KR100346341B1 - 통신방식 - Google Patents

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소니 가부시끼 가이샤
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Abstract

이동체 통신을 행하는 경우에도 간단한 구성의 송수신기로 양호하게 통신할 수 있는 통신 방식을 제공한다.
각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시 전송하고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 데이타를 송신함과 동시에, 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하고, 수신측에서 상기 시간 파형보다 좁은 시간 파형을 사용하여 수신 처리하도록 하였다.

Description

통신 방식
본 발명은 예를 들면 이동체간의 통신을 행하는 경우에 적용하기 적합한 통신 방식에 관한 것이다.
종래, 자동차 전화, 휴대용 전화 등의 이동체간에 통신을 행하는 이동체 통신이 여러가지 실용화되고 있다. 종래의 이동체 통신은 기본적으로는 고정국간에 통신을 행하는 경우와 동일한 통신 방식이었다.
그러나, 자동차 전화, 휴대용 전화 등의 이동체 단말이 받는 수신 신호는 멀티패스 페이징의 영향으로 왜곡되기 쉬운 장애가 있었다. 즉, 멀티패스 페이징이 발생하여 각 패스간의 전파 지연이 커져서, 부호간 간섭이 발생하여 전후의 부호가 중첩되어 전송 특성이 악화되어 버린다.
이와 같은 전송 특성이 악화된 경우라도 양호하게 수신할 수 있도록 하기 위해서는 어댑티브 이퀄라이저나 PLL 회로에 의한 동기 검파 회로 등을 적용할 필요가 있어서, 수신기의 구성이 복잡하게 되어 가격이 높아져 버린다.
또한, 전송되는 변조 파형이 가우스 분포라는 확률 분포로 변화할 때 그 피크치가 큰 진폭이 되어 송신 앰프 등으로 전송되는 신호가 왜곡되고 변조파의 스펙트럼이 확대되어 인접 채널에 악영향을 끼치는 장애가 있었다.
본 발명은 이러한 점을 감안하여, 이동체 통신을 행할 경우라도 간단한 구성의 송수신기로 양호하게 통신할 수 있는 통신 방식을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시에 송신하고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 데이타를 송신하도록 한 것이다.
또한, 이 경우에 복수의 캐리어를 일정 주파수 간격의 신호로 한 것이다.
또한, 상술한 경우의 송신 처리 수단으로서 예를 들면, 제1도에 도시한 바와 같이, 송신 데이타를 위상차 데이타로 변환하는 변환 수단(2)와, 기준이 되는 위상 데이타의 발생 수단(6)과, 상기 발생 수단(6)이 출력하는 기준 위상 데이타와 변환 수단(2)가 출력하는 위상 데이타를 곱하는 승산 수단(7)과, 발생 수단(6)이 출력하는 기준 위상 데이타를 제1 주파수 캐리어로 변조하는 제1 변조 수단(11)과, 승산 수단(7)이 출력하는 위상 데이타를 제1 주파수와는 다른 제2 주파수로 변조하는 제2 변조 수단(12)와, 제1 및 제2 변조 수단(11, 12)가 출력하는 변조 신호를 혼합하는 혼합 수단(21)을 구비하고, 상기 혼합 수단(21)의 출력을 송신하도록 한 것이다.
또한, 상술한 경우의 수신 처리로서 예를 들면 제6도에 도시한 바와 같이, 수신 신호를 제1 주파수의 캐리어로 복조하는 제1 복조 수단(55)와, 수신 신호를 제1 주파수와는 다른 제2 주파수의 캐리어로 복조하는 제2 복조 수단(56)과, 제1 복조 수단(55)의 출력의 소정 기간의 위치 변화를 검출하는 제1 위상 검출 수단(72)와, 제2 복조 수단(56)의 출력의 소정 기간의 위상 변화를 검출하는 제2 위상 검출 수단(73)과, 제1 및 제2 위상 검출 수단(72, 73)의 검출 위상의 차를 검출하는 위상차 검출 수단(77)과, 상기 위상차 검출 수단(77)이 검출한 위상차 데이타를 수신 데이타로 변환하는 변환 수단(81)을 구비한 것이다.
또한, 각각의 경우에 있어서, 각 캐리어간의 위상차를 설정하는 1 변조 단위 시간에 있어서 각 캐리어의 위상 진도의 차를 2π 보다도 약간 큰 값의 배수로 설정하여 송신 처리하고, 수신측에서는 각 캐리어의 위상 진도의 차가 2π가 되는 시간에 1 변조 단위의 위상차를 판단하여 송신되는 데이타를 검출하도록 한 것이다.
또한, 각각의 송신 처리에 있어서, 예를 들면 제3도에 도시한 바와 같이, 변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터(31)과, 상기 리미터(31)의 출력을 필터링하는 필터(32)를 구비하고, 리미터(31)로 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여 필터(32)의 출력을 송신하도록 한 것이다.
또한, 본 발명은 진폭의 확률 분포가 가우스 분포에 근사한 변조 출력 파형을 출력하는 변조 수단과, 상기 변조 수단의 출력 파형의 진폭 제한을 행하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고, 리미터에서 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여 필터의 출력을 송신하도록 한 것이다.
또한, 상술한 경우의 송신 처리로서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 곱하여 송신하도록 한 것이다.
또한, 상기 시간 파형을 승산하는 경우에 있어서, 각각 주파수가 상이한 각 캐리어에 소정의 시간 파형을 곱하도록 한 것이다.
또한 본 발명은 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시 송신하도록 하는 통신 방식에 있어서, 각 캐리어마다 소정의 시간 파형을 곱하도록 한 것이다.
또한, 이러한 각각 주파수가 상이한 각 캐리어에 소정의 시간 파형을 곱하도록 한 경우에 있어서, 예를 들면 제11도에 도시한 바와 같이, 각 캐리어와 소정의 시간 파형을 승산한 신호의 발생 수단(24a ∼ 24e)를 각 캐리어마다 설치하게 하고, 각각의 발생 수단(24a ∼ 24e)로서 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산값을 해석한 값을 얻는 테이블을 설치한 것이다.
또한 본 발명은 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어에 의해 위상 변조하여 동시 송신하는 통신 방식에 있어서, 송신 처리 수단으로서 예를 들면 제12도에 도시한 바와 같이, 각 캐리어의 발생 수단(25a ∼ 25e)에 송신하고자 하는 데이타인 위상치를 초기 위상치로서 공급하고, 샘플 간격마다 순차 위상치를 가산하여 직접 각 캐리어에 변조된 데이타를 얻도록 한 것이다.
또한, 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 송신되고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서, 예를 들면 제14도에 도시한 바와 같이, 수신 신호를 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기 (86a, 86b)로 샘플링하고, 각 캐리어에 소정의 시간 파형이 승산된 신호와 샘플링 신호와의 공액 복소 승산치를 복소 승산기(55 ∼ 59)에서 얻고, 상기 각 캐리어마다의 공액 복소 승산치의 소정 기간의 위상 변화를 적분 회로(72a ∼ 76a)에서 검출하고, 각 캐리어마다 검출된 위상 변화의 차를 차동 복조기(90)에서 위상차 신호로서 검출하여 검출된 위상차 신호에서 수신 데이타를 얻도록 한 것이다.
또한, 이 경우에 예를 들면 제16도에 도시한 바와 같이, 각 캐리어와 소정의 시간 파형을 승산한 신호의 발생 수단(91a ∼ 91e)를 각 캐리어마다 마련하도록 하고, 각각의 발생 수단(91a ∼ 91e)로서 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산치를 해석한 값을 얻는 테이블을 마련한 것이다.
또한 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서, 1 변조 시간으로 이루어지는 본체부와, 상기 데이타 본체부에 부수하는 가드 타임부에서 정할 수 있는 특정한 시간 파형을 승산한 후에 복조하도록 한 것이다.
또한, 상기 시간 파형을 승산한 후에 복조하는 경우에, 데이타 본체부와 가드 타임부와의 경계에서 기(奇)대칭인 파형으로, 그것 이외에서 일정치인 시간 파형을 사용하도록 한 것이다.
또한, 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 송신되고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서 예를 들면 제17도에 도시한 바와 같이, 샘플링 수단(113)에서 1 변조 시간당 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이타 본체부를 중심으로 2 변조 시간만큼의 샘플값을 준비하여 상기 2 변조 시간만큼의 샘플값을 FFT 회로 (1/4)에서 고속 푸리에 변환하여 복조하도록 한 것이다.
또한, 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 송신되고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서, 예를 들면 제18도에 도시한 바와 같이 샘플링 수단(113)에서 1 변조 시간당 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이타 본체부와 가드 타임부의 샘플값을 준비하고, 상기 샘플값의 가드 타임부를 가산 회로(117)에서 1 변조 시간 떨어진 데이타 본체 부분에 가산한 후, 가산하여 얻은 1 변조 시간분의 샘플값을 FFT회로(118)에서 고속 푸리에 변환하여 복조하도록 한 것이다.
본 발명에 따르면, 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시 전송하고,각각의 캐리어간의 위상차에 의해 데이타를 송신하게 함으로써 각 캐리어의 위상을 검출하는 것만으로 전송되는 데이타의 복조가 가능해 진다.
이 경우, 복수의 캐리어를 일정 주파수 간격의 신호로 함으로써, 각 캐리어간의 위상차의 검출이 용이해 진다.
또한, 각각의 경우에 있어서, 각 캐리어간의 위상차를 설정하는 1 변조 단위 시간에 있어서의 각 캐리어의 위상 진도의 차를 2π 보다도 약간 큰 값의 배수로 설정하여 송신 처리하고, 수신측에서는 각 캐리어 위상의 진도의 차가 2π가 되는 시간에서 1 변조 단위의 위상차를 판단하여 송신되는 데이타를 검출하도록 함으로써 부호간 간섭 등의 영향을 받지 않고 정확하게 전송되는 데이타를 검출할 수 있다.
또한, 각각의 송신 처리에 있어서, 변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고, 리미터로 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상에서 진폭 제한을 행하고, 필터의 출력을 송신하도록 함으로써 각 캐리어의 혼합에 의해 송신 파형의 피크치가 커지는 경우가 있어도 열화없이 양호하게 전송할 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 진폭의 확률 분포가 가우스 분포에 근사하는 변조 출력 파형을 출력하는 변조 수단과, 상기 변조 수단의 출력 파형의 진폭 제한을 행하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고, 리미터로 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상에서 진폭 제한으로 행하여, 필터의 출력을 송신하도록 함으로써 피크치가 큰 송신 파형을 열화없이 양호하게 전송할 수 있다.
또한, 상술한 경우의 송신 처리로서 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 함으로써 수신측에서 위상차로 전송된 데이타의 추출이 용이해진다.
또, 시간 파형을 승산하는 경우에 있어서, 각각 주파수가 상이한 각 캐리어에 소정의 시간 파형을 승산하도록 함으로써 시간 파형의 승산이 간단한 연산에 의한 처리로 실현할 수 있다.
또한, 상기 각 캐리어에 직접 소정의 시간 파형을 승산하는 경우에 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산치를 해석한 값을 얻는 레이블을 마련함으로써 간단한 구성으로 실현할 수 있다.
