TWI431991B

TWI431991B - 用於正交指標排列的干擾估測之方法

Info

Publication number: TWI431991B
Application number: TW097120332A
Authority: TW
Inventors: Elias Jonsson
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 2007-05-31
Filing date: 2008-05-30
Publication date: 2014-03-21
Also published as: KR20100017529A; JP5308438B2; EP2168296B1; US8279743B2; TW200913593A; AU2008256488B2; EP2168296A2; KR101465825B1; JP2010528544A; WO2008145337A3; WO2008145337A2; AU2008256488A1; US20080298227A1

Description

用於正交指標排列的干擾估測之方法

本發明一般係關於無線通信，且尤其係關於一種在一正交分頻多工(OFDM)無線通信系統接收器中抑制單元間干擾之系統與方法。

在一正交分頻多工(OFDM)無線通信系統中，稱為指標符號或指標之已知符號係橫跨時間頻率平面而發射，以便讓接收裝置估測傳播通道之時間頻率回應，以實行資料符號之相干解調變。OFDM系統可在不同的傳輸區段(及/或單元)中使用指標符號之正交排列，以區分在個別區段中發射之通信信號。對於在一相關的給定區段中之一接收器，而尤其係對於位於或接近區段邊界處之接收器而言，指向其他區段之傳輸呈現為雜訊，為獲得可接受的接收器效能則必須抑制該雜訊。對區段間(也稱為單元間)干擾之有效抑制係OFDM接收器設計正面臨之一挑戰。

依據一或多項具體實施例，在一OFDM通信系統接收器中，利用指標排列之正交性來處理通道估測以移除或減少雜訊。接著使用該等去雜訊的通道估測來計算單元間干擾。依據資料副載波是否經受與指標副載波相同的干擾，以及資料副載波是否經受具有與該些在該等發射區段中的指標排列正交的指標排列之區段所產生之干擾，在估測單元間干擾時從通道樣本選擇性地移除正交指標排列之雜訊效應。另一計算從未藉由一正交指標序列識別之單元移除雜訊，此在橫跨一指標排列之傳播通道的頻域中存在較大變化時尤其適用。

一具體實施例係關於一種在一OFDM通信系統接收器中準確估測在一給定區段中發射之一所接收信號中的單元間干擾之方法。當指標及資料副載波經受相同的干擾，且該傳播通道係橫跨由一預定數目的連續指標信號(其係正交橫跨各區段)所跨越之副載波而大致不變，則處理該所接收信號以產生一第一組傳播通道樣本，該等樣本移除正交指標排列之效應。一傳播通道估測係依據該第一組傳播通道樣本而產生。處理該所接收信號以產生包含正交指標排列的效應之一第二組傳播通道樣本。該所接收信號中之單元間干擾係藉由從該等第二傳播通道樣本中減去該傳播通道估測來估測。

當指標副載波係與其他區段共用時，資料副載波不經受來自指標排列與該給定區段正交之區段的實質干擾，且該傳播通道係橫跨由正交橫跨各區段之一預定數目的連續指標信號所跨越之副載波而大致不變時，該所接收信號中之單元間干擾係藉由從該等第一傳播通道樣本中減去該傳播通道估測來估測。

當該傳播通道之頻率並非橫跨由正交橫跨各區段之一預定數目的連續指標信號所跨越之副載波頻率而不變，則處理該所接收信號以產生一第三組傳播通道樣本，該等樣本移除未藉由由該正交指標排列所指定之一單元來識別之雜訊，而藉由從該等第二傳播通道樣本中減去該等第三傳播通道樣本來估測該所接收信號中之單元間干擾。

