CN1773981A - 正交频分多址系统中发送前导和搜索小区的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于在正交频分多址(OFDMA)系统中生成前导并使用所生成的前导搜索小区的装置和方法。使用Q个循环移位值和P个伪随机噪声(PN)码来区分N个小区。根据Q个循环移位值之一循环移位P个PN码之一，从而生成前导。由于使用相对少量的PN码，因此节省了移动终端用于存储PN码的存储器容量，并且降低了小区搜索错误。

Description

正交频分多址系统中发送前导和搜索小区的装置和方法

技术领域

本发明总的涉及正交频分多址(OFDMA)系统。本发明具体涉及用于通过前导(preamble)搜索小区的装置和方法。

背景技术

在第一代(1G)模拟系统、第二代(2G)数字系统和用于提供高速多媒体服务的第三代(3G)国际移动通信2000(IMT-2000)系统之后，移动通信系统已经发展到第四代(4G)移动通信系统。4G移动通信系统旨在支持用于100Mbps或更多的高速数据传输的高数据传输率。该4G移动通信系统补偿在其中通过多径发送数据的无线信道环境中的多径衰减，并且确保由分组服务而可能突然增加的突发(burst)分组数据。

正交频分多址(OFDMA)系统作为能够满足4G移动通信系统要求的特征的优秀无线传输技术候选出现。OFDMA系统是一种使用多个子载波的多载波传输/调制(MCM)系统，并且从输入数据中生成对应于所使用的子载波数量的并行数据来使用载波发送数据。

OFDMA系统可以根据用户请求的传输率，通过不同地分配子载波的数量来有效地分布资源和增加传输效率。即，由于OFDMA系统在使用的子载波的数量增加(即，快速傅立叶变换(FFT)规模大)时是有用的，因此时延扩展(time delay spread)可以有效地应用到具有相对大的区域的小区的无线通信系统中。

为了区分在多小区和多扇区环境中的每一个基站(BS)，分配给BS不同的伪随机噪声(PN)码。用作发射机的每个BS使用所分配的PN码生成前导，并且发送所生成的前导。用作接收机的终端检测前导来选择用于通信的目标BS或确定是否需要跨区切换。前导位于数据帧的头部，并且用于小区搜索、同步等等。

图1A到1C图解了用于OFDMA的常规前导的结构。

在图1A中，使用伪随机二进制序列(PRBS)生成器生成PN码。所生成的PN码被插入到正交频分复用(OFDM)符号中，从而生成前导。BS使用从N个PN码中所分配的PN码生成前导。

在图1B中，将峰值均值比(peak-to-average ratio，PAR)相对低的PN码插入到OFDM符号中，从而生成前导。即，BS使用N个PN码中具有相对低的PAR的PN码生成前导。

在图1C中，使用图1A或1B所示生成的两个OFDM符号作为前导。预定的所选PN码分配给第一OFDM符号，而将预定的所选PN码或不同的PN码分配给第二OFDM符号，从而补偿多径干扰。

图2是图解常规OFDMA系统中的发射机的结构的方框图。

参照图2，PN码生成器200存储对应于子载波的数量的N_CODE个PN码，并且在PN码中生成一个分配为前导的PN码。逆快速傅立叶变换(IFFT)单元202将该PN码OFDM调制为N个OFDM样本，然后输出N个OFDM样本。循环前缀(CP)插入器208复制N个OFDM样本中的最后G个OFDM样本，将所复制的、用作CP来防止符号间干扰(ISI)的OFDM样本插入到OFDM采用的首端，并且输出插入的结果。插入了CP的OFDM样本集称为OFDM符号。并行串行转换器(PSC)206将OFDM符号的并行数据转换为串行形式，然后输出OFDM符号。射频(RF)单元208将OFDM符号转换为包含N子载波的RF频带的OFDM信号，然后发送OFDM信号。

图3是图解常规OFDMA系统中的接收机的结构的方框图。

参照图3，RF单元210接收从发射机发送的OFDM信号。CP移除器/串行并行转换器(SPC)212从OFDM信号中检测移除了CP的OFDM符号，然后以并行方式输出N个OFDM样本。快速傅立叶变换(FFT)处理器214接收以并行方式输入的N样本的数据，对N样本的数据执行FFT操作，即OFDM解调操作，并且输出时域信号。时域信号输出到由乘法器215、PN码生成器216和IFFT单元或低通滤波器(LPF)218配置的前导检测器222。

乘法器215将时域信号与从PN码生成器216输出的N个PN码相乘，然后输出相乘后的信号。IFFT单元或LPF 218接收从乘法器215输出的相乘后的信号，然后识别其能量。即，IFFT单元或LPF 218识别相乘后的信号的能量，然后选择具有峰值能量的PN码，即匹配的PN码。小区检测器220将映射到所选择的PN码的小区设置为最适合与移动终端通信的小区。

根据当前移动通信标准，在127个小区和8个扇区中配置的BS必须能通过前导区分。即，移动终端必须执行1016个PN码的小区搜索。移动终端识别1016个PN码中每一个的能量，然后选择在频域中具有一个峰值的PN码的BS。

然而，存在的问题在于，由于在OFDMA系统的切换时移动终端必须执行1016个PN码小区搜索，因此需要大量计算。传统地，移动终端在存储器中存储全部PN码，并且对据接收的OFDM信号执行小区搜索。因此，存在着由于使用存储1016个PN码的存储器而造成移动终端的硬件增加的问题。此外，存在着当由图1C的方法配置前导时能够由前导表示的小区或扇区的数量有限的问题。

