CN1520081A - 一种载频同步的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种数字通信系统中载频同步方法及实施该方法的接收机和发射机，主要包含以下步骤和相应装置：在发送端每隔一段数字调制后的通信信号插入特定PN序列并加以发送，特定PN序列C＝R(vu)；在接收端对下变频后含有特定PN序列的基带信号进行匹配滤波，输出包含频率偏移的P个复数信号；通过似然函数利用快速傅立叶变换将P个复数信号变换到频域并从中找到最大幅值的粗略位置Ω₀；利用Chirp－Z变换在Ω₀－1到Ω₀+1的范围内更加精确地搜寻频谱，找到位置增量信息Ω₁；对位置增量信息Ω₁进行二次插值找到最大幅值精确位置的位置增量；利用公式_e=f_s·（+Ω_o－M·P/2）/K·M·P算出频率偏移；用该频率偏移_e控制振荡器使其振荡频率跟随该频率偏移_e变化，以达到频率同步。

Description

一种载频同步的方法和装置

                                技术领域

本发明涉及数字通信系统，尤其涉及数字通信系统的载频同步方法及实施该方法的发射机和接收机。

                                背景技术

传统的用于载频同步的方法有基于PN(pseudo noise，伪噪声)的方法，基于导频信号的方法，基于前缀的方法等。而基于PN的方法必须要使接收信号与本地PN序列相关，并用差分法计算频率偏移。这样做非常复杂，而且用差分法计算不是很精确。传统的用于载频同步的装置有一个匹配滤波器，使接收信号与本地已知序列相关。传统的匹配滤波器具有FIR结构，这个FIR结构的分接头数与PN序列的长度相同。传统的匹配滤波器在Z域内的系统函数用 $H\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{N-1-i}\·z^{-i}$ 表示。对于长PN序列来说，用传统的匹配滤波器计算复杂度太高，因为每个抽样值都需要N次的乘和加，对硬件设备来说就难以执行。

                                发明内容

本发明为了解决上述问题，其目的在于提出了一种新的数字通信系统中载频同步的方法和实施该方法的发射机和接收机，该方法计算简单，能简化接收机中匹配滤波器的结构，同步精度高。本发明在发送端的发送信号中产生特定的PN序列进行发送。在接收端通过变换后，输入匹配滤波器。当匹配的峰值出现时，它就输出若干包含频率偏移信息的复数信号。然后，以最大似然方法为基础，采用Chirp-Z变换和二次插值方法计算频率偏移

利用该频率偏移

去控制高频振荡器，使其振荡频率跟随该频率偏移 变化，达到载频同步

本发明的数字通信系统中载频同步的方法，其特征在于，包含以下步骤：

1)在发送端，每隔一段数字调制后的通信信号插入特定的PN序列并加以发送，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘；

2)在接收端，对下变频后含有所述特定PN序列的基带信号进行匹配滤波，输出包含频率偏移的P个复数信号，其中P对应上述子序列v的长度；

3)通过似然函数利用快速傅立叶变换将所述P个复数信号变换到频域并从中找到最大幅值的粗略位置Ω₀；

4)利用Chirp-Z变换在Ω₀-1到Ω₀+1的范围内更加精确地搜寻频谱，找到位置增量信息Ω₁；

5)对位置增量信息Ω₁进行二次插值找到最大幅值精确位置的位置增量

6)利用公式 ${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·(\widehat{\mathrm{\Ω}}+{\mathrm{\Ω}}_0-M\·P/2)}{K\·M\·P}$ 算出频率偏移，其中，f_s为PN序列的码片速率，M为对Ω₀-1到Ω₀+1的范围进行搜寻所划分的段数，P对应上述子序列v的长度，K对应上述子序列u的长度；

7)用该频率偏移 控制受控振荡器使其振荡频率跟随该频率偏移 变化，以达到频率同步。

本发明的数字通信系统中的发射机，包含对通信信号进行数字调制的数字调制器和对调制后的通信信号进行发送的无线前端，其特征在于，所述发射机还包含：

产生特定PN序列的PN序列产生装置，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘；

连接在所述数字调制器与所述无线前端之间、每隔一段调制后的通信信号插入所述特定PN序列C的复接装置。

本发明的数字通信系统中的接收机，包含对接收信号进行下变频的下变频器，对变频后的信号进行定时同步的定时同步器，产生高频振荡供所述下变频器变频用的高频振荡器，其特征在于，还包含：

