DE69617677T2

DE69617677T2 - Datenverarbeitungsgerät und -verfahren

Info

Publication number: DE69617677T2
Application number: DE69617677T
Authority: DE
Inventors: Andy Hana; Stephen Paul Langford; Christopher Huw Williams
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Hewlett Packard Development Co LP
Priority date: 1996-09-24
Filing date: 1996-09-24
Publication date: 2002-08-08
Anticipated expiration: 2016-09-25
Also published as: US6282042B1; JPH10112132A; EP0831479B1; EP0831479A1; DE69617677D1; JP4183783B2

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zur Datenverarbeitung und auf elektronische Schaltungen, die im Zusammenhang hiermit zum Einsatz kommen. Im besonderen, jedoch nicht ausschließlich, bezieht sich die Erfindung auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Abrufen von gespeicherten Daten unter Einsatz eines DDS-Datenspeichersystems. Die Erfindung erstreckt sich auch allgemein auf Vorrichtungen und Verfahren zur Datenverarbeitung in einem oder mehreren Kommunikationskanälen.

Stand der Technik

Es ist bereits bekannt, verläßliche Speicherung und Abrufen von großen Volumina von digitalen Daten, wie etwa Computer-Daten, bereitzustellen, insbesondere mit Hilfe eines DDS- (Digital Data Storage) Formats, welches definiert ist im ISO/IEC- Standard 12247.
Bei einem DDS-Lese-/Schreibmechanismus unter Einsatz des obigen Formats werden Daten aufgezeichnet auf einem sich in die Länge erstreckenden Aufzeichnungsmedium mit einem Band, welches mit einem magnetischen Medium überzogen ist, durch eine sich drehende Trommel, die einen oder mehrere elektromagnetische Köpfe trägt. Das Band wird weiterbewegt durch eine motorgetriebene Treibrolle entlang eines Weges, welcher sich zwischen zwei Spulen oder Rollen erstreckt und teilweise um die Trommel gelegt. Die Rotationsebene der Köpfe der Trommel ist in einem Winkel zur Bewegungsebene des Bandes angeordnet, so daß jeder Kopf das Band in aufeinander folgenden Spuren überläuft, die sich quer über die Breite des Bandes in einen Winkel zu dessen Mittellinie erstrecken. Der Mechanismus schließt eine entsprechende Schaltung ein zum Codieren von Daten in Signale, die geeignet sind für ein Aufzeichnen auf das Band einschließlich Fehlerermittlung und Korrekturcodierung sowie zum Konditionieren derartiger Signale in eine Form, die optimal an die Charakteristika der Aufzeichnungsmedia angepaßt ist. Zum Abrufen der Daten ist eine zusätzliche Schaltung vorgesehen zur Erfassung der Magnetfeldveränderungen, die auf dem Band gespeichert sind, zur Ableitung entsprechender Signale, zum Konditionieren dieser Signale in einer Form die geeignet ist, für die nachfolgende Bearbeitung, Decodiereung der codierten Daten und Erfassung sowie Korrektur von Fehlern.
Bei einem üblichen Format (DDS-2) werden Daten aufgezeichnet mit einer Bit- Dichte von etwa 61 Kilobit pro Zoll (kbpi) (äquivalent zu etwa 24 Kilobit pro Zentimeter). Bei dieser Bit-Dichte kann eine typische DDS-Bandkassette gegenwärtig etwa 8 Gigabyte von Daten speichern unter Einsatz des längsten praktikablen Bandes und von Techniken, wie etwa Datenkompression, um die Quantität der Daten zu maximieren, die das Band aufzunehmen vermag. Bei dem stetig wachsenden Einsatz von Computer-Einrichtungen und der Volumina von Daten, die bearbeitet und durch eine solche Einrichtung gespeichert werden, wurde es erstrebenswert, die Kapazität von DDS-Bandkassetten weiter zu erhöhen.
Es läuft ein Verfahren zur Entwicklung eines neuen Formats (DDS-3), welches die Speicherkapazität noch weiter erhöht durch Verdoppelung der linearen Aufzeichnungsdichte und Erhöhen der Proportion einer aufgezeichneten Spur, die für Benutzerdaten verfügbar ist. Zusammen schätzt man, daß diese Verbesserungen etwa das Dreifache der Datenkapazität von DDS-2 zur Verfügung stellen für eine Kassette von vorbestimmter Bandlänge. Das DDS-3-Format ist, wenn die Aufzeichnung auf dem am längsten praktikablen Band erfolgt, ausgelegt, um eine Speicherkapazität von 12 Gigabyte unkomprimierter Benutzerdaten oder typischerweise 24 Gigabyte von komprimierten Benutzeridaten zu speichern.
Bezug genommen wird auf die bereits veröffentliche Internationale Patentanmeldung WO95/15551 hinsichtlich weiterer Details dieses Schemas.
Da die lineare Bit-Dichte bei DDS-3 die doppelte der DDS-2 ist, beträgt der Bit- Abstand auf dem Band in etwa die Hälfte des Zwischenraumes des bevorzugten Lesekopfes. Das bedeutet, daß das Ausgangssignal von dem Lesekopf, statt zu variieren zwischen zwei bestimmten Niveaus (+1, -1), variiert zwischen dreien (+2, 0, -2), und als solches ist DDS-3 ein Drei-Niveau-System.
Es wird vorgeschlagen, die aufgezeichneten Daten mit Hilfe eines Datenzurückgewinnungskanals mit Teilansprech-Maximumwahrscheinlichkeit (PRML) zurückzugewinnen.
"Teilansprechen" bezeichnet ein praktikables Teilansprechsignalschema, welches für die Datenübertragung lediglich bis zur Nyquist-Frequenzbandbreite erfordert, durch die Verstärkung deterministischer Intersymbol-Interferenz am Detektoreingang. Ein Beispiel ist das PR-1- (oder duobinär) Teilansprechsystem (Aufzeichnungskanal-Ttansferfunktion), die beschrieben wird durch die diskrete Zeit- Transferfunktion F (D) = D+1. Es existieren auch weitere Beispiele, wie etwa Klasse IV oder PR-4 und diese Möglichkeiten sollen nicht ausgeschlossen werden.
"Maximumwahrscheinlichkeit" bezeichnet ein Maximumwahrscheinlichkeit-Erfassungs-Decodierschema, welches einen Viterbi-Algorithmus implementiert unter Auswahl der wahrscheinlichsten Sequenz von Ausgangsdaten unter Verwendung einer Sequenz von empfangenen Proben, statt gerade einer empfangenen Probe zu einer Zeit. Beim Lesemodus eines typischen vorgeschlagenen Schemas für DDS-3 wird das in etwa equalisierte Signal genommen und einer automatischen Verstärkungssteuerung unterworfen, um die Signalamplituden zu etablieren und zu stabilisieren und einer anschließenden vollen adaptiven Equalisation auf ein kombiniertes PR-1-Target. Bei dem adaptiven Equalisationsschritt kommt ein adaptives endliches Impulsansprechfilter zum Einsatz, um eine Drei-Niveau-PR-1- Target-Transferfunktion zur Verfügung zu stellen. Bei einer anderen Ausführungsform wird das Signal nach der adaptiven Equalisation einer Analog-zu- Digital-Umsetzung unterworfen, gefolgt von Drei-Niveau-Viterbi(oder Maximumwahrscheinlichkeit)-Erfassung. Um dies auszuführen, wird eine Taktinformation von dem Eingangssignal extrahiert und eingesetzt, um den adaptiven Entzerrer, den Analog-zu-Digital-Konverter sowie den Viterbi-Decodierer zu synchronisieren. Bei einer anderen Ausführungsform kann die adaptive Entzerrung stattdessen nach der Analog-zu-Digital-Konversion durchgeführt werden.
Wie bei den vorerwähnten DDS-Formaten werden bei den vorgeschlagenen DDS- Drei-Format Daten in einer Reihe von Spuren mit alternierendem Azimuth gespeichert (bezeichnet als die A-Spur bzw. die B-Spur). Jedes Ende einer jeden Spur wird eingenommen durch einen Randbereich, der erstreckbar ist, wobei dem vorderen Rand eine Präambel-Region folgt, die von dem Rand oftmals nicht unterscheidbar ist. Der Präambelbereich ist normalerweise ein einfacher sinusförmiger Ton und trägt keinerlei Daten, aber existiert, und es der AGC-Schleife und der Taktrückgewinnungsschleife ermöglicht, ein schnelles Anheften zu erreichen und auch den Start des Hauptdatenbereiches zu identifizieren. Ein Präambel-Detektor steuert den adaptiven Entzerrer, um sicherzustellen, daß die Kanäle nicht versuchen die Präambel- oder Randbereiche zu adaptieren, da sie andernfalls nicht optimiert werden für den Datenteil.
Die EP-A-0 595 454 beschreibt einen Plattenantrieb, der ein PRML-Abtasten und eine digitale adaptive Entzerrung einsetzt. Ein programmierbares FIR-Filter wird programmiert mit getrennten Gruppen von Filterkoeffizienten für die Datenzonen und die Servosektoren.
Die EP-A-0 527 579 beschreibt eine magnetische Reproduziervorrichtung, bei welcher eine Mehrkopf-Magnetkopf-Anordnung ein Signal von einem magnetischen Medium abruft. Das Signal wird adaptiv entzerrt durch einen adaptiven Entzerrer mit einer adaptiven Steuerung, die in einer Zeitteilweise arbeitet, um die entsprechenden Koeffizienten für die Mehrfachmagnetköpfe zu bestimmen.

