的信号点被选择。在此实例中，最大似然性的信号点是被包括在区域1801中的信号点。此外，操作过程在步骤S1911进入第二阶段。在此情况下，包括位于第二象限内的信号点的区域1801被选择。更进一步，为四个信号点1804执行步骤S1903至S1908。

在步骤S1907，在第二阶段的四个信号点1804中的最大似然性的信号点被选择。在此实例中，最大似然性的信号点是被包括在区域1803中的信号点。在此情况下，在第二象限内的区域1803被选择。结果，第一副载波的信号点被确定为四个信号点1805中最大似然性的信号点。

上述操作的步骤S1902至S1911同样被执行用于第n(n是自然数)个副载波(步骤S1912)，由此第n个副载波的信号点可以被确定(步骤S1910)。

根据上述第六实施例的OFDM解调器，随后被设定的候选符号根据相应于所设定的候选符号的符号确定值确定，由此候选符号的区域可以被逐渐变窄，因而，候选符号的数量被减少。因此，本实施例的OFDM解调器使处理数量减少。

(第七实施例)

图20是根据第七实施例的OFDM解调器的框图，其把多个副载波划分为多个组并且提供确定每个组的符号。相同的参考数字表示与第一实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。

如图20所示，本实施例的OFDM解调器仅在符号发生器2001和符号确定电路2002方面不同于第一实施例。符号发生器2001包括第一，第二和第三信号点发生器2003、2004和2005，和副载波测绘器302。符号确定电路2002包括第一，第二和第三符号确定电路2006、2007和2008，和被确定符号存储器2009。

符号发生器2001把OFDM符号(例如，图21A中的2101)划分为多个副载波组(例如，图21B、21C和21D中分别为2102、2103和2104)并且产生与各个副载波组对应的候选符号。符号确定电路2002为各个副载波组选择各个副载波的最大似然符号。

第一、第二和第三信号点发生器2003、2004和2005仅为指定的副载波分别产生信号点。副载波测绘器302在相应的副载波中绘制由各个信号点发生器产生的信号点。

第一、第二和第三符号确定电路2006、2007和2008为各个副载波组选择副载波的最大似然符号。被确定符号存储器2009在其中存储包括在各个副载波组中的副载波的最大似然符号。

例如，假设有12个OFDM符号的副载波(即，副载波S1至S12)。在此情况中，第一信号点发生器2003为第一副载波组(副载波S1、0、S4、0、0、S7、0、0、S10、0、0)产生信号点，第二信号点发生器2004为第二副载波组(副载波0、S2、0、0、S5、0、0、S8、0、0、S11、0)产生信号点，第三信号点发生器2005为第三副载波组(副载波0、0、S3、0、0、S6、0、0、S9、0、0、S12)产生信号点。

第一、第二和第三符号确定电路2006、2007和2008相应于各个副载波组工作从而提供符号确定。如图20的实例所示，当信号点从第k个信号点发生器中产生时，第k个符号确定电路提供符号确定(k＝1、2和3)。

图22是第七实施例的OFDM解调器的实例操作的流程图。在此实例中，上层选择符号发生器2001的第一信号点发生器2003，复制信号发生器108通过使用由第一信号点发生器2003产生的信号来产生复制信号(步骤S2201)。似然性计算器109计算复制信号等于存储在数据存储器104中的数字信号的似然性(步骤S2202)。上层选择第一符号确定电路2006，且该第一符号确定电路2006为每个副载波确定与第一信号点发生器2003对应的符号(步骤S2203)。被确定符号存储器2009在其中存储第一符号确定电路2006的确定结果(步骤S2204)。

同样地，处理过程在第二和第三信号点发生器2004和2005以及第二和第三符号确定电路2007和2008中进行(步骤S2205至S2208，和步骤S2209至S2212)。

最后，在步骤S2213，分别存储在被确定符号存储器2009中的第一，第二和第三符号确定电路2006、2007和2008的确定结果被集中输出。

当OFDM符号被划分为副载波组用于以该种方式的计算的时候，被计算的状态数量减少，例如，在OFDM符号由十二个副载波构成且调制方案是QPSK的情况中，状态数从4¹²＝16777216减少到3×4⁴＝768。根据本实施例，在此方式中，处理量以指数规律减少。