发明内容

本发明提供一种考虑在正交频分多址(OFDMA)系统的循环移位并采用相对少量的伪随机噪声(PN)码来区分基站(BS)的装置和方法。

本发明提供一种通过组合Q个循环移位值和P个伪随机噪声(PN)码来生成前导的装置和方法。

本发明提供一种检测通过组合Q个循环移位值和P个伪随机噪声(PN)码生成的前导的装置和方法。

根据本发明的示范性实施例，提供一种在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中发送前导的方法，包括：从每个小区生成P_CODE个伪随机噪声(PN)码中所分配的PN码，以便标识所有N_CODE个小区，其中P_CODE小于N_CODE；根据N点逆快速傅立叶变换(IFFT)将PN码转换为N个正交频分复用(OFDM)样本；将OFDM样本循环移位Q_CODE个循环移位值中所分配的值，其中N_CODE为P_CODE*Q_CODE；将用于防止符号间干扰的循环前缀(CP)插入到循环移位后的OFDM样本的首端，并且生成用于前导的第一OFDM符号；和通过射频(RF)频带在数据帧的开头发送第一OFDM符号。

根据本发明的另一示范性实施例，提供一种用于在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中发送前导的装置，包括：伪随机噪声(PN)码生成器，用于从每个小区生成P_CODE个伪随机噪声(PN)码中所分配的PN码，以便标识所有N_CODE个小区，其中P_CODE小于N_CODE；逆快速傅立叶变换(IFFT)单元，用于根据N点IFFT将PN码转换为N个正交频分复用(OFDM)样本；循环移位器，用于将OFDM样本循环移位Q_CODE个循环移位值中所分配的值，其中N_CODE为P_CODE*Q_CODE；循环前缀(CP)插入器，用于将用于防止符号间干扰的循环前缀(CP)插入到循环移位后的OFDM样本的首端，并且生成用于前导的第一OFDM符号；和射频(RF)单元，用于通过射频(RF)频带在数据帧的开头发送第一OFDM符号。

根据本发明的再一个示范性实施例，提供一种用于在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中接收前导的方法，包括：通过子载波接收包括至少一个用于前导的OFDM符号的正交频分复用(OFDMA)信号；从接收的OFDM信号中移除用于防止符号间干扰的循环前缀(CP)，并且检测N个OFDM样本；根据N点快速傅立叶变换(FFT)将N个OFDM样本转换为频域信号；将频域信号乘以用于标识所有N_CODE个小区的P_CODE个伪随机噪声(PN)码，确定每个相乘后的信号的能量集中的时域，并且检测应用到每个OFDM符号的PN码的循环移位值，其中循环移位值是Q_CODE个循环移位值之一，并且N_CODE为P_CODE*Q_CODE；和搜索映射到PN码的所检测的循环移位值的小区。

根据本发明的再一个示范性实施例，提供一种用于在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中接收前导的装置，包括：射频(RF)单元，用于通过子载波接收包括至少一个用于前导的OFDM符号的正交频分复用(OFDMA)信号；循环前缀(CP)移除器，用于从接收的OFDMA信号中移除用于防止符号间干扰的CP，并且检测N个OFDM样本；快速傅立叶变换(FFT)处理器，用于根据N点FFT将NOFDM样本转换为频域信号；前导检测器，用于将频域信号乘以用于标识所有N_CODE个小区的P_CODE个伪随机噪声(PN)码，确定每个相乘后的信号的能量集中的时域，并且检测应用到每个OFDM符号的PN码的循环移位值，其中循环移位值是Q_CODE个循环移位值之一，并且N_CODE为P_CODE*Q_CODE；和小区检测器，用于搜索映射到所检测的PN码的循环移位值的小区。

附图说明

通过下面结合附图进行的详细描述，本发明示范性实施例的上述和其他特征和优点将会变得更加清楚，其中相同的附图标记理解为指代相同的部分、部件和结构，其中：

图1A到1C图解常规前导的结构；

图2是图解用于生成前导的常规发射机的结构的方框图；

图3是图解用于执行小区搜索的常规接收机的结构的方框图；

图4A到4D图解根据本发明示范性实施例的、生成前导的例子；

图5是图解根据本发明示范性实施例的、生成前导的发射机的结构的方框图；

图6A是图解根据本发明另一示范性实施例的、执行小区搜索的接收机的结构的方框图；

图6B是图解根据本发明另一示范性实施例的、执行小区搜索的接收机的结构的方框图；

图7A是图解根据本发明示范性实施例的前导检测器的实例的方框图；

图7B是图解根据本发明示范性实施例的前导检测器的另一实例的方框图；以及

图8是图解根据本发明示范性实施例的、检测所生成的前导的性能的曲线图。

具体实施方式

将在这里参照附图详细描述本发明的特定示范性实施例。在下面的描述中，为了清楚和简明，省略了对于本领域技术人员来说公知的特定功能和配置的详细描述。

根据本发明的示范性实施例，在正交频分多址(OFDMA)系统中使用相对少量的伪随机噪声(PN)码生成前导，并且使用所生成的前导搜索相关的小区。

常规地，基于正交频分复用(OFDM)的系统在频域中逐载波地分配信号。每个基站(BS)配置在频域中具有唯一模式的、用于小区搜索的前导，并且在数据帧的开头发送前导。移动终端逐载波地识别所接收的信号并执行小区搜索。在该说明书中，在特定小区的特定扇区中配置BS并在小区搜索中搜索特定小区的特定扇区。BS使用PN码发送具有唯一模式的前导来区分相关的小区。在接收到从多个BS发送的信号后，移动终端使用PN码执行小区搜索。

