CN1859345A - 一种基于ofdm系统的快速频率捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明通过采用频率搜索的办法来估计载波频偏。首先将载波频偏的最大可能范围等间隔地分割出许多频率点，然后就在这些频率点中寻找与实际的载波频偏最接近的那个频率点。频率搜索是通过接收信号和本地产生的许多训练符号经过相关来检测。其中，不同的训练符号都事先经过了不同的频率偏移。训练符号的频率偏移与接收信号的频率偏移越接近，则得到的相关值越大，这样相关值最大的训练符号对应的频率偏移就是实际的载波频率偏移的估值。为了加快载波频率捕获的速度，频率搜索可以采用并行处理的机制。同时为了提高频率捕获的精度，又采用了传统的频率捕获算法。使频率捕获精度的提高不依赖于并行路数的增加，大大降低了实现的复杂度。

Description

一种基于OFDM系统的快速频率捕获方法

技术领域

本发明涉及频率同步技术，尤其涉及一种正交频分复用(OFDM)系统的频率捕获方法，属于信息技术领域。

背景技术

正交频分复用OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing)技术的概念可以追溯到上个世纪的50年代末，主要应用在军事通信中。由于该系统的结构复杂，早期的应用受到了限制。直到80年代中期，随着数字信号处理技术的大规模集成电路的发展，正交频分复用OFDM技术才走向实用化。如今，正交频分复用OFDM在非对称数字用户线路ADSL，甚高速数字用户线路VDSL，数字音频广播DAB，数字视频广播DVB以及无线局域网WLAN中得到了成功的应用，并已逐渐深入到无线信道的宽带传输中。

正交频分复用OFDM技术的原理就是把频域信道分成许多个相互正交的子信道，然后将数据流并行地调制到各子信道的载波上。由于各子信道的子载波相互正交，频谱相互交叠，所以大大提高了系统的频谱利用率。同时，各子信道的带宽可以设计成小于信道的相干带宽，这样就把原来的宽带频率选择性信道分割成了多个窄带的平坦衰落信道，大大减小了由信道频率选择性衰落带来的符号间干扰。所以正交频分复用OFDM技术具有先天的抗无线信道多径衰落能力，特别适用于多径环境和频率选择性衰落信道中的高速数据传输。

在正交频分复用系统中，存在一个主要的缺陷就是系统对载波频率偏移很敏感。因为发射机和接收机之间的载频偏差将导致接收信号在频域内的偏移。根据载波频偏值的大小，可以将载波频偏分为整数级频偏和分数级频偏。其中，整数级频偏是指载波频偏是子载波频率间隔的整数倍。如果正交频分复用系统存在整数级频偏，子信道之间仍然能够保持正交，但是频率的采样值已经在原来的子载波位置上发生了偏移，从而造成OFDM频域内符号映射的错位，使数据符号的误码率高达0.5。分数级频偏是载波频率偏差是子载波频率间隔的分数倍。如果正交频分复用系统存在分数级频偏，则子信道之间的正交性就遭到破坏，从而引入了子信道之间的干扰，使得系统的误码率性能恶化。因此频率同步在正交频分复用系统的实现中至关重要，它是系统性能优越性充分发挥的重要前提。

通常的频率同步为了降低实现的复杂度，一般将频率同步分为频率捕获和频率跟踪两个阶段。频率捕获的目的是在通信的起始时刻能尽快的捕获频率，并将残余频率控制在频率跟踪的收敛范围内，一般剩余频偏要求达到在一个子载波频率间隔的一半以内。而频率跟踪的目的就是尽可能的精确估计剩余频偏。对于频率捕获主要的考察指标是捕获时间和复杂度，而对于频率跟踪，主要的考察指标是收敛速度和复杂度。

