KR20060032390A - 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서레인징 신호 검색 장치 및 방법 - Google Patents

직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서레인징 신호 검색 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 수신 장치에 관한 것으로, FFT(Fast Fourier Transform)연산된 신호에서 레인징 신호가 실린 부반송파들을 추출하여 출력하는 레인징 서브채널 추출기와, 상기 서브채널 추출기의 출력과 미리 알고 있는 레인징 코드들을 곱하여 출력하기 위한 복수의 곱셈기들과, 상기 복수의 곱셈기들의 각각으로부터 출력되는 레인징 코드 복조 신호들 각각에 대하여, 레인징 밴드별로 그룹화하고 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차등 상관값을 산출하며 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득하여 출력하기 위한 복수의 상관관계 연산기들과, 상기 복수의 상관관계 연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 J포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하여 출력하기 위한 복수의 IFFT연산기들과, 상기 복수의 IFFT연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 최대값을 검색하고, 상기 최대값이 존재하는 IFFT의 출력 인덱스를 가지고 타이밍 오프셋을 산출하기 위한 복수의 최대값 검색기들과, 상기 복수의 IFFT연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 산출하고, 각각의 PAPR값과 미리 설정된 임계치를 비교하여 해당 타이밍 오프셋의 신뢰도를 검증하기 위한 복수의 PAPR비교기들을 포함하는 것을 특징으로 한다. 이와 같은 본 발명은 레인징 신호 수신성능을 향상시킬수 있고, 레인징 검색에 필요한 연산량을 현저히 줄일수 있다.
레인징, 차등상관, 타이밍 오프셋, PAPR, 복잡도

Description

직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 검색 장치 및 방법{APPARATUS OF UP-LINK RANGING SIGNAL DETECTION IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS CELLULAR SYSTEM AND THE METHOD THEREOF}
도 1은 직교주파수분할다중접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 방식을 사용하는 광대역 이동통신시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 통상적인 TDD/OFDMA 통신시스템에서 사용되는 레인징 코드 발생기를 보여주는 도면.
도 3은 종래기술에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 단말기의 레인징 송신장치를 도시하는 도면.
도 4는 통상적인 TDD/OFDMA 통신시스템에서 사용되는 레인징 채널의 패턴을 보여주는 도면.
도 5는 종래기술에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 기지국의 레인징 수신 장치를 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 기지국의 레인징 신호 수신장치를 도시하는 도면.
도 7은 본 발명에 따른 J포인트 IFFT연산기의 입력을 정의하는 도면.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 기지국의 레인징 검색 절차를 도시하는 도면.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식의 광대역 이동통신시스템에서 기지국 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 시간 분할 듀플렉스(TDD : Time Division Duplex)-직교주파수분할다중접속(OFDMA : Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식의 통신시스템에서 레인징 신호 수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
국내 WiBro 및 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16d/e에서 고려하고 있는 통신시스템에서, 기지국은 가입자 단말기로부터 수신되는 미리 약속된 신호(예 : 레인징, 프리앰블, 파일럿 등)를 이용해서 상향링크 시간 동기를 획득하고 CINR(Carrier to Interference plus Noise Ratio)를 추적(Tracking)한다. 이하, 상기 상향링크 동기획득을 위해 단말기에서 송신하는 신호를 "레인징 신호"로 통칭하기로 한다. 종래기술에 따른 레인징 신호 수신 방식을 현재 국내 WiBro 및 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16d/e에서 제안하고 있는 기술 위주로 살펴보면 다음과 같다.
도 1은 직교주파수분할다중접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access; 이하 'OFDMA'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 광대역 이동통신시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, OFDMA 방식을 기반으로 하는 통신시스템(이하 'OFDMA 통신시스템'이라 칭함)은 단말 셀(single cell) 구조를 가지며, 기지국(100)과 기지국(100)에서 관리되는 복수의 가입자 단말기들(110,120,130)로 구성된다. 여기서, 기지국(100)과 단말기들(110,120,130)간의 신호 송수신은 OFDM/OFDMA 방식을 사용하여 이루어진다. 즉, 단말기들(110,120,130)과 기지국(100)은 다수의 부반송파(sub-carrier)들을 사용하여 물리 채널 신호를 송신한다.
여기서, 상기 OFDMA 방식은 시간 분할 접속(Time Division Access; 이하 'TDA'이라 칭하기로 한다) 기술과 주파수 분할 접속(Frequency Division Access; 이하 'FDA'이라 칭하기로 한다) 기술을 결합하는 2차원 접속 방법으로 정의할 수 있다. 따라서 상기 OFDMA 방식을 사용하여 데이터를 전송함에 있어 각각의 OFDMA 심볼은 부반송파들에 나뉘어 실려 소정의 부채널(sub-channel)들을 통해 전송된다. 상기 부채널이라 함은 다수의 부반송파들로 구성되는 채널을 의미한다. 이를 위해 상기 OFDMA 방식을 기반으로 하는 통신시스템은 상황에 따라 미리 설정된 개수의 부반송파들을 1개의 부채널을 구성한다.
전술한 구성을 가지는 OFDMA 통신시스템에 TDD 기술을 적용할 경우, 상향링크에서는 단말기와 기지국간에 정확한 시간 동기를 맞추고 기지국의 수신 전력을 조정하기 위해서 레인징이 필요하다. 각 OFDMA 프레임은 레인징 신호를 전송하기 위한 레인징 채널을 다수의 부채널들로 구성한다.