Zusammenfassung der Erfindung

Bei DDS-3 wird der Einsatz eines adaptiven Filters vorgeschlagen, welches nachfolgend als Vorschubentzerrer (FFE) bezeichnet wird. Am Beginn einer jeden Spur wird der FFE geladen mit einer Gruppe von Eingangskoeffizientwerten. Während der Lesekopf die Spur überläuft, passen sich die Koeffizientenwerte an an eine Gruppe stabiler Werte (die von Spur zu Spur variieren können), um die Differenz zu minimieren zwischen dem tatsächlichen Filterausgang und dem idealen Ausgang, wobei es sich bei DDS-3 um einen von den Werten +2, 0, -2 handelt. Bei dem Drei-Niveau-Signalsystem, wie es bei DDS-3 zum Einsatz kommt, gibt es mehrere mögliche stabile Gruppen von Filterkoeffizientwerten, wobei jedoch nur eine die augenblicklich angestrebte Gruppe ist, die eine decodierbare Datensequenz erzeugt.
Obwohl man denken könnte, daß eine gemeinsame Gruppe von FFE- Startkoeffizienten für sowohl die A- als auch B-Spuren sich rasch an die korrekten Werte adaptieren würde, wurde herausgefunden, daß es eine signifikante Differenz gibt zwischen den Spektralcharakteristika der Spuren A und B und es wurde herausgefunden, daß durch die Speicherung getrennter Gruppen von Koeffizienten für jede der Spuren A und B ein beträchtlich verbessertes Adaptionsverfahren bereitgestellt werden kann.
Während dies diskutiert wurde unter Bezugnahme auf DDS-3, leuchtet ein, daß sich die Erfindung auch auf andere Systeme erstreckt, die Daten bearbeiten von denen bestimmte Charakteristika voraussagbar sein können.
Dementsprechend wird gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Datenabrufvorrichtung bereitgestellt zum Abrufen von Daten von einem magnetischen Bandspeichermedium, die gespeichert sind als Abfolge von Spuren unterschiedlichen Azimuths, wobei die Vorrichtung die folgenden Merkmale umfaßt nämlich:
Jeweilige Leseköpfe zum jeweiligen Lesen einer entsprechenden Azimuth-Spur und
einen adaptiven Äqualizer zum Angleichen der von den Leseköpfen gelesenen Signale, wobei der Äqualizer folgende Merkmale umfaßt nämlich:
Ein Koeffizienten-Speichermittel zum Speichern eines Satzes von Filterkoeffizienten für das von den Spuren eines Azimuths gelesene Signal und einen Satz Filterkoeffizienten für das von den Spuren des anderen Azimuths gelesene Signal,
ein adaptives Filter zum Anwenden der Angleichung auf die von den Spuren unterschiedlichen Azimuths gelesenen Benutzerdatensignale gemäß den Sätzen der adaptierenden Filterkoeffizienten und
Koeffizienten-Anpaßmittel, welches zum Anpassen jedes Satzes der Filterkoeffizienten während der Angleichung der Benutzerdatensignale einer jeden Spur in Abhängigkeit vom Ausgang des adaptiven Filters ausgebildet ist,
wobei das Koeffizienten-Anpaßmittel derart ausgebildet ist, daß es nach einem teilweisen Durchgang durch eine jede Spur in Abhängigkeit von dem momentanen angepaßten Koeffizienten in dem Koeffizienten-Speichermittel einen Satz Koeffizienten speichert, die zur Verwendung bei der Angleichung der nächsten Spur dieses Azimuths dienen.
In dieser Hinsicht können die Koeffizienten, die für den Strom geeignet sind, rasch angewendet werden und gestatten eine glatte und stabile Adaption zu den ersten oder zweiten Charakteristika.
Vorzugsweise ist das Koeffizienten-Anpaßmittel derart ausgebildet, daß es in Abhängigkeit von einem minimalen Fehlerabschnitt der vorangehenden Spur dieses Azimuths einen angepaßten Satz von Koeffizienten speichert.
Die Anpaßmittel können derart betreibbar sein, daß sie einen entsprechenden Satz von Koeffizienten, entsprechend denjenigen bei einem vorbestimmten Intervall, nach Beginn der Anpassung der Filterkoeffizienten für eine vorangehende Spur des Azimuth der Koeffizienten-Speichereinrichtung zuleiten.
Darüber hinaus können die Anpaßmittel für jede der Spuren A oder B betreibbar sein, daß sie eine Gruppe von Filterkoeffizienten, die erhalten wurden durch eine Kombination von zwei oder mehr Gruppen von Filterkoeffizienten von einer Mehrzahl vorheriger Spuren des Azimuth, der Speichereinrichtung zuleiten. Die Kombination kann einen Durchschnitt von Gruppen von Filterkoeffizienten für eine Mehrzahl vorangehender Spuren des entsprechenden Azimuth umfassen.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird ein Verfahren zum Abrufen von Benutzerdaten bereitgestellt, die auf einem Speichermedium in Form eines Magnetbandes als Abfolge von Spuren unterschiedlichen Azimuths gespeichert sind, wobei die Benutzerdaten von jeweiligen Leseköpfen jeweiliger Azimuthe gelesen werden, wobei das Verfahren die folgenden Merkmale umfaßt:
Zuführen der Benutzerdaten an einen adaptiven Äqualizer mit einem adaptiven Filter zum Angleichen der Benutzerdatensignale unter Verwendung jeweiliger Sätze von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit vom Azimuth der Spur,
Anpassen der Filterkoeffizienten während einer jeden Spur in Abhängigkeit vom Ausgang des adaptiven Filters, während nach einem Teildurchgang einer jeden Spur ein Satz angepaßter Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von den momentanen angepaßten Filterkoeffizienten zur Verwendung beim Start der nächsten Spur des selben Azimuths gespeichert wird.
Die gespeicherte angepaßte Gruppe von Koeffizienten entspricht vorzugsweise einem minimalen Fehlerabschnitt der vorangehenden Spur.
Gemäß einer anderen Ausführungsform können bei einem vorbestimmten Intervall nach Beginn der Anpassung der Filterkoeffizienten für eine gegebene Spur die Filterkoeffizienten zum Verarbeiten einer nachfolgenden Spur des selben Azimuths gespeichert werden.
Darüber hinaus können für jede Spur eines gegebenen Azimuths die Filterkoeffizienten von mehreren vorhergehenden Spuren dieses Azimuths kombiniert werden, um einen Satz Filterkoeffizienten für eine Spur dieses Azimuths zur Verfügung zu stellen, beispielsweise indem man den Durchschnitt bildet.
Während die Erfindung zuvor beschrieben wurde, erstreckt sie sich auf jegliche Merkmale, die zuvor angegeben wurden, wie auch diejenigen der nachfolgenden Beschreibung.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung kann auf unterschiedliche Art und Weise zur Ausführung kommen und lediglich beispielhaft wird eine Ausführungsform der Erfindung nachfolgend im Detail beschrieben, wobei Bezug genommen wird auf die beigefügten Zeichnungen:
Fig. 1 ist ein schematisches Blockdiagramm der Hauptkomponenten einer Ausführungsform de Vorrichtung zum Abrufen von Daten mit einer Einrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines automatischen Verstärkersteuersystems, welches einen Teil der Vorrichtung der Fig. 1 bildet;