对下变频后含有特定PN序列的基带信号进行匹配滤波的匹配滤波器，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘，所述匹配滤波器输出包含频率偏移的P个复数信号，其中P对应上述子序列v的长度；通过似然函数利用快速傅立叶变换将所述P个复数信号变换到频域并找到最大幅值粗略位置Ω₀的最大幅值粗略位置计算装置；

利用Chirp-Z变换在Ω₀-1到Ω₀+1的范围内更加精确地搜寻频谱、找到位置增量信息Ω₁的位置增量信息计算装置；

对位置增量信息Ω₁进行二次插值找到最大幅值精确位置的位置增量Ω的精确位置增量计算装置；

利用公式 ${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·(\widehat{\mathrm{\Ω}}+{\mathrm{\Ω}}_0-M\·P/2)}{K\·M\·P}$ 算出频率偏移

的频率偏移计算装置，其中，f_s为PN序列的码片速率，M为对Ω₀-1到Ω₀+1的范围进行搜寻所划分的段数，P对应上述子序列v的长度，K对应上述子序列u的长度，所述频率偏移计算装置输出该频率偏移 控制高频振荡器使其振荡频率跟随该频率偏移

变化，以达到频率同步。

按照本发明的方法，使计算频率偏移变得简单、精确，而且非常实用。本发明的匹配滤波器与传统的匹配滤波器相比，能减少88％的乘法单元，能更有效的完成时间同步和信道估算的任务。本发明的匹配滤波器由两个级联的匹配滤波器组成，与传统的匹配滤波器相比，这种匹配滤波器的结构简化了很多。

                                附图说明

图1示出本发明一实施例发射机和接收机的部分结构原理图；

图2示出本发明一实施例匹配滤波器的结构原理图；

图3示出在AWGN信道中本发明方法与差分法的仿真效果比较曲线；

图4示出在多径衰落信道中本发明方法与差分法的仿真效果比较曲线。

                              具体实施方式

下面结合附图所示实施例对本发明作进一步的详细说明。

参见图1，图1虚线上半部分示出一通信装置中发射机的部分结构原理图。本发明的发射机在作为已有技术部分的数字调制器1和无线前端2之间插入了本发明改进部分PN序列产生装置3和复接装置4。发射机的其余部分属已有技术，这里不再图示并省略其说明。

图1虚线下半部分示出另一通信装置(即通信对端的通信装置)中接收机的部分结构原理图。其中，定时同步器5，下变频器6，高频振荡器13和环路滤波器12属已有技术，而匹配滤波器7，最大幅值粗略位置计算装置8，位置增量信息计算装置9，精确位置增量计算装置10和频率偏移计算装置11属本发明的改进部分。接收机的其余部分属已有技术，与本发明的改进部分不直接关联，因而未图示，并省略其说明。

本发明的频率同步方法，首先在发射机产生特定的PN序列，每隔一段数字调制后的通信信号插入该特定的PN序列并加以发送。该PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘。

对这种PN序列而言，在宽带码分多址(WCDMA)内的主同步码(PSC)是一个具体例子。在该具体例中，取R＝1+j，PSC码的两个PN子序列是u＝(1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1)和v＝(1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，1，1)，若将v的具体数据代入C，则PSC码能被表示为：

C＝(1+j)(vu)＝(1+j)(u，u，u，-u，-u，u，-u，-u，u，u，u，-u，u，-u，u，u)，其长度为256。

若采用已有技术同步装置中的匹配滤波器，使接收信号与当地已知序列相关，传统的匹配滤波器具有FIR结构，这个FIR结构的分接头数与PN序列的长度相同。传统的匹配滤波器的输出： $y_k=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{k-i}\·c_{N-i},$ 这里的y_k是在时间k的值，c_l是分接头l的值，分接头值的序列等于发送PN序列C的共轭。在Z域内的系统函数用 $H\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{N-1-i}\·z^{-i}$ 表示。对长PN序列来说，用传统的匹配滤波器复杂度太高，因为每个抽样值都需要N次的乘和加，对硬件设备来说就难以执行。

然而在本发明中，对这种PN序列，匹配滤波器的结构就能简化很多。这里我们定义N为C的长，两个PN子序列u和v分别为长度K和P(N＝K×P)，u_i和v_i分别表示第i个u和第i个v。在Z域内的匹配滤波器的系统函数根据PN结构被推断出如下：