또한 각 캐리어마다 송신하고자 하는 데이타인 위상값을 초기 위상값으로서 공급하고, 샘플 간격마다 순차 위상값을 가산하여 직접 위상 변조된 신호를 얻게 함으로써 캐리어를 발생시키는 회로를 설치하지 않고 ROM 테이블 등을 사용한 간단한 구성으로 위상 변조된 신호를 직접 얻을 수 있다.
또한, 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 송신되고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서 수신 처리를 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기에서 샘플링한 후 시간 파형을 승산하여 복조 처리함으로써 다진 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기에서 샘플링한 경우와 같은 정도 이상의 정밀도를 간단한 회로 구성으로 실현할 수 있다.
또한, 상기 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기로 샘플링한 후 복조 처리하는 경우에 각 캐리어와 소정의 시간 파형을 승산한 신호의 발생 수단을 각 캐리어마다 설치하게 하고, 각각의 발생 수단으로서 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산값을 해석한 값을 얻는 테이블을 마련함으로써 복조용 시간 파형의 승산이 간단한 구성으로 가능하다.
또한, 수신 처리시에 1 변조 시간으로 이루어진 데이타 본체부와, 이 데이타 본체부에 부수하는 가드 타임부로 정해지는 특정한 시간 파형을 승산한 후에 복조하도록 함으로써 시간 파형으로 데이타 본체부를 양호하게 추출할 수 있게 된다.
또한, 데이타 본체부와 가드 타임부와의 경계에서 기대칭인 파형으로, 그 이외에서 일정치인 시간 파형을 사용함으로써, 데이타 본체부에 포함되는 데이타를 적은 노이즈로 양호하게 복조 처리할 수 있다.
또한, 샘플링 수단에서 1 변조 시간당 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여 1 주기 시간 데이타 본체부를 중심으로 하여 2 변조 시간분의 샘플링값을 준비하여 상기 2 변조 시간분의 샘플링값을 고속 푸리에 변환하여 복조함으로써 복조 처리를 간단한 회로로 실현할 수 있다.
또한, 샘플링 수단에서 1 변조 시간당 캐리어 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여 1 변조 시간의 데이타 본체부와 가드 타임부의 샘플값을 준비하고, 이 샘플치의 가드 타임부를 가산 회로에서 1 변조 시간 떨어진 데이타 본체 부분에 가산한 후, 가산하여 얻은 1 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조함으로써 복조 처리를 보다 간단한 회로에서 실현할 수 있다.
이하, 본 발명의 제1 실시예를 제1도 ∼ 제7도를 참조하여 설명한다.
본 예에서는 디지탈 데이타의 무선 통신이 행해지는 통신 시스템에 적용한것으로, 제1도에 도시한 구성으로 송신 처리를 행한다. 제1도에서 참조 번호(1)은 송신 데이타 입력 단자를 표시하고, 이 입력 단자(1)에는 8 비트의 데이타가 순차 공급되고, 본 예의 회로에서는 이 8 비트의 데이타를 1 변조 단위로서 처리한다. 그리고, 이 8 비트의 데이타를 2 비트씩으로 분할하고, 분할된 2 비트의 데이타를 각각 별도의 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(2, 3, 4, 5)에 공급된다. 이 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(2 ∼ 5)에서는 공급되는 2 비트 데이타[X, Y]의 상태에 따라 위상 데이타를 발생시킨다. 즉, 2 비트 데이타[X, Y]의 상태로서는 다음의 표 1에 나타내는 4 상태를 고려할 수 있고, 각 변환 회로(2 ∼ 5)에서 그 4 상태마다 별도의 위상 데이타 Δφ을 발생시킨다.
여기서는, 4개의 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(2, 3, 4, 5)가 출력하는 위상 데이타를 Δφ0, Δφ1, Δφ2, Δφ3로 한다.
또한, 도면 중의 참조 번호(6)은 기준 위상 데이타 발생 회로를 가리키고, 상기 기준 위상 데이타 발생 회로(6)은 기준이 되는 초기 위상 데이타 φ0를 발생시키고, 상기 초기 위상 데이타 φ0를 위상 승산기(7)과 캐리어 승산기(11)에 공급한다. 그리고, 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(2)가 출력하는 위상 데이타 △φ0를 위상 승산기(7)에 공급하고, 초기 위상 데이타 φ0와 위상 데이타 △φ0를 승산하여 위상 데이타 φ1을 얻는다. 그리고, 상기 승산에 의해 얻은 위상 데이타 φ1을 위상 승산기(8)과 캐리어 승산기(12)에 공급한다.
또한, 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(3)이 출력하는 위상 데이타 △φ1을 위상 승산기(8)에 공급하고, 위상 데이타 φ1과 위상 데이타 △φ1을 승산하여 위상 데이타 φ2를 얻는다. 그리고, 이 승산에 의해 얻은 위상 데이타 φ2를 위상 승산기(9)와 캐리어 승산기(13)에 공급한다.
또한, 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(4)가 출력하는 위상 데이타 △φ2를 위상 승산기(9)에 공급하고, 위상 데이타 φ2와 위상 데이타 △φ2를 승산하여 위상 데이타 φ3을 얻는다. 그리고, 이 승산에 의해 얻은 위상 데이타 φ3을 위상 승산기(10)과 캐리어 승산기(14)에 공급한다.
또한, 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(5)가 출력하는 위상 데이타 △φ3를 위상 승산기(10)에 공급하고, 위상 데이타 φ3과 위상 데이타 △φ3를 승산하여 위상 데이타 φ4를 얻는다. 그리고, 이 승산에 의해 얻은 위상 데이타 △φ4를 캐리어 승산기(15)에 공급한다.
따라서, 초기 위상 데이타 φ0에 각 승산기(7, 8, 9, 10)에서 위상 데이타 △φ0∼ △φ3이 순차 위상적으로 가산되어 위상 데이타 φ1∼ φ4가 형성된다.
또한, 도면 중 참조 번호(16, 17, 18, 19, 20)은 각각 제1, 제2, 제3, 제4, 제5의 캐리어 입력 단자를 나타내고, 각각의 주파수가 상이한 캐리어 신호가 공급된다. 이 경우, 입력 단자(16, 17, 18, 19, 20)에 공급되는 캐리어 신호의 주파수는 각각 일정한 각 주파수 ωs만큼 떨어진 주파수가 된다. 즉, 제1, 제2, 제3, 제4, 제5 캐리어 신호를 예를 들면 제2도의 A, B, C, D, E에 도시한 바와 같이 변화시킨다. 단, 실제로는 각 캐리어 신호는 복소 신호이다.
그리고, 캐리어 승산기(11)에서 제1 캐리어 입력 단자(6)에 얻어지는 캐리어에 (초기) 위상 데이타 φ0을 승산하고, 캐리어 승산기(12)에서 제2 캐리어 입력 단자(17)에 얻어지는 캐리어에 위상 데이타 φ1을 승산하고, 캐리어 승산기(13)에서 제3 캐리어 입력 단자(18)에 얻어지는 캐리어에 위상 데이타 φ2를 승산하고, 캐리어 승산기(14)에서 제4 캐리어 입력 단자(19)에 얻어지는 캐리어에 위상 데이타 φ3를 승산하고, 캐리어 승산기(15)에서 제5 캐리어 입력 단자(20)에 얻어지는 캐리어에 위상 데이타 φ4를 승산하고, 각각의 승산기에서 캐리어 신호의 위상을 위상 데이타로 표시되는 위상만큼 진행한다.
그리고, 각 캐리어 승산기(11 ∼ 15)의 승산 출력을 혼합기(21)에 공급하고, 이 혼합기(21)에서 혼합하여 송신 신호 출력 단자(22)에 공급한다.
또, 각 캐리어 승산기(11 ∼ 15)에서의 승산에 의한 변조는 각 캐리어간의 주파수 차인 각 주파수 ωs이 2π만큼 진행하는 시간을 T로 하면, 1 변조 단위 Tm이 다음식으로 표시된다.
[식 1]
Tm = (1 + α)T
즉, 각 주파수 ωs이 2π만큼 진행하는 시간 T에 αT만큼 여유를 갖는 시간을 1 변조 단위로 한다. 제2도는 이 1 변조 단위의 각 캐리어를 나타내는 도면이고, 1 변조 단위의 중앙부의 T로 도시되는 기간만큼 위상차를 나타낼 수 있지만, 실제로는 그 전후의 (α/2)T로 표시되는 기간도 동일한 변조를 행한다.
그리고, 송신 신호 출력 단자(22)에 얻어지는 신호를 소정의 송신 채널(송신 주파수)로 주파수 변환하여 안테나에 공급함으로써 무선 송신을 행할 수 있다. 여기에서 본 예에서는 이 송신 신호 출력부를 제3도에 도시한 바와 같이 구성한다.
즉, 송신 신호 출력 단자(22)에 얻어지는 송신 신호를 리미터(31)에 공급하고, 상기 리미터(31)로 송신 신호의 진폭의 제한을 행한다. 상기 리미터(31)은 복소 처리를 행하는 리미터이다. 상기 리미터에서 행해지는 진폭 제한에 대하여 설명하면, 제4도의 A에 도시한 바와 같이, 송신 신호 파형의 진폭 a가 가우스 분포로 변화할 가능성이 높고, 제4도의 B에 도시한 바와 같이, 표준 편차의 약 1.5배 이상의 진폭을 제한하는 처리를 행한다.
그리고, 리미터(31)의 출력을 필터(32)에 공급한다. 이 필터(32)는 로우 패스 필터(LPF)로 구성되어, 리미트된 송신 신호의 고역 성분을 제거하여 송신 신호의 진폭 a의 분포를 제4도의 C에 도시한 상태로 한다.
이와 같은 처리가 행해짐으로써 실제의 송신 신호 파형은 제5도의 A, B, C에 도시한 바와 같이 변화한다. 즉, 제5도의 A에 도시한 변조 파형이 단자(22)에 얻어질 때, 이 파형의 최대 진폭 부분이 리미터(31)에서 제한되고, 제5도의 B에 도시하는 파형이 된다. 그리고 또한 필터(32)에서 상기 진폭 제한된 부분의 고역 성분이 제거되어 제5도의 C에 도시한 파형이 된다.
그리고, 이와 같이 처리되어 필터(32)가 송신하는 출력 신호를 주파수 변환 회로(33)에 공급하고, 이 주파수 변환 회로(33)에서 송신 캐리어 입력 단자(34)에 얻어지는 송신 주파수에 대응하는 송신 캐리어로 주파수 변환을 행하여 주파수 변환된 송신 신호를 파워 앰프(35)에서 증폭한 후, 송신용 안테나(36)에 공급하여 무선 송신한다.
