KR100610706B1

KR100610706B1 - Ｏｆｄｍ 방식의 수신 장치

Info

Publication number: KR100610706B1
Application number: KR1020040098473A
Authority: KR
Inventors: 요시다마꼬또
Original assignee: 후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date: 2004-08-04
Filing date: 2004-11-29
Publication date: 2006-08-09
Also published as: JP2006050253A; US20060029143A1; CN1731778A; EP1624633B1; US7526042B2; DE602004011208D1; JP4421416B2; KR20060013326A; DE602004011208T2; EP1624633A2; EP1624633A3; CN100518162C

Abstract

본 발명의 목적은 심볼간 간섭 및 캐리어간 간섭을 저감시키는 OFDM 방식의 수신 장치를 얻는 것이다. 이를 위해, 수신 장치는, 수신 신호 중 지연파의 일부, 또는 주파(主波) 및 지연파의 일부를 소정의 내용으로 수정하는 수단을 갖는 심볼간 간섭 억제 수단과, 수정 후의 지연파, 또는 수정 후의 주파 및 지연파를 포함하는 신호를 복조하고, 상기 복조된 신호를 채널 보상하여 가복조된 대상 심볼을 출력하는 가복조 수단과, 캐리어간 간섭 억제 수단을 갖는다. 캐리어간 간섭 억제 수단은, 수정 후의 지연파 중, 소정의 내용으로 변경된 부분을, 가복조된 대상 심볼로 재차 수정하는 제1 수단과, 수정 후의 주파 및 지연파 중, 소정의 내용으로 수정된 각각의 부분을, 가복조된 대상 심볼로 재차 수정하는 제2 수단과, 제1 수단 또는 제2 수단의 어느 하나를, 지연 프로파일에 기초하여 선택하는 선택 수단을 갖는다.

대상 심볼, 캐리어, 지연 프로파일, 선택 수단, OFDM

Description

ＯＦＤＭ 방식의 수신 장치{OFDM SYSTEM RECEIVER APPARATUS}

도 1은 심볼간 간섭을 제거하는 수신 장치의 부분 블록도.

도 2는 심볼간 간섭을 제거하는 양태를 설명하기 위한 설명도.

도 3은 주파 및 지연파의 하나의 서브캐리어 성분에 관한 설명도.

도 4는 심볼간 간섭 및 캐리어간 간섭을 제거하는 수신 장치의 부분 블록도.

도 5는 캐리어간 간섭을 제거하는 양태를 설명하기 위한 설명도.

도 6은 심볼간 간섭 및 캐리어간 간섭을 제거하는 수신 장치의 부분 블록도.

도 7은 캐리어간 간섭을 제거하는 양태를 설명하기 위한 설명도.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 부분 블록도.

도 9는 전환 위치 제어부의 동작을 도시하는 흐름도.

도 10은 선택부의 동작 예를 설명하기 위한 설명도.

도 11은 지수 감쇠 패스 모델에 의한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면.

도 12는 등이득 패스 모델에 의한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100 : 가드 인터벌 제거부

101 : 채널 추정부

102 : 감산부

103 : GI 초과 지연파 검출부

104 : ISI 복제 생성부

105, 205, 207 : 승산부

106, 107, 201 : 고속 푸리에 변환부

108, 202 : 채널 보상부

109, 203 : 고속 역푸리에 변환부

110 : 지연부

210 : 미수정의 주파

211 : 수정 후의 주파

213 : 재차 수정된 주파

220 : 지연파

222 : 수정 후의 지연파

224 : 재차 수정된 지연파

204 : ICI 복제 생성부

206, 264 : 가산부

262 : "0" 삽입부

802 : 선택부

804 : 지연 패스 재구축부

805 : 신호선

806 : 전체 패스 재구축부

808 : 다중화부

810 : 전환 위치 제어부

812 : 평균화부

본 발명은, 일반적으로 수신 신호의 복조 기술에 관련된 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multplexing) 방식의 수신 장치에 관한 것이다.

이 종류의 기술 분야에서 현재 검토되고 있는 광대역 무선 통신(차세대 이동 통신)에서는, 멀티 패스 전파 환경에 특별히 배려하여 시스템을 구축할 필요가 있다. 멀티 캐리어 변조 방식은, 소여의 전송 대역에 대하여 복수의 반송파(서브캐리어)를 사용하여, 신호를 병렬로 전송함으로써, 멀티 패스 전파 환경에서 특히 문제되는 주파수 선택성 페이징의 영향을 억제하고 있다. OFDM 방식은, 유효 심볼끼리의 사이에 가드 인터벌(GI : Guard Interval)을 부가한다. 이에 의해, 가드 인터벌 길이 이내의 멀티 패스 지연파에 대하여, 부호간 간섭을 효과적으로 억압하여, 등화를 이용하지 않고 복조하여, 멀티 패스 페이징에 효과적으로 대처하는 것이 가능하게 된다. 한편, 선행파에 대한 지연파의 지연량(지연 스프레드)은, 통신 환경에 의존하여 크게 서로 다르다. 예를 들면 그 지연량은 시가지에서 0.2 내지 2.0㎲ 정도였다고 해도, 산악지나 분지에서는 10 내지 20㎲에 달하는 경우도 있다. 따라서, 이러한 관점면에서는, 선행파에 이어서 도래하는 모든 지연파가, 가드 인터벌의 범주에 포함되도록, 가드 인터벌을 충분히 길게 설정해야한다.

그러나, 가드 인터벌은 용장 심볼이기도 하므로, 이것을 길게 설정하면서 전송 효율을 저하시키지 않기 위해서는, OFDM 심볼 전체의 길이를 증가시켜, 가드 인터벌과 유효 심볼 길이와의 비율을 일정 이상으로 유지할 필요가 있다. 그러나, OFDM 심볼 길이를 증가시키면, 우선 하나의 OFDM 심볼 기간 내에서 페이징이 일정하게 되어, 페이징에 대한 내성이 약해진다. 또한, OFDM 심볼 길이(Ts)의 증가에 의해, 서브캐리어 간격(Δf=1/Ts)은 작아지므로, 도플러 시프트에 대한 내성이 약해진다. 또한, 피크 대 평균 전력비도 증대하여, 비선형 왜곡에 의한 특성 열화가 발생하게 된다. 이 때문에, 가드 인터벌을 적절한 길이로 설정하고, 이것을 초과하여 지연되어 도래하는 지연파에 대해서는, 임의의 보상을 별도로 행하는 것이 일반적이다.