$H\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{N-1-i}\·z^{-i}=\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{N-1-i}\·z^{-i}+\underset{i=K}{\overset{2K-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{N-1-i}\·z^{-i}+\underset{i=2K}{\overset{3K-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{N-1-i}\·z^{-i}+\·\·\·+\underset{i=(P-1)K}{\overset{P\×K-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{N-1-i}\·z^{-i}$

$=v_{P-1}\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-1-i}\·z^{-i}+v_{P-2}\underset{i=K}{\overset{2K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-1-i}\·z^{-i}+v_{P-3}\underset{i=2K}{\overset{3k-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-1-i}\·z^{-i}+\·\·\·+v_0\underset{i=(P-1)K}{\overset{P\×K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-1-i}\·z^{-i}$

$=v_{P-1}{z}^0\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-i}\·z^{-i}+v_{P-2}\·z^{-K}\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-i}\·z^{-i}+v_{P-3}\·z^{2K}\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-i}\·z^{-i}+\·\·\·+v_0\·z^{K-1}\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-i}\·z^{-i}$

$=(v_{P-1}\·z^0+v_{P-2}\·z^{-K}+v_{P-3}\·z^{2K}+\·\·\·+v_0\·z^{(P-1)K})\·\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-i}\·z^{-i}=\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{K-1-i}\·z^{-i}\·\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{P-1-i}\·z^{-i\·K}$

$=H_u\left(z\right)H_v\left(z^K\right)---\left(1\right)$

方程式(1)证明传统匹配滤波器能被分成两个级联的匹配滤波器，并分别与短的PN子序列相关，这个变换式能将分接头数从N减少到K+P，因而，省略了乘法单元，例如，从256个减少到32个，当N＝256，K＝P＝16时，改进的匹配滤波器的结构如图2所示。

在图2中，当匹配滤波器与接收信号相关时，具体来说，与接收机下变频器输出的信号相关时，包含频率偏移信息的P个复数据d₀，...，d_P-1将被算出。在下面部分，频率偏移将从这些数据中计算出来。另外该匹配滤波器的峰值输出被用作接收机中定时同步器的定时同步信号。

在传统的解决方案中，差分法常被用来计算这些频率偏移

这个检测量由 $V=\underset{l=0}{\overset{P-2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_l\·d_{l+1}^{*}$ 给出，

由V的相位计算出来。

在本发明的方案中，频率估算通过近似ML估算，用来获得比差分法更高的精度，这个近似似然函数能被定义为

$\mathrm{\Γ}\left(f_k\right)=|\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}}{\mathrm{\Σ}}}{d}_l\·e^{-j2\mathrm{\π}\·l\·f_k\·K/f_s}|---\left(2\right)$

在式(2)中的似然性函数能用离散估计的快速傅立叶变换FFT计算，定义N_FFT为FFT的长，N_FFT应该比P大(其他的数据能被零填充)。

$y=(y_0,y_1,\·\·\·,y_{N_{\mathrm{FFT}}-1})=\mathrm{DFT}(d_0,d_1,\·\·\·,d_{P-1},\mathrm{0,0},\·\·\·0)----\left(3\right)$

最大幅值的粗略位置的检测量Ω₀由

${\mathrm{\Ω}}_0=\arg \underset{j}{\max }\left|y_j\right|$ 得出勤                                                (4)

而频率偏移能由

${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·({\mathrm{\Ω}}_0-N_{\mathrm{FFT}}/2)}{K-N_{\mathrm{FFT}}}---\left(5\right)$

计算，频率分辨率Δf_e＝f_s/(K·N_FFT)。其中，f_s为PN序列的码片速率。

由(3)(4)(5)式，我们知道大N_FFT的使用是为了增加精确度，然而，它也将增加设备的复杂性。为了能简单且更加精确，我们用Chirp-Z变换式和二次插值方法，在频谱中精确寻找最大点，分两个步骤进行：先用短N_FFT找到这个最大幅值的粗略位置点，再集中围绕该点搜寻以便获得更高精度的最大幅值位置点。所建议的方案降低了计算的复杂度，同时保持精确性。通过Chirp-Z变换和二次插值寻找最大幅值的精确位置的过程如下：

在Ω₀-1到Ω₀+1的小范围内进行Chirp-Z变换，这里我们把这个范围分成2M部分设L＝2^m＞P+2M， $W=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N\·M}},$ 得到序列

