KR20100020891A - 광대역 무선통신 시스템에서 고속 피드백 채널을 이용한 정보 송수신 장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선통신 시스템에서 고속 피드백 채널을 이용한 정보 송수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 광대역 무선통신 시스템에서 고속 피드백 채널(fast feedback channel)을 통한 제어 정보 송수신에 관한 것으로, 송신단은, 고속 피드백 채널을 통해 송신될 준직교 신호열을 생성하는 생성기와, 서로 다른 매핑 패턴으로 상기 준직교 신호열을 다수의 묶음들에 매핑하는 다수의 매핑기들과, 상기 다수의 묶음들에 매핑된 상기 준직교 신호열을 송신하는 송신기를 포함하여, 고속 피드백 채널을 통해 송수신되는 정보량을 증가시킬 수 있으며, 더욱이, 증가된 정보량에도 불구하고 채널 추정 오차 등의 영향 없이 정확한 정보 전달과 안정적인 시스템 운용이 가능하다.
Figure P1020090016051
고속 피드백 채널(fast feedback channel), 준직교 신호열, 직교 부신호열

Description

광대역 무선통신 시스템에서 고속 피드백 채널을 이용한 정보 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TARNSMITTING AND RECEIVING INFORMATION THROUGH FAST FEEDBACK CHANNEL IN A BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 광대역 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 광대역 무선통신 시스템에서 제한된 용량을 갖는 고속 피드백 채널(fast feedback channel)을 통한 정보 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함)을 기반으로 하는 통신 시스템에서는 상향링크 고속 피드백(fast feedback) 정보를 전송하기 위한 별도의 물리적 채널들이 존재한다. 상향링크 고속 피드백 정보로는 SNR(Signal to Noise Ratio) 또는 CIR(Carrier to Interference Ratio), 단말이 선호하는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨, 유연한 주파수 재사용률(FFR : Flexible Frequency Reuse) 선택 정보, 빔 성형 계수(beamforming index) 등의 다양한 정보 등이 포함될 수 있다.
상향링크 고속 피드백 정보의 양은 크지 않지만 통신 시스템 운용에 매우 중 요한 것이므로, 전송에 높은 신뢰성이 보장되어야 한다. 그러나, 자원의 낭비를 막기 위해서, 상기 고속 피드백 정보를 전송하기 위한 물리적 채널에 많은 주파수-시간 축 자원이 할당되지 않는 것이 일반적이다. 따라서, 제한된 자원을 통한 신뢰성 있는 전송을 위해, 효율적인 변복조 방법이 요구된다.
일반적으로, OFDMA 통신시스템에서는 상향링크 고속 피드백 정보의 송수신을 위해 넌코히어런트(non-coherent) 변복조를 사용한다. 상기 넌코히어런트 변복조를 사용하기 위해서 서로 직교하는 신호열들이 사용되어야 하며, 이로 인해, 제한된 주파수-시간 자원에서 전송 가능한 정보의 비트 수의 제한이 발생한다. 또한, 주파수 다이버시티 이득을 위하여 서로 다른 다수의 주파수 자원들을 통해서 동일한 신호를 전송하며, 이로 인해, 정보 비트에 비해 높은 자원 손실이 발생하게 된다.
상술한 바와 같이, 고속 피드백 정보는 시스템 운용에 반드시 필요한 정보로서 높은 신뢰성이 보장되어야 한다. 하지만, 높은 신뢰성을 보장하기 위한 직교 신호열들의 사용 및 다이버시티 기법의 적용으로 인하여 자원의 활용 효율이 낮아지는 문제점이 있다. 따라서, 높은 신뢰성을 유지함과 동시에 자원을 효율적으로 사용하기 위한 대안이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 제한된 용량의 고속 피드백 채널(fast feedback channel)을 효율적으로 사용하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 고속 피드백 채널을 통해 준직교 신호열들을 송수신하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 임계치 이하의 상관 값들을 갖는 준직교 신호열 집합을 활용하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 직교 부신호열로 구성된 준직교 신호열 집합을 활용하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 직교 부신호열들 및 위상차 벡터를 이용하여 생성된 준직교 신호열 집합을 활용하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 송신단 장치는, 고속 피드백 채널을 통해 송신될 준직교 신호열을 생성하는 생성기와, 서로 다른 매핑 패턴으로 상기 준직교 신호열을 다수의 묶음들에 매핑하는 다수의 매핑기들과, 상기 다수의 묶음들에 매핑된 상기 준직교 신호열을 송신하는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 수신단 장치는, 고속 피드백 채널의 각 묶음에서 복소 심벌들을 추출하는 다수의 추출기들과, 각 묶음에서 추출된 복소 심벌들을 상기 각 묶음의 매핑 패턴에 따라 정렬함으로써, 묶음별 준직교 신호열들을 구성하는 다수의 정렬기들과, 상기 묶음별 준직교 신호열들을 이용하여 송신된 준직교 신호열을 판단하는 판단기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제3견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 준직교 신호열 송신 방법은, 고속 피드백 채널을 통해 송신될 준직교 신호열을 생성하는 과정과, 서로 다른 매핑 패턴으로 상기 준직교 신호열을 다수의 묶음들에 매핑하는 과정과, 상기 다수의 묶음들에 매핑된 상기 준직교 신호열을 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제4견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 준직교 신호열 검출 방법은, 고속 피드백 채널의 각 묶음에서 복소 심벌들을 추출하는 과정과, 각 묶음에서 추출된 복소 심벌들을 상기 각 묶음의 매핑 패턴에 따라 정렬함으로써, 묶음별 준직교 신호열들을 구성하는 과정과, 상기 묶음별 준직교 신호열들을 이용하여 송신된 준직교 신호열을 판단하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
광대역 무선통신 시스템에서 준직교 신호열을 이용함으로써, 고속 피드백 채널을 통해 송수신되는 정보량을 증가시킬 수 있으며, 더욱이, 증가된 정보량에도 불구하고 채널 추정 오차 등의 영향 없이 정확한 정보 전달과 안정적인 시스템 운용이 가능하다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 광대역 무선통신 시스템에서 제한된 용량의 고속 피드백 채널(fast feedback channel)을 효율적으로 사용하기 위한 기술에 대해 설명한다.
이하 본 발명은 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함)/직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함) 방식의 무선통신 시스템을 예로 들어 설명하며, 다른 방식의 무선통신 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.
또한, 본 발명은 도 1에 도시된 바와 같은 형태의 고속 피드백 채널을 가정한다. 즉, 상기 도 1에 도시된 바와 같이, 고속 피드백 채널은 3개의 부반송파 묶 음들(111, 113, 115)로 구성되며, 각 부반송파 묶음은 2개의 부반송파들 및 6개의 OFDM 심벌들을 포함한다. 즉, 하나의 부반송파 묶음은 12개의 변조 심벌들을 포함한다. 하지만, 본 발명은 다른 형태의 고속 피드백 채널을 사용하는 무선통신 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.
일반적으로, 피드백을 위한 송신 신호열은 하나의 부반송파 묶음을 기준으로 정해진다. 즉, 상기 도 1과 같은 형태의 고속 피드백 채널이 사용되는 경우, 하나의 부반송파 묶음에 포함된 12개의 톤(tone)들을 기준으로 송신 신호열이 결정된다. 12개의 톤을 이용하여 사용할 수 있는 직교 신호열들의 최대 개수는 12개이다. 예를 들어, M개의 톤들이 사용 가능한 경우, 상기 직교 신호열들은 하기 <수학식 1>과 같이 생성된다.
Figure 112009011823514-PAT00001
상기 <수학식 1>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00002
은 i+1번째 직교 신호열의 m+1번째 원소, 상기
Figure 112009011823514-PAT00003
은 직교 신호열의 길이를 의미한다.
상기 <수학식 1>에 따라 생성된 직교 신호열들은 일반적으로 M-ary PSK(Phase Shift Keying) 변조된 형태를 가진다. 하지만, 직교 신호열의 길이 M이 4의 배수와 같은 특별한 형태일 경우, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 또는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조된 형태를 가지는 직교 신호열이 생성될 수 있다.
직교 신호열들을 사용하는 경우, 피드백 정보의 비트 수는
Figure 112009011823514-PAT00004
으로 제한된다. 즉, 피드백 정보의 비트 수를 증가시키기 위해, 송신 신호열들 간 완전한 직교성이 포기되어야 한다. 따라서, 본 발명은 직교 신호열이 제한된 크기의 상관 값을 갖는 준직교 신호열 집합을 이용하는 방식을 제안한다. 즉, 수신단의 비동기 검파 성능을 최대화하기 위해, 본 발명은 준직교 신호열 집합에 속한 임의의 서로 다른 신호열 간의 상관 값 크기를 최소로 유지시킨다. 신호열 간의 상관 값 크기는 하기 <수학식 2>와 같이 표현된다.
Figure 112009011823514-PAT00005
상기 <수학식 2>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00006
는 i번째 신호열 및 k번째 신호열 간 상관 값, 상기
Figure 112009011823514-PAT00007
은 i번째 신호열의 m+1번째 원소, 상기
Figure 112009011823514-PAT00008
은 신호열의 길이를 의미한다.