비특허 문헌1은, 사용 대역 전체에 영향을 주는 심볼간 간섭(ISI : Inter Symbol Interference)을 억압하기 위해, 복조 처리에서의 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform) 시에, 간섭을 야기하는 부분에 시간 영역에서 필터링을 행하고, 최대우도 계열 추정(MLSE : Maximum Likelihood Sequence Estimation)을 행하고 있다. 이 종류의 방법에 대해서는, 예를 들면 특허 문헌1에도 설명되어 있다.

<특허 문헌1> 일본 특개2003-218826호 공보

<비특허 문헌1> Suyama, et al., "An OFDM Receiver with Smoothed FFT- Window and RLS-MLSE for Fast Multipath Fading Environments with Large Delay Spread", IEEE 7th Int. Symp. on Spread-Spectrum Tech. & Appl., Prague, Czech Republic, Sept.2-5, 2002, pp. 353-357

그러나, 특허 문헌1이나 비특허 문헌1과 같은 방법에 따르면, 서브캐리어마다 M²개(M은, 변조 다치수)의 상태를 갖는 비터비(Viterbi) 등화기를 필요로 한다. 이 때문에, 수신 장치의 회로 규모, 연산량, 소비 전력, 코스트 등을 작게 하는 관점에서는, 이러한 방법은 불리하게 된다. 특히, 소형의 것을 필요로 하는 휴대용 통신 기기의 용도로서는 불리하게 된다.

또한, 이 종류의 방법에서는, 최대우도 계열 추정(MLSE)을 행함으로써, 신호점을 경판정(hard decision)하고 있으므로, 신호점의 확실성에 대한 우도 정보 또는 연판정(soft decision) 정보가 유효하게 활용되어 있지 않다. 따라서, 이 방법은, 오류 정정 기술을 충분히 활용할 수 없어, 수신 신호의 추정 정밀도의 관점면에서도 불리하다.

본 발명은, 상기의 문제점을 감안하여 이루어진 것으로, 그 과제는, OFDM 심볼의 가드 인터벌을 초과하여 지연되어 도래하는 지연파에 기인하는 심볼간 간섭(ISI)을 저감시키는 것이 가능한 수신 장치를 제공하는 것이다.

본 발명에서 사용되는 OFDM 방식의 수신 장치는,

수신 신호 내의 주파의 일부를 소정의 내용으로 수정하는 수단과, 수신 신호 내의 지연파의 일부를 소정의 내용으로 수정하는 수단을 갖는 심볼간 간섭 억제 수단과,

수정 후의 주파 및 수정 후의 지연파, 또는 미수정의 주파 및 수정 후의 지연파를 포함하는 신호를 OFDM 방식으로 복조하고, 상기 복조된 신호를 채널 보상하여 가복조된 대상 심볼을 출력하는 가복조 수단과,

캐리어간 간섭 억제 수단

을 갖는다. 상기 캐리어간 간섭 억제 수단은,

상기 수정 후의 지연파 중, 소정의 내용으로 변경된 부분을, 상기 가복조된 대상 심볼로 재차 수정하는 제1 수단과,

상기 수정 후의 주파 및 수정 후의 지연파 중, 소정의 내용으로 수정된 각각의 부분을, 상기 가복조된 대상 심볼로 재차 수정하는 제2 수단과,

상기 제1 수단 또는 상기 제2 수단의 어느 하나를, 지연 프로파일에 기초하여 선택하는 선택 수단을 갖는다.

본 발명의 일양태에 따른 OFDM 방식의 수신 장치는, 지연파 재구축법 또는 전체 패스 재구축법에 의해, 심볼간 간섭 외에도 이것을 제거함으로써 발생하는 캐리어간 간섭(ICI : Inter Carrier Interference)을 억제한다. 지연파 재구축법에서는, 수신 신호 내의 지연파 중, 대상 심볼에 인접하는 전(前) 심볼의 일부가, 소정의 내용으로 수정되고, 수정된 그 부분이, 가복조된 대상 심볼로 재차 수정된다. 전체 패스 재구축법에서는, 수신 신호 내의 주파 및 지연파 중, 복조 대상의 대상 심볼의 일부가, 소정의 내용으로 수정되고, 그 수정된 부분이, 가복조된 대상 심볼로 재차 수정된다. 이들의 방식 선택은, 지연 프로파일에 기초하여 선택된다.

이에 의해, 통신 환경에 적절한 방법으로 캐리어간 간섭을 억제할 수 있다.

본 발명의 일양태에 따르면, 수신 신호 내의 희망파 전력 및, 그 외의 비희망파 전력의 비율과 임계값이 비교되고, 비교 결과에 기초하여, 캐리어간 간섭 억제법이 선택된다. 예를 들면, 상기 비희망파 전력이, 수신 신호의 총 전력의 1/2를 하회하는 경우에, 지연파 재구축법이 선택된다. 또한, 수신 신호의 총 전력의 1/2를 상회하는 경우에, 전체 패스 재구축법이 선택된다. 이러한 전력값은 지연 프로파일로부터 즉시 얻어지므로, 본 발명을 실현하기 위한 부가적인 회로 규모나 코스트 등의 상승은 매우 작아 억제할 수 있다.

본 발명의 일양태에 따르면, 지연 프로파일을 평균화하여, 상기 선택 수단에 부여하는 평균화 수단이 설치된다. 이에 의해, 임계값을, 지연 프로파일의 통계적인 경향에 맞게 변경할 수 있다.

본 발명의 일양태에 따르면, 주파 및 지연파의 개시 타이밍 중으로부터, 희망파 전력의 총 전력에 차지하는 비율이 임계값을 상회하는 전환 타이밍을 결정하는 수단이 설치된다. 예를 들면, 상기 전환 타이밍으로부터 최대 지연파의 개시 타이밍까지의 샘플의 복조에, 지연파 재구축법이 선택된다. 또한, 상기 전환 타이밍에 이르기까지의 샘플의 복조에, 전체 패스 재구축법이 선택된다. 이에 의해, 간이한 판단 방법으로, 적절한 캐리어간 간섭 억제법을 신속하게 선택할 수 있다.

이하, (1) 심볼간 간섭 제거, (2) 캐리어간 간섭 제거(모드 1), (3) 캐리어간 간섭 제거(모드 2) 및 (4) 캐리어간 간섭 제거(모드 3)의 관점면에서, 본 발명의 실시예가 설명된다. 각 도면을 통하여 동일한 요소에는 동일한 참조 번호가 첨부되어 있다.

