KR101315383B1 - Ｇｐｓ 수신기를 사용하지 않는 와이브로 시스템의 소수배주파수 동기 획득 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 와이브로 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 방법에 관한 것으로, GPS 수신기를 사용하지 않는 기지국 또는 무선 중계기에서 PN 시퀀스의 직교성을 이용하여 인접한 부반송파에서의 수신 신호의 퍼짐 정도를 측정하여 주파수 옵셋을 추정하는 소수배 주파수 동기 획득 방법을 제안한다. 본 발명에 따른 소수배 주파수 동기 획득 방법은, (a) 인접한 부반송파 수신 시퀀스들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 역확산하는 단계; (b) 상기 역확산하여 얻어진 상관 값들의 비를 구하는 단계; 및 (c) 상기 구해진 상관 값들의 비로부터 주파수 옵셋을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이에 따라, 타 기지국 또는 중계기의 간섭 신호가 존재하는 와이브로 환경에서 GPS 수신기를 사용하지 않고도 비교적 낮은 복잡도를 가지면서도 정밀한 주파수 옵셋 추정이 가능하다.
와이브로, 주파수 동기, 시간 동기, 소수배 주파수 옵셋 추정

Description

ＧＰＳ 수신기를 사용하지 않는 와이브로 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 방법 및 장치{Method and apparatus for fine frequency synchronization in WiBro system without GPS receiver}
본 발명은 와이브로 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 무선링크를 통해 수신된 프레임 신호에 다른 기지국 또는 중계기 신호가 간섭 신호로 존재하는 환경에서 GPS 수신기를 사용하지 않고 고정밀도의 소수배 주파수 옵셋을 추정하는 방법 및 장치에 관련된다.
차세대 이동통신 시스템에 있어서 기지국 증설 비용을 줄이는 동시에 서비스 셀의 반경을 확장하고 혼잡한 지역에 대한 용량을 확대하기 위하여 초소형 기지국과 지능화된 무선 중계기의 도입이 필수적이다. 새롭게 시스템에 추가된 장치가 고품질의 데이터를 단말에 전송하기 위하여 무선 중계기 네트워크 동기 및 시스템 클럭 동기 과정이 중요한 요소 기술이 된다.
특히, 차세대 이동통신 시스템으로 개발 중인 와이브로(WiBro) 시스템에서 초소형 기지국과 무선 중계기가 고품질의 데이터를 서비스 지역의 단말에 전달하기 위하여는 안정적인 시간 동기 및 주파수 동기가 유지되어야 한다. 이때 정확한 시 간 동기 및 주파수 동기를 위하여 원자시계를 구비한 GPS 위성의 신호를 수신하여 이용하는 것이 바람직하다. 그러나, 다수의 무선 장치가 모두 GPS 수신기를 사용하여 시간 동기 및 주파수 동기를 유지하는 경우 비용이 급격히 증가하는 문제와 대부분의 실내에서 GPS 신호의 수신이 불가능하여 설치를 제한받는 문제점이 있다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여 GPS 수신기를 사용하지 않고 목적 기지국(인접한 기지국 중 신호의 수신 상태가 가장 양호한 기지국)으로부터 무선 채널을 통해 수신되는 와이브로 프레임 신호를 바탕으로 시간 및 주파수 동기를 획득하는 방법을 생각해 볼 수 있다. GPS 수신기를 사용하지 않는 시간 및 주파수 동기를 위하여 일반적인 OFDM 동기화 과정을 적용할 수 있다.
Paul H. Moose은 "A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction(IEEE Trans. Communications, vol.42, No.10, Oct 1994, pp2908-2914 참조)"을 통해 일반적인 OFDM 전송 방식에 대한 고속의 프레임 신호 검출 및 시간 및 주파수 동기 획득 방식을 제안하였다. Moose의 방식은 시간 영역에서의 상관 값을 이용하는 방식으로 그 원리를 간략히 서술하면 다음과 같다.
도 1은 Moose 방식에 의한 시간 동기 획득 방식을 도시한 참고도이다.
