CN1130827A - 通信系统 - Google Patents

Abstract

一个通信系统利用简单结构的发送机及接收机可满意地与移动站通信。具有不同频率的多个载波同时被发送，并且根据载波之间的相位差发送数据。而且，载波与预定的时间波形相乘并被发送。接收侧使用比上述时间波形窄的一个时间波形接收数据。

Description

通信系统

本发明涉及一种用于移动站通信的传输系统。

各种移动通信系统，例如用于与一个移动站通信的移动电话或便携式电话迄今已经实施。该移动通信系统基本相同于与固定站通信的通信系统。

在一个移动通信终端如移动电话机或便携式电话机所接收的接收信号由多径衰落的影响，容易引起失真。具体地说，当多径衰落发生时，路径间的传播延迟增加而引起符号间的干扰。结果，前面的及随后的码相互重叠使传输特性恶化。

为了在传输特性被降低时也能满意地接收一个接收信号，必须应用由自适应均衡器或锁相环(PLL)电路构成的同步检测电路，以致一台接收机变的结构复杂及昂贵。

进一步，当要发送的已调波形用一种概率分布，通常为高斯分布被改变时，峰—峰值采用大的幅度，以致经传输放大器之类发送的信号失真了，并且已调波的频谱被展宽而对邻近信道施加坏的影响。

鉴于上述情况，本发明的一个目的是要提供一种用简单配置的发射机和接收机能满意与移动站通信的通信系统。

根据本发明的第一方面，提供的通信系统包括发送处理装置，用于同时发送具有不同频率的多个载波，以及基于这些载波间相位差发送数据。

根据本发明的第二方面，提供的通信系统包括调制装置，用于输出其幅度概率分布近似于高斯分布的一个已调输出波形，一个限幅器，用于限幅该调制装置的输出波形，和一个滤波器，用于滤出该限幅器的输出，其中该限幅器以幅度分布标准偏差约1.5倍或更大的比率限幅该混合信号并且发送该滤波器的输出。

根据本发明的第三方面，提供的通信系统包括用于同时发送具有不同频率的多个载波的装置，其中一个预定的时间波形与各个载波相乘。

根据本发明的第四方面，提供一种通信系统，其中信号由具有不同频率的多个载波调相并同时地被发送。该通信系统包括用于产生载波的载波发生装置和用于提供相位值给载波发生装置作为初始相位及随后在每个取样间隔把这些相位值加给各载波以便直接地得到已调入载波的数据的发送装置。

图1是表示按照本发明第一实施例的通信系统的发送处理系统结构的方框图；

图2A至2E是用于解释按照本发明第一实施例的载波例子的图；

图3是表示按照本发明第一实施例的发送信号输出部分结构的方框图；

图4A至4C是用于解释按照本发明第一实施例在发送信号输出部分中波形幅度分布变化的原理图；

图5A至5C是表示按照本发明第一实施例在发送信号输出部分中波形变低的波形图；

图6是表示按照本发明第一实施例的通信系统的接收信号处理系统结构的方框图；

图7是表示按照本发明第一实施例的接收处理的一个完整周期的说明图；

图8是表示按照本发明第二实施例的通信系统的发送处理系统的方框图。

图9是表示按照本发明第二实施例对于调制的时间波形的说明图；

图10是表示按照本发明第三实施例的通信系统的发送处理系统结构的方框图；

图11是表示按照本发明第四实施例的通信系统的发送处理系统结构的方框图；

图12是表示按照本发明第五实施例的通信系统的发送处理系统结构的方框图；

图13是表示用于本发明第五实施例的一个波形发生器的具体结构的方框图；

图14是表示按照本发明第六实施例的通信系统的接收处理系统结构的方框图；

图15是表示按照本发明第六实施例用于解调的时间波形的说明图；

图16是表示按照本发明第七实施例的通信系统的接收处理系统结构的方框图；

图17是表示按照本发明第八实施例的通信系统的接收处理系统结构的方框图；

图18是表示按照本发明第九实施例的通信系统的接收处理系统结构的方框图；

图19A和19B是表示按照本发明第九实施例用于解调的时间波形的说明图；

图20是用时间波形表示除所需频率之外的频率的衰减状态的波形图；

图21是表示其中进行了FFT计算的波形例子的说明图；和

图22是用于解释时间波形的波形图。

本发明的第一个实施例下面将参照附图1至7进行描述。

在这个实施例中，本发明被应用于其中数字数据经无线电波发送的一个通信系统。数字数据由图1中所示的发送处理系统进行发送。

如图1所示，8比特数据连续地加至发送数据输入终端1并且8比特数据用按照本实施例的电路被处理为一个调制单位。该8比特数据被分成各2比特的数据。这样分开的2比特数据加给发送数据/相位数据变换器2，3，4，5。该发送数据/相位数据变换器2至5根据加到那里的2比特数据[X，Y]的状态产生相位数据。作为2比特数据[X，Y]的状态，有下面表1所表示的四种状态。发送数据/相位数据变换器2至5在所有的四个状态产生不同的相位数据。

表1

X	Y	Δφ
			0	0	π/4
1	0	3/4π
			1	1	-3/4π
0	1	-π/4

Δφ₀，Δφ₁，Δφ₂和Δφ₃假定为四个发送数据/相位数据变换器2，3，4和5输出的相位数据。

提供了一个产生参考初始相位数据φ₀的参考相位数据发生器6。该初始相位数据φ₀被加至一个相位乘法器7和一个载波乘法器11。从发送数据/相位数据变换器2输出的相位数据Δφ₀被加至相位乘法器7，它乘该初始相位数据φ₀和被加到那里的该相位数据Δφ₀，以便提供相位数据φ₁。该结果的相位数据φ₁被加至一个相位乘法器8和一个载波乘法器12。

从发送数据/相位数据变换器3输出的相位数据Δφ₁被加至相位乘法器8，它乘该相位数据φ₁和加到那里的相位数据Δφ₁，以便提供相位数据φ₂。该结果的相位数据φ₂被加至一个相位乘法器9和一个载波乘法器13。

从发送数据/相位数据变换器4输出的相位数据Δφ₂被加至相位乘法器9，它乘该相位数据φ₂和加到那里的相位数据Δφ₂，以便提供相位数据φ₃。该结果的相位数据φ₃被加至一个相位乘法器10和一个载波乘法器14。

从发送数据/相位数据变换器5输出的相位数据Δφ₃被加至相位乘法器10，它乘该相位数据φ₃和加到那里的相位数据Δφ₃，以便提供相位数据φ₄。该结果的相位数据φ₄被加至一个载波乘法器15。

因此，乘法器7，8，9，10乘相位数据Δφ₀至Δφ₃到初始相位数据φ₀，以便依此顺序提供相位数据φ₁至φ₄。

具有不同频率的载波信号分别被加至第一，第二，第三，第四和第五载波输入端16，17，18，19，20。加至输入端16，17，18，19，20的载波信号频率各相差一个恒定的角频率ωS。具体地说，第一，第二，第三，第四和第五载波信号被变化。如图2A，2B，2C，2D和2E所示的。在实际中，各载波信号是一个复数信号。

载波乘法器11用(初始)相位数据φ₀乘以加于第一载波输入端16的载波信号。载波乘法器12用相位数据φ₁乘以加于第二载波输入端17的载波信号。载波乘法器14用相位数据φ₂乘以加于第三载波输入端18的载波信号。载波乘法器14用相位φ₃乘以加于第四载波输入端19的载波信号。载波乘法器15用相位数据φ₄乘以加于第五载波输入端20的载波信号。结果，各乘法器以相位数据指示的量提前了该载波信号的相位。