(1) 심볼간 간섭 제거

도 1은, 심볼간 간섭을 제거하는 OFDM 방식의 수신 장치의 부분 블록도를 도시하고 있고, 미공개의 일본 특원2003-44519의 기술이 전제로 되어 있다. 이 수신 장치는, 가드 인터벌 제거부(-GI)(100)와, 채널 추정부(101)와, 감산부(102)와, GI 초과 지연파 검출부(103)와, ISI 복제 생성부(104)와, 승산부(105)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(106, 107)와, 채널 보상부(108)와, 고속 역푸리에 변환부(IFFT)(109)와, 지연부(Ts)(110)를 갖는다.

가드 인터벌 제거부(-GI)(100)는, 수신 신호로부터 가드 인터벌을 제거하여, 그것을 감산부(102) 및 채널 추정부(101)에 부여한다.

채널 추정부(101)는, 수신 신호에 포함되어 있는 파일럿 신호와 미리 기억하고 있는 파일럿 신호와의 상관을 계산하여, 수신 신호에 대한 채널 추정값 및 지연 프로파일을 출력한다.

GI 초과 지연파 검출부(103)는, 주파(예를 들면 선두 패스)와 그것에 계속되는 1 이상의 지연파(패스)의 지연량을 조사하여, 주파에 대하여 가드 인터벌의 범주에 속하는 지연파와, 그 외의 지연파를 구별한다. 가드 인터벌을 상회하는 지연량을 갖는 지연파는, ISI 복제 생성부(104)에 통지된다.

ISI 복제 생성부(104)는, 목하(目下) 복조의 대상으로 되어 있는 심볼에 선 행하는 전 심볼의 일부를 추출하여, 출력한다. 그 부분은, OFDM 방식으로 복조 완료된 전 심볼을 재차 변조함으로써 얻어지는 심볼로부터 추출된다.

승산부(105)는, ISI 복제 생성부(104)로부터의 출력에, 적절한 가중 계수를 승산하여, 감산부(102)에 부여한다. 가중 계수는, 채널 추정값이다.

감산부(102)는, 승산부(105)로부터의 출력을 수신 신호로부터 감산한다.

고속 푸리에 변환부(106)는, 감산부(102)로부터의 신호를 고속 푸리에 변환하여, OFDM 방식의 복조를 행한다.

고속 푸리에 변환부(107)는, 채널 추정값을 고속 푸리에 변환하여, 서브캐리어마다의 채널 추정값을 산출한다.

채널 보상부(108)는, 고속 푸리에 변환부(107)로부터의 출력에 기초하여, OFDM 방식으로 복조된 수신 신호에 대한 채널 보상을, 서브캐리어마다 행한다. 이에 의해, 적절하게 보상된 복조 심볼이 출력된다.

고속 역푸리에 변환부(IFFT)(109)는, 복조 심볼을 고속 역푸리에 변환하여, OFDM 방식으로 변조한다. 변조 후의 심볼은, 지연부(110)에 의해 적절하게 지연된 후에 ISI 복제 생성부(104)에 공급되고, 그 복조 심볼 후에 계속되는 심볼에 대한 심볼간 간섭을 억제하기 위해 사용된다.

도 2를 참조하면서, 동작을 설명한다. 간단하게 하기 위해, 수신 신호에는, 주파(210)와, 가드 인터벌 T_GI를 초과하여 지연되어 도래하는 하나의 지연파(220)와의 2파(2 패스)가 포함되어 있는 것으로 한다. 그러나, 본 발명은 이것에 한정되 지 않고, 임의의 패스 수를 고찰 대상으로 할 수 있다. 지연파의 지연량 전체는, T_GI+τ로 표현된다. 이러한 수신 신호가, 수신 장치에 의해 수신되어, 가드 인터벌 제거부(100)에 의해 그 가드 인터벌이 제거되어, 감산부(102)에 공급된다. 도시되어 있듯이, OFDM 방식으로 복조하는 대상으로 되어 있는 심볼이 「대상 심볼」로서 표현되고, 그것에 선행하는 심볼이 「전 심볼」로서 표현되어 있다. 각 심볼은 T_FFT로 나타내는 기간에 상당하는 신호 길이를 갖고, 이것은 고속 푸리에 변환의 윈도우 폭에 대응한다. 도시된 바와 같이, 주파의 대상 심볼과, 지연파의 전 심볼의 일부(τ로 나타내는 부분)가 중복되는 것에 기인하여, 심볼간 간섭(ISI)이 발생한다.

그런데, 수신 신호에 포함되는 일련의 심볼은, 순서대로 복조되므로, 대상 심볼을 복조하려는 시점에서는, 전 심볼은 복조 완료되며, 이미 도 1의 채널 보상부(108)로부터 출력되어 있다. 이 복조 완료된 전 심볼을 고속 푸리에 역 변환부(109) 및 지연부(110)에 의해 재차 OFDM 방식으로 변조함으로써, 시간 영역의 전 심볼이 얻어진다. ISI 복제 생성부(104)는, 그와 같이 하여 재차 변조된 전 심볼 중, 말미의 일부(도 2의「전 심볼」의 τ로 나타내는 부분)를 추출하여, 승산부(105)에 부여한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 승산부(105)는, 추출된 전 심볼의 일부분에, 지연 프로파일로부터 얻어지는 채널 추정값 h₁을 승산한다. 주파(210) 및 지연파(220)의 채널 추정값은, 각각 h₀, h₁로 표현되고, 이들은 일반적으로는 복소수로 표현된다. 승산부(105)로부터 출력되는 신호는, 수신 신호 내의 지연파 (220) 중, 대상 심볼을 복조할 때에 심볼간 간섭을 발생시키는 부분과 동일한 파형을 갖는다. 따라서, 감산부(102)에 의해, 승산부(105)로부터의 출력을, 수신 신호로부터 감산하면, 지연파 중 τ로 나타내는 부분의 신호 내용이 상쇄된다. 상쇄 후의 신호 내용은, "0"을 나타낸다. 이 때문에, τ로 나타내는 부분이, 대상 심볼에 대한 심볼간 간섭에 기여하는 것을 억제할 수 있다.