본 발명에 따른 준직교 신호열 집합은 사용하고자하는 피드백 정보의 비트 수, 즉, 피드백 정보의 코드워드 개수에 따라 다르게 설계된다. 이에 따라, 본 발명은 12의 길이를 갖는 신호열을 가정하고, 64개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합, 27개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합 및 36개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합의 예를 설명한다.
64개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합은 다음과 같이 생성된다.
64개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합에서, 서로 다른 신호열들 간 상관 값은 4 이하로 유지된다. 12의 길이를 갖는 신호열은 4의 길이를 갖는 3개의 부신호열들로 구성된다. 이때, 각 부신호열은 4의 길이를 갖는 직교 신호열들 중 하나이다. 4의 길이를 갖는 직교 신호열들은 상기 <수학식 1>과 같이 4-점(point)-DFT(Discrete Fourier Trasnform)를 이용하여 생성되거나, 또는, 하기 <수학식 3>과 같이 하다마드(Hadamard) 코드를 이용하여 생성될 수 있다.
Figure 112009011823514-PAT00009
상기 <수학식 3>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00010
는 k+1번째 직교 부신호열을 의미한다.
서로 다른 두 개의 준직교 신호열들 내에 동일한 직교 부신호열이 오직 하나만 포함된다면, 준직교 신호열들 간의 상관 값은 부신호열의 길이인 4를 초과하지 않는다. 이러한 특성의 직교 부신호열 집합을 생성하는 방식의 일 예로, 각 직교 부신호열을 알파벳으로 하는 4의 갈로아 필드(GF : Galois Field), 2의 최소 해밍 거리(minimum distance)를 갖는 리드-솔로몬 코드(RS code : Reed-Solomon code)를 이용하는 것이다. 즉, 상기 <수학식 3>과 같은 직교 부신호열들로부터 하기 <수학식 4>와 같은 16 개의 준직교 신호열들이 생성된다.
Figure 112009011823514-PAT00011
상기 <수학식 4>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00012
는 k+1번째 직교 부신호열을 의미한다.
상기 <수학식 4>와 같은 부직교 신호열들을 구성하는 직교 부신호열들 각각은 동일한 주파수-시간 자원 묶음 내에 대응된다. 따라서, 최소 해밍 거리만을 유지하는 리드-솔로몬 코드와는 달리, 부신호열에 대해 추가적인 위상 차이를 부여함으로써, 준직교 신호열들 간의 상관 값이 유지된 채 준직교 신호열들의 개수가 증가한다. 예를 들어, 상기 추가적인 위상 차이를 부여하기 위한 위상차 벡터는 하기 <수학식 5>와 같다.
Figure 112009011823514-PAT00013
상기 <수학식 5>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00014
는 k+1번째 위상차 벡터를 의미한다.
상기 <수학식 4>와 같은 준직교 신호열들 각각에 상기 <수학식 5>와 같은 위상차 벡터들을 적용함으로써, 하기 <수학식 6>과 같은 64개의 코드워드들을 표현할 수 있는 준직교 신호열 집합이 얻어진다.
Figure 112009011823514-PAT00015
상기 <수학식 6>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00016
는 준직교 신호열, 상기
Figure 112009011823514-PAT00017
은 l번째 직교 부신호열, 상기
Figure 112009011823514-PAT00018
은 m번째 직교 부신호열, 상기
Figure 112009011823514-PAT00019
은 n번째 직교 부신호열을 의미한다. 여기서, (l,m,n)의 조합은 상기 <수학식 4>의 신호열을 구성하는 조합들 중 하나이어야 한다.
상기 <수학식 6>과 같이 생성된 준직교 신호열 집합에서, 서로 다른 위상차 벡터의 곱은 최소 1개의 다른 부호를 포함하고 있기 때문에, 직교 부신호열의 선택에 상관없이 준직교 신호열들 간 상관 값은 4 이하로 유지된다. 이와 같은 생성 방식에 따른 준직교 신호열 집합과 6비트 고속 피드백 정보 비트 간 대응 관계의 일 예는 하기 <표 1>과 같다.
코드워드 직교 부신호열인덱스 (l,m,n) 위상차 벡터 (BPSK) 준직교 신호열 (BPSK)
0b000000 (0,0,0) (1,1,1) 111111111111
0b000001 (0,0,0) (1,1,-1) 111100001111
0b000010 (0,0,0) (1,-1,1) 111111110000
0b000011 (0,0,0) (1,-1,-1) 111100000000
0b000100 (0,1,2) (1,1,1) 111111001001
0b000101 (0,1,2) (1,1,-1) 111100111001
0b000110 (0,1,2) (1,-1,1) 111111000110
0b000111 (0,1,2) (1,-1,-1) 111100110110
0b001000 (0,2,3) (1,1,1) 111100111010
0b001001 (0,2,3) (1,1,-1) 111101101010
0b001010 (0,2,3) (1,-1,1) 111110010101
0b001011 (0,2,3) (1,-1,-1) 111101100101
0b001100 (0,3,1) (1,1,1) 111110101100
0b001101 (0,3,1) (1,1,-1) 111101011100
0b001110 (0,3,1) (1,-1,1) 111110100011
0b001111 (0,3,1) (1,-1,-1) 111101010011
0b010000 (1,2,0) (1,1,1) 110010011111
0b010001 (1,2,0) (1,1,-1) 110001101111
0b010010 (1,2,0) (1,-1,1) 110010010000
0b010011 (1,2,0) (1,-1,-1) 110001100000
0b010100 (2,3,0) (1,1,1) 100110101111
0b010101 (2,3,0) (1,1,-1) 100101011111
0b010110 (2,3,0) (1,-1,1) 100110100000
0b010111 (2,3,0) (1,-1,-1) 100101010000
0b011000 (3,1,0) (1,1,1) 101011001111
0b011001 (3,1,0) (1,1,-1) 101000111111
0b011010 (3,1,0) (1,-1,1) 101011000000
0b011011 (3,1,0) (1,-1,-1) 101000110000
0b011100 (2,0,1) (1,1,1) 100111111100
0b011101 (2,0,1) (1,1,-1) 100100001100
0b011110 (2,0,1) (1,-1,1) 100111110011
0b011111 (2,0,1) (1,-1,-1) 100100000011
0b100000 (3,0,2) (1,1,1) 101011111001
0b100001 (3,0,2) (1,1,-1) 101000001001
0b100010 (3,0,2) (1,-1,1) 101011110110
0b100011 (3,0,2) (1,-1,-1) 101000000110
0b100100 (1,0,3) (1,1,1) 110011111010
0b100101 (1,0,3) (1,1,-1) 110000001010
0b100110 (1,0,3) (1,-1,1) 110011110101
0b100111 (1,0,3) (1,-1,-1) 110000000101
0b101000 (1,3,2) (1,1,1) 110010101001
0b101001 (1,3,2) (1,1,-1) 110001011001
0b101010 (1,3,2) (1,-1,1) 110010100110
0b101011 (1,3,2) (1,-1,-1) 110001010110
0b101100 (2,1,3) (1,1,1) 100111001010
0b101101 (2,1,3) (1,1,-1) 100100111010
0b101110 (2,1,3) (1,-1,1) 100111000101
0b101111 (2,1,3) (1,-1,-1) 100100110101
0b110000 (3,2,1) (1,1,1) 101010011100
0b110001 (3,2,1) (1,1,-1) 101001101100
0b110010 (3,2,1) (1,-1,1) 101010010011
0b110011 (3,2,1) (1,-1,-1) 101001100011
0b110100 (1,1,1) (1,1,1) 110011001100
0b110101 (1,1,1) (1,1,-1) 110000111100
0b110110 (1,1,1) (1,-1,1) 110011000011
0b110111 (1,1,1) (1,-1,-1) 110000110011
0b111000 (2,2,2) (1,1,1) 100110011001
0b111001 (2,2,2) (1,1,-1) 100101101001
0b111010 (2,2,2) (1,-1,1) 100110010110
0b111011 (2,2,2) (1,-1,-1) 100101100110
0b111100 (3,3,3) (1,1,1) 101010101010
0b111101 (3,3,3) (1,1,-1) 101001011010
0b111110 (3,3,3) (1,-1,1) 101010100101
0b111111 (3,3,3) (1,-1,-1) 101001010101
상기 <표 1>에 나타난 준직교 신호열들에서, 환경에 따라 코드워드 및 준직교 신호열 간의 대응관계가 변경될 수 있다. 특히, 최대 6비트의 정보비트가 전송가능한 준직교 신호열이, 4비트 또는 5비트 정보비트에 대해서도 준직교 신호열 간의 상관값을 최소화시키고자 하는 경우, 상기 <수학식 4>의 리드-솔로몬 매핑(Reed Solomon mapping)의 순서는 하기 <수학식 7>과 같이 변경된다.
Figure 112009011823514-PAT00020
상기 <수학식 7>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00021
는 k+1번째 직교 부신호열을 의미한다.
상기 <수학식 7>에 따라 준직교 신호열들이 구성되는 경우, 상기 준직교 신호열들은 하기 <표 2>와 같다.