도 1을 참조하면, 먼저 동일한 복소수 값을 갖는 길이 L의 두 훈련심볼(training symbol)을 프리엠블(preamble)로 전송하고, 수신 단에서는 동기 획득을 위하여 길이 2L의 시간 윈도우를 설정한 후 이하에 [수학식 1]로 정의된 타이밍 매트릭(timing metric) M(d)를 이용하여 시간 동기를 획득한다.
Figure 112007058247074-pat00001
여기서 d는 첫번째 훈련 심볼에 대한 시간 인덱스(time index)를 나타낸다.
P(d)는 시간 영역에서의 상관 값으로서 다음과 같이 연속적으로 수신된 훈련 심볼 간의 곱의 합으로 표현된다.
Figure 112007058247074-pat00002
R(d)는 수신된 두번째 훈련 심볼의 에너지 값으로 다음과 같은 수식으로 나타낸다.
Figure 112007058247074-pat00003
한편, [수학식 1]에 의하여 시간 동기를 획득한 이후에는 최적의 시간 동기와 시간 영역에서의 상관값을 나타낸 [수학식 2]를 이용하여 주파수 옵셋을 추정한다. 주파수 옵셋은 다음과 같은 식으로 표현된다.
Figure 112007058247074-pat00004
이제, 전술한 시간 영역에서의 상관 값을 이용한 Moose 방식에 의한 동기 획득 과정을 와이브로 시스템에 적용해 본다.
와이브로 시스템의 경우 수신 단에 시간 및 주파수 동기를 획득하기 위하여 프레임의 첫번째 OFDM 심볼을 프리엠블로 전송한다. 이러한 프리엠블은 각 284개의 부반송파(subcarrier)를 가지는 3종류의 프리엠블 부집합(segment)으로 구성된다. 이와 같이 프레임의 첫번째 OFDM 심볼이 시간 영역에서 세 개의 동일한 훈련 심볼로 이루어져 있으므로, 인접한 두 훈련 심볼에 대하여 전술한 일반적인 OFDM 동기화 과정(Moose 방식)을 그대로 적용할 수 있다.
즉, 인접한 두 훈련 심볼에 대하여 [수학식 1]에 표현된 타이밍 매트릭(timing metric) M(d)을 적용하여 시간 동기를 획득할 수 있다. 또한, 획득된 최적의 시간 동기와 시간 영역에서의 상관값(수학식 2)을 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 [수학식 4]를 적용하여 주파수 동기를 획득할 수 있다.
그러나, Moose 방식을 적용한 주파수 동기 획득 방법은 다양한 간섭 신호가 존재하는 실제 와이브로 환경에 적용하기 어려운 문제점이 있다. 무선 채널을 통해 수신되는 신호는 목적 기지국 신호 뿐만 아니라 주변의 타 기지국 또는 중계기의 신호 등 다양한 간섭 신호와의 합으로서, 이 간섭 신호의 영향을 받아 정밀한 주파 수 옵셋 추정이 어렵기 때문이다. 특히 도심의 핫스팟 지역에 설치된 중계기의 경우 간섭 신호의 영향이 매우 크게 증가하게 된다.
실제로 와이브로 무선 중계기의 주파수 동기에 관한 요구사항은 다음과 같다. 기지국의 기준 주파수 정확도에 대한 요구사항은 2 PPM 내외이고 핸드오프(handoff)를 위해 요구되는 기지국 간 주파수 동기 정확도는 OFDM 부반송파 간격의 1%로서 약 97Hz 옵셋의 주파수 동기 정확도를 요구한다. 따라서, 핸드오프를 지원하기 위해 요구되는 하나의 기지국의 주파수 동기 정확도는 약 48Hz가 된다. 이와 같이 무선 중계기가 기지국의 신호를 중계하여 고품질의 데이터를 서비스 지역 내의 단말에 전송하고 특히 핸드오프를 지원하기 위해서는 안정적으로 주파수 동기 요구사항(주파수 동기 정확도 약 48Hz)를 만족하는 정확한 주파수 동기가 필수적이다.