频率捕获过程要求快速的捕获频率，并在尽可能的范围内减小估计频率和实际频率的偏差，以便在跟踪阶段的频率精细估计。在实际的正交频分复用系统中，普遍采用特定的训练符号进行频率的捕获。如IEEE802.11a，HiperLAN/2，IEEE 802.16都采用重复结构的训练符号完成频率捕获。频率捕获可以在时域完成，也可以在频域完成。时域频率捕获最常用的是相位检测法，相位检测法的优点是实现简便，但是频率捕获的范围是受限。如文献1，2(1：P.H Moose，”A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequencyoffset correlation，”，IEEE Trans.Commun.，VOl.42，pp.2908-2914，Oct，1994；2：T.Schmidle and D.cox，”Robust frequency and timing synchronization for OFDM”，IEEE Trans。Commun.Vol，45，Dec，1997，pp1613-1621.)都提出采用2个重复的训练符号估计载波频偏，但是这种方法的缺点是系统的训练符号占用的资源比较多，系统开销大。频域频率捕获最常用的是本地导频和接收互相关检测法，如文献3(F.Clanβen and H.Meyr，”Frequency synchronization algorithms for ofdm systems suitable for communication over frequency selective fading channels，”in Proc.IEEE Veh Technol.Conf，1994，pp1655-1659.)提出采用伪随机PN码作为导频来加强导频的自相关。它的优点是频率捕获的范围大，但是需要一个FFT变换的复杂度。为了同时结合两种频率捕获的优势，文献4、5(4.M.Speth，S.A.Fechtel，and H.Meyr，”Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band systems Using OFDM-Part I“，IEEE，Trans.Commun，Vol.47，Nov，1999，pp：1668-1677.5.M.Speth，S.A.Fechtel，and H.Meyr，”Optimum Receiver Design for OFDM-Based Broadband Transmission-Part II：A case Study“，IEEE，Trans.Commun，Vol.49，Nov，2001，pp：571-578.)提出了同时采用时域频偏估计和频域频偏估计法，虽然频率捕获的性能得到了改进，但是频率捕获的速度和实现的复杂度并未得到改善。

发明内容

为了在实际的正交频分复用系统中实现频率同步，本发明提供了一种快速的时域频率捕获方案，不但频偏的捕获范围可以很大，而且在不增加实现复杂度的基础上，保证估计精度在频率跟踪的收敛范围内。

为达到上述目的，本发明的解决方案是：一种基于OFDM系统的快速频率捕获方法，依靠同步训练符号来估计载波频偏的信息，首先捕获同步训练符号，然后再根据捕获的同步训练符号，采用频率搜索的办法来估计载波频偏来估计实际的载波频偏。

其中，不同的训练符号都事先经过了不同的频率偏移；训练符号的频率偏移与接收信号的频率偏移越接近，则得到的相关值越大，这样相关值最大的训练符号对应的频率偏移就是实际的载波频率偏移的估值。

进一步，频率搜索采用并行处理的机制。为了进一步提高频率估计的精度，在频率搜索后又采用传统的频率捕获算法。

包括步骤：

1.确定搜索频率；2.捕获同步训练符号；3.验证同步训练符号；4.捕获载波频偏。

步骤1中：搜索范围覆盖载波最大的频偏范围，当搜索频偏范围较大时，搜索的频率间隔至少等于1；可以将载波频偏的最大可能范围等间隔地分割出许多频率点。

步骤2中：接收端可以通过实时地对检测到的信号滑动自相关，即：

$s\left(n\right)=\frac{\left|F\left(n\right)\right|}{R\left(n\right)}$

$F\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{k=M}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\·r^{*}(n+k+M),R\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{k=2M-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\·r^{*}(n+k)/2$

其中，r(n)是检测到的接收信号，M是滑动自相关窗的长度。

对同步训练符号的捕获从符号的周期性检测开始，同步训练符号的周期性检测沿用能量检测的滑动自相关方法。

对训练符号周期性的检验等效于对滑动自相关后出现的自相关平台的检测，检测方法是：当接收信号的能量超过门限后，继续作滑动自相关运算；经过一段时间的延时后，就开始检测s(n′)，其中n′＝n₀+n_t，n₀是s(n)，刚过门限的信号采样点，n_t是延迟的信号采样时间；如果s(n′)超过了门限T₂，开始计数；之后每延迟一段时间n_τ，再检测一次s(n″)，其中n″＝n′+n_τ；如果s(n′)也超过了门限T₂，则计数器就加1；依次重复10次后，如果计数器的值大于等于8，则可以认为捕获的接收信号是具有周期性的结构形式，可以进入下一步的具体验证。