코드워드 준직교 신호열 (BPSK) 코드워드 준직교 신호열 (BPSK)
0b000000 111111111111 0b100000 101010011100
0b000001 111100001111 0b100001 101001101100
0b000010 111111110000 0b100010 101010010011
0b000011 111100000000 0b100011 101001100011
0b000100 101010101010 0b100100 100110101111
0b000101 101001011010 0b100101 100101011111
0b000110 101010100101 0b100110 100110100000
0b000111 101001010101 0b100111 100101010000
0b001000 110011001100 0b101000 111111001001
0b001001 110000111100 0b101001 111100111001
0b001010 110011000011 0b101010 111111000110
0b001011 110000110011 0b101011 111100110110
0b001100 100110011001 0b101100 111110011010
0b001101 100101101001 0b101101 111101101010
0b001110 100110010110 0b101110 111110010101
0b001111 100101100110 0b101111 111101100101
0b010000 111110101100 0b110000 101011001111
0b010001 111101011100 0b110001 101000111111
0b010010 111110100011 0b110010 101011000000
0b010011 111101010011 0b110011 101000110000
0b010100 101011111001 0b110100 110011111010
0b010101 101000001001 0b110101 110000001010
0b010110 101011110110 0b110110 110011110101
0b010111 101000000110 0b110111 110000000101
0b011000 110010011111 0b111000 110010101001
0b011001 110001101111 0b111001 110001011001
0b011010 110010010000 0b111010 110010100110
0b011011 110001100000 0b111011 110001010110
0b011100 100111001010 0b111100 100111111100
0b011101 100100111010 0b111101 100100001100
0b011110 100111000101 0b111110 100111110011
0b011111 100100110101 0b111111 100100000011
상기 <표 2>에 나타난 준직교 신호열들을 사용하여, 4비트 정보를 전송하고자 하는 경우, 단말은 전체 64개의 준직교 신호열들 중 0b000000 내지 0b001111의 16개의 준직교 신호열들만을 사용한다. 반면, 5비트 정보를 전송하고자 하는 경우, 단말은 0b000000 내지 0b011111의 32개의 준직교 신호열들만을 사용한다. 또한, {0b000000 내지 0b001111} 및 {0b010000 내지 0b011111}의 16개 신호열 그룹과 그외 나머지 32개 신호열의 그룹에 대한 코드워드 및 준직교 신호열 간의 대응 관계를 각 신호열 그룹 내에서 서로 임의로 변경하더라도, 상관특성은 유지된다.
상기 <표 2>에 나타난 실시 예는 4비트 및 5비트 정보 전송을 위하여 상기 <표 1>의 신호열 및 코드워드 간의 대응 관계를 변형한 것으로서, 전체 신호열 집합과 생성 과정은 동일하다.
27개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합은 다음과 같이 생성된다.
27개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합에서, 서로 다른 신호열들 간 상관 값은 3 이하로 유지된다. 이에 따라, 준직교 신호열은 3의 길이를 갖는 4개의 부신호열들로 구성된다. 이때, 각 부신호열은 3의 길이를 갖는 직교 신호열들 중 하나이다. 3의 길이를 갖는 직교 신호열들은 상기 <수학식 8>과 같이 3-점-DFT를 이용하여 생성될 수 있다.
Figure 112009011823514-PAT00022
상기 <수학식 8>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00023
는 k번째 직교 부신호열을 의미한다.
직교 부신호열들이 3개뿐이므로, 각 직교 부신호열을 알파벳으로 하는 4의 갈로아 필드를 갖는 확장된 리드-솔로몬 코드(extended RS code)를 이용하더라도, 부신호열 3개의 길이로만 준직교 신호열이 구성될 수 있다. 따라서, 준직교 신호열을 구성하는 마지막 부신호열은 이미 포함된 3개의 부신호열들 중 하나와 같도록 임의로 선택된다. 단, 최소 해밍 거리는 3이 아닌 2로 제한된다. 만일, 0번째 부신호열 및 3번째 부신호열이 동일하게 선택된다면, <수학식 9>과 같은 9개의 준직교 신호열들이 생성된다.
Figure 112009011823514-PAT00024
상기 <수학식 9>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00025
는 k+1번째 직교 부신호열을 의미한다.
상기 <수학식 9>에 나타난 바와 같이 직교 부신호열이 반복됨으로 인해, 상기 <수학식 9>에서 동일한 열에 위치하는 신호열들 간 최소 해밍 거리가 2로 고정된다. 따라서, 동일한 열에 위치하는 신호열들 간 최소 해밍 거리를 3으로 증가시키고, 준직교 신호열들의 최대 상관 값을 3 이하로 유지하기 위해서, 상기 <수학식 9>의 행들에 서로 다른 위상차 벡터가 적용된다. 각 행에 대응되는 위상차 벡터의 일 예는 하기 <수학식 10>와 같다.
Figure 112009011823514-PAT00026
Figure 112009011823514-PAT00027
Figure 112009011823514-PAT00028
상기 <수학식 10>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00029
는 i번째 행을 위한 j+1번째 위상차 벡터를 의미한다.
상기 <수학식 10>에 나타난 바와 같이, 각 행에 대한 위상차 벡터들의 마지막 원소만이 다르게 지정된다. 이에 따라, 12의 길이를 갖는 준직교 신호열의 상관 값을 3이하로 유지하기 위해, 상기 <수학식 9>에 나타난 각 신호열에 상기 <수학식 10>에 나타난 위상차 벡터들이 적용된다. 이와 같은 생성 방식에 따른 준직교 신호열 집합과 27개의 코드워드들 간 대응 관계의 일 예는 하기 <표 3>과 같다.
코드워드 직교 부신호열인덱스 (k,l,m,n) 위상차 벡터 (3-PSK) 준직교 신호열 (3-PSK)
0b00000 (0,0,0,0) (0,0,0,0) 000000000000
0b00001 (0,0,0,0) (0,1,2,0) 000111222000
0b00010 (0,0,0,0) (0,2,1,0) 000222111000
0b00011 (1,1,1,1) (0,0,0,0) 012012012012
0b00100 (1,1,1,1) (0,1,2,0) 012120201012
0b00101 (1,1,1,1) (0,2,1,0) 012201120012
0b00110 (2,2,2,2) (0,0,0,0) 021021021021
0b00111 (2,2,2,2) (0,1,2,0) 021102210021
0b01000 (2,2,2,2) (0,2,1,0) 021210102021
0b01001 (0,1,2,0) (0,0,0,1) 000012021111
0b01010 (0,1,2,0) (0,1,2,1) 000102210111
0b01011 (0,1,2,0) (0,2,1,1) 000201102111
0b01100 (1,2,0,1) (0,0,0,1) 012021000120
0b01101 (1,2,0,1) (0,1,2,1) 012102222120
0b01110 (1,2,0,1) (0,2,1,1) 012210111120
0b01111 (2,0,1,2) (0,0,0,1) 021000012102
0b10000 (2,0,1,2) (0,1,2,1) 021111201102
0b10001 (2,0,1,2) (0,2,1,1) 021222120102
0b10010 (0,2,1,0) (0,0,0,2) 000021012222
0b10011 (0,2,1,0) (0,1,2,2) 000102201222
0b10100 (0,2,1,0) (0,2,1,2) 000210120222
0b10101 (1,0,2,1) (0,0,0,2) 012000021201
0b10110 (1,0,2,1) (0,1,2,2) 012111210201
0b10111 (1,0,2,1) (0,2,1,2) 012222102201
0b11000 (2,1,0,2) (0,0,0,2) 021012000210
0b11001 (2,1,0,2) (0,1,2,2) 021120222210
0b11010 (2,1,0,2) (0,2,1,2) 021201111210
36개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합은 다음과 같이 생성된다.
36개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합에서, 27개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합과 마찬가지로, 상기 <수학식 9>과 같은 신호열들이 사용된다. 그리고, 하기 <수학식 11>과 같은 위상차 벡터들이 사용된다. 즉, 27개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합과 비교할 때, 보다 많은 코드워드들을 생성하기 위해서, 위상차 벡터들이 하기 <수학식 11>과 같이 변경된다.
Figure 112009011823514-PAT00030
Figure 112009011823514-PAT00031
Figure 112009011823514-PAT00032
상기 <수학식 11>에서, 상기
Figure 112009011823514-PAT00033
는 i번째 행을 위한 j+1번째 위상차 벡터를 의미한다.
즉, 36개의 코드워드들을 나타낼 수 있는 준직교 신호열 집합은 상기 <수학식 9>에 나타난 각 신호열에 상기 <수학식 11>에 나타난 위상차 벡터들을 적용함으로써 생성된다. 이와 같은 생성 방식에 따른 준직교 신호열 집합과 36개의 코드워드들 간 대응 관계의 일 예는 하기 <표 4>과 같다.
