CN1705381A - 一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 - Google Patents
一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1705381A CN1705381A CNA2004100429352A CN200410042935A CN1705381A CN 1705381 A CN1705381 A CN 1705381A CN A2004100429352 A CNA2004100429352 A CN A2004100429352A CN 200410042935 A CN200410042935 A CN 200410042935A CN 1705381 A CN1705381 A CN 1705381A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- ofdm symbol
- domain channel
- time domain
- pilot tone
- symbol
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
- H04L25/0216—Channel estimation of impulse response with estimation of channel length
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0222—Estimation of channel variability, e.g. coherence bandwidth, coherence time, fading frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
- H04L25/0234—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals by non-linear interpolation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/022—Channel estimation of frequency response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0003—Two-dimensional division
- H04L5/0005—Time-frequency
- H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
Abstract
本发明公开了一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法,该方法首先由发射端根据系统所支持的最大多普勒频移,确定导频OFDM符号的分布密度,并按照所述设置发射导频OFDM符号及数据OFDM符号;接收端则根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息。本发明解决了现有信道估计方案在用于信道环境变化较快的系统以及用于大延迟信道时,会出现较大性能损失的问题。本发明方案使得在信道环境变化较快的情形下可以取得较好的性能,并有效地提高了高延迟信道的性能,加强了数据通讯系统对信道环境的适用性,提高了OFDM系统中实际信道估计的性能,从而提高了实际系统的数据传输效率。
Description
技术领域
本发明涉及正交多路频分复用(OFDM)技术,更确切地说是涉及一种在OFDM系统中实现信道估计的方法。
背景技术
OFDM技术作为具有传输高速率数据业务能力的频分复用技术,一方面,相对于传统的单载波技术而言,OFDM技术能够利用简单的均衡算法提供较高的频谱效率;另一方面,在采用OFDM的系统中,不需要像传统的频分多路复用(FDM)那样在相邻的载波之间分配较宽的保护带宽,就可以避免子载波之间的相互干扰,从而节省了带宽。
目前,OFDM技术已被广泛应用在现有的通信系统中,且该技术已经体现在无线局域网标准802.11a中,以及固定无线接入标准802.16a中。另外,在移动无线通信接入系统中,第三代合作伙伴计划(3GPP)的无线接入网、IEEE 802.20的物理层也正在考虑使用OFDM技术,以构建具有更高频率效率的移动无线通信接入系统。
图1所示为一个典型的频率蜂窝复用系统的组网图。其中,两个无线网络控制器(RNC),即RNC1和RNC2与核心网(CN)相连,一些基站(BS)分别与这两个RNC相连,其中,BS1、BS2及BS3与RNC1相连,BS4、BS5及BS6与RNC2相连,两台移动台(MS),即MS1、MS2与这些基站保持无线连接。图2为典型的小区全向天线复用方式,简称为小区复用方式,图3为典型的小区120度定向天线复用方式,简称为扇区复用方式。采用了OFDM技术的数据传输系统具有以下优点:
1)对多径延迟扩展具有较强的容错性。如图4所示,一个OFDM符号时域上包括两个部分:数据部分和循环前缀部分,循环前缀部分由数据部分的末端循环生成,图中数据部分占用的时间为Tdata,循环前缀部分占用的时间为Tcp。OFDM技术的容错性表现在:与一个OFDM符号的持续时间Ts相比,典型信道冲击响应的持续时间很小,只占用Ts中一个很小的部分,因此可以通过增加较小的循环前缀,即Tcp以完全克服由多径引起的信号之间的干扰。
2)对频率选择性衰落具有较强的容错性。OFDM技术通过采用信道编码等冗余方案,可以恢复强衰落子载波所携带的数字信号。
3)采用了简单的均衡算法。由于OFDM技术采用频域传递信号,而信道的作用在频域上表现为简单的乘法,从而使采用OFDM技术的数据传输系统在执行信号均衡时,只需要一个简单的单抽头均衡器即可实现。
4)相对于FDM技术而言,OFDM技术具有较高的频谱效率。
虽然采用OFDM技术的数据传输系统具有上述优点,但是要使上述优点能够在系统的实际应用中完全体现出来,更重要的是能使系统正常工作,必须要解决以下关键技术:频率同步、符号同步、帧同步、信道估计和均衡等。这些关键技术与系统的实际使用环境密切相关,也与系统的网络配置要求密切相关。
上述关键技术中的信道估计的目的在于:接收方通过信道估计得到发射方发射的数据的频域信道信息。在得到该频域信道信息后,接收方就可以根据该频域信道信息进行均衡等处理,以得到相应的数据。因此,信道估计技术是接收方正确获取数据的重要前提。
IEEE 802.11a协议提供了信道估计技术。具体来说,802.11a系统中的帧结构如图5所示,每帧的开始包括一个前导符号(Preamble),其后是不定长的数据OFDM符号,该数据OFDM符号包括用户数据和信令,802.11a的导频分配方案则如图6所示。在802.11a和802.16a的物理层选择方案中,是利用Preamble进行信道估计。具体来说,由于接收机知道发射机所发射的Preamble的每个子载波所承载的数据,因此,利用接收到的Preamble即可得到该Preamble的每个子载波所经历的信道条件,在信道环境变化缓慢的情况下,Preamble的每个子载波所经历的信道条件即可认为是与该Preamble相应的数据OFDM符号相应的子载波所经历的信道条件。