步骤3中：在接收端将本地产生的参考序列与捕获到的同步训练符号作互相关，以验证该训练符号是不是本地所需的同步训练符号。

接收端在互相关前，让本地参考序列具有不同的偏转相位。

对本地产生的同步训练符号的短训练块分别进行不同的相位偏转，得到不同的参考序列，本地参考序列的偏转相位可以由预定的搜索频率f_i产生。

前述方案中，在接收端采用几路并行的相关器，每一路的相关器对应一个本地参考序列，互相关后进行峰值检测，每一路的相关器的操作如下：

A.接收信号和本地参考序列互相关：

$s_i\left(j\right)={(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+j\·T)\·p_i^{\′}{\left(m\right)}^{*})}^2/(\left(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r{(m+j\·T)}^2\right)\·\left(\underset{0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{\′}{\left(m\right)}^2\right)),$

r(n)＝h(n)p(n)·e^-j2πΔfn/N+w(n)，n＝0，1，2.....N+N_g-1

$p_i^{\′}\left(m\right)=p_s\left(m\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{i}m/N},i=\mathrm{0,1,2},...,m=\mathrm{0,1,2}..T-1$

其中i代表参考序列的序号，T是同步训练符号的周期长度；

B.判断相关值s_i(j)是否超过门限T₃，如果超过了门限，在判断相关值s_i(j+T)是否也超过门限；如果上述条件都满足了，则认为s_i(j)就是检测到的互相关峰值，则记录下互相关峰的数值V_i，并结束检测过程；如果s_i(j+T)没有过门限，则启动计数器加1；然后继续重复前面的过程，如果计数器的值累加到了K，则立即结束检测过程，并将V_i分别置零；即认为本路互相关没有检测到峰值；

C.如果相关值s_i(j)没有超过门限T₃，则继续作互相关，直到j超过了K′；则停止检测，并将V_i分别置零；即认为本路互相关没有检测到峰值。

步骤4中捕获载波频偏根据步骤3中同步训练符号验证的结果V_max得到，如果V_max大于零，则V_max所对应参考序列的搜索频率f，就是估计的载波频偏。

前述方案中，利用同步训练符号的自相关结果来估计剩余的频偏值：

${\mathrm{\Δf}}^{\′}=\frac{-N}{2\mathrm{\πT}}\·\mathrm{angle}(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(D+m)\·r^{*}(D+m+T))$

其中，D至少等于循环前缀的长度，N是子载波的数目。

附图说明

图1是同步训练符号的一般时域结构示意图；

图2是频率捕获的流程示意图；

图3是多路并行相关器结构示意图。

具体实施方式

图1其中N_g是OFDM符号循环前缀的长度，N是OFDM符号子载波数目。P是同步训练符号内部的短训练块，块的长度是N_g。

图3是多路并行相关器结构示意图，其中M是并行的相关器的总路数。参考序列是由同步训练符号的短训练块产生，并且是经过了特殊的相位偏转。这个偏转相位由不同的搜索频率产生。

本发明通过采用频率搜索的办法来估计载波频偏。首先将载波频偏的最大可能范围等间隔地分割出许多频率点，然后就在这些频率点中寻找与实际的载波频偏最接近的那个频率点。频率搜索是通过接收信号和本地产生的许多训练符号经过相关来检测。其中，不同的训练符号都事先经过了不同的频率偏移。训练符号的频率偏移与接收信号的频率偏移越接近，则得到的相关值越大，这样相关值最大的训练符号对应的频率偏移就是实际的载波频率偏移的估值。为了加快载波频率捕获的速度，频率搜索可以采用并行处理的机制。同时为了提高频率捕获的精度，又采用了传统的频率捕获算法。使频率捕获精度的提高不依赖于并行路数的增加，大大降低了实现的复杂度。