另一具體實施例係關於一種OFDM通信系統接收器。該接收器包含一操作用以接收在一給定區段發射之一信號的接收器。該接收器還包含一通道估測電路，其操作用以偵測指標及資料副載波何時經受相同的干擾而該傳播通道係橫跨由正交橫跨各區段之一預定數目的連續指標信號所跨越之副載波而大致不變，並用以處理該所接收信號以產生一第一組傳播通道樣本，該等樣本移除正交指標排列之效應。該通道估測電路係進一步操作用以依據該第一組傳播通道樣本產生一傳播通道估測，並用以處理該所接收信號以產生包含正交指標排列之效應的第二組傳播通道樣本。該通道估測電路係進一步操作藉由從該等第二傳播通道樣本中減去該傳播通道估測來估測該所接收信號中之單元間干擾。

本文所使用的下列符號以及縮略詞有以下涵義：若x係一複數變數，則x^*表示其共軛。若x係一向量，則x^t表示其轉置，且x^H係其厄米(Hermitian)轉置，即轉置及共軛複數。若x係一隨機變數，則期望值係表示為E(x)。若x係一向量，則其歐幾里德(Euclidean)模值係表示為∥x∥。

N _Rx：接收天線數目。

N _Tx：發射天線數目。

h _i,j(l,n)：在時間t=nT時，與第j個發射天線及第i個接收天線對應之下行鏈路傳播通道的脈衝回應。在此符號中，0 l L表示該傳播通道之脈衝回應的各種分接頭，而T係數位基頻之取樣速率。當僅有一發射及接收天線時，省略下標索引(i,j)。

H _i,j(k,n)：由h _i,j(l,n)給定之傳播通道的隨時間變化頻率回應。此處k係該等副載波之索引，而n表示時間。當僅有一發射及接收天線時，省略下標索引(i,j)。

：與第j個發射天線、第i個接收天線、頻率副載波k以及OFDM符號n _sym對應的頻率領域中之估測傳播通道。當僅有一發射及接收天線時，省略下標符號索引(i,j)。

I _i(n _sym)：所見來自接收天線i及OFDM符號n _sym之估測單元間干擾。

y _i(n)：來自接收天線i而針對數位基頻樣本n之所接收取樣數位基頻信號。當僅有一接收天線時，省略下標i。

Y _i(k,n _sym)：針對副載波k及OFDM符號n _sym之y_i(n)頻率反應。當僅有一個接收天線時，省略該下標i。

：與第j個發射天線、第i個接收天線、副載波k以及OFDM符號對應的一組合器中使用之加權通道估測。當僅有一發射及接收天線時，省略下標索引(i,j)。

圖1描述一代表性OFDM指標排列，其可能用於OFDM長期演進(LTE)。該等指標係橫跨一OFDM符號內之頻域而均勻間隔。目前有人建議每一時槽(0.5ms)包含兩個OFDM符號(包含指標符號)，一符號位於該時槽之始端，另一符號朝向該時槽之末端。

圖2描述在兩個區段12和14中發射OFDM信號之一基地台10。該等區段12和14在相同的OFDM副載波上發射。正交指標排列係用於區分從該等區段12和14發出之傳播通道。本文所使用的術語「正交指標排列」意味著兩個正交指標排列之間，至少在一預定序列上的交互相關係零，而反之，非正交指標排列之間的交互相關係非零。從算術上講，假定N _Pilot表示一OFDM符號中所包含之頻域中之指標數目，而P _s,n係針對編索引為n(n=0,...,N _Pilot-1)的副載波之來自區段s的指標符號。則：

圖3描述一OFDM接收器20之一代表性功能組塊圖。該接收器20執行循環前置碼移除22、快速傅立葉轉換(Fast Fourier transform；FFT)24、通道估測26、組合28及解碼30之操作。FFT 24之輸出係表示為Y(k)，k=0,...,N-1。

若H(k _n,n _sym)係為用於副載波k _n(n=0,...,N _Pilot-1)之傳播通道及編索引為n _sym的OFDM符號之傳播通道，則依據已知指標符號在通道估測器26中計算傳播通道樣本。若該傳播通道係橫跨由N _Pattern個連續指標符號所跨越之副載波而大致不變，則與相關的指標區段排列相乘將減輕來自其他區段之干擾。即，其移除來自所有編號不為零的區段之干擾。