H(k)＝FFT[h_L(n)]，0≤k≤L-1                           (7)

Y(k)＝FFT[y(n)]，0≤k≤L-1                            (9)

V(n)＝IFFT[Y(k)·H(k)]，0≤n≤L-1                     (10)

$X\left(k\right)=V\left(k\right)\·W^{k^2/2},0\≤k\≤2M-1---\left(11\right)$

位置增量信息 ${\mathrm{\Ω}}_1=\arg \underset{k}{\max }\left|X\left(k\right)\right|,$ 0≤k≤2M-1                       (12)

二次插值 $\widehat{\mathrm{\Ω}}={\mathrm{\Ω}}_1+[\frac{3\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}{2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}-1]---\left(13\right)$

从式(13)获得最大幅值的精确位置增量 根据最大幅值的精确位置

计算频率偏移

${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·(\widehat{\mathrm{\Ω}}+{\mathrm{\Ω}}_0-M\·P/2)}{K\·M\·P}$

从式(13)，二次插值被用来获得更精确的计算。这个被提议的方法比直接使用长FFT长度的传统方法有更低的复杂度。例如，当P＝32，K＝16和Ns＝1024，为得到0.0625的精确值，直接FFT必须选N_FFT＝1024，该处理需要N_FFT·log₂(N_FFT)/2＝5120次复数相乘(20480次实数相乘)和N_FFT·log₂(N_FFT)＝10240次复数相加(20480次实数相加)。采用本发明的方法，必须选M＝32，L＝128，这个结果在(6)和(7)能被预先计算出来。在式(8)内相应的复杂性是32次相乘，在式(9)中448次复数相乘和896次复数相加，在式(10)中128次相乘，448次复数相乘和896次复数相加，同时，在式(11)32次相乘。总复杂度是3776次实数相乘和3548次实数相加，比传统的方法小很多。

根据以上具体例的描述，本发明的数字通信系统中载频同步的方法包含以下步骤：

1)在发送端，每隔一段数字调制后的通信信号插入特定的PN序列并加以发送，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘；

2)在接收端，对下变频后含有特定PN序列的基带信号进行匹配滤波，输出包含频率偏移的P个复数信号，其中P对应子序列v的长度；

3)通过似然函数利用快速傅立叶变换将P个复数信号变换到频域并从中找到最大幅值的粗略位置Ω0；

4)利用Chirp-Z变换在Ω₀-1到Ω₀+1的范围内更加精确地搜寻频谱，找到位置增量信息Ω₁；

5)对位置增量信息Ω₁进行二次插值找到最大幅值精确位置的位置增量

6)利用公式 ${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·(\widehat{\mathrm{\Ω}}+{\mathrm{\Ω}}_0-M\·P/2)}{K\·M\·P}$ 算出频率偏移，其中，Q为由不同系统确定的参数，M为对Ω₀-1到Ω₀+1的范围进行搜寻所划分的段数，P对应上述子序列v的长度，K对应上述子序列u的长度；

7)用该频率偏移

控制高频振荡器使其振荡频率跟随该频率偏移

变化，以达到频率同步。

下面描述实施上述本发明载频同步方法的发射机和接收机的结构。

参见图1上半部分，数字通信系统中的发射机，包含对通信信号进行数字调制的数字调制器1和对调制后的通信信号进行发送的无线前端2，该发射机还包含：产生特定PN序列的PN序列产生装置3，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘；连接在数字调制器1与无线前端2之间每隔一段调制后的通信信号插入特定PN序列C的复接装置4。

在一实施中数字通信系统可采用正交频分复用通信系统，数字调制器1采用正交频分复用调制器。

参见图1下半部分，数字通信系统中的接收机，包含对接收信号进行下变频的下变频器6，对变频后的信号进行定时同步的定时同步器5，产生高频振荡供所述下变频器6变频用的高频振荡器13，该接收机还包含：对下变频后含有特定PN序列的基带信号进行匹配滤波的匹配滤波器7，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘，匹配滤波器7输出包含频率偏移的P个复数信号，其中P对应子序列v的长度，在一实施例中取R＝1＝j；通过似然函数利用快速傅立叶变换将P个复数信号变换到频域并找到最大幅值粗略位置Ω₀的最大幅值粗略位置计算装置8；利用Chirp-Z变换在Ω₀-1到Ω₀+1的范围内更加精确地搜寻频谱、找到位置增量信息Ω₁的位置增量信息计算装置9；对位置增量信息Ω₁进行二次插值找到最大幅值精确位置的位置增量

