JP2006141031A - 直交周波数分割多元接続システムにおけるプリアンブルの送信及びセルの検出を遂行する装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭＡシステムにおける循環時間遅延を考慮して、基地局を識別するために相対的に少ない数のＰＮコードを使用する装置及び方法を提供する。
【解決手段】直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおけるプリアンブルを生成し、上記生成されたプリアンブルを用いてセルを検出する装置及び方法を提供する。全体のＮ個のセルを識別するために、Ｑ個の循環時間遅延値及びＰ個の擬似雑音（ＰＮ）コードを使用する。Ｐ個のＰＮコードのうちの１つをＱ個の循環時間遅延値のうちの１つに従って循環シフトすることによって、プリアンブルを生成する。相対的に少ない数のＰＮコードを使用するので、ＰＮコードを貯蔵するための移動端末機のメモリ容量を節約してセルの検出に従うエラーを減少させる。
【選択図】図５

Description

本発明は、直交周波数分割多元接続（Orthogonal Frequency Division Multiple Access；ＯＦＤＭＡ）システムに関し、特に、プリアンブルを介してセルの検出を遂行する装置及び方法に関する。

移動通信システムは、第１世代（１Ｇ）のアナログ方式 、第２世代（２Ｇ）のデジタル方式、及び第３世代（３Ｇ）の高速マルチメディアサービスを提供するＩＭＴ−２０００方式に続いて第４世代（４Ｇ）の超高速マルチメディアサービスを提供する移動通信システムに発展していっている。第４世代の移動通信システムは、相対的に高いデータ伝送率を支援するためのもので、１００Ｍｂｐｓ以上の高速のデータ伝送を目標としている。このような第４世代の移動通信システムは、多重経路を介して伝送された無線チャンネル環境において、上記多重経路に従う減衰を補償し、パケットサービスに従って急激に増加するバーストパケットデータを保証する。

第４世代の移動通信に必要な特性を満足させることができる有力な無線伝送技術の候補として、ＯＦＤＭＡシステムが台頭している。上記ＯＦＤＭＡシステムは、複数の副搬送波を使用するマルチキャリア伝送／変調（Multi-Carrier Transmission/Modulation；ＭＣＭ）方式の一種であって、入力データから使用副搬送波の数に相当する並列データを生成して、上記データを搬送波に乗せて伝送する。

上記ＯＦＤＭＡ方式は、各ユーザが要求する伝送率に従って、副搬送波の個数を異なって割り当てることによって、資源を効率的に配分して伝送効率を増加させる。すなわち、上記ＯＦＤＭＡ方式が複数の副搬送波を使用する場合（すなわち、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；ＦＦＴ）サイズが大きい場合）に有用であるので、時間遅延拡散（Time Delay Spread）は、比較的広い地域のセルを有する無線通信システムに効率的に適用される。

多重セル及び多重セクター環境において、各基地局（base station；ＢＳ）を識別するためには、相互に異なる擬似雑音（Pseudo-random Noise；以下、ＰＮと称する）コードが基地局に割り当てられる。送信器として動作する各基地局は、割り当てられたＰＮコードを使用してプリアンブルを生成して送信する。受信器として動作する端末は、プリアンブルを検出して、通信のためのターゲット基地局を選択するか、又は、ハンドオフを要求するかを判断する。上記プリアンブルは、データフレームの先頭に配置され、セルの検出と同期化に使用される。

図１Ａ乃至図１Ｃは、従来技術によるＯＦＤＭＡに使用されたプリアンブルの構成を示す。

図１Ａにおいて、擬似ランダムバイナリシーケンス（Pseudo Random Binary Sequence；ＰＲＢＳ）発生器を用いてＰＮコードを生成し、上記生成されたＰＮコードをＯＦＤＭシンボルに挿入して、プリアンブルを生成する。基地局は、Ｎ個のＰＮコードのうち、割り当てられた１つのＰＮコードを用いて上記プリアンブルを生成する。

図１Ｂにおいて、最大電力対平均電力比（Peak-to-Average-Ratio；以下、‘ＰＡＲ’と称する）が相対的に低いＰＮコードをＯＦＤＭシンボルに挿入してプリアンブルを生成する。すなわち、基地局は、Ｎ個のＰＮコードのうちから、相対的に低いＰＡＲを有するＰＮコードを用いてプリアンブルを生成する。

図１Ｃにおいて、図１Ａ又は図１Ｂに示すように生成された２個のＯＦＤＭシンボルをプリアンブルに使用する。第１のＯＦＤＭシンボルに選択された所定のＰＮコードを割り当て、第２のＯＦＤＭシンボルに上記選択された所定のＰＮコード又は所定の異なるＰＮコードを割り当てて、多重経路に従う干渉を補償する。

図２は、従来技術によるＯＦＤＭＡシステムにおける送信器の構成を示すブロック図である。

図２を参照すると、擬似雑音コード発生器（Pseudo-random Noise code Generator；以下、‘ＰＮコード生成器’と称する）２００は、副搬送波の数に相当するＮ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードを貯蔵し、上記ＰＮコードのうち、プリアンブルとして割り当てられた１つのＰＮコードを生成する。逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、‘ＩＦＦＴ’と称する）部２０２は、上記ＰＮコードをＮ個のＯＦＤＭサンプルにＯＦＤＭ変調した後に、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルを出力する。保護区間（Cyclic Prefix；ＣＰ）挿入器２０８は、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルうちから、最後のＧ個のＯＦＤＭサンプルをコピーして、上記ＯＦＤＭサンプルの前段にシンボル間の干渉（Inter-symbol interference；ＩＳＩ）を防止するためのサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix；ＣＰ）としての上記コピーされたＯＦＤＭサンプルを挿入して出力する。上記ＯＦＤＭサンプルのセットに上記保護区間（ＣＰ）が挿入されたものを‘ＯＦＤＭシンボル’と呼ぶ。並／直列変換部（Parallel-to-Serial Converter；ＰＳＣ）２０６は、上記ＯＦＤＭシンボルの並列データを直列に変換した後に、上記ＯＦＤＭシンボルを出力する。無線周波数（Radio Frequency；ＲＦ）部２０８は、上記ＯＦＤＭシンボルを上記Ｎ個の副搬送波を構成するＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号に変換して送信する。

図３は、従来技術によるＯＦＤＭＡシステムにおける受信器の構成を示すブロック図である。

図３を参照すると、ＲＦ部２１０は、送信器から伝送されたＯＦＤＭ信号を受信する。ＣＰ除去器及び直／並列変換器２１２は、上記ＯＦＤＭ信号からＣＰが除去されたＯＦＤＭシンボルを検出した後に、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルを並列に出力する。ＦＦＴ部２１４は、並列に入力された上記Ｎ個のサンプルデータを受信して、高速フーリエ変換、すなわち、ＯＦＤＭ復調動作を遂行して時間領域信号を出力する。上記時間領域信号は、乗算器２１５、ＰＮコード生成器２１６、ＩＦＦＴ部、又は低域通過フィルター２１８から構成されたプリアンブル検出器２２２へ出力される。