도 3은, 주파 및 지연파의 하나의 서브캐리어 성분에 관한 설명도를 도시한다. 도 3의 (a)는 감산부(102)의 한쪽의 입력에 공급되는 신호를 나타내고, 도 3의 (b)는 감산부(102)로부터 출력되는 신호를 나타낸다. 도 3의 (a)에 도시된 바와 같이, 지연파(220) 중, 전 심볼의 일부인 τ로 나타내는 부분에 기인하여, 심볼간 간섭이 발생한다. 도 3의 (b)에 도시된 바와 같이, 지연파(220) 중, 전 심볼에 관한 신호 내용을 상쇄시킴으로써, 지연파(222)는 대상 심볼만을 포함하게 된다. 따라서, 도 3의 (a)인 경우에 발생하였던 심볼간 간섭이, 효과적으로 억제된다.

그런데, 도 3의 (b)와 같이 지연파를 수정하여 심볼간 간섭을 억제하면, 지연파의 τ 부분의 서브캐리어에 관한 정보가 "0"으로 되므로, 복조 시에 왜곡이 발생되는 것이 우려된다. 즉, 서브캐리어끼리의 직교성이 흐트러져, 캐리어간 간섭(ICI)이 발생되는 것이 우려된다. 이러한 캐리어간 간섭을 제거하는 방법이, 이하에 설명된다.

(2) 캐리어간 간섭 제거(모드 1)

도 4는, 심볼간 간섭 및 캐리어간 간섭을 제거하는 수신 장치의 블록도를 도시하고 있고, 미공개의 일본 특원2003-44519의 기술이 전제로 되어 있다. 수신 장 치는, 도 1에서 설명된 요소 외에, 고속 푸리에 변환부(201)와, 채널 보상부(202)와, 고속 역푸리에 변환부(203)와, ICI 복제 생성부(204)와, 승산부(205)와, 가산부(206)를 갖는다. 도 1에서 설명이 완료된 요소에 대해서는 다시 설명하지 않는다.

고속 푸리에 변환부(201)는, 감산부(102)로부터의 신호를 고속 푸리에 변환하여, OFDM 방식의 복조를 행한다.

고속 푸리에 변환부(107)는, 채널 추정값을 고속 푸리에 변환하여, 서브캐리어마다의 채널 추정값을 산출한다. 채널 추정값은, 채널 보상부(108, 202)에 공급된다.

채널 보상부(202)는, 고속 푸리에 변환부(107)로부터의 출력에 기초하여, OFDM 방식으로 복조된 수신 신호에 대한 채널 보상을, 서브캐리어마다 행한다. 이에 의해, 캐리어간 간섭의 영향을 갖는 상태에서 복조된(가복조된) 심볼이 출력된다.

고속 역푸리에 변환부(203)는, 채널 보상 완료된 신호(가복조된 대상 심볼)를 고속 역푸리에 변환하여, 재차 시간 영역의 신호로 복귀한다.

ICI 복제 생성부(204)는, 가복조된 대상 심볼의 일부를 추출하여, 승산부(205)에 부여한다.

승산부(205)는, ICI 복제 생성부(204)로부터의 출력에, 적절한 가중 계수(채널 추정값)를 승산하여, 가산부(206)에 부여한다.

가산부(206)는, 감산부(102)의 출력과, 승산부(205)의 출력을 가산하여, 이 것을 고속 푸리에 변환부(106)에 부여한다. 그 신호는, 고속 푸리에 변환 및 채널 추정을 거쳐, ICI의 억제된 복조 심볼로서, 채널 보상부(108)로부터 출력된다.

도 5를 참조하면서, 동작을 설명한다. 도 5에서 「ISI 제거 후의 수신 신호」로서 도시되는 신호는, 도 1의 감산부(102)로부터의 출력에 상당하고, 도 2에서 하측에 도시되는 것과 동일하다. 지연파(222) 중, τ로 나타내는 부분이 "0"으로 수정되어 있다. 이러한 지연파(222)와 주파(210)를 포함하는 신호가, 도 4의 고속 푸리에 변환부(201) 및 채널 보상부(202)에 의해 OFDM 방식으로 복조된다. 상술한 바와 같이, 감산부(102)로부터의 출력은 캐리어간 간섭을 포함한다. 이와 같이 잠정적으로 복조된(가복조된) 대상 심볼은, 고속 역푸리에 변환부(203)에 의해 재차 변조되어, 시간 영역의 대상 심볼이 출력된다. ICI 복제 생성부(204)는, 가복조된 대상 심볼 중, 일부를 추출한다. 추출되는 부분은, 도 5의 「가복조된 대상 심볼」로 표현된 바와 같은, τ로 나타내는 부분이다. 즉, 추출되는 부분은, 대상 심볼의 말미의 τ+T_GI의 범위 내에서, 말미로부터 기산(起算)하여 T_GI를 초과하는 부분(501)이다. 추출된 부분은, 승산부(205)에 공급되어, 채널 추정값 h₁이 승산된다. 이와 같이 하여 추출 및 가중값 부여된 신호 부분(502)은, 가산부(206)에 공급되어, 감산부(102)로부터의 출력에 더해진다. 신호 부분(502)은, 지연파(222) 중, "0"으로 수정된 부분에 더해진다. 이에 의해, 지연파(222)의 "0"으로 치환되었던 부분에, 보다 적절한 서브캐리어에 관한 정보가 부가되어, 캐리어간 간섭이 경감된다. 이후, 고속 푸리에 변환부(106) 및 채널 보상부(108)를 거쳐, 보다 정확하게 복조된 대상 심볼이 출력된다.

캐리어간 간섭을 제거하는 양태를, 도 3을 참조하면서 거듭 설명한다. 상술한 바와 같이, 감산부(102)로부터의 출력은, 도 3의 (b)에 도시된다. 이 출력을 가복조하여, 도 3의 (d)에 의해 τ로 도시된 부분이 추출된다. 추출된 부분을 채널 추정값으로 가중값 부여하여, 지연파(222)에 가함으로써, 지연파(222)가 재차 수정된다. 도 3의 (e)에 도시된 바와 같이, 주파(210)도 지연파(224)도 전체 구간 T_FFT에 걸쳐, 그 서브캐리어에 관하여 의의가 있는 정보를 포함하고 있다. 도 3의 (b)에 도시되는 상황에서는, 지연파의 일부의 서브캐리어에 관한 정보는, 의의가 있는 서브캐리어 정보가 아니었다. 상기한 바와 같은 신호 처리를 행함으로써, 캐리어간 간섭을 억제하는 것이 가능하게 된다.

(3) 캐리어간 간섭 제거(모드 2)

상기의 (1) 및 (2)의 예에서는, 지연파의 일부가 "0"으로 수정되고, 그 부분이, 가복조된 대상 심볼로 재차 수정되었다. 그러나, 본 발명은 그와 같은 양태에 한정되지 않고, 지연파뿐만 아니라 주파의 일부도 "0"으로 수정되고, 그 수정된 부분이, 가복조된 대상 심볼로 재차 수정되어도 된다.

