TWI401980B - 在無線通信系統中實施單元搜索之方法 - Google Patents
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Description
本發明有關於移動無線系統的單元搜索，更具體地，有關於在無線通信系統中實施單元搜索(cell research)之方法。
由於正交頻分多工存取(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)技術對於頻率選擇通道上的堅固性(robustness)以及考慮到多使用者多速率傳輸上的靈活性等，OFDMA已經成為現代無線通信系統中最具有發展前景的技術之一。無線都會區域網路(Metropolitan Area Network，MAN)正交頻分多工存取(以下，稱為MAN-OFDMA)爲人們所熟知，亦被採用作爲IEEE 802.16的一種空氣介面(air interface)。
對於分時雙工(Time Division Duplex,TDD)模式運作而言，無線MAN-OFDMA是連結導向式(connection-oriented)網路，其中，每個訊框都具有前導(preamble)、下行鏈路子訊框(subframe)以及上行鏈路子訊框。其中，前導與訊框內的其他OFDM符號一樣，均是一個具有循環字首(Cyclic Prefix,CP)擴展的OFDM符號。前導和標準OFDM符號之間的差別為，前導係由基地台(Base Station，BS)傳輸的114個可能的僞雜訊(Pseudo-Noise，PN)序列(sequence)進行二進制相移鍵控(Binary-Phase Shift Keying，BPSK)調變。移動台(Mobile Station，MS)在114個可能性中偵測傳輸的PN序列，然後BS的基本資訊可以透過對下行鏈路子訊框實施解調變而獲得，其中BS的基本資訊可例如為段(segment)指數(index)以及單元號碼。偵測PN序列的過程就可以稱之為“單元搜索”。
雖然PN序列集的選擇需要考慮很低的互相關特性，但是當將偵測所使用的PN序列時，互相關值的存在仍不可忽略，因此，所需要的用於實施計算的功率會很高。此外，當考慮到整數部分頻率偏移(integer part frequency offset)的存在時，不確定性就會提高，以致計算負擔變得更重。
考慮到現有技術中單元搜索過程中，整數部分頻率偏移的存在時，不確定性會提高，計算負擔也變得更重，所以本發明目的之一在於提供在無線通信系統中實施單元搜索之方法。
本發明提供一種在無線通信系統中實施單元搜索之方法，該方法包含：接收一前導信號；使用一第一偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到一第一已濾波前導信號；使用一第二偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到一第二已濾波前導信號；調整該第二已濾波前導信號，以形成一調整的已濾波前導信號；累加至少該第一已濾波前導信號以及該第二已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個；自該多個已累加前導信號中選擇一最大的已累加前導信號；根據該最大的已累加前導信號，確定一估計的偽雜訊序列指數以及一估計的整數部分頻率偏移；根據該估計的偽雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移，使用至少該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；以及根據多個已濾波前導信號中之該最大的已濾波前導信號，產生一估計的偽雜訊序列。
本發明另提供一種在無線通信系統中實施單元搜索之方法，該方法包含：接收一前導信號；使用一偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的一已濾波前導信號；自該多個已濾波前導信號中選擇一最大的已濾波前導信號；以及根據該最大的已濾波前導信號確定一估計的僞雜訊序列指數以及一估計的整數部分頻率偏移。