그러나, 전술한 시간 영역에서의 상관값을 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 Moose 방식을 적용하는 경우, 무선 링크에 다양한 간섭 신호가 존재하는 와이브로 환경에서 48Hz 정도의 주파수 동기 정확도를 충족하는 정밀한 주파수 옵셋 추정이 매우 어렵다는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 전술한 문제점들을 해결하기 위해 안출된 것으로, 특히 무선링크를 통해 수신된 프레임 신호에 다른 기지국 또는 중계기 신호가 간섭 신호로 존재하는 환경에서 GPS 수신기를 사용하지 않고 고정밀도의 소수배 주파수 옵셋 을 추정하는 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, GPS 수신기를 사용하지 않는 기지국 또는 무선 중계기에서 PN 시퀀스의 직교성을 이용하여 인접한 부반송파에서의 수신 신호의 퍼짐 정도를 측정하여 주파수 옵셋을 추정하는 소수배 주파수 동기 획득 방법을 제안한다.
보다 구체적으로 본 발명은 GPS 수신기를 사용하지 않는 와이브로 기지국과 중계 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 방법으로서, PN 시퀀스의 직교성을 이용하여 인접한 부반송파 수신 신호의 퍼짐 정도를 측정하는 단계; 및 측정된 수신 신호의 퍼짐 정도에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 신호의 퍼짐 정도를 측정하는 단계는, 인접한 부반송파 수신 신호들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 상관 값들을 구하고, 상관 값들의 비를 이용하여 상기 수신 신호의 퍼짐 정도를 구하는 것이 바람직하다.
한편, 본 발명은 GPS 수신기를 사용하지 않는 와이브로 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 방법으로서, (a) 인접한 부반송파 수신 시퀀스들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 역확산하는 단계; (b) 역확산하여 얻어진 상관 값들의 비를 구하는 단계; 및 (c) 구해진 상관 값들의 비로부터 주파수 옵셋을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, (a) 단계는, (a1) 목적 기지국에 해당하는 부반송파의 특정 구간의 수신 신호에 대하여 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하는 단계; (a2) 특정 구간의 부반송파 집합보다 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 수신 신호에 대하여 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하는 단계; 및 (a3) 특정 구간의 부반송파 집합보다 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 수신 신호에 대하여 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다.
(b) 단계는, (b1) 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제1 상관비를 구하는 단계; 및 (b2) 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제2 상관비를 구하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다.
(c) 단계는, 제1 상관비와 제2 상관비를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 것이 바람직하다.
또한, (c) 단계는, 각각의 주파수 옵셋 값에 대한 제1 상관비와 제2 상관비를 미리 메모리에 저장하고 입력되는 제1 상관비 및 제2 상관비와 가장 근사한 값의 주파수 옵셋을 찾는 것이 바람직하다.
한편, 본 발명의 다른 양상에 따르면 전술한 목적은, GPS 수신기를 사용하지 않는 와이브로 기지국과 중계 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 장치에 있어서, 인접한 부반송파 수신 시퀀스들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 역확산하는 PN 역확산부; 역확산하여 얻어진 상관 값들의 비를 구하는 상관비 연산부; 및 구해진 상관 값들의 비로부터 주파수 옵셋을 추정하는 옵셋 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 장치에 의해 달성된다.
옵셋 추정부는 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제1 상관비 및 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제2 상관비를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 것이 바람직하다.
또한, 옵셋 추정부는 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제1 상관비 및 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제2 상관비를 미리 메모리에 저장하고, 옵셋 추정부로 입력되는 제1 상관비 및 제2 상관비와 가장 근사한 값을 상기 메모리에서 탐색하여 이에 대응하는 주파수 옵셋을 찾는 것이 바람직하다.
전술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 무선링크를 통해 수신된 프레임 신호에 다른 기지국 또는 중계기 신호가 간섭 신호로 존재하는 환경에서 GPS 수신기를 사용하지 않고 48Hz 미만의 옵셋을 가지는 고정밀도의 소수배 주파수 옵셋을 추정하는 방법 및 장치가 제공된다.
본 발명에 따른 동기화 방법은 하향 링크에서 간섭을 유발하는 모든 기지국에 동기를 요구하지 않고 목적 기지국의 PN 코드만을 이용하므로 간섭 신호의 영향을 받지 않으며 무선 채널의 변화에 거의 영향 받지 않는다. 즉, PN 코드의 상호 상관 특정에 따라 간섭 신호에 강인한(robust) 주파수 동기 옵셋 추정이 가능하다.