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm des Vorschubentzerrers oder -äqualizers (FFE) für den Einsatz bei der Vorrichtung gemäß Fig. 1 und
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer Phasensperrschleife zum Extrahieren eines Taktsignals aus den Eingangsdaten für den Einsatz bei der Vorrichtung gemäß Fig. 1.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Die Datenspeichervorrichtung, die nun beschrieben wird, setzt eine Schraubenabtasttechnik ein zum Speichern von Daten in schrägen Spuren auf einem Aufzeichnungsband in der Form, die demjenigen ähnlich ist, welches zur Speicherung von PCM-Audiodaten zum Einsatz kommt, gemäß dem DATC. Konferenz- Standard (Juni 1987, Electronic Industries Association of Japan, Tokyo, Japan). Die vorliegende Vorrichtung ist jedoch ausgelegt zur Speicherung von Computerdaten anstatt digitalisierter Audioinformation. In einer herkömmlichen Weise besitzt die Vorrichtung ein Spiralabtastbanddeck, bei welchem ein Magnetband in einem vorbestimmten Winkel über eine Drehkopftrommel läuft, während die Kopftrommel gedreht wird. Die Kopftrommel enthält ein Paar einander diametral gegenüberliegender Leseköpfe sowie ein Paar von einander diametral gegenüberliegender Schreibköpfe in einem Winkel von 90º zu den Leseköpfen. In bekannter Weise kommen diese Köpfe zum Einsatz, überlappende schräge Spuren über das Band zu beschreiben, wobei die Spuren durch einen Kopf beschrieben werden, welcher einen positiven Azimuth besitzt, während die durch den anderen Kopf beschriebenen einen negativen Azimuth besitzen.
Die Spuren kommen zum Einsatz um Daten zu speichern, die der Vorrichtung zur Verfügung gestellt werden (Hauptdaten) zusammen mit Teilen von Hilfsinformationen, die bekannt sind als Subcodierungen, welche sich beispielsweise auf die logische Organisation der Hauptdaten, deren Anordnung auf dem Band bestimmte Aufzeichnungsparameter (wie etwa die Formatidentität, Bandparameter usw.) und Bandeinsatzhistorie beziehen. Die Spuren enthalten auch Synchronisationsbytes ("sync bytes"), um es zu ermöglichen, die Datenbyte-Grenzen zu identifizieren, und die zum Einsatz kommen, Zeitgebersignale zu erzeugen zur Steuerung der Bandbewegung usw. Am Beginn und am Ende einer jeden Spur sind Randbereiche vorgesehen und es findet sich ein Präambel-Block zwischen dem Anfangsrand und dem Hauptdatenbereich.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 werden die auf dem Band 10 gespeicherten Daten durch einen Lesekopf 12 auf der Haupttrommel gelesen und das Signal geht über einen Drehtransformator 14 an einen Verstärker 16 über und dann auf ein Filter 18 zur ungefähren Eingangsanpassung an ein kombiniertes PR-1-Target. In der Praxis wird ein Differentialsignal von dem Lesekopf genommen anstelle der Erdung eines Endes. Die Fig. 1 zeigt jedoch gerade eine Signalleitung. Das Signal wird dann einer automatischen Verstärkungssteuerungs (AGC)-Schaltung 20 zugeführt zum Etablieren und Stabilisieren der +2- und -2-Amplituden des Drei-Niveau- Signals, welches von dem Filter und Integrator 18 empfangen wird. Das Signal von der AGC-Schaltung 20 wird einer Phasensperrschleife (PLL) 22 zugeführt zur Rückgewinnung eines Taktsignals und wird auch einem adaptiven Filter zugeleitet, welcher hier als Vorschubentzerrer oder -angleicher (FFE) 24 bezeichnet wird, welcher eine adaptive Angleichung an ein kombiniertes PR-1-Target bereitstellt, so daß das gesamte Kanalfrequenzansprechen angepaßt ist an die Charakteristik eines idealen PR-1-Teilansprechkanals. Das gefilterte Signal wird einem Analogzu-Digital-Konverter (ADC) 26 zugeführt, welcher eine digitalisierte Version des gefilterten Signals erzeugt, zur Zuführung zu einem Viterbi-Detektor 28. Der Ausgang des Viterbi-Detektors 28 ist ein NRZI-codierter Datenstrom. Bei anderen Ausführungsformen kann der Vorschubanpasser 24 nach dem Analog-zu-Digital- Konverter angeordnet sein anstatt davor.
Es soll nun auf Fig. 2 Bezug genommen werden, wobei das automatische Verstärkungssteuersystem in größerem Detail dargestellt ist und die beiden Differential-Signalleiten sind sichtbar.
Beim Betrieb dient das automatische Verstärkungssteuersystem dazu, dem FFE 24 eine konstante Signalamplitude zur Verfügung zu stellen, innerhalb einer spezifizierten nominalen Amplitude. Bei einem idealen Betrieb soll sich diese Amplitude nicht verändern über die Länge irgendeiner Spur oder zwischen den Spuren des gleichen Azimuth. Innerhalb der Grenzen eines spezifischen absoluten Verstärkungsfehlers spielt es keine Rolle, welches die Signalamplitude ist, solange sie im wesentlichen konstant bleibt. Die Variation der Amplitude der VGA 32 während irgend eines Übergangsverhaltens der AGC-Steuerschleife muß gesteuert werden innerhalb eines zuvor eingestellten relativen Verstärkungsfehlers, der viel kleiner ist als der absolute Verstärkungsfehler. Die aufgezeichnete Spur umfaßt Zonen unterschiedlicher Spektralcharakteristika. Die wichtigsten dieser Zonen sind die Präambel-Bereiche und die Zufallsdatenbereiche. Für einen idealen Betrieb stromabwärtig von dem AGC-Block 20 muß das AGC-System als Ganzes genommen immun sein gegenüber Änderungen im Frequenzspektrum. Die relative Amplitudentoleranz darf nicht überschritten werden auf keiner Seite der Grenze zwischen den Präambelbereichen und den Zufallsdatenbereichen.
Das Signal wird auf der Leitung 30 dem Spannungsverstärker (VGA) 32 zugeleitet und der Ausgang läuft über einen Ausgangstreiber 34 weiter zum ADC 26 oder FFE 28 (in Fig. 2 nicht dargestellt). Eine Rückkopplungsschleife 36 mit einem Verstärker 38, ein Niedrigpaßfilter 40 sowie Summierer 42 sind für die Gleichstromabweichsteuerung vorgesehen. Der Ausgang von dem Ausgangstreiber 34 läuft auch zu einem gemeinsamen Einspitzendetektor 44, welcher Spitzen in dem Ausgangssignal erfaßt. Der Ausgang des Spitzendetektors 44 wird zusammen mit einem Targetwert von einem Digital-zu-Analog-Konverter (DAC) 46 einem betrieblichen Überleitungsverstärker (OTA) 48 (VGA-Steuerspannung) zugeleitet als Komparator.
Der Ausgang des Verstärkers 48 (die VGA-Steuerspannung) wird einer Verstärkungssteuerung 50 zugeführt, die das Verstärkungssteuersignal dem VGA 32 zuleitet. Die Verstärkungssteuerschleife, die definiert wird durch die Spitzenerfassungsschaltung 44, den Verstärker 48 und die Verstärkungssteuerung 50, besitzt eine relativ kurze Ansprechzeit.