也就是说,802.11协议所提供的这种方案是将数据OFDM符号的信道条件近似为相应的Preamble的信道条件。对于这种方案来说,如果系统中的信道环境变化较快,则这种近似会带来较大的误差,另外,由于接收机与发射机之间的相对运动会引起信道环境的变化,因此说,该方案在应用于信道环境变化较快的系统中会有一定的局限性。目前的移动无线通讯系统的信道变化往往较快,显然在移动无线通讯系统中不适合采用上述方案。
另外,虽然在802.11a的OFDM实现方案中引入了导频子载波对信道的变化进行跟踪,以修正Preamble的每个子载波所经历的信道条件,并将修正后的信道条件作为相应的数据OFDM符号的子载波的信道值,但是这种修正不能完全反映信道的快速变化,仍然会引起较大的性能损失。
为解决上述方案的不足,业界提出了时频格点方式的导频分配模式,这种分配模式如图7所示。该方式中的导频OFDM符号,即Preamble在时频平面上均匀分布,因此,利用导频OFDM符号跟踪信道的变化在一定程度上可以解决信道环境变化的问题。
目前,西门子公司提交给3GPPRAN1的一篇提案Tdoc R1-030780中,提出了一种具体的导频分配模式,与之对应的信道估计方法,以及相应的仿真结果。该方法具体是采用两次一维插值的方法,首先在时域上进行3次Lagrange插值,然后在频域上进行7次Lagrange插值,以获得时频平面上传送数据的子载波的信道条件。西门子提供的仿真结果显示:相对于理想的信道估计,西门子的信道估计方案对于PA3、PB3、VA30信道有0.5-0.7dB的性能损失,对于VB30信道,在BLER=0.13处甚至出现了地板。所以说,如果信道为大延迟信道,采用西门子的信道估计方法会表现出较大的性能损失。
发明内容
有鉴于此,本发明的主要目的在于提供一种在OFDM系统中实现信道估计的方法,以减小接收方在进行信道估计时的性能损失。
为达到以上目的,本发明的技术方案是这样实现的:一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法,该方法包括以下步骤:
a.发射端根据OFDM系统所支持的最大多普勒频移,确定导频OFDM符号的分布密度,并按照所确定的分布密度发射导频OFDM符号及数据OFDM符号;
b.接收端根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息。
所述步骤a可以进一步包括:将导频OFDM符号数据部分长度Np,data与数据OFDM符号数据部分长度Nd,data的关系设置为:
所述步骤a还可以进一步包括:将导频OFDM符号循环前缀部分的长度设置为大于数据OFDM符号循环前缀部分的长度。
步骤a中,所述确定导频OFDM符号的分布密度为:通过相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数确定,其中,相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数通过下述公式确定:
其中,n为相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数,Td为数据OFDM符号所占用的时间长度,fd,max为系统支持的最大多普勒频域。
所述步骤b包括以下步骤:
b11.接收端根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的时域信道反应;
b12.根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息;
b13.根据相邻导频OFDM符号的时域信道信息,通过估计得到数据OFDM符号处的频域信道反应。
所述步骤b11可以包括以下步骤:
b111.根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的频域接收信号;
b112.根据导频OFDM符号的频域接收信号,以及发射端发射的导频ODFM符号的频域信号,得到导频OFDM符号处的频域信道反应;
b113.对得到的导频OFDM符号的频域信道反应进行傅立叶逆变换,得到导频OFDM符号处的时域信道反应。
所述步骤b12中,所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为:从步骤b11得到的导频OFDM符号处的时域信道反应中,根据系统所支持的时延扩展确定截断范围,获取该截断范围所对应的时域信道值,并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中被截去的时域信道值。
所述步骤b12中,所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为:通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定时域信道中一条以上的最强径,获取该最强径所对应的时域信道值,并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。
所述步骤b12中,所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为:通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定截断范围,获取该截断范围所对应的时域信道值,并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。
所述步骤b13包括:通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计,得到数据OFDM符号处的时域信道信息;之后通过对数据OFDM符号的时域信道信息进行傅立叶逆变换,得到相应的频域信道信息。
所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为:采用2l-1次对数拉格朗日插值方法进行插值估计,其中,2l-1次对数拉格朗日插值方法的公式如下:
其中,ck+m,i p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,ck*n+j,i d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。
所述步骤b13包括:根据得到的导频OFDM符号的时域信道信息得到相应的频域信道信息;之后通过对相邻导频OFDM符号处的频域信道信息进行插值估计,得到数据OFDM符号处的频域信道信息。
所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为:采用2l-1次拉格朗日插值方法或1次拉格朗日插值方法进行插值估计。