이에 따라, 타 기지국 또는 중계기의 간섭 신호가 존재하는 와이브로 환경에서 비교적 낮은 복잡도를 가지면서도 정밀한 주파수 옵셋 추정이 가능하다. 특히, 제안한 주파수 동기 획득 방법을 통해 다양한 신호가 혼재하는 도심의 핫스팟 지역에서도 GPS 수신기 없이 정밀한 주파수 동기화를 달성할 수 있다.
이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 또한, 후술 되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
먼저, 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 방법을 적용하기 이전에, 기존의 시간 영역에서의 상관 값을 이용한 대략적인 시간 동기화 과정이 전제된다. 시간 동기화 과정은 도 1에서 전술한 종래의 방법을 그대로 사용할 수 있다. 수신된 신호를 시간 동기화 과정을 통해 얻어진 FFT 윈도우 내의 OFDM 심볼 구간의 신호에 대해 FFT 연산하여 주파수 영역에서의 신호로 변환한다. 와이브로 시스템은 수신 단에서의 시간 및 주파수 동기 획득을 목적으로 첫 번째 OFDM 심볼을 프리엠블(preamble)로 전송한다. 프리엠블 심볼은 다음과 같은 구조를 가진다.
도 2는 OFDM 심볼의 부반송파 할당을 도시한 참고도이다.
도 2를 참조하면, 첫 번째 OFDM 심볼에는 3종류의 프리엠블 부집합, 즉 Sector #0, Sector #1, 및 Sector#2가 포함된다. 프리엠블 부집합은 각각 284개의 부반송파를 포함하며 다음과 같이 표현할 수 있다.
PreambleCarrierSet = n + 3k, 여기서 n: 0, 1, 2, k: 0, ..., 283이다.
Sector #0: Carrier-set0(0, 3, ..., 849), 284개의 부반송파를 포함
Sector #1: Carrier-set1(1, 4, ..., 850), 284개의 부반송파를 포함
Sector #2: Carrier-set2(2, 5, ..., 851), 284개의 부반송파를 포함
이하, 전술한 프리엠블 심볼의 구조를 이용하여 본 발명에 따른 주파수 동기를 획득 과정을 단계별로 상세히 살펴본다.
1. i번째 프리엠블 집합을 사용하는 기지국으로부터 수신되는 신호의 소수배 주파수 옵셋을
Figure 112007058247074-pat00005
이라고 정의하고 기지국 또는 무선 중계기의 수신 단의 주파수 옵셋을
Figure 112007058247074-pat00006
이라고 정의하자. 각각의 프리엠블 집합을 사용하는 3개의 기지국으로부터 수신된 신호의 합은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112007058247074-pat00007
여기서
Figure 112007058247074-pat00008
는 i번째 프리엠블 집합을 의미하며,
Figure 112007058247074-pat00009
는 k번째 부반송파에 해당하는 채널 응답을,
Figure 112007058247074-pat00010
는 k번째 부반송파에 전송하는 송신 심볼을 각각 나타낸다.
2. 간소화를 위해 i번째 기지국으로부터의 송신 신호의 주파수 옵셋과 기지국 또는 무선 중계기 수신단의 주파수 옵셋의 합을
Figure 112007058247074-pat00011
라고 정의하자.
Figure 112007058247074-pat00012
여기서
Figure 112007058247074-pat00013
인 기지국 인덱스 이다.
간소화된 상기 수신 신호 모델은 다음과 같다.
Figure 112007058247074-pat00014
3. 주파수 옵셋과 타 기지국의 간섭 신호가 존재하는 수신 신호 모델에 대하여 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: 이하 FFT로 약칭함)을 수행한 후 k번째 부반송파의 신호는 다음과 같다.