虽然在系统中小区，总数是恒定的，但是小区搜索的数量或小区搜索复杂程度会随着设计PN码或前导的示范性方法而不同。根据本发明的示范性实施例，移动通信系统可以显著地降低用于小区搜索的PN码的数量，由此降低计算量以及小区搜索对硬件的使用。根据本发明的示范性实施例，不使用对应于要区分的小区的数量的N_CODE个PN码，而是使用小于N_CODE的P_CODE个PN码。根据这样的示范性实现，将P_CODE个PN码循环移位Q_CODE个循环移位值，并且每个循环移位值表示特定长度的PN码被循环移位的位数。

图4A到4D图解根据本发明示范性实施例的生成前导的例子。

这里，图4A图解使用多码和循环移位设计的前导的结构。图4B图解使用多码和N/4的倍数的循环移位设计的前导的结构。图4C图解当使用偶数载波时使用N/8的倍数的循环移位设计的前导的结构。最后，图4D图解使用其中不分配相同的码而是分配单独的PN码和单独的循环移位值的数据帧的头两个OFDM符号设计的前导的结构。

假设应用到N_CODE个BS中的第i个BS的PN码由c_i(k)表示，由等式(1)定义从第i个BS接收并由快速傅立叶变换(FFT)处理器变换的信号y(k)。

y(k)＝H(k)c_ik+w(k)  k＝0，1，...，N-1等式(1)

在等式(1)中，k是指示N个子载波的子载波索引，H(k)是频域中的信道冲激响应，而w(k)是加性噪声。通过对时域中特定长度L的信道响应h[n]执行离散傅立叶变换(DFT)获得H(k)。

当使用用于等式(1)中的小区搜索的PN码c₀k执行乘法操作时，给出如下等式(2)。

${\hat{y}}_0\left(k\right)=c_0^{*}\left(k\right)y\left(k\right)=H\left(k\right)c_0^{*}\left(k\right)c_{i}k+c_0^{*}\left(k\right)w\left(k\right)$ k＝0，1，...，N-1且i＝0，1，2，...，N_CODE-1等式(2)

由于根据PN码的特性|c₀(k)|²＝1，因此如果i＝0则等式(2)重写为等式(3)。

${\hat{y}}_0\left(k\right)={\left|c_0\left(k\right)\right|}^{2}H\left(k\right)+c_0^{*}\left(k\right)w\left(k\right)=H\left(k\right)+c_0^{*}\left(k\right)w\left(k\right)$ 等式(3)

当由逆快速傅立叶变换(IFFT)单元对等式(3)执行N点逆离散傅立叶变换(IDFT)时，得出下面的等式(4)。

${\tilde{y}}_0\left[n\right]=\mathrm{IDFT}\left[{\hat{y}}_0\left(k\right)\right]=h\left[n\right]+\tilde{w}\left[n\right]n=\mathrm{0,1},...,N-1$ 等式(4)

在等式(4)中，

被认为是对应于 $E\left[{\left|\tilde{w}\right[n\left]\right|}^2\right]=N_0$ 的白高斯噪声。

常规地，设计OFDMA系统使得满足用于消除相邻的OFDM符号之间的干扰的条件L＜＜N。因此，当应用的PN码与移动终端中的前导PN码匹配时，能量

集中在n＝0，1，...，N-1的时域上。然而，当应用的PN码与前导PN码不匹配时，能量不均匀分布在整个时域上。

因此，IFFT单元测量其中已经对每个PN符号执行IFFT的时域的能量分布，并且从i＝0，1，2...，N_CODE-1的PN码中选择在时域n＝0，1，...N-1中具有最大能量的PN码。

另一方面，如果BS对根据本发明示范性实施例的前导使用 $c_l\left(k\right)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{ldk}}{c}_0\left(k\right),$ 即c_l[n]＝c₀[(n+d)N]，通过在时域将c₀(k)循环移位d获得码c_l(k)。当移动终端将接收到的频域信号乘以c₀(k)来进行小区搜索时，获得如等式(5)所示的信号。

${\hat{y}}_0\left(k\right)=H\left(k\right)c_0^{*}\left(k\right)c_{l}k+c_l^{*}\left(k\right)w\left(k\right)=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{ldk}}H\left(k\right)+c_0^{*}\left(k\right)w\left(k\right)$ 等式(5)

如等式(6)所示，由IFFT单元OFDM调制该信号。

${\tilde{y}}_0\left[n\right]=\mathrm{IDFT}\left[{\hat{y}}_0\left(k\right)\right]=h\left[{(n-\mathrm{ld})}_N\right]+\tilde{w}\left[n\right]$ 等式(6)

当PN码在等式(6)中匹配时，信号能量

集中在时域n＝ld，ld+1，ld+2，...，ld+L-1上。因此，当使用循环移位前导时，检测其中在IFFT后的能量主要分布的时域，使得可以进行小区搜索。根据示范性实现，当使用频域中的调制，即在时域中的循环移位时，在考虑能量

分布的同时执行小区搜索。

根据示范性实现，必须满足d＞L的条件，使得在码之间的能量间隙不重叠。由于可用的码数量限制于 $l<\frac{N}{L},$ 因而未生成足够数量的码。

现在将考虑上述的能量特性描述图4A到4D的前导结构。

使用等式(7)设计图4A所示的前导。

$c_{p,q}\left(k\right)=e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\left(\frac{N}{Q_{\mathrm{CODE}}}\right)\mathrm{qk}}{c}_p\left(k\right)$ k＝0，1，...，N-1，p＝0，1，2，...，P_CODE-1，且q＝0，1，2，...，Q_CODE-1                  等式(7)

即，对P_CODE个不同的PN码使用Q_CODE个循环移位值来区分所有的小区。即，(PN码的数量P_CODE)×(循环移位值的数量Q_COOE)＝(小区数量N_CODE)。