本發明再提供一種在無線通信系統中實施單元搜索之方法，該方法包含：接收一前導信號；使用多個偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；累加該多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號；自該多個已累加前導信號中選擇一最大的已累加前導信號；以及根據該最大的已累加前導信號確定一估計的偽雜訊序列指數以及一估計的整數部分頻率偏移；根據該估計的偽雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移，使用至少一第一偽雜訊序列以及一第二偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，該第一僞雜訊序列以及該第二僞雜訊序列對應該估計的僞雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移；以及自多個已濾波前導信號中之該最大的已濾波前導信號，產生一估計的僞雜訊序列。
本發明目提供的在無線通信系統中實施單元搜索之方法不但可以具有更小的運算量，而且可以提高整數部分頻率偏移存在時實施單元搜索的確定性。
在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，製造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個元件。本說明書及後續的申請專利範圍並不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區分的準則。在通篇說明書及後續的請求項當中所提及的“包括”和“包含”係為一開放式的用語，故應解釋成“包含但不限定於”。以外，“耦接”一詞在此係包含任何直接及間接的電氣連接手段。間接的電氣連接手段包括通過其他裝置進行連接。
在一個實施例中，考慮IEEE 802.16的無線MAN-OFDMA中具有±20ppm頻率偏移的MS的單元搜索演算法。單元搜索塊可以由分數部分(fractional-part)頻率偏移估計(estimation)所激活，因此，可以假設分數部分頻率偏移是可以忽略的。儘管如此，整數部分頻率偏移的不確定性很大(在3.8GHz頻帶10MHz信號頻寬時，在BS處考慮±2ppm頻率偏移，則整數部分頻率偏移為±9個副載波,sub-carrier)單元搜索演算法可以覆蓋大約從±0ppm到幾百ppm範圍的頻率偏移。
根據RF銷售商提供的資料表，MS的頻率偏移的比例可以為小於±20ppm。根據頻率偏移以及信號頻寬的不同比例可以看出相應的整數部分頻率偏移(如第1圖所示，第1圖為對於不同比例以及信號頻寬的整數部分頻率偏移表)，其中使用fint副載波標記可能出現的最大整數部分頻率偏移。
可以假設前導偵測及/或延遲的差動(differential)相關器(correlator)提供粗糙的訊框/符號(symbol)同步，這樣，就可以粗略知曉接收時序(timing)。因為前導符號當前在訊框中不累積(accumulate)，所以後文只考慮頻率選擇慢衰落通道(frequency-selective slowly fading channel)的情況。
令s
(t
)表示前導的基頻傳輸信號，
其中為在副載波k
的符號值，其中k
=0,1,...,N
-1；其中N
表示所考慮系統的FFT長度；而W
是傳輸信號的零點到零點(null-to-null)頻寬。令為整數部分頻率偏移，在頻率選擇慢衰落通道上的接收到的低通等效信號r LP
(t
)為：
其中，ρ 0
,ρ 1
,...,ρ L-1
為分別具有方差的相互獨立的零均值複數值高斯隨機變數(zero-mean complex-valued Gaussian random variable)，通過以速率W
取樣r LP
(t
)，
假設整數部分頻率偏移以及所採用的PN序列相互獨立且均勻分佈，則最大後驗(Maximum A Posteriori，MAP)概率偵測規則為：
其中P ( i )
=(P ( i )
[0],P ( i )
[1],...,P ( i )
[N
-1])為第i個，即i
th PN序列，以及Pr(r
[n
];n
=0,n
=1,...,N
-1|P ( i )
,f i
)=∫∫...∫Pr(r
[n
];n
=0,1,...,N
-1|P ( i )
,f i
,ρ 0
,ρ 1
,...,ρ L -1
)×Pr(ρ 0
,ρ 1
,...,ρ L -1
)dρ 0 dρ 1
...dρ L -1
然後，
其中，
上標*代表共軛(conjugation)運算，當α≠β以及時，透過忽略自生相關函數η(α,β)中的較小值，可以得到次最佳(suboptimal)的一種簡化形式：