乗算器２１５は、上記時間領域信号にＰＮコード生成器２１６から出力されるＮ個のＰＮコードのそれぞれを乗じて出力する。ＩＦＦＴ部又は低域通過フィルター（Low Pass Filter；ＬＰＦ）２１８は、乗算器２１５から出力された乗算された信号を受信した後に、そのエネルギーを確認する。すなわち、ＩＦＦＴ部又はＬＰＦ２１８は、上記乗算された信号のエネルギーを確認した後に、ピーク値のエネルギーを有するＰＮコード、すなわち、整合（match）されたＰＮコードを選択する。セル検出器２２０は、上記選択されたＰＮコードに対応するセルを上記移動端末機と通信を遂行するのにもっとも適合したセルに設定する。

現在の移動通信標準化に基づいて、１２７個のセルと８個のセクターとから構成される基地局をプリアンブルで識別しなければならない。すなわち、移動端末機は、１，０１６種類のＰＮコードに対してセル検出を遂行しなければならない。すなわち、移動端末機は、１，０１６個のＰＮコードのそれぞれに対するエネルギーを確認した後に、周波数領域でピーク値の１つのＰＮコードを有する基地局を選択する。

従って、上記ＯＦＤＭＡシステムにおいて、移動端末機がハンドオーバー時点で、上記１，０１６個のＰＮコードに対するセルの検出を遂行しなければならないために、非常に多くの量の計算が必要である、という問題がある。一般に、移動端末機は、全体のＰＮコードをメモリに貯蔵し、受信されたＯＦＤＭ信号に対するセルの検出を遂行する。従って、上記１，０１６個のＰＮコードを貯蔵するためのメモリの使用によって、移動端末機のハードウェアが増加する、という問題があった。また、図１Ｃの方法によって、上記プリアンブルを構成する場合に、プリアンブルで表現されることができるセル又はセクターの数が非常に制限される、という問題があった。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＯＦＤＭＡシステムにおける循環時間遅延を考慮して、基地局を識別するために相対的に少ない数のＰＮコードを使用する装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、Ｑ個の循環時間遅延値とＰ個のＰＮコードとの組合せでプリアンブルを生成する装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、Ｑ個の循環時間遅延値とＰ個のＰＮコードとの組合せで生成されたプリアンブルを検出する装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の１つの特徴によれば、Ｎ個の副搬送波を使用するＯＦＤＭＡシステムにおけるプリアンブルを送信する方法は、全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するために、各セルからＰ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードのうち、割り当てられたＰＮコードを生成するステップと、ここで、上記Ｐ_ＣＯＤＥは、Ｎ_ＣＯＤＥより少なく、上記ＰＮコードをＮ−ポイントＩＦＦＴに従ってＮ個のＯＦＤＭサンプルに変換するステップと、上記ＯＦＤＭサンプルをＱ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうち、割り当てられた値だけ循環時間遅延させるステップと、ここで、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_ＣＯＤＥ＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、上記循環時間遅延したＯＦＤＭサンプルの前段にシンボル間の干渉を防止するためのＣＰを挿入して、プリアンブルに使用された第１のＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、上記第１のＯＦＤＭシンボルをデータフレームの先頭でＲＦ帯域を介して伝送するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の他の１つの特徴によれば、Ｎ個の副搬送波を使用するＯＦＤＭＡシステムにおけるプリアンブルを送信する装置は、全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するために、各セルからＰ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードのうち、割り当てられたＰＮコードを生成するＰＮコード生成器と、ここで、上記Ｐ_ＣＯＤＥは、Ｎ_ＣＯＤＥより少なく、上記ＰＮコードをＮ−ポイントＩＦＦＴに従って、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルに変換するＩＦＦＴ部と、上記ＯＦＤＭサンプルをＱ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうち、割り当てられた値だけ循環時間遅延させる循環シフターと、ここで、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_{ＣＯＤＥ*}＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、上記循環時間遅延したＯＦＤＭサンプルの前段にシンボル間の干渉を防止するためのＣＰを挿入して、プリアンブルに使用される第１のＯＦＤＭシンボルを生成するＣＰ挿入器と、上記第１のＯＦＤＭシンボルをデータフレームの先頭でＲＦ帯域を介して伝送するＲＦ部とを具備することを特徴とする。

本発明のまた他の特徴によれば、Ｎ個の副搬送波を使用するＯＦＤＭＡシステムにおけるプリアンブルを受信する方法は、上記副搬送波を介してプリアンブルに使用される少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルを構成するＯＦＤＭ信号を受信するステップと、上記受信されたＯＦＤＭ信号からシンボル間の干渉を防止するためのＣＰＣＰを除去してＮ個のＯＦＤＭサンプルを検出するステップと、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルをＮ−ポイント高速フーリエ変換に従って周波数領域信号に変換するステップと、上記周波数領域信号に全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するためのＰ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードをそれぞれ乗じ、上記乗じられた信号のそれぞれのエネルギーが集中した時間領域を判断して、各ＯＦＤＭシンボルに適用されたＰＮコードの循環時間遅延値を検出するステップと、ここで、上記循環時間遅延値は、Ｑ_ＣＯＤＥ 個の循環時間遅延値のうちの１つであり、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_ＣＯＤＥ＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、上記検出されたＰＮコードの循環時間遅延値に対応するセルを検出するステップとを具備することを特徴とする。

本発明のさらなる特徴によれば、Ｎ個の副搬送波を使用するＯＦＤＭＡシステムにおけるプリアンブルを受信する装置は、上記副搬送波を介してプリアンブルに使用される少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルを構成するＯＦＤＭ信号を受信するＲＦ部と、上記受信されたＯＦＤＭ信号からシンボル間の干渉を防止するためのＣＰを除去して、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルを検出するＣＰ除去器と、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルをＮ−ポイント高速フーリエ変換に従って周波数領域信号に変換するＦＦＴ部と、上記周波数領域信号に全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するためのＰ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードをそれぞれ乗じ、上記乗じられた信号のそれぞれのエネルギーが集中した時間領域を判断して、各ＯＦＤＭシンボルに適用されたＰＮコードの循環時間遅延値を検出するプリアンブル検出器と、ここで、上記循環時間遅延値は、Ｑ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうちの１つであり、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_ＣＯＤＥ＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、上記検出されたＰＮコードの循環時間遅延値に対応するセルを検出するセル検出器とを具備することを特徴とする。

本発明の実施形態は、全体のセルに対応するＮ個のＰＮコードに対してセルの検出を遂行する代わりに、循環時間遅延が考慮されたＰ個のＰＮコードに対してセルの検出を遂行し、これによって、上記セルの検出に従う計算量を減少させることができる、という効果がある。すなわち、上記Ｎ個の全体のＰＮコードよりも少ないＰ個のＰＮコードのみをテストして、上記Ｐ個のＰＮコードに対して指定されたエネルギー領域のみを時間領域に分布することによって、セルの検出を遂行する、という長所がある。また、上記セルの検出に使用されるＰＮコードを貯蔵するための移動端末機のメモリが非常に減少され、従って、セルの検出に従う誤差も格段に減少される、という効果を有する。

以下、本発明の好適な一実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。

本発明の主な特徴は、ＯＦＤＭＡシステムにおいて、相対的に少ない数のＰＮコードを使用してプリアンブルを生成し、上記生成されたプリアンブルを使用して該当セルを検出することにある。