来自载波乘法器11至15的乘法输出被加到混合器21并用它进行混合。来自混合器21的混合输出信号被加到传输信号输出端22。

在通过各载波乘法器11至15的乘法引起的调制中，假设T是时间，在这个时间期间为各载波间频率差的角频率ωS被超前2π，那么一个调制单位Tm被表示为：

        Tm＝(1±α)T    …(1)

具体地说，一个调制单位是由把αT加给时间T而产生的一个时间，在此期间角频率ωS超前2π。图2A至2E表示在一个调制单位得到的载波的图。尽管相位差仅仅在位于一个调制单位的中心部分的周期T期间指示，但相同的调制在实际中在中心部分T之前和之后的周期(α/2)T期间也进行。

然后，如图3所示，在发送信号输出端22得到的信号被变频为一个预定传输信道(传输频率)的信号并加给天线，这将在后面进行描述，因而使其能进行无线通信。在这个实施例中，发送信号输出单元可以如图3那样配置。

如图3所示，在发送输入输出端22得到的发送信号被加给一个限幅器31并且该发送信号的幅度用该限幅器31限幅。该限幅器31进行复数信号处理以及由限幅器31进行的幅度限制将在下面描述。如图4A所示，很可能发送信号波形的幅度会以高斯分布被改变。因此如图4B所示，限幅器31实现限制幅度约1.5倍或高于标准偏差的处理。

然后，限幅器31的输出被加至一个滤波器32，如图3所示。该滤波器32由一个低通滤波器(LPF)构成，删除由限幅器31限幅的信号的高频分量，以致该发送信号幅度的分布被设置于图4C所示的状态。

因此，实际发送信号的波形的变化如图5A，5B和5C所示。具体地说，当图5A所示已调波在终端22得到时，该波的最大幅度部分被限幅器31限制并且因此得到如图5B所示的波形。进一步，滤波器32删除这样限幅的该波形部分的高频段分量。而提供如图5C所示的波形。

这样处理和从滤波器32输出的发送信号被加至一个频率变换器33。该频率变换器33用相应于加至发送载波输入端34的传输频率的发送载波变频加到那里的发送信号。来自频率变换器33的已变频发送信号由功率放大器35进行放大并被加至发送天线36，从那里通过天线电波发送。

用于接收这种发送信号的装置将参照图6描述。如图6所示，这样从天线36(图3所示)发送的信号在接收天线51被接收。在天线51接收的信号由放大器52进行放大并加至频率变换器53，在那里使用加至接收载波输入端54的接收载波变换其为基带信号。由频率变换器53这样变频的基带信号被加至五个载波乘法器55，56，57，58，59。加于第一、第二，第三，第四和第五载波输入端61，62，63，64，65的具有不同频率的载波信号被加到载波乘法器55，56，57，58，59。因而，载波乘法器55，56，57，58，59用相应的载波信号乘以加至此的基带信号，以提供解调信号。

加于第一，第二，第三，第四和第五载波输入端61，62，63，64，65的载波信号的频率选择相同于加至图1所示传输电路终端16，17，18，19，20的那些载波信号。

来自载波乘法器55至59的解调信号经开关66，67，68，69，70分别加到积分器72，73，74，75，76。这些开关66，67，68，69，70根据加于控制信号输入端71的开关控制信号被闭合和打开。这些开关66，67，68，69，70在经控制信号输入端71加到那里的开关控制信号的控制下同时地闭合和打开。

开关66至70的每一个在发送信号的每个调制单位被闭合和打开。具体地说，尽管图1所示的传送侧使用由把αT加给时间T而产生的一个时间，在此期间用作在各载波间频率差的角频率ωS每个调制单位超前2π作为一个调制单位。开关66至70的每一个在位于如图7所示的一个调制单位的中心部分的周期T期间闭合。

因此，当在各调制单位的中心周期T期间开关66至70闭合时，来自载波调制器55至59所加的解调信号由积分器72至76进行积分。在这个实施例中，这种积分信号变为指示在积分周期(即一个调制单位周期)期间相位改变量的相位数据。由积分电路72至76检测出的相位数据假定分别为φ₀′，φ₁′，φ₂′，φ₃′，φ₄′。

相位乘法器77乘以由积分器72输出测出的相位数据φ₀′和由积分器73检测出的相位数据φ₁′，以便根据在这两个相位数据φ₀′和φ₁′之间的相位差检测出相位数据Δφ₀′。相位乘法器78乘以由积分器73检出的相位数据φ₁′和由积分器74检出的相位数据φ₂′，以便根据这两个相位数据φ₁′和φ₂′之间的相位差检出相位数据Δφ₁′。相位乘法器79乘以由积分器74检出的相位数据φ₂′和由积分器75检出的相位数据φ₃′，以便根据这两个相位数据φ₂′和φ₃′之间的相位差检出相位数据Δφ₂′。进一步，相位乘法器80乘以由积分器检出的相位数据φ₃′和由积分器76检出的相位数据φ₄′，以便根据这两相位位数据φ₃′和φ₄′之间的相位差检出相位数据Δφ₃′。

由相位乘法器77，78，79，80检出的相位数据Δφ₀′，Δφ₁′，Δφ₂′，Δφ₃′被分别加给另一个相位数据/接收数据变换器81，82，83，84。相位数据/接收数据变换器81至84进行变换，该变换与在传送信号被发送时由传送数据/相位数据变换器2，3，4，5进行的那些变换相反。具体地说，相位数据/接收数据变换器81，82，83，84确定所加的相位数据最接近于前述表1所示的四个相位(π/4，3π/4，-3π/4，-π/4)的哪一个，然后转变这样确定的相位值成为在表1中所示的2比特[X，Y]数据。

一些适配装置(未示出)同步这样从变换器80至84得到的2比特数据以提供8比特数据，并且该8比特数据从接收数据输出端85输出。

当上述的发送处理和上述的接收处理被执行时，在发送侧端子得到的比特数据经无线电波发送并在接收侧的端子85处得到。尽管在这种情况下的发送处理是所谓的使用多载波发送一个信号的多载波系统，但它是其中的数据根据载波间的相位差发送的一种处理。因此，接收侧仅仅靠在各载波相位已被检出之后检测相位差来检测发送的数据。而与在载波中调制数据的情况不同，发送时钟不需要再生。所以，数据以简单电路结构就能被发送和接收，不需复杂的同步电路(如PLL电路)。

根据本发明的发送处理，由于仅仅相位差信息被发送，所以即使传输线具有大的延迟弥散，数据也能用小的符号间干扰传送。因此，即使在按照本发明的通信系统被用于如移动通信系统的一个传输系统时，数据也能被精确地发送。在这种情况下，通信波形的动态范围可以被最小化，整个传输特性的恶化和邻近信道的干扰可以被最小化。进一步，即使允许小的时间移动，来自邻近信道的干扰也能避免。因此，可以通过在其它载波上各载波提供的一个信道去除这种干扰。

进一步，由于在接收侧不需要用PLL电路再生各载波，所以即使在接收条件不满意，信噪比(S/N)低的时候，也有可能满意地接收数据。

进一步，根据本发明的这个实施例，由于在发送侧一个调制单位给予这个小的附加时间周期(在公式(1)中的αT)以及在接收侧被除去附加时间周期的周期期间该相位被检测，所以从这些位置点满意地接收数据就变成了可能。

进一步，根据本发明的这个实施例，由于传输系统包括用于限幅已调载波的混合信号的限幅器31和用于滤出限幅器31的输出的滤波器32，用于限幅约1.5倍该幅度分布标准偏差那么高，即使当该载波被混合时该传输系统的峰—峰值增加，也可以满意地发送数据而不使传输波形失真。