도 6은, 그와 같은 수신 장치의 부분 블록도를 도시하고 있고, 미공개의 일본 특원2003-44519의 기술이 전제로 되어 있다. 이 수신 장치도 심볼간 간섭 및 캐리어간 간섭을 제거한다. 수신 장치는, 도 1 및 도 4에서 설명된 요소 외에, 영 삽입부("0" 삽입부)(262)와, 승산부(207)와, 가산부(264)를 갖는다. 설명이 완료 된 요소에 대해서는 거듭 설명하지 않는다. 지연파의 일부를 수정하는 점에 대해서도, 도 4 및 도 5에서 설명이 완료되었으므로, 거듭 설명하지 않는다.

영 삽입부(262)는, 감산부(102)로부터의 신호에 포함되는 주파(210) 중, 일부를 "0"으로 수정하여, 출력한다. 수정되는 부분은, 지연파(222)(도 2)의 수정된 신호 부분과 동일한 기간의 부분이다.

승산부(207)는, ICI 복제 생성부(204)의 출력에, 채널 추정값으로 가중값 부여를 행한다. 후술한 바와 같이, 지연파뿐만 아니라, 주파에 대해서도 가중값 부여가 행하여진다.

가산부(264)는, 영 삽입부(262)의 출력과, 승산부(207)의 출력을 가산하여, 설명이 완료된 고속 푸리에 변환부(106)에 부여한다.

도 7 및 도 6을 참조하면서 동작을 설명한다. 우선, 영 삽입부(262)로부터의 출력은, 도 7의 「0 치환 후의 수신 신호」로서 도시된 바와 같은, 주파(211) 및 지연파(222)를 갖는 신호이다. 고속 푸리에 변환부(201) 및 채널 보상부(202)에 의해 가복조된 대상 심볼은, 고속 역푸리에 변환부(203)에 의해 재차 시간 영역의 신호로 복귀된다. ICI 복제 생성부(204)는, 이 신호의 일부를 추출한다. 추출되는 부분은, 도 7의 참조 부호 702, 704로 나타내는 부분이다. 신호부(702)는, 주파(211)의 "0"의 부분에 대응하는 것이다. 신호부(704)는, 지연파(222)의 "0"의 부분에 대응하는 것이다. 이들 부분이 승산부(207)에 공급되어, 주파 및 지연파 각각에 대한 채널 추정값 h₀, h₁에 의해 가중값 부여되고, 수정된 신호 부분(702', 704')이 가산부(264)에 공급된다. 영 삽입부(262)로부터의 출력에, 승산부(207)로부터의 출력을 더함으로써, "0"의 신호 부분이 재차 수정된 신호가 얻어진다. 즉, 주파(211)의 "0"의 부분에 신호 부분(702')이 부가되고, 지연파(222)의 "0"의 부분에 신호 부분(704')이 부가된다. 이에 의해, 도 7 하측에 도시된 바와 같은 주파(213) 및 지연파(224)를 갖는 신호가, 가산부(264)로부터 출력된다. 이에 의해, 주파 및 지연파의 "0"으로 치환된 부분에, 보다 적절한 서브캐리어에 관한 정보가 부가되어, 캐리어간 간섭이 경감된다. 이후, 고속 푸리에 변환부(106) 및 채널 보상부(108)를 거쳐, 보다 정확하게 복조된 대상 심볼이 출력된다.

(4) 캐리어간 간섭 제거(모드 3)

그런데, (2)에서 설명한 캐리어간 간섭의 억압법(편의상, 「지연 패스 재구축법」이라고 함)에서는, 가드 인터벌을 초과하는 지연량을 갖는 지연파의 일부가 수정되지만, 주파는 수정되어 있지 않다. 따라서, 이 방법은, 주파의 전력이 지배적으로 크고, 지연파의 전력이 작은 경우에 특히 유리하다. 예를 들면, 주파에 계속되는 일련의 지연파 또는 패스의 전력이 지수함수적으로 감쇠해 가는 지연 프로파일이 얻어지는 경우에, 그것이 유리하다. 이러한 지연 프로파일이 얻어지는 통신 환경 하에서, (3)에 설명한 바와 같은 캐리어간 간섭의 억제법(편의상, 「전체 패스 재구축법」이라고 함)을 채용하는 것은 바람직하지 못하다. 그것은, (3)에서 설명한 방법으로는, 지연파 외에 주파의 일부도 "0"으로 하므로, 전력이 크고 신뢰성이 높은 주파의 정보의 일부가 파기되어, 그 부분은 가복조된 것으로 치환된다. 이 때문에, 주파에 대하여 보면, 반드시 개선되어 있다고는 할 수 없다.

한편, (3)에서 설명한 방법은, 지연파 외에 주파의 일부도 수정하므로, 주파가 지배적이지 않아, 지연파의 전력이 큰 경우에 유리하다. 예를 들면, 주파에 이은 일련의 지연파의 전력이 주파에 필적하는(등이득 모델과 같은) 지연 프로파일이 얻어지는 경우에, 그것이 유리하다. 이러한 지연 프로파일이 얻어지는 통신 환경 하에서는, 반대로 (2)에서 설명한 바와 같은 캐리어간 간섭의 억제법을 채용하는 것은 바람직하지 못하다. 신뢰도가 높지 않은 주파에 대한 정보를, 신뢰도가 높은 것으로 간주하여 미수정 상태에서 취급하게 되기 때문이다.

이러한 고찰로부터, 상기의 간섭 제거 방법은, 통신 상황에 따라 적절하게 선택되는 것이 바람직한 것을 알 수 있다. 이하에 설명되는 수신 장치는, (2) 및 (3)의 간섭 제거 방법을, 지연 프로파일에 기초하여 적절하게 선택한다.

도 8은, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 부분 블록도를 도시한다. 도 1, 도 4 및 도 6에서 설명이 완료된 요소 외에, 수신 장치는, 선택부(802)와, 지연 패스 재구축부(804)와, 전체 패스 재구축부(806)와, 다중화부(808)와, 전환 위치 제어부(810)를 갖는다. 설명이 완료된 요소는 거듭 설명하지 않는다.

선택부(802)는, 감산부(102)로부터의 출력을, 전환 위치 제어부(810)로부터의 제어 신호에 기초하여, 지연 패스 재구축부(804), 전체 패스 재구축부(806) 또는 단순한 신호선(805)의 어느 하나에 접속한다.