이하, 상기 IEEE 802.16d/e 통신시스템 또는 국내 WiBro 통신시스템에서 운용되는 레인징에 대해서 설명하도록 한다. 상기 레인징 중에서 물리계층의 시간 동기를 확보하기 위한 것으로는 초기 레인징과 유지 관리를 위한 주기적 레인징이 존재한다.
먼저, 초기 레인징을 살펴보면, 기지국과 가입자 단말기간의 정확한 시간 오프셋(offset)을 맞추고, 송신 전력(transmit power)을 초기 조정하기 위해 수행되는 절차이다. 즉, 상기 가입자 단말기는 파워 온(power on)한 후 하향링크 프리앰블 신호를 수신하여 하향링크 동기를 획득한다. 이후, 상기 가입자 단말기는 상향링크 시간 오프셋과 송신 전력을 조정하기 위해서 상기 기지국과 초기 레인징을 수행하게 된다. 여기서, 전술된 IEEE 802.16d/IEEE 802.16e 통신시스템과 국내 WiBro 통신 시스템은 OFDM/OFDMA 방식을 사용하기 때문에, 임의 선택한 레인징 코드를 다수의 부채널들을 통해 전송하여 레인징 절차를 수행하게 된다.
다음으로, 주기적 레인징을 살펴보면, 초기 레인징을 실시한 후 가입자 단말기가 상기 기지국과 시간 오프셋 및 수신신호세기를 추적(Tracking) 하기 위해서 주기적으로 수행하는 절차를 나타낸다. 상기 가입자 단말기는 상기 주기적 레인징을 위해 할당된 상기 레인징 코드들 중 어느 한 레인징 코드를 랜덤하게 선택하여 레인징 절차를 수행한다.
그러면, 여기서 레인징 신호 송신 방식을 살펴보기로 한다.
도 2는 통상적인 TDD/OFDMA 시스템에서 사용되는 레인징 코드 발생기를 보여준다.
도시된 바와 같이, PRBS 발생기(Pseudo Random Binary Sequence Generator)에서 생성된 PN코드가 레인징 코드로 사용된다. 상기 PN코드를 생성하기 위한 생성 다항식은 하기 수학식 1과 같다.
Figure 112004046244211-PAT00001
상기 PN코드 생성을 위한 레지스터는 "00101011"과 7비트의 셀 인식번호(Cell ID number)에 의해 초기화된다. 단말기는 상기 셀 인식번호를 하향링크 프리앰블 신호 또는 방송정보를 통해서 획득할수 있다.
레인징 코드의 길이를 N 비트라고 가정하면, 각각의 레인징 모드에서 사용되는 부호 발생은 다음과 같다.
먼저, 상기 PRBS 발생기의 1360 번째에서 NxK1번째까지의 클럭에 통해 생성된 하나의 긴 수열을 N비트로 균등 분할하여 생성된 K1개의 길이 N 비트부호들은 초기 레인징용으로 사용한다 상기 PRBS 발생기의 (NxK1+1)번째에서 Nx(K1+K2)번째까지의 클럭을 통해 생성된 하나의 긴 수열을 N비트로 균등 분할하여 생성된 K2개의 길이 N 비트 부호들은 핸드오프 레인징용으로 사용한다. 상기 PRBS 발생기의 Nx(K1+K2+1)번째에서 Nx(K1+K2+K3)번째까지의 클럭을 통해 생성된 하나의 긴 수열을 N비트로 균등 분할하여 생성된 K3개의 길이 N비트 부호들은 주기적 레인징용으로 사용한다. 상기 PRBS발생기의 Nx(K1+K2+K3+1)번째에서 Nx(K1+K2+K3+K4)번째까지의 클럭을 통해 생성된 하나의 긴 수열을 N 비트로 균등 분할하여 생성된 K4 개의 길이 N비트 부호들은 대역폭 요구 레인징용으로 사용한다.
도 3은 종래기술에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 단말기의 레인징 송신 장치를 도시하고 있다.
도 3을 참조하면, 단말이 의도하는 레인징 모드(초기 레인징, 주기적 레인징 등)에 대한 정보가 레인징 코드 발생장치에 입력되면, 레인징 코드 발생기(301)는 임의 선택된 하나의 레인징 코드를 발생한다. 레인징 채널 생성기(302)는 상기 레인징 코드 발생기(301)로부터의 레인징 코드를 부반송파에 할당하여 출력한다. 여기서, 부반송파에 할당한다는 것은, 상기 레인징 코드를 구성하는 원소들(또는 비트들) 각각을 IFFT연산기(303)의 해당 입력(부반송파 위치)으로 제공하는 것을 의미한다. 여기서, 레인징 코드가 할당되지 않는 부반송파들에는 '0'이 패딩된다. IFFT연산기(303)는 상기 레인징 채널 생성기(302)로부터의 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호를 출력한다. 병/직렬 변환기(304)는 상기 IFFT연산기(303)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. CP추가기(305)는 상기 병/직렬 변환기(304)로부터의 데이터열에 보호구간(CP : Cyclic Prefix)를 추가하여 기저대역 레인징 신호를 발생한다. 도시하지는 않았지만, 상기 기저대역 레 인징 신호는 실제 전송 가능하도록 RF(radio frequency)처리된후 안테나(antenna)를 통해 에어(air) 상으로 전송된다.