本发明方案通过利用OFDM系统所支持的最大多普勒频移对系统中导频OFDM符号的分布密度进行确定,并由接收端根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息,使得在信道环境变化较快、以及高延迟的情形下都可以取得较好的性能。本发明方案加强了数据通讯系统对信道环境的适用性,提高了OFDM系统中实际信道估计的性能,从而提高了实际系统的数据传输效率。
附图说明
图1为典型的频率蜂窝复用系统的组网图;
图2为典型的小区全向天线复用方式示意图;
图3为典型的小区120度定向天线复用方式示意图;
图4为OFDM符号示意图;
图5为802.11a提供的帧结构示意图;
图6为802.11a的导频分配方案示意图;
图7为导频格点方式示意图;
图8为导频OFDM符号和数据OFDM符号之间的分布关系示意图;
图9为导频OFDM符号的结构示意图;
图10为数据OFDM符号的结构示意图;
图11为发射端发射OFDM符号的流程示意图;
图12为接收机接收OFDM符号的流程示意图;
图13为本发明方案中OFDM符号的编号片断示意图;
图14为本发明实施例中接收端进行信道估计的一种处理经过示意图;
图15为本发明方案中与图13对应的信道估计处理流程图;
图16为本发明方案中另一种信道估计处理的流程图;
图17为截断径数为32时,Vehicle A信道、30kmph情形下,采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图;
图18为截断径数为32时,Vehicle A信道、60kmph情形下,采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图;
图19为截断径数为160时,Vehicle B信道、30kmph情形下,采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图。
具体实施方式
本发明方案首先根据系统所支持的最大多普勒频移设置导频OFDM符号的分布密度;发射方根据该分布密度发射导频OFDM符号和数据OFDM符号;接收方则根据接收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息。
下面结合附图及具体实施例对本发明方案作进一步详细的说明。
本发明方案首先要根据系统所支持的最大多普勒频移,即系统所支持的移动台移动速度,确定导频OFDM符号的分布密度。与现有技术相同,帧结构包括导频OFDM符号和数据OFDM符号,导频OFDM符号和数据OFDM符号分布关系如图8所示,因此确定导频OFDM符号的分布密度也就是确定相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数依赖于信道环境的变化快慢程度,更明确地说,如果系统所支持的最大多普勒频移f
d,max与系统支持的最大移动速度v
max之间的关系为:
其中,fc为系统所使用的载波频率,c为光速。一般地,两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数n应满足以下条件:
其中,Td为数据OFDM符号所占用的时间长度。
与现有技术相同,本发明方案中的导频OFDM符号的长度可以与数据OFDM符号的长度相同,也可以不同。与通常的OFDM符号一样,导频OFDM符号和数据OFDM符号也是由循环前缀部分和数据部分构成,循环前缀部分由数据部分的末端循环生成,其中,循环前缀部分与数据部分的长度即为该部分占用采样点的个数。其中,导频OFDM符号的结构如图9所示,其中的循环前缀部分的长度为Np,cp,数据部分的长度为Np,data;数据OFDM符号的结构如图10所示,其中的循环前缀部分的长度为Nd,cp,数据部分的长度为Nd,data。
通常导频OFDM符号与数据OFDM符号中数据部分的长度可以相等,也可以不等,本发明方案中,为了减少导频OFDM符号对系统资源的占用,可以将导频OFDM符号中数据部分的长度Np,data设置为小于数据OFDM符号中数据部分的长度Nd,cp。一般来说,可以将这两个数值设置为满足以下关系: 式中的n=0,1,……。
通常导频OFDM符号与数据OFDM符号中循环前缀部分的长度可以相等,也可以不等,本发明方案中,为了增强多径延迟对导频OFDM符号的负面影响,可以将导频OFDM符号的循环前缀部分的长度Np,cp设置为大于数据OFDM符号的循环前缀部分的长度Nd,cp。
基于上述对导频OFDM符号及数据OFDM符号的设置,发射端在发射时,首先会根据导频OFDM符号和数据OFDM符号的循环前缀部分及数据部分生成导频OFDM符号和数据OFDM符号,然后在时域上对这两个符号进行复用,之后通过数模转换等过程将生成的OFDM符号发射出去。发射端的发射过程如图11所示。
接收端在接收到发射端发射的信号时,首先对接收到的电磁信号进行数据采样;之后依据已经获得的同步信息,对接收到的采样数据在时域上进行解复用,形成接收到的时域导频OFDM符号和时域数据OFDM符号,并进一步获取导频OFDM符号和数据OFDM符号的频域接收信号;再依据导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息;并根据数据OFDM符号的频域信道信息进行信道均衡,进一步恢复发射端所发射的数据OFDM符号。接收端的接收过程如图12所示。
在接收端对接收到的信号进行处理的过程中,对于接收端依据导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息来说,具体有两种处理方法:一种是首先根据接收到的导频OFDM符号获取导频OFDM符号处的时域信道信息,再根据该时域信道信息,并利用插值算法估计出数据OFDM符号处的时域信道信息,从而根据数据OFDM符号的时域信道信息得到对应数据OFDM符号的频域信道信息;另一种处理方法同样首先根据接收到的导频OFDM符号获取导频OFDM符号处的时域信道信息,所不同的是,在得到导频OFDM符号处的时域信道信息后,再根据该信息得到导频OFDM符号处的频域信道信息,之后根据相邻导频OFDM符号的频域信道信息,并利用插值算法估计出数据OFDM符号处的频域信道信息。
为便于对这两种处理方法进行描述,对发射的OFDM符号按照如下所述的编号规则进行编号:
导频OFDM符号的编号:对导频OFDM符号按照发射的时间顺序顺次编号,其中,先发射的导频OFDM符号的编号较小;
相邻导频OFDM符号之间的n个数据OFDM符号的自然编号:从1到n顺次编号,其中,先发射的数据OFDM符号的编号较小;
数据OFDM符号的编号:与自身相邻、且先于自身发射的导频OFDM符号的编号与相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号个数相乘,然后加上该数据OFDM符号在相邻导频OFDM符号之间的自然编号。
采用上述编号规则的一段OFDM符号的编号片断如图13所示,图中,k-1、k、k+1及k+2为导频OFDM符号的编号;n*(k-1)+1......n*(k-1)+n为导频OFDM符号k-1与k之间的数据OFDM符号的编号;n*k+1......n*k+n为导频OFDM符号k与k+1之间的数据OFDM符号的编号;n*(k+1)+1......n*(k+1)+n为导频OFDM符号k+1与k+2之间的数据OFDM符号的编号。