Figure 112007058247074-pat00015
여기서
Figure 112007058247074-pat00016
은 i번째 기지국의 송신 심볼에 속하는
Figure 112007058247074-pat00017
번째 부반송파의 수신 신호가
Figure 112007058247074-pat00018
의 주파수 옵셋에 의해 k번째 부반송파의 수신 신호에 간섭 계수, 즉 간섭을 미치는 정도를 나타내며, 그 값은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112007058247074-pat00019
4. WiBro 시스템의 프리엠블은 전술한 바와 같이 PN 코드가 직교위상편이변조(Binary Phase Shifting Keying: 이하 BPSK로 약칭함)로 변조되어 해당 기지국 프리엠블 집합에 해당하는 OFDM 부반송파로 전송되는 방식이다. k번째 부반송파에 전송된 심볼
Figure 112007058247074-pat00020
가
Figure 112007058247074-pat00021
의 주파수 옵셋에 의해 k번째, k-1번째, k+1번째 부반송파 수신 심볼
Figure 112007058247074-pat00022
,
Figure 112007058247074-pat00023
,
Figure 112007058247074-pat00024
에 미치는 영향은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112007058247074-pat00025
,
Figure 112007058247074-pat00026
,
Figure 112007058247074-pat00027
여기서
Figure 112007058247074-pat00028
,
Figure 112007058247074-pat00029
,
Figure 112007058247074-pat00030
은 [수학식 9]의 정의에 따라 다음과 같다.
Figure 112007058247074-pat00031
,
Figure 112007058247074-pat00032
,
Figure 112007058247074-pat00033
이하, 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정을 위하여 상관 값을 구하는 아래의 5 내지 7 단계에 대한 이해를 돕기 위하여, 부반송파 집합의 일 예를 살펴본다.
도 3a 내지 3d는 본 발명에 따라 옵셋 추정을 위한 상관 값을 얻기 위한 부반송파 집합을 도시한 참고도이다. 목적 기지국이 섹터 1의 부반송파 집합을 사용하는 경우가 예시되어 있다. 도시된 예를 참조하여 본 발명에 따른 옵셋 추정을 위해 상관 값을 구하는 과정은 아래와 같다.
5. 도 3a 내지 도 3d에 도시된 예와 같이 Coherence BW가 부반송파 간격으로 3M이라고 가정하고 전체 사용 BW구간을 L개의 Coherence BW 구간으로 나누어 고려한다.
Figure 112007058247074-pat00034
번째 구간 (여기서
Figure 112007058247074-pat00035
이다)에서의 채널 값을 대표값
Figure 112007058247074-pat00036
라 하자. 상관 값을 얻기 위하여, i번째 목적 기지국에 해당하는 부반송파의 해당 구간 내에 집합
Figure 112007058247074-pat00037
에 대해 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스(
Figure 112007058247074-pat00038
)와 이 구간에서의 수신 신호에 대하여 역확산 과정을 수행한다. 이때 역확산 과정에는 직교성을 갖는 PN 시퀀스가 사용되므로 타 기지국에 의한 간섭을 최소화할 수 있다.
Figure 112007058247074-pat00039
6. 전술한 5 단계와 같이 해당 구간 내의 부반송파 집합에 비해 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합과 1이 큰 부반송파 집합에서의 수신 신호(즉 인접 부반송파를 의미한다)에 대하여도 마찬가지로 역확산 과정을 수행한다. 이때 역확산 과정에는 직교성을 갖는 PN 시퀀스가 사용되므로 타 기지국에 의한 간섭을 최소화할 수 있다.
Figure 112007058247074-pat00040
,
Figure 112007058247074-pat00041
7. 와이브로 시스템의 프리엠블이 전송되는 전체 BW구간을 L개의 Coherence BW 구간으로 나누어 고려할 때 전술한 4 및 5 단계에서 얻어진 역확산 값은 각각 총 L개가 존재하며, 이를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112007058247074-pat00042
,
Figure 112007058247074-pat00043
,
Figure 112007058247074-pat00044
여기서
Figure 112007058247074-pat00045
이다.
8. 이제 주파수 옵셋을 추정하기 위하여 [수학식 14]에서 얻어진 상관 값의 비를 구한다. 이 상관값의 비를 통해 각각의 기지국으로 전송된 신호의 주파수 옵셋
Figure 112007058247074-pat00046
를 고유하게 결정할 수 있다.
Figure 112007058247074-pat00047
,
Figure 112007058247074-pat00048
한편, 상기 과정을 통해 구해진 상관 값의 비를 이용하여 주파수 옵셋을 구하는 과정은 다음과 같다.
9. 먼저, 상기 [수학식15]를 통해 구해진 상관 값의 비를 이용하여
Figure 112007058247074-pat00049
를 구한다.