由限幅顺31和滤波器32构成的处理系统能够用于除按照本实施例的传输电路之外的其它系统的传输电路，即其中幅度概率分布接近于高斯分布能输出已调输出波形的各种电路。

当如上所述约为幅度分布的标准偏差1.5倍的幅度被限制时，本发明并未限制于此，而且幅度可以用大于幅度分布标准偏差1.5倍的一个预定值限制。

进一步，当8比特数据的2比特数据被变换为相位差数据并由如上所述的五个载波发送时，本发明并未被限制于此，更多的数据能够同时地用更多的载波发送或载波的数可以被减少。

对于发送处理和接收处理，只要他们能根据在载波间的相位差发送数据就能使用其它的发送处理和接收处理。

按照本实施例数据能够根据在载波间的相位差被满意发送的原因将参照下面的方程式进行描述。由图1中所示的发送电路得到的发送信号波形用下面的方程式(2)表示： $x\left(t\right)=\underset{L=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φL}}{e}^{-j(\mathrm{\ωc}+\mathrm{L\ωs})t}---\left(2\right)$

在图1所示结构的情况下，由于五个载波被用于发送相位差，所以公式(2)中的N变成了4。公式(2)表示四个载波在频率上用ωS分开。在公式(2)中，ωS代表一个传输频率(即由图3中的频率变换器33变换的频率)。

然后，如果传输线没延迟波等，那么第P个载波调制的相位φ_p由下面的公式(3)得到： ${\mathrm{Te}}^{\∫\mathrm{\φp}\′}={\∫}_{\left(T\right)}X\left(t\right)e^{+j(\mathrm{\ωc}+\mathrm{p\ωs})t}\mathrm{dt}---\left(3\right)$

(T)是包括一个调制单位的已调信号的周期时间。展开公式(3)，我们得到： ${\mathrm{Te}\∫\mathrm{\φ}}^{p\′}={\∫}_{\left(T\right)}\underset{L=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φL}}{e}^{-j(p-L)\mathrm{\ωst}}\mathrm{dt}---\left(4\right)$

＝Te^jφp

因此，上述公式(4)揭示了在发送侧的调制相位φ_p和在接收侧的解调相位φ_p′相等以便能够理想的传输。现在假设传输线有延迟弥散，那么其脉冲响应由下面的公式(5)表示： $m\left(t\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{mk\δ}(t-\mathrm{\τk})---\left(5\right)$

在公式5中，M表示延迟波的数，τ k表示各延迟路径的延迟时间以及mk表示各延迟路径的复数幅度。如果得到3如上所述的脉冲响应，那么接收信号能够用构成的公式(2)和公式(3)得到，因而由下述的公式(6)得到： $\mathrm{\γ}\left(t\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}x{\left(t\right)}^{*}m\left(t\right)$ $=\underset{L=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{mke}}^{\mathrm{jpL}}{e}^{-j(\mathrm{\ωc}+\mathrm{L\ωs})(t-\mathrm{\τk})}---\left(6\right)$

在传输路径有延迟弥散的情况下，在接收侧的解调相位φ_p′由下面的公式得出： ${\mathrm{Te}}^{\mathrm{j\φp}\′}={\∫}_{\left(T\right)}\mathrm{\γ}\left(t\right)e^{+j(\mathrm{\ωc}+\mathrm{p\ωs})t}\mathrm{dt}$ $={\∫}_{\left(T\right)}\underset{L=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{mk}{e}^{(\mathrm{\ωc}+\mathrm{L\ωs})k}{e}^{\mathrm{j\φL}}{e}^{j(P-L)\mathrm{\ωst}}\mathrm{dt}$ $={\mathrm{Te}}^{\mathrm{j\φp}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{mke}}^{+j(\mathrm{\ωc}+\mathrm{p\ωs})\mathrm{\τk}}---\left(7\right)$

由于在接收侧检测的相位差Δφ_p′是在第(P＋1)个载波相位和第P个载波相位之间的差，所以它能够通过下式(8)得到：e^jΔφp′＝e^jφp＋1＇e^-jφp′ $=e^{\mathrm{j\φp}+1}{e}^{-\mathrm{j\φp}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{mke}}^{-j(\mathrm{\ωc}+(p-1)\mathrm{\ωs})\mathrm{\τk}}\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\stackrel{*}{m}{1}^{-j(\mathrm{\ωc}+\mathrm{p\ωs})\mathrm{\τ}}$ $=e^{\mathrm{j\Δ\φp}}\[e^{\mathrm{j\ωs\τk}}X\left\{\right|\mathrm{mk}{|}^2+\underset{L>k}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left\{\mathrm{mk}\stackrel{*}{m}e\right\}$

    COS{(ωc＋pωs)(τk-τ1)}}]

                                        …(8)

如果现在选择的调制时间T充分地大于延迟弥散τk，那么我们得到下述公式(9)和(10)：τk＜T                                    …(9)e^jωsτk1                               …(10)

因此，在接收侧的解调相位信息φ_p′，用实数项a_p乘以由从发送侧发送的相位信息φ_p提供，并用下式(1)表示：e^jΔφp′＝e^jΔφpa_p                      …(11)上述公式(11)揭示了实数不会影响相位信息，因而相位信息能被精确的发送。而且不会发生符号间干扰。

到目前为止已用公式进行的描述能够用于分配在邻近信道上的其它已调波。很明显，其它信道也能防止被小的时间位移所影响。

使用上述已探衬的公式，本发明的通信系统在实际中被用于移动通信系统，在一个蜂窝系统中，通信在一个基站和从该基站半径1公里的服务区内作为移动站的一个终端站之间进行，例如，延迟弥散落在约10至20微秒的范围内。此外，假设由于衰落的时间波动周期在载频为800MHz及终端站移动速度为100公里/小时落在约1/100Hz＝10000微秒的范围内。如果按照本实施例的通信系统在上述条件下被使用，则一个调制单位的调制时间T落在约100至1000微秒的范围内。

按照本发明第二个实施例的通信系统将参照附图8和9进行描述。在图8和9中，相应于图1至7的相同部分被标有同样的参考标号，因而不作详细描述。

按照这一实施例，类似于图1所示的例子，本发明被用于其数字数据经无线电波发送和接收的通信系统。图8示出了一个传输系统的结构。在图8中所示的发送处理电路相同于图1所示的发送处理电路的结构，其载波乘法器11至15输出由混合器21混合。然后，该混合器21的输出被加于乘以一个时间波形的乘法器24。从时间波形发生器23输出的时间波形由乘法器23在每个调制单位用一个发送信号相乘，并且被乘的信号被加至输出端22。

图9示出了一个从时间波形发生器23输出的时间波形的例子。这个时间波形在每个调制单位用发送信号相乘。一个调制单位的数据格式将在最初描述。一个调制单位Tm是具有在公式(1)所示的备用时间αT的时间。这个备用时间αT用(α/2)T分开，并放在中心数据主体部分T的前面和后面。

这个时间波形在中心数据主体部分T保持一个恒定电平。位于数据主体部分T之前和之后的备用时间(α/2)T，邻近数据主体部分T的预定间隔(间隔-T_G至0和间隔T至T＋T_G)被用作防卫时间部分。该防卫时间部分有具有相同于数据主体部分T的恒定电平的波形。剩余的备用时间部分被用作灯(lamp)部分(间隔-T_G-T_R至T_G和间隔T＋T_G至T＋T_G＋T_R)。这些灯部分具有在恒定电平上升的波形。这个上升波形为用线性正弦(或余弦)函数的奇函数(在前沿和后沿中的奇对称函数)表示的曲线波形。