1)技术原理说明：

假设信道是瑞利衰落的两径模型 $(\mathrm{\α},\mathrm{\β}),h\left(n\right)=\mathrm{\α}\·\mathrm{\δ}\left(n\right)\·e^{{\mathrm{j\θ}}_1}+\mathrm{\β}\·\mathrm{\δ}(n-\mathrm{\τ})\·e^{j{\mathrm{\θ}}_2}---\left(1\right)$

符号实际的载波频率偏移是f，接收的训练符号为：

r(n)＝h(n)p(n)·e^-j2πΔfn/N+w(n)，n＝0，1，2.....N+N_g-1            (2)

其中，p(n)是发送的训练符号，Δf是接收的载波频率偏移，w(n)是高斯白噪声。N是子信道的个数，N_g是OFDM符号循环前缀的长度。

本地产生长度为T的参考序列为：

$p_i^{\′}\left(m\right)=p_s\left(m\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{i}m/N},i=\mathrm{0,1,2},....,m=\mathrm{0,1,2}..T-1,---\left(1\right)$

其中f_i就是搜索的频率，p(n)＝[p_s(m)，p_s(m).....p_s(m)]，即p_s(m)是同步训练符号p(n)内部的短训练符号块。如果短训练块p_s(m)是具有很强的自相关性的伪随机PN码或经过FFT变换的PN码，即：

p_s(n)·p_s ^*(n+m)＝A·δ(m)，其中，A＝|p_s(n)|²                          (4)

在接收端，将接收的训练符号和本地产生的参考序列经过互相关后得到：

$s_i\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(n+m)\·p_i^{\′}\left(n\right)$

$\≈\mathrm{\α}\·A\·\mathrm{\δ}\left(m\right)\·e^{j{\mathrm{\θ}}_1}\underset{n=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}-f_i)n/N}---\left(5\right)$

$+\mathrm{\β}\·A\·\mathrm{\δ}(m-\mathrm{\τ})e^{j(2\mathrm{\π\Δf\τ}/N+{\mathrm{\θ}}_2)}\·\underset{n=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}-f_i)n/N}$

当实际的载波频偏和搜索到的频率很接近，则Δf-f_i就越小，得到的|s_i(m)|就越大。这样就可以通过比较|s_i(m)|的最大值来选择f_i作为实际载波的频偏值。

接收端的频率捕获是依靠同步训练符号来估计载波频偏的信息。所以频率捕获首先必须捕获同步训练符号，然后再根据捕获的同步训练符号来估计实际的载波频偏。具体的实施步骤如下：

1.搜索频率的确定

接收端的频率捕获需要事先确定搜索频率范围，这是由实际的载波频偏范围所决定的。搜索范围必须覆盖载波最大的频偏范围。假设载波频率是3.5GHz，本地晶振的漂移是±20ppm，则最大的载波频率偏移是±70KHz。如果系统采用7兆的带宽，子载波数目是256，则该载波频偏相对于子信道的带宽会出现2.56倍的最大载波偏移。这样载频的最大可能偏移范围可以设定为[-3，3]。如果该载频偏移范围以1.5的间隔进行分割，则得到的频偏值是(-3，-1.5，0.1.5，3)。频率间隔的大小与频率捕获的精度有关，但是需要同时兼顾实现的复杂度。频率间隔越小，则捕获的精度也越高。但是由此划分出的搜索频率就增多了，实现复杂度就增加了。特别是当搜索频偏范围较大时，为了降低实现的复杂度，搜索的频率间隔不宜取得太小，至少等于1。

2.同步训练符号的捕获。

通常作为同步捕获用的训练符号是放在每一帧数据的最前面，作为有用数据帧的标志头。同步训练符号最明显的特征就是周期性，一般普通的数据符号很少会出现这种情况，所以对同步训练符号的捕获可以首先从符号的周期性检测开始。例如，系统采用7兆的带宽，子载波数目是256，同步训练符号由5个重复的短训练块构成(包含了64长度的循环前缀)，其中短训练块是有长度为64的PN序列经过FFT变换生成。对数据帧的捕获就是等价与对同步训练符号的捕获。为了节省硬件资源，同步训练符号的周期性检测可以沿用能量检测的自相关方法。接收端可以通过实时地对检测到的信号滑动自相关，即：