코드워드 직교 부신호열인덱스 (k,l,m,n) 위상차 벡터 (6-PSK) 준직교 신호열 (6-PSK)
0b000000 (0,0,0,0) (0,0,0,0) 000000000000
0b000001 (0,0,0,0) (0,0,3,3) 000000333333
0b000010 (0,0,0,0) (0,3,0,3) 000333000333
0b000011 (0,0,0,0) (0,3,3,3) 000333333000
0b000100 (1,1,1,1) (0,0,0,0) 024024024024
0b000101 (1,1,1,1) (0,0,3,3) 024024351351
0b000110 (1,1,1,1) (0,3,0,3) 024351024351
0b000111 (1,1,1,1) (0,3,3,3) 024351351024
0b001000 (2,2,2,2) (0,0,0,0) 042042042042
0b001001 (2,2,2,2) (0,0,3,3) 042042315315
0b001010 (2,2,2,2) (0,3,0,3) 042315042315
0b001011 (2,2,2,2) (0,3,3,3) 042315315042
0b001100 (0,1,2,0) (0,0,0,2) 000024042222
0b001101 (0,1,2,0) (0,0,3,5) 000024315555
0b001110 (0,1,2,0) (0,3,0,5) 000351042555
0b001111 (0,1,2,0) (0,3,3,2) 000351315222
0b010000 (1,2,0,1) (0,0,0,2) 024042000240
0b010001 (1,2,0,1) (0,0,3,5) 024042333513
0b010010 (1,2,0,1) (0,3,0,5) 024315000513
0b010011 (1,2,0,1) (0,3,3,2) 024315333240
0b010100 (2,0,1,2) (0,0,0,2) 042000024204
0b010101 (2,0,1,2) (0,0,3,5) 042000351531
0b010110 (2,0,1,2) (0,3,0,5) 042333024531
0b010111 (2,0,1,2) (0,3,3,2) 042333351204
0b011000 (0,2,1,0) (0,0,0,4) 000042024444
0b011001 (0,2,1,0) (0,0,3,1) 000042351111
0b011010 (0,2,1,0) (0,3,0,1) 000315024111
0b011011 (0,2,1,0) (0,3,3,4) 000315351444
0b011100 (1,0,2,1) (0,0,0,4) 024000042402
0b011101 (1,0,2,1) (0,0,3,1) 024000315135
0b011110 (1,0,2,1) (0,3,0,1) 024333042135
0b011111 (1,0,2,1) (0,3,3,4) 024333315402
0b100000 (2,1,0,2) (0,0,0,4) 042024000420
0b100001 (2,1,0,2) (0,0,3,1) 042024333153
0b100010 (2,1,0,2) (0,3,0,1) 042351000153
0b100011 (2,1,0,2) (0,3,3,4) 042351333420
상술한 바와 같은 과정을 통해 상기 <표 1>, 상기 <표 3> 및 상기 <표 4>과 같은 준직교 신호열 집합이 생성된다. 이때, 준직교 신호열과 코드워드 간의 대응 관계는 시스템 설계자의 의도에 따라 얼마든지 달라질 수 있다.
즉, 본 발명에 따른 송신단은 미리 약속된 대응 관계에 따라 빠른 피드백을 위한 코드워드를 준직교 신호열로 변환한 후, 상기 도 1과 같은 고속 피드백 채널을 통해 상기 준직교 신호열을 송신한다. 이때, 신뢰도 높은 준직교 신호열의 검출이 보장되기 위해서, 준직교 신호열에 포함된 3개 또는 4개의 직교 부신호열들 각각이 전송되는 자원 영역 내에서 일정한 채널 이득이 유지되고 동시에 위상 변화가 최소화되어야 한다, 다시 말해, 하나의 직교 부신호열은 채널의 코히어런스 시간(coherence time)이나 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth) 내에서 송신되거나, 또는, 수신단에서 허용되는 시간 및 주파수 오차보다 작은 변화만을 겪도록 송신되어야 한다.
따라서, 하나의 직교 부신호열이 동일한 채널 특성이 유지되는 범위를 벗어나지 않도록, 하나의 직교 부신호열은 물리적으로 연속된 톤들에 매핑된다. 또한, 서로 다른 직교 부신호열들 간의 위상 차이가 발생하더라도 수신기에서 위상차를 극복할 수 있도록, 직교 부신호열들은 고속 피드백 채널 내의 묶음들에 대하여 서로 다른 순서로 매핑된다. 예를 들어, 3개의 직교 부신호열들로 구성된 준직교 신호열을 사용하는 경우, 직교 부신호열들은 도 2a와 같이 매핑된다. 또한, 4개의 직교 부신호열들로 구성된 준직교 신호열을 사용하는 경우, 직교 부신호열들은 도 2b와 같이 매핑된다. 단, 상기 도 2a 및 상기 도 2b에 도시된 매핑 형태는 일 예이며, 구체적인 매핑 순서는 시스템 설계자의 의도에 따라 다양하게 변형될 수 있다.
이하 본 발명은 상술한 바와 같이 생성되는 준직교 신호열 집합을 이용하는 송신단 및 수신단의 구성에 대해 도면을 참고하여 상세히 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 3에 도시된 바와 같이, 피드백부호화기(302), 신호열생성기(304), 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3), OFDM변조기(308), RF(Radio Frequency)송신기(310)를 포함하여 구성된다.
상기 피드백부호화기(302)는 고속 피드백 채널을 통해 피드백될 정보를 코드워드로 변환한다. 즉, 상기 피드백부호화기(302)는 미리 약속된 규칙에 따라 피드백될 정보를 코드워드로 변환한다.
신호열생성기(304)는 상기 피드백부호화기(302)로부터 코드워드를 제공받아 상기 코드워드에 대응되는 준직교 신호열을 생성한다. 이때, 상기 준직교 신호열은 미리 설정된 코드워드와 준직교 신호열 간 대응 관계에 의해 결정된다. 또한, 여기서, 상기 준직교 신호열의 형태는 준직교 신호열의 설계 기준에 따라 달라진다. 여기서, 설계 기준은 서로 다른 준직교 신호열들 간 상관 값의 임계치, 사용하고자하는 코드워드의 개수 등을 포함한다. 예를 들어, 준직교 신호열의 형태 및 코드워드와 준직교 신호열 간 대응 관계는 상기 <표 1>, 상기 <표 3> 또는 상기 <표 4>과 같다. 즉, 상기 신호열생성기(304)는 미리 설정된 준직교 신호열 집합 및 코드워드와 준직교 신호열 간 대응 관계 정보를 저장하고 있으며, 상기 피드백부호화기(302)로부터 제공되는 코드워드에 대응되는 준직교 신호열을 확인하고, 복소 심벌들로 구성된 상기 준직교 신호열을 생성한다.
상기 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3)은 상기 신호열생성기(304)로부터 제공되는 준직교 신호열을 고속 피드백 채널 내의 각 묶음에 매핑한다. 이때, 상기 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3)은 하나의 직교 부신호열이 물리적으로 연속된 톤들에 위치되도록 상기 준직교 신호열을 매핑한다. 또한, 상기 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3)은 직교 부신호열들이 각 묶음에서 서로 다른 순서로 배치되도록 상기 준직교 신호열을 매핑한다. 즉, 상기 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3) 각각은 담당하는 묶음에 동일한 준직교 신호열을 매핑하되, 상기 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열들을 서로 다른 순서로 배치한다. 예를 들어, 상기 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3)은 상기 도 2a 또는 상기 도 2b와 같이 준직교 신호열을 매핑한다.
상기 OFDM변조기(308)는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 통해 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3)로부터 제공되는 매핑된 신호들을 시간 영역 신호들로 변환하고, CP(Cyclic Prefix)를 삽입함으로써 OFDM 심벌들을 구성한다. 상기 RF송신기(310)는 상기 OFDM변조기(308)로부터 제공되는 OFDM 심벌들을 RF 대역 신호로 상향변환한 후, 안테나를 통해 송신한다.
도 4는 본 발명의 제1실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 RF수신기(402), OFDM복조기(404), 다수의 묶음추출기들(406-1 내지 406-3), 다수의 신호열정렬기들(408-1 내지 408-3), 다수의 신호열상관기들(410-1 내지 410-3), 다수의 제곱기들(412-1 내지 412-3), 코드워드결정기(414), 피드백복호화기(416)를 포함하여 구성된다.
상기 RF수신기(402)는 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 상기 OFDM복조기(404)는 상기 RF수신기(402)로부터 제공되는 신호를 OFDM 심벌 단위로 구분한 후, CP를 제거하고, FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 주파수 영역에 매핑된 복소 심벌들을 복원한다.
상기 다수의 묶음추출기들(406-1 내지 406-3)은 고속 피드백 채널에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 이때, 상기 다수의 묶음추출기들(406-1 내지 406-3) 각각은 자신이 담당하는 묶음에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 예를 들어, 고속 피드백 채널의 형태가 상기 도 1과 같은 경우, 제1묶음추출기(406-1)는 제1묶음(111)에 매핑된 복소 심벌들을, 제2묶음추출기(406-2)는 제2묶음(113)에 매핑된 복소 심벌들을, 제3묶음추출기(406-3)는 제3묶음(115)에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 여기서, 각 묶음에 매핑된 복소 심벌들은 동일한 준직교 신호열의 원소들이지만, 상기 준직교 신호열의 원소들의 배치는 묶음에 따라 다르다.