一般に、ＯＦＤＭに基づいたシステムは、周波数領域で副搬送波別に信号を割り当てる。それぞれの基地局は、周波数領域で固有のパターンを有するセルに対するプリアンブルを構成し、上記プリアンブルをデータフレームの先頭で送信し、移動端末機は、上記受信された信号を副搬送波別に確認してセルの検出を遂行する。本明細書において、基地局は、特定のセルの特定のセクターから構成され、セル検出は、上記特定のセルの特定のセクターを検出するものとする。基地局は、該当セルを識別するために、ＰＮコードを使用して固有のパターンを有するプリアンブルを伝送する。複数の基地局から伝送された信号を受信した移動端末機は、上記ＰＮコードを使用してセルの検出を遂行する。

このとき、システム内の全体のセル数が同一であるとしても、ＰＮコード又はプリアンブルを設計する方法に従って、移動端末機のセルの検出回数又はセルの検出に従う複雑度は、格段に異なる。これに関連して、本発明の実施形態によると、移動通信システムは、セルの検出に使用されたＰＮコードの数を非常に減少させ、これによって、セル検出の計算を減少させ、上記セルの検出に対するハードウェアの使用を減少させる。具体的に、本発明の望ましい実施形態によると、区分されるセルの個数に相当するＮ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードを使用する代わりに、Ｎ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードよりも非常に少ないＰ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードを使用する。このとき、上記Ｐ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードは、Ｑ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延（cyclic shift）値だけ循環時間遅延する。ここで、各循環時間遅延値は、所定の長さのＰＮコードを循環時間遅延させたビット数を意味する。

図４Ａ乃至図４Ｄは、本発明の望ましい実施形態によるプリアンブルを生成する構成を示す。

ここで、図４Ａは、多重コード及び循環時間遅延を使用して設計されたプリアンブルの構成を示す。図４Ｂは、多重コード及びＮ／４の倍数の循環時間遅延を使用して設計されたプリアンブルの構成を示す。図４Ｃは、偶数番目の副搬送波を使用する場合に、Ｎ／８の倍数の循環時間遅延を用いて設計されたプリアンブルの構成を示す。最後に、図４Ｄは、データフレームのうちの最初の２つのＯＦＤＭシンボルをプリアンブルとして使用し、上記２つのＯＦＤＭシンボルに同一のコードを割り当てる代わりに、個別的なＰＮコード及び循環時間遅延値を割り当てるプリアンブルの構成を示す。

一般に、全体Ｎ_ＣＯＤＥ個の基地局のうちのｉ番目の基地局に印加されたＰＮコードをｃ_ｉ（ｋ）とすると、上記ｉ番目の基地局から受信され、ＦＦＴ部により変換された信号ｙ（ｋ）は、下記式（１）の通りである。

ここで、ｋは、Ｎ個の副搬送波を示す副搬送波インデックスであり、Ｈ（ｋ）は、周波数領域でのチャンネルインパルス応答を示し、ｗ（ｋ）は、付加雑音（additive noise）を示す。上記Ｈ（ｋ）は、時間領域での特定な長さＬのチャンネル応答ｈ［ｎ］に対する離散フーリエ変換を遂行することによって得られる。

式（１）において、セルの検出のために印加されたＰＮコードｃ_０（ｋ）を使用して乗算演算を遂行すると、式（２）のように示す。

ＰＮコードの特性に従って、

であるので、ｉ＝０の場合に、式（２）は、下記式（３）のように示す。

このとき、式（３）に対してＩＦＦＴ部によってＮ−ポイントＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform；ＩＤＦＴ）を遂行する場合に、下記式（４）の通りである。

ここで、上記

は、

に相当する白色雑音（white Gaussian）であると見なす。

一般に、上記ＯＦＤＭＡシステムは、隣接したＯＦＤＭシンボル間の干渉を除去するためには、L << N の条件を満足するように設計される。従って、移動端末機で印加したＰＮコードがプリアンブルＰＮコードと整合された場合に、エネルギー

は、

の時間領域に集中される。しかしながら、上記印加されたＰＮコードが上記プリアンブルＰＮコードと整合されない場合のエネルギーは、全時間帯域にわたって均等に分布される。

従って、ＩＦＦＴ部は、各ＰＮコードに対してＩＦＦＴが遂行された時間領域のエネルギー分布を測定して、上記

の時間帯域で最大のエネルギーを有するＰＮコードを

のＰＮコードうちから選択する。

一方、本発明の望ましい実施形態に従って、基地局がプリアンブルとして

すなわち、

を使用する場合に、上記コードｃ_１（ｋ）は、ｃ_０（ｋ）を時間領域でｄだけ循環時間遅延させることによって得られる。移動端末機がセルの検出のために、周波数領域の受信信号にｃ_０（ｋ）を乗じる場合に、式（５）に示すような信号が得られる。

上記信号は、式（６）に示すように、ＩＦＦＴ部によってＯＦＤＭ変調される。

式（６）において、ＰＮコードが整合された場合に、上記信号のエネルギー

は、

の時間領域に集中される。従って、循環時間遅延プリアンブルを使用する場合に、ＩＦＦＴ変換されたエネルギーが主に分布された時間領域を検出することによって、上記セルの検出が可能である。すなわち、周波数領域において、変調、すなわち、時間領域で循環時間遅延を使用する場合に、

のエネルギー分布を考慮しつつセルの検出を遂行する。
本発明の実施形態によると、各コード間のエネルギー区間が重ならないためには、

の条件が満足されなければならない。使用可能なコードの数が

に制限されるので、十分な数のコードを生成することができない。

従って、上述したようなエネルギー特性を考慮して、図４Ａ乃至図４Ｄのプリアンブルの構成について説明する。

図４Ａに示したようなプリアンブルを式（７）を使用して設計する。

すなわち、Ｐ_ＣＯＤＥ個の相互に異なるＰＮコードに対して、Ｑ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値を使用して全体のセルを区別する。すなわち、（Ｐ_ＣＯＤＥ個のＰＮコード）×（Ｑ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値）＝（Ｎ_ＣＯＤＥ個のセル）となる。

例えば、識別される全体のセルの数は、Ｎ_ＣＯＤＥであり、上記Ｎ_ＣＯＤＥ＝１，０２４である。この場合に、基地局は、１２８個のＰＮコード（Ｐ_ＣＯＤＥ＝１２８）のうちの１つと、８個の循環時間遅延値（Ｑ_ＣＯＤＥ＝８）のうちの１つとを使用してプリアンブルを生成する。移動端末機は、１２８個のＰＮコードを用いてセルの検出を遂行して、整合されたＰＮコードを確認し、ＰＮコードが整合された信号のエネルギーが分布された時間領域を確認して、８個の循環時間遅延値のうちの１つを選択することによって、セルの検出を遂行する。

従って、移動端末機は、上記１２８個のＰＮコードのみを貯蔵し、上記１２８個のＰＮコードに基づくセルの検出を遂行することによって、１，０２４個のＰＮコードを必要とする従来の計算量の１／８と同一の計算量の利得を得る。

図４Ｂに示すように、Ｑ_ＣＯＤＥ＝４を使用してプリアンブルを設計する。すなわち、上記プリアンブルは、Ｎ／４の倍数の循環時間遅延値を使用する。

上述したように、循環時間遅延を使用した場合に、時間領域でのエネルギーの分布を測定するためにＩＦＦＴが必要である。このとき、ＩＦＦＴに必要とされた複素乗算の数は、Ｐ_ＣＯＤＥ Ｎ_ＣＯＤＥ ｌｏｇ（Ｎ_ＣＯＤＥ）となり、上記Ｎ_ＣＯＤＥ及び上記Ｐ_ＣＯＤＥが増加する場合に、セルの検出のための複雑度も増加する。