Der Ausgang des Verstärkers 48 wird auch einem Vorverstärker 52 und einem Riegelkomparator 54 zugeführt, der eine Messung VGA1 der VGA-Steuerspannung aufspürt bei oder unmittelbar vor der Schnittstelle zwischen dem Präambelbereich und dem Hauptdatenbereich, worauf diese gehalten wird. Eine zweite Messung VGA2 der VGA-Steuerspannung wird eine Anzahl von Kanalbits später genommen (beispielsweise am Beginn des Hauptdatenbereiches). Ein direkter Vergleich von VGA1 und VGA2 ergibt, ob die Verstärkung des Spannungsverstärkers 32 angestiegen oder abgesunken ist beim Übergang zwischen dem Präambelbereich und dem Zufallsdatenbereich. Basierend auf dieser Information wird ein geeigneter Zähler 60; 62, welcher das Präambel-Target für den Spitzendetektor der entsprechenden Spur A oder B hält, erhöht oder erniedrigt. Die Einstellung des Präambel-Targets wird aktiviert und deaktiviert über die Leitung 64. Ein Register 65 hält einen konstanten Wert für das Zufallsdaten-Target für den Spitzendetektor 44 unter allen Bedingungen. Das Ansprechen der Target- Steuerschleife ist langsamer als das der Verstärkungs-Steuerschleife.
Nach einer Eingangs-Trainingsperiode hat sich das Präambel-Target angepaßt zum Abgleichen der VGA-Steuerspannungen unmittelbar vor und nach der Schnittstelle zwischen dem Präambel-Bereich und dem Hauptdatenbereich, getrennt für die Spuren A und B, wobei die jeweiligen Target-Werte in Zählern 60 und 62 festgehalten werden, bereit für die nächste Spur.
Somit wird bei dieser Schaltung das unterschiedliche Ansprechen eines einfachen Spitzendetektors 44 hinsichtlich der Präambel- und Zufallsdaten adaptiv auskalibriert. Die Präambel-Targetzähler 60 und 62 sind sättigende Zähler, die nicht überfließen oder unterfließen und somit wird, wenn man laufend seine maximale Zählung hält und ein Anstieg gefordert ist, die maximale Zählung aufrecht erhalten. In ähnlicher Weise wird, wenn die minimale Zählung gehalten wird und eine Abnahme gefordert ist, die minimale Zählung aufrecht erhalten.
Die Bandbreite oder Ansprechzeit der Target-Steuerschleife kann eingestellt werden zwischen Sollwerten durch die Einstellung des Bandbreitenmodus des OTA- Verstärkers 48 an der Leitung 50. Die Präambel-Bereiche der Spuren A und B sind vorgesehen, um es der Taktzurückgewinnungsschleife und der AGC-Schleife zu ermöglichen, ein schnelles Anschließen an Daten bekannter Eigenschaften zu erreichen, und dementsprechend sind die Bereiche kurz. Die Bandbreite des AGC-Systems wird hoch ausgewählt zu Beginn des Präambel-Bereichs, um dieses schnelle Anschließen zu ermöglichen. Nachdem ein grobes Einstellen der Amplitude erzielt worden ist, kann ein mittlerer Bandbreitenmodus an der Leitung 50 ausgewählt werden, bis eine akkurate Verstärkungsamplitudenausrichtung erzielt ist. Dann wird ein niedriger Bandbreitenmodus ausgewählt vor der Ankunft der Zufallsdaten, so daß eine exzessive Signalmodulation durch die VGA-Steuerspannung vermieden wird.
Durch diese Anordnung kann die Verstärkung hinreichend genau gesteuert werden für den weiteren Verfahrensablauf.
Unter Bezugnahme auf Fig. 3 wird nach dem Durchlaufen des AGC-Blockes 20 das Signal an FFE 24 gelegt. FFE 24 umfaßt ein endliches Impulsansprech-(FIR)- Filter 66, eine Bank 68 von Koeffizienten-Kondensatoren 69, sowie eine Schaltung 70 zur Anpassung der Koeffizienten für die Reduzierung des Fehlers zwischen dem Ausgang an der Leitung 72 und Bezugswerten, die erzeugt werden durch den Bezugsgenerator 74.
Das Signal von dem AGC-Block 20 wird in den FIR-Filter 66 eingegeben an einer angezapften Verzögerungsleitung 76 mit Verzögerungsschaltungen 78, die parallel aufeinanderfolgend verzögerte Versionen des Einganges erzeugen. Die Mehrheit der Schaltungselemente innerhalb des FFE 24 können in geschaltete Kondensatortechnologie implementiert werden. Der Eingang bei 76 des FIR-Filters 66 wird überprüft durch Aufladen eines Kondensators zur Taktzeit, bestimmt durch die Phasensperrschleife (PLL) 22. Diese Ladung wird dann von einem Kondensator zum anderen bei Bit-Zeiten geführt zur Bildung einer Verzögerungsleitung. Der Ausgang einer jeden Stufe entlang der Verzögerungsleitung wird multipliziert durch einen Multiplizierer 79 durch einen entsprechenden Gewichtungskoeffizienten von dem zugeordneten Koeffizientenkondensator 69, und alle gewichteten Ausgänge werden summiert durch den Summierer 80, um den digitalen Filterausgang an der Leitung 72 zur Verfügung zu stellen.
Die Koeffizienten im Register 68 werden wiederholt angepaßt, um das Signal zum Geräuschverhältnis (SNR) zu maximieren in dem angeglichenen Analogsignal an der Leitung 62 zu den Bit-Überprüfungszeiten, die definiert werden durch die Phasensperrschleife 22 während des Frequenzansprechens des Kopfes und des Bandes, oder wenn die Kopf-Band-Kontaktbedingungen sich verändern (entweder bei der Herstellung oder während des Betriebes).
Beim DDS-3-Modus wird das PR-1-Eingangssignal normalerweise in etwa spektral geformt durch das Filter 18 und besteht aus drei Niveaus (+2, 0, -2). In diesem Fall werden in dem Anpaßblock 70 die Koeffizienten in einem Algorithmus der kleinsten Quadrate (LMS) angepaßt unter Einsatz eines Fehlersignals, bei welchem es sich um die Differenz zwischen dem FIR-Filterausgang und dem nächsten Drei- Niveau-Nominalsignalniveau handelt, welches durch den Bezugsgenerator 74 zur Verfügung gestellt wird. Das Fehlersignal wird parallel zu den entsprechenden Multiplizierern 82 geführt, zusammen mit dem angezapften und verzögerten Eingangssignal und dieses wird verwendet zur Anpassung eines jeden der Koeffizienten in den Koeffizientenkondensatoren 69.
Im DDS-3-Modus wird das abgeglichene Signal überwacht bei 84, um zu bestimmen, ob es ein +2-, 0- oder -2-Singal ist, unter Einsatz eines Bezuges von dem Bezugsgenerator 74. Der Bezugsgenerator 74 führt ein Spaltniveau-Signal von ± 1 zu, welches der Entscheidungsblock 84 benutzt, um zu entscheiden, ob das Signal ein +2-, 0- oder -2-Signal ist. Der Entscheidungsblock bewirkt dann, daß der Bezugsgenerator 74 ein entsprechendes +2, 0, -2-Nominalniveau dem Fehlersummierer 75 zuführt, der auch das Filterausgangs-Signal empfängt, um ein Fehlersignal zu erhalten, welches dem Multiplizierer 82 zugeführt wird. Das Ausmaß der Anpassung kann geändert werden zwischen Sollwerten (typischerweise 6) für das Signal (usig) und den Gleichstromkoeffizienten (udc) an den Multiplizierern 86 und 88.