根據怕什法耳公式(Parseval's formula)，
其中，分別為r
[n
]與s
[n
]的N
點FFT。令
以及
因此，等式(4)中的次最佳實現化為如下形式：
等式(6)中的項實際上是T ( i )
[k
]的N點IFFT。因
另外，請注意對於，，由此T ( i )
[k
]的計算就不包括乘運算(multiplication)。
對於每一個可能的整數部分頻率偏移以及每一個可能的PN序列而言，需要計算碼距(metric)，IFFT所需的運算次數為114×(2[Δf max
/df
]+3)，此運算次數很大，例如，可以為114×21=2166。儘管如此，減少整數部分頻率偏移以及PN序列的候選者(candidate)的數目也是可能的。
為了減少整數部分頻率偏移的候選者，需要考慮所接收到的時域信號：
接收到的頻域信號為：
以及
而且，上述運算中，對於,假設ρ n
=0。
對於任何PN序列P，當k
≠-426+s
(mod3)≡s
(mod3)時P
[k
]=0，s為P的段指數(segment index)。所以，
第2圖為接收到的頻域信號的示意圖。在第2圖中，可以看到，接收到的信號由載波k中雜訊組成，其中，k
≠f i
+s
(mod3)。因此，可以提出一個方案以減少整數部分頻率偏移的候選者的數目。首先，
對於seg
=0,1,2，計算等式(8)，然後標記。然後，僅在
f i
+s
=seg *
(mod3)
的情況下考慮整數部分頻率偏移f i
。並且令：f d
=f i
+s
。既然，那麽需處理的f d
的候選者數目就可以減少到[(2f int
+3)/3]。令P (i)
為具有段指數s (i)
.的第i個PN序列，即i
th PN序列。等式(5)中的碼距就可以記為：
其中，T ( i )
[k
]=R
*[k
]P ( i )
[(k
-f d
+s ( i )
) N
]以及。現在，此碼距僅需要在f d
≡seg
*(mod3)時計算。因此，對於一個給定的f d
，114個PN序列中的一個的碼距就可以透過實施一次IFFT運算而得到。
接下來，提供一個僅使用一次IFFT運算而計算多於一個PN序列的碼距的方法。首先，N p
可以直接累加。令
以及
其中，i g
=0,1,2,...,[114/N p
]-1。然後，可以獲得如下相應的時域信號
接下來，可以計算等式(9)中的碼距，然後對應最大碼距的以選擇如下：
最後，N p
個PN的碼距就可以在合併序列分別累加。並且令：
其中
所估計的PN序列的指數為。依此處理步驟，完成單元搜索演算法的IFFT運算的總次數為：。其中，當N p
很大時，所需IFFT運算的總次數就可以減少，但是效能也會降低。因此，N P
應該權衡運算複雜性以及效能而決定。
此外，等式(10)中直接累加N P
PN序列，對於合併PN序列而言不是一個好的演算法。等式(11)中的合併因此可以調整如下
其中，Δ f
為用於合併PN序列的一個載波偏移。而且將PN序列與具有因子(factor)j
的奇數指數相乘。
舉例說明，以N P
=4為例，等式(12)中的合併可以如下，而且Δ f
的值也可以確定。對於N P
=4，等式(12)可以表示為
其中，i g
=0,1,...,28。為了簡化上述計算，考慮對於i g
=0的碼距：
其中，
首先考慮交叉項(cross term)Re{A (0)
(A (1)
)*
}
當k
≠k'
時，對於R
[k
]R *
[k
]=|R
[k
]2
,R
[k
]R *
[k'
]很小。因此，上述等式就可以約為
由於上述運算中，|R
[k
]|2
,P (0)
[(k
-f d
+s (0)
) N
]以及P (1)
[(k
-f d
+s (1)
) N
]對於所有k
=0,1,...,N
-1都是實數。然後，再考慮交叉項
與等式(14)相似，約等方程式就可以記作
其中
不是l
的函數。令△ f
=N
/2，等式(15)就可以寫為
不失一般性，假設傳輸第0個PN序列，即0th
PN，P (0
)
。因此，考慮等式(14)以及等式(16)，等式(13)就可以記作
如果任何兩個截然不同的PN序列的互相關約為零，那麽ξ l
對於所有的l
就約為常數，而且L
為偶數。從上述方程式，可以看出包含傳輸的PN序列的合併信號的碼距可以接近傳輸的PN序列的碼距。
上述例子考慮了N p
=4的情況，假設對於不同的l
.，ξ l
均為常數，則△ f
可以確定為N
/2。而且，對於任何N p
，△ f
可以選擇如下
如果ξ l
不是常數，上述選擇並非最佳的選擇，但是對於任何可能的ξ l
’而言上述選擇均為一個合適的選擇。