상기 다수의 신호열정렬기들(408-1 내지 408-3)은 상기 다수의 묶음추출기들(406-1 내지 406-3)로부터 제공되는 묶음별 복소 심벌들을 정렬한다. 다시 말해, 상기 다수의 신호열정렬기들(408-1 내지 408-3)은 각 묶음에서 추출된 복소 심벌들을 매핑 전의 형태로 정렬함으로써 매핑 전의 준직교 신호열을 구성한다. 여기서, 상기 준직교 신호열은 송신단에서 직교 부신호열 단위로 분해된 후, 묶음에 따라 미리 약속된 서로 다른 패턴으로 매핑된다. 따라서, 상기 다수의 신호열정렬기들(408-1 내지 408-3) 각각은 담당하는 묶음의 매핑 패턴에 따라 복소 심벌들을 정렬한다. 예를 들어, 상기 각 묶음의 매핑 패턴은 상기 도 2a 또는 상기 도 2b와 같다.
상기 다수의 신호열상관기들(410-1 내지 410-3)은 각 묶음을 통해 수신된 준직교 신호열과 후보 준직교 신호열들 간 상관 값들을 산출한다. 여기서, 상기 후보 준 직교 신호열들은 사용 가능한 모든 준직교 신호열들을 포함한다. 즉, 상기 다수의 신호열상관기들(410-1 내지 410-3)은 후보 준직교 신호열의 목록을 저장하고 있다. 수신된 준직교 신호열이 제공되면, 상기 다수의 신호열상관기들(410-1 내지 410-3) 각각은 후보 준직교 신호열들 각각과 담당하는 묶음을 통해 수신된 준직교 신호열 간 상관 연산을 수행한다. 예를 들어, 상기 상관 연산은 상기 <수학식 2>와 같이 수행된다. 따라서, 상기 다수의 신호열상관기들(410-1 내지 410-3) 각각은 후보 준직교 신호열 개수만큼의 상관 값들을 출력한다. 상기 다수의 제곱기들(412-1 내지 412-3)은 상기 다수의 신호열상관기들(410-1 내지 410-3)로부터 제공되는 상관 값들의 제곱 값들을 산출한다.
상기 코드워드결정기(414)는 상기 다수의 제곱기들(412-1 내지 412-3)로부터 제공되는 제곱 상관 값들을 이용하여 송신단에 의해 송신된 준직교 신호열을 판단한다. 이를 위해, 상기 코드워드결정기(414)는 동일한 후보 준직교 신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 합산한다. 이에 따라, 후보 준직교 신호열 개수만큼의 제곱 상관 값들의 합들이 산출된다. 이후, 상기 코드워드결정기(414)는 제곱 상관 값들의 합들 중 최대 값을 검색한 후, 상기 최대 값에 대응되는 준직교 신호열이 송신되었다고 판단한다. 그리고, 상기 코드워드결정기(414)는 상기 최대 값에 대응되는 준직교 신호열에 대응되는 코드워드를 출력한다. 상기 피드백복호화기(416)는 상기 코드워드를 분석함으로써 상기 코드워드에 의해 표현되는 제어 정보를 확인한다.
도 5a 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 5에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 RF수신기(510), OFDM복조기(520), 다수의 묶음추출기들(530-1 내지 530-3), 다수의 신호열정렬기들(540-1 내지 540-3), 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K), 인덱스검출기(560), 위상차검출기(570), 코드워드결정기(580), 피드백복호화기(590)를 포함하여 구성된다.
상기 RF수신기(510)는 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 상기 OFDM복조기(520)는 상기 RF수신기(510)로부터 제공되는 신호를 OFDM 심벌 단위로 구분한 후, CP를 제거하고, FFT 연산을 통해 주파수 영역에 매핑된 복소심벌들을 복원한다.
상기 다수의 묶음추출기들(530-1 내지 530-3)은 고속 피드백 채널에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 이때, 상기 다수의 묶음추출기들(530-1 내지 530-3) 각각은 자신이 담당하는 묶음에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 예를 들어, 고속 피드백 채널의 형태가 상기 도 1과 같은 경우, 제1묶음추출기(530-1)는 제1묶음(111)에 매핑된 복소 심벌들을, 제2묶음추출기(530-2)는 제2묶음(113)에 매핑된 복소 심벌들을, 제3묶음추출기(530-3)는 제3묶음(115)에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 여기서, 각 묶음에 매핑된 복소 심벌들은 동일한 준직교 신호열의 원소들이지만, 상기 준직교 신호열의 원소들의 배치는 묶음에 따라 다르다.
상기 다수의 신호열정렬기들(540-1 내지 540-3) 각각은 상기 다수의 묶음추출기들(530-1 내지 530-3) 각각으로부터 제공되는 복소 심벌들을 정렬한다. 다시 말해, 상기 다수의 신호열정렬기들(540-1 내지 540-3)은 각 묶음에서 추출된 복소 심벌들을 매핑 전의 형태로 정렬함으로써 원래의 준직교 신호열을 구성한다. 여기서, 상기 준직교 신호열은 송신단에서 직교 부신호열 단위로 분해된 후, 묶음에 따라 미리 약속된 서로 다른 패턴으로 매핑된다. 따라서, 상기 다수의 신호열정렬기들(540-1 내지 540-3) 각각은 담당하는 묶음의 매핑 패턴에 따라 복소 심벌들을 정렬한다. 그리고, 상기 다수의 신호열정렬기들(540-1 내지 540-3) 각각은 상기 준직교 신호열을 직교 부신호열들로 분해한 후, 상기 직교 부신호열들을 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K)로 나누어 제공한다.
상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K)은 상기 다수의 신호열정렬기들(540-1 내지 540-3)로부터 제공되는 직교 부신호열들 및 후보 직교 부신호열들 간 상관 값들을 산출한다. 즉, 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K)은 후보 직교 부신호열의 목록을 저장하고 있다. 직교 부신호열이 제공되면, 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K) 각각은 후보 직교 부신호열들 각각과 제공된 직교 부신호열 간 상관 연산을 수행한다. 예를 들어, 상기 상관 연산은 상기 <수학식 2>와 같이 수행된다. 따라서, 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K) 각각은 후보 직교 부신호열의 개수만큼의 상관 값들을 출력한다. 즉, 묶음당 후보 직교 부신호열 개수 및 하나의 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열 개수의 곱만큼의 상관 값들이 산출된다.
상기 인덱스검출기(560)는 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K)로터 제공되는 상관 값들을 이용하여 송신된 준직교 신호열의 직교 부신호열 인덱스 조합을 검출한다. 상기 인덱스검출기(560)의 상세한 구성 및 기능은 이하 도 5b를 참고하여 설명한다. 상기 위상차검출기(570)는 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K)로터 제공되는 상관 값들을 이용하여 송신된 준직교 신호열에 적용된 위상차 벡터를 검출한다. 상기 위상차검출기(570)의 상세한 구성 및 기능은 이하 도 5c를 참고하여 설명한다.
상기 코드워드결정기(580)는 상기 인덱스검출기(560) 및 상기 위상차검출기(570)에 의해 검출된 인덱스 조합 및 위상차 벡터를 이용하여 송신단에 의해 송신된 준직교 신호열을 판단한다. 다시 말해, 상기 코드워드결정기(580)는 상기 검출된 인덱스 조합에 대응되는 직교 부신호열들로 구성된 준직교 신호열에 상기 검출된 위상차 벡터가 적용되어 송신되었음을 판단한다. 그리고, 상기 코드워드결정기(580)는 상기 준직교 신호열에 대응되는 코드워드를 출력한다. 상기 피드백복호화기(590)는 상기 코드워드를 분석함으로써 상기 코드워드에 의해 표현되는 제어 정보를 확인한다.
도 5b는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 상기 인덱스검출기(560)의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 5b에 도시된 바와 같이, 상기 인덱스검출기(560)는 다수의 제곱기들(562-1-1 내지 562-3-K), 다수의 덧셈기들(564-1 내지 564-K), 최대값검색기(566)를 포함하여 구성된다.
상기 다수의 제곱기들(562-1-1 내지 562-3-K)은 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K)로부터 제공되는 직교 부신호열의 상관 값들의 제곱 값들을 산출한다. 이때, 상기 다수의 제곱기들(562-1-1 내지 562-3-K) 각각은 사용 가능한 부신호열의 개수만큼의 상관 값들을 제공받고, 사용 가능한 부신호열의 개수만큼의 제곱 상관 값들을 산출한다. 이로 인해, 묶음당 후보 직교 부신호열 개수 및 하나의 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열 개수의 곱만큼의 제곱 상관 값들이 산출된다.
상기 다수의 덧셈기들(564-1 내지 564-K)은 상기 다수의 제곱기들(562-1-1 내지 562-3-K)들로부터 제공되는 제곱 상관 값들을 직교 부신호열 별로 합산한다. 다시 말해, 상기 다수의 덧셈기들(564-1 내지 564-K)은 동일한 후보 직교 부신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 합산한다. 이때, 상기 다수의 덧셈기들(564-1 내지 564-K) 각각은 담당하는 위치의 직교 부신호열에 대한 제곱 상관 값들만을 제공받는다. 즉, 상기 합산은 동일한 위치의 직교 부신호열들의 제곱 상관 값들 중 동일한 후보 직교 부신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 대상으로 수행된다. 예를 들어, 제1덧셈기(564-1)은 1번째 위치를 담당하며, 제1-1제곱기(562-1-1), 제2-1제곱기(562-2-1) 및 제3-1제곱기(562-3-1) 각각으로부터 후보 직교 부신호열 개수만큼의 제곱 상관 값들을 제공받는다. 그리고, 상기 제1덧셈기(564-1)는 상기 제1-1제곱기(562-1-1), 상기 제2-1제곱기(562-2-1) 및 상기 제3-1제곱기(562-3-1) 각각으로부터 제공받은 후보 직교 부신호열 개수만큼의 제곱 상관 값들 중 동일한 후보 직교 부신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 합산하고, 후보 직교 부신호열 개수만큼의 제곱 상관 값들의 합들을 출력한다. 따라서, 상기 다수의 덧셈기들(564-1 내지 564-K)에 의해, 직교 부신호열의 위치당 후보 직교 부신호열 개수만큼의 제곱 상관 값들의 합들이 산출된다.