根据上述第七实施例的OFDM解调器，OFDM符号被划分为多个副载波组，由此候选符号的数量被减少，因此，处理量可以被减少。

(第八实施例)

图23是根据第八实施例的OFDM解调器的框图，其仅在前面获得的符号确定结果被用于产生第二和以后的副载波组的候选符号方面不同于第七实施例。相同的参考数字表示与第一和第七实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。

如图23中所示，本实施例的OFDM解调器在以下几点中与第七实施例不同：符号发生器2301包括合成器2303和2304，被包括在符号确定电路2302中的被确定符号存储器2305将确定的结果输出到合成器2303和2304。

在此实例中，符号发生器2301如第七实施例一样产生OFDM符号的第一副载波组的信号点。随后，在OFDM符号的某个副载波组的信号点将被产生且符号确定的结果相关于以前相同的OFDM符号的另一个副载波组已经存在的情况下，信号点被产生从而反映该确定结果。

图21和图24A-24D所示的是第八实施例的实例。在此实例中，OFDM符号(图24A中的2401)被划分为多个副载波组(在图21B、21C和21D中分别为2102、2103和2104)，且与同一个OFDM符号的第二副载波组(图21C中的2103)对应的符号(图24C中的2403)被产生从而反映第一副载波组(图21B中的2102)的信号点的符号确定结果。更进一步，与第三副载波组(图21D中的2104)对应的符号(图24D中的2404)被产生从而反映第一和第二副载波组(在图21B和21C中分别为2102和2103)的信号点的符号确定结果。

图25是第八实施例的OFDM解调器的实例操作的流程图。和如第七实施例中指出的图22的流程图中相同的步骤分别用相同的参考标记表示且在下文的描述中被省略。

步骤S2201-S2204与显示第七实施例的图22中的步骤相同。在步骤S2501，合成器2303以第一符号确定电路2006获得的并存储在被确定符号存储器2305中的第一符号确定结果来合成由第二信号点发生器2004产生的信号点，且复制信号发生器108通过利用该合成结果产生复制信号。似然性计算器109计算复制信号等于存储在数据存储器104中的数字信号的似然性(步骤S2502)。

在下一步骤S2503，合成器2304以分别由第一和第二符号确定电路2006和2007获得的并存储在被确定符号存储器2305中的第一和第二符号确定结果来合成由第三信号点发生器2005产生的信号，且复制信号发生器108通过利用该合成结果产生复制信号。似然性计算器109计算复制信号等于存储在数据存储器104中的数字信号的似然性(步骤S2504)。

根据上述第八实施例的OFDM解调器，在OFDM符号的某个副载波组的信号点将被产生且符号确定的结果相关于以前相同的OFDM符号的另一个副载波组已经存在的情况下，信号点被产生从而反映该确定结果，由此副载波组的各个副载波的信号点的确定精度可以在以后的确定中被更加提高。

(第九实施例)

图26是根据第九实施例的OFDM解调器的框图，它在产生第二和后面的副载波组的候选符号中利用在之前获得的符号确定结果方面与第八实施例的OFDM解调器相同。然而，第九实施例不同于第八实施例的方面在于，符号确定被重复进行直到由似然性计算器109计算的最大似然性大于预定值。相同的参考数字表示与第一，第七和第八实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。

如图26所示，第九实施例的OFDM解调器在以下几点中不同于第八实施例：合成器2603被包括在符号发生器2601中，被包括在符号确定电路2602中的被确定符号存储器2604将确定的结果输出到合成器2603，并且包括一个重复确定电路2605。

在OFDM符号的某个副载波组的信号点将被产生且符号确定的结果相关于以前相同的OFDM符号的另一个副载波组已经存在的情况下，信号发生器2601产生信号点从而反映确定结果。合成器2603以第二和第三符号确定电路2007和2008分别获得的并存储在被确定符号存储器2604中的第二和第三符号确定结果来合成由第一信号点发生器2003产生的信号点，并且将合成结果输出到副载波测绘器302。

不同于第八实施例，被确定符号存储器2604也将符号确定结果输出到合成器2603。

重复确定电路2605参考由似然性计算器109计算的似然性，并且确定被计算的似然性中的最大的一个是否大于预设定的阈值。在最大似然性大于阈值的条件下，符号确定不被提供给对应的OFDM符号，而在最大似然性没有大于阈值的条件下，重复符号确定被提供给对应的OFDM符号。重复确定电路2605发送指令到符号发生器2601和符号确定电路2602从而提供或中止重复符号确定。