基于上述编号,假设第k个导频OFDM符号的第i个子载波所承载的频域信号为Dk,i,则第k个导频OFDM符号所承载的频域信号序列为(Dk,0,Dk,1,…,Dk,Np,data)。
下面首先对第一种处理方法。即先获取数据OFDM符号的时域信道信息,再获取频域信道信息的方法作详细说明。该方法的处理经过参见图14,其所对应的流程如图15所示,该处理方法通过以下步骤实现:
步骤1501、根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号处时域的信道反应。
假如第k个导频OFDM符号接收的时域信号序列为(S′k,0,S′k,1,…,S′k,Np,data),经过傅立叶变换,比如经过快速傅立叶变换(FFT)后,得到的频域接收信号序列为(D′k,0,D′k,1,…,D′k,Np,data),由于第k个导频OFDM符号所承载的频域信号序列为(Dk,0,Dk,1,…,Dk,Np,data),因此第k个导频OFDM符号处的频域信道反应为 简记为(Ck,0 p,Ck,1 p,…,Ck,Np,data p)。将得到的频域反应(ck,0 p,ck,1 p,...,Ck,Np,data p)进行傅立叶逆变换,比如进行快速傅立叶逆变换(IFFT),即可得到第k个导频OFDM符号处信道的时域信道反应,简记为(ck,0 p,ck,1 p,…,Ck,Np,data p)。
步骤1502、根据导频OFDM符号处的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息。该时域信道信息包括径的延迟、径的衰耗等。
在得到导频OFDM符号处的时域信道响应后,为减少信道噪声,还需要对这些信息进行分析,以获取有效的信道信息。
信道信息获取方法有两种,一种是简单截断法,可以在已知无线传输环境信道延迟范围的情况下使用;另一种是自适应的信道信息提取方法。
对于简单截断法来说,可以根据系统所支持的时延扩展来确定截断范围,比如,假设信道的延迟最多为N个采样点,此时可以直接对步骤1502中得到的导频OFDM符号处的时域信道反应(ck,0 p,ck,1 p,…,ck,Np,data p)进行截断,且截断的范围略大于信道的最大延迟对应的采样点的个数,比如,截断范围为N’,且N’之N。此时得到的第k个导频OFDM符号处的时域信道为(ck,0 p,ck,1 p,…,ck,N′ p,0,…,0),其中,0的个数为Np,data-N′。自适应的信道信息提取方法具体来说,是通过对一段时间连续接收到的导频OFDM符号的时域信道反应(ck,0 p,ck,1 p,…,ck,Np,data p)进行分析,并选择其中的一部分最强径作为有效径,所选择的有效径不必是连续的。比如,在一段时间中可以选择(ck,i0 p,ck,i1 p,…,ck,iM p)作为该段时间有效的信道信息。在确定了有效信道信息之后,用0来代替导频OFDM符号的时域信道反应中未被选中的时域信道值,这样,即可获得导频OFDM符号的时域信道信息。
另外,还可以对上述自适应的信道信息提取方法进行简化,比如,可以在该方法中融入截断。将简化后的方法称为自适应的截断法,具体来说,该方法首先需要确定截断长度N’,在确定N’时,可以首先对连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应(ck,0 p,ck,1 p,…,ck,Np,data p)进行分析,以确定其能量集中的区域,并将该区域所对应的长度作为N’,该N’,为所确定的截断长度,获取N’之前所对应的所有时域信道值,然后用0来代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中,也即N’之后所有的时域信道值,从而确定了时域信道信息。
步骤1503、利用相邻导频OFDM符号处的时域信道信息,并利用特定的插值算法估计出数据OFDM符号处的时域信道信息。
在获取了导频OFDM符号处的时域信道信息(ck,0 p,ck,1 p,…,ck,N′ p,0,…,0)之后,可以根据该信息进一步估计出数据OFDM符号处信道的时域信道信息(cs,0 d,cs,1 d,…,cs,N′ d,0,…,0),式中s为数据OFDM符号的编号。
具体来说,可以利用(…,ck-1,i p,ck,i p,ck+1,i p,ck+2,i p,…)来估计ck*n+j,i d,的值,式中j为数据OFDM符号在相邻两个导频OFDM符号之间的那些数据OFDM中的自然编号。
估计ck*n+j,i d的值可以采用2l-1次拉格朗曰插值,典型的估计公式为:
其中,ck+m,i p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,ck*n+j,i d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。
当采用一次拉格朗日插值,即线性插值时,上述公式可以简化为:
其中,ck,i p表示第k个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,ck*n+j,i d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。
还可以采用2l-1次对数拉格朗日插值,典型的估计公式如下:
其中,ck+m,i p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,ck*n+j,i d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。
同样,当采用一次对数拉格朗日插值,即对数线性插值时,上面的公式可以简化为:
其中,ck,i p表示第k个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,ck*n+j,i d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。
通过上述任何一个公式,都可以估计得到(cs,0 d,cs,1 d,…,cs,N′ d)的值,在其后面添加Nd,data-N′个0,就可以得到(cs,0 d,cs,1 d,…,cs,N′ d,0,…,0)。
步骤1504、利用得到的数据OFDM符号处的时域信道信息得到该数据OFDM符号处的频域信道信息。
具体来说,就是对得到的时域的第s个数据OFDM符号处的时域信道反应(cs,0 d,cs,1 d,…,cs,N′ d,0,…,0)进行IFFT,得到第s个数据OFDM符号处信道的频域反应(Cs,0 d,Cs,1 d,…,Cs,Nd,data d)。
本发明方案另外一种信道估计处理方法为二首先获取导频OFDM符号的频域信道信息,然后根据该信息获取数据OFDM符号的频域信道信息。该过程参见图16,对应以下步骤:
步骤1601、根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号处时域的信道反应。
该过程与上述处理方法中的步骤1501相同。
步骤1602、从导频OFDM符号处信道的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息。该时域信道信息包括径的延迟、径的衰耗等。
该过程同样与上述处理方法中的步骤1501相同。
步骤1603、利用得到的导频OFDM符号处的时域信道信息得到对应导频OFDM符号处的频域信道信息。
步骤1604、利用相邻导频OFDM符号处的频域信道信息,并利用插值方法估计数据OFDM符号处的频域信道信息。
在步骤1604中采用的插值方法可以是2l-1次L插值方法。
本发明方案可以在信道环境变化情形以及高延迟情况下取得的较好的性能。具体来说,通过本发明方案,相对于理想的信道估计来说,在截断径数为32时,Vehicle A信道、30kmph情形下的信道估计结果如图15所示,性能损失小于0.3dB;Vehicle A信道、60kmph情形下的信道估计结果如图16所示,性能损失小于1.1dB。在截断径数为160时,在Vehicle B信道、30kmph的情形下,采用本发明方案得到的信道估计相对于理想信道估计来说,性能损失也小于0.7dB。
以上所述仅为本发明方案的较佳实施例,并不用以限定本发明的保护范围。
Claims (13)
1、一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法,其特征在于,该方法包括以下步骤:
a.发射端根据正交多路频分复用OFDM系统所支持的最大多普勒频移,确定导频OFDM符号的分布密度,并按照所确定的分布密度发射导频OFDM符号及数据OFDM符号;
b.接收端根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息。
2、根据权利要求1所述的方法,其特征在于所述步骤a进一步包括:将导频OFDM符号数据部分长度Np,data与数据OFDM符号数据部分长度Nd,data的关系设置为:
3、根据权利要求1所述的方法,其特征在于所述步骤a进一步包括:将导频OFDM符号循环前缀部分的长度设置为大于数据OFDM符号循环前缀部分的长度。
4、根据权利要求1所述的方法,其特征在于所述步骤a中,所述确定导频OFDM符号的分布密度为:通过相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数确定,其中,相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数通过下述公式确定:
其中,n为相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数,Td为数据OFDM符号所占用的时间长度,fd,max为系统支持的最大多普勒频域。
5、根据权利要求1所述的方法,其特征在于,所述步骤b包括以下步骤:
b11.接收端根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的时域信道反应;
b12.根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息;
b13.根据相邻导频OFDM符号的时域信道信息,通过估计得到数据OFDM符号处的频域信道反应。
6、根据权利要求5所述的方法,其特征在于,所述步骤b11包括以下步骤:
b111.根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的频域接收信号;
b112.根据导频OFDM符号的频域接收信号,以及发射端发射的导频ODFM符号的频域信号,得到导频OFDM符号处的频域信道反应;
b113.对得到的导频OFDM符号的频域信道反应进行傅立叶逆变换,得到导频OFDM符号处的时域信道反应。
7、根据权利要求5所述的方法,其特征在于所述步骤b12中,所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为:从步骤b11得到的导频OFDM符号处的时域信道反应中,根据系统所支持的时延扩展确定截断范围,获取该截断范围所对应的时域信道值,并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中被截去的时域信道值。
8、根据权利要求5所述的方法,其特征在于所述步骤b12中,所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为:通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定时域信道中一条以上的最强径,获取该最强径所对应的时域信道值,并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。
9、根据权利要求5所述的方法,其特征在于所述步骤b12中,所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为:通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定截断范围,获取该截断范围所对应的时域信道值,并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。
10、根据权利要求5所述的方法,其特征在于,所述步骤b13包括:通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计,得到数据OFDM符号处的时域信道信息;之后通过对数据OFDM符号的时域信道信息进行傅立叶逆变换,得到相应的频域信道信息。
11、根据权利要求10所述的方法,其特征在于,所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为:采用2l-1次对数拉格朗日插值方法进行插值估计,其中,2l-1次对数拉格朗日插值方法的公式如下:
其中,ck+m,i p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,ck*b+j,i d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值,n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。
12、根据权利要求5所述的方法,其特征在于,所述步骤b13包括:根据得到的导频OFDM符号的时域信道信息得到相应的频域信道信息;之后通过对相邻导频OFDM符号处的频域信道信息进行插值估计,得到数据OFDM符号处的频域信道信息。