상기 최대값검색기(566)는 상기 제곱 상관 값들의 합들 중 직교 부반송파의 위치별 최대 값을 검색한다. 다시 말해, 상기 최대값검색기(566)는 상기 다수의 덧셈기들(564-1 내지 564-K) 각각으로부터 제공되는 제곱 상관 값들의 합들 중 상기 다수의 덧셈기들(564-1 내지 564-K) 각각에 대응되는 최대 값을 검색한다. 즉, 상기 최대값검색기(566)는 하나의 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열 개수만큼의 최대 값들을 검색한다. 이로 인해, 각 직교 부신호열의 위치에 대응되는 최대 값들이 검색된다. 그리고, 상기 최대값검색기(566)는 상기 최대 값들에 대응되는 직교 부신호열들의 인덱스들을 확인하고, 확인된 인덱스들을 나열한 인덱스 조합을 상기 코드워드결정기(580)로 제공한다.
도 5c는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 상기 위상차검출기(570)의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 5c에 도시된 바와 같이, 상기 위상차검출기(570)는 다수의 위상벡터곱셈기들(572-1 내지 572-3), 다수의 제곱기들(574-1 내지 574-3), 합산기(576), 최대값검색기(578)를 포함하여 구성된다.
상기 다수의 위상벡터곱셈기들(572-1 내지 572-3)은 상기 다수의 부신호열상관기들(550-1-1 내지 550-3-K)로부터 제공되는 직교 부신호열의 상관 값들에 위상차 벡터를 곱한다. 이때, 상기 다수의 위상벡터곱셈기들(572-1 내지 572-3)은 사용 가능한 위상차 벡터들을 순차적으로 이용한다. 또한, 상기 다수의 위상벡터곱셈기들(572-1 내지 572-3)은 상관 값에 해당 직교 부신호열의 위치에 대응되는 위상차 벡터의 원소를 곱한다. 예를 들어, 제1위상벡터곱셈기(572-1)는 제1-1부신호열상관기(550-1-1)로부터 제공되는 상관 값에 위상차 벡터들 각각의 1번째 원소들을 순차적으로 곱한다. 그리고, 상기 다수의 위상벡터곱셈기들(572-1 내지 572-3)은 위상차 벡터의 각 원소와 곱해진 상관 값들을 합산한다. 여기서, 상기 합산은 동일한 묶음에 포함되는 직교 부신호열의 상관 값들을 대상으로 수행된다. 이에 따라, 묶음당 위상차 벡터 개수만큼의 상관 값들의 합들이 산출된다.
상기 다수의 제곱기들(574-1 내지 574-3)은 상기 다수의 위상벡터곱셈기들(572-1 내지 572-3)로부터 제공되는 위상차 벡터와 곱해진 상관 값들의 합의 제곱 값들을 산출한다. 이때, 상기 다수의 위상벡터곱셈기들(572-1 내지 572-3) 각각으로부터 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 상관 값들의 합들이 순차적으로 제공된다. 따라서, 상기 다수의 제곱기들(574-1 내지 574-3) 각각은 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 상관 값들의 합의 제곱 값들을 순차적으로 출력한다.
상기 합산기(576)는 상기 다수의 제곱기들(574-1 내지 574-3)로부터 제공되는 상관 값들의 합의 제곱 값들을 합산한다. 이때, 상관 값들의 합의 제곱 값들은 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼 순차적으로 제공되며, 상기 합산기(576)는 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 제곱 값들의 합들을 출력한다. 따라서, 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 제곱 값들의 합들이 산출된다. 여기서, 상기 제곱 값들의 합들 각각은 위상차 벡터들 각각에 대응된다.
상기 최대값검색기(578)는 순차적으로 제공되는 상기 제곱 값들의 합들 중 최대 값을 검색한다. 그리고, 상기 최대값검색기(578)는 상기 최대 값에 대응되는 위상차 벡터를 확인하고, 확인된 위상차 벡터를 상기 코드워드결정기(580)로 알린다.
이하 본 발명은 상술한 바와 같이 생성되는 준직교 신호열 집합을 이용하는 송신단 및 수신단의 동작 절차에 대해 도면을 참고하여 상세히 설명한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 준직교 신호열 송신 절차를 도시하고 있다.
상기 도 6을 참고하면, 상기 송신단은 601단계에서 고속 피드백 채널을 통해 송신할 준직교 신호열 생성한다. 이때, 상기 준직교 신호열은 미리 설정된 코드워드와 준직교 신호열 간 대응 관계에 의해 결정된다. 또한, 상기 준직교 신호열의 형태는 준직교 신호열의 설계 기준에 따라 달라진다. 여기서, 설계 기준은 서로 다른 준직교 신호열들 간 상관 값의 임계치, 사용하고자하는 코드워드의 개수 등을 포함한다. 예를 들어, 준직교 신호열의 형태 및 코드워드와 준직교 신호열 간 대응 관계는 상기 <표 1>, 상기 <표 3> 또는 상기 <표 4>과 같다.
상기 준직교 신호열을 생성한 후, 상기 송신단은 603단계에서 상기 준직교 신호열을 3개의 묶음들에 서로 다른 패턴으로 매핑한다. 즉, 상기 송신단은 하나의 직교 부신호열이 물리적으로 연속된 톤들에 위치되도록 상기 준직교 신호열을 매핑한다. 또한, 상기 송신단은 직교 부신호열들이 묶음들에 대하여 서로 다른 순서로 배치되도록 상기 준직교 신호열을 매핑한다. 다시 말해, 상기 송신단은 묶음들에 동일한 준직교 신호열을 매핑하되, 상기 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열들을 서로 다른 순서로 배치한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 도 2a 또는 상기 도 2b와 같이 준직교 신호열을 매핑한다.
상기 준직교 신호열을 매핑한 후, 상기 송신단은 605단계로 진행하여 고속 피드백 채널에 매핑된 준직교 신호열을 송신한다. 즉, 상기 송신단은 IFFT 연산 및 CP 삽입을 통해 OFDM 심벌들을 구성하고, 상기 OFDM 심벌들을 RF 대역 신호로 상향변환한 후, 안테나를 통해 송신한다.
도 7는 본 발명의 제1실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 준직교 신호열 검출 절차를 도시하고 있다.
상기 도 7을 참고하면, 상기 수신단은 701단계에서 고속 피드백 채널을 통해 수신된 복소 심벌들 추출한다. 즉, 상기 수신단은 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 신호를 기저대역 신호로 하향변환하고, CP 제거 및 FFT 연산을 통해 주파수 영역에 매핑된 복소 심벌들을 복원한 후, 상기 고속 피드백 채널에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 이때, 상기 수신단은 묶음별로 복소 심벌들을 구분한다. 여기서, 각 묶음에 매핑된 복소 심벌들은 동일한 준직교 신호열의 원소들이지만, 상기 준직교 신호열의 원소들의 배치는 묶음에 따라 다르다.
상기 복소 심벌들을 추출한 후, 상기 수신단은 703단계로 진행하여 묶음별 복소 심벌들을 정렬함으로써 묶음별 준직교 신호열들을 구성한다. 여기서, 상기 준직교 신호열은 송신단에서 직교 부신호열 단위로 분해된 후, 묶음에 따라 미리 약속된 서로 다른 패턴으로 매핑된다. 따라서, 상기 수신단은 각 묶음의 매핑 패턴에 따라 복소 심벌들을 정렬한다. 예를 들어, 상기 각 묶음의 매핑 패턴은 상기 도 2a 또는 상기 도 2b와 같다.
상기 묶음별 준직교 신호열들을 구성한 후, 상기 수신단은 705단계로 진행하여 수신된 준직교 신호열들 및 후보 준직교 신호열들 간 제곱 상관 값들을 산출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 후보 준직교 신호열들 각각과 각 묶음을 통해 수신된 준직교 신호열 간 상관 연산을 수행한다. 예를 들어, 상기 상관 연산은 상기 <수학식 2>와 같이 수행된다. 따라서, 묶음당 후보 준직교 신호열 개수만큼의 상관 값들이 산출된다. 그리고, 상기 수신단은 상기 상관 값들의 제곱 값들을 산출한다.
상기 상관 값들의 제곱 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 707단계로 진행하여 상관 값들의 제곱 값들을 이용하여 송신된 준직교 신호열 판단한다. 즉, 상기 수신단은 상기 제곱 상관 값들을 상관 값 산출을 위해 사용된 준직교 신호열 별로 합산한다. 이에 따라, 후보 준직교 신호열 개수만큼의 제곱 상관 값들의 합들이 산출된다. 그리고, 상기 수신단은 제곱 상관 값들의 합들 중 최대 값을 검색한 후, 상기 최대 값에 대응되는 준직교 신호열이 송신되었다고 판단한다.