さらに、固定小数点の演算を実現する際に、上記Ｎ_ＣＯＤＥが増加するほど要求される信号対量子化雑音比（Signal to Quantization Noise Ratio；ＳＱＮＲ）を満足させるのに必要なビット数も増加する。例えば、ＩＦＦＴサイズが１，０２４である場合に、４０ｄＢのＳＱＮＲを満足させるために１３ビットを必要とし、これによって、実際のハードウェアの実現の複雑度が増加する。

しかしながら、Ｑ_ＣＯＤＥ＝４の場合に、ＩＦＦＴの代わりに、

個のタップの並列有限インパルス応答（Finite Impulse Response；ＦＩＲ）フィルターにて実現された低域通過フィルターを用いて、式（７）を式（８）のように単純にすることができる。

式（８）は、ＩＤＦＴにより式（９）に変更される。

ＰＮコードが整合された場合に、各循環時間遅延値に対して、０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４からＬだけ増加された時間区間にエネルギーが集中される。従って、ＩＦＦＴを使用してエネルギーの分布を測定する代わりに、循環時間遅延値が０である場合には、低域通過フィルター（０の循環時間遅延値に基づく通過帯域を有する帯域通過フィルター（Band Pass Filter；ＢＰＦ）と見なす）の出力エネルギーを測定することによって、エネルギーの分布を測定する。それ以外の場合には、 Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４の循環時間遅延値に基づく通過帯域を有する帯域通過フィルターの出力エネルギーを測定することによって、エネルギーの分布を測定する。従って、上記ＰＮコードが整合された信号のエネルギー分布を近似的に測定することができる。しかしながら、ＰＮコードが不整合である場合に、上記不整合された信号のエネルギーは、全時間帯域にわたって均等に分布されるので、各帯域通過フィルターの出力エネルギーが上記整合されたＰＮコードに比べて低いエネルギーを有する。

４つの帯域通過フィルターを独立的に実現する場合に、計算量及びハードウェアの複雑度が増加する。Ｎ／４の倍数の循環時間遅延値、すなわち、０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４を使用すると、１つのＬＰＦを介して４つの帯域通過フィルターリングされた信号を得ることができ、これによって、 移動端末機は、相対的に少ない計算量を使用してセルの検出を遂行することができる。

Ａ（ｋ）を時間インデックス０に基づいた周波数領域でのＭタップ低域通過フィルターのフィルターリング関数であると仮定すると、

は、時間遅延値

に基づく帯域通過フィルターリング関数となる。ここで、上記モジュレーション項

は、実数部又は虚数部の符号変換によって簡素に実現される。
例えば、循環時間遅延０に相当するフィルターリング係数Ａ（ｋ）及び循環時間遅延Ｎ／２に相当するフィルターリング係数

に対する帯域通過フィルターリングされた信号は、次のような式（１０）及び式（１１）の通りである。

式（１０）及び式（１１）において、

及び

は、それぞれ

及び

に対応するフィルターリングされた信号を示し、下付き文字Ｎは、ＦＦＴサイズ、すなわち、副搬送波の個数を示す。このとき、乗算演算は、

、すなわち、

間に共通的に遂行される。従って、上記ＰＮコードと乗じられた信号の実数部及び虚数部の適切な符号変換及び付加演算を遂行する場合に、

に対応するフィルターリングされた信号を付加的な乗算演算なしに計算することができる。すなわち、図４Ｂでは、特定の循環時間遅延値を用いて基地局のエネルギーが特定の時間領域に分布し、これによって、セルの検出を容易にする。

図４Ｃに示すように、偶数番目の副搬送波を使用する場合に、Ｎ／８の倍数の循環時間遅延値を用いてプリアンブルを設計する。周波数オフセット及びフレーム同期のために、偶数番目の副搬送波のみを使用するプリアンブルが使用される場合に、受信信号は、Ｎ／２の周期に時間領域で循環的に反復される。従って、式（６）は、式（１２）のように表現可能である。

すなわち、循環時間遅延値がｌｄ＝０及びｌｄ＝Ｎ／２である場合のＰＮコードが同一であるので、Ｎ／４の倍数の循環時間遅延値を用いて生成可能なプリアンブルの数は、４個から２個に減少される。しかしながら、Ｎ／８の倍数の循環時間遅延値を使用する場合に、０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８に基づく４種類のプリアンブルを生成することができる。このとき、周波数領域のモジュレーション項は、

であり、{１，−ｊ，−１，ｊ}の外に、

に対する乗算演算を要求する。しかしながら、実際の情報を含む偶数番目の副搬送波に対してのみＮ／２ポイントＩＦＦＴ演算を遂行すると、式（１３）を得ることができる。

式（１３）において、周波数領域で

を処理する帯域通過フィルターは、式（１４）のように表現されることができる。

従って、偶数番目の副搬送波及びＮ／８の倍数の循環時間遅延値に従ってプリアンブルを生成する場合に、ハードウェア実現に従う複雑度が簡素化される。すなわち、受信器は、図４Ｂの場合と同様に、４種類の帯域通過フィルターリング演算及び実数又は虚数符号の変換を遂行する１つの帯域通過フィルターを使用して、セルの検出のためのハードウェア複雑度を簡素化する。

図４Ｄに示すように、１つのフレームのうちで、最初２つのＯＦＤＭシンボル（すなわち、ＯＦＤＭシンボル０及びＯＦＤＭシンボル１）を使用する場合に、上記２つのＯＦＤＭシンボルに同一のＰＮコードを割り当てる代わりに、個別的なＰＮコード及び個別的な循環時間遅延値を割り当てる。ここで、上記各ＯＦＤＭシンボルのプリアンブルの構成は、図４Ａ乃至図４Ｃのうちのいずれか１つに基づく。すると、式（１５）に示すように、Ｎ_ＣＯＤＥ個のプリアンブルを生成することができる。

ここで、Ｐ_{ＣＯＤＥ０}及びＰ_{ＣＯＤＥ１}は、それぞれＯＦＤＭシンボル０及びＯＦＤＭシンボル１に使用可能なＰＮコードの個数を示し、Ｑ_{ＣＯＤＥ０}及び Ｑ_{ＣＯＤＥ１}は、それぞれＯＦＤＭシンボル０及びＯＦＤＭシンボル１に使用された循環時間遅延値の個数を示す。

例えば、Ｐ_{ＣＯＤＥ０}＝Ｐ_{ＣＯＤＥ１}＝４に設定し、Ｑ_{ＣＯＤＥ０}＝Ｑ_{ＣＯＤＥ１}＝８に設定する場合に、基地局は、総１６個のＰＮコードのうちの１つを用いてプリアンブルを生成する。移動端末機は、総１６個のＰＮコードを用いてセルの検出を遂行する。結果的に、セルの検出に対する計算量を全体１，０２４個のＰＮコードを使用する従来の計算量の１／７０に減少させる。また、移動端末機のメモリが最大８個のＰＮコードのみを記憶するので、ハードウェアのサイズが減少される、という長所を有する。

２個のＰＮコードのみを使用する場合の検出誤差を

であると仮定すると、１つのＰＮコードを用いて全体Ｎ_ＣＯＤＥ個のセルに対するセルの検出テストを遂行する時点で、検出誤差は、式（１６）によって定義される。

一方、図４Ｄに示すように、２つのＯＦＤＭシンボルにそれぞれＮ_{ＣＯＤＥ０}個の個別的なＰＮコード及びＮ_{ＣＯＤＥ１}個の個別的なＰＮコードを使用する場合の誤差は、式（１７）によって定義される。