다음에, 이와 같이 송신된 신호를 수신하는 구성에 대하여 제6도를 참조하여 설명한다. 제6도에서 참조 번호(51)은 수신용 안테나를 나타내고 이 안테나(51)에서 수신된 신호를 앰프(52)에서 증폭한 후, 주파수 변환 회로(53)에 공급하고, 수신 캐리어 입력 단자(54)에 얻어지는 수신 캐리어로 주파수 변환하여 베이스 밴드 신호로 복조한다. 그리고, 이 주파수 변환 회로(53)에서 주파수 변환된 베이스 밴드 신호를 5개의 캐리어 승산기(55, 56, 57, 58, 59)에 공급한다. 각 캐리어 승산기(55, 56, 57, 58, 59)에는 제1, 제2, 제3, 제4, 제5의 캐리어 입력 단자(61, 62, 63, 64, 65)에 얻어지는 각각 다른 주파수의 캐리어 신호가 공급되어 각각의 캐리어 승산기(55 ∼ 59)에서 대응된 캐리어 신호의 승산이 행해져 복조된다.
이 경우, 제1, 제2, 제3, 제4, 제5 캐리어 입력 단자(61, 62, 63, 64, 65)에 얻어지는 각각의 캐리어 신호의 주파수는 제1도에 도시한 송신 회로의 단자(16, 17, 18, 19, 20)에 얻어지는 캐리어 신호의 주파수와 같은 주파수로 한다.
그리고, 각 캐리어 승산기(55 ∼ 59)에서 승산하여 얻은 복조 신호를 각각 스위치(66, 67, 68, 69, 70)을 통하여 적분 회로(72, 73, 74, 75, 76)에 공급한다. 이 경우, 각 스위치(66 ∼ 70)은 제어 신호 입력 단자(71)에 얻어지는 스위치 제어 신호에 기초하여 개폐가 제어되고, 각 스위치(66 ∼ 70)의 개폐가 동시에 제어된다.
상기 각 스위치(66 ∼ 70)은 전송되는 신호의 1 변조 단위마다 개폐가 제어된다. 즉, 제1도에 도시한 송신측에서는 1 변조 단위마다 각 캐리어간의 주파수 차인 각 주파수 ωs이 2π만큼 진행하는 시간 T에 αT만큼 여유를 갖게 한 시간을 1 변조 단위로 하였지만, 제7도에 도시한 바와 같이, 1 변조 단위의 중앙부의 T로 도시된 기간만큼 각 스위치(66 ∼ 70)을 닫힌 상태로 한다.
따라서, 각 변조 단위의 중앙 구간에서 각 스위치(66 ∼ 70)이 닫힌 상태일 때, 캐리어 승산기(55 ∼ 59)측으로부터 공급되는 복조 신호가 각 적분 회로(72 ∼ 76)에서 적분된다. 여기에서 본 예의 경우에는 상기 적분된 신호가 적분 기간(즉 1 변조 단위 기간)의 위상의 변화량을 나타내는 위상 데이타가 된다. 여기에서는 각 적분 회로(72, 73, 74, 75, 76)에서 검출된 위상 데이타를 각각 φ0', φ1', φ2', φ3', φ4'로 한다.
그리고, 적분 회로(72)가 검출한 위상 데이타 φ1'과, 적분 회로(73)이 검출한 위상 데이타 φ1'을 위상 승산기(77)에 공급하고, 복소 승산을 행하여 양쪽 위상 데이타의 위상차에 의한 위상 데이타 △φ0'를 검출한다. 또한, 적분 회로(73)이 검출한 위상 데이타 φ1'와, 적분 회로(74)가 검출한 위상 데이타 φ2'를 위상 승산기 (78)에 공급하고, 복소 승산을 행하여 양쪽 위상 데이타의 위상차에 의한 위상 데이타 Δφ1'를 검출한다. 또한, 적분 회로(74)가 검출한 위상 데이타 φ2'와 적분 회로(75)가 검출한 위상 데이타 φ3'를 위상 승산기(79)에 공급하여 복소 승산을 행하여 양립상 데이타의 위상차에 의한 위상 데이타 △φ2'를 검출한다. 또한, 적분 회로(72)가 검출한 위상 데이타 φ3'와 적분 회로(76)이 검출한 위상 데이타 φ4'를 위상 승산기(80)에 공급하여 복소 승산을 행하고 양립상 데이타의 위상차에 의한 위상 데이타 △φ3'를 검출한다.
그리고, 각 위상 승산기(77, 78, 79, 80)이 검출한 위상 데이타 △φ0', △φ1', △φ2'. △φ3'를 각각 다른 위상 데이타/수신 데이타 변환 회로(81, 82, 83, 84)에 공급한다. 이 위상 데이타/수신 데이타 변환 회로(81 ∼ 84)에서는 송신시의 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로(2, 3, 4, 5)에서의 변환 처리와는 반대의 변환 처리를 행한다. 즉, 변환 회로(81 ∼ 84)에 공급되는 위상 데이타가 상술한 표 1에 나타낸 4 위상(π/4, 3π/4, -3π/4, -π/4)의 어느 것에 가장 가까운지 판별하고판별된 위상값을 표 1에 나타낸 2 비트[X, Y]의 데이타로 변환한다.
그리고, 각 변환 회로(81 ∼ 84)에서 변환하여 얻은 2 비트 데이타를 합성하여 8 비트 데이타로 하고, 이 8 비트 데이타를 수신 데이타 출력 단자(85)에서 출력시킨다.
이상 설명한 송신 처리와 수신 처리가 행해짐으로써, 송신측의 단자(1)에 얻어지는 비트 데이타가 무선 전송되어 수신측의 단자(85)에 얻어진다. 이 경우의 전송처리로서는 복수의 캐리어를 사용하여 전송되는 소위 멀티캐리어 방식이지만, 각 캐리어간의 위상차로 데이타를 전송하는 처리이다. 따라서, 수신측에서는 각 캐리어의 위상을 검출하고, 그 위상차를 검출하는 것만으로 전송되는 데이타를 검출할 수 있고, 종래와 같이 캐리어 그 자체에 데이타가 변조되고 있는 경우와 같이, 전송되는 블럭 등을 재생할 필요가 없어서 PLL 회로 등의 복잡한 동기 회로를 필요로 하지 않는 간단한 구성으로 송신 처리나 수신 처리를 할 수 있다.
그리고, 본 예의 전송 처리에 의하면, 위상차 정보를 전송하는 것만으로 양호하므로 지연 분산이 큰 전송로에서도 부호간 간섭이 적은 전송을 할 수 있어서, 예를 들면 이동체 통신과 같은 전송에 적용하여도 정확하게 데이타를 전송할 수 있다. 이 경우, 전송 특성의 열화와 인접 채널의 방해를 최소화하면서 통신 파형의 다이나믹레인지를 최소화 할 수 있다. 또한, 인접 채널로부터의 방해를 다소의 타이밍의 오차를 허용하여도 받을 수 없음과 동시에 1 채널 내의 각 캐리어가 다른 캐리어에 끼치는 영향도 제거할 수 있다.
또한, 수신측에서 PLL 회로 등에 의한 캐리어 재생을 행할 필요가 없으므로수신 상태가 나쁜 SN비가 낮은 경우라도 양호하게 수신할 수 있게 된다.
또한 본 예의 경우에는 송신측에서의 1 변조 단위에 약간의 여유(수식 1의 αT)를 갖고 수신측에서 이 여유분을 제외한 기간에서 위상을 검출하도록 하였기 때문에 이러한 점에서도 양호하게 수신할 수 있게 된다.
또한 본 예의 경우에는 송신 처리시에 변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터(31)과, 이 리미터(31)의 출력을 필터링하는 필터(32)를 설치하고, 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배로 진폭 제한을 행하도록 함으로써 각 캐리어의 혼합에 의해 송신 파형의 피크치가 커지는 경우가 있어도 송신 파형을 왜곡시키지 않고 양호하게 전송할 수 있다.
또, 상기 리미터(31)과 필터(32)에 의한 처리는 본 예의 송신 회로 이외의 방식의 송신 회로에도 적용할 수 있다. 즉, 진폭의 확률 분포가 가우스 분포에 근사한 변조 출력 파형을 출력하는 각종 회로에 적용할 수 있다.
또, 상술한 실시예에서는 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배로 진폭 제한을 행하게 하였지만, 진폭 분포의 표준 편차의 1.5배 이상의 소정치로 전폭 제한을 행하게 하여도 좋다.
또한, 상술한 실시예에서는 1 단위 8 비트의 데이타를 2 비트씩 위상차 데이타로 변환하여 5개의 캐리어를 사용하여 전송하도록 하였지만 보다 많은 캐리어를 사용하여 보다 많은 데이타를 동시에 전송할 수 있게 하여도 되고, 혹은 캐리어의 수를 적게 하여도 된다.
또, 송신 처리나 수신 처리로서는 각 캐리어간의 위상차로 데이타를 전송하는 구성이라면, 다른 처리로 송수신되는 구성으로 하여도 좋다.
여기에서, 본 예와 같이 각 캐리어간의 위상차에서의 데이타의 전송이 양호하게 가능한 것을 수식을 이용하여 설명한다. 우선, 제1도의 구성의 송신 회로에서 얻어지는 송신 신호 파형은 [식 2]로 나타난다.
제1도의 구성의 경우에는 위상차를 전송하기 위하여 5개의 캐리어를 사용하므로 [식 2]의 N이 4가 된다. 그리고 [식 2]에서는 상기 5개의 캐리어는 ωs만큼 주파수가 떨어져 있는 것을 나타낸다. 또, ωc는 송신 주파수[즉 제3도의 주파수 변조 회로(33)에서 변환되는 주파수]를 나타낸다.
그리고, 전송로에 지연파 등이 없는 경우, P번째의 캐리어로 변조된 위상 φp는 [식 3]에서 구해진다.
여기에서, (T)는 1 변조 단위의 변조 신호가 포함되는 구간의 시간이다. 이[식 3]을 전개하면 결국 다음식과 같이 된다.
따라서, 송신측에서 변조된 위상 φp와, 수신측에서 복조된 위상 φp'는 같고, 완전한 전송이 가능한 것을 나타낼 수 있다. 그리고, 전송로에 지연 분산이 있다고 가정하면, 그 임펄스 응답은 [식 5]로 표시된다.
윗 [식 5]에서, M은 지연파의 수를 나타내고, τk는 각 지연 패스의 지연 시간을 나타내고, mk는 그 패스의 복소 진폭을 나타낸다. 이와 갈이 임펄스 응답을 정하면, 수신 신호는 [식 2]와 [식 5]의 컨벌루션으로 얻어지고, [식 6]과 같이 된다.
그리고, 이 지연 분산이 있는 상태에서 수신측에서 복조된 위상 φp'는 [식 7]으로 구해진다.
그리고, 수신측에서 검출되는 차동 위상 △φp'는 (p + 1)번째의 캐리어 위상과 p번째의 캐리어 위상의 차이기 때문에 [식 8]에서 구해진다.
이제, 변조 시간 T를 지연 분산 τk보다 충분히 크게 선택하면, 다음 [식9], [식 10]을 얻을 수 있다.
따라서, 수신측에서 복조된 위상 정보 φp'는 송신측에서 송출되는 위상 정보 φp에 실수항 ap를 승산한 값이 되고 다음식으로 표시된다.
여기에서, 실수는 위상 정보에 영향을 미치지 않고, 정확하게 위상 정보를 전송 가능한 것을 알 수 있다. 또한, 부호간의 간섭은 없다.