도 8a는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 준직교 신호열 검출 절차를 도시하고 있다.
상기 도 8a를 참고하면, 상기 수신단은 801단계에서 고속 피드백 채널을 통해 수신된 복소 심벌들 추출한다. 즉, 상기 수신단은 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 신호를 기저대역 신호로 하향변환하고, CP 제거 및 FFT 연산을 통해 주파수 영역에 매핑된 복소 심벌들을 복원한 후, 상기 고속 피드백 채널에 매핑된 복소 심벌들을 추출한다. 이때, 상기 수신단은 묶음별로 복소 심벌들을 구분한다. 여기서, 각 묶음에 매핑된 복소 심벌들은 동일한 준직교 신호열의 원소들이지만, 상기 준직교 신호열의 원소들의 배치는 묶음에 따라 다르다.
상기 복소 심벌들을 추출한 후, 상기 수신단은 803단계로 진행하여 묶음별 복소 심벌들을 정렬함으로써 묶음별 준직교 신호열들을 구성한다. 여기서, 상기 준직교 신호열은 송신단에서 직교 부신호열 단위로 분해된 후, 묶음에 따라 미리 약속된 서로 다른 패턴으로 매핑된다. 따라서, 상기 수신단은 각 묶음의 매핑 패턴에 따라 복소 심벌들을 정렬한다. 예를 들어, 상기 각 묶음의 매핑 패턴은 상기 도 2a 또는 상기 도 2b와 같다.
상기 묶음별 준직교 신호열들을 구성한 후, 상기 수신단은 805단계로 진행하여 수신된 직교 부신호열들 및 후보 직교 부신호열들 간 상관 값들을 산출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 후보 직교 부신호열들 각각과 각 묶음을 통해 수신된 직교 부신호열들 간 상관 연산을 수행한다. 예를 들어, 상기 상관 연산은 상기 <수학식 2>와 같이 수행된다. 따라서, 묶음당 후보 직교 부신호열 개수 및 하나의 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열 개수의 곱만큼의 상관 값들이 산출된다.
상기 상관 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 807단계로 진행하여 상기 상관 값들을 이용하여 부신호열 인덱스 및 위상차 벡터를 검출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 송신된 준직교 부신호열을 구성하는 준직교 부신호열들의 인덱스 및 적용된 위상차 벡터가 무엇인지 확인한다. 상기 부신호열 인덱스를 검출하기 위한 상세한 절차 및 상기 위상체 벡터를 검출하기 위한 상세한 절차는 이하 도 8b 및 도 8c를 참고하여 설명한다.
상기 부신호열 인덱스 및 상기 위상차 벡터를 검출한 후, 상기 수신단은 809단계로 진행하여 상기 부신호열 인덱스 및 상기 위상차 벡터를 이용하여 송신된 준직교 신호열을 판단한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 검출된 인덱스 조합에 대응되는 직교 부신호열들로 구성된 준직교 신호열에 상기 검출된 위상차 벡터가 적용되어 송신되었음을 판단한다.
도 8b는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 부신호열 인덱스 검출 절차를 도시하고 있다.
상기 도 8b에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 811단계에서 수신된 직교 부신호열들 및 후보 직교 부신호열들 간 상관 값들의 제곱 값들을 산출한다. 따라서, 묶음당 후보 직교 부신호열 개수 및 하나의 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열 개수의 곱만큼의 제곱 상관 값들이 산출된다.
상기 제곱 상관 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 813단계로 진행하여 상기 제곱 상관 값들을 수신된 직교 부신호열 별로 합산한다. 다시 말해, 상기 수신단은 동일한 직교 부신호열의 제곱 상관 값들을 합산한다. 이때, 상기 합산은 동일한 위치의 직교 부신호열들의 제곱 상관 값들 중 동일한 후보 직교 부신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 대상으로 수행되며, 묶음 개수만큼의 제곱 상관 값들의 합산이다. 이로 인해, 직교 부신호열의 위치당 후보 직교 부신호열 개수만큼의 제곱 상관 값들의 합들이 산출된다.
상기 제곱 상관 값들을 직교 부신호열 별로 합산한 후, 상기 수신단은 815단계로 진행하여 상기 제곱 상관 값들의 합들 중 직교 부신호열의 위치별 최대 값을 검색한다. 즉, 상기 수신단은 하나의 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열 개수만큼의 최대 값들을 검색한다. 이로 인해, 각 직교 부신호열의 위치에 대응되는 최대 값들이 검색된다.
상기 직교 부신호열의 위치별 최대 값을 검색한 후, 상기 수신단은 817단계로 진행하여 상기 최대 값들 각각에 대응되는 직교 부신호열의 인덱스를 확인한다. 다시 말해, 상기 수신단은 각 직교 부신호열의 위치에 대응되는 직교 부신호열 인덱스를 확인한다. 이로 인해, 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열들의 인덱스들이 확인된다.
도 8c는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 위상차 벡터 검출 절차를 도시하고 있다.
상기 도 8c를 참고하면, 상기 수신단은 821단계에서 상관 값들 및 위상차 벡터들 간 곱셈 및 합산을 수행한다. 이때, 상기 수신단은 사용 가능한 위상차 벡터들을 순차적으로 이용한다. 또한, 상기 수신단은 상관 값에 해당 직교 부신호열의 위치에 대응되는 위상차 벡터의 원소를 곱한다. 즉, 1번째 위치의 직교 부신호열의 상관 값들은 상기 위상차 벡터의 1번째 원소와 곱해진다. 그리고, 상기 합산은 동일한 묶음에 포함되는 직교 부신호열의 상관 값들을 대상으로 수행된다. 이에 따라, 묶음당 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 상관 값들의 합들이 산출된다.
상기 위상차 벡터들 간 곱셈 및 합산을 수행한 후, 상기 수신단은 823단계로 진행하여 상관 값들의 합들의 제곱 값들을 산출한다. 이때, 묶음당 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 상관 값들의 합들이 존재한다. 따라서, 상기 수신단은 묶음당 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 상관 값들의 합의 제곱 값들을 산출한다.
상기 상관 값들의 합들의 제곱 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 825단계로 진행하여 동일한 위상차 벡터에 대응되는 제곱 값들을 합산한다. 이때, 묶음당 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 상관 값들의 합의 제곱 값들이 존재한다. 따라서, 사용 가능한 위상차 벡터 개수만큼의 제곱 값들의 합들이 산출된다. 여기서, 상기 제곱 값들의 합들 각각은 위상차 벡터들 각각에 대응된다.
상기 제곱 값들을 합산한 후, 상기 수신단은 827단계로 진행하여 제곱 값들의 합들 중 최대 값에 대응되는 위상차 벡터를 확인한다. 즉, 상기 수신단은 상기 제곱 값들의 합들 중 최대 값을 검색하고, 상기 최대 값에 대응되는 위상차 벡터를 확인한다.
상술한 본 발명의 실시 예에서, 준직교 신호열의 송신단은 다수의 묶음들에 동일한 신호열을 매핑한다. 하지만, 고속으로 이동하는 단말의 수신 성능을 개량하기 위한 본 발명의 다른 실시 예에 따르는 경우, 상기 다수의 묶음들에 서로 다른 신호열들이 매핑될 수 있다.
이 경우, 송신단은 송신하고자하는 코드워드로부터 하나의 준직교 신호열만을 생성하지 아니하고, 다수의 시간-주파수 자원 묶음 별로 서로 다른 준직교 신호열들을 생성한다. 예를 들어, 코드워드가 6비트로로서 {b0, b1, b2, b3, b4, b5}로 표현되는 경우, 상기 코드워드를 각 시간-주파수 자원 묶음 별로 하기 <표 5> 또는 하기 <표 6>과 같이 변환될 수 있다.
첫번째 시간-주파수 자원 묶음 {b0, b1, b2, b3, b4, b5}
두번째 시간-주파수 자원 묶음 {b2, b3, b4, b5, b0, b1}
세번째 시간-주파수 자원 묶음 {b4, b5, b0, b1, b2, b3}
첫번째 시간-주파수 자원 묶음 {b0, b1, b2, b3, b4, b5}
두번째 시간-주파수 자원 묶음 {b1, b2, b3, b4, b5, b0}
세번째 시간-주파수 자원 묶음 {b2, b3, b4, b5, b0, b1}
이 경우, 상기 도 3에서, 신호열 생성기(304)는 3개의 시간-주파수 자원 묶음에 대해 서로 다른 코드워드를 입력받고, 이에 따라 생성된 준직교 신호열들은 상기 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3)에 의해 매핑된다. 이때, 각 시간-주파수 자원 묶음이 서로 다른 준직교 신호열을 포함하므로, 상기 다수의 묶음매핑기들(306-1 내지 306-3)은 하나의 묶음매핑기로 대체될 수 있으며, 이로 인해, 송신단 장치의 복잡도를 낮출 수 있다.
다른 예로, 코드워드가 5비트로로서 {b0, b1, b2, b3, b4}로 표현되는 경우, 상기 코드워드를 각 시간-주파수 자원 묶음 별로 하기 <표 7> 또는 하기 <표 8>과 같이 변환될 수 있다.