實作中，通道脈衝響應(channel impulse response,CIR)的統計特
性都是未知的，所以碼距就可以簡化為
如果使用以上碼距來估計整數部分頻率偏移以及應用的PN序列，那麽效能會降低，如下式所示：
既然為已知，因此在等式(9)中，僅當≠0時，在碼距計算中需要累加。因此，碼距可以調整為
其中，為最大的N path
碼距|t (i
)
[m
]|2
之一，其中m
=0,1,...,L
-1}.。進一步說，既然，所以|．|可以用來代替|．|2
的運算以避免乘法的計算。而且，|．|a
運算可以用來接近|．|的運算。因此，最終所用的碼距就可以記作
其中為最大的N path
碼距|t (i
)
[m
]| a
之一，其中m
=0,1,...,L
-1}。等式(8)可以調整為
上述計算中，seg
=0,1,2，而且seg *
可以記作seg *
=arg max seg
Σ k
≡seg
(mod 3)
|R
[k
]| a
。
請參考第3圖至第7圖。第3圖為根據本發明的實施例的N p
=3時的單元搜索演算法的框圖。第4圖-第6圖為在無線通信系統中利用第3圖中的單元搜索演算法，實施單元搜索演算法的實施例的流程圖。第7圖為利用第3圖中的單元搜索算法而產生整數部分頻率偏移集的實施例的流程圖。請首先參閱第4圖，在無線通信系統中實施單元搜索的一個方法可以描述為如下步驟：
步驟400：接收前導信號。
步驟401：使用第一偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成第一已濾波前導信號。
步驟402：使用第二偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成第二已濾波前導信號。
步驟403：調整第二已濾波前導信號，以形成調整的已濾波前導信號。
步驟404：累加至少第一已濾波前導信號與調整的已濾波前導信號，以形成多個已累加前導信號中的一者。
步驟405：自多個已累加前導信號中選擇一個最大的已累加前導信號。
步驟406：根據最大的已累加前導信號，確定估計的偽雜訊序
列指數以及估計的整數部分頻率偏移。
步驟407：根據該估計的偽雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移，使用至少第一偽雜訊序列以及第二偽雜訊序列對經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，第一偽雜訊序列以及第二偽雜訊序列對應估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移。
步驟408：根據多個已濾波前導信號中的最大的已濾波前導信號，產生一個估計的偽雜訊序列。
請參閱第3圖，在步驟400中接收到前導信號r[n]，然後使用第一PN序列以及第二PN序列對接收到前導信號r[n]實施匹配濾波，例如，第一PN序列為PN序列[k
-f d
]，而第二PN序列可以為PN序列[k
-f d
]或者PN序列[k
-f d
]，以分別形成第一已濾波前導信號以及第二已濾波前導信號(步驟401-402)。然後就可以調整第二已濾波前導信號，例如，通過實施相位旋轉90°或者通過實施N/2載波偏移，以形成調整的已濾波前導信號(步驟403)。然後，累加至少第一已濾波前導信號以及調整的已濾波前導信號，以形成多個已累加前導信號中的一者(步驟404)，也可稱之為合併碼距。例如，步驟401-404可以重復進行，以覆蓋PN序列與整數部分頻率偏移的所有可能組合，如上述過程，就可以形成多個已累加前導信號。自多個已累加前導信號中，選擇一個最大的(步驟405)，然後依賴於多個已累加前導信號中哪個具有最大值，就可以
確定估計的PN序列指數以及整數部分頻率偏移(步驟406)。然後，估計的PN序列指數就可以對應一組N p
PN序列，例如，對應一個第一PN序列以及第二PN序列。在獲得整數頻率偏移之前，就可以儲存前導R
(k
)的FFT輸出資料，其中k
=0,1,...,N