従って、図４Ｄのプリアンブル構成に従うセルの検出誤差は、（Ｎ_{ＣＯＤＥ０}＋Ｎ_{ＣＯＤＥ１}−２）／（Ｎ_ＣＯＤＥ−１）に減少される。従って、例えば、Ｎ_ＣＯＤＥ＝１０２４、Ｎ_{ＣＯＤＥ０}＝Ｎ_{ＣＯＤＥ１}＝３２である場合に、セルの検出誤差が約１／３４に減少されることができる。

図５は、本発明の望ましい実施形態によるプリアンブルを生成する送信器の構成を示すブロック図である。

図５を参照すると、ＰＮコード生成器４００は、Ｐ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードのうちの１つを生成する。このとき、ＰＮコード生成器４００は、識別される総セルの数及び循環時間遅延値の個数を考慮して決定された上記Ｐ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードのうちの１つを割り当てる。

ＩＦＦＴ部４０２は、上記ＰＮコードのＯＦＤＭ変調を遂行して、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルを出力する。循環シフター４０４は、上記ＯＦＤＭサンプルをあらかじめ決定されたＱ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうちの１つの値だけ時間領域で循環シフトする。ＣＰ挿入器４０６は、上記循環シフトされたＯＦＤＭサンプルから生成されたＣＰを保護区間として設定した後に、ＯＦＤＭシンボルを生成する。すなわち、同一の固定的な位置でＯＦＤＭサンプルから保護区間を生成するものではなく、時間領域で所定値だけ循環シフトされたＯＦＤＭサンプルから保護区間を生成する。並／直列変換部（ＰＳＣ）４０８は、上記ＯＦＤＭシンボルを直列に変換した後に、上記変換されたＯＦＤＭシンボルを出力する。無線周波数（ＲＦ）部４１０は、上記ＯＦＤＭシンボルを上記Ｎ個の副搬送波を構成するＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号に変換した後に伝送する。

図６Ａは、本発明の第１実施形態に従ってセル検出を遂行するための受信器の構成を示すブロック図である。ここで、Ｐ_ＣＯＤＥ個のＰＮコード及びＱ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値を使用する図４Ａのプリアンブル構成を使用する。

図６Ａを参照すると、ＲＦ部４１２は、送信器から多重経路を介して伝送されたＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号を受信する。ＣＰ除去器及び直／並列変換器（ＳＰＣ）４１４は、上記ＯＦＤＭ信号からＣＰが除去されたＯＦＤＭシンボルを検出した後、ＯＦＤＭサンプルを並列に出力する。ＦＦＴ部４１６は、ＦＦＴに従って上記ＯＦＤＭサンプルの変換を遂行して、上記変換されたＯＦＤＭサンプルのＯＦＤＭ復調を遂行する。すなわち、上記周波数領域のＯＦＤＭサンプルを時間領域信号にＯＦＤＭ復調して出力する。上記時間領域信号は、プリアンブル検出器４２６へ提供される。プリアンブル検出器４２６は、乗算器４１９、ＰＮコード生成器４１８、ＩＦＦＴ部及びエネルギー測定部４２０、及び最大エネルギー検出器（maximum selector）４２２から構成される。各構成要素の動作は、次の通りである。

乗算器４１９は、上記時間領域信号にＰＮコード生成器４１８から生成されたＰ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードをそれぞれ乗じる。ＩＦＦＴ及びエネルギー測定部４２０は、上記乗じられた信号に対する時間領域のエネルギー分布を確認する。すなわち、ＩＦＦＴ部及びエネルギー測定部４２０は、ＩＦＦＴ動作に従って上記乗じられた信号を変換し、各ＰＮコードに対するエネルギー値

を出力する。最大エネルギー検出器４２２は、上記エネルギー分布を確認することによって、整合されたＰＮコードの循環時間遅延値を確認する。これは、循環時間遅延値に従って、上記乗じられた信号のエネルギーが特定の時間領域に集中されるためである。従って、最大エネルギー検出器４２２は、特定の時間領域内に集中されるエネルギー値

及び循環時間遅延値

を検出する。セル検出器４２４は、上記検出された循環時間遅延値に対応するセルを上記移動端末機と通信するのに最も適合したセルとして設定する。

図６Ｂは、本発明の第２実施形態に従ってセル検出を遂行するための受信器の構成を示すブロック図である。ここで、Ｎ_ＣＯＤＥ／４個のＰＮコード及び４個の循環時間遅延値を使用する図４Ｂ又は図４Ｃのプリアンブル構成を使用する。

図６Ｂを参照すると、ＲＦ部５００は、送信器から多重経路を介して伝送されたＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号を受信する。ＣＰ除去器及び直／並列変換器５０２は、上記ＯＦＤＭ信号からＣＰが除去されたＯＦＤＭシンボルを検出した後に、ＯＦＤＭサンプルを並列に出力する。ＦＦＴ部５０４は、ＦＦＴに従って上記ＯＦＤＭサンプルを変換して、上記変換されたＯＦＤＭサンプルのＯＦＤＭ復調を遂行する。すなわち、上記周波数領域のＯＦＤＭサンプルを時間領域信号にＯＦＤＭ復調して出力する。上記時間領域信号は、プリアンブル検出器５１４へ提供される。プリアンブル検出器５１４は、乗算器５０７、ＰＮコード生成器５０６、帯域通過フィルター５０８、及び最大エネルギー検出器５１０から構成される。各構成要素の動作は、次の通りである。

乗算器５０７は、上記時間領域信号にＰＮコード生成器５０６から生成されたＮ_ＣＯＤＥ ／４個のＰＮコードをそれぞれに乗じる。帯域通過フィルター５０８は、上記乗じられた信号に対する循環時間遅延値０、Ｎ／４、Ｎ／２、３Ｎ／４に基づいて帯域通過フィルターリング動作を遂行する。すなわち、ＢＰＦ５０８は、４つの時間領域信号に対するエネルギー値

及び

を出力する。最大エネルギー検出器５１０は、上記時間領域のエネルギー値のうちの最大エネルギー値

及びそれに該当するＰＮコードの循環時間遅延値

を検出する。すると、セル検出器５１２は、上記検出された循環時間遅延値に対応するセルを上記移動端末機と通信するのに最も適合したセルとして設定する。

図６Ｂは、図６Ａに比べて、移動端末機が１つの帯域通過フィルター５０８を使用して４つの帯域通過フィルターリングされた信号を得る。すなわち、循環時間遅延値

に基づいた帯域通過フィルター５０８は、時間領域０に基づいた周波数領域信号をフィルターリングし、上記フィルターリングされた信号に対する実数部又は虚数部の符号変換を遂行することによって、セルの検出を容易に遂行することができる。

図７Ａは、本発明の望ましい実施形態に従って図６Ｂに関連したプリアンブル検出器の構成を概略的に示すブロック図である。ここで、乗算器６３０は、図６Ｂの乗算器５０７に対応し、比較器６２８は、最大エネルギー検出器５１０に対応する。残りの構成は、帯域通過フィルター５０８に対応し、ＰＮコード生成器５０６は省略した。