為獲得依據該等通道樣本之良好的通道估測，應從該等樣本儘量多移除雜訊/單元間干擾，而不扭曲該傳播通道之估測。將通道樣本「去雜訊」之一方法係將一預定數目的連續指標信號之加權通道樣本加總。

其中w _n,m係存儲於一查詢表或在運作時計算。

若存儲於一查詢表，則將僅儲存最重要的w _n,m權重。同樣地，若在方程式(3)中僅考量在副載波k_n的每一側上之一有限數目的w _n,m權重，則可即時獲得計算數目之減少。在方程式(3)中吾等在該頻域中將該等通道樣本線性組合，以獲得針對副載波k _n之一去雜訊的通道樣本。由於吾等在方程式(3)中僅使用來自一單一OFDM符號之通道樣本，所以權重w _n,m不必解決AGC(automatic gain control；自動增益控制)增益值之變化或追跡AFC(automatic frequency corrections；自動頻率校正)之頻率校正。若重要的係不改變該去雜訊的通道估測之振幅，則應將該等權重正規化以使|w _n,0+...+w _n,Pilot|=1。

藉由線性內插法或分段恆定內插法發現針對不對應於一指標副載波的副載波之傳播通道估測。此決定與包含指標符號的OFDM符號對應之傳播通道估測(PcE)。為解調變資料，必須評估針對在該時槽中的其餘OFDM符號(即，不包含指標符號之OFDM符號)之傳播通道。考量兩個可行方法。

在第一方法中，針對整個時槽使用一傳播通道估測。其係藉由平均現有傳播通道估測來計算。

在第二方法中，該等其餘傳播通道估測係藉由在該時域內插來計算。即，針對每一副載波有兩個傳播通道估測，其係內插/外插以獲得該時槽中遺漏的傳播通道估測。

一都卜勒(Doppler)估測器可用來區分第一和第二方法。當該接收器速度很高時，使用時間內插，而當該接收器速度很低時，使用時間平均來估測該傳播通道。

該方法僅需要傳播通道延遲擴展，即第一與最後到達路徑之間的時間消逝之一估測。

在此處採用一發射天線與一接收天線而實施該分析。由於不同的發射天線將在不同的副載波上傳送指標符號，因此該分析與估測一給定的接收與發射天線之間的傳播通道時相同。因此為了使實施方案簡化，吾等在估測該等傳播通道時不利用接收天線相關之程度。

首先，吾等藉由估測相鄰指標副載波之間的平均相位旋轉。此處假定該等指標副載波係均勻間隔。

此處γ係針對某一相位角Φ之類型。

第二，移除該平均相位旋轉的影響：

則通道樣本將在該頻域中顯示更少的變化，此產生更好的去雜訊。對於該相位旋轉的主要貢獻係當吾等在OFDM符號起點之前選擇吾等之OFDM符號的第一樣本，即，該第一樣本係該循環前置之部分。藉由移除該相位旋轉之影響，吾等可以假定吾等的第一樣本對準該OFDM符號起點。

第三，假定H ^reg係行向量，且在以下方程式中解H ^reg：其中△係一(N _Pilots-1)×N _Pilots矩陣，由下式給定

換言之即，橫跨頻寬的H ^reg變化之一測量。α越大，吾等對相鄰H ^reg副載波之間的變化所給予的變動越多。

相對於H ^reg來區分並解零以獲得

表示W=(I+α △ ^H △)^-1。則列n對應於方程式(3)中的權重，而H ^reg係該傳播通道H之去雜訊的估測。

第四，該等去雜訊的樣本係由下式給定應注意，在此重新引入該相位旋轉，其係由因數γ給定。

該等針對其餘副載波之傳播通道估測係使用內插來估測，即，其中k _n k<k _n+1。或者，為節省記憶體及計算，可使用一分段恆定內插其中N _{Pilot spacing}係指標副載波間的副載波數目(目前在3GPP中係六個)，即，k _n+1=k _n+N _{Pilot spacing}。