上述时间波形用发信号相乘，因此接收该发送信号的接收侧能够容易地接收每个调制单位的信号。具体地说，时间波形被选择为以在灯部分为正弦波的曲线形式变化的时间波形。因此，正弦时间波形用发送信号相乘，较高的谐波没有产生和数字数据能够满意地传送。

根据本发明第三个实施例的通信系统将参照图10进行描述。在图10中，相应于图1至9的相同部分被标注了同样的参考符号，因此，不需要详细地描述。

按照这个实施例，类似于图1所示的例子，本发明被应用于其数字数据经无线电波发送和接收的一种通信系统。图10中所示的发送处理电路被安排为用类似于图8所示的发送处理电路的时间波形乘一个发送信号的电路。在这个实施例中，具有在第一，第二，第三，第四和第五载波输入端16，17，18，19和20得到的不同频率的载波信号和被加至乘法器16a，17a，18a，19a和20a，在那里它们与从时间波形发生器23输出的每个调制单位的时间波形相乘。具有用时间波形相乘的不同频率的载波信号被加至载波乘法器11，12，13，14和15，在那里它们与相位数据φ₀，φ₁，φ₂，φ₃，φ₄相乘。

从时间波形发生器23输出的每个调制单位的时间波形变为图9所示那样的波形。

其余的结构类似于图8例子所示的发送处理电路。

由于该载波信号直接与时间波形相乘，所以发送信号类似于在时间波形用由载波信号调制的混合信号产生的信号相乘时而得到的信号。因此，接收侧容易地接收一个调制单位的发送信号变为可能。

按照本发明第四个实施例的通信系统将参照图11进行描述。在图11中，相应于图1至10的相同部分标注了相同的参考标号，因而不必详细地描述。

在这个实施例中，把乘的信号被直接输出而不用图10所示的时间波形乘该载波。具体地说，如图11所示，提供了载波/时间被乘波发生器24a，24b，24c，24d，24e。发生器24a，24b，24c，24d，24e产生被乘信号，其第一，第二，第三，第四和第五载波用图9所示的时间波形相乘。发生器24a至24e的输出分别加至载波乘法器11，12，13，14，15。

该结构的其余部分类似于图10所示的发送处理电路的那些部分。

根据这个实施例，可以得到被乘信号，其中利用简单的不需要乘法器结构用时间波形乘以该载波。具体地说，由于时间波形的曲线部分是正弦波，所以正弦波函数的乘法可以根据三角函数的加法定理转变为两个三角函数的和及2ⁿ的除法。因此，载波/时间被乘波形发生器24a至24e可以通过简单的不需要乘法的电路结构实现。

以不需乘法的简单电路结构能实现时间波形和载波被乘信号的事实将参照公式进行描述。当时间波形与载波相乘时，在输出端22得到的信号由下面的公式(12)表示： $x\left(t\right)=u\left(t\right)\underset{L=0}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φL}}{\mathrm{Xe}}^{\mathrm{jL\ωct}}$

其中ωc＝2π/T。

然后，载波/时间被乘波形发生器24a至24e的输出信号以相应于1＝0，1…4表示如下。

Y_L(t)＝u(t)e^jLωct                      …(13)通过简单的公式而设有三角函数的二次式进行Y_L(t)的计算，并且在-I_R-T_c≤大≤-T_G期间由下式(14)表示。 $y_L\left(t\right)=\frac{1}{2}\[1-\cos \left\{\frac{\mathrm{\π}}{T_R}(t+T_G+\frac{1}{2}{T}_R)\right\}\]\{\cos \left(1\mathrm{\ωct}\right)+j\sin \left(1\mathrm{\ωct}\right)\}---\left(14\right)$ 如果公式(14)用α和β代替，则得到： $\mathrm{\α}=\frac{\mathrm{\π}}{T_R}(t+T_G+\frac{1}{2}{T}_R)$

β＝1ω_ct                             …(15)

如果公式14用如上所述的公式(15)替代，则可以得到由以下公式(16)表示的载波和时间波形的被乘信号： $Y_L\left(t\right)=\frac{1}{2}\{1-\cos \mathrm{\α}\}\{\cos \mathrm{\β}+j\sin \mathrm{\β}\}$ $=\frac{1}{2}$ $\{\cos \mathrm{\β}$ $-\cos (\mathrm{\α}+\mathrm{\β})-\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})\}$ $=\frac{1}{2}\{\sin \mathrm{\β}-\sin (\mathrm{\α}+\mathrm{\β})-\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})\}---\left(16\right)$

进一步，载波和时间波形的被乘信号能够在T＋T_G≤t＜T＋T_G＋T_R的间隔期间用同样的计算被得到。因此，来自载波/时间被乘波表发生器24a到24e的输出信号能够用三角函数和及简单的除法得到。

在实际中，各载波/时间被乘波形发生器24a到24e可以包括在其中存储时间波形各取样点的值的一个ROM表(存储器)和在其中载波各取样点的值具有不同频率的一个ROM表。然后，该被乘信号能够根据上述公式计算从这两个ROM表中读出的值得到。替代地，提供了在其中存储由分析由上述计算得到的在各取样点得到的载波和时间波形的被乘值而产生的值一个。然后，上述值可以连续地从这个ROM表中读出。

用于乘具有不同频率的载波和时间波形的简化装置可以应用于除了根据载波间的相位差发送数据的通信系统之外的其它通信系统。具体地说，本发明可以应用于发送多个载波的多载波系统及使用单载波的任何一种系统，只要该系统是其中时间波形必须连续迭加的传输系统。对于计算处理所必须的电路结构能够被简化。

按照本发明第五个实施例的通信系统将参照图12和13进行描述。在图12和13中，相应于图1至11的相同部分被标注3相同的参考标号，因而不需要详细地描述。

在这个实施例中，本发明被应用于其中数字数据类似于图1所示的例子被发送和接收的通信系统的发送处理电路。根据这个实施例，用于乘载波和相位数据的处理可被简化。具体地说，发送处理电路如图12所示那样安排。如图12所示，从图1所示的参考相位数据发生器6输出的初始相位数据φ₀被加至ω₀波形发生器25a，从相位乘法器7输出的相位数据φ₁被加至ω₁波形发生器25b，从相位乘法器8输出的相位数据φ₂被加于ω₂波形发生器25_c。从相位乘法器9输出的相位数据φ₃被加至ω₃波形发生器25d，和从相位乘法器10输出的相位数据φ₄被加至ω₄波形发生器25e。上述发生器25a至25e将在每个调制单位加到那里的相位数据，作为初始相位值，并把这些相位数据连续地加到在每个样值间隔的初始相位值上，以便因此而得到已调载波相位数据。这样，就能够得到调相的发送信号。混合器21混合加到它的发送信号，以提供一个系统信号的混合信号。这个已混合的信号被加至发信号输出端22。

该结构的其余部分类似于图1所示传输电路的部分。

图13示出了各ω_n波形发生器25a至25e的结构。如图13所示，加至输入端101的相位数据被加到一个复数相位/相位角变换器102，在该变换器中，相位数据被判决并被转换为角度数据。如果相位数据是四相调制数据，则它足以确定哪个象限的数据存在。因而是以作为普通值提供这四个角度数据。

结果的角度数据经开关103作为初始相位值被提供给相位角/复数相位变换器107，并且还经过延迟电路104被加到加法器105。相位角/复数相位变换器107把从三角函数ROM表108读出的数据变换为一个复数相位波形信号。这样变换的复数相位波形信号从输出端109输出。