$s\left(n\right)=\frac{\left|F\left(n\right)\right|}{R\left(n\right)}---\left(6\right)$

$F\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{k=M}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\·r^{*}(n+k+M),R\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{k=2M-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\·r^{*}(n+k)/2$

其中，r(n)就是检测到的接收信号，M是滑动自相关窗的长度。当s(n)超过设定的门限T₁时，意味着有信号到来了，就开始启动同步训练符号的捕获。因为一般滑动自相关的窗长度至少为一个短训练块的长度，而同步训练符号内部有重复的5个长度为64的短训练块，所以同步训练符号采用算法(6)后，滑动自相关的能量曲线就会出现一个平台。对训练符号周期性的检验就等效于这个滑动自相关平台的检测。平台的检测方法是：当接收信号的能量超过门限后，继续作滑动自相关运算。经过一段时间的延时后，就开始检测s(n′)，其中n′＝n₀+n_t，n₀是s(n)，刚过门限的信号采样点，n_t是延迟的信号采样时间。如果s(n′)超过了门限T₂，开始计数。之后每延迟一段时间n_τ，再检测一次s(n″)，其中n″＝n′+n_τ。如果s(n′)也超过了门限T₂，则计数器就加1。依次重复10次后，如果计数器的值大于等于8，则可以认为捕获的接收信号是具有周期性的结构形式。可以进入下一步的具体验证了。

3.同步训练符号的验证

当检测到具有周期性结构的接收信号后，还不能肯定接收的信号就是所需的同步训练符号。因为一般的同步训练符号都会有周期性结构，为此需要进一步验证同步训练符号的内容。此时只需要检测同步训练符号内的短训练块就可以了。这样接收端需要将本地产生的参考序列与捕获到的同步训练符号作互相关，就可以验证该训练符号是不是本地所需的同步训练符号，从而也就确定了接收的数据帧是不是本地有用的数据了。由于实际接收的训练符号存在载波的频率偏移，而载波频偏的大小将影响互相关的峰值幅度。当载波频偏很大时，互相关的峰值会降低。特别是在衰落信道下，当信道衰落很严重时，互相关的峰值会很难检测。所以接收端在互相关前，要对本地产生的训练块分别进行了不同的相位偏转，得到了不同的参考序列。这样作的目的就是让本地参考序列具有与接收的信号较接近的偏转相位。由于接收信号的偏转相位主要是由载波的频偏造成的，所以本地参考序列的偏转相位可以由预定的搜索频率f_i产生，因为在f_i总可以找到与实际的载波频偏最接近的频率值，这样本地参考序列也总能产生与接收信号最为接近的偏转相位。因为短训练块自身具有很好的自相关性，如果接收的同步训练符号中的短训练块与本地产生的训练块一致，则不管接收同步训练符号的频率偏移多大，总能够检测到互相关的峰值。为了缩短同步训练符号的验证时间，在接收端采用几路并行的相关器。每一路的相关器对应一个本地参考序列，互相关后进行峰值检测。每一路的相关器的操作如下：

a.接收信号和本地参考序列互相关：

$s_i\left(j\right)={(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+j\·T)\·p_i^{\′}{\left(m\right)}^{*})}^2/(\left(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+j\·T^2)\right)\·\left(\underset{0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{\′}{\left(m\right)}^2\right))---\left(7\right)$

r(n)＝h(n)p(n)·e^-j2πΔfn/N+w(n)，n＝0，1，2.....N+N_g-1              (8)

$p_i^{\′}\left(m\right)=p_s\left(m\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{i}m/N},i=\mathrm{0,1,2},...,m=\mathrm{0,1,2}..T-1---\left(9\right)$