図７Ａを参照すると、乗算器６３０は、多重経路を介して受信されたＦＦＴ変換された信号ｙ（ｋ）をＰＮコード生成器５０６から順次に出力されたＮ_ＣＯＤＥ／４個のＰＮコードのうちの１つのＰＮコード

と乗じる。ここで、

は、循環時間遅延されないｐ番目のＰＮコードを意味する。Ｍ個の直列に接続された遅延素子から構成されたＭタップ遅延器６００乃至６０８は、上記乗じられた信号を受信して、上記受信された信号をＮ／４又はＮ／８だけ順次に遅延した後に出力する。

乗算器６１０乃至６１８は、上記乗じられた信号及び各遅延素子６００乃至６０８から出力された遅延された信号をフィルター係数Ａ（０），Ａ（１），．．．，Ａ（Ｍ）に乗算した後に、上記乗算の結果信号を出力する。乗算器６１０乃至６１８は、Ｍタップ低域通過フィルターとして動作する。乗算器６１０乃至６１８から出力された信号は、上記Ａ（０），Ａ（１），．．．，Ａ（Ｍ）とは異なるフィルター係数群が適用された後に、合算器６４０、６４２、６４４、６４６へ伝達される。例えば、Ｍ＝３である場合に、４個の循環時間遅延値０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４に対応する次の４個のフィルター係数群（１，１，１，１）、（１，−ｊ，−１，ｊ）、（１，−１，１，−１）、及び（１，ｊ，−１，−ｊ）が使用される。

例えば、乗算器６１０からの結果信号は、（１，１，１，１）とそれぞれ乗じられ、合算器６４０、６４２、６４４、及び６４６へ出力される。乗算器６１２からの結果信号は、（１，−ｊ，−１，ｊ）にそれぞれ乗じられた後に、合算器６４０、６４２、６４４、及び６４６へ出力される。同様に、各乗算器６１４乃至６１８からの結果信号は、上記係数群のうちから順次に選択された１つとそれぞれ乗じられた後に、合算器６４０乃至６４６へ出力される。ここで、上記各係数群の積は、別途の乗算器を使用せず、実数部と虚数部のうちの１つの選択及び／又は符号反転にて実現される。

合算器６４０乃至６４６のそれぞれは、上記Ｍ個の乗算器６１０乃至６１８から出力された各フィルター係数群に相当する出力を順次に合算し、自乗及び合算器６２０乃至６２６は、上記合算された結果に対して、自乗演算及び合算演算を遂行した後に、各エネルギー値

を求める。すなわち、１つの乗じられた信号から４つの帯域通過フィルターリングされた信号を得る。比較器６２８は、自乗及び合算器６２０乃至６２６の出力のうちで、一番大きいエネルギーを有する循環時間遅延値

及び上記最大エネルギー値

を出力する。上述したように、上記循環時間遅延値に対応するプリアンブル及びセルを検出する。

上述したように、プリアンブル検出器は、セルの検出のために、１つの帯域通過フィルターを用いて４つの帯域通過フィルターリングされた信号を得て、上記帯域通過フィルターリングされた信号のうちで、上記一番大きいエネルギーを有する循環時間遅延値を検出する。すなわち、図６Ｂのプリアンブル検出器は、ＮポイントＩＦＦＴ４２０を指定された周波数領域のみを通過させる帯域通過フィルター５０８にて実現して、ハードウェア複雑度を減少させる。また、Ｎ_ＣＯＤＥ個のＰＮコードに対する計算量をＮ_ＣＯＤＥ／４個のＰＮコードに対する計算量に簡素化し、これによって、セルの検出に従う複雑な演算量を減少させることができる。

図７Ｂは、本発明の第２実施形態による乗算器のない（“without mults”）プリアンブル検出器の他の例を概略的に示すブロック図である。図７Ｂにおいて、乗算器７３０は、図６Ｂの乗算器５０７に対応し、比較器７２８は、最大エネルギー検出器５１０に対応する。残りの構成は、図６Ｂの帯域通過フィルター５０８に対応し、図７ＢでＰＮコード生成器５０６は省略した。乗算器７３０によりＰＮコード

と乗じられた信号及び各遅延素子７００乃至７０８からの遅延された信号は、上述したフィルター係数群が適用された後に、合算器７４０，７４２，７４４，及び７４６へ伝達される。

図７Ａの自乗及び合算器６２０乃至６２６は、各エネルギーを求めるために、複素数の自乗演算を遂行する。例えば、

のエネルギー値は、

のように表現されることができる。このとき、上記各実数部及び虚数部の大きさは、下記のように

で示すことが可能である。

これに比べて、図７Ｂのプリアンブル検出器は、自乗及び合算器６２０乃至６２６の代わりに、絶対値合算器７２０乃至７２６を備えて、絶対値の合算を遂行する。すなわち、絶対値合算器７２０乃至７２６は、実数部及び虚数部の絶対値を合算して、セルの検出を遂行する。従って、図７Ａのプリアンブル検出器とは異なって、単純に実数部及び／又は虚数部の符号を変更して、すなわち、乗算演算が不必要であるので、セルの検出に従う計算量を格段に減少させることができる。従って、図７Ｂのプリアンブル検出器は、セルの検出に従うエネルギー推定に関連して乗算演算を除去することによって、少ない計算量を使用してセルの検出を遂行することができる、という効果を有する。

上述した図４Ｃ及び図４Ｄのプリアンブル構成は、図６Ａ／図６Ｂ及び図７Ａ／図７Ｂを使用して容易に実施可能である。例えば、図４Ｃのプリアンブルは、割り当てられたＰＮコードを偶数番目の副搬送波にマッピングするためのＩＦＦＴ動作を遂行し、０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８ のうちの１つの循環時間遅延値を適用して循環時間遅延を遂行することによって生成される。受信器は、図６Ｂ及び図７Ａ／図７Ｂの構成を使用して、図４Ｃのプリアンブルを検出することによってセルの検出を遂行する。また、図４Ｄのプリアンブルの構成は、１つのＰＮコード及び循環時間遅延値を用いて、第１のＯＦＤＭシンボルを生成した後に、異なるＰＮコード及び異なる循環時間遅延値を適用して、後続する第２のＯＦＤＭシンボルを同一の方式にて生成することによって実現される。上記第１及び第２のＯＦＤＭシンボルは、データフレームの先頭で連続的に伝送され、受信器は、上記２個のＯＦＤＭシンボルを連続して検出した後にセルの検出を遂行する。

図８は、本発明の望ましい実施形態によるプリアンブルを検出する場合の性能を示すグラフである。

図８を参照すると、図６Ａ及び図６Ｂに示しているセルの検出器に基づくシステムの性能を示す。ここで、ＦＦＴ、１６個のＰＮコード、及び１に設定された循環時間遅延値を使用してセルの検出を遂行する場合に、プリアンブルの検出性能を“ＦＦＴ-ｂａｓｅｄ”で示す。帯域通過フィルターを使用してセルの検出を遂行する場合のプリアンブルの検出性能を“ＬＰＦ−ｂａｓｅｄ”で示す。“ＬＰＦ−ｂａｓｅｄ”は、それぞれ（Ｐ_ＣＯＤＥ，Ｑ_ＣＯＤＥ）＝（１６，１）、（１６，１）、（４，４）である場合を示した。図８を参照すると、帯域通過フィルターを用いる“ＬＰＦ−ｂａｓｅｄ”の場合、上記“ＦＦＴ-ｂａｓｅｄ”に比べて、望まれるプリアンブル検出確率Ｐ_Ｆを得るために、相対的に小さい信号対雑音比（Signal to Noise；ＳＮＲ）を必要とすることを分かる。