Dem FFE 24 muß keine Anpassung gestattet werden in den Präambel- oder Randbereichen der Datenspuren A und B, da es rasch zu einer Fehlanpassung führen würde, von der optimalen Koeffizientengruppe für den Willkürdatenbereich weg. Der Beginn und das Ende des Hauptdatenbereiches werden normalerweise vorausgesagt durch eine Datenrückgewinnungs-Statusvorrichtung, die eine Kombination von Takt und intelligenten Entscheidungen einsetzt, basierend auf dem Aufbau der Daten auf dem Band und dem Wissen des gelesenen Formates unter Verlaß u. a. auf den Präambel-Detektor 23 (Fig. 1). Bei dem Präambel-Detektor 23 kann es sich um einen solchen herkömmlichen Typs handeln, und zwar typischerweise in der Form eines angepaßten Filters, angepaßt auf den reinen sinusförmigen Ton in dem Präambel-Bereich, wobei ein hoher Ausgang zugeführt wird, wenn das Signal den charakteristischen sinusförmigen Ton enthält. Der Ausgang des Präambeldetektors 23 wird der Statusvorrichtung 21 zugeführt, die die Target- Schaltung steuert für die A- und B-Präambel sowie die Hauptdaten-Targets im AGC 20, wie auch die Auswahl der A- und B-Spurkoeffizienten in dem Vorschubentzerrer 24, wie nachfolgend noch zu beschreiben ist.
Die Spektralcharakteristika von den Spuren A und B unterscheiden sich und die Kondensatoren 69 speichern getrennte Koeffizienten für die Spuren A und B, wobei eine entsprechende Gruppe von Koeffizienten auf die FFE-Kondensatoren 69 geschrieben wird am Anfang einer jeden Spur.
Die Vorrichtung umfaßt eine Gruppe von Koeffizientenregistern (nicht dargestellt) entsprechend den Koeffizientenkondensatoren 69. Die Werte, die auf den Kondensatoren 69 gehalten werden, können bearbeitet werden durch einen A-D- Konverter und in dem Koeffizientenregister gespeichert werden. Zur Wiederherstellung der Koeffizienten am Beginn einer jeden Spur können sie bearbeitet werden durch einen digitalen Zeitlogkonverter und dann den Kondensatoren zugeführt werden. Dementsprechend sieht eine typische Frequenz wie folgt aus:
1. Die Inhalte der A-Koeffizientregister werden auf die FFE- Koeffizientkondensatoren 69 geschrieben.
2. FFE paßt diese Koeffizienten über die A-Spur an, entsprechend dem Anpassungsprozeß implementiert durch den Block 70.
3. Die angepaßten Werte des FFE-Koeffizientenkondensators 69 werden digitalisiert und in dem A-Koeffizientenregister gespeichert und die Inhalte der B-Koeffizientenregister werden auf die FFE-Koeffizientenkondensatoren 69 geschrieben.
4. FFE paßt diese Koeffizienten über die B-Spur an, entsprechend dem Anpassungsprozeß, implementiert durch den Block 70.
5. Die angepaßten Werte des FFE-Koeffizientenkondensators 69 für die B-Spur werden digitalisiert und in dem B-Koeffizientenregister gespeichert.
Es ist jedoch herauszustellen, daß man auch verschiedenen anderen Routinen folgen kann. Beispielsweise kann jede Spur ihre eigene Standardgruppe von Koeffizienten besitzen, die in die Koeffizientenkondensatoren hineingeladen werden am Beginn der Spur, unabhängig von den angepaßten Koeffizientenwerten am Ende der vorangehenden Spur dieses Azimuth. Alternativ können die Koeffizientenkondensatoren beladen werden mit angepaßten Werten, die über eine Teilstrecke durch die vorangehende Spur dieses Azimuth entnommen sind. Die Position, an welcher die Koeffizienten entnommen werden, kann optimiert werden, entsprechend den Vorrichtungsanforderungen, um die beste Anpassung zur Verfügung zu stellen. Wenn beispielsweise die Spur gekrümmt ist, kann des am besten sein, die Koeffizienten in etwa nach der halben Strecke entlang der Spur zu entnehmen. Für jeden Aufbau der Vorrichtung kann die optimale Position empirisch bestimmt werden, worauf dann die Produktionsvorrichtungen programmiert werden, um die Koeffizienten an diesem Punkt zu entnehmen. Es würde auch möglich sein, die A- und B-Koeffizienten an unterschiedlichen Punkten zu entnehmen.
Somit können die angepaßten Filterkoeffizienten von den minimalen Fehlerbereichen der Lesevorgänge für die vorangehende A-Spur eingesetzt werden als Ausgangsgruppe der Koeffizienten für die nächste A-Spur und das gleiche Verfahren kann auf die B-Spur-Koeffizienten angewandt werden. Um ein Überstrahlen in das Ende der Spur Nichtlinearitäten zu vermeiden, kann eine "Schnappschuß- Zeitgeber"-Anordnung eingesetzt werden, um die Koeffizientenwerte zu einer vorbestimmten Zeit herauszunehmen nach dem Start des minimalen Fehlerteils eines Lesebetriebs.
Gemäß einer Ausführungsform können aufeinander folgende Gruppen von Koeffizienten für eine gegebene A- oder B-Spur gemittelt werden über viele Spuren und eingesetzt werden als Ausgangsgruppe der Koeffizienten für die nächste A- bzw. B-Spur. Dies hat den Vorteil, daß es möglich ist, dann rasch innerhalb einer Spur anzupassen aber langsam über mehrere Spuren. Dies kann am leichtesten in einem digitalen Schema implementiert werden.
Gemäß einer besonderen Ausführungsform sind in jeder der A- und B-Spurenkoeffizientengruppen 13 Signalkoeffizienten und ein Gleichstromkoeffizient.
Wenn der FFE 24 anpaßt, während er einen Ausfall im Lessignal erfährt, dann können die FFE-Koeffizienten fehl angepaßt werden in einem Status, aus welchem sie sich nicht erholen können. Um diesem entgegenzuwirken ist ein automatischer Neustartmechanismus eingebaut. Wenn der Mittelkoeffizient unter einen programmierbaren Schwellenwert (z. B. 50%) fällt, werden alle Koeffizienten in eine Fehlergruppe von Werten gedrückt, z. B. ein Einheitsschrittimpulsansprechen, bei welchem der Mittelsignalkoeffizient mit der Einheit 1 beladen wird, während die verbleibenden Signalkoeffizienten auf Null gedrückt werden. Von diesem Startpunkt ausgehend gestattet man es dem FFE 24, die Anpassung fortzusetzen.
Entweder paßt er erneut fehlerhaft an, oder er führt zum korrekten Target, wenn der Ausfall ein zurückgewinnbares Signal enthält.
Somit wird bei der erläuterten Ausführungsform der Mittelkoeffizient einem Komparator 90 zugeführt, welcher diesen vergleicht mit einem Wert eines Sollbezugswertes von dem Bezugsgenerator 91, wobei eine "Kickstart"-Routine implementiert wird, um die Fehlergruppe der Koeffizienten zu forcieren, wenn der Mittelkoeffizient unter einen Wert abgefallen ist, welcher in der Praxis wahrscheinlich dazu führt, daß die Koeffizienten sich auf einen unkorrekten Status stabilisieren.
Im Spurkreuzmodus, in welchem die Spur auf dem Band nicht ausgerichtet ist auf den Abtastweg des Lesekopfes, läuft das Kopfausgangssignal zwischen gutem und schlechtem SMR vielfach pro Abtastvorgang hin und her und in dieser Situation kann die Anordnung gemäß Fig. 3 das Ausmaß an zurückgewonnenen Daten erhöhen.