若該都卜勒估測指示該接收器正在高速移動，則其餘傳播通道估測係按時間內插：其中n _1,sym與n _2,sym係包含指標的OFDM符號之索引，而吾等已經估測針對其的傳播通道。另一方面，若該都卜勒估測說明該接收器正在低速移動，則平均該等傳播通道估測。

若已知該等指標符號形成一長度為N_pattern之正交序列，且從該傳播通道之延遲擴展得知該傳播通道在頻域中的變化可藉由一針對N_pattern個連續符號之常數來近似得到，則涵蓋N_pattern指標符號之該等傳播通道估測可由其平均值來代替。

模擬指示至多需要兩至三個α值，該等α值僅取決於該傳播通道延遲擴展。若該延遲擴展較小，則使用較大的α值，且反之亦然。作為α的一初始值，將選擇該等值中較低的值，直到已計算一延遲擴展估測。

針對每一包含指標的OFDM符號，吾等估測一單元間干擾樣本。在針對不同的AGC增益因數而調整此等樣本後，可對其進行濾波以給出一最終單元間干擾估測。假定表示來自一特定單元的去雜訊傳播通道估測，其中k _n=0,...,N _Pilot-1列舉針對OFDM符號n _sym之指標副載波。模擬指示，若使用更多的去雜訊來計算該，則產生一更好的單元間干擾估測。特定言之，可產生兩組：一第一組用於資料之解調變，而以第二組用於計算該單元間干擾。

考量兩個情況。第一情況中，該等指標及資料副載波經受到相同干擾。舉例而言，若所有單元在所有副載波上以相同強度發射，則上述情況可能發生。在此情況下，基於傳播通道估測之目的，方程式(2)係用來計算一第一組傳播通道樣本，其進入方程式(3)中用於該等去雜訊傳播通道估測之公式。因為係在正交指標符號之一排列上加總，所以取消與該等正交信號相關聯之雜訊。方程式(3) 之通道估測接著從該通道估測移除非正交雜訊。明顯地，此將產生更少的樣本，且方程式(3)中之權重可能必須改變。選擇該等權重之一直接方法係使用每一N_pattern權重，前提係假定已經預先計算當N_pattern等於一時結合該等權重的查詢表。

對於該干擾估測，假定表示來自一特定單元的去雜訊傳播通道估測，其中k _n=0,...,N _Pilot-1列舉針對OFDM符號n _sym之指標副載波。在此情況下，第二組傳播通道樣本係僅從FFT 24之輸出及指標符號來計算，即不用藉由針對該指標序列而加總來從正交信號移除雜訊。此明顯地保持中之正交雜訊成分。該單元間干擾樣本則係計算為

此假定所有接收天線看到相同的單元間干擾。若此近似不成立，則每一接收天線之一單元間干擾樣本係由下式給定由I(n _sym)及I _i(n _sym)表示經濾波的單元間干擾樣本。

第二情況中，該等指標副載波係與其他區段共用，其中相關區段係藉由一已知的正交排列來指定，而吾等知道該等包含資料之副載波不經受來自指標排列與所需排列正交之區段的實質干擾。此情況在實務中更有可能發生，因為其代表更好的系統設計及計劃。

傳播通道估測之實施如上文針對第一情況所述。該等估測用於資料之解調變，且可能用於干擾估測。

針對在該第二情況中更準確的干擾估測，第二傳播通道樣本係由方程式(2)所給定的第一傳播通道樣本所取代，而該等傳播通道估測如上述。從而該單元間干擾估測係再次，假定所有接收天線看到相同的單元間干擾。若否，則每一接收天線之單元間干擾樣本由下式給定