图21和图27说明了第九实施例的实例操作。OFDM符号(图27A中的2401)被划分为多个副载波组(分别在图21B、21C和21D中为2102、2103和2104)，且与同一个OFDM符号的第二副载波组(图21C中的2103)对应的符号(图27C中的2403)被产生，从而反映第一副载波组(图21B中的2102)的信号点的符号确定结果。进一步，与第三副载波组(图21D中的2104)对应的符号(图27D中的2404)被产生从而反映第一和第二副载波组(分别在图21B和21C中为2102和2103)的信号点的符号确定结果。更进一步，与第一副载波组(图21B中的2102)对应的符号(图27E中的2701)被产生从而反映第二和第三副载波组(分别在图21C和21D中为2103和2104)的信号点的符号确定结果。此实施例的OFDM解调器重复这个操作直到重复确定电路2605向符号发生器2601和符号确定电路2602发出结束重复的指令。

根据上述第九实施例的OFDM解调器，在OFDM符号的某个副载波组的信号点将被产生且符号确定的结果相关于以前相同的OFDM符号的另一个副载波组已经存在的情况下，信号点被产生从而反映确定结果，由此副载波组的各个副载波的信号点的确定精度可以在以后的确定中被更加提高。

根据此实施例，尤其在对应于第一副载波组的符号将被再次产生的情况下，第二副载波组等的信号点确定结果可以被反映，因此，第一副载波组的各个副载波的信号点的确定精度可以被提高。

(第十实施例)

图28是根据第十实施例的OFDM解调器的框图，它基于频道响应估计值产生至少一个具有高可靠性的副载波的符号，并且通过将副载波依次相加从已产生的符号中产生符号。这里，具有高可靠性的副载波是具有大于或等于预定阈值的被估计的频道响应值的副载波。相同的参考数字表示与第一实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。

最大似然符号确定电路2801基于来自频道估计器102的频道响应值产生相关于高可靠性副载波的符号，基于来自频道估计器102的频道响应值产生复制信号，和提供确定从而选择使复制信号等于被存储在数据存储器104中的数字信号的似然性达到最大的符号。

符号发生器2802基于来自频道估计器102的频道响应估计值产生至少一个具有高可靠性的副载波的符号。符号确定电路110确定与已产生的符号对应的副载波的信号点。随后，符号发生器2802通过向其添加至少一个副载波从保留的副载波中产生符号从而反映高可靠性的副载波的信号点确定结果。

图29A-29I说明第十实施例的实例操作。符号发生器2802从OFDM符号2901(图29A)中产生五个高可靠性的副载波2902(图29B)的符号。此后，符号确定电路110使五个副载波2902(图29B)的信号点受到符号确定并且依次添加副载波(2903(图29C)-2909(图29I))。每次副载波被添加，符号确定电路110提供一个符号确定，被添加的信号被包括在内。

图30说明了符号发生器2802的实例操作和详细的框图，符号发生器2802包括副载波电平阈值设定器3001，高可靠性副载波选择器3002，信号点发生器301和副载波测绘器302(图30B)。副载波电平阈值设定器3001在一个频域中设定由频道估计器102估计的频道响应的振幅电平的阈值。在图30A中，副载波电平阈值设定器3001设定的阈值为-60dBm。这个阈值是取决于传播环境、OFDM解调器的性能等通过模拟、实验或类似方法被确定的。

高可靠性副载波选择器3002选择具有大于由副载波电平阈值设定器3001设定的阈值的振幅的副载波。该高可靠性副载波选择器3002清除了没有被选择的副载波。在图30的实例中，高可靠性副载波选择器3002选择了副载波S2、S4、S8、S9和S12，且高可靠性副载波选择器3002将其他的副载波的信号点设定为零。

根据上述第十实施例的OFDM解调器，低可靠性的副载波的信号点被确定从而反映高可靠性的副载波的信号点确定结果，由此低可靠性的副载波的信号点的确定精度可以被提高。此外，根据本实施例的OFDM解调器，候选符号的数量减少，因此，处理数量可以被减少。

(第十一实施例)