的精确位置增量计算装置10；利用公式 ${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·(\widehat{\mathrm{\Ω}}+{\mathrm{\Ω}}_0-M\·P/2)}{K\·M\·P}$ 算出频率偏移

的频率偏移计算装置11。其中，f_s为PN序列的码片速率，M为对Ω₀-1到Ω₀+1的范围进行搜寻所划分的段数，P对应上述子序列v的长度，K对应上述子序列u的长度，频率偏移计算装置11输出该频率偏移 控制高频振荡器13使其振荡频率跟随该频率偏移 变化，以达到频率同步。

在最大幅值粗略位置计算装置8中，似然函数定义为

$\mathrm{\Γ}\left(f_k\right)=|\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}}{\mathrm{\Σ}}}{d}_l\·e^{-j2\mathrm{\π}\·l\·f_k\·K/f_s}|$

能用离散估计的快速傅立叶变换计算该似然函数，得出所述P个复数信号的频域表示；

$y=(y_0,y_1,\·\·\·,y_{N_{\mathrm{FFT}}-1})=\mathrm{FFT}(d_0,d_1,{\·\·\·d}_{P-1},\mathrm{0,0},\·\·\·0)$ ，其中，FFT为快速傅立叶变换，d₀，d₁，...d_P-1为步骤2)中匹配滤波后输出的P个复数信号，FFT的长度N_FFT比P大，因而，其中N_FFT-P位后的各位被零填充。

在最大幅值粗略位置计算装置8中，取位置信息 $\mathrm{\Ω}=\arg \underset{j}{\max }\left|y_j\right|,$ 从中找到最大幅值粗略位置Ω₀。

将范围Ω₀-1到Ω₀+1分成2M段，进行Chirp-Z变换，获得位置增量信息 ${\mathrm{\Ω}}_1=\arg \underset{k}{\max }\left|X\left(k\right)\right|,$ 0≤k≤2M-1，X(k)是Chirp-Z变换产生的序列函数，其中，M是根据精度要求进行设定的值。

精确位置增量计算装置10中的二次插值公式为：位置增量 $\widehat{\mathrm{\Ω}}={\mathrm{\Ω}}_1+[\frac{3\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}{2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}-1],$ 其中，X(Ω₀-1)、X(Ω₁)、X(Ω₁+1)、X(Ω₁-1)、X(Ω₁)和X(Ω₁+1)是根据序列函数 $X\left(k\right)=V\left(k\right)\·W^{k^2/2}$ 算出的。

匹配滤波器7还输出峰值信号作为定时同步信号，定时同步器5利用该定时同步信号对下变频器6输出的基带信号进行定时同步。

在频率偏移计算装置11的输出与高频振荡器13的输入之间连接有对频率偏移计算装置11输出的频率偏移进行环路滤波的环路滤波器12。

本发明不仅用于正交频分复用通信(OFDM)系统和WCDMA系统，只要是使用这种PN序列做时域导频符号的系统都可以使用本发明来进行频率同步。

下面说明本发明的技术效果。

这里取简化的城区无山信道模型，它是DAB(Digital Audio Broadcasting数字音频广播)推荐的一个测试模型(pr EN 50248)，用于计算下面的方程：

h(n)＝0.707δ(n+2)+δ(n)+0.707δ(n-3)+0.5δ(n-13)+0.4δ(n-19)+0.31625δ(n-44).(15)

OFDM系统参数被设为：OFDM符号抽样值N_s＝1024(FFT长度)，防护间隔(CP)是N_cp＝216，头部插入的PN序列与WCDMA中的PSC码相同，也就是说，两个PN子序列的长度都是16，即K＝P＝16。PN的长度是K·P＝256。在多径衰落通道中Chirp-Z变换的M个不同参数的性能用仿真方法进行试验。

图3表示在AWGN信道中具有不同M的本发明方法与差分法仿真试验测试的残留频差与信噪比的曲线图，其中，不取累积，相对频偏设定为1.3。

图4表示在多径衰落信道中具有不同M的本发明方法与差分法仿真试验测试的残留频差与信噪比的曲线图，其中，不取累积，相对多普勒扩展为0.2％。

在图3，4中的结果都表明在AWGN和多径环境中本发明的运算法比差分法更加精确。

在该仿真中，K＝16是小的，但两种运算法则(差分法和本发明方法)用更大K将有更好的性能，因为用更大的K能抑制更大的杂波。累积能消除一些噪声，但本模拟不取累积。同时我们用最大的峰值估算。如果在多径环境中使用多个峰值，那么将获得更好的特性。