한편, 현재 IEEE802.16e 및 WiBro 물리계층 규격에서 사용되는 레인징 채널의 패턴은 첨부된 도 4와 같다. 도시된 바와 같이, 레인징 신호 전송에 사용되는 전체 144개의 톤(부반송파)들은 6개의 떨어진 밴드로 구성되고, 각 밴드 내에는 24개의 연속적인 부반송파들이 존재한다.
그러면, 상기 레인징 신호를 수신하는 방식을 살펴보기로 한다.
도 5는 종래기술에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 기지국의 레인징 수신 장치를 도시하고 있다.
도 5를 참조하면, 먼저 FFT연산기(501)는 입력되는 수신신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역에서의 신호를 출력한다. 즉, 상기 FFT연산기(501)는 수신된 신호를 각 부반송파 값으로 복조하여 출력한다. 레인징 서브채널 추출기(502)는 상기 FFT연산기(501)로부터의 부반송파 값들중에서 레인징 코드가 실려있는 부반송파 값들을 추출하여 출력한다. 곱셈기(503)는 상기 레인징 서브채널 추출기(502)로부터의 부반송파 값들과 0번 레인징 코드(Code 0)를 곱하여 출력한다. 곱셈기(504)는 상기 레인징 서브채널 추출기(502)로부터의 부반송파 값들과 1번 레인징 코드를 곱하여 출력한다. 마찬가지로, 곱셈기(505)는 상기 레인징 서브채널 추출기(502)로부터의 부반송파 값들과 (k-1)번 레인징 코드를 곱하여 출력한다. 수신된 레인징 코드에 대한 정보가 없기 때문에, 이와 같이 레인징 코드가 실린 부반송파 값들과 모든 가능한 레인징 코드들을 곱하게 된다.
위상검샘기(506)는 상기 곱셈기(503)로부터의 신호를 가지고 타이밍 오프셋(timing offset)을 검출하여 출력한다. 위삼검색기(507)는 상기 곱셈기(504)로부터의 신호를 가지고 타이밍 오프셋을 검출하여 출력한다. 마찬가지로, 위상검색기(508)는 상기 곱셈기(508)로부터의 신호를 가지고 타이밍 오프셋을 검출하여 출력한다. 상기 위상검색기들(506 내지 508)의 동작은 하기 수학식 2와 같이 모델링된다.
Figure 112004046244211-PAT00002
여기서, 상기 Ym,k는 도 4에 도시된 m-th 밴드내의 k-th 부반송파의 수신신호 응답을 나타낸다. 상기 Cm,k는 도 4에 도시된 m-th밴드내의 k-th 부반송파에 할당된 레인징 코드 비트를 나타낸다. 상기 f(m,k)는 m-th밴드내의 k-th 부반송파의 주파수 인덱스를 나타낸다. NFFT는 FFT의 사이즈(예, 1024 for Wibro)를 나타낸다. 상기
Figure 112004046244211-PAT00003
은 타이밍 오프셋을 검색하는 스텝 사이즈(단위 : 샘플 레이트에 정규화된 샘플들)를 나타낸다.
상기 수학식 2를 살펴보면, {Ym,kCm,k}는 FFT연산기의 출력값에 레인징 코드를 곱한 값으로, 위상검색기에 입력되는 신호이다. 이 값에 대하여 지수함수를 곱셈 연산하게 된다. 이때, 지수함수에 포함되는 가변적 변수는 n이며, n이 취할 수 있는 값의 범위는 [
Figure 112004046244211-PAT00004
]로 정해진다. 상기 n은 추정할 타이밍 오프셋의 범위를 나타낸다. 수학식 2는 n이 취할 수 있는 모든 값에 대한 연산결과
Figure 112004046244211-PAT00005
을 얻게 된다. 이 중에서
Figure 112004046244211-PAT00006
의 최대값을 가지는 특정 n 값을 잠정적 타이밍 오프셋 값으로 선택한다. 설명의 편의를 위해 잠정적 타이밍 오프셋을 nest로 가정한다.
피크검색기들(509 내지 511) 각각은 대응되는 위상 검색기(506)로부터 출력되는 잠정적 타이밍 오프셋을 검증하기 위해 피크 대 평균 전력 비(PAPR : Peak to Average Power Ratio)를 산출하고, 상기 PAPR값과 미리 설정된 임계치(Threshold)를 비교하며, 상기 PAPR값이 상기 임계치보다 클 경우 잠정적 타이밍 오프셋을 추정값으로 확정하여 출력한다. 만일, 상기 PAPR 값이 상기 임계치보다 작으면, 상기 잠정적 타이밍 오프셋은 폐기(discard)되고 레인징 신호를 수신하지 않은 것으로 판정하게 된다.
여기서, 상기 PAPR은 하기 수학식 3과 같이 산출된다.
Figure 112004046244211-PAT00007
이상 살펴본 바와 같이, 종래기술에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템은 상술한 도 5의 방식으로 레인징 신호를 검색하게 된다. 그러면, 여기서 종래기술에 따른 문제 점을 살펴보기로 한다.