例如，要区分的小区总数是N_CODE，并且N_CODE＝1024。根据示范性实现，BS使用128个PN码之一(其中P_CODE＝128)和8个循环移位值之一(其中Q_CODE＝8)生成前导。移动终端通过从128个PN码中识别匹配的PN码，识别与PN码匹配的信号的能量分布的时域，并且选择8个循环移位值之一来执行小区搜索。

移动终端仅存储128个PN码并根据128个PN码执行小区搜索，由此获得等于需要1024 PN个码的常规计算量的1/8的计算量的增益。

如图4B所示，使用Q_CODE＝4设计前导。前导使用N/4的倍数的循环移位值。

如上所述，当使用循环移位时，需要IFFT来测量时域的能量分布。在这种情况下，IFFT需要的复数乘法的数量变成P_CODEN_CODElog(N_CODE)。当N_CODE和P_CODE增加时，小区搜索复杂度增加。

当实现定点算术运算时，满足所请求的信号量化噪声比(SQNR)所需的位数与N_CODE成比例增加。例如，当IFFT规模是1024时，需要13位来满足40dB的SQNR。因此，可能增加实际硬件实现中的复杂程度。

当Q_CODE＝4时，可以使用其中实现了M＜＜N抽头的并行有限冲激响应(FIR)滤波器的LPF，而不是使用IFFT，将等式(7)简化为等式(8)。

$c_{p,q}\left(k\right)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\mathrm{qk}}{c}_p\left(k\right)$ k＝0，1，...，N-1，p＝0，1，2，...，P_CODE-1，而q＝0，1，2，...，3等式(8)

通过IDFT将等式(8)改变为等式(9)。

${\tilde{y}}_p\left[n\right]=\mathrm{IDFT}\left[{\hat{y}}_p\left(k\right)\right]=h\left[{(n-\mathrm{qN}/4)}_N\right]+\tilde{w}\left[n\right]$ 等式(9)

当PN码匹配时，能量集中在由循环移位值0、N/4、N/2和3N/4增加L的时间间隙中。当循环移位值是0时，不使用IFFT通过测量LPF(当作是在基于循环移位值0的通频带的带通滤波器(BPF))的输出能量测量能量分布。根据示范性实现，通过测量在基于循环移位值N/4、N/2和3N/4的通频带的BPF的输出能量来测量能量分布。因此，可以大致测量与PN码匹配的信号的能量分布。然而，当PN码不匹配时，不匹配的信号的能量不均匀分布在整个时域中。根据示范性实现，与匹配的PN码的能量相比，每个BPF的输出能量较低。

当独立实现四个BPF时，计算量和硬件复杂程度增加。当使用N/4的倍数的循环移位值，即0、N/4、N/2、3N/4时，可以通过一个LPF获得四个带通滤波的信号，使得移动终端可以使用少量的计算执行小区搜索。

假设A(k)是基于时间索引(Time Index)0的频域中的M抽头LPF的滤波函数，则

成为基于时间延迟值 的带通滤波函数。根据示范性实现，通过实部或虚部的符号变换简单地实现调制项 $e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\mathrm{lk}}\&Element;\{1,-j,-1,j\}.$

根据示范性实现，由等式(10)和(11)定义对于循环移位值0相关的滤波系数A(k)和与循环移位值N/2相关的滤波系数

的带通滤波的信号。

$z_{p,0}\left(k\right)={\hat{y}}_p\left(k\right){\&CircleTimes;}_{N}A\left(k\right)=A\left(0\right){\hat{y}}_p\left({\left(k\right)}_N\right)+A\left(1\right){\hat{y}}_p\left({(k-1)}_N\right)+...+A\left(M\right){\hat{y}}_p\left({(k-M)}_N\right)$

等式(10)

$z_{p,2}\left(k\right)={\hat{y}}_p\left(k\right){\&CircleTimes;}_N\left[e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\mathrm{lk}}A\left(k\right)\right]={\hat{y}}_p\left(k\right){\&CircleTimes;}_N\left[{(-1)}^{k}A\left(k\right)\right]$

$=A\left(0\right){\hat{y}}_p\left({\left(k\right)}_N\right)-A\left(1\right){\hat{y}}_p\left({(k-1)}_N\right)+A\left(2\right){\hat{y}}_p\left({(k-2)}_N\right)-A\left(3\right){\hat{y}}_p\left({(k-3)}_N\right)+...$

等式(11)

在等式(10)和(11)中zp_，0(k)和z_p，2(k)分别表示映射到A(k)的滤波后的信号和映射到

的滤波后的信号。下标N表示FFT规模，即子载波的数量。在项

即 $A\left(0\right){\hat{y}}_p\left({\left(k\right)}_N\right),A\left(1\right){\hat{y}}_p\left({(k-1)}_N\right)...$ 之间共同执行乘法操作。当对于乘以PN码的信号的实部和虚部恰当地执行符号变换和加法操作时，不使用额外的乘法操作就可以计算映射到

的滤波后的信号。根据示范性实现，使用图4B中特定的循环延迟值，BS的能量分布在特定时域，使得可以容易地执行小区搜索。

当如图4C所示使用偶数子载波时，使用N/8的倍数的循环移位值设计前导。当仅使用偶数子载波的前导用于频率偏移和帧同步时，以周期N/2在时域中循环重复所接收的信号。因此，等式(6)可以重新写为等式(12)。

${\tilde{y}}_0\left[n\right]=\mathrm{IDFT}\left[{\hat{y}}_0\left(k\right)\right]=0.5h\left[{(n-\mathrm{ld})}_N\right]+0.5h\left[{(n-\mathrm{ld}-N/2)}_N\right]+\tilde{w}\left[n\right]$ 等式(12)