其中i代表参考序列的序号，T是同步训练符号的周期长度。

b.判断相关值s_i(j)是否超过门限T₃，如果超过了门限，在判断相关值s_i(j+T)是否也超过门限。如果上述条件都满足了，则认为s_i(j)就是检测到的互相关峰值，则记录下互相关峰的数值V_i，并立即结束检测过程。这样双重判断的目的就是为了在检测的过程中尽可能的排除噪声的干扰，加强检测的可靠性。如果s_i(j+T)没有过门限，则启动计数器加1。然后继续重复前面的过程，如果计数器的值累加到了K，则立即结束检测过程，并将V_i分别置零。即认为本路互相关没有检测到峰值。

c.如果相关值s_i(j)没有超过门限T₃，则继续作互相关，直到j超过了K′。则停止检测，并将V_i分别置零。即认为本路互相关没有检测到峰值。

最后取出各路的相关峰值V_i的最大值V_max，如果V_max大于零，则认为接收信号与其中的一个本地参考序列相关后检测到了峰值，则可以认为接收的信号就是实际所需的同步训练符号。

4.载波频偏的捕获

载波频偏的捕获就是要在事先设定的搜索频率f_i中找到与之最为接近的频率。频率f_i的选择范围应该覆盖所有可能的实际载波频偏的范围。最后捕获频率的确定是依靠相关器输出的V_i来确定的。因为每一路相关器对应的参考序列都经过了相位偏转，且偏转的相位直接与搜索频率f_i有关。只要f_i与接收信号的频率偏移接近，则得到的互相关峰值就越大，所以可以利用互相关器的输出结果来判定选取f_i中的哪个搜索频率作为实际载波频偏的估值。具体的选取过程可以根据步骤3)中同步训练符号验证的结果，V_max得到。因为V_max就是各路相关峰值V_i的最大值，如果V_max大于零，则V_max所对应参考序列的搜索频率f，就是实际载波频偏的估值。

载波频偏捕获的精度与搜索频率f_i之间的频率间隔有关。f_i的频率间隔越小，则捕获的精度越高，但是由此带来的代价是复杂度也随之增加。一般实际要求的频率捕获精度是达到子载波间隔的一半，即捕获后的剩余频偏是0.5。如果按此要求，则f_i的频率间隔至少应该是0.5。当载波频偏很大的时候，则搜索的频率数目就会大幅增加，这样接收端的复杂度几乎是不能忍受的。为此，需要利用其他的方法来提高频率捕获的精度。此时可以利用传统的频偏估计方法，即相位检测法。因为同步训练符号具有很明显的周期性，可以利用同步训练符号的自相关结果来估计剩余的频偏值：

${\mathrm{\Δf}}^{\′}=\frac{-N}{2\mathrm{\πT}}\·\mathrm{angle}(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(D+m)\·r^{*}(D+m+T))---\left(10\right)$

其中，D至少等于循环前缀的长度，N是子载波的数目。这主要是为了避免多径信道对频偏估计的影响。采用上述的频偏估计法，估计的频偏精度与接收信噪比和同步训练符号的周期长度有关。一般接收信噪比越高，训练符号的周期越长，则估计的精度就越高。

上述的对实施例的描述可以使该技术领域的普通技术人员能理解和使用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以很快地对这些实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于这里的实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (17)

1、一种基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：依靠同步训练符号来估计载波频偏的信息，首先捕获同步训练符号，然后再根据捕获的同步训练符号来估计实际的载波频偏，采用频率搜索的办法来估计载波频偏。

2、根据权利要求1所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：其中，不同的训练符号都事先经过了不同的频率偏移；训练符号的频率偏移与接收信号的频率偏移越接近，则得到的相关值越大，这样相关值最大的训练符号对应的频率偏移就是实际的载波频率偏移的估值。

3、根据权利要求1所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：频率搜索采用并行处理的机制。

4、根据权利要求1所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：采用传统的频率捕获算法。

5、根据权利要求1所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：包括步骤：

1.确定搜索频率；2.捕获同步训练符号；3.验证同步训练符号；4.捕获载波频偏。

6、根据权利要求5所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：步骤1中：搜索范围覆盖载波最大的频偏范围，当搜索频偏范围较大时，搜索的频率间隔至少等于1。

7、根据权利要求5所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：步骤1中：将载波频偏的最大可能范围等间隔地分割出许多频率点。

8、根据权利要求5所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：步骤2中：接收端可以通过实时地对检测到的信号自相关，即：

$s\left(n\right)=\frac{\left|F\left(n\right)\right|}{R\left(n\right)}$

$F\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{k=M}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\·r^{*}(n+k+M),R\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{k=2M-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)\·r^{*}(n+k)/2$