여기까지의 수식을 이용한 설명은 인접하는 채널에 배치된 다른 변조파에 대해서도 적용할 수 있고, 다소의 타이밍 오차가 있어도 다른 채널에 영향을 주지 않는 것을 알 수 있다.
여기까지 나타난 수식을 이용하여 실제의 이동체 통신 시스템에 적용한 경우에 대하여 검토하면, 예를 들면 기지국으로부터 반경 1 Km를 초과하는 거리의 서비스 에리어를 설정하여 기지국과 이동체인 단말국과의 무선 통신을 행하는 셀룰라 시스템에서는 지연 분산이 10 μ초 ∼ 20 μ초 정도이다. 또한, 페이징에 의한 시간적 변동 주기는 캐리어 주파수 800 MHz에서 단말국의 이동 속도 100Km/h에서 1/100 Hz = 10000 μ초 정도가 상정된다. 이와 같은 조건에서 본 예의 통신 방식을 사용하는 경우에는 1 변조 단위의 변조 시간 T는 100 μ초 ∼ 1000 μ초 정도가 적당한 값이 된다.
다음에, 본 발명의 제2 실시예를 제8도 및 제9도를 참조하여 설명한다. 상기 제8도 및 제9도에서 제1도 ∼ 제7도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고, 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서도 제1도의 예와 마찬가지로, 디지탈 데이타의 무선 통신이 행해지는 통신 시스템에 적용한 것으로, 제8도에 도시한 구성으로 송신 처리를 행한다. 이 제8도에 도시한 송신 처리 회로는 혼합기(21)에서 각 캐리어 승산기(11 ∼ 15)의 출력을 혼합할 때까지는 제1도에 도시한 송신 처리와 거의 같은 구성이다. 그리고, 혼합기(21)의 출력을 시간 파형 승산용의 승산기(24)에 공급하고, 시간 파형 발생 회로(23)이 출력하는 시간 파형을 1 변조 단위마다 송신 신호에 승산하여 승산된 신호를 출력 단자(22)에 공급한다.
여기에서, 시간 파형 발생 회로(23)이 출력하는 시간 파형을 제9도에 도시하였다. 상기 시간 파형은 1 변조 단위마다 승산되는 파형이지만, 우선 1 변조 단위의 데이타 구성에 대하여 설명하면, 1 변조 단위 Tm은 상술한 [식 1]에 도시한 바와 같이, αT만큼 여유를 갖는 시간으로 되어 있고, 이 여유 시간 αT가 (α/2)T씩 2등분되어 중앙의 데이타 본체부 T의 전후에 배치되어 있다.
그리고, 시간 파형으로서는 중앙의 데이타 본체부 T에서 일정한 레벨을 유지하는 파형으로 되어 있고, 이 데이타 본체부 T의 전후의 여유 시간(α/2)T 중, 데이타 본체부 T에 인접하는 소정 구간(-T0∼ 0인 구간 및 T ∼ T + T0인 구간)이 가드 타임부로 되고, 이 가드 타임부에서도 데이타 본체부 T와 같은 일정 레벨을 유지하는 파형으로 되어 있다. 그리고, 나머지 여유 시간이 램프부(-TG- TR∼ -TG의 구간 및 T + TG∼ T + TG+ TR의 구간)로 되고, 이 전후의 램프부에서 일정 레벨까지 상승하는 파형으로 되어 있다. 또, 이 상승하는 파형으로서는 1차의 sin(또는 cos) 함수의 기함수(상승과 하강에서 기대칭인 곡선)로 도시되는 곡선의 파형으로 되어 있다.
이와 같은 시간 파형을 송신 신호에 승산함으로써, 수신 신호를 수신하는 측에서는 간단하게 1 변조 단위 마다의 신호를 수신 처리할 수 있게 된다. 특히, 시간 파형으로서 램프부에서 정현파 등의 곡선으로 변화하는 파형으로 함으로써 시간 파형의 승산에 의해 고조파가 발생하지 않고, 양호하게 처리할 수 있다.
다음에, 본 발명의 제3 실시예를 제10도를 참조하여 설명한다. 이 제10도에서 제1도 ∼ 제9도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서도 제1도의 예와 마찬가지로, 디지탈 데이타의 무선 통신이 행해지는 통신 시스템에 적용한 것으로, 제8도에 도시하는 구성의 통신 처리와 마찬가지로, 시간 파형의 승산을 행하는 회로로 되어 있다. 본 예에서는 제1, 제2, 제3, 제4, 제5의 캐리어 입력 단자(16, 17, 18, 19, 20)에 얻어지는 각각 주파수가 상이한 캐리어를 각각 승산기(16a, 17a, 18a, 19a, 20a)에 공급하고 각 승산기(16a ∼ 20a)에서 시간 파형 발생 회로(23)이 출력하는 1 변조 단위마다의 시간 파형을 개별적으로 승산시킨다. 그리고, 시간 파형이 승산된 각 주파수의 캐리어를 각각 캐리어 승산기(11, 12, 13, 14, 15)에 공급하여 위상 데이타 φ0, φ1, φ2, φ3, φ4와 승산 처리한다.
그리고, 이 경우의 시간 파형 발생 회로(23)이 출력하는 1 변조 단위마다의 시간 파형에 대해서도 제9도에 도시한 시간 파형으로 한다.
그 외의 부분은 제1도 예의 송신 처리 회로 및 제8도 예의 송신 처리 회로와 동일하게 구성한다.
이와 같이 각 캐리어에 직접 시간 파형을 승산하는 구성으로 함으로써, 제8도에 도시한 바와 같이 각 캐리어로 변조된 신호가 혼합된 신호에 시간 파형을 승산하는 경우와 동일한 송신 신호가 얻어지고, 수신측에서 1 변조 단위마다의 신호를 간단하게 수신 처리할 수 있게 된다.
다음에, 본 발명의 제4 실시예를 제11도를 참조하여 설명한다. 제11도에서 제1도 ∼ 제10도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서는 제10도에 도시한 캐리어와 시간 파형과의 승산 처리를 행하는 대신에, 직접 승산된 신호를 발생시키도록 한 것이다. 즉, 캐리어ㆍ시간 승산 파형 발생 회로(24a, 24b, 24c, 24d, 24e)를 설치하고 각각의 발생 회로(24a ∼ 24e)에서 제1, 제2, 제3, 제4, 제5 캐리어와 제9도에 도시한 시간 파형과의 승산 신호를얻는다. 그리고, 이 발생 회로(24a ∼ 24e)의 출력을 각각 캐리어 승산기(11, 12, 13, 14, 15)에 공급한다.
그 외의 부분은 제10도에 도시한 송신 처리 회로와 동일하게 구성한다.
본 예의 경우에는 승산기를 필수로 하지 않는 간단한 구성으로 각 캐리어와 시간 파형과의 승산 신호를 얻을 수 있다. 즉, 시간 파형의 곡선부는 정현파로 되어 있기 때문에, 정현파 함수의 승산은 삼각 함수의 가법 정리에서 2개의 삼각 함수의 합과 2n의 나눗셈으로 변환할 수 있다. 따라서 승산을 필요로 하지 않는 간단한 구성의 회로에서 각 캐리어ㆍ시간 승산 파형 발생 회로(24a ∼ 24e)가 실현 가능하다.
여기에서, 이 시간 파형과 캐리어와의 승산 신호가 승산을 필요로 하지 않는 간단한 구성으로 실현 가능한 것을 수식을 이용하여 설명한다. 우선, 시간 파형을승산한 경우의 출력 단자(22)에 얻어지는 신호는 다음의 [식 12]로 표시된다.
단, ωc = 2π/T로 한다.
그리고, 각 캐리어ㆍ시간 승산 파형 발생 회로(24a ∼ 24e)의 출력 신호는 1 = 0, 1 …4에 대응하여 이하와 같이 된다.
여기에서, YL(t)의 계산이 삼각 함수의 2차식이 나오지 않는 간단한 식인 것을 이하에 도시하면 - TR- TG t < - TG의 구간에서는 다음식으로 표시된다.
이 [식 14]를 다음과 같이 α, β로 치환한다.
이와 같이 치환함으로써, 다음식으로 나타내는 계산으로 캐리어와 시간 파형과의 승산 신호를 얻을 수 있다.
또한, T + TG tT + TG+ TR의 구간에서도 동일한 연산으로 캐리어와 시간 파형과의 승산 신호를 얻을수 있다. 따라서 각 캐리어ㆍ시간 승산 파형 발생 회로(24a ∼ 24e)의 출력 신호는 삼각 함수의 합과 간단한 나눗셈에 의한 연산으로 얻을 수 있다.
실제의 각 캐리어ㆍ시간 승산 파형 발생 회로(24a ∼ 24e)의 구성으로서는 시간 파형의 각 샘플점의 값을 기억한 ROM 테이블(메모리)와, 각 주파수 캐리어와 각 샘플점의 값을 기억한 ROM 테이블을 설치하여 양쪽 ROM 테이블에서 판독한 값을 상술한 수식에 의한 연산 처리로 연산 신호를 얻게 하거나 혹은 상술한 연산에 의해 구해지는 각 샘플점에서의 캐리어와 시간 파형과의 승산치를 해석한 값을 기억한 ROM 테이블을 설치하여 이 ROM 테이블에서 순차 판독하여 발생시키도록 하여도 좋다.
또, 지금까지 설명한 각 주파수의 캐리어와 시간 파형과의 승산 처리의 간이화는 지금까지의 각 실시예에서 적용한 캐리어간의 위상차에 의해 데이타를 전송하는 방식 이외의 통신 방식에도 적용할 수 있다. 즉, 시간 파형을 연속적으로 중첩할 필요가 있는 전송 방식이라면, 복수의 캐리어를 전송하는 멀티 캐리어 방식, 단일 캐리어를 사용하는 방식의 어떤 것이라도 적용할 수 있고, 그 경우의 연산 처리에 필요한 회로 구성을 간략화할 수 있다.
다음에, 본 발명의 제5 실시예를 제12도 및 제13도를 참조하여 설명한다. 이 제12도 및 제13도에 있어서 제1도 ∼ 제11도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서는 제1도의 예와 동일한, 디지탈 데이타의 무선 통신이 행해지는통신 시스템의 송신 처리에 적용한 것으로, 캐리어와 위상 데이타와의 승산 처리를 간이화한 것이다. 즉, 제12도에 도시한 바와 같이 구성한 것으로, 제1도에 도시한 기준 위상 데이타 발생 회로(6)이 출력하는 초기 위상 데이타 φ0를 ω0파형 발생 회로(25a)에 공급하고, 위상 승산기(7)이 출력하는 위상 데이타 φ1를 ω1파형 발생 회로(25b)에 공급하고, 위상 승산기(8)이 출력하는 위상 데이타 φ2를 ω2파형 발생 회로(25c)에 공급하고, 위상 승산기(9)가 출력하는 위상 데이타 φ3를 ω3파형 발생 회로(250)에 공급하고, 위상 승산기(10)이 출력하는 위상 데이타 φ4를 ω4파형 발생 회로(25e)에 공급한다. 그리고, 각각의 발생 회로(25a ∼ 25b)는 1 변조 단위마다 공급되는 위상 데이타를 초기 위상치로서, 이 초기 위상치에 샘플 간격마다 순차 위상치를 가산하여 캐리어로 변조된 위상 데이타를 직접 얻게하여, 위상 변조된 송신 신호를 얻고, 이 송신 신호를 혼합기(21)에서 혼합하여 1 계통의 신호로 하고, 이 혼합 신호를 송신 신호 출력 단자(22)에 공급한다.