-1。在得到估計的整數部分頻率偏移以及估計的PN序列指數之後，使用至少第一PN序列以及第二PN序列對經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號也就是說，在多個延遲值處，根據估計的PN序列指數以及估計的整數部分頻率偏移，使用該第一偽雜訊序列對該經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號(步驟407)，其中，第一PN序列以及第二PN序列，例如對應估計的PN序列指數以及估計的整數部分頻率偏移。依賴於多個已濾波前導信號中哪個最大，產生估計的PN序列(步驟408)也就是說，在選擇出最大的碼距之後，就可以產生估計的PN序列的指數，然後就可以完成單元搜索運作，請注意使用至少該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號之步驟進一步包含：在多個延遲值處，使用至少該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列該第一偽雜訊序列對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；其中，形成該第一已濾波前導信號之步驟包含：合併該多個已濾波前導信號以形成該第一已濾波前導信號。
請參閱第5圖，在無線通信系統中實施單元搜索的另一個方法包含如下步驟：
步驟500：接收前導信號。
步驟501：使用偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的一個。
步驟502：自多個已濾波前導信號中選擇一個最大的。
步驟503：根據最大的已濾波前導信號確定估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移。
第5圖中的方法與第4圖中的方法相似，首先接收前導信號r[n](步驟500)。然後，使用偽雜訊序列，例如[k
-f d
]對前導信號r[n]實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的一個(步驟501)。例如，步驟501可以重復進行，以覆蓋PN序列以及整數部分頻率偏移的所有可能組合，而形成多個已濾波前導信號。自多個已濾波前導信號中選擇一個最大的(步驟502)。然後，根據最大的已濾波前導信號確定估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移(步驟503)。
請參閱第6圖，第6圖為在無線通信系統中實施單元搜索的又一個方法的流程圖，包含以下步驟：
步驟600：接收前導信號。
步驟601：使用多個偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，
以形成多個已濾波前導信號。
步驟602：累加多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個。
步驟603：自多個已累加前導信號中選擇一個最大的。
步驟604：根據最大的已累加前導信號，確定估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移。
步驟605：根據該估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移，使用多個偽雜訊序列，例如，至少第一偽雜訊序列以及第二偽雜訊序列對經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移，以形成多個已濾波前導信號中的一個，其中第一偽雜訊序列以及第二偽雜訊序列對應估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移。
步驟606：根據多個已濾波前導信號中的最大的已濾波前導信號，產生一個估計的偽雜訊序列。
如第6圖所示的方法中，在接收到前導信號(步驟600)之後，使用多個PN序列，例如[k
-f d
]，[k
-f d
]以及[k
-f d
]，對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號(步驟601)。累加多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個(步驟602)。然後，從多個已累加前導信號中選擇一個最大的(步驟603)，根據最大的已累加前導信號，確定估計的PN序列指數以及估計的整數部分頻率偏移(步驟604)。在這個點上，因為估計
的PN序列指數可以代表多於一個的已濾波前導信號，例如，三個已濾波前導信號，所以就可以在多個延遲值處，根據該估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移，使用多個偽雜訊序列中的每一個對經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成對應的多個副本，即多個已濾波前導信號，也就是說使用第一PN序列，例如，以及第二PN序列，例如，第三PN序列，例如[k