当循环移位值是ld＝0和ld＝N/2时，它们的PN码彼此相同，使得能够使用N/4的倍数的循环移位值生成的前导数量从4降到2。然而，当使用N/8的倍数的循环移位值时，可以生成基于循环移位值0、N/8、N/4、3N/8的四种前导。频域的调制项是

并且要求对 $e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}=1/\sqrt{2}(1+j)$ 以及{1，-j，-1，j}的乘法操作。根据示范性实现，仅对包含实际信息的偶数子载波执行N/2点IFFT操作，可以获得等式(13)。

$\mathrm{IDFT}\left[{\hat{y}}_0\left(2k\right)\right]=h\left[{(n-q\left(\frac{N}{8}\right))}_{N/2}\right]+\tilde{w}\left[n\right]$ 等式(13)

可以通过等式(14)表示在等式(13)中用于在频域处理

的BPF。

$e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N/2}\left(\frac{N}{8}\right)\mathrm{qk}}A\left(k\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\mathrm{qk}}A\left(k\right)$ k＝0，1，...，N/2-1而q＝0，1，2，...，3

等式(14)

当根据偶数子载波和N/8的倍数的循环移位值生成前导时，简化了硬件实现的复杂度。即，与图4B的情况一样，接收机使用一个用于执行四种带通滤波操作和实部和虚部的符号变换的BPF来简化用于小区搜索的硬件复杂度。

当如图4D所示，在一帧中使用头两个OFDM符号(即，OFDM符号0和OFDM符号1)时，不为两个OFDM符号分配相同的码，而是分配单独的PN码和单独的循环移位值。每个OFDM符号的前导结构基于图4A到4C之一。然后，根据示范性实现，如等式(15)所示可以生成N_CODE个前导。

P_CODE0Q_CODE0P_CODE1Q_CODE1＝N_CODE              等式(15)

在等式(15)中，P_CODE0和P_CODE1分别表示在OFDM符号0中可用的PN码的数量和OFDM符号1可用的PN码的数量。Q_CODE0和Q_CODE1分别表示用于OFDM符号0的循环移位值的数量和用于OFDM符号1的循环移位值的数量。

根据示范性实现，当P_CODE0＝P_CODE1＝4并且Q_CODE0＝Q_CODE1＝8时，BS使用总共16个PN码之一生成前导。移动终端使用总共16个PN码执行小区搜索。根据示范性实现，用于小区搜索的计算量降低为使用1024PN码的常规计算量的1/70。由于移动终端的存储器仅存储最多8个PN码，所以存在硬件大小降低的优点。

假设在使用2个PN码时搜索错误是P_e，由等式(16)定义在为总共N_CODE个小区使用一个PN码执行小区搜索测试时的搜索错误。

$1-{(1-p_e)}^{N_{\mathrm{CODE}}-1}\&ap;(N_{\mathrm{CODE}}-1)p_e$ 等式(16)

另一方面，由等式(17)定义如图4D所示的其中两个符号分别使用N_CODE0个单独的PN符号和N_CODE1个单独的PN符号的情况的错误。

$1-{(1-p_e)}^{N_{\mathrm{CODE}0}+N_{\mathrm{CODE}1}-2}\&ap;(N_{\mathrm{CODE}0}+N_{\mathrm{CODE}1}-2)p_e$ 等式(17)

因此，根据图4D的前导结构的小区搜索错误降低为(N_CODE0+N_CODE1-2)/(N_CODE-1)。例如，当N_CODE＝1024并且N_CODE0＝N_CODE1＝32时，小区搜索可以降低为大约1/34。

图5是图解根据本发明示范性实施例的生成前导的发射机的结构的方框图。

参照图5，PN码生成器400生成P_CODE个PN码之一。根据示范性实现，PN码生成器400分配通过考虑要区分的小区的总数和循环移位值的数量而指定的P_CODEPN码之一。

IFFT单元402对PN码进行OFDM调制并输出N个OFDM样本。循环移位器404在时域将OFDM样本循环移位预定Q_CODE数量的循环移位值中的一个值。循环前缀(CP)插入器406将从循环移位的OFDM样本生成的CP设置为保护间隔(guard interval，GI)，然后生成OFDM符号。根据示范性实现，GI不是在相同的固定位置上从OFDM样本中生成，而是在时域从循环移位预定值的OFDM样本中生成。并行串行转换器(PSC)408将OFDM符号转换为串行形式，然后输出转换后的OFDM符号。射频(RF)单元410将OFDM符号转换为包含N个子载波的RF频带的OFDM信号，然后发送OFDM信号。

图6A是图解根据本发明第一示范性实施例的执行小区搜索的接收机的结构的方框图。这里，该接收机使用图4A的前导结构(使用P_CODE个PN码和Q_CODE个循环移位值)。

参照图6A，RF单元412接收从发射机通过多径发送的RF频道的OFDM信号。CP移除器/串行并行转换器(SPC)414从OFDM信号中检测其中移除了CP的OFDM符号，然后以并行形式输出OFDM样本。快速傅立叶变换(FFT)处理器416根据FFT变换OFDM样本并OFDM解调所变换的OFDM样本。根据示范性实现，频域的OFDM样本被OFDM解调为时域信号，使得输出时域信号。时域信号提供到前导检测器426。由乘法器419、PN码生成器418、IFFT单元/能量测量器420、最大值选择器422构成前导检测器426。每个部件的操作如下。