经延迟电路104加至加法器105为初始相位值与产生一个样值相位角的n倍数据的n倍数据发生器106的输出相加。加法器105的输出经开关103加到相位角/复数相位变换器107和从延迟电路104到加法器105。

因此，在初始状态，开关103被接到复数相位/相位角变换器102侧，然后改变位置到加法器105侧，因而一个样值相位角的n倍数据顺序地加在每个样值，然后提供给相位角/复数相位变换器107。因此，从输出端109输出的复数相位波形变成由该载波直接地调制(复数)相位数据得到的一个信号。

由于得到了由该载波直接调制的信号，所以不需要提供图1中所示的载波乘法器11至15，因此使它能够减少多载波系统发送电路的电路规模和减少计算处理量。

如上所述，虽然本发明应用于根据载波之间的相位差传送数据的通信系统，但是本发明不限定在这个应用，它可应用于其它通信系统，只要它们是同时传送多个载波的多载波系统。

根据本发明的第六实施例的通信系统将对照图14和15叙述。在图14和15中，相应于图1至13的部件的同类部件以相同的标记表示，因此不需要再详细叙述。

在这个实施例中，本发明应用于通信系统的一个接收处理电路，类似于图6所示的例子，其中数字数据经过电线电波发送和接收，而且其中接收的信号与该时间波形相乘。图14表示一个接收处理电路，在其中对由图6所示的混合器53解调为基带信号的信号进行处理。在这个实施例中，该基带信号是从I分量与Q分量的正交调制信号得到一个信号。I分量信号是从端子86a加到一比特系统模数(A/D)变换器87a。Q分量信号是从端子86b加到一比特系统A/D变换器87b。

每个一比特系统A/D变换器87a，87b各输出1或-1的数据作为一比特输出。因此，当组合两个A/D变换器87a，87b的输出时，可得到[1，1]，[1，-1]，[-1，1]和[-1，-1]的两比特输出。附带说一下，每个A/D变换器87a、87b具有能够以2ⁿ次(例如64次)取样数据的一个变换器。A/D变换器87a、 87b的输出加到五个载波乘法器55，56，57，58，59。

然后，在输入端61，62，63，64，65得到的、具有不同频率的载波分别加到乘法路61a，62a，63a，64a，65a。乘法器61a至65a的每一个将载波与从时间波形发生器91输出的时间波形相乘。时间波形发生器91在每一个调制单元产生图15所示结构的时间波形。

特别是如图15中所示的，这个时间波形包括一个数据主体部分间隔T和在该数据主体部分间隔T的开始部分(时间0的定时)与结束部分(时间T的定时)形成的预定周期βT的灯时间(1amp time)部分。在这个情况下，该灯部分的中心变为该数据主体部分的边界部分，而且灯部分从该边界部分D和T延伸(β/2)T。前与后灯时间部分的波形是线函数曲线，如正弦波和奇函数(变为奇对称的函数)。在这个实施例中，该灯时间部分的延伸间隔的(β/2)T间隔基本上与调制时间波形(见图9)的保护时间部分的间隔(即-T_G至0和T至T＋T_G)一致。

利用乘法器61a至65a将这个解调时间波形与相应载波的复数共轭值相乘。在这个情况下的样值以A/D变换器87a、87b的相同取样率进行。

其中载波与该时间波形相乘的复数共轭值加到载波乘法器55，56，57，58，59，在其中它们与两个A/D变换器87a，87b的2比特输出进行共轭复数相乘。但是，由于A/D变换器87a，87b的输出是[1，1]，[1，-1]，[-1，1]，[-1，-1]，所以复数共轭乘法可利用加法处理来进行。

载波乘法器55，56，57，58，59的乘法输出分别加到积分器72a，73a，74a，75a，76a。积分器72a，73a，74a，75a，76a适合于在一个周期期间在每一个调制单元积分数据，在该周期中乘以该时间波形，并且输出指示在积分周期期间相位变换量的相位数据。

从积分器72a，73a，74a，75a，76a输出的相应数据加到差分解调器90，在其中2比特数据从每个相位数据中被解调出。因此，总数8比特的解调数据输出到输出端85。差分解调器90执行与根据图6所示第一实施例的相位乘法器77至80和变换器81至84相同的解调处理。

该结构的其余部分与图6所示的接收电路相同。

当如上所述那样进行接收处理时，该接收信号在每个调制单元与该时间波形相乘，而在每一个调制单元发送的数据可满意地被解调。特别是，由于取样是使用1比特系统A/D变换路进行的，所以载波和时间波形可利用简单的电路装置和简单的计算进行相乘。因此，与使用产生多值比特的数据系列的A/D变换器的情况相比，简化要求获得相同的精度和电路结构是可能的。而且，用于乘图15所示形状的时间波形的处理电路起着一个低通滤波器的作用，用于降低接收信号的高频分量噪声。因此，该低通滤波器不需要组合到该电路中，而且没有低能滤波器可以进行满意的元噪声处理。

根据本发明第七实施例的通信系统将对照图16进行叙述。在图16中，相应于图1至15的相同部件以相同标记表示，因此无需详细地叙述。

在这上实施例中，根据图14所示第六实施例在接收过程中的时间波形和载波的乘法处理被简化了，而且该处理电路被安排成图16所示的。

特别是根据这个实施例，如图16中所示的，提供了在每个载波的乘法波形发生器91a，91b，91c，91d，91e，以便直接地得到时间波形和载波的乘法信号。乘法波形发生器91a，91b，91c、91d，91e的输出加到载波乘法器55，56，57，58，59，在其中它们与接收的信号进行共轭复数乘法。

该结构的其余部分类似于图14中所示的接收电路的其余部分。

在这个实施例中，利用加法和比特移位构成的简单电路结构获得载波和时间波形的乘法信号是可能的。

参照以下面的式子将叙述利用没有乘法的简单电路结构可获得时间波形和载波的乘法信号的情况。接收的基带信号以下式(17)表示： $x\left(t\right)=\underset{L=0}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{-\mathrm{jL\&omega;st}}\frac{-1}{2}T\&le;t<$ $(1+\frac{a}{2})T---\left(17\right)$

在上式(17)中，φL是信号的相位，它从以差分QPSK(正交相移键控)方式的调制信号中得到的，而ωS是基本载频。在这种情况下，T＝2π/ωs是满足的。而且，a是该灯时间部分和保护时间部分的总长度相对于该数据主体部分的比率。在这种情况下，不等式a＞0是满意的。

选择1比特系统A/D变换器的取样速率的N倍的基本载频ωs。N是2的幂次，并且选择的大于载波的数量(5)(N为64)。

该时间波形具有由下式(18)规定的形状。

如果α＝1/8而且时间波形以上述方式进行处理，则得到：

$\mathrm{wheret}=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{N\&omega;s}}$

然后，以离散方式，其中ω_L＝1ωs，以Nωs的1取样率处理该载波的波形。该载波的原始波形以下式(20)表示： $v_L\left(t\right)={\&lsqb;}_{0,t<-\frac{\mathrm{aT}}{2},t\&GreaterEqual;(1+\frac{a}{2})t}^{e^{\mathrm{jtst}},-\frac{a}{2}T\&le;t<(1+\frac{a}{2}T)}---\left(20\right)$

如果选择a为1/4，即长于上述的时间波形，而且该载波形是以离散方式处理，则该载波的原始波形表示为： $v_L\left(m\right)={\{}_{0,m<-8,m\&GreaterEqual;72}^{\mathrm{ej}2\mathrm{\&pi;}\frac{L}{64}m,-8\&le;m<72}$ $\mathrm{wheret}\&equiv;m\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{N\&omega;s}}$ 得到该时间波形和载波的乘法值如下：