Es ist herauszustellen, daß eine große Anzahl von stabilen angepaßten Zuständen der FFE-Koeffizienten möglich ist, aber nur eine kleine Gruppe hiervon sind in diesem Schema nützlich. Die oben beschriebene Technik untersucht nur den Mittelkoeffizienten und kann dementsprechend nicht alle möglichen unerwünschten Zustände erfassen. Es leuchtet jedoch ein, daß die Technik auf die Überwachung anderer Koeffizienten erstreckt werden kann, zusätzlich oder anstelle des mittleren, und es können auch unterschiedliche Fehlergruppen von Koeffizienten forciert werden. Es können auch Bereiche anstatt einzelner Grenzen überwacht werden.
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 muß die Phasensperrschleife 22 den Bit-Takt von der Rücklesewellenform zurückgewinnen unter verschiedenen unterschiedlichen Bedingungen. Im wesentlichen muß die Phasensperrschleife 22 die Frequenz und Phasensperrung aufnehmen am Beginn einer Spur und dann den Bit- Frequenzvariationen folgen, die verursacht werden durch Kopf/Band-Geschwindigkeitsschwankungen mit einem tolerierbaren Phasenfehler.
In groben Zügen umfaßt die Phasensperrschleife 22 einen Phasendetektor 92, ein Schleifenfilter 94 sowie einen Phasenakkumulator 96, dessen Ausgang eingesetzt wird, um ein entsprechendes Taktsignal auszuwählen aus einer Reihe, die verfügbar ist von einem Systemtakt einer angezapften Verzögerungsleitung 98.
Das Eingangssignal ist einer automatischen Verstärkersteuerung bei AGC 20 unterworfen worden, so daß die Nominalniveaus bei 2-, 0-, -2-Einheiten liegen sollten. Zwei Eingangskomperatoren 100, 102 warten auf Zeiten, wenn das Eingangssignal einen +/-1 Einheits-Schwellenwert (in etwa) überkreuzt. Die Zeiten dieser Schwellenwertüberkreuzungen werden dann verglichen mit der laufenden Taktzeit (Systemlesetakt), um den Phasenfehler zu bestimmen. Der Phasenfehler wird digital codiert (z. B. -4, -3, -2, -1, 1, 2, 3, 4 in Abhängigkeit von Vorzeichen und Größe des Phasenfehlers) und an das Phasenfilter 94 weitergeleitet.
Beim Phasenfilter 94 wird der (digitale) Phasenfehler gefiltert unter Einsatz von zwei Multiplizierern 104, 106 und eines Akkumulators 108. Beim oberen Filterweg wird der Phasenfehler multipliziert durch eine Konstante Kp. Beim unteren Filterweg wird der Phasenfehler multipliziert mit einer Konstante Ki und das Ergebnis wird akkumuliert durch den Ki-Akkumulator 108. Das akkumulierte (Ki)-Ergebnis und das direkte (Kp)-Ergebnis werden miteinander addiert bei einem Addierer 110 und dem Phasenakkumulator 96 zugeleitet.
Der Phasenakkumulator 96 integriert den Ausgang des Schleifenfilters 94. Die oberen vier Bits des Phasenakkumultorausganges wirken als "Zeiger", an welchem die sechzehn verzögerten Versionen des externen Systemtaktes verfügbar sind an der Verzögerungsleitung 98 und kommen zum Einsatz als Systemlesetakt (z. B. der Takt, der an das Eingangssignal angebunden ist).
Wenn somit das Eingangssignal außer Phase gerät mit dem Systemlesetakt bauen sich Phasenfehler auf zu einem großen Wert am Ausgang zum Schleifenfehler 94, was bewirkt, daß der Phasenakkumulator 96 ansteigt und eventuell die oberen vier Bits an seinem Ausgang ändert, worauf dann eine verzögerte Version des Systemtaktes ausgewählt wird, welcher näher in Phase zum Eingangssignal liegt.
Unter Bezugnahme in größerem Detail auf die Anordnung sind, um eine Optimierung des Fehlerausmaßes in dem Endprodukt bereit zu stellen, die Schleifenfilterparameter programmierbar und es wird eine Schleife zweiter Ordnung angenommen. Zusätzlich ist die Schleifenbandbreite in Echtzeit schaltbar zwischen zwei vorprogrammierten Werten. Dies dient dazu, die Präambel-Zonen am besten auszunutzen für eine Aquisition, und dabei nach wie vor ein niedriges Phasenzittern in dem Datenbereich aufrecht zu erhalten. Die Phasensperrschleife 22 muß in der Lage sein, die Phasensperrung zurückzugewinnen, nachdem das Signal ausfällt, was eintritt während des normalen Rückspielens einer Spur.
Der zurückgewonnene Lesetakt treibt den FFE 24, den ADC 26 und den Viterbi- Decoder 28 und muß somit robust sein. Vorzugsweise soll die Phasensperrschleife 22 in der Lage sein, in den DDS-1 /2- oder DDS-3-Formaten zu laufen. DDS-1- oder 2-Formate führen zu einem Niedrignievau-Signal, bei welchem die Bit-Probenzeit in Augenmitte liegt. Hier untersucht der Phasendetektor 92 typischerweise nach Nullüberquerungen, wobei diese Methode einfach und relativ unempfindlich gegenüber Amplitudenvariationen ist.
Im DDS-3-Format führt das Lesen des Formats zu einem Drei-Niveau-PR-1- Signal. In diesem Fall kann der Phasendetektor 92 nicht einfach Nullüberkreuzungen untersuchen, ohne einen großen Teil des einkommenden Signals zu disqualifizieren. Ein Schwellenwertkreuzungsschema ist erforderlich (in etwa +1, -1).
Somit enthält der PLL 22 einen Schwellenwert-Kreuzungszeit-Phasendetektor 92, dessen Ausgang aufgeteilt ist in diskrete Schritte. Im DSS-1- oder 2-Modus spricht der Phasendetektor auf Null-Kreuzungen an, während im DDS-3-Modus er auf Halbnominal-Signalniveaukreuzungen anspricht.
Die Fig. 4 zeigt zwei (konzeptuelle) Wege durch den Phasendetektor 92, wobei das Eingangssignal (vom AGC 20) verglichen wird bei 100, 102 mit jedem der Halbnominal-Signalniveau-Schwellenwertniveaus (positiv und negativ). Die Zeiten der Schwellenwertkreuzungen in dem hereinkommenden Signal werden verglichen am Komparatorausgang-Probennehmer 116 mit acht gleichmäßig beabstandeten (1/8 geschaltete Periode) Phasen des Ausgangstaktes (abgeleitet von der 16 Anzapfverzögerungsleitung 98) und am Schleifenphasencodierer 118 zur Stromausgangsphasenauswahl. Die quantisierte Phase wird dann direkt bestimmt durch den Schleifenphasenselektor 120 von zwischen welchen der acht Ausgangstaktphasen die Eingangskreuzung fällt.
Beim DDS-1- oder 2-Modus wird das Eingangssignal verglichen mit einem einzigen nominalen Null-Niveaubezug und es wird nur der obere (konzeptuelle) Signalweg in Fig. 4 benutzt. Im DDS-3-Modus werden die Halbnominal-Signalschwellenwerte abgeleitet von den Phasendetektorschwellenwert-Bezugsregistern 112, 114, die die DAC-Bezüge programmieren auf die AGC-Willkürdaten-Target- DAC-Bezüge. Diese Anordnung gestattet es, daß die AGC-Targets und die PLL- Phasendetektorbezüge unabhängig optimiert werden können.