13、根据权利要求10或12所述的方法,其特征在于,所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为:采用2l-1次拉格朗日插值方法或1次拉格朗日插值方法进行插值估计。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CNB2004100429352A CN100359959C (zh) | 2004-06-01 | 2004-06-01 | 一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 |
EP05755158.2A EP1742402B1 (en) | 2004-06-01 | 2005-05-30 | Method for implementing channel estimate in orthogonal frequency division multiplexing (ofdm) system |
KR1020077000034A KR100884960B1 (ko) | 2004-06-01 | 2005-05-30 | 직교 주파수 분할 다중 시스템(ofdm)에서의 채널 추정 방법 및 장치 |
PCT/CN2005/000757 WO2005119953A1 (en) | 2004-06-01 | 2005-05-30 | Method for implementing channel estimate in orthogonal frequency division multiplexing (ofdm) system |
US11/652,758 US7688907B2 (en) | 2004-06-01 | 2007-01-12 | Method for channel estimation in orthogonal frequency division multiplexing system and device thereof |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CNB2004100429352A CN100359959C (zh) | 2004-06-01 | 2004-06-01 | 一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN1705381A true CN1705381A (zh) | 2005-12-07 |
CN100359959C CN100359959C (zh) | 2008-01-02 |
Family
ID=35463178
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CNB2004100429352A Active CN100359959C (zh) | 2004-06-01 | 2004-06-01 | 一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7688907B2 (zh) |
EP (1) | EP1742402B1 (zh) |
KR (1) | KR100884960B1 (zh) |
CN (1) | CN100359959C (zh) |
WO (1) | WO2005119953A1 (zh) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1992690B (zh) * | 2005-12-26 | 2010-05-05 | 华为技术有限公司 | 导频数据发射方法、基站控制器、信道估计方法及装置 |
CN101699807B (zh) * | 2009-11-03 | 2013-03-06 | 上海大学 | 低密度导频分布的ofdm快变信道估计方法 |
CN103873414A (zh) * | 2014-03-10 | 2014-06-18 | 电信科学技术研究院 | 一种接收机的信号处理方法及装置 |
Families Citing this family (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100793789B1 (ko) * | 2006-03-09 | 2008-01-11 | 엘지전자 주식회사 | 채널 추정 장치 및 채널 추정 방법 |
WO2007134406A1 (en) * | 2006-05-24 | 2007-11-29 | Cohda Wireless Pty Ltd | Method and apparatus for multicarrier communications |
US8036190B2 (en) * | 2007-02-27 | 2011-10-11 | Industrial Technology Research Institute | Methods and devices for allocating data in a wireless communication system |
US8787499B2 (en) * | 2007-03-27 | 2014-07-22 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation with effective co-channel interference suppression |
US8131218B2 (en) * | 2007-04-13 | 2012-03-06 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Methods and apparatus for wirelessly communicating signals that include embedded synchronization/pilot sequences |
US8379752B2 (en) * | 2008-03-19 | 2013-02-19 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Methods and apparatus for multiple-antenna communication of wireless signals with embedded synchronization/pilot sequences |
US8699529B2 (en) * | 2008-03-28 | 2014-04-15 | Qualcomm Incorporated | Broadband pilot channel estimation using a reduced order FFT and a hardware interpolator |
US8331420B2 (en) * | 2008-04-14 | 2012-12-11 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Methods and apparatus for multiple-antenna communication of wireless signals with embedded pilot signals |