첫째, 상술된 종래기술로 구현할 경우 연산량이 과도하여 구현이 어려워지는 문제점이 발생한다.
상기 도 5의 FFT연산기(501)와 코드 곱셈기들(503 내지 505)은 기본적인 연산 블록이다. 한편, 위상검색기들(506 내지 508)은 상술한 수학식 2와 같은 방식으로 위상을 검색하게 된다. 상기 수학식 2를 통해 알 수 있듯이, 종래 기술은 코드 곱셈기로부터 입력된 값에 대해 하나의 n에 대해 1024번의 지수연산을 수행하여 누적하고, 최대값을 찾아 잠정적 타이밍 오프셋을 결정한다. 그리고, 피크 검색기들(509 내지 511)은 잠정적 타이밍 오프셋을 검증하기 위해 PAPR을 계산한다. 따라서, 종래 기술로 구현할 경우 구현 복잡도는 하기 <표 1>과 같이 나타난다.
실수곱셈 FFT reception (Radix 2 FFT) Code Multiplication Phase test Peak Test 총연산량
종래기술 NFFTlog2NFFT 2* Number_of_Codes *Code_Size 2* Number_of_Codes *Code_Size*NFFT 2* Number_of_Codes *Code_Size 9.46E6
NFFT : FFT 사이즈, 예 : 1024
Number_of_Codes : 레인징 코드의 개수, 예 : 32
Code_Size : 레인징 코드 길이, 예 : 144
상기 표 1에서 알 수 있듯이, IEEE802.16e와 국내 WiBro 규격에 의하면, 매 5msec마다 3(=ranging 종류)x 9.46E6 (연산량) = 28.4E6의 실수곱셈, 혹은 매 1초마다 5679E6 부동 소수점(floating point) 연산을 해야 하기 때문에 구현이 어려운 문제점이 있다.
둘째, 종래기술로 구현할 경우, 낮은 CINR(Carrier ti Interference Plus Noise Ratio)에서 레인징 수신 성능이 떨어지는 문제점이 있다. 즉, 레인징 채널은 전체 주파수 대역을 사용하지 않기 때문에 부정확한 타이밍 오프셋 추정 성능을 갖게 된다.
좀더 자세히 살펴보면, 종래의 기술은, 주파수 영역에서 발생된 타이밍 오프셋만큼 위상이 회전된 채널의 응답을 구해내고 이를 다시 시간영역으로 천이시킴으로 채널의 시간영역 응답의 이동량을 찾아내는 방식이다. 이 때, 도 4에서 설명한 바와 같이 부분적인 밴드에만 레인징 코드가 실려있기 때문에, 획득되는 채널의 주파수 영역 특성 값도 제한적이라 할수 있다. 한편, 시간영역으로 채널값을 천이시키는 과정은 레인징 부채널 모양의 필터를 통과시키는 연산과 같다. 따라서, 위상 검색기의 출력값은 이상적인 채널의 시간 응답과 필터 계수의 컨벌루션 연산과 같다. 즉, 위상검색기의 출력값은 부정확한 타이밍 오프셋 값을 가질 수밖에 없다. 그리고 잡음의 영향을 고려한다면 그 성능은 더욱 열화된다. 셀룰러 시스템에서는 다중 셀간의 신호간섭의 영향으로 CINR 값이 낮은 곳에서 동작해야 하는 단말이 상당수 존재하며, 일정 송신 전력과 동일한 경로 손실을 가정했을 때 CINR은 거리에 의한 함수로 나타나기 때문에, 낮은 CINR에서 레인징 수신 처리가 제대로 이루어지지 않으면 셀 반경의 감소를 초래하는 문제점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 검색에 필요한 연산량을 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 검색 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 수신 장치는, FFT(Fast Fourier Transform)연산된 신호에서 레인징 신호가 실린 부반송파들을 추출하여 출력하는 레인징 서브채널 추출기와, 상기 서브채널 추출기의 출력과 미리 알고 있는 레인징 코드들을 곱하여 출력하기 위한 복수의 곱셈기들과, 상기 복수의 곱셈기들의 각각으로부터 출력되는 레인징 코드 복조 신호들 각각에 대하여, 레인징 밴드별로 그룹화하고 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차등 상관값을 산출하며 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득하여 출력하기 위한 복수의 상관관계 연산기들과, 상기 복수의 상관관계 연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 J포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하여 출력하기 위한 복수의 IFFT연산기들과, 상기 복수의 IFFT연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 최대값을 검색하고, 상기 최대값이 존 재하는 IFFT의 출력 인덱스를 가지고 타이밍 오프셋을 산출하기 위한 복수의 최대값 검색기들과, 상기 복수의 IFFT연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 산출하고, 각각의 PAPR값과 미리 설정된 임계치를 비교하여 해당 타이밍 오프셋의 신뢰도를 검증하기 위한 복수의 PAPR비교기들을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2견지에 따르면, 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 수신 방법은, FFT(Fast Fourier Transform)연산된 신호에서 레인징 신호가 실린 부반송파들을 획득하는 과정과, 상기 획득된 부반송파들과 미리 알고 있는 복수의 레인징 코드들을 곱하여 레인징 코드 복조를 수행하는 과정과, 상기 복수의 레인징 코드 복조된 신호들 각각에 대하여, 레인징 밴드별로 그룹화하고 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차등 상관값을 산출하며 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득하는 과정과, 상기 복수의 레인징 코드들 각각에 대하여 획득된 상기 2×kmax개의 상관값들을 J포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하는 과정과, 상기 복수의 IFFT연산된 신호들 각각에 대하여, 최대값을 검색하고 상기 최대값이 존재하는 IFFT의 출력 인덱스를 가지고 타이밍 오프셋을 산출하는 과정과, 상기 복수의 IFFT연산된 신호들 각각에 대하여 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 산출하고, 각각의 PAPR값과 미리 설정된 임계치를 비교하여 해당 타이밍 오프셋의 신뢰도를 검 증하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식의 이동통신시스템에서, 레인징 신호 검색에 필요한 연산량을 줄이고, 낮은 CINR에서도 레인징 검색 성능을 향상시키기 위한 기술을 제안한다. 상기 OFDMA 방식의 이동통신시스템은 예를들어 IEEE802.16e 및 WiBro에서 제안하는 시스템 등이 될 수 있다. 상기 시스템들은 단말기가 상향링크 동기를 위해 레인징 신호 또는 파일럿 또는 프리앰블 같은 미리 정해진 신호를 기지국으로 전송한다.