以上结合实施例对本发明的方法及装置进行了详细说明，本领域中普通技术人员根据以上说明能对本发明作出种种变化和修改，因此，所描述的细节不应当构成对本发明的限定。本发明应以所附权利要求书加以限定。

Claims (17)

1.一种数字通信系统中载频同步的方法，其特征在于，包含以下步骤：

1)在发送端，每隔一段数字调制后的通信信号插入特定的PN序列并加以发送，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘积；

2)在接收端，对下变频后含有所述特定PN序列的基带信号进行匹配滤波，输出包含频率偏移的P个复数信号，其中P对应上述子序列v的长度；

3)通过似然函数利用快速傅立叶变换将所述P个复数信号变换到频域并从中找到最大幅值的粗略位置Ω₀；

4)利用Chirp-Z变换在Ω₀-1到Ω₀+1的范围内更加精确地搜寻频谱，找到位置增量信息Ω₁；

5)对位置增量信息Ω₁进行二次插值找到最大幅值精确位置的位置增量

6)利用公式 ${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·(\widehat{\mathrm{\Ω}}+{\mathrm{\Ω}}_0-M\·P/2)}{K\·M\·P}$ 算出频率偏移，其中，f_s为PN序列的码片速率，

M为对Ω₀-1到Ω₀+1的范围进行搜寻所划分的段数，P对应上述子序列v的长度，K对应上述子序列u的长度；

7)用该频率偏移

控制高频振荡器使其振荡频率跟随该频率偏移 变化，以达到频率同步。

2.如权利要求1所述的方法，其进一步特征在于，在步骤3)中，似然函数定义为

$\mathrm{\Γ}\left(f_k\right)=|\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}}{\mathrm{\Σ}}}{d}_l\·e^{-j2\mathrm{\π}\·l\·f_k\·K/f_s}|$

能用离散估计的快速傅立叶变换计算该似然函数，得出步骤2)中P个复数信号的频域表示：y＝(y₀，y₁，…，y_NFFT-1)＝FFT(d₀，d₁，…d_P-1，0，0，…0)，其中，FFT为快速傅立叶变换，d₀，d₁，…d_P-1为步骤2)中匹配滤波后输出的P个复数信号，FFT的长度N_FFT比P大，因而，其中N_FFT-P位后的各位被零填充。

3.如权利要求2所述的方法，其进一步特征在于，在步骤3)中，取位置信息 $\mathrm{\Ω}=\arg \underset{j}{\max }\left|y_i\right|,$ 从中找到最大幅值的粗略位置Ω₀。

4.如权利要求1或3所述的方法，其进一步特征在于，在步骤4)，将范围Ω₀-1到Ω₀+1分成2M段，进行Chirp-Z变换，获得位置增量信息 ${\mathrm{\Ω}}_1=\arg \underset{k}{\max }\left|X\left(k\right)\right|,$ 0≤k≤2M-1，X(k)是Chirp-Z变换产生的序列函数，其中，M是根据精度要求进行设定的值。

5.如权利要求4所述的方法，其进一步特征在于，所述步骤5)的二次插值公式为：最大幅值精确位置的位置增量 $\widehat{\mathrm{\Ω}}={\mathrm{\Ω}}_1+[\frac{3\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}{2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}-1],$ 其中，X(Ω₁-1)、X(Ω₁)、X(Ω₁+1)、X(Ω₁-1)、X(Ω₁)和X(Ω₁+1)是根据序列函数 $X\left(k\right)=V\left(k\right)\·W^{k^2/2}$ 算出的。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，其中，R＝1+j。

7.一种数字通信系统中的发射机，包含对通信信号进行数字调制的数字调制器和对调制后的通信信号进行发送的无线前端，其特征在于，所述发射机还包含：

产生特定PN序列的PN序列产生装置，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘；

连接在所述数字调制器与所述无线前端之间、每隔一段调制后的通信信号插入所述特定PN序列C的复接装置。

8.如权利要求7所述的发射机，其特征在于，其中，R＝1+j。

9.如权利要求7或8所述的发射机，其特征在于，所述数字通信系统是正交频分复用通信系统，所述数字调制器是正交频分复用调制器。

10.一种数字通信系统中的接收机，包含对接收信号进行下变频的下变频器，对变频后的信号进行定时同步的定时同步器，产生高频振荡供所述下变频器变频用的高频振荡器，其特征在于，还包含：