그 외의 부분은 제1도에 도시한 송신 회로와 동일하게 구성한다.
여기에서, 각 ωn파형 발생 회로(25a ∼ 25e)의 구성을 제13도에 도시한다. 입력 단자(101)에 얻어지는 위상 데이타를 복소 위상ㆍ위상각 변환기(102)에 공급하고, 위상 데이타를 판별하여 각도 데이타로 변환한다. 여기에서 위상 데이타가 4상 변환이라면 변환값으로서 4개의 각도 데이타를 갖고 있으면 좋다.
그리고, 얻어진 각도 데이타를 초기 위상치로서 스위치(103)을 통하여 위상각ㆍ복소 위상 변환기(107)에 공급함과 동시에, 지연 회로(104)를 통하여 가산기 (105)에 공급한다. 그리고, 위상각ㆍ복소 위상 변환기(107)에서는 삼각 함수 ROM 테이블(108)에서 판독한 데이타에서 복소 위상 파형 신호로 변환하고, 변환된 복소 위상 파형 신호를 출력 단자(109)에서 출력시킨다.
그리고, 지연 회로(104)를 통하여 가산기(105)에 공급된 초기 위상치에는 샘플분 위상각의 n배 데이타 발생 회로(106)의 출력이 가산되고, 이 가산기(105)의 출력을 스위치(103)을 통하여 위상각ㆍ복소 위상 변환기(107) 및 지연 회로(104)에서 가산기(105)로 순차 공급시킨다.
따라서, 초기 상태에서는 스위치(103)은 복소 위상ㆍ위상각 변환기(102)측과 접속되고, 이후에는 가산기(105)측으로 전환하고, 1 샘플분 위상각의 n배 데이타가 1 샘플마다 순차 가산되어 위상각ㆍ복소 위상 변환기(107)에 공급되고, 출력 단자 (109)에서 출력되는 복소 위상 파형이 (복소) 위상 데이타를 캐리어로 직접 변조한 신호가 된다.
이와 같이 하여 직접 캐리어로 변조된 신호가 얻어지므로, 제1도에 도시한 캐리어 승산기(11 ∼ 15)가 불필요하게 되고, 멀티캐리어 방식의 송신 회로의 회로 규모를 축소할 수 있음과 아울러 연산 처리량을 감소시킬 수 있다.
또, 본 실시예에서는 캐리어간의 위상차에 따라 데이타를 전송하는 통신 방식에 적용하였지만, 복수의 캐리어를 동시 전송하는 멀티캐리어 방식이라면 다른 통신 방식에도 적용할 수 있다.
다음에, 본 발명의 제6 실시예를 제14도 및 제15도를 참조하여 설명한다. 이제14도 및 제15도에 제1도 ∼ 제13도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서는 제6도의 예와 동일한, 디지탈 데이타의 무선 통신이 행해지는 통신 시스템의 수신 처리에 적용한 것으로, 수신 신호에 시간 파형을 승산하도록 한 것이다. 제14도에 도시한 수신 처리 회로는 제6도의 혼합기(53)에서 베이스 밴드 신호로 복조된 신호의 처리를 나타내는 회로이고 여기에서는 베이스 밴드 신호로서 I 성분과 Q 성분의 신호가 직접 변조된 신호로 되어 있고, I 성분의 신호를 단자(86a)에서 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기(87a)에 공급한다. 또한, Q 성분의 신호를 단자(86b)에서 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기(87b)에 공급한다.
상기 각각의 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기(87a, 87b)는 1 비트 출력으로서 1 또는 -1의 데이타를 출력하는 변환기이고, 2개의 변환기(87a, 87b)의 출력을 조합시킴으로써 [1, 1], [1, -1], [-1, 1], [-1, -1]의 4개의 2 비트 출력이 얻어진다. 또, 각 아날로그/디지탈 변환기(87a, 87b)는 2n배(예를 들면 64배)의 샘플링을 행하는 컨버터로 되어 있다. 그리고, 각 아날로그/디지탈 변환기(87a, 87b)의 출력을 5개의 캐리어 승산기(55, 56, 57, 58, 59)에 공급한다.
그리고, 입력 단자(61, 62, 63, 64, 65)에 얻어지는 각각 주파수가 상이한 캐리어를 각각 승산기(61a, 62a, 63a, 64a, 65a)에 공급한다. 상기 각각의 승산기 (61a, 62a, 63a, 64a, 65a)에 공급한다. 상기 각각의 승산기(61a ∼ 65a)에서는 시간 파형 발생 회로(91)에 출력하는 시찬 파형을 승산하는 처리를 행한다. 이 시간파형 발생 회로(91)은 1 변조 단위마다 제15도에 도시하는 구성의 시간 파형을 발생시킨다.
즉, 데이타 본체부의 구간 T의 시작 부분(시간 0인 타이밍)과 종단 부분(시간 T인 타이밍)을 중심으로 하여 소정 기간 βT만큼 램프 타임부가 형성된 시간 파형으로 한다. 이 경우, 램프부의 중심이 데이타 본체부의 경계로 되어 있고, (β/2)T만큼 경계부 0 및 T에서 전 및 후로 램프 타임부로부터 연장되어 있다. 이 전후의 램프 타임부의 파형은 정현파 등의 1차 함수이고, 또 기함수(기대칭이 되는 함수)의 곡선으로 되어 있다. 그리고, 본 예의 경우에는 상기 램프 타임부가 연장된 구간인 (β/2)T의 구간을 변조용 시간 파형(제9도 참조)의 가드 타임부의 구간(즉 -TG∼ 0 및 T ∼ T + TG)과 거의 일치시키고 있다.
그리고, 상기 복조용 시간 파형을 각 승산기(61a ∼ 65a)에서 각 캐리어의 공액 복소값으로 승산 처리한다. 이 경우의 샘플링은 아날로그/디지탈 변환기(87a, 87b)에서의 샘플링과 같은 레이트로 행한다.
그리고, 이 캐리어와 시간 파형이 승산된 공액 복소값을 각 캐리어 승산기 (55, 56, 57, 58, 59)에 공급하고, 2개의 변환기(87a, 87b)의 2 비트 출력과 공액 복소 승산을 행한다. 단, 변환기(87a, 87b)의 출력이 상술한 [1, 1], [1, -1], [-1, 1], [-1, -1] 뿐이기 때문에 공액 복소 승산을 가산 처리하고 연산할 수 있다.
그리고, 상기 각 캐리어 승산기(55, 56, 57, 58, 59)의 승산 출력을 각각 적분 회로(72a, 73a, 74a, 75a, 76a)에 공급한다. 상기 적분 회로(72a ∼ 76a)는 데이타의 1 변조 단위마다 시간 파형을 승산 처리한 기간만큼 적분하는 회로이고, 적분 기간의 위상의 변화량을 나타내는 위상 데이타가 된다.
그리고, 이 적분하여 얻은 위상 데이타를 차동 복조기(90)에 공급하고, 각 위상 데이타로부터 2 비트의 데이타를 복조하여 합계 8 비트의 복조 데이타를 출력 단자(85)에 얻는다. 상기 차동 복조기(90)은 제1 실시예로서 제6도에서 설명한 위상 승산기(77 ∼ 80)과 변환 회로(81 ∼ 84)에서의 복조 처리와 같은 처리를 행하는 복조기이다.
그 외의 부분은 제6도에 도시한 수신 회로와 동일하게 구성한다.
이와 같이 하여 수신 처리를 행함으로써, 수신 신호에 1 변조 단위마다 시간 파형이 승산되어 1 변조 주기마다 전송되는 데이타의 복조를 양호하게 행할 수 있다. 특히, 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기를 사용하여 샘플링하도록 하였기 때문에 캐리어와 시간 파형과의 승산치와의 연산 처리가 간단한 회로에 의한 간단한 연산으로 실현할 수 있고, 다진 비트의 데이타 열을 얻는 아날로그/디지탈 변환기를 사용한 경우에 비하여 동일 정밀도를 얻는데 필요한 회로 구성을 간단히 할 수 있다. 또한, 제15도에 도시한 형상의 시간 파형을 승산하는 처리가 수신 신호의 고조파 성분의 노이즈를 저감하는 로우 패스 필터로서 기능하고, 별도의 로우 매스 필터를 회로에 포함시킬 필요가 없어서, 로우 패스 필터를 사용하지 않고, 노이즈가 없는 양호한 처리를 할 수 있다.
다음에, 본 발명의 제7 실시예를 제16도를 참조하여 설명한다. 제16도에서 제1도 ∼ 제15도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고, 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서는 제6 실시예에서 설명한 제14도의 수신 처리에서의 시간 파형과 캐리어와의 승산을 간략화한 것으로, 제16도에 도시한 바와 같이 구성한다. 즉, 본 예에서는 시간 파형과 캐리어와의 승산 신호를 직접 얻는 승산 파형 발생 회로 (91a, 91b, 91c, 91d, 91e)를 캐리어마다 설치하고, 상기 각 승산 파형 발생 회로 (91a, 91b, 91c, 91d, 91e)의 출력을 캐리어 승산기(55, 56, 57, 58, 59)에 공급하여 수신 신호와 공액 복소 승산하도록 한 것이다.
그 외의 부분은 제14도에 도시한 수시 회로와 동일하게 구성한다.
본 예의 경우에는 가산과 비트 시프트만의 간단한 구성으로 각 캐리어와 시간 파형과의 승산 신호를 얻을 수 있다.
여기에서, 상기 시간 파형과 캐리어와의 승산 신호가 승산을 필요로 하지 않는 간단한 구성으로 실현할 수 있는 것을 수식을 이용하여 설명한다. 우선, 수신된 베이스 밴드 신호는 다음식으로 나타난다.
여기에서, φL은 정보를 차동 QPSK 변조한 신호의 위상, ωs은 기본 캐리어 주파수이고, T = 2π/ωs의 관계가 있다. 또한, a는 램프 타임부와 카드 타임부의 전체 길이의 데이타 본체부 T에 대한 비이고, a > 0이다.
그리고, 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기에서의 샘플링 레이트를 ωs의 N배로 한다. N은 2의 누승인 수이고, 캐리어의 갯수(여기에서는 5개) 이상으로 한다(여기에서는 N은 64로 한다).
그리고, 시간 파형은 다음식으로 정의되는 형상으로 한다.
여기에서, α = 8/1로 두고, Nωs의 샘플링 레이트로 이산화하면, 다음식으로 나타내는 바와 같이 된다.