-f d
]，來對經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號(步驟605)，其中，第一PN序列以及第二PN序列對應估計的偽雜訊序列指數以及估計的整數部分頻率偏移。然後，根據多個已濾波前導信號中的最大的已濾波前導信號產生一個估計的偽雜訊序列(步驟606)。其中，使用多個偽雜訊序列(至少一第一偽雜訊序列以及一第二偽雜訊序列)對經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號之步驟包含：在多個延遲值處，使用多個偽雜訊序列中每一者對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成對應的多個副本，即多個已濾波前導信號，以及合併該多個副本之每一者以形成對應經延遲的該前導信號的多個已濾波前導信號。
第7圖為用於減少搜索傳輸的PN序列以及整數部分頻率偏移所需的次數而降低頻域不確定性的方法。為了降低頻域的不確定性，整數部分頻率偏移集可以通過產生接收前導信號副載波的三個和而得到。在步驟700中產生相應的指數為3的倍數，即3n的副載波的幅
度的第一和值，例如，副載波0，副載波3，副載波6，以及副載波9等等的副載波。在步驟701中產生相應的指數是3的倍數偏移1，即3n加1的副載波的幅度的第二和值，例如副載波1，副載波4，副載波7以及副載波10等等的副載波。而且，在步驟702中產生相應的指數是3的倍數偏移2，即3n加2的副載波的幅度的第三和值，例如副載波2，副載波5，副載波8以及副載波11等等的副載波。透過偵測第一和值值，第二和值以及第三和值中的最大的值，即確定第一和值值，第二和值以及第三和值中的最大和值(步驟703)，可以確定對應最大和的整數部分頻率偏移集(步驟704)。例如，如果整數部分頻率偏移為8個副載波，那麽前導信號將僅僅在副載波8，副載波11，以及副載波14等載波處有值，而最大和值將為第三和值。從而，即將使用前導信號匹配濾波的整數部分頻率偏移的候選者的數目就可以減少2/3，即，大致為前導信號匹配濾波的整數部分頻率偏移的候選者的1/3，也就約為前導信號的副載波的數量的三分之一，或者約為前導信號的通道數量的三分之一，相應的，n的範圍大致為1到前導信號匹配濾波通道數量的三分之一的整數。如第7圖所示的方法可以整合到第4圖，第5圖以及第6圖的方法中。
請參閱第8圖，第8圖為訊框邊界粗糙估計時，前導中用於計算碼距的窗口的示意圖。第8圖顯示了前導部分。因為在粗糙的時序估計之後存在時序的誤差，所以在CP間隔內的一個位置開始收集OFDM信號，以避免由時序誤差引起的符號間干擾(inter-symbol interference，ISI)。窗口的長度W以及L取決於時序的不確定性以及延遲擴展。如第8圖所示，
其中，為最大的N path
碼距|t ( i )
[m
]| a
之一，其中m
=64-W
,65-W
,...,63+W
+L
}。完整的窗口長度為2W
+L
。
請參閱第9圖，第9圖為在前導中用於計算碼距的另一個窗口的示意圖。在第8圖中，僅僅考慮具有中等延遲擴展的通道。儘管如此，有時也會遇到具有較大延遲擴展的通道，例如SUI-5通道。在此情況下，可以調整窗口長度W到足夠大，使得可以覆蓋多路徑延遲擴展。但是，AWGN通道的效能將由於使用較大的窗口長度W而降低。因此，本發明提供了對於具有較大延遲擴展的AWGN通道以及衰落通道具有同樣堅固性的方法。
選擇碼距的窗口可以調整為為最大的N path
碼距|t ( i )
[m
]| a
之一，其中，m
=T shift
-W
,T shift
-W
+1,...,T shift
+W
}。而且，窗口總長度可以為2W
+1。如第9圖中的調整示意圖所示。
請參閲第10圖，第10圖為估計雜訊項碼距的窗口的示意圖。正如第10圖所示，選擇長度為W noise
的窗口用於估計雜訊項的碼距。對於估計雜訊項的碼距而言，不僅需要仔細選擇窗口長度，而且還需要認真選擇窗口位置。如第10圖所示，雜訊項的碼距可以從位置T shift
+N CP
到T shift
+N CP
+W noise
-1進行平均。也就是說，雜訊項的估計碼距可以如下等式所示：
然後，可以設定門檻值=etaX雜訊項，即。如果最大的碼距比門檻值大，那麽碼距不改變。否則，就使用僅最大的兩個碼距|t ( i )