Figure 112007058247074-pat00050
10. 이제, 상기 [수학식 16]을 이용하여
Figure 112007058247074-pat00051
를 구한다.
Figure 112007058247074-pat00052
10. 상기 [수학식 17]을 정리하면 다음과 같이 주파수 옵셋
Figure 112007058247074-pat00053
를 구할 수 있다.
Figure 112007058247074-pat00054
12. 한편, 주파수 옵셋을 구하는 또 다른 방법으로서, 전술한 [수학식 15]에서 얻어진 주파수 옵셋에 대한 상관비
Figure 112007058247074-pat00055
,
Figure 112007058247074-pat00056
을 메모리에 미리 저장하고, 전술한 8단계에서 얻어진
Figure 112007058247074-pat00057
,
Figure 112007058247074-pat00058
값과 가장 근사한 값을 검색하여 주파수 옵셋
Figure 112007058247074-pat00059
을 추정할 수도 있다.
이상에서는 인접한 수신신호의 주파수 옵셋 값에 대한 상관비를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 방법을 살펴보았다. 이를 간단히 정리하면 다음과 같다.
먼저, 주파수 동기 획득을 위한 준비과정은 다음과 같다.
(1) 먼저, 주파수 동기 획득 과정을 수행하기 이전에 시간 영역에서의 상관 값을 이용한 시간 동기화 과정을 수행한다.
(2) 주파수 옵셋과 타 기지국 간섭 신호가 존재하는 수신 신호 모델에 대하여 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하여 부반송파 집합을 얻는다.
이제, 목적 기지국에 해당하는 부반송파의 특정구간의 수신 신호에 대하여 주파수 동기 획득 과정을 수행한다. 도 4는 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 방법을 도시한 흐름도이다. 도 4를 참조하여 주파수 동기 획득 과정을 살펴본다.
(3) 먼저, 목적 기지국에 해당하는 부반송파의 특정구간의 수신 신호에 인접한 부반송파 수신 시퀀스들, 즉, Y(k), Y(k-1), Y(k+1)에 대하여 상호 상관 값을 구하기 위하여 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행한다(S800). 구해진 상관값은
Figure 112007058247074-pat00060
,
Figure 112007058247074-pat00061
,
Figure 112007058247074-pat00062
로 표현되며 [수학식 14]로 표현된다. 이때, 목적 기지국의 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행함으로써, 수신 신호에 포함된 타 기지국이나 중계기의 간섭 신호를 최소화할 수 있다.
(4) 이제 역확산하여 얻어진 상관 값들의 비
Figure 112007058247074-pat00063
,
Figure 112007058247074-pat00064
를 구한다(수학식 15참조)(S810).
(5) 구해진 상관값 들의 비로부터 주파수 옵셋을 추정한다. 이는 전술한 [수학식 18]을 이용하여 추정할 수도 있으나, 이에 한정되지 않으며, 전술한 바와 같이
Figure 112007058247074-pat00065
,
Figure 112007058247074-pat00066
를 미리 메모리에 저장하고, 전술한 8 단계에서 얻어진
Figure 112007058247074-pat00067
,
Figure 112007058247074-pat00068
값과 가장 근사한 값을 검색하여 주파수 옵셋
Figure 112007058247074-pat00069
를 얻을 수 있다.
이하, 앞서 상술한 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 방법을 적용한 기지국 또는 무선 중계기의 주파수 동기 획득 장치의 구조를 살펴본다.
도 5는 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 장치의 블록도이다.
도 5를 참조하면, 주파수 동기 획득 장치는 PN 역확산부(10), 상관비 연산부(20), 및 옵셋 추정부(30)를 포함한다.
PN 역확산부(10)는 인접한 부반송파 집합들간의 상관 값을 구하기 위하여 인접한 부반송파 수신 시퀀스들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행한다. 이때 목적 기지국의 PN 시퀀스를 이용함으로써 타 기지국의 간섭 신호를 최소화할 수 있다. 상관비 연산부(20)는 PN 역확산부(10)에서 얻어진 상관 값들의 비를 구한다. 옵셋 추정부(30)는 상관비 연산부(20)에서 구해진 상관 값들의 비로부터 주파수 옵셋을 추정한다.
도 6은 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 장치의 일 실시예이다.