CN101945073B (zh) * | 2009-07-03 | 2013-02-27 | 中兴通讯股份有限公司 | 基于导频的时偏估计装置和方法 |
US8355466B2 (en) * | 2009-09-25 | 2013-01-15 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Cancelling non-linear power amplifier induced distortion from a received signal by moving incorrectly estimated constellation points |
US8744009B2 (en) * | 2009-09-25 | 2014-06-03 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Reducing transmitter-to-receiver non-linear distortion at a transmitter prior to estimating and cancelling known non-linear distortion at a receiver |
CN103004159B (zh) * | 2011-04-28 | 2016-01-20 | 华为技术有限公司 | 估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置 |
CN103874146B (zh) * | 2012-12-07 | 2017-06-20 | 中国移动通信集团广东有限公司 | 一种实现小区切换的方法、基站和移动通信系统 |
US9621389B2 (en) * | 2013-09-30 | 2017-04-11 | Volvo Car Corporation | Method to introduce complementing training symbols into a 802.11p OFDM frame in vehicular communications |
JP6861150B2 (ja) * | 2015-04-28 | 2021-04-21 | 株式会社Nttドコモ | ユーザ装置及び基地局 |
US20170019240A1 (en) | 2015-07-16 | 2017-01-19 | LGS Innovations LLC | Tone based in-phase and quadrature-phase (iq) compensation |
US9661604B1 (en) * | 2016-06-30 | 2017-05-23 | HawkEye 360, Inc. | Determining emitter locations |
EP3477880B1 (en) | 2017-06-29 | 2022-03-23 | LG Electronics Inc. | Measurement execution method and user equipment, and measurement configuration method and base station |
CA3067545C (en) | 2017-06-30 | 2023-01-24 | HawkEye 360, Inc. | Detecting radio signal emitter locations |
CN107809406B (zh) * | 2017-11-15 | 2023-05-26 | 中国地质大学(武汉) | 基于ocml序列的多普勒频移估计方法、设备及存储设备 |
US11237277B2 (en) | 2019-02-15 | 2022-02-01 | Horizon Technologies Consultants, Ltd. | Techniques for determining geolocations |
CN116074162A (zh) * | 2021-11-01 | 2023-05-05 | 大唐移动通信设备有限公司 | 信道估计和/或感知参数估计方法、装置、设备及可读存储介质 |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6654429B1 (en) | 1998-12-31 | 2003-11-25 | At&T Corp. | Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems |
JP4284813B2 (ja) * | 2000-02-18 | 2009-06-24 | 株式会社デンソー | Ofdm用受信装置 |
FR2820574B1 (fr) * | 2001-02-08 | 2005-08-05 | Wavecom Sa | Procede d'extraction d'un motif de symboles de reference servant a estimer la fonction de transfert d'un canal de transmission, signal, dispositif et procedes correspondants |
CN1150710C (zh) * | 2001-04-29 | 2004-05-19 | 信息产业部电信传输研究所 | 一种动态调整平均长度以进行信道估计的方法和装置 |
US7773699B2 (en) * | 2001-10-17 | 2010-08-10 | Nortel Networks Limited | Method and apparatus for channel quality measurements |
US7248559B2 (en) * | 2001-10-17 | 2007-07-24 | Nortel Networks Limited | Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems |
US7324606B2 (en) * | 2001-10-31 | 2008-01-29 | Henry Stephen Eilts | Computationally efficient system and method for channel estimation |
US7042858B1 (en) | 2002-03-22 | 2006-05-09 | Jianglei Ma | Soft handoff for OFDM |
KR100859865B1 (ko) * | 2002-05-28 | 2008-09-24 | 삼성전자주식회사 | 채널 상태에 따라 적응적으로 등화를 수행할 수 있는오에프디엠 등화기 |
US7221722B2 (en) * | 2003-02-27 | 2007-05-22 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for reducing interference within a communication system |