[l
]| a
累加條件下的碼距。如第11圖所示，第11圖為用於確定合併多路徑碼距的數目的門檻值的示意圖。對於較高的SNR，很小，μ thres
也很小。因此，μ(f d
,P ( i )
)中累加的碼距的數目通常為N path
。對於較低的SNR，上述數目通常為2。對於AWGN通道而言，系統通常運行在SNR較低的情況下。
因此，在上述情況下，當計算合併信號的碼距時，可以計算如下等式：
同樣的，當計算N P
個PN序列的碼距時，需要計算下面的等式：
總之，本發明描述了考慮非零均值的整數部分頻率偏移的單元搜索演算法。聯合(Joint)整數部分頻率偏移以及傳輸PN序列估計因子(estimator)可以基於最大似度(Maximum-Likelihood，ML)標準而導出。較優的實現需要格瑞姆-史密(Gram-Schmidt)程序，以減輕由PN序列的非類似脈衝自生相關(non-impulse-like auto-correlation)引起的干擾，而格瑞姆-史密(Gram-Schmidt)程序複雜度很高。因此，為簡化複雜度可以導出次優實現。導出的單元搜索演算法的核心運算可以通過實施IFFT運算而減少複雜度。本發明提供了具有較小的效能降低的，用於減少整數頻偏及PN序列之不確定性的方法，可以在低成本情況下實現快速單元搜索。
任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視所附之申請專利範圍所界定者為準。
400~408，500~503，600~606，701~704．．．步驟
第1圖為對於不同比例以及信號頻寬的整數部分頻率偏移表。
第2圖為接收到的頻域信號的示意圖。
第3圖為根據本發明的實施例的N p
=3時的單元搜索演算法的框圖。
第4圖-第6圖為在無線通信系統中利用第3圖中的單元搜索演算法，實施單元搜索演算法的實施例的流程圖。
第7圖為利用第3圖中的單元搜索算法而產生整數部分頻率偏移集的實施例的流程圖。
第8圖為訊框邊界粗糙估計時，前導中用於計算碼距的窗口的示意圖。
第9圖為在前導中用於計算碼距的另一個窗口的示意圖。
第10圖為估計雜訊項的碼距的窗口的示意圖。
第11圖為用於確定合併多路徑碼距的數目的門檻值的示意圖。
500~503．．．步驟
Claims (11)
- 一種在無線通信系統中實施單元搜索之方法，該方法包含：接收一前導信號；使用一第一偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到一第一已濾波前導信號；使用一第二偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到一第二已濾波前導信號；調整該第二已濾波前導信號，以形成一調整的已濾波前導信號；累加至少該第一已濾波前導信號以及該第二已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個；自該多個已累加前導信號中選擇一最大的已累加前導信號；根據該最大的已累加前導信號，確定一估計的偽雜訊序列指數以及一估計的整數部分頻率偏移；根據該估計的偽雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移，使用至少該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列對應該估計的偽雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移；以及根據該多個已濾波前導信號中之最大的已濾波前導信號，產生一估計的偽雜訊序列。
- 如申請專利範圍第1項所述之在無線通信系統中實施單元搜 索之方法，進一步包含：產生該前導信號的通道數為3n的幅度的一第一和值；產生該前導信號的通道數為3n加1的幅度的一第二和值；產生該前導信號的通道數為3n加2的幅度的一第三和值；確定該第一和值、該第二和值以及該第三和值中的一最大和值；以及根據該最大和值確定一整數部分頻率偏移集；其中，n的範圍為1到該前導信號的通道的數量的三分之一的整數；以及其中，接收該前導信號為接收具有該整數部分頻率偏移集的一整數部分頻率偏移的前導信號偏移。
- 如申請專利範圍第1項所述之在無線通信系統中實施單元搜索之方法，其中，調整該第二已濾波前導信號，以形成一調整的已濾波前導信號之步驟為相位旋轉該第二已濾波前導信號，以形成該調整的已濾波前導信號。