그리고, 캐리어와 파형을 Nωs의 샘플링 레이트로 이산화한다. 여기에서는 ωL= 1ωs로 한다. 우선, 캐리어와 원래의 파형을 다음식으로 나타낸다.
여기에서 a를 상기의 시간 파형보다 긴 1/4로 선택하여 이산화하면, 다음식으로 나타나게 된다.
이상에서 시간 파형과 캐리어와의 승산치를 구하면, 다음식으로 나타나게 된다.
여기에서, 다음에 나타내는 sin, con 테이블을 정의한다.
이 테이블을 사용하면, 시간 파형과 캐리어와 승산치는 다음식으로 나타난다.
상기 [식 24] 식에서, 가법 정리에 의해 다음식으로 치환할 수 있다.
이 [식 25]에 의해 u(k) ×vl(k)는 테이블의 인덱스트의 계산과 가법과 시프트에 의한 나눗셈만으로 계산할 수 있는 것을 알 수 있다. 따라서, ROM 테이블과 연산 회로에서 시간 파형과 캐리어와의 승산 신호 발생 회로를 구성할 수 있다.
다음에, 본 발명의 제8 실시예를 제17도를 참조하여 설명한다. 제17도에서 제1도 ∼ 제16도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서는 상술한 제2 실시예에서 설명한 제9도에 도시하는 시간 파형을 승산하여 변조된 송신 신호를 수신하여 복조하는 수신 회로로 한 것으로, 제17도를 수신 베이스 밴드 신호를 처리하는 회로이고, 입력 단자(111)에는 수신된 베이스 밴드 신호가 얻어진다. 이 베이스 밴드 신호를 시간 파형 승산 회로(112)에 공급하고, 제9도에 도시한 시간 파형을 1 변조 단위마다 승산한다. 이 시간 파형 승산 회로(112)로서는 예를 들면 cos 롤 오프 필터가 사용된다. 그리고, 이 시간 파형이 승산된 신호를 샘플링 수단(즉 아날로그/디지탈 변환기)(113)에 공급한다. 여기에서는 2 ×2N의 샘플링을 행한다. 단, 2N은 캐리어 갯수 이상으로 한다.
그리고, 샘플링 수단(113)의 출력을 고속 푸리에 변환 회로(이하 FFT 회로라 한다)(114)에 공급하고, 각 변조 단위마다 데이타 본체부 T의 2배 시간의 샘플링점의 데이타(제15도에 도시한 바와 같이 데이타 본체부 T를 중심으로 하여 2배의 시간 2T의 데이타 : 2 × 2N점)을 사용하여, 고속 푸리에 변환에 의한 연산으로, 캐리어 갯수의 복조 신호[즉 제6도에서 캐리어 승산기(55 ∼ 59)에서 복조하는 것과 같은 복조 회로]를 얻고, 이 복수의 캐리어에서 복조된 신호를 차동 복조기(115)에 공급하고, 각 계통의 위상차로 데이타를 복조한다. 이 차동 복조기(115)는 제1 실시예로서 제6도에서 설명한 위상 승산기(77 ∼ 80)과 변환 회로(81 ~ 84)에서의 복조 처리와 같은 처리를 행하는 복조기이다. 그리고, 복조된 데이타를 출력 단자 (116)에 얻는다.
이와 같이 하여 복조 처리를 행함으로써, 시간 파형으로서 데이타 본체부와가드 타임부와의 경계가 기대칭인 파형이므로, 게이트 신호인 시간 파형이 고조파 성분을 포함하지 않게 되고, 구형파의 게이트 신호를 사용하는 경우에 비하여 희망 주파수 이외에서의 노이즈를 감소시킬 수 있다.
다음에, 본 발명의 제9 실시예를 제18도 ∼ 제21도를 참조하여 설명한다. 제18도 ∼ 제21도에 있어서, 제1도 ∼ 제17도에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고 그 상세 설명은 생략한다.
본 예에서는 상술한 제2 실시예에서 설명한 제9도에 도시한 시간 파형을 승산하여 변조된 송신 신호를 수신하여 복조하는 수신 회로로 한 것으로, 제8 실시예에서 도시한 제17도의 복조 처리를 간단한 구성으로 실현할 수 있도록 한 회로이다. 즉, 제18도에 도시한 바와 같이, 입력 단자(111)에 얻어지는 수신 베이스 밴드 신호를 시간 파형 승산 회로(112)에 공급하고, 제9도에 도시한 시간 파형을 1 변조 단위마다 승산한다. 그리고, 이 시간 파형이 승산된 신호를 샘플링 수단(즉 아날로그/디지탈 변환기)(113)에 공급한다. 여기에서는, 2 ×2N(2N은 캐리어 갯수 이상)의 샘플링을 행한다.
그리고, 샘플링 수단(113)의 출력을 램프부 가산 회로(117)에 공급한다. 이 램프부 가산 회로(117)에서는 데이타 본체부의 중심에서 T/2 이상 떨어진 데이타를 T 떨어진 점에 가산하여 T 시간 내에 모든 데이타를 갖게 하는 처리를 행한다. 즉, 제19도의 A에 도시한 바와 같이, a1으로 표시되는 램프부의 데이타를 T 떨어진 a2 부분에 가산함과 동시에, b1으로 도시되는 램프부의 데이타를 T 떨어진 b2 부분에 가산하고, 제19도의 B에 도시한 바와 같이, T 시간 내에 모든 데이타가 있는 구형파로 게이트한 경우와 동일한 파형을 얻는다. 또, 본 예의 회로가 적용되는 변조 신호인 경우에는 시간 T만큼 떨어진 위치에서는 동일 신호가 되고 가산함으로써 변조 신호에 포함되는 위상 정보가 흐트러지는 것은 아니다.
그리고, 이 램프부 가산 회로(117)의 출력을 FFT 회로(118)에 공급하고, 각 변조 단위마다 데이타 본체부 T의 시간의 샘플링점(2N점)의 데이타를 사용하여 고속 푸리에 변환에 의한 연산에서, 캐리어 갯수 만큼의 복조 신호[즉 제6도에서 캐리어 승산기(55 ∼ 59)에서 복조하는 것과 같은 복조 처리]를 얻고, 이 복수의 캐리어로부터 복조된 신호를 차동 복조기(115)에 공급하여 각 계통의 위상차로 데이타를 복조한다.
그 외의 부분은 제17도에 도시한 복조 처리 회로와 동일하게 구성한다.
본 예의 경우에는 램프부의 가산 처리를 행하여 1 변조 단위마다 데이타 본체부 T의 시간의 샘플링점(2N점)의 데이타만을 사용하여 복조하도록 하여 제17도의 예의 경우에 비하여 절반의 샘플링점의 데이타만을 사용하고 있지만, 제17도의 예와 모드 같은 연산 결과가 얻어진다. 따라서, 절반의 샘플링점의 데이타로 양호한 분량 만큼의 연산 처리량을 적게할 수 있고, 회로 구성을 간략화할 수 있다.
여기에서, 제17도 또는 제18도의 회로에서 복조 처리만 경우의 희망 주파수 밖의 감쇠 상태를 제20도에 도시하면, 구형파를 시간 파형으로서 사용한 경우(실선으로 도시한 특성)와 비교하여, 본 예의 시간 파형을 사용한 경우(파선으로 도시한 특성)에는 희망 주파수 이외의 대역을 대폭적으로 감쇠시킬 수 있다.
다음에, 제17도에 도시한 회로에서 2T 시간(제21도에 도시한 바와 같이 0을 기준으로서 -T ∼ T 사이의 샘플링점)을 고속 푸리에 변환한 값, 제18도에 도시한 회로에서 T 시간(제21도에 도시한 바와 같이 0을 기준으로 -T/2 ∼ T/2 사이의 샘플링점)을 고속 푸리에 변환한 값이 같아지는 것을 수식을 이용하여 설명한다.
먼저, 제21도에 도시한 구간 -T/2t < T/2에 d개의 멀리캐리어 신호가 존재하고, 캐리어와 기본 주파수를 ωc= 2π/T로 하면, 신호 x(t)는 이하와 같이 나타낸다.
여기에서 φL은 캐리어 상의 위상 정보이다.
그리고, 2T 기간을 2 ×2N개의 샘플링을 행하게 하면, 신호 x(t)는 이하와같이 된다.
샘플링 주파수 ωs은 2N×ωc된다. 여기에서 -Tt < T인 구간에서의 FFT의 연산을 행할 때에는 샘플링점이 2 ×2N개이므로 이하의 주파수에 대한 출력이 얻어진다.
여기에서 주목하는 캐리어로서 존재하는 주파수의 인덱스는 k = 2r, r = 0, 1, d-1이고, FFT의 연산을 행한 결과는 다음식과 같이 된다.
그리고, k를 r로 표시하고 un의 특성을 이용하면 다음식과 같아진다.
한편, -T/2t < T/2인 구간에서의 FFT의 연산을 행할 때에는 샘플링점이 2N개이므로 이하의 주파수에 대한 출력이 얻어진다.
여기에서 주목하는 캐리어로서 존재하는 주파수의 인덱스는 β = 0, 1, … d-1이고, FFT의 연산을 행한 결과를 [식 32]으로 나타내고, 주목하는 인덱스에 대한 주파수 엇분의 값을 [식 33]으로 나타내었다.
상기 [식 33]은 [식 30]과 같고, 2T 시간에 대한 FFT의 연산과, T 시간에 대한 FFT의 연산과는 kωc(k = 0, 1, … d-1)에 대한 출력을 같은 것을 알 수 있다.
다음에, 제18도의 회로에 있어서, 램프부의 가산을 행한 경우의 FFT에 의한 연산과, 램프부의 가산을 행하지 않는 경우의 FFT에 의한 연산의 결과가 필요로 하는 주파수에서 같아지는 것을 설명한다(단, 전송로 특성이 평탄한 경우).
제22도에 도시된 시간 파형은 다음식으로 나타낸다.
여기에서, 연속 시간계의 푸리에 변환에 있어서의 일치를 말할 수 있다면, 이산화한 FFT에서도 일치하고 있다고 말할 수 있으므로, 이하의 [식 35] 및 [식36]이 필요로 하는 주파수에서 일치하는 것을 증명한다.
[식 35]는 다음식과 같이 된다.
상기 식의 제3항을 t'= t - T로 치환하면, 다음식과 같아진다.
여기에서 ω에 mωc(m = 0, 1, … d-1)을 선택하면, [식 38]과 [식 37]의 제1항과 sin의 부분의 부호 이외에는 일치한다. 따라서, [식 37]에서 이하의 식이 얻어지고, 램프부의 가산을 행한 결과가 같아지게 되는 것이 증명된다.
본 발명에 따르면, 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시 송신하고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 데이타를 송신하도록 함으로써 각 캐리어의 위상을 검출하는 것만으로 전송되는 데이타의 복조가 가능해진다.
이 경우, 복수의 캐리어를 일정 주파수 간격의 신호로 함으로써, 각 캐리어간 위상차의 검출이 용이해진다.