도 6을 참조하면, 주파수 동기 획득 장치는 고속 푸리에 변환부(FFT)(40)와 직렬/병렬 변환부(S/P)(50)를 더 포함한다.
고속 푸리에 변환부(FFT)(40)는 주파수 동기 획득과정 이전에, 시간 영역에서의 상관 값을 이용한 시간 동기화 과정을 수행한 수신 신호에 대하여 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하여 주파수 영역의 신호로 변환한다. 이때 수신 신호에는 주파수 옵셋과 타 기지국 간섭 신호가 포함되어 있다.
변환된 수신 신호는 직렬/병렬 변환부(S/P)(50)를 통해 병렬의 부반송파 집합으로 변환된다.
이제, PN 역확산부(10A)는 목적 기지국에 해당하는 부반송파의 특정 구간의 수신 신호에 대하여 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하여 제1 상관 값
Figure 112007058247074-pat00070
를 구한다(수학식 12 참조). 또한, PN 역확산부(10)는 특정 구간의 부반송파 집합보다 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 수신 신호와 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 수신 신호에 대하여 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하여 제2 및 제3 상관 값
Figure 112007058247074-pat00071
,
Figure 112007058247074-pat00072
를 구한다(수학식 13 참조).
상관비 연산부(20A)는 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값
Figure 112007058247074-pat00073
와 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 PN 역확산 값
Figure 112007058247074-pat00074
의 제1 상관비
Figure 112007058247074-pat00075
를 구한다. 또한, 상관비 연산부(20)는 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값
Figure 112007058247074-pat00076
와 상기 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 PN 역확산 값
Figure 112007058247074-pat00077
의 제2 상관비 ,
Figure 112007058247074-pat00078
을 구한다(수학식 14 참조).
옵셋 추정부(30A)는 [수학식 18]을 이용하여 주파수 옵셋
Figure 112007058247074-pat00079
를 추정한다.
그러나, 주파수 옵셋 추정 방법은 이에 한정되지 않으며, 다양한 실시예로 구현할 수 있다. 도 7은 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 장치의 다른 실시예이다.
도 7을 참조하면, 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 장치는 옵셋 탐색부(32) 및 주파수 옵셋 저장부(34)를 더 포함한다. 즉, 주파수 옵셋 추정을 위하여
Figure 112007058247074-pat00080
,
Figure 112007058247074-pat00081
를 미리 주파수 옵셋 저장부(34)에 저장하고, 옵셋 탐색부(32)는 [수학식 14]를 이용하여 얻어진 제1 상관비
Figure 112007058247074-pat00082
와, 제2 상관비
Figure 112007058247074-pat00083
과 가장 근사한 값을 주파수 옵셋 저장부(34)로부터 검색하여 주파수 옵셋
Figure 112007058247074-pat00084
를 얻을 수 있다.
한편, 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 방법의 효과를 나타내는 모의실험을 실시하였다. 모의실험 환경은 아래와 같다.
- 무선 채널 모델: Flat fading channel, 2.3G, 10Hz Doppler Frequency
- 목적 기지국 송신부 주파수 옵셋: 48Hz
- 타 기지국 송신부 주파수 옵셋: 125Hz
- 기지국 또는 무선 중계기 수신부 주파수 옵셋: 1.952Hz
- 타 기지국 전력: 목적 기지국에 비해 -10db/-20db 낮게 설정
- 프레임 (FL=1, FL=4)에 대하여 평균을 취함
도 8은 모의실험 결과 기존의 방식과 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정기의 표준편차를 도시한 그래프이다. 도 8을 참조하면, 기존의 Moose 방식에 의한 주파수 옵셋 추정 결과와 비교할 때, 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 결과가 와이브로 시스템에서 요구하는 표준편차 48Hz 이하의 조건을 만족하는 것을 알 수 있다.