对下变频后含有特定PN序列的基带信号进行匹配滤波的匹配滤波器，该特定PN序列C＝R(vu)，其中，R为常量，v、u为两个PN子序列，为克罗内克(Kronecker)乘，所述匹配滤波器输出包含频率偏移的P个复数信号，其中P对应上述子序列v的长度；

通过似然函数利用快速傅立叶变换将所述P个复数信号变换到频域并找到最大幅值粗略位置Ω₀的最大幅值粗略位置计算装置；

利用Chirp-Z变换在Ω₀-1到Ω₀+1的范围内更加精确地搜寻频谱、找到位置增量信息Ω₁的位置增量信息计算装置；

对位置增量信息Ω₁进行二次插值找到最大幅值精确位置的位置增量

的精确位置增量计算装置；

利用公式 ${\hat{f}}_e=\frac{f_s\·(\widehat{\mathrm{\Ω}}+{\mathrm{\Ω}}_0-M\·P/2)}{K\·M\·P}$ 算出频率偏移

的频率偏移计算装置，其中，f_s为PN序列的码片速率，M为对Ω₀-1到Ω₀+1的范围进行搜寻所划分的段数，P对应上述子序列v的长度，K对应上述子序列u的长度，所述频率偏移计算装置输出该频率偏移

控制高频振荡器使其振荡频率跟随该频率偏移

变化，以达到频率同步。

11.如权利要求10所述的接收机，其进一步特征在于，在最大幅值粗略位置计算装置中，似然函数定义为

$\mathrm{\Γ}\left(f_k\right)=|\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}}{\mathrm{\Σ}}}{d}_l\·e^{-j2\mathrm{\π}\·l\·f_k\·K/f_s}|$

能用离散估计的快速傅立叶变换计算该似然函数，得出所述P个复数信号的频域表示：y＝(y₀，y₁，…，y_NFFT-1)＝FFT(d₀，d₁，…d_P-1，0，0，…0)，其中，FFT为快速傅立叶变换，d₀，d₁，…d_P-1为步骤2)中匹配滤波后输出的P个复数信号，FFT的长度N_FFT比P大，因而，其中N_FFT-P位后的各位被零填充。

12.如权利要求11所述的接收机，其进一步特征在于，在最大幅值粗略位置计算装置中，取位置信息 $\mathrm{\Ω}=\arg \underset{j}{\max }\left|y_j\right|,$ 从中找到最大幅值粗略位置Ω₀。

13.如权利要求12所述的接收机，其进一步特征在于，在位置增量信息计算装置中，将范围Ω₀-1到Ω₀+1分成2M段，进行Chirp-Z变换，获得位置增量信息 ${\mathrm{\Ω}}_1=\arg \underset{k}{\max }\left|X\left(k\right)\right|,$ 0≤k≤2M-1，X(k)是Chirp-Z变换产生的序列函数，其中，M是根据精度要求进行设定的值。

14.如权利要求13所述的接收机，其进一步特征在于，精确位置增量计算装置中的二次插值公式为：位置增量 $\widehat{\mathrm{\Ω}}={\mathrm{\Ω}}_1+[\frac{3\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}{2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1-1)\right|-4\·\left|X\left({\mathrm{\Ω}}_1\right)\right|+2\·\left|X({\mathrm{\Ω}}_1+1)\right|}-1],$ 其中，X(Ω₁-1)、X(Ω₁)、X(Ω₁+1)、X(Ω₁-1)、X(Ω₁)和X(Ω₁+1)是根据序列函数 $X\left(k\right)=V\left(k\right)\·W^{k^2/2}$ 算出的。

15.如权利要求1或14所述的接收机，其进一步特征在于，其中，R＝1+j。

16.如权利要求10所述的接收机，其进一步特征在于，所述匹配滤波器还输出峰值信号作为定时同步信号，所述定时同步器利用该定时同步信号对下变频器输出的基带信号进行定时同步。

17.如权利要求10所述的接收机，其进一步特征在于，在所述频率偏移计算装置的输出与所述高频振荡器的输入之间连接有对所述频率偏移计算装置输出的频率偏移进行环路滤波的环路滤波器。

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