또한, 각각의 경우에 있어서 각 캐리어간의 위상차를 설정하는 1 변조 단위 시간에 있어서의 각 캐리어 위상의 진도의 차를 2π보다도 약간 큰 값의 배수로 설정하여 송신 처리하고, 수신측에서는 각 캐리어의 위상의 진도의 차가 2π가 되는 시간에서 1 변조 단위의 위상차를 판단하여 송신되는 데이타를 검출하도록 함으로써 부호간 간섭 등의 영향을 받지 않고 정확히 전송되는 데이타를 검출할 수 있다.
또한, 각각의 송신 처리에 있어서, 변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터와, 이 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고, 리미터로 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여 필터의 출력을 송신하도록 함으로써 각 캐리어의 혼합에 의해 송신 파형의 피크치가 커지는 경우가 있어도 열화없이 양호하게 전송된다.
또한, 본 발명에 따르면, 진폭의 확률 분포가 가우스 분포에 근사한 변조 출력 파형을 출력하는 변조 수단과, 이 변조 수단의 출력 파형의 진폭 제한을 행하는 리미터와, 이 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고, 리미터로 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여, 필터의 출력을 송신하도록 함으로써 피크치가 큰 송신 파형을 열화없이 양호하게 전송할 수 있다.
또한, 상술한 경우의 송신 처리로서 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 함으로써 수신측에서 위상차로 전송된 데이타의 추출이 용이해진다.
또, 시간 파형을 승산하는 경우에 있어서, 각각 주파수가 상이한 각 캐리어에, 소정의 시간 파형을 승산하도록 함으로써, 시간 파형의 승산이 간단한 연산에 의한 처리로 실현할 수 있다.
또한, 상기 각 캐리어에 직접 소정의 시간 파형을 승산하는 경우에 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산치를 해석한 값을 얻는 테이블을 설치함으로써, 간단만 구성으로 실현할 수 있다.
또한, 각 캐리어마다 송신하고자 하는 데이타인 위상치를 초기 위상치로서 부여하고, 샘플 간격마다 순차 위상치를 가산하여 직접 위상 변조된 신호를 얻도록 함으로써 캐리어를 발생시키는 회로를 설치하지 않고 ROM 테이블 등을 사용한 간단한 구성으로 위상 변조된 신호를 직접 얻을 수 있다.
또한, 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서 수신 신호를 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기에서 샘플링하고 나서 시간 파형을 승산하여 복조 처리함으로써 다진 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기에서 샘플링한 경우와 동등 이상의 정밀도가 간단한 회로 구성으로 실현할 수 있다.
또한, 상기 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기에서 샘플링한 후 복조 처리하는 경우에 각 캐리어와 소정의 시간 파형을 승산한 신호의 발생 수단을 각 캐리어마다 설치하도록 하여, 각각의 발생 수단으로서 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산치를 해석한 값을 얻는 테이블을 설치함으로써, 복조용 시간 파형의 승산이 간단한 구성으로 가능하다.
또한, 수신 처리시에 1 변조 시간으로 이루어지는 데이타 본체부와, 이 데이타 본체부에 부수하는 가드 타임부로 정해지는 특정한 시간 파형을 승산한 후에 복조하도록 함으로써, 시간 파형으로 데이타 본체부를 양호하게 추출할 수 있게 된다.
또한, 데이타 본체부와 가드 타임부와의 경계에서 기대칭인 파형이고, 그 이외에서 일정치인 시간 파형을 사용함으로써, 데이타 본체부에 포함되는 데이타를 적은 노이즈로 양호하게 복조 처리할 수 있다.
또한, 샘플링 수단에서 1 변조 시간당 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이타 본체부를 중심으로 하여 2 변조 시간분의 샘플링값을 준비하고, 상기 2 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조함으로써 복조 처리를 간단한 회로로 실현할 수 있다.
또한, 샘플링 수단에서 1 변조 시간당 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이타 본체부와 가드 타임부의 샘플값을 준비하고 이 샘플치의 가드 타임부를 가산 회로에서 1 변조 시간 떨어진 데이타 본체 부분에 가산한 후, 가산하여 얻는 1 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조함으로써 복조 처리를 보다 간단한 회로로 실현할 수 있다.
제1도는 본 발명 제1 실시예의 송신 처리를 도시한 구성도.
제2도는 제1 실시예의 각 캐리어의 예를 도시한 설명도.
제3도는 제1 실시예의 송신 신호 출력부를 도시한 구성도.
제4도는 제1 실시예에 따른 송신 신호 출력부에서의 파형의 진폭 분포의 변화를 나타내는 설명도.
제5도는 제1 실시예에 따른 송신 신호 출력부에서의 파형 변화를 도시한 파형도.
제6도는 본 발명 제1 실시예의 수신 처리를 도시한 구성도.
제7도는 제1 실시예 수신 처리의 적분 기간을 도시한 설명도.
제8도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 송신 처리를 도시한 구성도.
제9도는 제2 실시예의 변조용 시간 파형을 도시한 설명도.
제10도는 본 발명의 제3 실시예의 따른 송신 처리를 도시한 구성도.
제11도는 본 발명의 제4 실시예의 따른 송신 처리를 도시한 구성도.
제12도는 본 발명의 제5 실시예의 따른 송신 처리를 도시한 구성도.
제13도는 제5 실시예의 각 송신 파형의 구제적 구성을 도시한 구성도.
제14도는 본 발명의 제6 실시예에 따른 수신 처리를 도시한 구성도.
제15도는 제6 실시예의 복조용 시간 파형을 도시한 설명도.
제16도는 본 발명의 제7 실시예에 의한 수신 처리를 도시한 구성도.
제17도는 본 발명의 제8 실시예에 의한 수신 처리를 도시한 구성도.
제18도는 본 발명의 제9 실시예에 의한 수신 처리를 도시한 구성도.
제19도는 제9 실시예의 복조용 시간 파형을 도시한 설명도.
제20도는 시간 파형에 따른 희망 주파수 밖의 감쇠 상태를 도시한 파형도.
제21도는 FFT에 의한 연산을 행하는 파형의 예를 도시한 설명도.
제22도는 시간 파형을 설명하기 위한 파형도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1 : 송신 데이타 입력 단자
2, 3, 4, 5 : 송신 데이타/위상 데이타 변환 회로
6 : 기준 위상 데이타 발생 회로 7, 8, 9, 10 : 위상 승산기
11, 12, 13, 14, 15 : 캐리어 승산기 16 : 제1 캐리어 입력 단자
17 : 제2 캐리어 입력 단자 18 : 제3 캐리어 입력 단자
19 : 제4 캐리어 입력 단자 20 : 제5 캐리어 입력 단자
21 : 혼합기 22 : 송신 신호 출력 단자
23 : 시간 파형 발생 회로
24a, 24b, 24c, 24d, 24e : 캐리어ㆍ시간 승산 파형 발생 회로
25a, 25b, 25c, 25d, 25e : 캐리어ㆍ데이타 승산 파형 발생 회로
31 : 리미터 32 : 필터
33 : 주파수 변환 회로 34 : 송신 캐리어 입력 단자
53 : 주파수 변환 회로 54 : 수신 캐리어 입력 단자
55, 56, 57, 58, 59 : 캐리어 승산기 61 : 제1 캐리어 입력 단자
62 : 제2 캐리어 입력 단자 63 : 제3 캐리어 입력 단자
64 : 제4 캐리어 입력 단자 65 : 제5 캐리어 입력 단자
66, 67, 68, 69, 70 : 스위치 71 : 제어 신호 입력 단자
72, 73, 74, 75, 76 : 적분 회로 77, 78, 79, 80 : 위상 승산기
81, 82, 83, 84 : 위상 데이타/수신 데이타 변환 회로
85 : 수신 데이타 출력 단자
87a, 87b : 1 비트 방식 아날로그/디지탈 변환기
90 : 차동 복조기 91 : 시간 파형 발생 회로
91a, 91b, 91c, 91d, 91e : 캐리어ㆍ시간 승산 파형 발생 회로
112 : 시간 파형 승산 회로 113 : 샘플링 수단
114 : 2T 시간의 샘플링값에 의한 FFT 회로
115 : 차동 복조기 117 : 램프부 가산 회로
118 : T 시간의 샘플링값에 의한 FTT 회로

Claims (33)

  1. 각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시 송신하고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 데이타를 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  2. 제1항에 있어서, 상기 복수의 캐리어를 일정 주파수 간격의 신호로 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시 송신하고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 데이타를 송신하는 송신 처리 수단으로서,
    송신 데이타를 위상차 데이타로 변환하는 변환 수단,
    기준이 되는 위상 데이타의 발생 수단,
    상기 발생 수단이 출력하는 기준 위상 데이타와 상기 변환 수단이 출력하는 위상 데이타를 승산하는 승산 수단과,
    상기 발생 수단이 출력하는 기준 위상 데이타를 제1 주파수의 캐리어로 변조하는 제1 변조 수단,
    상기 승산 수단이 출력하는 위상 데이타를 상기 제1 주파수와는 다른 제2 주파수의 캐리어로 변조하는 제2 변조 수단,
    상기 제1 및 제2 변조 수단이 출력하는 변조 신호를 혼합하는 혼합 수단을구비하고,
    상기 혼합 수단의 출력을 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    수신 신호를 제1 주파수의 캐리어로 복조하는 제1 복조 수단,
    수신 신호를 상기 제1 주파수와는 다른 제2 주파수의 캐리어로 복조하는 제2 복조 수단,
    상기 제1 복조 수단의 출력의 소정 기간의 위상 변화를 검출하는 제1 위상 검출 수단,
    상기 제2 복조 수단의 출력의 소정 기간의 위상 변화를 검출하는 제2 위상 검출 수단,
    상기 제1 및 제2 위상 검출 수단의 검출 위상의 차를 검출하는 위상차 검출 수단,
    상기 위상차 검출 수단이 검출한 위상차 데이타를 수신 데이타로 변환하는 변환 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각 캐리어간의 위상차를 설정하는 1 변조 단위 시간에 있어서의 각 캐리어의위상 진상의 차를 2π보다도 약간 큰 값의 배수로 설정하여 송신 처리하고,
    수신측에서는 각 캐리어 위상의 진상의 차가 2π가 되는 시간에서 1 변조 단위의 위상차를 판단하여 송신되는 데이타를 검출하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고,
    상기 리미터에서 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여, 상기 필터의 출력을 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    진폭의 확률 분포가 가우스 분포에 근사하는 변조 출력 파형을 출력하는 변조 수단과, 상기 변조 수단의 출력 파형의 진폭 제한을 행하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고,
    상기 리미터에서 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여, 상기 필터의 출력을 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  9. 제8항에 있어서, 각각 주파수가 상이한 각 캐리어에 소정의 시간 파형을 승산하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어를 동시 송신하도록 하는 통신 방식에 있어서, 각 캐리어마다 소정의 시간 파형을 승산하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  11. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    각 캐리어와 소정의 시간 파형을 승산한 신호의 발생 수단을 각 캐리어마다 설치하도록 하고,
    각각의 발생 수단으로서 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산치를 해석한 값을 얻는 테이블을 설치한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  12. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어에 의해 위상 변조하여 동시 송신하는 통신 방식에 있어서,
    송신 처리 수단으로서 각 캐리어의 발생 수단에 송신하고자 하는 데이타인 위상치를 초기 위상치로서 공급하고, 샘플 간격마다 순차적으로 위상치를 가산하여직접 각 캐리어에 변조된 데이타를 얻도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  13. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    수신 신호를 1 비트 방식의 아날로그/디지탈 변환기로 샘플링하고,
    각 캐리어에 소정의 시간 파형이 승산된 신호와 상기 샘플링 신호와의 공액 복소 승산치를 얻고,
    상기 각 캐리어마다의 공액 복소 승산치의 소정 기간의 위상 변화를 검출하고,
    각 캐리어마다 검출된 위상 변화의 차를 위상차 신호로서 검출하고,
    검출된 위상차 신호에서 수신 데이타를 얻도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  14. 제13항에 있어서,
    각 캐리어와 소정의 시간 파형을 승산한 신호의 발생 수단을 각 캐리어마다 설치하도록 하고,
    각각의 발생 수단으로서 각 캐리어 주파수와 시간 파형의 승산치를 해석한 값을 얻는 테이블을 설치한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  15. 제1항에 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 송신되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이타를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    1 변조 시간으로 이루어지는 데이타 본체부와, 상기 데이라 본체부에 부수하는 가드 타임부로 정해지는 특정의 시간 파형을 승산한 후에, 복조하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  16. 제15항에 있어서, 데이타 본체부와 가드 타임부와의 경계에서 기대칭(奇對稱)인 파형이고, 이 이외에서 일정치인 시간 파형을 사용하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  17. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이터를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    1 변조 시간당 상기 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이터 본체부를 중심으로 하여 2 변조 시간분의 샘플값을 준비하고, 상기 2 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  18. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이터를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    1 변조 시간당 상기 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이터 본체부와 가드 타임부의 샘플값을 준비하고, 상기 샘플치의 가드 타임부를 1 변조 시간 떨어진 데이터 본체 부분에 가산한 후, 가산하여 얻는 1 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  19. 제3항에 있어서,
    각 캐리어간의 위상차를 설정하는 1 변조 단위 시간에 있어서의 각 캐리어의 위상 진상의 차를 2π보다도 약간 큰 값의 배수로 설정하여 송신 처리하고,
    수신측에서는 각 캐리어 위상의 진상의 차가 2π가 되는 시간에서 1 변조 단위의 위상차를 판단하여 송신되는 데이타를 검출하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  20. 제4항에 있어서,
    각 캐리어간의 위상차를 설정하는 1 변조 단위 시간에 있어서의 각 캐리어의 위상 진상의 차를 2π보다도 약간 큰 값의 배수로 설정하여 송신 처리하고,