지연 패스 재구축부(804)는, 상기한 (2)에서 설명한 바와 같이, 주파는 수정하지 않고 지연파를 수정함으로써, 캐리어간 간섭을 제거한다.

전체 패스 재구축부(806)는, 상기한 (3)에서 설명한 바와 같이, 주파 및 지 연파의 쌍방을 수정함으로써, 캐리어간 간섭을 제거한다.

다중화부(808)는, 선택부(802)의 선택 동작에 연동하여, 지연 패스 재구축부(804)의 출력, 신호선(805)으로부터 얻어지는 출력 및 전체 패스 재구축부(806)의 출력 중 어느 하나를, 설명이 완료된 고속 푸리에 변환부(106)에 부여한다.

전환 위치 제어부(810)는, 지연 프로파일 생성부(101)로부터의 지연 프로파일에 기초하여, 적절한 캐리어간 간섭 제거 방법을 선택하기 위한 제어 신호를 선택부(802)에 부여한다.

도 9는, 전환 위치 제어부에서 행해지는 동작예를 도시하는 흐름도이다. 흐름은 단계 902로부터 시작하여, 단계 904로 진행한다.

단계 904에서는, 예를 들면 FFT 윈도우(W)와 같은 소정의 시간 틀 내에서, 수신 신호 중에 검출되는 유효한 패스의 전력 Pow(i)가 측정된다. 본 검출은 예를 들면 임계값 판정(예를 들면 피크 전력을 갖는 샘플보다 소정의 전력차 이하의 전력을 갖는 샘플에 패스가 존재한다고 판정함)에 의해 행해지고, i는 패스를 구별하기 위한 파라미터이다.

단계 906에서는, 유효한 패스가 나타나는 시점이, Pos(i)로서 판별된다.

단계 908에서는, 유효한 패스의 총 수가 N_all로서 설정된다.

단계 910에서는, 주파에 대하여 가드 인터벌 내의 패스 수가, N_gi로서 설정된다.

단계 912에서는, 모든 패스의 총 전력이, Pow_all로서 설정된다.

단계 914에서는, 가드 인터벌 내의 패스의 총 전력이, Pow_gi로서 설정된다.

단계 916에서는, 희망파 전력에 관한 파라미터인 Pow_total에, 가드 인터벌 내의 패스의 총 전력 Pow_gi가 대입된다.

단계 918에서는, 파라미터 i가, N_gi로 설정된다.

단계 920에서는,

Pow_total>Pow_all×TH

가 성립되는지의 여부가 판별된다. 여기서, TH는 소정의 임계값이고, 본 실시예에서는 1/2=0.5이지만, 0보다 크고 1보다 작은 별도의 값이 채용되어도 된다. 상기한 부등식이 성립된 경우에는 단계 922로 진행되고, 그렇지 않으면, 단계 921로 진행된다.

단계 921에서는, 파라미터 i의 값이 인크리먼트된다.

단계 923에서는, Pow_total에, i 번째의 패스의 전력 Pow(i)이 가산되어, 단계 918로 되돌아간다.

한편, 단계 922에서는 (단계 920에서 상기한 부등식이 성립되는 경우), i 번째의 패스의 타이밍 Pos(i)가, 캐리어간 간섭 제거 방법을 전환하는 시점(방식 변경 타이밍) Pos_sel로서 설정된다. 그 설정 내용은, 도 8의 선택부(802)에 제어 신호를 통하여 전송된다. 선택부(802)에서는, 전환 지점 Pos_sel과, 최대 지연파의 샘플 위치 Pos(N_all)에 기초하여, 적절한 간섭 제거 방법이 선택된다. 선택부(802)는, 최초의 샘플로부터 Pos_sel까지의 샘플에 대해서는 전체 패스 재구축법(806)을 선택한다. 선택부(802)는, 최대 지연파의 샘플 위치 이후에는 미처리된 선택지(신호선(805))를 선택한다. 그 외의 샘플에 대해서는, 선택부(802)는, 지연 파 재구축법(804)을 선택한다.

이후, 흐름은 단계 924로 진행되어, 종료된다.

도 10은, 도 8의 선택부(802) 및 전환 위치 제어부(810)의 동작을 설명하기 위한 모식적인 케이스 1, 2, 3을 도시한다. 간단하게 하기 위해, 하나의 주파(제1 패스)와, 2개의 지연파(제2, 제3 패스)가 수신 신호에 포함되어 있는 것으로 한다. 수신 장치에서는, 복조 대상 심볼에 포함되는, 가드 인터벌 이후의 소정의 구간(FFT 윈도우 폭 T_FFT)에 걸쳐, 샘플이 순서대로 복조되어 간다. 이 복조 시에, 심볼간 간섭 및 캐리어간 간섭이, 상기에 설명된 바와 같은 방법으로 보상된다. 후자의 캐리어간 간섭을 보상할 때에는, 수신한 주파 및 지연파의 전력에 의존하여, 전체 패스 재구축법 또는 지연 패스 재구축법에 의해 캐리어간 간섭이 보상된다.

케이스 1에서는, 각 패스의 전력비는, 1 : 1 : 1이고, 구간 A에서는, 제2, 제3 패스에 기인하여 총 전력의 2/3가 심볼간 간섭을 초래하고 있다. 제2 패스의 구간 A는, 상기한 (1)의 심볼간 간섭 제거법으로, "0"으로 수정되는 부분에 상당한다. 또한, 제3 패스의 구간 A, B도, 상기한 (1)의 심볼간 간섭 제거법으로, "0"으로 수정되는 부분에 상당한다. 수신 장치는, 가드 인터벌 이후의 최초의 샘플(j=1)로부터 최후의 샘플(j=N)까지의 순서대로 ISI 및 ICI 보상을 행하면서 샘플을 복조한다. N은 하나의 심볼을 구성하는 전체 샘플 수를 나타낸다.

케이스 1인 경우에, 캐리어간 간섭 제거법의 전환 시점(방식 변경 타이밍)이, 어떻게 설정될지에 대해, 이하에 설명된다. 도시한 예에서의 각 파라미터는 다음과 같이 설정된다.