图31和32是根据第十一实施例的OFDM解调器的框图，该解调器基于已接收信号的多普勒频移数量产生复制信号，并且根据该复制信号通过计算似然性提供符号确定。相同的参考数字表示与第一实施例的OFDM解调器中相同的装置部分，且这些部分在下文的描述中被省略。

如图31和32中所示，本实施例的OFDM解调器除了第一实施例的OFDM解调器之外还包括多普勒频移估计器3101，且复制信号发生器3103包括延迟信号合成器3201。多普勒频移估计器3101估计由天线101接收的信号的多普勒频移数量。该多普勒频移估计器3101估计多路元件的相位旋转量P。

复制信号发生器3103基于由频道估计器102获得的频道响应估计值和由多普勒频移估计器3101获得的多普勒频移估计值产生已接收信号的复制信号。包括在复制信号发生器3103中的延迟信号合成器3201基于带有被添加GI的信号X(t)、频道系数H、延迟时间d和相位旋转量P产生并合成延迟信号。通过实例的方式，延迟信号合成器3201输出合成信号Yr＝X(t)+H×exp(jPt)×X(t-d)。这里，J²＝-1成立。

根据上述第十一实施例的OFDM解调器，已接收信号的复制信号在产生时考虑到多普勒频移估计值，由此符号确定精度可以被提高。

本发明包括已接收信号的处理，以及已接收信号处理的方法或程序。这个程序通常通过在VLSI中执行的无线接收器的处理器存储和执行。处理器通常包括计算机程序产品，用于保存被编程的指令和用于包含数据结构、图表、记录或其他数据。实例是各种计算机可读的介质，诸如压缩盘、硬盘、软盘、磁带、磁光盘、PROM(EPROM、EEPROM、flash EPROM)、DRAM、SRAM、SDRAM，或任何其他的磁介质，或任何处理器可读取的其他介质。

本发明的计算机程序产品可以包括一种计算机可读取介质或其组合，从而存储应用控制处理器的计算机编码装置的软件。计算机编码装置可以是任何可编译或可执行的编码机构，包括但不限于正本、可编译的程序、动态连接库(DLLs)、Java分类系统，和全部可执行的程序。此外，处理的各个部分可以为了更好的执行、可靠性，和/或成本而被分配。

本发明没有被限制在前述的实施例中，在本发明被实施的阶段，实施例的各个组成部分可以在不背离本发明的主旨的范围内修改和具体化。此外，可以通过适当组合多个在各个实施例中揭示的组成部分形成性能的各个方面。通过实例的方式，一些组成部分有可能从每个实施例中表示的所有组成部分中省略。更进一步，不同实施例的组成部分可以被适当地组合。

根据上述原理可以对本发明进行许多修改和变化。因此应该理解的是，在附后的权利要求的范围内，本发明可以用本文具体描述的方式以外的其他方式来实施。

Claims

1、一种正交频分多路复用(OFDM)解调器，其特征在于，包括：

构造成用于接收包括延迟信号的信号的天线；

构造成基于由天线接收到的信号估计频道响应的估计电路；

构造成基于由估计电路估计的频道响应控制保留时间间隔的长度的控制电路，保留时间间隔包括在延迟信号中具有最大延迟差的延迟信号的头部被接收时的第一时间和包括在天线接收到的信号中的在前信号的尾部被接收时的第二时间之间的时间周期；

构造成用于保留与保留间隔对应的由天线接收到的一部分信号的保留存储器；

构造成用于产生OFDM候选符号的符号产生电路；

构造成用于将OFDM候选符号转换为时域信号的转换电路；

构造成基于时域信号和由估计电路估计的频道响应产生由天线接收的信号的复制信号的复制信号产生电路；

构造成用于计算复制信号等于保留在保留存储器中的那部分信号的似然性的计算电路；和

构造成用于从OFDM候选符号中选择相应于具有最大似然性的复制信号的OFDM符号的选择电路。

2、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，进一步包括：

构造成用于执行由选择电路选择的OFDM符号的纠错解码的解码电路；和

进一步构造符号产生电路，用来基于解码器的纠错能力产生具有预定数量的被设定为零的副载波的OFDM候选符号。

3、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，进一步包括：

构造成用于检测来自由天线接收到的信号的传输信息的检测电路；和

进一步构造符号产生电路，用来基于由检测电路检测到的传输信息产生具有预定数量的被设定为零的副载波的OFDM候选符号。

4、如权利要求3所述的OFDM解调器，其特征在于，

其中，传输信息包括载波调制方案或卷积编码率。

5、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，进一步包括：

进一步构造符号产生电路，用来基于由检测电路检测到的传输信息在预先限定的间隔内产生具有多个被设定为零的副载波的OFDM候选符号。

6、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造符号产生电路，用来基于由估计电路估计到的频道响应的级别产生具有多个被设定为零的副载波中的至少一个副载波的数值的OFDM候选符号。