    수신측에서는 각 캐리어 위상의 진상의 차가 2π가 되는 시간에서 1 변조 단위의 위상차를 판단하여 송신되는 데이타를 검출하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  21. 제3항에 있어서,
    변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고,
    상기 리미터에서 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여, 상기 필터의 출력을 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  22. 제5항에 있어서,
    변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고,
    상기 리미터에서 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여, 상기 필터의 출력을 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  23. 제19항 또는 제20항에 있어서,
    변조된 각 캐리어의 혼합 신호를 진폭 제한하는 리미터와, 상기 리미터의 출력을 필터링하는 필터를 구비하고,
    상기 리미터에서 진폭 분포의 표준 편차의 약 1.5배나 그 이상으로 진폭 제한을 행하여, 상기 필터의 출력을 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  24. 제3항에 있어서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  25. 제5항에 있어서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  26. 제19항 또는 제20항에 있어서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  27. 제6항에 있어서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  28. 제21항 또는 제22항에 있어서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  29. 제23항에 있어서, 1 변조 단위 시간마다 소정의 시간 파형을 승산하여 송신하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  30. 제15항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어간의 위상차에 의해 송신된 데이터를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    1 변조 시간당 상기 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이터 본체부를 중심으로 하여 2 변조 시간분의 샘플값을 준비하고, 상기 2 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  31. 제16항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이터를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    1 변조 시간당 상기 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이터 본체부를 중심으로 하여 2 변조 시간분의 샘플값을 준비하고, 상기 2 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  32. 제15항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이터를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
    1 변조 시간당 상기 캐리어의 수보다도 큰 2의 누승인 수의 샘플링을 행하여, 1 변조 시간의 데이터 본체부와 가드 타임부의 샘플값을 준비하고, 상기 샘플치의 가드 타임부를 1 변조 시간 떨어진 데이터 본체 부분에 가산한 후, 가산하여얻는 1 변조 시간분의 샘플값을 고속 푸리에 변환하여 복조하도록 한 것을 특징으로 하는 통신 방식.
  33. 제16항에 있어서,
    각각 주파수가 상이한 복수의 캐리어가 동시 전송되고, 상기 각각의 캐리어 간의 위상차에 의해 송신된 데이터를 수신하는 수신 처리 수단으로서,
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Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5682376A (en) * 1994-12-20 1997-10-28 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method of transmitting orthogonal frequency division multiplex signal, and transmitter and receiver employed therefor
US6351497B1 (en) * 1995-09-06 2002-02-26 Sony Corporation Communication system
DE69731358T2 (de) * 1996-06-28 2005-11-03 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Verfahren zur vereinfachung der demodulation in einem mehrfachträger-übertragungssystem
FR2777145B1 (fr) 1998-04-02 2000-04-28 Alsthom Cge Alcatel Modulateur multiporteuses large bande et procede de programmation correspondant
WO2000003508A1 (fr) * 1998-07-13 2000-01-20 Sony Corporation Procede de communication, emetteur, et recepteur
US6061551A (en) 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting electromagnetic signals
US7515896B1 (en) * 1998-10-21 2009-04-07 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships
US7039372B1 (en) 1998-10-21 2006-05-02 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments
US6542722B1 (en) * 1998-10-21 2003-04-01 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations
US7236754B2 (en) 1999-08-23 2007-06-26 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion
US6370371B1 (en) * 1998-10-21 2002-04-09 Parkervision, Inc. Applications of universal frequency translation
US6539063B1 (en) * 1999-02-18 2003-03-25 Ibiquity Digital Corporation System and method for recovering symbol timing offset and carrier frequency error in an OFDM digital audio broadcast system
GB2347054B (en) * 1999-02-19 2003-12-03 Adaptive Broadband Ltd Stabilized precoder for data transmission
US6879817B1 (en) 1999-04-16 2005-04-12 Parkervision, Inc. DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology
US6853690B1 (en) 1999-04-16 2005-02-08 Parkervision, Inc. Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments
US7110444B1 (en) 1999-08-04 2006-09-19 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations
US7065162B1 (en) * 1999-04-16 2006-06-20 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same
US7693230B2 (en) 1999-04-16 2010-04-06 Parkervision, Inc. Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion
US8295406B1 (en) 1999-08-04 2012-10-23 Parkervision, Inc. Universal platform module for a plurality of communication protocols
US8014724B2 (en) * 1999-10-21 2011-09-06 Broadcom Corporation System and method for signal limiting
US7010286B2 (en) 2000-04-14 2006-03-07 Parkervision, Inc. Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals
EP1187387A1 (en) * 2000-09-08 2002-03-13 Alcatel Multicarrier GSM receiver
US7454453B2 (en) 2000-11-14 2008-11-18 Parkervision, Inc. Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof
GB2373148A (en) * 2001-02-01 2002-09-11 Roke Manor Research Intra symbol differential modulation of a multi-carrier signal
US7072427B2 (en) 2001-11-09 2006-07-04 Parkervision, Inc. Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system
US7379883B2 (en) 2002-07-18 2008-05-27 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
GB0320352D0 (en) * 2003-09-01 2003-10-01 Secr Defence Digital modulation waveforms for use in ranging systems
US8270514B2 (en) * 2005-01-17 2012-09-18 Sharp Kabushiki Kaisha Communication device
CN101674121B (zh) * 2005-12-20 2013-10-30 华为技术有限公司 发送机
CN101498411B (zh) * 2008-02-01 2013-11-06 吴伟权 可转换嵌入式筒灯发光二极管装置
CN102638426A (zh) * 2012-03-19 2012-08-15 航天科工深圳（集团）有限公司 一种基于频率的通信互连系统及其实现方法
US8781039B2 (en) 2012-10-26 2014-07-15 Deere & Company Receiver and method for receiving a composite signal
US9048964B2 (en) 2012-10-26 2015-06-02 Deere & Company Receiver and method for receiving a composite signal
US8942157B2 (en) 2012-10-26 2015-01-27 Deere & Company Receiver and method for receiving a composite signal
US8942264B2 (en) 2012-10-26 2015-01-27 Deere & Company Receiver and method for receiving a composite signal
JP6026924B2 (ja) * 2013-03-11 2016-11-16 パナソニック株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法
EP2995156B1 (en) * 2013-05-08 2020-12-02 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. Improved handling of simultaneous network communication transmission and d2d communication reception or simultaneous network communication reception and d2d communication transmission
US10009900B2 (en) 2013-05-08 2018-06-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Selection of scheduling policy for network communications links and D2D communications links

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3898566A (en) * 1972-10-02 1975-08-05 Phasecom Corp Method and apparatus for reducing distortion in multicarrier communication systems
US4601045A (en) * 1984-08-03 1986-07-15 Larse Corporation Modulator-demodulator method and apparatus with efficient bandwidth utilization
US4641318A (en) * 1985-04-25 1987-02-03 Bell Communications Research, Inc. Method for improving the reliability of data transmission over Rayleigh fading channels
US4837786A (en) * 1986-08-07 1989-06-06 Comstream Corporation Technique for mitigating rain fading in a satellite communications system using quadrature phase shift keying
US5282019A (en) * 1988-10-03 1994-01-25 Carlo Basile Method and apparatus for the transmission and reception of a multicarrier digital television signal
US5063574A (en) * 1990-03-06 1991-11-05 Moose Paul H Multi-frequency differentially encoded digital communication for high data rate transmission through unequalized channels
JP2675890B2 (ja) * 1990-03-06 1997-11-12 キヤノン株式会社 スペクトラム拡散通信装置
JP2761281B2 (ja) * 1990-05-17 1998-06-04 富士通株式会社 マルチキャリア通信システムの暗号化通信方式
DE4114274A1 (de) * 1991-05-02 1992-11-05 Daimler Benz Ag Verfahren und anordnung zur differentiellen modulation von signalen in einem mehrkanal-uebertragungssystem
US5243629A (en) * 1991-09-03 1993-09-07 At&T Bell Laboratories Multi-subcarrier modulation for hdtv transmission
US5282222A (en) * 1992-03-31 1994-01-25 Michel Fattouche Method and apparatus for multiple access between transceivers in wireless communications using OFDM spread spectrum
GB9218874D0 (en) * 1992-09-07 1992-10-21 British Broadcasting Corp Improvements relating to the transmission of frequency division multiplex signals
JP3421880B2 (ja) * 1994-10-05 2003-06-30 ソニー株式会社 復調装置
US5663986A (en) * 1996-03-25 1997-09-02 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Apparatus and method of transmitting data over a coaxial cable in a noisy environment

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