Der quantisierte Phasenausgang vom Schleifenphasenselektor 120 wird dann auf ein digitales Schleifenfilter 94 gegeben mit einem Kp (proportional) und einem Ki (integral) Term. Zur Erläuterung ist der Phasendetektor 92 dargestellt als ein Vier- Bit-Bus (der den Status {-4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3, 4} codiert) und die Multiplizierer 104, 106 Ausgänge als Acht-Bit-Bus. Die Kp- und Ki-Multiplizierer besitzen typischerweise die folgenden Bereiche:
Kp-Bereich = 0..........................................31
Ki-Bereich = 0........................................... 31
Multiplizierer-Ausgang = -124..................124.
Der Ki-Multiplizierer 106 beschickt den Ki-Akkumulator 108, der in diesem Beispiel den folgenden Bereich besitzt:
Ki-Akkumulator-Bits = 12
Ki-Akkumulator-Bereich = -2048..........................2047.
Der Ki-Akkumulator 108 integriert die einkommenden Ki-Multiplizierer-Ausgänge, wobei jedoch nur die signifikantesten acht Bits von dem Akkumulator bei 110 den acht Bits von dem Kp-Multiplikator 104 hinzugezählt werden und dann beschickt werden zum (am wenigsten signifikanten) Ende des Phasenakkumulators 96.
Somit kann das Schleifenfilter 94-252...................252 an den Phasenakkumulator 96 pro Bit-Periode anlegen. Die beiden programmierbaren Paare von Kp- und Ki- Werten sind verfügbar in den Registern 105, 107, um auf die Schleife eine schnelle oder langsame Zeitkonstante zu übertragen, die ausgewählt werden kann über eine Statusvorrichtung in Übereinstimmung mit den Systemanforderungen.
Die Ki-Akkumulator 108 ist ausgebildet, daß er programmiert werden kann, wenn die Umstände anzeigen, daß er die Phasenverriegelung verloren hat oder in Gefahr ist diese zu verlieren. Beispielsweise kann die Präambel-Bereichs-PLL- Frequenz initialisiert sein. Während eines sog. "Trickmodus" kann eine Frequenzabweichung eintreten, wenn bei schneller Vorwärtsbandbewegung die Mittelfrequenz der A-Spuren niedriger und die B-Spuren höher sind (oder umgekehrt bei umgekehrter Bandbewegung). Außerdem kann der Ki-Akkumulator 108 überfließen entweder positiv oder negativ, was anzeigt, daß die Mittelfrequenz außerhalb eines akzeptablen Bereiches liegt. Darüber hinaus kann der Ki-Akkumulator 108 erneut zentriert werden, wenn die FFE-Koeffizienten-"Kickstart"-Routine, die zuvor erwähnt wurde, aktiviert worden ist. Dieser Zustand zeigt an, daß ein Bandausfall oder eine andere Störung des Signals vorliegt, was andeutet, daß der PLL wahrscheinlich seine Phasenverriegelung verliert.
Unter diesen Bedingungen werden die signifikantesten Bits des Ki-Akkumulators 108 beladen mit den Inhalten eines variablen Phasenoszillatorfrequenz- Verschiebungsregister 109, welches im wesentlichen die Frequenz erneut zentriert auf einen Fehlerwert. Beispielsweise kann die Frequenz wieder zentriert werden auf diejenige, mit welcher der PLL 22 begann die laufende Spur zu lesen.
Der digitale Phasenakkumulator 96 summiert den Ausgang des Schleifenfilters 94 und nutzt die vier signifikantesten Bits zur Auswahl einer Ausgangstaktphase von der 16 Anschluß-Verzögerungsleitung 98, die selbst phasenverriegelt ist mit dem System-Bit-Frequenztakt. Die sechzehn System-Taktphasen von dieser Verzögerungsleitung 98 werden ebenfalls genutzt durch den Komparator-Ausgangsprüfer 116 im Phasendetektor 92 zur Durchführung der Taktgebung der Schwellenwertkreuzungen. Die Anzahl der Bits, die vom Schleifenfilterakkumulator 108 zum Phasenakkumulator 96 geführt werden, bestimmt den maximal gehaltenen Frequenzfehler der unterstützt werden kann. Der Phasenakkumulator 96-integriert den Ausgang des Schleifenfilters 94 (die Summe des Kp- und Ki-Terms). Die signifikantesten vier Bits werden verwendet zur Auswahl der Phase des System- Taktes von der angezapften Verzögerungsleitung, verwendet als laufende Taktphase.
Der Phasenakkumulatorausgang 96 wird in diesem Beispiel repräsentiert als 12- Bit-Zahl, die betrachtet werden kann als einfacher vorzeichenloser Auf-Ab-Zähler. Wenn somit positive Schleifenfilterausgänge angelegt werden, zählt der Akkumulator aufwärts bis er 4095 erreicht und schlägt dann um auf Null. Wenn in entsprechender Weise negative Schleifenfilterausgänge angelegt werden, zählt er abwärts bis er Null erreicht und schlägt um auf 4095. Unter diesen Bedingungen steigen die vier signifikantesten Bits einfach an von 0......... 15 und schlagen dann wieder um auf Null, so daß progressiv spätere Phasen des System-Taktes ausgewählt werden als Ausgangstakt.
Die angezapfte Verzögerungsleitung 98 besitzt sechzehn in gleichmäßigem Abstand angeordnete Zapfstellen und wird mit dem System-Takt beschickt. Konzeptuell werden die Verzögerungen derart eingestellt, daß der Ausgang der sechzehnten Zapfstelle zusammenfällt mit der nächsten System-Taktperiode (wobei die System-Taktfrequenz sich für die verschiedenen Betriebsmodi des Kanals unterscheidet).
Ein statischer Phasenverschiebungswert von einem Register 122 wird beim Summierer 124 inkorporiert, welcher einen Ausgang zum Taktselektor 126 zur Verfügung stellt, welcher ein entsprechendes Taktsignal von der angezapften Verzögerungsleitung 98 auswählt. Es gibt zwei Kontributoren zur Notwendigkeit für eine statische Phasenverschiebung zwischen der Phase, auf welche die Schleife verriegelt ist, und der Taktphase, die an den Ausgang 128 angelegt wird, die benutzt wird durch den FFE 24 und den ADC 26. Zunächst entnimmt der FFE 24 an den Bit-Zentren, während sich der PLL 22 an den Bit-Kanten anlegt, wo sich die Übergänge befinden. Als zweites gibt es unbekannte Schaltungswegverzögerungen zwischen der Phasenmeßschleife und dem Punkt, an welchem der Takt im FFE zum Einsatz kommt. Dementsprechend wird das Phasenverschiebungsregister programmiert mit einer Vier-Bit-(vorzeichenlosen) Zahl, die zu den vier signifikantesten Bits des Phasenakkumulators hinzugezählt werden zur Auswahl der Taktphase, die an den FFE 24, den ADC 26 und den Rest des Systems gelegt wird, jedoch nicht die Taktphase des PLL internen Taktes, der ausgewählt wird durch den Taktselektor 130.
Obwohl die Ausführungsformen der Fig. 1 bis 4 beschrieben wurden unter Bezugnahme auf ein erprobtes Analogschema, wurde dieser Aufbau auch in digitaler Form implementiert und die Erfindung erstreckt sich ebenfalls auf solche digitalen Implementationen.
Aufmerksamkeit wird gerichtet auf die gleichzeitig schwebenden und am gleichen Tage hinterlegten Anmeldungen Nr. 96306941.4 (Publikations-Nr. EP-A-0831480); 06306940.6 (Publikations-Nr. EP-A-0831983 und 96306938.0 (Publikations-Nr. EP-A-0831478).