첫번째 시간-주파수 자원 묶음 {b0, b1, b2, b3, b4}
두번째 시간-주파수 자원 묶음 {b2, b3, b4, b0, b1}
세번째 시간-주파수 자원 묶음 {b4, b0, b1, b2, b3}
첫번째 시간-주파수 자원 묶음 {b0, b1, b2, b3, b4}
두번째 시간-주파수 자원 묶음 {b1, b2, b3, b4, b0}
세번째 시간-주파수 자원 묶음 {b2, b3, b4, b0, b1}
또 다른 예로, 코드워드가 4비트로로서 {b0, b1, b2, b3}로 표현되는 경우, 상기 코드워드를 각 시간-주파수 자원 묶음 별로 하기 <표 9>와 같이 변환될 수 있다.
첫번째 시간-주파수 자원 묶음 {b0, b1, b2, b3}
두번째 시간-주파수 자원 묶음 {b1, b2, b3, b0}
세번째 시간-주파수 자원 묶음 {b2, b3, b0, b1}
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 고속 피드백 채널(fast feedback channel)의 구조의 예를 도시하는 도면,
도 2a 및 도 2b는 본 발명에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 준직교 신호열의 매핑 방식의 예를 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 제1실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 5a 및 도 5c는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 준직교 신호열 송신 절차를 도시하는 도면,
도 7는 본 발명의 제1실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 준직교 신호열 검출 절차를 도시하는 도면,
도 8a 및 도 8c는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 준직교 신호열 검출 절차를 도시하는 도면.

Claims (18)

  1. 광대역 무선통신 시스템에서 송신단 장치에 있어서,
    고속 피드백 채널을 통해 송신될 준직교 신호열을 생성하는 생성기와
    서로 다른 매핑 패턴으로 상기 준직교 신호열을 다수의 묶음들에 매핑하는 다수의 매핑기들과,
    상기 다수의 묶음들에 매핑된 상기 준직교 신호열을 송신하는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 준직교 신호열은, 임계치 이하의 상관 값을 갖도록 설계된 준직교 신호열 집합의 원소들 중 하나인 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 다수의 매핑기들은, 각 묶음에 동일한 준직교 신호열을 매핑하되, 각 묶음에서 상기 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열들을 서로 다른 순서로 배치되고, 하나의 직교 부신호열이 물리적으로 연속된 톤들에 위치되도록, 상기 준직교 신호열을 매핑하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 광대역 무선통신 시스템에서 수신단 장치에 있어서,
    고속 피드백 채널의 각 묶음에서 복소 심벌들을 추출하는 다수의 추출기들과,
    각 묶음에서 추출된 복소 심벌들을 상기 각 묶음의 매핑 패턴에 따라 정렬함으로써, 묶음별 준직교 신호열들을 구성하는 다수의 정렬기들과,
    상기 묶음별 준직교 신호열들을 이용하여 송신된 준직교 신호열을 판단하는 판단기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 준직교 신호열은, 임계치 이하의 상관 값을 갖도록 설계된 준직교 신호열 집합의 원소들 중 하나인 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 판단기는,
    상기 묶음별 준직교 신호열들 각각과 후보 준직교 신호열들 각각의 상관 값들을 산출하는 다수의 상관기들과,
    상기 상관 값들 각각의 제곱 값을 산출하는 다수의 제곱기들과,
    동일한 후보 준직교 신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 합산하고, 합산 결과 값들 중 최대 값을 검색한 후, 상기 최대 값에 대응되는 준직교 신호열이 송신되었다고 판단하는 결정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 판단기는,
    상기 묶음별 준직교 신호열들을 구성하는 직교 부신호열들 각각과 후보 직교 부신호열들 각각의 상관 값들을 산출하는 다수의 상관기들과,
    상기 직교 부신호열들 각각의 상관 값들을 이용하여 송신된 준직교 신호열의 인덱스 조합을 검출하는 인덱스 검출기와,
    상기 직교 부신호열들 각각의 상관 값들을 이용하여 송신된 준직교 신호열에 적용된 위상차 벡터를 검출하는 위상차 검출기와,
    상기 인덱스 조합에 대응되는 직교 부신호열들로 구성되고, 상기 위상차 벡터가 적용된 준직교 신호열이 송신되었다고 판단하는 결정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 인덱스 검출기는,
    상기 직교 부신호열의 상관 값들 각각의 제곱 값을 산출하는 다수의 제곱기들과,
    동일한 위치의 직교 부신호열들의 제곱 상관 값들 중 동일한 후보 직교 부신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 합산하는 다수의 합산기들과,
    상기 합산 결과 값들 중 직교 부반송파의 위치별 최대 값을 검색하고, 상기 최대 값에 대응되는 인덱스 조합을 확인하는 검색기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 위상차 검출기는,
    상기 직교 부신호열의 상관 값들에 위상차 벡터를 곱하고, 동일한 묶음에 포함되는 상관 값들을 합산하는 다수의 곱셈기들과,
    상기 위상차 벡터와 곱해진 상관 값들의 합의 제곱 값들을 산출하는 다수의 제곱기들과,
    상기 제곱 값들을 합산하는 합산기와,
    사용 가능한 위상차 벡터들 각각으로부터 산출된 제곱 값들의 합들 중 최대 값을 검색하고, 상기 최대 값에 대응되는 위상차 벡터를 확인하는 검색기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 준직교 신호열 송신 방법에 있어서,
    고속 피드백 채널을 통해 송신될 준직교 신호열을 생성하는 과정과,
    서로 다른 매핑 패턴으로 상기 준직교 신호열을 다수의 묶음들에 매핑하는 과정과,
    상기 다수의 묶음들에 매핑된 상기 준직교 신호열을 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 준직교 신호열은, 임계치 이하의 상관 값을 갖도록 설계된 준직교 신호열 집합의 원소들 중 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 준직교 신호열을 다수의 묶음들에 매핑하는 과정은,
    각 묶음에 동일한 준직교 신호열을 매핑하되, 각 묶음에서 상기 준직교 신호열을 구성하는 직교 부신호열들을 서로 다른 순서로 배치되고, 하나의 직교 부신호열이 물리적으로 연속된 톤들에 위치되도록, 상기 준직교 신호열을 매핑하는 과정 을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 준직교 신호열 검출 방법에 있어서,
    고속 피드백 채널의 각 묶음에서 복소 심벌들을 추출하는 과정과,
    각 묶음에서 추출된 복소 심벌들을 상기 각 묶음의 매핑 패턴에 따라 정렬함으로써, 묶음별 준직교 신호열들을 구성하는 과정과,
    상기 묶음별 준직교 신호열들을 이용하여 송신된 준직교 신호열을 판단하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 준직교 신호열은, 임계치 이하의 상관 값을 갖도록 설계된 준직교 신호열 집합의 원소들 중 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 송신된 준직교 신호열을 판단하는 과정은,
    상기 묶음별 준직교 신호열들 각각과 후보 준직교 신호열들 각각의 상관 값들을 산출하는 과정과,
    상기 상관 값들 각각의 제곱 값을 산출하는 과정과,
    동일한 후보 준직교 신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 합산하는 과정과,
    합산 결과 값들 중 최대 값을 검색하는 과정과,
    상기 최대 값에 대응되는 준직교 신호열이 송신되었다고 판단하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 송신된 준직교 신호열을 판단하는 과정은,
    상기 묶음별 준직교 신호열들을 구성하는 직교 부신호열들 각각과 후보 직교 부신호열들 각각의 상관 값들을 산출하는 과정과,
    상기 직교 부신호열들 각각의 상관 값들을 이용하여 송신된 준직교 신호열의 인덱스 조합을 검출하는 과정과,
    상기 직교 부신호열들 각각의 상관 값들을 이용하여 송신된 준직교 신호열에 적용된 위상차 벡터를 검출하는 과정과,
    상기 인덱스 조합에 대응되는 직교 부신호열들로 구성되고, 상기 위상차 벡터가 적용된 준직교 신호열이 송신되었다고 판단하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 인덱스 조합을 검출하는 과정은,
    상기 직교 부신호열의 상관 값들 각각의 제곱 값을 산출하는 과정과,
    동일한 위치의 직교 부신호열들의 제곱 상관 값들 중 동일한 후보 직교 부신호열을 이용하여 산출된 제곱 상관 값들을 합산하는 과정과,
    상기 합산 결과 값들 중 직교 부반송파의 위치별 최대 값을 검색하는 과정과,
    상기 최대 값에 대응되는 인덱스 조합을 확인하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 위상차 벡터를 검출하는 과정은,
    상기 직교 부신호열의 상관 값들에 위상차 벡터를 곱하고, 동일한 묶음에 포함되는 상관 값들을 합산하는 과정과,
    상기 위상차 벡터와 곱해진 상관 값들의 합의 제곱 값들을 산출하는 과정과,
    상기 제곱 값들을 합산하는 과정과,
    사용 가능한 위상차 벡터들 각각으로부터 산출된 제곱 값들의 합들 중 최대 값을 검색하는 과정과,
    상기 최대 값에 대응되는 위상차 벡터를 확인하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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