正弦和余弦表被定义如下： $s\left(i\right)=\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{i}{64}\right)0\&le;i<64$ $c\left(i\right)=\sin \left(2\mathrm{\&pi;}\frac{i}{64}\right)0\&le;i<64$

根据该正弦和余弦表，时间波形和载波的乘法值以下式(24)表示：根据加法法则，等式(24)可以下式(25)替代：S(8k)X{c(1k)＋js(1k)} $=\frac{1}{2}\&lsqb;\{s(8k+1k)+s(8k-1k)\}+j\{c(8k+1k)-c(8k-k)\}\&rsqb;---\left(25\right)$

研究等式(25)得出U(K)XV1(K)可通过计算这些表的索引，加法和基于比特位移的除法实现。因此，ROM表和简单的计算电路可构成产生时间波形和载波的乘法信号的该发生器。

根据本发明第八实施例的通信系统将对照图17叙述。在图17中，相应于图1至16的相同部件以相同的标记表示，因此无需详细叙述。

在这个实施例中，提供了用于接收和解调发送信号的一个接收电路，该发送信号已利用按照图9所示的第二实施例的相同波形的乘法进行调制。图17表示用于处理接收的基带信号的一个电路结构。如图17中所示的，所接收的基带信号加到一个输入端111。这个基带信号加到时间波形乘法电路112，其中在每一个调制单位它与图9所示的时间波形相乘。时间波形乘法电路112可以是一个余弦滚降滤波器构成的。与时间波形相乘的结果信号加到进行2×2^N取样的取样装置(即A/D变换器)113。选择2^N大于载波数量。

取样装置113的输出加到一个快速富利叶变换电路(在以下称为“FFT”电路)114，按照根据该FFT的计算，使用在两倍于该数据立体部分的时间长的期间在取样点得到的数据(如在图15中所示的在两倍该数据主体部分T长的时间2T期间得的数据)，该FFT输出载波数量的解调信号。这个解调过程与使用图6所示的载波乘法器55至59的过程相同。从多个载波解调的信号加到差分解调器115，该解调器115根据相应系统的相位差解调数据。差分解调器115是执行与由图6所示第一实施例中的相位乘法器77至80和变换器81至84所执行的相同解调的解调器。在输出端116得到解调的数据。

根据上述的解调过程，由于作为时间波形的数据主体部分与保护时间部分的边界部分是奇对称波表，作为选通信号的时间波形不包含高频段分量。因此，与使用方波的选通信号的情况相比，减少在所需频率之外的频率得到的噪声是可能的。

根据本发明的第九实施例的通信系统将对照图18至21叙述。在图18至21中，相应于图1至17的相同部件以相同的标记表示，因此无需详细叙述。

在这个实施例中，提供一个接收电路，用于接收和解调由图9所示的第二实施例中的时间波形乘法调制的发送信号。这个接收电路可利用一个简单的电路结构实现图17的第八实施例所示的解调过程。特别是如图18所示的，加到输入端111的基带信号提供给时间波形乘法电路112，在该电路中它以每个调制单位与图9所示的时间波形相乘。与该时间波形相乘的信号提供给取样装置(即A/D变换器)113，它执行2×2ⁿ的取样(2ⁿ是载波数或更大)。

取样装置113的输出提供给灯部分加法电路117。通过将离开数据主体部分中心T/2或更大的数据加到距离T的那些点，灯部分加法电路117允许在该时间T保持所有的数据。特别是如图19A所示的，在以a1表示的灯部分数据加到部分a2，部分a2离开灯部分a1一个T。而且，在以b1表示的灯部分的数据加到部分b2，部分b2离开部分b1一个T，因此，如图19B所示的，在时间T期间得到了在所有数据由一定的方波选通时提供的波形。在加在根据这个实施例电路的调制信号的情况下，该信号变成与在离开时间T的位置上的信号相同。因此，通过加法，在该调制信号中包含的相位信息可避免受干扰。

灯部分加法电路117的输出提供给FFT电路118，使用根据FFT的计算在数据主体部分T的取样时间点(2ⁿ点)的数据，FFT电路118得到了载波数的解调信号。这个解调过程与由图6中的载波乘法器55-59所执行的过程相同。从多个载波解调信号提供给差分解调器115，差分解调器115根据相应系统的相位差解调数据。

其余的结构类似于图17所示的解调处理电路的其余部分。

在这个实施例的情况下，虽然加上了灯部分和使用以每一个调制单位在数据主体部分T的时间期间在取样点(2ⁿ点)得到的唯一数据解调数据以便仅仅在与图17所示的例子比较的半取样点得到数据，但是准确地得到与图17所示的实施例相同的计算结果是可能的。因此，数据量减少到一半而且计算处理数量可减少。结果，该电路结构可简化。

图20表示在利用图17或18所示的电路解调数据时所需频率之外的频率被衰减的状态。与使用方波作为时间波形的情况(在图20中以实线曲线示出特性)相比，当使用根据这个实施例的时间波形时(在图20中以虚线曲线示出特性)，能够显著地衰减所需频段之外的频段。

利用图17所示的电路在时间2T期间(如图21所示的相对于0的-T与T之间的取样点)由FFT处理该数据得到的值和利用图18所示的电路在时间T期间(如图21所示的相对于0的-T/2与T/2之间的取样点)由FFT处理数据得到的值的情况将对照下式叙述。

如果在图21所示的-T/2≤t＜T/2间隔期间存在d多载波信号而且基本载频为ω_c＝2π/T，则信号X(t)表示如下： $x\left(t\right)=u\left(t\right)\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}X{e}^{\mathrm{jL\&omega;ct}}$ $u\left(t\right)={\{}_{0\left|t\right|>\frac{T}{2}}^{1\left|t\right|\&GreaterEqual;\frac{T}{2}}---\left(26\right)$ 式中φL是有关载波的相位信息。

如果在2T周期期间取样2×2ⁿ数据，则信号X(t)表示如下： $x_{n\&equiv;}x\left(\frac{T}{2^N}n\right)=u_n\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{\mathrm{Xe}}^{\mathrm{jL\&omega;ct}}\frac{T}{2^N}n$ $u_n={\{}_{0,,n<{-2}^{N-1},n\&GreaterEqual;2^{N-1}}^{1,{-2}^{N-1}\&le;n<2^{N-1}}---\left(27\right)$

取样频率ω_s表示为ω_s＝2^N×ω_c。由于在间隔-T≤t＜T期间进行FFT的计算时有2×2^N取样点，可得到相应于以下频率的输出。 ${\mathrm{\&omega;}}_k=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s}{{2x2}^N}\mathrm{Xk}=\frac{k}{2}{\mathrm{\&omega;}}_{c}k=\mathrm{0,1},...2^{N-1}---\left(28\right)$

作为一个显著的载波存在的频率系数表示为K＝2r，的r＝0，1，…d-1。因此，由FFT的计算得到的结果以下式(29)表示： $X_k\&equiv;X\left({\mathrm{\&omega;}}_k\right)=\underset{n={-2}^N}{\overset{2^{N-1}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left\{u_n\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{\mathrm{Xe}}^{\mathrm{jL\&omega;c}}\frac{T}{2^N}n\right\}{e}^{-\mathrm{j\&omega;k}\&CenterDot;n\&CenterDot;T}---\left(29\right)$