若針對N _Pattern指標之頻率變化較小，則該干擾之估測準確。

無論係在本文所考量的第一情況還係第二情況下計算，皆在組合器28中使用該等單元間干擾估測以在解調變資料前增加一所接收信號之信號對雜訊比(SNR)，從而改善接收器性能。

接下來說明移除從各單元發射而未經一正交指標序列識別的雜訊之一更詳細而精確的方法。若吾等懷疑橫跨該等N _Pattern指標之傳播通道的頻域存在較大變化，則該方法可能尤其適用。該方法之結果係一組去雜訊的通道樣本，該等樣本係用於取代該干擾估測中之。該等去雜訊的通道樣本已經移除未藉由該等單元之一單元來識別之雜訊，該一單元係由一正交指標排列指定。此特殊去雜訊係藉由用下述步驟取代上述方法中之第三步驟來完成。

假定H ^reg係行向量，在以下方程式中解H ^reg：

此處，其中o _n,m等於針對副載波k_m來自區段零(即針對其估測該傳播通道之區段)之指標符號與來自區段n之指標符號之共軛的乘積。

為找到最小值，吾等相對於H ^reg進行區分，並解零，產生

表示。則列n對應於方程式(3)中的權重，而H ^reg係該傳播通道H之去雜訊估測。應注意，該倒數解耦合成一組N _Pattern×N _Pattern矩陣。

如同α，參數β之值取決於針對在方程式(20)的最小化中所涉及的區段之傳播通道延遲擴展。如同α，僅需要一有限數目之β的離散值。直到已估測該延遲擴展，皆選擇β的一較低界限。觀察到，β越大，吾等越加強調H ^reg係橫跨指標符號而不變。

圖4描述在以上所假定的情況下估測單元間干擾之一方法40。依據方程式(2)，處理所接收的信號以產生移除正交指標排列的效應之一第一組傳播通道樣本(步驟42)。依據方程式(11)至(14)，從該第一組傳播通道樣本產生一傳播通道估測(步驟44)。依據方程式(15)，處理所接收的信號以產生包含正交指標排列的效應之一第二組傳播通道樣本(步驟46)。若該傳播通道的頻率係橫跨由正交橫跨各區段之一預定數目的連續指標信號所跨越之副載波而大致不變(步驟48)，且指標與資料副載波經受相同的干擾(步驟50)，則依據方程式(17)估測單元間干擾(步驟52)。若該傳播通道的頻率係橫跨由正交橫跨各區段之一預定數目的連續指標信號所跨越之副載波而大致不變(步驟48)，且資料副載波不經受來自指標排列與給定區段正交之區段的實質干擾(步驟54)，則依據方程式(19)估測單元間干擾(步驟56)。若該傳播通道之頻率並非橫跨由正交橫跨各區段之一預定數目的連續指標信號所跨越之副載波而不變(步驟48)，則處理該所接收信號以產生一第三組傳播通道樣本(其移除未藉由由該正交指標排列所指定之一單元來識別的雜訊)(步驟58)；而藉由將方程式(17)中之替代為來自方程式(19)的H ^reg來估測該所接收信號中之單元間干擾(步驟60)。

應注意，當在該干擾估測(方程式(18)和(19))中針對該等傳播通道樣本使用方程式(2)時，由於方程式(2)之平均，該估測干擾將減小一量值N _Pattern。例如在CQI估測中使用該干擾估測之前將會對此作出補償。

實務中，在給定一序列，m=-M,...M之條件下，針對一位於頻寬中間之副載波計算該等權重w _n,m便足矣。至多，在該副載波的每一側上有十至二十個欲去雜訊的指標副載波足矣，即M=10或M=20。若沒有必需數目的指標包圍一副載波，則在將該相關指標副載波去雜訊時針對此等指標樣本而插入零值。明顯地，需要對該去雜訊的指標進行一縮放以反應使用過哪些權重。該縮放因數係相關權重之總和的倒數。存儲兩到三個向量便足矣，每一向量反應一不同的傳播延遲擴展。