유효 패스 전력 : Pow(1)=Pow(2)=Pow(3)=1

유효 패스 위치 : pos(1)=τ₁, Pos(2)=τ₂, Pos(3)=τ₃

유효 패스 수 : N_all=3

가드 인터벌 내의 유효 패스 수 : N_gi=1

전체 유효 패스 전력 : Pow_all=Pow(1)+Pow(2)+Pow(3)=3

가드 인터벌 내의 유효 패스 전력 : Pow_gi=Pow(1)=1.

i=Ng_i=1인 경우에, 단계 920의 부등식의 좌변 및 우변은, 각각

좌변=Pow_total=1,

우변=Pow_all×TH=3×0.5=1.5

이기 때문에, 판정 결과는 「NO」이다. 따라서, 파라미터 i가 인크리먼트되어, i=2로 된다. 단계 923에서 Pow_total에 Pow(2)가 더해져, 갱신된다. 그리고, 단계 920에서 재차 부등식이 평가된다.

좌변=Pow_total=2,

우변=Pow_all×TH=3×0.5=1.5

이기 때문에, 판정 결과는 「YES」이다. 따라서, 단계 922에서, 전환 시점은,

Pos_sel=Pos(2)=τ₂

와 같이 설정된다. 전환 위치 제어부(810)는, 선택부(802)에, 캐리어간 간섭 제거법의 방식 변경 타이밍으로서, τ₂를 통지한다. 이와 같이 하여 산출되는 타이밍 은, 수신 신호 내의 총 전력 중 희망파 전력이 차지하는 비율이, 임계값 1/2를 상회하는 타이밍이다.

도 10을 참조하기 위해, 수신 장치에서는, 최초의 샘플(j=1)로부터 τ₂의 시점의 샘플까지(구간 A)는, 전체 패스 재구축법(806)에 의해 캐리어간 간섭이 억제된다. 최대 지연파의 샘플 위치 τ₃ 이후(구간 C)의 샘플은, 서브캐리어간 간섭은 발생하지 않으므로, 선택부(802)는 신호선(805)을 선택하여, 후단의 처리 요소에 신호를 전송한다. 그 외의 구간 B에서는, 지연파 재구축법(804)이 선택된다.

계속해서, 케이스 2의 경우가 설명된다. 이 경우의 각 파라미터는 다음과 같이 설정된다.

유효 패스 전력 : Pow(1)=4, Pow(2)=Pow(3)=1

전체 유효 패스 전력 : Pow_all=Pow(1)+Pow(2)+Pow(3)=6

다른 파라미터는, 케이스 1과 마찬가지이다. 이 경우에, 구간 A, B, C에서의 총 전력에 대한 희망파 전력의 전력비 X는, 각각, X=4/6, 5/6, 1이다. 따라서, 방식 변경 타이밍은, τ₁로 된다. 도 9의 흐름도에서 설명하면, 다음과 같이 된다.

i=Ng_i=1인 경우에, 단계 920의 부등식의 좌변 및 우변은, 각각

좌변=Pow_total=4,

우변=Pow_all×TH=6×0.5=3

이므로, 판정 결과는 「YES」이다. 따라서, 단계 922에서, 전환 시점은, Pos_sel=Pos(1)=τ₂와 같이 설정된다.

수신 장치에서는, 최초의 샘플로부터 τ₁의 시점의 샘플까지는, 전체 패스 재구축법(806)이 선택되지만, 최초의 샘플과 τ₁은 동일하므로, 결국 전체 패스 재구축법은 행해지지 않는다. 최대 지연파의 샘플 위치 τ₃ 이후(구간 C)의 샘플에 대해서는, 선택부(802)는 신호선(805)을 선택하여, 후단의 처리 요소에 신호를 전송한다. 따라서, 그 외의 구간 A, B에서, 지연파 재구축법(804)이 선택된다.

계속해서, 케이스 3의 경우가 설명된다. 이 경우의 각 파라미터는 다음과 같이 설정된다.

유효 패스 전력 : Pow(1)=Pow(2)=1, Pow(3)=2

전체 유효 패스 전력 : Pow_all=Pow(1)+Pow(2)+Pow(3)=4

다른 파라미터는, 케이스 1과 마찬가지이다. 이 경우에, 구간 A, B, C에서의 총 전력에 대한 희망파 전력의 전력비 X는, 각각, X=1/4, 2/4, 1이다. 따라서, 방식 변경 타이밍은 τ3으로 된다. 도 9의 흐름도로 설명하면, 다음과 같다.

i=Ng_i=1의 경우에, 단계 920의 부등식의 좌변 및 우변은, 각각

좌변=Pow_total=1,

우변=Pow_all×TH=4×0.5=2

이므로, 판정 결과는 「NO」이다. 따라서, 파라미터 i가 인크리먼트되어, i=2로 된다. 단계 923에서 Pow_total에 Pow(2)가 더해져, 갱신된다. 그리고, 단계 920에서 재차 부등식이 평가된다.

좌변=Pow_total=2,

우변=Pow_all×TH=4×0.5=2

이므로, 판정 결과는 여전히 「NO」이다. 따라서, 파라미터 i가 인크리먼트되어, i=3으로 된다. 단계 923에서 Pow_total에 Pow(3)가 더해져, 갱신된다. 그리고, 단계 920에서 재차 부등식이 평가된다.

좌변=Pow_total=4,

우변=Pow_all×TH=4×0.5=2

이므로, 판정 결과는 「YES」로 된다. 따라서, 단계 922에서, 전환 시점은,

Pos_sel=Pos(3)=τ₃

과 같이 설정된다.

수신 장치에서는, 최초의 샘플로부터 τ₃의 시점의 샘플까지(구간 A, B)는, 전체 패스 재구축법(806)이 선택된다. 최대 지연파의 샘플 위치 τ₃ 이후(구간 C)의 샘플에 대해서는, 선택부(802)는 신호선(805)을 선택하여, 후단의 처리 요소에 신호를 전송한다. 그 외의 구간에는 지연파 재구축법(804)이 선택되지만, 이 예에서는 그와 같은 구간은 없으므로, 지연파 재구축법은 사용되지 않게 된다.

도 11, 도 12는, 본 발명에 따른 실시예에 대한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면이다. 도시된 시뮬레이션 결과에서는, 횡축에 신호 대 잡음 전력 밀도비(Eb/No)를 나타내고, 종축에 비트 에러 레이트(BER)를 나타낸다. 도 11에 도시되는 시뮬레이션에서는, 수신 신호에 포함되는 12개의 지연파의 전력이, 지수 함수적으로 서서히 감소하는 패스 모델(12파 지수 레벨)이 사용되고 있다. 도 12에 도시 되는 시뮬레이션에서는, 수신 신호에 포함되는 주파와 지연파의 전력이 동일한 정도인 패스 모델(2파 등레벨)이 사용되고 있다. 시뮬레이션에 사용된 각 파라미터는, 다음과 같다 :

서브캐리어 수 : 1024

사용 서브캐리어 수 : 896

1OFDM 심볼 내의 샘플 수 : 1224(그 중 200 샘플은 가드 인터벌)

변조 방식 : 16QAM

수신 방식 : 수신 다이버시티 방식

최대 도플러 주파수 : 960㎐

캐리어 간섭 억제법의 전환 조건(TH) : 0.5.