那么，如果k以r表示并且使用U_n特性，则建立了下式： $X_r=\underset{n={-2}^{M-1}}{\overset{2^{N-1}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left\{\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{\mathrm{Xe}}^{\mathrm{jL\&omega;c}}\frac{T}{2^{M}n}\right\}{e}^{-\mathrm{jr\&omega;cnT}}---\left(30\right)$

另一方面，当在间隔-T/2≤t＜T/2期间进行FFT的计算时，有2^N取样点，因而可得到相应于以下频率的输出。 ${\mathrm{\&omega;}}_k=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s}{2^N}k={\mathrm{k\&omega;}}_{c}k=\mathrm{0,1}...2^{N-1}---\left(31\right)$

作为一个显著载波存在的频率系数为β＝0，1，…d-1。利用FFT的计算得到的结果以下式(32)表示和相应该显著系数的频率分量值以下式(33)表示： $X_k\&equiv;X\left({\mathrm{\&omega;}}_k\right)=\underset{n={-2}^{N-1}}{\overset{2^{N-1}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left\{u_n\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{\mathrm{Xe}}^{\mathrm{jL\&omega;c}}\frac{T}{2^N}n\right\}{e}^{-\mathrm{j\&omega;knT}---\left(32\right)}$ $X_{\mathrm{\&beta;}}=\underset{n=-2^{N-1}}{\overset{2^{N-1}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\underset{l=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}\&CenterDot;e^{\mathrm{jL\&omega;c}}\frac{T}{2M}n\}{e}^{-\mathrm{j\&phi;\&omega;cnT}}---\left(33\right)$

等式(33)和等式(30)相同而且对于Kωc(K＝0，1，…d-1)对时间2T的FFT计算和对时间T的FFT计算输出相同的输出。

那么，在加上灯部分时进行的FFT的计算结果和在不加上灯部分时进行的FFT的计算结果对于图18所示电路中必须的频率(在传输线特性是平坦时)变为相同的原因将在下面叙述。

图22所示的时间波形以下式(34)表示： $x\left(t\right)=v\left(t\right)\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{\mathrm{jL\&omega;ct}}$

如果连续时间系统的富利叶变换的计算结果互相一致，则应注意，离散FFT的计算结果也互相一致。因此，以下式子(35)和(36)证明了所需频率互相一致。 $X\left(\mathrm{\&omega;}\right)={\&Integral;}_{-\frac{T}{2}(1+\mathrm{\&beta;})}^{\frac{T}{2}(1+\mathrm{\&beta;})}v\left(t\right)\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{\mathrm{jL\&omega;ct}}\&CenterDot;e^{-\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{dt}---\left(35\right)$ $X\&prime;\left(\mathrm{\&omega;}\right)={\&Integral;}_{-\frac{T}{2}}^{\frac{T}{2}}\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{\mathrm{jL\&omega;ct}}{\mathrm{Xe}}^{-\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{dt}$ $\left(36\right)$ 等式(35)改变为下式： $X\left(\mathrm{\&omega;}\right)={\&Integral;}_{-\frac{T}{2}(1+\mathrm{\&beta;})}^{\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}\frac{1}{2}\&lsqb;1+\sin \left\{\frac{\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&beta;T}}(t+\frac{T}{2})\right\}\&rsqb;\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{j(\mathrm{L\&omega;c}-\mathrm{\&omega;})t}\mathrm{dt}$ $+{\&Integral;}_{-\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}^{\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{j(\mathrm{L\&omega;c}-\mathrm{\&omega;})t}\mathrm{dt}$ $+{\&Integral;}_{\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}^{\frac{T}{2}(1+\mathrm{\&beta;})}\frac{1}{2}\&lsqb;1-\sin \left\{\frac{\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{BT}}(t-\frac{T}{2})\right\}\&rsqb;\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{j(\mathrm{L\&omega;c}-\mathrm{\&omega;})t}\mathrm{dt}---\left(37\right)$ 以t′＝t－T代替等式(37)的第三项得到下式(38)：等式(37)的第三项表示为： $={\&Integral;}_{-\frac{T}{2}(1+\mathrm{\&beta;})}^{-\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}\frac{1}{2}\&lsqb;1-\sin \left\{\frac{\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&beta;T}}(t\&prime;+\frac{T}{2})\right\}\&rsqb;\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{\mathrm{Xe}}^{j(\mathrm{L\&omega;c}-\mathrm{\&omega;})t-\mathrm{\&omega;T}}\mathrm{dt}---\left(38\right)$

如果mωc(m＝0，1，…d-1)选为ω，则等式(38)和(37)的第一项以及正弦部分以外的法则(code)互相一致。因此，等式(37)得到以下等式(39)，等式(39)可证明灯部分加法的结果是一样的。 $X\left(\mathrm{m\&omega;c}\right)={\&Integral;}_{-\frac{T}{2}(1+\mathrm{\&beta;})}^{-\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{j(L-m)\mathrm{\&omega;ct}}\mathrm{dt}$ $+{\&Integral;}_{-\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}^{\frac{T}{2}(1-\mathrm{\&beta;})}\underset{L=0}{\overset{d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{j\&phi;L}}{e}^{j(L-m)\mathrm{\&omega;ct}}\mathrm{dt}$

根据本发明，由于具有不同频率的多个载波同时发送而且在载波之间的相位差的基础上发送数据，仅仅通过检测每个载波的相位来解调发送的数据变为可能了。

在这种情况下，由于多个载波被变换为具有恒定频率间隔的信号，检测载波之间的相位差变得容易了。

在载波之决的相位差被设定的一个调制单位时间期间，载波的提前相位之间的差被设下为稍大于2π的一个倍数，然后发送。在载波的提前相位之间的差变为2π的时间期间，接收侧通过判断一个调制单元的相位差来检测发送的数据。因此，准确地检测发送的数据而不受符号间干扰等的影响是可能的。

在每个发送过程中，由于该通信系统包括用于限幅各个已调载波的混合信号的限幅器和用于滤出该限幅度输出的滤波器，其中限幅器以约1.5倍或大于幅度分布的标准偏差的比率限制该幅度并且发送使滤波器的输出，即使在载波被混合时该发送波形的峰对峰值变大了，数据可满意地发送而不变劣。

根据本发明，由于该通信系统包括：用于输出调制的输出波形的调制装置，在该输出波形中的幅度概率分布接近于高斯分布；用于限幅这个调制装置的输出波形的限幅器；和用于滤出这个限幅器的输出的滤波器，其中该限幅器以约1.5倍或大于该幅度分布的标准偏差的比率限制该幅度并且送滤波器的输出，所以具有大的峰峰值的发送波形可满意地发送而不变劣。

由于预定的时间波形在每一个调制单位时间与载波相乘，然后作为上述发送过程被发送，接收侧根据相位差检测所发送的数据变得容易了。

在时间波形与载波相乘时，该预定时间波形与具有不同频率的载波相乘，使得时间波形的乘法可通过简单的计算实现。

在预定时间波形直接地与载波相乘时，提供了用于得到这些值的表，这些值是从分析载波频率与时间波形的相乘值得到的，使得该通信系统可利用简单的结构实现。

由于发送的数据的相位值作为在每个载波的初始相位值提供和这些相位值在每个取样间隔顺序地被加上，因此直接地得到相位调制信号，所以相位调制的信号可使ROM表通过简单的结构直接地得到无需提供产生载波的电路。

由于具有不同频率的多个载波同时地发送和接收的信号用1比特系统模数变换器取样。并且与该时间波形相乘，因此被解调，因为该接收处理装置用于根据载波之间的相位差接收所发送的数据，所以以简单的电路结构能够获得精度等于或高于以一个多值比特系统模数变换器取样所接收信号时所得到的精度。