한편, 본 발명은 설명의 편의를 위해 국내 WiBro 물리계층 규격이 정의하는 시스템을 가정하여 설명하기로 한다. 그러나, 본 발명은 레인징 신호와 같은 미리 정해진 신호를 이용해서 상향링크 동기를 획득하는 어떠한 TDD-OFDMA 시스템에서도 제약조건 없이 동일하게 적용할수 있다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 기지국의 레인징 신호 수신장치를 도시하고 있다.
도 6을 참조하면, 먼저 FFT연산기(601)는 입력되는 수신신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역에서의 신호를 출력한다. 즉, 상기 FFT연산기(601)는 수신된 신호를 각 부반송파 값으로 복조하여 출력한다. 레인징 서브채널 추출기(602)는 상기 FFT연산기(601)로부터의 부반송파 값들중에서 레인징 코드가 실려있는 부반송파 값들을 추출하여 출력한다. 곱셈기(603)는 상기 레인징 서브채널 추출기(602)로부터의 부반송파 값들과 0번 레인징 코드(Code 0)를 곱하여 출력한다. 곱셈기(604)는 상기 레인징 서브채널 추출기(602)로부터의 부반송파 값들과 1번 레인징 코드를 곱하여 출력한다. 마찬가지로, 곱셈기(605)는 상기 레인징 서브채널 추출기(602)로부터의 부반송파 값들과 (K-1)번 레인징 코드를 곱하여 출력한다. 이와 같이 레인징 코드가 실린 부반송파 값들과 모든 가능한 레인징 코드들을 곱하게 된다.
여기서, 곱셈기들(603 내지 605)로부터 출력되는 값 Ym,kCm,k는 물리적으로 레인징 신호가 충돌이 없었다면 경험한 채널의 주파수 영역 특성을 나타내며, 발생된 타이밍 오프셋에 의한 위상회전 성분을 포함하게 된다. 상기 Ym,k는 도 4에 도시된 m-th 밴드내의 k-th 부반송파의 수신신호 응답을 나타내고, 상기 Cm,k는 도 4에 도시된 m-th 밴드내의 k-th 부반송파에 할당된 레인징 코드 비트를 나타낸다.
상관관계 연산기(606)는 대응되는 곱셈기(603)로부터 출력되는 값들을 레인징 밴드별로 그룹화하고, 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차 등 상관값을 획득하며, 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득하여 출력한다. 이때 상관관계 연산기(606)에서 출력되는 각각의 상관값 Zk는 k만큼 떨어진 부반송파간의 상관관계의 합을 구함으로써 발생된 타이밍 오프셋만큼의 위상회전 성분을 포함한다.
마찬가지로, 상관관계 연산기(608)는 대응되는 곱셈기(605)로부터 출력되는 값들을 레인징 밴드별로 그룹화하고, 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차등 상관값을 획득하며, 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득하여 출력한다.
상기 상관관계 연산기들(606 내지 608)의 동작은 하기 수학식 4와 같이 모델링된다.
Figure 112004046244211-PAT00008
상기 수학식 4를 살펴보면, WiBro 시스템을 가정하였기 때문에, 상관관계 연 산기로 입력되는 값들은 144개의 주파수 영역 값들이다. 24개의 부반송파들로 이루어진 6개의 레인징 밴드들에 해당하는 값들이 입력된다. 상기 수학식 4에서, Zk는 k개 만큼 떨어진 부반송파간의 상관관계의 합으로 정의된다. 만약, k개 떨어진 부반송파간의 채널 특성이 같다면, Zk의 크기는 채널 크기의 합이 되며, 위상은 타이밍 오프셋에 발생된 위상의 k개 부반송파간의 차이를 나타낸다. 그리고, k의 크기에 따라
Figure 112004046244211-PAT00009
연산의 숫자는 달라지며, 이것은 정보의 신뢰도와 관련이 있다. 즉, k가 작을수록 인접한 부반송파간의 상관관계는 보다 커지고, 수학식 4에서
Figure 112004046244211-PAT00010
연산의 회수가 증가하므로 Zk의 크기도 증가한다. 따라서, Zk에 대한 신뢰도가 높아진다. 또한, 각 밴드는 24개의 인접한 부반송파들로 구성되므로 Zk의 가능한 값은 k가 1∼23인 총 23개가 된다. 그리로, 음의 값으로도 위상차를 얻을 수 있으나 이것은 단순히 Zk의 공액복소수와 같으므로 k가 -1∼-23인 값은 상기 수학식 4와 같은 연산 없이 쉽게 얻을 수 있다. 따라서, 상관관계 연산기에서 출력되는 Zk의 값은 총 46개가 된다. 이 값들의 크기는 '0'을 중심으로 삼각형 모양의 대칭 형태로 나타난다.