乘法器419将时域信号乘以从PN码生成器418生成的P_CODE个PN码，然后输出相乘后的信号。IFFT单元/能量测量器420识别相乘后的信号的时域能量分布。根据示范性实现，IFFT单元/能量测量器420根据IFFT操作变换相乘后的信号，并且输出PN码的能量值S_p，0、S_P，1、....、S_p，QCODE-1。因为相乘后的信号的能量根据循环移位值集中在特定时域中，所以最大值选择器422识别能量分布并识别匹配的PN码的循环移位值。因此，最大值选择器422检测集中在特定时域的能量值

及其循环移位值

小区检测器(或小区搜索器-2)424将映射到所检测的循环移位值的小区设置为最适合与移动终端通信的小区。

图6B是图解根据本发明示范性实施例的执行小区搜索的接收机的结构的方框图。根据示范性实现，接收机使用图4B或4C的前导结构(使用N_CODE/4个PN码和4个循环移位值)。

参照图6B，RF单元500接收从发射机通过多径发送的RF频带的OFDM信号。CP移除器/SPC 502从OFDM信号中检测移除了CP的OFDM符号，然后以并行形式输出OFDM样本。FFT单元504根据FFT变换OFDM样本并OFDM解调所变换的OFDM样本。即，频域的OFDM样本被OFDM解调为时域信号，使得输出时域信号。时域信号提供到前导检测器514。由乘法器507、PN码生成器506、BPF 508和最大值选择器510构成前导检测器514。每个部件的操作如下。

乘法器507将时域信号乘以从PN码生成器506生成的N_CODE/4个PN码，然后输出相乘后的信号。BPF 508根据循环移位值0、N/4、N/2和3N/4对相乘后的信号执行带通滤波操作。根据示范性实现，BPF 508输出四个时域信号的能量值S_p，0、S_p，1、S_p，2和S_p，3。最大值选择器422选择时域的能量值的最大能量值

及其映射到的PN码的循环移位值 小区检测器(或小区搜索器-2)512将映射到所检测的循环移位值的小区设置为最合适与移动终端通信的小区。

与如图6A所示的移动终端相比，如图6B所示的移动终端使用单个BPF508获得四个带通滤波的信号。根据示范性实现，基于循环移位值

的BPF508滤波基于时域0的频域信号。执行滤波后的信号的实部和虚部的符号转换，从而容易地执行小区搜索。

图7A是图解根据本发明示范性实施例的与图6B相关的前导检测器的结构的方框图。在图7A中，乘法器630对应于图6B的乘法器507，并且比较器628于图6B的最大值选择器510。剩下的部件对应于图6B的BPF 508。在图7A中省略了图6B的PN码生成器506。

参照图7A，乘法器630将通过多径接收的FFT信号y(k)乘以从PN码生成器506顺序输出的N_CODE/4个PN码中的一个PN码c_p，0(k)。根据示范性实现，c_p，0(k)表示没有循环移位的第p个PN码，由M个串联的延迟元件组成的M抽头延迟元件600到680接收相乘后的信号，顺序延迟所接收的信号N/4或N/8，然后输出延迟的信号。

乘法器610到618将相乘后的信号和从延时元件600到680输出的延迟的信号乘以滤波器系数A(0)、A(1)、...、A(M)，然后输出乘法的结果。乘法器610到618作为M抽头LPF。在应用了与A(0)、A(1)、...、A(M)不同的滤波器系数集之后，从乘法器610到618得到的信号提供到四个加法器640、642、644和646。例如当M＝3时，使用映射到四个循环移位值0、N/4、N/2、3N/4的四个滤波器系数集(1，1，1，1)、(1，-j，-1，j)、(1，-1，1，-1)和(1，j，-1，j)。

根据示范性实现，从乘法器610得到的信号分别与(1，1，1，1)相乘，然后输出到加法器640、642、644和646。从乘法器612得到的信号分别与(1，-j，-1，j)相乘，然后输出到加法器640到646。相似地，每个从乘法器614到618得到的信号与从系数集中连续选择的一个相乘，然后分别输出到加法器640到646。其中，通过选择实部和虚部之一和/或反转所选择的部分实现系数集中每一个的乘法，而不需要使用任何另外的乘法器。

加法器640到646顺序相加从M个乘法器610到618输出的、对应于滤波器系数集的输出。平方器/加法器620到626对加法器640到646的输出执行平方和加法操作，然后获得能量值S_p，0、S_p，1、S_p，2和S_p，3。根据示范性实现，从一个相乘后的信号获得四个带通滤波的信号。比较器628从平方器/加法器620-626的输出中输出具有最大能量的循环移位值 和最大能量值 如

上所述，搜索映射到循环移位值的前导和小区。

如上所述，前导检测器使用一个BPF获得四个带通滤波的信号来执行小区搜索，并且在带通滤波的信号中检测具有最大能量的循环移位值。根据示范性实现，图6B的前导检测器实现用于通过指定的频带的BPF 508，来取代N点IFFT单元420，由此降低硬件复杂度。N_CODE个PN码的计算量降低到用于N_CODE/4个PN码的计算量，从而可以降低用于小区搜索的计算量。

图7B是图解根据本发明示范性实施例的、不使用乘法器的前导检测器的另一实例的方框图。在图7B中，乘法器730对应于图6B的乘法器507，并且比较器728对应于图6B的最大值选择器510。剩下的部件对应于图6B的BPF 508。在图7B中省略了图6B的PN码生成器506。在应用了以上滤波器系数集之后，来自乘法器730的相乘后的信号和来自延迟元件700到708的延迟的信号提供到四个加法器740、742、744和746。