CN1221096C (zh) * | 2003-03-08 | 2005-09-28 | 华中科技大学 | 正交频分复用通信系统中的信道估计方法 |
-
2004
- 2004-06-01 CN CNB2004100429352A patent/CN100359959C/zh active Active
-
2005
- 2005-05-30 WO PCT/CN2005/000757 patent/WO2005119953A1/zh active Application Filing
- 2005-05-30 EP EP05755158.2A patent/EP1742402B1/en active Active
- 2005-05-30 KR KR1020077000034A patent/KR100884960B1/ko active IP Right Grant
-
2007
- 2007-01-12 US US11/652,758 patent/US7688907B2/en active Active
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1992690B (zh) * | 2005-12-26 | 2010-05-05 | 华为技术有限公司 | 导频数据发射方法、基站控制器、信道估计方法及装置 |
CN101699807B (zh) * | 2009-11-03 | 2013-03-06 | 上海大学 | 低密度导频分布的ofdm快变信道估计方法 |
CN103873414A (zh) * | 2014-03-10 | 2014-06-18 | 电信科学技术研究院 | 一种接收机的信号处理方法及装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR100884960B1 (ko) | 2009-02-23 |
EP1742402A4 (en) | 2008-11-26 |
CN100359959C (zh) | 2008-01-02 |
KR20070036117A (ko) | 2007-04-02 |
US20070183519A1 (en) | 2007-08-09 |
EP1742402B1 (en) | 2015-09-16 |
EP1742402A1 (en) | 2007-01-10 |
US7688907B2 (en) | 2010-03-30 |
WO2005119953A1 (en) | 2005-12-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN1705381A (zh) | 一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 | |
CN1708927A (zh) | 用于ofdm通信系统的信道估计 | |
CN1883170A (zh) | 自适应插值的信道估算 | |
CN1605172A (zh) | 用于mimo-ofdm系统的分散导频图案和信道估计方法 | |
CN1630283A (zh) | 在多入多出正交频分复用系统中为同步而发射前导的方法 | |
CN1913418A (zh) | 时分双工系统支持可变覆盖范围的方法 | |
CN1859346A (zh) | 基于分数阶傅立叶变换的正交频分复用(ofdm)系统 | |
CN101056133A (zh) | 正交频分复用系统的多天线发射分集方法及其装置 | |
CN1411179A (zh) | Ofdm发送和接收设备 | |
CN1909534A (zh) | 可重构ofdm系统及其发送和接收操作方法 | |
CN1543103A (zh) | 多个天线的正交频分复用系统中的信道估计的装置和方法 | |
CN1921463A (zh) | 正交频分复用移动通信系统的信道估计方法和实现装置 | |
CN1658528A (zh) | 一种mimo—ofdm系统的自适应信道估计方法 | |
CN1534910A (zh) | 正交频分复用无线通信系统与信道补偿方法 | |
CN1708142A (zh) | 一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 | |
CN101043235A (zh) | 一种导频信号发射功率控制方法 | |
CN1649333A (zh) | 选频单载波分块传输系统中的比特加载方法 | |
KR101293531B1 (ko) | 고속 푸리어 변환을 위한 태스크 리스트를 이용한 엔진의 재사용 및 이를 이용하는 방법 | |
CN1773976A (zh) | Ofdm系统中自适应导频插入的方法 | |
CN1578290A (zh) | 在ofdm移动通信系统中进行信道估计的系统和方法 | |
CN101043499A (zh) | 在正交频分复用系统中捕获信道上传输信号的方法和设备 | |
CN1992690B (zh) | 导频数据发射方法、基站控制器、信道估计方法及装置 | |
CN101051878A (zh) | 通信系统中实现信道反馈的方法及装置 | |
CN1805316A (zh) | 一种选频分块传输系统的上行链路频分多址接入方法 | |
Carro-Lagoa et al. | Design and implementation of an OFDMA-TDD physical layer for WiMAX applications |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
EE01 | Entry into force of recordation of patent licensing contract |
Application publication date: 20051207 Assignee: Apple Computer, Inc. Assignor: Huawei Technologies Co., Ltd. Contract record no.: 2015990000755 Denomination of invention: Method for realizing infomration channel estimation in orthogonal frequency division multiplexing system Granted publication date: 20080102 License type: Common License Record date: 20150827 |
|
LICC | Enforcement, change and cancellation of record of contracts on the licence for exploitation of a patent or utility model |