'0'패딩기들(609 내지 611) 각각은 대응되는 상관관계 연산기로부터 출력되는 2×kmax개의 상관값들의 각각을 해당 J포인트 IFFT연산기의 해당 입력으로 제공하고, 상기 상관값들이 할당되지 않는 입력들에는 '0'을 패딩한다. kmax가 23라 가정할 때, '0'이 패딩되는 위치들 Zk은 하기 수학식 5과 같다.
Figure 112004046244211-PAT00011
J포인트 IFFT연산기들(612 내지 614) 각각은 대응되는 '0'패딩기로부터의 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간영역의 신호를 출력한다. 본 발명에서 IFFT의 사이즈 J는 선택 가능한 값으로, 다음 중에서 선택할수 있다.
Figure 112004046244211-PAT00012
여기서, J포인트 IFFT연산기의 입력은
Figure 112004046244211-PAT00013
가 되고, 상기 J포인트 IFFT(814)의 입력을 정의하면 도 7과 같다. 한편, J포인트 IFFT연산기에서 출력되는 신호는 입력신호 Zk의 모양에 의해 싱크(sinc)함수의 제곱형태로 나타나며, 발생되는 타이밍 오프셋에 따라 최대값이 이동된 특성을 갖는다.
따라서, 최대값 검색기들(615 내지 617) 각각은 대응되는 J포인트 IFFT연산기로부터의 신호(
Figure 112004046244211-PAT00014
)에서 최대값을 검색하고, 상기 최대값이 존재하는 IFFT의 출력 인덱스를 가지고 잠정적인 타이밍 오프셋을 산출한다.
상기 J포인트 IFFT연산기에서 출력되는 신호를 zn이라 할때, 상기 최대값 검색기의 동작은 하기 수학식 6과 같이 모델링된다.
Figure 112004046244211-PAT00015
PAPR비교기들(618 내지 620) 각각은 대응되는 최대값 검색기에서 출력되는 잠정적 타이밍 오프셋을 검증하기 위해 피크 대 평균 전력 비(PAPR : Peak to Average Power Ratio)를 하기 수학식 7과 같이 산출하고, 상기 PAPR값과 미리 설정된 임계치(Threshold)를 비교하며, 상기 PAPR 값이 상기 임계치보다 클 경우 잠정적 타이밍 오프셋을 추정값(
Figure 112004046244211-PAT00016
)으로 확정하여 출력한다. 상기 PAPR비교기들(619 내지 620)의 동작은 하기 수학식 7과 같이 모델링된다.
Figure 112004046244211-PAT00017
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 TDD/OFDMA 통신시스템에서 기지국의 레인징 검색 절차를 도시하고 있다.
도 8을 참조하면, 먼저 기지국은 801단계에서 수신되는 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)연산하여 각 부반송파의 값으로 복조한다. 이후, 기지국은 803단계에서 상기 부반송파 값들을 모든 가능한 레인징 코드들과 곱한다.
이와 같이 레인징 코드 복조를 수행한후, 상기 기지국은 805단계에서 복수의 레인징 코드 복조된 신호들 각각에 대하여, 레인징 밴드별로 그룹화하고, 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차등 상관값을 획득하며, 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득한다. 즉, 레인징 코드 복조된 신호에 대하여 2×kmax개의 상관값들을 획득할수 있다. 여기서, 레인징 밴드의 개수가 '6'이고, 각 밴드내에 구성되는 부반송파의 개수가 '24'이며, l-th 밴드내의 n-th 부반송파의 수신신호 응답을 Yl,n이고, l-th 밴드내의 n-th 부반송파에 할당된 레인징 코드 비트를 Cl,n일 때, 하나의 레인징 코드 복조된 신호에 대한 2×kmax개의 상관값들은 하기 수학식 8과 같이 계산된다. 하기 수학식 8에서 밴드내에 구성되는 인접한 부반송파들의 개수가 24이므로, kmax는 '23'이 된다.
Figure 112004046244211-PAT00018
이후, 상기 기지국은 807단계에서 복수의 레인징 코드들 각각에 대하여 획득된 상기 2×kmax개의 상관값들을 부반송파에 할당한다. 이때, 상관값들이 할당되지 않는 부반송파들에는 '0'을 패딩한다. 예를들어, kmax가 23이라 가정할 때, '0'이 패딩되는 부반송파들은 Zk는 하기 수학식 9와 같다.