其中，r(n)是检测到的接收信号，M是自相关窗的长度。

9、根据权利要求8所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：对同步训练符号的捕获从符号的周期性检测开始，同步训练符号的周期性检测沿用能量检测的自相关方法。

10、根据权利要求9所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：将对训练符号周期性的检验等效于对自相关后出现的自相关平台的检测，检测方法是：当接收信号的能量超过门限后，继续作自相关运算；经过一段时间的延时后，就开始检测s(n′)，其中n′＝n₀+n_t，n₀是s(n)，刚过门限的信号采样点，n_t是延迟的信号采样时间；如果s(n′)超过了门限T₂，开始计数；之后每延迟一段时间n_τ，再检测一次s(n″)，其中n″＝n′+n_τ；如果s(n′)也超过了门限T₂，则计数器就加1；依次重复10次后，如果计数器的值大于等于8，则可以认为捕获的接收信号是具有周期性的结构形式，可以进入下一步的具体验证。

11、根据权利要求5所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：步骤3中：在接收端将本地产生的参考序列与捕获到的同步训练符号作互相关，以验证该训练符号是不是本地所需的同步训练符号。

12、根据权利要求11所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：接收端在互相关前，让本地参考序列具有与接收的信号较接近的偏转相位。

13、根据权利要求12所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：对本地产生的训练块分别进行不同的相位偏转，得到不同的参考序列，本地参考序列的偏转相位可以由预定的搜索频率f_i产生。

14、根据权利要求1至13中任一所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：在接收端采用几路并行的相关器，每一路的相关器对应一个本地参考序列，互相关后进行峰值检测，每一路的相关器的操作如下：

A.接收信号和本地参考序列互相关：

$s_i=\left(j\right)={(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+j\·T)\·p_i^{\′}{\left(m\right)}^{*})}^2/(\left(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r{(m+j\·T)}^2\right)\·\left(\underset{0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{\′}{\left(m\right)}^2\right)),$

r(n)＝h(n)p(n)·e^-j2πΔfn/N+w(n)，n＝0，1，2.....N+N_g-1

$p_i^{\′}\left(m\right)=p_s\left(m\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{i}m/N},i=\mathrm{0,1,2},...,m=\mathrm{0,1,2}..T-1$

其中i代表参考序列的序号，T是同步训练符号的周期长度；

B.判断相关值s_i(j)是否超过门限T₃，如果超过了门限，在判断相关值s_i(j+T)是否也超过门限；如果上述条件都满足了，则认为s_i(j)就是检测到的互相关峰值，则记录下互相关峰的数值V_i，并结束检测过程；如果s_i(j+T)没有过门限，则启动计数器加1；然后继续重复前面的过程，如果计数器的值累加到了K，则立即结束检测过程，并将V_i分别置零；即认为本路互相关没有检测到峰值；

C.如果相关值s_i(j)没有超过门限T₃，则继续作互相关，直到j超过了K′；则停止检测，并将V_i分别置零；即认为本路互相关没有检测到峰值。

15、根据权利要求5所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：步骤4中捕获载波频偏根据步骤3中同步训练符号验证的结果V_max得到，如果V_max大于零，则V_max所对应参考序列的搜索频率f，就是估计的载波频偏。

16、根据权利要求1至13、15中任一所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：利用同步训练符号的自相关结果来估计剩余的频偏值：

$\mathrm{\Δ}{f}^{\′}=\frac{-N}{2\mathrm{\πT}}\·\mathrm{angle}(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(D+m)\·r^{*}(D+m+T))$

其中，D至少等于循环前缀的长度，N是子载波的数目。

17、根据权利要求14所述的基于OFDM系统的快速频率捕获方法，其特征在于：利用同步训练符号的自相关结果来估计剩余的频偏值：

$\mathrm{\Δ}{f}^{\′}=\frac{-N}{2\mathrm{\πT}}\·\mathrm{angle}(\underset{m=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}r(D+m)\·r^{*}(D+m+T))$

其中，D至少等于循环前缀的长度，N是子载波的数目。

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