在以1比特系统模数变换器取样和解调所接收的信号时，提供了：用于产生信号的发生装置，该信号是将载波与在每个载波的预定时间波形相乘得到的；和用于获得这些值的表，这些值是从分析提供给相应的发生装置的载波频率与时间波形的相乘的值得到的。因此，利用简单的结构进行用于解调的时间波形的乘法是可能的。

在接收处理是，由于由一个调制时间构成的数据主体部分与特定的时间波形相乘，该特定时间波形是由伴随有数据主体部分的保护时间部分规定的，和所接收的信号被解调，所以利用该时间波形满意地提取该数据主体部分是可能的。

如果在该数据主体部分和保护时间部分之间的边界上提供奇对称波形的时间波形，而且在其它部分它具有恒定值，则满意地解调包含在该数据主体部分中的数据而没有噪声是可能的。

由于该取样装置执行2的幂次的取样，该数大于每个调制时间的载波数，关于一个调制时间的数据主体部准备了两个调制时间的取样值，和利用快速富利叶变换解调两个调制时间的样值，因此利用简单的电路结构实现解调处理是可能的。

而且，由于该取样装置执行大于每个调制时间载波数的2的幂次的取样，准备了一个调制时间的数据主体部分和保护时间部分的样值，该样值的保护时间部分由加法电路间隔一个调制时间加到该数据主体部分，而且通过加法得到的一个调制时间的样值利用快速富利叶变换解调，所以简单的电路结构实现解调处理是可能的。

已经对照附图叙述了本发明的优选实施例，但是应该懂得，本发明不限于这些准确的实施例，在不脱离所附权利要求规定的本发明的精神和范围内本领域的技术人员可进行各种改变和修改。

Claims (18)

1.一种通信系统，包括：

发送处理装置，用于同时发送具有不同频率的多个载波和在所述载波之间的相位差的基础上发送数据。

2.根据权利要求1的通信系统，其中所述多个载波是各具有一个预定频率间隔的信号。

3.根据权利要求1或2的通信系统，其中，用于同时地发送具有不同频率的多个载波以根据所述载波之间相位差发送数据的发送处理装置包括变换装置，用于变换发送的数据为相位差数据，用于产生基准相位数据的装置，乘法装置，用于将所述发生装置输出的基准相位数据与从所述变换装置输出的相位数据相乘，第一调制装置，用于以具有第一频率的载波调制所述发生装置输出的所述基准相位数据，第二调制装置，用于以不同于所述第一频率的第二频率的载波调制所述乘法装置输出的相位数据，和混频装置，用于混频从所述第一和第二调制装置输出的已调信号并且发送所述混频装置的输出。

4.根据权利要求1或2的通信系统，其中在具有不同频率的多个载波已经同时地被发送之后用于根据载波之间的相位差接收所发送的数据的接收处理装置包括第一解调装置，利用具有第一频率的载波解调接收的信号；第二解调装置，利用具有不同于第一频率的第二频率的载波解调所述接收信号；第一相位检测装置，用于检测在预定周期期间所述第一解调装置输出的相位变化；第二相位检测装置，用于检测在预定周期期间所述第二解调装置输出的相位变化；一个相位差检测装置，用于检测从所述第一和第二相位检测装置提供的所检测相位之间的差别；和变换装置，用于变换由所述相位差检测装置检测的相位差数据。

5.根据权利要求1或2的通信系统，其中用于同时发送具有不同频率的多个载波和接收由于载波之间打位差而发送的数据的所述接收处理装置包括1比特系统模数变换器，用于取样接收的信号；用于获得信号的共轭复数乘法值的装置，其中预定的时间波形与载波及所述取样信号相乘；用于检测在预定周期期间在每个载波所述共轭复数乘法值的相位变化的装置；用于检测在每个载波所检测的相位变化的差作为相位差信号的装置；和用于根据所检测的相位差信号检测接收的数据。

6.根据权利要求1和2的通信系统，其中用于同时发送具有不同频率的多个载波和接收根据载波之间相位差发送的数据的装置包括：用于将所述载波与特定波形相乘的装置，该特定时间波形是由一个调制时间形成的数据主体部分和伴随有所述数据主体部分和调制乘法信号的保护时间部分规定的。

7.根据权利要求3的通信系统，其中所述发送处理单元设定在所述一个调制单元时间中载波的提前相位之间的差并发送数据，在该时间期间载波之间的相位差被设定为稍大于2π倍，同时所述接收侧判断在一个时间期间一个调制单元的相位差并且检测所发送的数据，在该时间载波的提前相位差变为2π。

8.根据权利要求4的通信系统，其中所述发送处理电路设定在所述一个调制单位时间中载波的提前相位之间的差并且发送数据，在该时间期间载波之间的相位差被设下为稍大于2π的倍数，同时所述接收侧判断在载波的提前相位差变为2π的时间期间一个调制单位的相位差并且检测所发送的数据。

9.根据权利要求7的通信系统，进一步包括用于限幅已调载波混合信号的一个限幅器和用于滤出所述限幅器的输出的一个滤波器，其中所述限幅器以放大幅度分布的标准偏差约1.5倍来限幅所述混合信号。

10.根据权利要求9的通信系统，其中预定时间波形在每个调制单位与所述载波相乘并且发送数据。

11.根据权利要求5的通信系统，进一步包括在每个载波提供的发生装置，用于产生信号，在其中载波与预定时间波形相乘，和其中用于获得所述载波频率乘法值的分析值的表和所述时间波形所述发生装置提供。

12.根据权利要求6的通信系统，其中使用这样的时间波形：在所述数据主体部分和所述保护时间部分之间的边界上是一个奇对称波形而在其它部分期间具有恒定值。

13.根据权利要求6的通信系统，其中用于同时发送具有不同频率的多个载波和接收根据载波之间相位差发送的数据的所述接收处理装置包括：用于进行大于每一个调制时间的载波数的2的幂次的取样的装置；用于准备在一个调制时间数据主体部分之前和之后的两个调制时间的样值的装置；和以快速富利叶变换方式解调两个调制时间的样值的装置。

14.根据权利要求6的通信系统，其中用于同时发送具有不同频率的多个载波和接收根据载波之间相位差发送的数据的所述接收处理装置包括：用于进行大于每一个调制时间的所述载波数的2的幂次的取样装置；用于准备一个调制时间数据主体部分和保护时间部分的样值的装置；和用于将所述样值的所述保护时间部分加到离开所述保护时间部分一个调制时间的所述数据主体部分和以快速富利叶变换方式解调一个调制时间的结果样值的装置。

15.一种通信系统，包括：

调制装置，用于输出已调制的输出波形，其中幅度概率分布接近于高斯分布；

一个限幅器，用于限幅所述调制装置的输出波形；和

一个滤波器，用于滤出所述限幅器的输出，其中所述限幅器以约1.5倍的幅度分布的标准离差或大的比率限幅所述混合信号并且发送所述滤波器的输出。

16.一种通信系统，包括：

用于同时地发送具有不同频率的多个载波的装置；其中预定的时间波形与每个载波相乘。

17.根据权利要求16的通信系统，进一步包括在每个载波提供的用于产生信号的发生装置，其中载波与预定时间波形相乘，和其中用于获得所述载波频率乘法值的分析值和所述时间波形由所述发生装置提供。

18.一种通信系统，其中信号是利用具有不同频率并且同时发送的多个载波进行相位调制，包括：

载波发生装置，用于产生载波；和

发送装置，用于提供相位值到所述载波发生装置作为初始相位值并且在每个取样间隔将相位值顺序地加到所述载波上以便直接地获得调制到载波的数据。

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