Figure 112004046244211-PAT00019
이와 같이 부반송파 할당을 수행한후, 상기 기지국은 809단계에서 상기 복수의 부반송파 할당 신호들 각각에 대하여 J포인트 IFFT연산을 수행한다. 여기서, 상기 IFFT의 사이즈 J는 시스템 운용 파라미터이다. 한편, 상기 J포인트 IFFT연산을 통해 획득되는 신호는 싱크함수의 제곱 형태를 가지며, 발생된 타이밍 오프셋에 따라 최대값이 이동된 특성을 갖는다.
따라서, 상기 기지국은 811단계에서 각각의 IFFT연산된 신호에서 최대값을 검출하고, 상기 최대값이 존재하는 IFFT의 출력 인덱스를 가지고 타이밍 오프셋을 산출한다. 상기 IFFT연산된 신호를 zn이라 할때, 상기 타이밍 오프셋은 하기 수학식 10과 같이 산출된다.
Figure 112004046244211-PAT00020
상기와 같이 타이밍 오프셋을 산출한후, 상기 기지국은 813단계에서 상기 각각의 IFFT연산된 신호를 가지고 피크 대 평균 전력비(PAPR : Peak o Average Power Ratio)를 하기 수학식 11과 같이 산출한다. 그리고, 상기 기지국은 815단계에서 상기 산출된 복수의 PAPR 값들을 각각 미리 설정된 임계치(Threshold)와 비교한다. 이때, 임의 PAPR 값이 상기 임계치보다 크면, 상기 기지국은 817단계로 진행하여 해당 레인징 코드와 타이밍 오프셋을 추정값(
Figure 112004046244211-PAT00021
)으로 확정하여 저장한다. 한편, 임의 PAPR 값이 상기 임계치보다 작으면, 상기 기지국은 해당 타이밍 오프셋을 폐기(discard)한다.
상술한 본 발명에 따른 레인징 검색 방식은 종래기술에 비하여 수신 성능이 양호하다. 여기서, 본 발명에 따른 수신 성능을 종래기술과 대비하여 살펴보면 하기 <표 2>와 같다.
CINR AWGN Ped A,3Km/h Ped B,10km/h Veh A,60km/h Veh B,120km/h
종래 기술 발명 기술 종래 기술 발명 기술 종래 기술 발명 기술 종래 기술 발명 기술 종래 기술 발명 기술
-5dB 1.0000 0.9989 0.9995 0.9999 0.6578 0.9304 0.8732 0.9259 0.7959 0.8480
0dB 1.0000 1.0000 1.0000 1.0000 0.9171 0.9996 0.9731 0.9995 0.9557 0.9609
5dB 1.0000 1.0000 1.0000 1.0000 0.9306 1.0000 0.9789 1.0000 0.9572 0.9724
하기 <표 3>은 본 발명에 따른 레인징 수신 성능을 J포인트 IFFT 사이즈 별로 대비한 것이다.
CINR IFFT 사이즈 AWGN Ped A, 3km/h Ped B, 10km/h Veh A, 60km/h Veh B, 120km/h
-5dB 64 0.9949 0.9984 0.8972 0.8931 0.8016
128 0.9980 0.9992 0.9247 0.9178 0.8390
256 0.9989 0.9999 0.9304 0.9259 0.8480
512 0.9987 0.9999 0.9294 0.9250 0.8492
0dB 64 1.0000 1.0000 0.9988 0.9994 0.9441
128 1.0000 1.0000 0.9995 0.9997 0.9579
256 1.0000 1.0000 0.9996 0.9995 0.9609
512 1.0000 1.0000 0.9992 0.9996 0.9596
5dB 64 1.0000 1.0000 0.9998 1.0000 0.9559
128 1.0000 1.0000 1.0000 1.0000 0.9712
256 1.0000 1.0000 1.0000 1.0000 0.9724
512 1.0000 1.0000 1.0000 1.0000 0.9738
특히, 본 발명에 따른 복잡도(연산량)는 종래기술에 대비하여 매우 적다. 본 발명에 따른 연산량을 살펴보면 하기 <표 4>와 같다.
실수곱셈 FFT reception (Radi x 2 FFT) Code Multiplication Diff. demod IFFT (Radi x 2) 총연산량 NJ=126 총연산량 NJ=256
발명기술 NFFTlod2NFFT 2* Num_of_Codes *Code_Size Num_of_Codes *3312 Num_of_Codes *NJlog2NJ 1.09E6 2.07E6
NFFT : FFT 사이즈, 예 : 1024
Number_of_Codes : 레인징 코드의 개수, 예 : 32
Code_Size : 레인징 코드 길이, 예 : 144
상기 <표 4>에서 알 수 있듯이, 본 발명에 따른 연산량은 NJ -IFFT 사이즈가 126일때 '1.09E6'이고, NJ -IFFT 사이즈가 256일때 '2.07E6'이다. 반면, 종래기술에 따른 연산량은 표 1에서 살펴본 바와 같이 '9.46E6'이다. 즉, 종래기술에 따른 연산량이 본 발명 대비 약 900% 임을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정 해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 표 1 내지 표 4에서 살펴본 바와 같이, 레인징 신호의 수신 성능을 향상시킬수 있고, 레인징 신호 검색에 필요한 연산량을 현저히 줄일수 있는 이점이 있다.