이에 따라, 와이브로 시스템상의 기지국 또는 무선 중계기가 GPS수신기를 사용하지 않고 무선 채널을 통해 수신되는 와이브로 프레임 신호를 바탕으로 소수배 주파수 동기를 정확히 획득하는 방법을 제공할 수 있다. 본 발명에서 제안한 방법을 통해 타 기지국 또는 중계기의 간섭 신호가 존재하는 상황에서 비교적 낮은 복잡도를 가지면서도 정밀한 주파수 옵셋 추정이 가능하다. 제안한 기지국 또는 무선 중계기의 주파수 옵셋 추정을 통해 다수의 타기지국 또는 중계기 신호가 혼재하는 도심 지역내의 핫 스팟 지역에서도 GPS 수신기 없이 동기화를 이룰 수 있다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 종래의 Moose 방식에 의한 시간 동기 획득 방식을 도시한 참고도,
도 2는 프리엠블 심볼의 부반송파 할당을 도시한 참고도,
도 3a 내지 3d는 본 발명에 따라 옵셋 추정을 위한 상관값을 얻기 위한 부반송파 집합을 도시한 참고도,
도 4는 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 방법을 도시한 흐름도,
도 5는 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 장치의 블록도,
도 6은 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 장치의 일 실시예,
도 7은 본 발명에 따른 주파수 동기 획득 장치의 다른 실시예,
도 8은 모의실험 결과 기존의 방식과 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정기의 표준편차를 도시한 그래프이다.

Claims (10)

  1. GPS 수신기를 사용하지 않는 와이브로 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 방법에 있어서,
    PN 시퀀스의 직교성을 이용하여 인접한 부반송파 수신 신호의 퍼짐 정도를 측정하는 단계; 및
    상기 측정된 수신 신호의 퍼짐 정도에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 신호의 퍼짐 정도를 측정하는 단계는,
    상기 인접한 부반송파 수신 신호들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 상관 값들을 구하고, 상기 상관 값들의 비를 이용하여 상기 수신 신호의 퍼짐 정도를 구하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 방법.
  3. GPS 수신기를 사용하지 않는 와이브로 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 방법에 있어서,
    (a) 인접한 부반송파 수신 시퀀스들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 역확산하는 단계;
    (b) 상기 역확산하여 얻어진 상관 값들의 비를 구하는 단계; 및
    (c) 상기 구해진 상관 값들의 비로부터 주파수 옵셋을 추정하는 단계를 포함 하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 (a) 단계는,
    (a1) 목적 기지국에 해당하는 부반송파의 특정 구간의 수신 신호에 대하여 상기 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하는 단계;
    (a2) 상기 특정 구간의 부반송파 집합보다 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 수신 신호에 대하여 상기 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하는 단계; 및
    (a3) 상기 특정 구간의 부반송파 집합보다 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 수신 신호에 대하여 상기 PN 시퀀스를 이용하여 역확산을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    (b1) 상기 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 상기 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제1 상관비를 구하는 단계; 및
    (b2) 상기 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 상기 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제2 상관비를 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 (c) 단계는,
    상기 제1 상관비와 상기 제2 상관비를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 (c) 단계는,
    각각의 주파수 옵셋 값에 대한 상기 제1 상관비와 상기 제2 상관비를 미리 메모리에 저장하고 입력되는 제1 상관비 및 제2 상관비와 가장 근사한 값의 주파수 옵셋을 찾는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 방법.
  8. GPS 수신기를 사용하지 않는 와이브로 시스템의 소수배 주파수 동기 획득 장치에 있어서,
    인접한 부반송파 수신 시퀀스들에 대하여 송신 측에서 전송한 PN 시퀀스를 이용하여 역확산하는 PN 역확산부;
    상기 역확산하여 얻어진 상관 값들의 비를 구하는 상관비 연산부; 및
    상기 구해진 상관 값들의 비로부터 주파수 옵셋을 추정하는 옵셋 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 옵셋 추정부는 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제1 상관비 및 상기 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집 합의 PN 역확산 값의 제2 상관비를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 옵셋 추정부는 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 작은 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제1 상관비 및 상기 특정 구간의 부반송파 집합에 대한 PN 역확산 값과 부반송파 인덱스가 1 큰 부반송파 집합의 PN 역확산 값의 제2 상관비를 미리 메모리에 저장하고, 상기 옵셋 추정부로 입력되는 제1 상관비 및 제2 상관비와 가장 근사한 값을 상기 메모리에서 탐색하여 이에 대응하는 주파수 옵셋을 찾는 것을 특징으로 하는 소수배 주파수 동기 획득 장치.
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