- 如申請專利範圍第1項所述之在無線通信系統中實施單元搜索之方法，其中調整該第二已濾波前導信號，以形成一調整的已濾波前導信號之步驟為載波偏移該第二已濾波前導信號以形成該調整的已濾波前導信號。
- 如申請專利範圍第1項所述之在無線通信系統中實施單元搜 索之方法，使用至少該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號之步驟進一步包含：在多個延遲值處，使用至少該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列該第一偽雜訊序列對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；其中，形成該第一已濾波前導信號之步驟包含：合併該多個已濾波前導信號以形成該第一已濾波前導信號。
- 一種在無線通信系統中實施單元搜索之方法，該方法包含：接收一前導信號；使用一偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的一已濾波前導信號；自該多個已濾波前導信號中選擇一最大的已濾波前導信號；以及根據該最大的已濾波前導信號確定一估計的偽雜訊序列指數以及一估計的整數部分頻率偏移。
- 如申請專利範圍第6項所述之在無線通信系統中實施單元搜索之方法，其中，使用一偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的一已濾波前導信號之步驟包含：在多個延遲值處，使用該一偽雜訊序列對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成該多個已濾波前導信號。
- 如申請專利範圍第6項所述之在無線通信系統中實施單元搜索之方法，進一步包含：產生該前導信號的通道數為3n的幅度的一第一和值；產生該前導信號的通道數為3n加1的幅度的一第二和值；產生該前導信號的通道數為3n加2的幅度的一第三和值；確定該第一和值，該第二和值以及該第三和值中一最大和值；以及根據該最大和值確定一整數部分頻率偏移集；其中，n的範圍為1到該前導信號的通道的數量的三分之一的整數；以及其中，接收該前導信號為接收具有該整數部分頻率偏移集的一整數部分頻率偏移的前導信號。
- 一種在無線通信系統中實施單元搜索之方法，該方法包含：接收一前導信號；使用多個偽雜訊序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；累加該多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號；自該多個已累加前導信號中選擇一最大的已累加前導信號；以及根據該最大的已累加前導信號確定一估計的偽雜訊序列指數以及一估計的整數部分頻率偏移； 根據該估計的偽雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移，使用至少一第一偽雜訊序列以及一第二偽雜訊序列對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，該第一偽雜訊序列以及該第二偽雜訊序列對應該估計的偽雜訊序列指數以及該估計的整數部分頻率偏移；以及自多個已濾波前導信號中之該最大的已濾波前導信號，產生一估計的偽雜訊序列。
- 如申請專利範圍第9項所述之在無線通信系統中實施單元搜索之方法，包含：產生該前導信號的通道數為3n的幅度的一第一和值；產生該前導信號的通道數為3n加1的幅度的一第二和值；產生該前導信號的通道數為3n加2的幅度的一第三和值；確定該第一和值，該第二和值以及該第三和值中一最大和值；以及根據該最大和值確定一整數部分頻率偏移集；其中，n的範圍為1到該前導信號的通道的數量的三分之一的整數；以及其中，接收該前導信號為接收具有該整數部分頻率偏移集的一整數部分頻率偏移的前導信號。
- 如申請專利範圍第10項所述之在無線通信系統中實施單元搜索之方法，其中，使用至少一第一偽雜訊序列以及一第二偽雜訊 序列對經延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號之步驟包含：在多個延遲值處，使用多個偽雜訊序列中每一者對經延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成對應的多個副本；以及合併該多個副本之每一者以形成對應經延遲的該前導信號的多個已濾波前導信號。
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