图7A的平方器/加法器620到626执行平方复数的操作来计算能量。根据示范性实现，能量值x_r+jy_r可以表示为x_r ²+y_r ²。在这种情况下，实部和虚部的幅值可以表示为|x_r|+|y_r|。相反，图7B的前导检测器配有绝对值加法器720到726来代替平方器/加法器620到626，并且相加绝对值。根据示范性实现，绝对值加法器720到726相加实部和虚部的绝对值，从而执行小区搜索。图7A的前导检测器与图7B的不同，简单反转实部和/或虚部的符号，即不需要乘法操作，从而可以显著降低小区搜索的计算量。因此，图7B的前导检测器去除了与用于小区搜索的能量估计相关的乘法操作，从而可以使用少量的计算来执行小区搜索。

使用图6A/6B和图7A/7B可以很容易实现图4C和4D的上述前导结构。例如，通过执行IFFT操作来将所分配的PN码映射到偶数子载波，并且使用循环移位值0、N/8、N/4、3N/8之一执行循环移位来生成图4C的前导。接收机通过使用图6B和图7A/7B的结构检测图4C的前导来搜索小区。通过使用PN码和循环移位值生成第一OFDM符号、并使用不同PN码和不同的循环移位值以与生成第一符号相同的方式在第一OFDM符号之后生成第二OFDM符号，来实现图4D的前导结构。在数据帧的开头连续发送第一和第二OFDM符号。接收机连续检测这两个OFDM符号，然后执行小区搜索。

图8是图解根据本发明示范性实施例的检测前导的性能的曲线图。

图8图解了基于图6A和6B中所示的小区搜索器的系统性能。当使用FFT、16个PN码和设置为1的循环移位值执行小区搜索时，由“基于FFT的”指示前导检测性能。当使用BPF执行小区搜索时，由“基于LPF的”指示前导检测性能。从图8可以发现使用BPF的“基于LPF的”的情况要求相对低的信噪比(SNR)来获得期望的前导检测概率。

根据本发明示范性实现，使用不同的PN码和不同的循环移位值指定前导，并且根据不同的PN码和不同的循环移位值执行小区搜索，使得使用相对少量计算可以执行小区搜索。

根据示范性实现，减少了有效PN码的数量，因此降低了根据小区搜索的复杂度。执行小区搜索同时仅考虑指定的频域，从而降低硬件。

根据示范性实现，当本发明用于电信技术协会(TTA)无线宽带因特网(WiBro)系统时，1016次检测尝试可以降低为16次检测尝试，其对应于1016次检测尝试的大约1/70，并且在生成前导时存储的PN码数量可以降低到8。

从上述描述中显而易见的是，本发明特定的示范性实现不执行映射到所有小区的N个伪随机噪声(PN)码的小区搜索，而是考虑循环移位执行P个PN码的小区搜索，由此降低用于小区搜索的计算量。根据示范性实现，通过仅测试小于PN码总数N的P个PN码并通过仅在时域中分布P个PN码的指定的能量域来执行小区搜索。可以显著地减少用于存储PN码的移动终端的存储器(用于小区搜索)，并且可以显著地降低小区搜索错误。

尽管已参照本发明的特定示范性实施例表示和描述了本发明，但本领域内的普通技术人员将理解的是，可在不背离由所附权利要求书限定的本发明宗旨和范围的前提下对本发明进行各种修改、添加和替代。

Claims (27)

1.一种用于在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中发送前导的方法，该方法包括步骤：

从每个小区生成P_CODE个伪随机噪声(PN)码中所分配的PN码，以便标识所有N_CODE个小区，其中P_CODE小于N_CODE；

根据N点逆快速傅立叶变换(IFFT)将PN码变换为N个正交频分复用(OFDM)样本；

将OFDM样本循环移位Q_CODE个循环移位值中所分配的值，其中N_CODE为P_CODE*Q_CODE；

将用于防止符号间干扰的循环前缀(CP)插入到循环移位后的OFDM样本的首端，并且生成用于前导的第一OFDM符号；和

通过射频(RF)频带在数据帧的开头发送第一OFDM符号。

2.如权利要求1所述的方法，其中循环移位值包括0、N/4、N/2和3N/4中的至少一个。

3.如权利要求1所述的方法，其中循环移位值包括0、N/8、N/4和3N/8中的至少一个。

4.如权利要求3所述的方法，其中变换步骤包括步骤：

将PN码映射到偶数子载波。

5.如权利要求1所述的方法，还包括步骤：

生成具有与第一OFDM符号不同的PN码和循环移位值的第二OFDM符号，第一和第二OFDM符号构成前导；和

在第一OFDM符号之后发送第二OFDM符号。

6.一种用于在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中发送前导的装置，该装置包括：

伪随机噪声(PN)码生成器，用于从每个小区生成P_CODE个伪随机噪声(PN)码中所分配的PN码，以便标识所有N_CODE个小区，其中P_CODE小于N_CODE；

逆快速傅立叶变换(IFFT)单元，用于根据N点IFFT将PN码变换为N个正交频分复用(OFDM)样本；

循环移位器，用于将OFDM样本循环移位Q_CODE个循环移位值中所分配的值，其中N_CODE为P_CODE*Q_CODE；

循环前缀(CP)插入器，用于将用于防止符号间干扰的循环前缀(CP)插入到循环移位后的OFDM样本的首端，并且生成用于前导的第一OFDM符号；和

射频(RF)单元，用于通过射频(RF)频带在数据帧的开头发送第一OFDM符号。

7.如权利要求6所述的装置，其中循环移位值包括0、N/4、N/2和3N/4中的至少一个。

8.如权利要求6所述的装置，其中循环移位值包括0、N/8、N/4和3N/8中的至少一个。

9.如权利要求8所述的装置，其中IFFT单元将PN码映射到偶数子载波。

10.如权利要求6所述的装置，其中，PN码生成器、IFFT单元、循环移位器和CP插入器使用与第一OFDM符号不同的PN码和循环移位值来生成第二OFDM符号，第一和第二OFDM符号构成前导，并且RF单元在第一OFDM符号之后发送第二OFDM符号。