7、如权利要求6所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造符号产生电路，用于产生具有被设定为零的副载波的用于具有等于或小于预定阈值的频道响应级别的副载波的OFDM候选符号。

8、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，进一步包括：

进一步构造符号产生电路，用于降低具有小于或等于预定阈值的振幅的候选信号点的精确性。

9、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造符号产生电路，用于以第一粒度产生第一OFDM候选符号；

进一步构造选择电路，用于从第一OFDM候选符号中选择具有由计算电路计算的最大似然性的第一被选OFDM符号；

进一步构造符号产生电路，用于从第一被选OFDM符号周围的区域中以比第一粒度更细的第二粒度产生第二OFDM候选符号；和

进一步构造选择电路，用于从第二OFDM候选符号中选择具有由计算电路计算的最大似然性的第二被选OFDM符号。

10、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造符号产生电路，用于将包括在每个OFDM符号中的多个副载波划分成多个组，并且为这些组产生OFDM候选符号；和

进一步构造选择电路，用于从每组的OFDM候选符号中选择具有由计算电路计算的最大似然性的OFDM符号。

11、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造符号产生电路，用于将包括在每个OFDM符号中的多个副载波划分成多个组，并且为这些组中的第一组产生第一OFDM候选符号；

进一步构造选择电路，用于从第一OFDM候选符号中的第一组中选择具有由计算电路计算的最大似然性的第一被选OFDM符号；

进一步构造符号产生电路，用来基于第一组的第一被选OFDM符号为这些组中的第二组产生第二OFDM候选符号；和

进一步构造选择电路，用于从第二OFDM候选符号的第二组中选择具有由计算电路计算的最大似然性的第二OFDM符号。

12、如权利要求11所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造符号产生电路，用来基于第二组的第二被选OFDM符号重新产生这些组中的第一组的第一OFDM候选符号；和

进一步构造选择电路，用于从被重新产生的第一OFDM候选符号中选择具有由计算电路计算的最大似然性的OFDM符号。

13、如权利要求12所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造OFDM符号产生电路，用于在由计算电路计算的似然性小于或等于预定阈值的情况下基于由选择电路先前选择的OFDM符号重新产生OFDM候选符号。

14、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，其中：

进一步构造符号产生电路，用于为具有大于或等于预定阈值的被估计的频道响应值的至少一个副载波产生第一OFDM候选符号；

进一步构造符号产生电路，用来基于第一被选OFDM符号通过添加至少一个其他副载波产生第二OFDM候选符号；和

进一步构造选择电路，用于从第二OFDM候选符号中选择具有由计算电路计算的最大似然性的第二OFDM符号。

15、如权利要求1所述的OFDM解调器，其特征在于，进一步包括：

构造成用于估计被接收信号的多普勒频移幅度的多普勒频移估计电路；和

进一步构造复制信号产生电路，用来基于由估计电路估计的频道响应和由多普勒频移估计电路估计的多普勒频移幅度产生由天线接收到的信号的复制信号。

16、一种用于解调包括多个由天线接收到的延迟信号的正交频分多路复用(OFDM)接收信号的方法，该方法包括：

基于被接收的信号估计频道响应；

基于所估计的频道响应控制保留间隔的长度，该保留间隔包括在延迟信号中具有最大延迟差的延迟信号的头部被接收时的第一时间和包括在所接收到的信号中的在前信号的尾部被接收时的第二时间之间的时间周期：

保留相应于保留间隔的一部分被接收信号；

产生OFDM候选符号；

将OFDM候选符号转换为时域信号；

基于时域信号和被估计的频道响应产生被接收信号的复制信号；

计算复制信号等于在保留存储器中保留的那部分被接收信号的似然性；和

从相应于具有最大似然性的复制信号的OFDM候选符号中选择OFDM符号。