Claims (10)

  1. 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 수신 장치에 있어서,
    FFT(Fast Fourier Transform)연산된 신호에서 레인징 신호가 실린 부반송파들을 추출하여 출력하는 레인징 서브채널 추출기와,
    상기 서브채널 추출기의 출력과 미리 알고 있는 레인징 코드들을 곱하여 출력하기 위한 복수의 곱셈기들과,
    상기 복수의 곱셈기들의 각각으로부터 출력되는 레인징 코드 복조 신호들 각각에 대하여, 레인징 밴드별로 그룹화하고 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차등 상관값을 산출하며 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득하여 출력하기 위한 복수의 상관관계 연산기들과,
    상기 복수의 상관관계 연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 J포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하여 출력하기 위한 복수의 IFFT연산기들과,
    상기 복수의 IFFT연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 최대값을 검색하고, 상기 최대값이 존재하는 IFFT의 출력 인덱스를 가지고 타이밍 오프셋을 산출하기 위한 복수의 최대값 검색기들과,
    상기 복수의 IFFT연산기들로부터 출력되는 신호들 각각에 대하여 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 산출하고, 각각의 PAPR값과 미리 설정된 임계치를 비교하여 해당 타이밍 오프셋의 신뢰도를 검증하기 위한 복수의 PAPR 비교기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    k는 J포인트 IFFT의 입력 인덱스, L+1은 레인징 밴드의 개수, N+1은 하나의 레인징 밴드내에 구성는 부반송파들의 개수, Yl,n는 l-th 밴드내의 n-th 부반송파의 수신신호 응답, Cl,n는 l-th 밴드내의 n-th 부반송파에 할당된 레인징 코드 비트일때, 상기 복수의 상관관계 연산기들의 각각은 다음 수식,
    Figure 112004046244211-PAT00022
    을 이용해 하나의 레인징 코드 복조 신호에 대한 2×kmax개의 상관값들(Zk)을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 kmax는 상기 IFFT연산기들의 사이즈 J의 1/2보다 작으며, 상기 2×kmax개의 상관값들을 할당하고 남은 IFFT연산기의 입력들에는 '0'을 패딩하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    zn은 IFFT연산기의 출력 신호, n은 상기 최대값이 존재하는 IFFT연산기의 출력 인덱스, DR(Decimation ratio)는 NFFT/J라 할때,
    상기 복수의 최대값 검색기들의 각각은 다음의 수식,
    Figure 112004046244211-PAT00023
    을 이용해 타이밍 오프셋(
    Figure 112004046244211-PAT00024
    )을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 IFFT연산기들의 출력신호는 싱크(sinc)함수의 제곱형태를 가지며, 발생된 타이밍 오프셋에 의해 최대값이 이동된 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서 레인징 신호 수신 방법에 있어서,
    FFT(Fast Fourier Transform)연산된 신호에서 레인징 신호가 실린 부반송파들을 획득하는 과정과,
    상기 획득된 부반송파들과 미리 알고 있는 복수의 레인징 코드들을 곱하여 레인징 코드 복조를 수행하는 과정과,
    상기 복수의 레인징 코드 복조된 신호들 각각에 대하여, 레인징 밴드별로 그룹화하고 각각의 레인징 밴드에 대하여 k(1≤k≤kmax)만큼 떨어진 두 부반송파간의 차등 상관값을 모든 경우에 대해 산출한후 모두 가산하여 k차 차등 상관값을 산출하며 상기 k차 차등 상관값을 공액복소수화하여 모두 2×kmax개의 상관값들을 획득 하는 과정과,
    상기 복수의 레인징 코드들 각각에 대하여 획득된 상기 2×kmax개의 상관값들을 J포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하는 과정과,
    상기 복수의 IFFT연산된 신호들 각각에 대하여, 최대값을 검색하고 상기 최대값이 존재하는 IFFT의 출력 인덱스를 가지고 타이밍 오프셋을 산출하는 과정과,
    상기 복수의 IFFT연산된 신호들 각각에 대하여 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 산출하고, 각각의 PAPR값과 미리 설정된 임계치를 비교하여 해당 타이밍 오프셋의 신뢰도를 검증하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    k는 J포인트 IFFT의 입력 인덱스, L+1은 레인징 밴드의 개수, N+1은 하나의 레인징 밴드내에 구성는 부반송파들의 개수, Yl,n는 l-th 밴드내의 n-th 부반송파의 수신신호 응답, Cl,n는 l-th 밴드내의 n-th 부반송파에 할당된 레인징 코드 비트일 때, 상기 2×kmax개의 상관값들(Zk)은 다음 수식,
    Figure 112004046244211-PAT00025
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 kmax는 상기 IFFT의 사이즈 J의 1/2보다 작으며, 상기 2×kmax개의 상관값들을 할당하고 남은 IFFT의 입력들에는 '0'을 패딩하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제6항에 있어서,
    zn은 IFFT연산기의 출력 신호, n은 상기 최대값이 존재하는 IFFT연산기의 출력 인덱스, DR(Decimation ratio)는 NFFT/J라 할때, 상기 타이밍 오프셋(
    Figure 112004046244211-PAT00026
    ) 은 다음 수식,
    Figure 112004046244211-PAT00027
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 복수의 IFFT연산된 신호들은 싱크(sinc)함수의 제곱형태를 가지며, 발생된 타이밍 오프셋에 의해 최대값이 이동된 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
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