すなわち、本発明の実施形態は、相互に異なるＰＮコード及び相互に異なる循環時間遅延値を用いてプリアンブルを設計し、上記相互に異なるＰＮコード及び相互に異なる循環時間遅延に従ってセルの検出を遂行するので、相対的に少ない計算量を使用してセルの検出を遂行することができる。

すなわち、使用可能なＰＮコードの数を減少させて、セルの検出に従う演算の複雑度を減少させる。決定された周波数領域のみを考慮しつつ、セルの検出を遂行してハードウェアを減少させる。

例えば、韓国の情報通信技術協会（Telecommunications Technology Association）無線広帯域インターネット（Wireless broadband internet（ＷｉＢｒｏ））システムの場合に、本発明を用いて、１，０１６回の検出試み回数を１，０１６回の検出試み回数の約１／７０に相当する１６回の検出試み回数に減少させることができ、プリアンブルを生成する時点で貯蔵されるべきＰＮコードの数も８個に減少させることができる。

以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。

従来技術によるプリアンブルの構成を示す図である。 従来技術によるプリアンブルの構成を示す図である。 従来技術によるプリアンブルの構成を示す図である。 従来技術によるプリアンブルを生成する送信器の構成を示すブロック図である。 従来技術によるセルの検出を遂行する受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に従ってプリアンブルを生成する一例を示す図である。 本発明の実施形態に従ってプリアンブルを生成する一例を示す図である。 本発明の実施形態に従ってプリアンブルを生成する一例を示す図である。 本発明の実施形態に従ってプリアンブルを生成する一例を示す図である。 本発明の望ましい実施形態に従ってプリアンブルを生成する送信器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に従ってセルの検出を遂行する受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に従ってセルの検出を遂行する受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の望ましい実施形態によるプリアンブル検出器の一例を示すブロック図である。 本発明の望ましい実施形態によるプリアンブル検出器の他の例を示すブロック図である。 本発明の望ましい実施形態に従って生成されたプリアンブルを検出する性能を示すグラフである。

符号の説明

２００ 擬似雑音コード発生器
２０２ 逆高速フーリエ変換部
２０４ 保護区間挿入器
２０６ 並／直列変換部
２０８ 無線周波数部
２１０ ＲＦ部
２１２ ＣＰ除去器及び直／並列変換器
２１４ ＦＦＴ部
２１５ 乗算器
２１６ ＰＮコード生成器
２１８ ＩＦＦＴ部、又は低域通過フィルター
２２２ プリアンブル検出器
２２０ セル検出器
４００ ＰＮコード生成器
４０２ ＩＦＦＴ部
４０４ 循環シフター
４０６ ＣＰ挿入器
４０８ 並／直列変換部（ＰＳＣ）
４１０ 無線周波数（ＲＦ）部
４１２ ＲＦ部
４１４ ＣＰ除去器及び直／並列変換器
４１６ ＦＦＴ部
４１８ ＰＮコード生成器
４１９ 乗算器
４２０ ＩＦＦＴ部及びエネルギー測定部
４２２ 最大エネルギー検出器
４２４ セル検出器
４２６ プリアンブル検出器
５００ ＲＦ部
５０２ ＣＰ除去器及び直／並列変換器
５０４ ＦＦＴ部
５０６ ＰＮコード生成器
５０７ 乗算器
５０８ 帯域通過フィルター（ＢＰＦ）
５１０ 最大エネルギー検出器
５１２ セル検出器
５１４ プリアンブル検出器
６００乃至６０８ Ｍタップ遅延器（遅延素子）
６１０乃至６１８ 乗算器
６２０乃至６２６ 自乗及び合算器
６２８ 比較器
６３０ 乗算器
６４０、６４２、６４４、６４６ 合算器
７００乃至７０８ 遅延素子
７２０乃至７２６ 絶対値合算器
７２８ 比較器
７３０ 乗算器
７４０，７４２，７４４，７４６ 合算器

Claims (27)