11.一种用于在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中接收前导的方法，该方法包括步骤：

通过子载波接收包括至少一个用于前导的OFDM符号的正交频分复用(OFDMA)信号；

从接收的OFDM信号中移除用于防止符号间干扰的循环前缀(CP)，并且检测N个OFDM样本；

根据N点快速傅立叶变换(FFT)将N个OFDM样本变换为频域信号；

将频域信号乘以用于标识所有N_CODE个小区的P_CODE个伪随机噪声(PN)码，确定每个相乘后的信号的能量集中的时域，并且检测应用到每个OFDM符号的PN码的循环移位值，其中循环移位值是Q_CODE个循环移位值之一，并且N_CODE为P_CODE*Q_CODE；和

搜索映射到PN码的所检测的循环移位值的小区。

12.如权利要求11所述的方法，其中检测步骤包括步骤：

根据逆快速傅立叶变换(IFFT)将相乘后的信号变换为时域信号，并且逐时域地测量时域信号的能量值；和

选择映射到具有所测量的能量值的最大能量值的时域的循环移位值。

13.如权利要求11所述的方法，其中循环移位值包括0、N/4、N/2和3N/4中的至少一个。

14.如权利要求12所述的方法，其中选择步骤包括步骤：

根据基于0、N/4、N/2和3N/4的循环移位值的通频带，对相乘后的信号进行带通滤波；

测量带通滤波后的信号的能量值；和

选择与包括所测量的能量值的最大能量值的通频带相关的循环移位值。

15.如权利要求11所述的方法，其中循环移位值包括0、N/8、N/4和3N/8中的至少一个。

16.如权利要求15所述的方法，其中变换步骤包括步骤：

从子载波的偶数子载波检测OFDM样本。

17.如权利要求16所述的方法，其中检测步骤包括步骤：

根据基于0、N/8、N/4和3N/8的循环移位值的通频带，对相乘后的信号进行带通滤波；

测量带通滤波后的信号的能量值；和

选择与包括所测量的能量值的最大能量值的通频带相关的循环移位值。

18.如权利要求11所述的方法，其中前导包括具有不同的PN码和不同的循环移位值的二个连续的OFDM符号。

19.一种用于在使用N个子载波的正交频分多址(OFDMA)系统中接收前导的装置，该装置包括：

射频(RF)单元，用于通过子载波接收包括至少一个用于前导的OFDM符号的正交频分复用(OFDMA)信号；

循环前缀(CP)移除器，用于从接收的OFDMA信号中移除用于防止符号间干扰的CP，并且检测N个OFDM样本；

快速傅立叶变换(FFT)处理器，用于根据N点FFT将NOFDM样本变换为频域信号；

前导检测器，用于将频域信号乘以用于标识所有N_CODE个小区的P_CODE个伪随机噪声(PN)码，确定每个相乘后的信号的能量集中的时域，并且检测应用到每个OFDM符号的PN码的循环移位值，其中循环移位值是Q_CODE个循环移位值之一，并且N_CODE为P_CODE*Q_CODE；和

小区检测器，用于搜索映射到所检测的PN码的循环移位值的小区。

20.如权利要求19所述的装置，其中前导检测器包括：

PN码生成器，用于顺序生成P_CODE个PN码；

乘法器，用于将频域信号与PN码相乘；

逆快速傅立叶变换单元/能量测量器，用于根据IFFT将相乘后的信号变换为时域信号，并且逐时域地测量时域信号的能量值；和

最大值选择器，用于选择映射到具有所测量的能量值的最大能量值的时域的循环移位值。

21.如权利要求19所述的装置，其中循环移位值包括0、N/4、N/2和3N/4中的至少一个。

22.如权利要求21所述的装置，其中前导检测器包括：

PN码生成器，用于顺序生成P_CODE个PN码；

乘法器，用于将频域信号与PN码相乘；

带通滤波器，用于根据基于0、N/4、N/2和3N/4的循环移位值的通频带，对相乘后的信号进行带通滤波，并且输出带通滤波后的信号的能量值；和

最大值选择器，选择与包括所测量的能量值的最大能量值的通频带相关的循环移位值。

23.如权利要求19所述的装置，其中循环移位值包括0、N/8、N/4和3N/8中的至少一个。

24.如权利要求23述的装置，其中，FFT单元从子载波的偶数子载波检测OFDM样本。

25.如权利要求24所述的装置，其中前导检测器包括：

PN码生成器，用于顺序生成P_CODE个PN码；

乘法器，用于将频域信号与PN码相乘；

带通滤波器，用于根据基于0、N/8、N/4和3N/8的循环移位值的通频带，对相乘后的信号进行带通滤波，并且输出带通滤波后的信号的能量值；和

最大值选择器，选择与包括所测量的能量值的最大能量值的通频带相关的循环移位值。

26.如权利要求25所述的装置，其中带通滤波器包括：

M个串联连接的延迟元件，用于接收并顺序延迟相乘后的信号；

乘法器，用于接收从延迟元件输出的相乘后的信号和经延迟的信号，并且将信号与滤波系数(1，1，1，1)、(1，-j，-1，j)、(1，-1，1，-1)和(1，j，-1，-j)相乘；

加法器，用于根据滤波系数将从乘法器输出的相乘后的信号相加；和

能量计算器，用于计算相加的信号的能量值。

27.如权利要求19所述的装置，其中前导包括具有不同的PN码和不同的循环移位值的二个连续的OFDM符号。

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