각 도면에는, 지연파 재구축법만을 이용한 경우(□표시)와, 전체 패스 재구축법만을 이용한 경우(×표시)와, 이들을 임계값 0.5의 조건 하로 전환하여 사용하는 경우(△표시)(본 발명)가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 어떤 패스 모델이라도, 본 발명에 따른 것은, 비트 에러 레이트가 적은 양호한 추정 결과를 부여하는 것이 도시되어 있다.

이상에 설명된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 총 전력과 희망파 전력과의 전력비에 기초하여, 캐리어간 간섭을 억제하는 방식이 적응적으로 변경된다. 희망파 전력 대신에, 간섭파 전력과 같은 비희망파 전력을 이용하여 방식 선택을 행해도 된다. 전력비를 평가하기 위한 임계값(TH)은, 고정적으로 설정되어도 되고, 통신 상황에 따라 변화시켜도 된다. 후자인 경우에는, 예를 들면, 복수의 프레임마다 지연 프로파일을 평균화하는 평균화부(도 8의 812)를 수신 장치에 설치하여, 지연 프로파일의 평균적인 통계적인 특성에 기초하여, 임계값을 변화시켜도 된다.

이하, 본 발명에 의해 교시되는 수단을 예시적으로 열거한다.

(부기 1)

캐리어간 간섭 억제 수단

을 갖는 OFDM 방식의 수신 장치로서, 상기 캐리어간 간섭 억제 수단이,

상기 제1 수단 또는 상기 제2 수단의 어느 하나를, 지연 프로파일에 기초하여 선택하는 선택 수단

을 갖는 것을 특징으로 하는 OFDM 방식의 수신 장치.

(부기 2)

상기 심볼간 간섭 억제 수단이, 수신 신호 내의 주파 중, 복조 대상의 대상 심볼의 일부를, 소정의 내용으로 수정하는 수단과, 수신 신호 내의 지연파 중, 대상 심볼에 인접하는 전 심볼의 일부를, 소정의 내용으로 수정하는 수단

을 갖는 것을 특징으로 하는 부기 1의 수신 장치.

(부기 3)

상기 선택 수단이, 수신 신호 내의 희망파 전력 및 비희망파 전력의 비율과 임계값을 비교하여, 선택을 행하는 것을 특징으로 하는 부기 1의 수신 장치.

(부기 4)

상기 비희망파 전력이, 수신 신호의 총 전력의 1/2를 하회하는 경우에, 상기 제1 수단이 선택되는 것을 특징으로 하는 부기 3의 수신 장치.

(부기 5)

상기 비희망파 전력이, 수신 신호의 총 전력의 1/2를 상회하는 경우에, 상기 제2 수단이 선택되는 것을 특징으로 하는 부기 3의 수신 장치.

(부기 6)

상기 임계값이, 지연 프로파일의 통계적인 경향에 맞게 변경되는 것을 특징으로 하는 부기 3의 수신 장치.

(부기 7)

수신 신호에 기초하여 작성된 지연 프로파일을 평균화하여, 상기 선택 수단에 부여하는 평균화 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부기 1의 수신 장치.

(부기 8)

상기 선택 수단이, 주파 및 지연파의 개시 타이밍 중으로부터, 희망파 전력의 총 전력에 차지하는 비율이 임계값을 상회하는 전환 타이밍을 결정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부기 1의 수신 장치.

(부기 9)

상기 전환 타이밍으로부터 최대 지연파의 개시 타이밍까지의 샘플의 복조에, 상기 제1 수단이 선택되는 것을 특징으로 하는 부기 8의 수신 장치.

(부기 10)

상기 전환 타이밍에 이르기까지의 샘플의 복조에, 상기 제2 수단이 선택되는 것을 특징으로 하는 부기 8의 수신 장치.

본 발명에 따르면, OFDM 심볼의 가드 인터벌을 초과하여 지연되어 도래하는 지연파에 기인하는 심볼간 간섭 및 캐리어간 간섭을 경감시킬 수 있다.

Claims

수신 신호 내의 주파(主波)의 일부를 소정의 내용으로 수정하는 수단과, 수신 신호 내의 지연파의 일부를 소정의 내용으로 수정하는 수단을 갖는 심볼간 간섭 억제 수단과,

수정 후의 주파 및 수정 후의 지연파, 또는 미수정의 주파 및 수정 후의 지연파를 포함하는 신호를 OFDM 방식으로 복조하고, 상기 복조된 신호를 채널 보상하여 가복조된 대상 심볼을 출력하는 가복조 수단과,

캐리어간 간섭 억제 수단

을 갖는 OFDM 방식의 수신 장치로서, 상기 캐리어간 간섭 억제 수단이,

상기 수정 후의 지연파 중, 소정의 내용으로 변경된 부분을, 상기 가복조된 대상 심볼로 재차 수정하는 제1 수단과,

상기 수정 후의 주파 및 수정 후의 지연파 중, 소정의 내용으로 수정된 각각의 부분을, 상기 가복조된 대상 심볼로 재차 수정하는 제2 수단과,

상기 제1 수단 또는 상기 제2 수단의 어느 하나를, 지연 프로파일에 기초하여 선택하는 선택 수단

을 갖는 것을 특징으로 하는 OFDM 방식의 수신 장치.
제1항에 있어서,

상기 선택 수단이, 수신 신호 내의 희망파 전력 및 비희망파 전력의 비율과 임계값을 비교하여, 선택을 행하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제1항에 있어서,

상기 선택 수단이, 주파 및 지연파의 개시 타이밍 중으로부터, 희망파 전력의 총 전력에 차지하는 비율이 임계값을 상회하는 전환 타이밍을 결정하는 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제3항에 있어서,

상기 전환 타이밍으로부터 최대 지연파의 개시 타이밍까지의 샘플의 복조에, 상기 제1 수단이 선택되는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제3항에 있어서,

상기 전환 타이밍에 이르기까지의 샘플의 복조에, 상기 제2 수단이 선택되는 것을 특징으로 하는 수신 장치.