1. Ｎ個の副搬送波を使用する直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおけるプリアンブルを送信する方法であって、
   全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するために、各セルからＰ_ＣＯＤＥ個の擬似雑音（ＰＮ）コードのうち、割り当てられたＰＮコードを生成するステップと、ここで、前記Ｐ_ＣＯＤＥは、Ｎ_ＣＯＤＥより少なく、
   前記ＰＮコードをＮ−ポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に従ってＮ個のＯＦＤＭサンプルに変換するステップと、
   前記ＯＦＤＭサンプルをＱ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうち、割り当てられた値だけ循環時間遅延させるステップと、ここで、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_ＣＯＤＥ＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、
   前記循環時間遅延したＯＦＤＭサンプルの前段にシンボル間の干渉を防止するためのサイクリックプレフィックスを挿入して、プリアンブルに使用される第１のＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、
   前記第１のＯＦＤＭシンボルをデータフレームの先頭で無線周波数（ＲＦ）帯域を介して伝送するステップと
   を具備することを特徴とする方法。
2. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記変換するステップは、
   前記ＰＮコードを偶数番目の副搬送波にマッピングさせることを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 前記第１のＯＦＤＭシンボルとは異なるＰＮコード及び循環時間遅延値を適用して、前記プリアンブルを構成する前記第１及び第２のＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、
   前記第２のＯＦＤＭシンボルを前記第１のＯＦＤＭシンボルに後続して伝送するステップとをさらに具備することを特徴とする請求項１記載の方法。
6. Ｎ個の副搬送波を使用する直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおけるプリアンブルを送信する装置であって、
   全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するために、各セルからＰ_ＣＯＤＥ個の擬似雑音（ＰＮ）コードのうち、割り当てられたＰＮコードを生成するＰＮコード生成器と、ここで、前記Ｐ_ＣＯＤＥは、Ｎ_ＣＯＤＥより少なく、
   前記ＰＮコードをＮ−ポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に従って、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルに変換するＩＦＦＴ部と、
   前記ＯＦＤＭサンプルをＱ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうち、割り当てられた値だけ循環時間遅延させる循環シフターと、ここで、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_{ＣＯＤＥ*}＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、
   前記循環時間遅延したＯＦＤＭサンプルの前段にシンボル間の干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を挿入して、プリアンブルに使用される第１のＯＦＤＭシンボルを生成するサイクリックプレフィックス挿入器と、
   前記第１のＯＦＤＭシンボルをデータフレームの先頭で無線周波数（ＲＦ）帯域を介して伝送する無線周波数（ＲＦ）部と
   を具備することを特徴とする装置。
7. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項６記載の装置。
8. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項６記載の装置。
9. 前記ＩＦＦＴ部は、
   前記ＰＮコードを偶数番目の副搬送波にマッピングすることを特徴とする請求項８記載の装置。
10. 前記ＰＮコード生成器、前記ＩＦＦＴ部、前記循環シフター、及び前記ＣＰ挿入器は、前記第１のＯＦＤＭシンボルとは異なるＰＮコード及び循環時間遅延値を適用して、前記プリアンブルを構成する前記第１及び第２のＯＦＤＭシンボルを生成し、
    前記ＲＦ部は、前記第２のＯＦＤＭシンボルを前記第１のＯＦＤＭシンボルに後続して伝送することを特徴とする請求項６記載の装置。
11. Ｎ個の副搬送波を使用する直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおけるプリアンブルを受信する方法であって、
    前記副搬送波を介してプリアンブルに使用される少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルを構成するＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
    前記受信されたＯＦＤＭ信号からシンボル間の干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去してＮ個のＯＦＤＭサンプルを検出するステップと、
    前記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルをＮ−ポイント高速フーリエ変換に従って周波数領域信号に変換するステップと、
    前記周波数領域信号に全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するためのＰ_ＣＯＤＥ個の擬似雑音（ＰＮ）コードをそれぞれ乗じ、前記乗じられた信号のそれぞれのエネルギーが集中した時間領域を判断して、各ＯＦＤＭシンボルに適用されたＰＮコードの循環時間遅延値を検出するステップと、ここで、前記循環時間遅延値は、Ｑ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうちの１つであり、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_ＣＯＤＥ＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、
    前記検出されたＰＮコードの循環時間遅延値に対応するセルを検出するステップと
    を具備することを特徴とする方法。
12. 前記検出するステップは、
    前記乗じられた信号のそれぞれを逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に従って時間領域信号に変換し、前記時間領域信号の時間領域別エネルギー値を測定するステップと、
    前記測定されたエネルギー値のうちの最大エネルギーを有する時間領域に対応する前記循環時間遅延値を選択するステップとを具備することを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１１記載の方法。
14. 前記選択するステップは、
    前記乗じられた信号のそれぞれを０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４の循環時間遅延値に基づいた通過帯域に従って帯域通過フィルターリングするステップと、
    前記帯域通過フィルターリングされた信号のエネルギー値を測定するステップと、
    前記測定されたエネルギー値のうちの最大エネルギー値を構成する通過帯域に関連した前記循環時間遅延値を選択するステップとを具備することを特徴とする請求項１２記載の方法。
15. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１１記載の方法。
16. 前記変換するステップは、
    前記副搬送波のうちの偶数番目の副搬送波から前記ＯＦＤＭサンプルを検出することを特徴とする請求項１５記載の方法。
17. 前記検出するステップは、
    前記乗じられた信号のそれぞれを０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８の循環時間遅延値に基づいた通過帯域に従って帯域通過フィルターリングするステップと、
    前記帯域通過フィルターリングされた信号のエネルギー値を測定するステップと、
    前記測定されたエネルギー値のうちの最大エネルギーを有する通過帯域に関連した前記循環時間遅延値を選択するステップとを具備することを特徴とする請求項１６記載の方法。
18. 前記プリアンブルは、
    相互に異なるＰＮコード及び相互に異なる循環時間遅延値を有する連続した２個のＯＦＤＭシンボルから構成されることを特徴とする請求項１１記載の方法。
19. Ｎ個の副搬送波を使用する直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおけるプリアンブルを受信する装置であって、
    前記副搬送波を介してプリアンブルに使用される少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルを構成するＯＦＤＭ信号を受信する無線周波数（ＲＦ）部と、
    前記受信されたＯＦＤＭ信号からシンボル間の干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去して、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルを検出するサイクリックプレフィックス除去器と、
    前記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルをＮ−ポイント高速フーリエ変換に従って周波数領域信号に変換するＦＦＴ部と、
    前記周波数領域信号に全体のＮ_ＣＯＤＥ個のセルを識別するためのＰ_ＣＯＤＥ個の擬似雑音（ＰＮ）コードをそれぞれ乗じ、前記乗じられた信号のそれぞれのエネルギーが集中した時間領域を判断して、各ＯＦＤＭシンボルに適用されたＰＮコードの循環時間遅延値を検出するプリアンブル検出器と、ここで、前記循環時間遅延値は、Ｑ_ＣＯＤＥ個の循環時間遅延値のうちの１つであり、Ｎ_ＣＯＤＥは、Ｐ_ＣＯＤＥ＊Ｑ_ＣＯＤＥであり、
    前記検出されたＰＮコードの循環時間遅延値に対応するセルを検出するセル検出器と
    を具備することを特徴とする装置。
20. 前記プリアンブル検出器は、
    前記Ｐ_ＣＯＤＥ個の擬似雑音（ＰＮ）コードを順次に生成するＰＮコード生成器と、
    前記周波数領域信号に前記ＰＮコードをそれぞれ乗じる乗算器と、
    前記乗じられた信号のそれぞれを逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に従って時間領域信号に変換し、前記時間領域信号の時間領域別エネルギー値を測定するＩＦＦＴ部／エネルギー測定部と、
    前記測定されたエネルギー値のうちの最大エネルギーを有する時間領域に対応する前記循環時間遅延値を検出する最大エネルギー検出器とを具備することを特徴とする請求項１９記載の装置。
21. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１９記載の装置。
22. 前記プリアンブル検出器は、
    前記Ｐ_ＣＯＤＥ個の擬似雑音（ＰＮ）コードを順次に生成するＰＮコード生成器と、
    前記周波数領域信号に前記ＰＮコードをそれぞれ乗じる乗算器と、
    前記乗じられた信号のそれぞれを０、Ｎ／４、Ｎ／２、及び３Ｎ／４の循環時間遅延値に基づいた通過帯域に従って帯域通過フィルターリングし、前記帯域通過フィルターリングされた信号のエネルギー値を出力する帯域通過フィルターと、
    前記出力されたエネルギー値のうちの最大エネルギーを有する通過領域に関連した前記循環時間遅延値を検出する最大エネルギー検出器とを具備することを特徴とする請求項２１記載の装置。
23. 前記循環時間遅延値は、０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１９記載の装置。
24. 前記ＦＦＴ部は、
    前記副搬送波のうちの偶数番目の副搬送波から前記ＯＦＤＭサンプルを検出することを特徴とする請求項２３記載の装置。
25. 前記プリアンブル検出器は、
    前記Ｐ_ＣＯＤＥ個の擬似雑音（ＰＮ）コードを順次に生成するＰＮコード生成器と、
    前記周波数領域信号に前記ＰＮコードをそれぞれ乗じる乗算器と、
    前記乗じられた信号のそれぞれを０、Ｎ／８、Ｎ／４、及び３Ｎ／８の循環時間遅延値に基づいた通過帯域に従って帯域通過フィルターリングし、前記帯域通過フィルターリングされた信号のエネルギー値を出力する帯域通過フィルターと、
    前記出力されたエネルギー値のうちの最大エネルギーを有する通過領域に関連した前記循環時間遅延値を検出する最大エネルギー検出器とを具備することを特徴とする請求項２４記載の装置。
26. 前記帯域通過フィルターは、
    前記乗じられた信号を受信して順次に遅延するＭ個の直列連結された遅延素子と、
    前記乗じられた信号及び前記遅延素子から出力された遅延信号を受信して、前記信号を（１，１，１，１）、（１，−ｊ，−１，ｊ）、（１，−１，１，−１）、及び（１，ｊ，−１，−ｊ）のフィルターリング係数にそれぞれ乗じる乗算器と、
    前記乗算器から出力された乗じられた信号を前記フィルターリング係数のそれぞれに従って合算する合算器と、
    前記合算された信号のエネルギー値を計算するエネルギー計算器とを具備することを特徴とする請求項２５記載の装置。
27. 前記プリアンブルは、
    相互に異なるＰＮコード及び相互に異なる循環時間遅延値を有する連続した２個のＯＦＤＭシンボルを構成することを特徴とする請求項１９記載の装置。

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