Claims

1. Vorrichtung zum Abrufen von Benutzerdaten, welche auf einem Speichermedium in Form eines Magnetbandes als Abfolge von Spuren unterschiedlichen Azimuts gespeichert sind, wobei die Vorrichtung folgendes umfaßt: jeweilige Leseköpfe (12) zum jeweiligen Lesen einer entsprechenden Azimut-Spur und

einen adaptiven Equafizer (24) zum Angleichen der von den Leseköpfen (12) gelesenen Signale (A,B), wobei der Equalizer (24) folgendes umfaßt: ein Koeffizienten-Speichermittel (96) zum Speichern eines Satzes von Filterkoeffizienten für das von den Spuren eines Azimuts (A,B) gelesene Signal, und einen Satz Filterkoeffizienten für das von den Spuren des anderen Azimuts (A,B) gelesene Signal,

ein adaptives Filter (66) zum Anwenden der Angleichung auf die von den Spuren unterschiedlichen Azimuts (A,B) gelesenen Benutzerdatensignale gemäß den Sätzen der adaptierenden Filterkoeffizienten, und Koeffizientenanpaßmittel (70), welches zum Anpassen jedes Satzes der Filterkoeffizienten während der Angleichung der Benutzerdatensignale einer jeden Spur in Abhängigkeit vom Ausgang des adaptiven Filters (66) ausgebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß

das Koeffizientenanpaßmittel (70) derart ausgebildet ist, daß es nach einem teilweisen Durchgang durch eine jede Spur in Abhängigkeit von den momentanen angepaßten Koeffizienten in dem Koeffizienten-Speichermittel (69) einen Satz Koeffizienten speichert, die zur Verwendung bei der Angleichung der nächsten Spur dieses Azimuts dienen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Koeffizientenanpaßmittel (70) derart ausgebildet ist, daß es in Abhängigkeit von einem minimalen Fehlerabschnitt der vorhergehenden Spur dieses Azimuts einen angepaßten Satz von Koeffizienten speichert.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Koeffizientenanpaßmittel (70) derart ausgebildet ist, daß es einen angepaßten Satz von Koeffizienten entsprechend denjenigen bei einem vorbestimmten Intervall nach Beginn der Spur speichert.

4. Vorrichtung nach wenigstens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Koeffizientenanpaßmittel (70) derart ausgebildet ist, daß es einen von einer Kombination von Koeffizientensätzen von mehreren vorhergehenden Spuren dieses Azimuts abgeleiteten Satz von Koeffizienten abspeichert.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombination einen Durchschnitt mehrerer Koeffizientensätze von Spuren dieses Azimuts umfaßt.

6. Verfahren zum Abrufen von Benutzerdaten, welche auf einem Speichermedium in Form eines Magnetbandes als Abfolge von Spuren unterschiedlichen Azimuts gespeichert sind, wobei die Benutzerdaten von jeweiligen Leseköpfen jeweiliger Azimute gelesen werden, folgendes umfassend:

Zuführen der Benutzerdaten an einen adaptiven Equalizer (24) mit einem adaptiven Filter (66) zum Angleichen der Benutzerdatensignale unter Verwendung jeweiliger Sätze von Filterkoeffizienten (A,B) in Abhängigkeit vom Azimut der Spur;

Anpassen der Filterkoeffizienten (A, B) während einer jeden Spur in Abhängigkeit vom Ausgang des adaptiven Filters (66), dadurch gekennzeichnet, daß

nach einem Teildurchgang einer jeden Spur ein Satz angepaßter Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von den momentanen angepaßten Filterkoeffizienten zur Verwendung beim Start der nächsten Spur desselben Azimuts gespeichert wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein angepaßter Satz von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von einem minimalen Fehlerabschnitt der vorhergehenden Spur abgespeichert wird.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem vorbestimmten Intervall nach Beginn der Anpassung der Filterkoeffizienten für eine gegebene Spur die Filterkoeffizienten zum Verarbeiten einer nachfolgenden Spur desselben Azimuts gespeichert werden.

9. Verfahren nach wenigstens einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß für jede Spur eines gegebenen Azimuts die Filterkoeffizienten von mehreren vorhergehenden Spuren dieses Azimuts kombiniert werden, um einen Satz Filterkoeffizienten für eine Spur dieses Azimuts zur Verfügung zu stellen.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten mittels Durchschnittsbildung kombiniert werden.