在時域，吾等可以，如上所示，若該都卜勒高，則內插在該等指標之間，或者若該都卜勒低，則針對一時槽就每一副載波平均該等去雜訊的指標。在靜止條件下，平均多於兩個或三個時槽亦可能有利。針對幾個時槽進行平均之最簡單的方法係在平均時僅及時返回查看，以免存儲大量所接收資料。甚至在僅及時返回查看時，吾等亦需要以AGC增益變化以及該等指標的傳輸振幅變化來補償去雜訊的指標，假定該等變化係已知。

依據本發明，與用來解調變該資料之對應通道估測所需要的去雜訊相比，使用更多的去雜訊以產生用於干擾估測之通道估測。對於一展現在頻域中之一較大變化的傳播通道，本發明藉由利用該指標排列之正交性來增加干擾估測之品質。

當然，可採用除本文明確提出的方式以外之其他方式來實施本發明而不脫離本發明之本質特性。本具體實施例在所有方面皆應視為具說明性而非限制性，並且其中意欲包含隨附申請專利範圍之含義及等效範圍內的所有變化。

10‧‧‧基地台

12‧‧‧區段

14‧‧‧區段

20‧‧‧OFDM接收器

22‧‧‧循環前置移除

24‧‧‧快速傅立葉轉換(FFT)

26‧‧‧通道估測

28‧‧‧組合器

30‧‧‧解碼(器)

圖1係針對OFDM傳輸之一指標排列之一時間與頻率圖。

圖2係一OFDM單元之一區段邊界區域之一功能組塊圖。

圖3係一OFDM接收器之一功能組塊圖。

圖4係一干擾抑制方法之一流程圖。

10‧‧‧基地台

12‧‧‧區段

14‧‧‧區段

20‧‧‧OFDM接收器

Claims

一種在一OFDM通信系統接收器中準確估測在一給定區段中發射之一所接受信號中的單元間干擾之方法，其包含，當指標與資料副載波經受相同的干擾且傳播通道係橫跨由正交橫跨各區段且具有指標排列之一預定數目的頻率相鄰指標信號所跨越之副載波而大致不變時執行下列步驟，俾使跨越一預定序列之兩個正交指標排列之間的跨越校正為零：處理該所接收信號以產生移除正交指標排列的效應之一第一組傳播通道樣本；從該第一組傳播通道樣本產生一傳播通道估測；處理該所接收信號以產生包含正交指標排列的該等效應之一第二組傳播通道樣本；藉由從該等第二傳播通道樣本中減去該傳播通道估測來估測該所接收信號中之單元間干擾。
如請求項1之方法，其中處理該所接收信號以產生移除正交指標排列的該等效應之一第一組傳播通道樣本，其包含針對該預定數目之連續指標信號而加總該所接收信號之一快速傳立葉轉換(FFT)與相關聯於該發射區段之一已知指標符號之共軛複數的乘積。
如請求項2之方法，其中該第一組傳播通道樣本係計算為其中N _Pattern係橫跨各區段而正交之頻率相鄰指標符號； Y(k)係針對副載波k_n之一接收器FFT之輸出，其中n=0,...,N _Pilot-1，該副載波k _n係針對包含於一OFDM符號之頻域內的N _Pilot個指標，P _s,n係針對副載波n之來自區段s的指標符號；以及係針對副載波k _n及編索引為n _sym的OFDM符號之傳播通道樣本，其中n=0,...,N _Pilot-1。
如請求項1之方法，其中處理該所接收信號以產生包含正交指標排列的該等效應之一第二組傳播通道樣本，其包含將該所接收信號之一快速傳立葉轉換(FFT)與相關聯於該發射區段之一已知指標符號之該共軛複數相乘。
如請求項4之方法，其中該第二組傳播通道樣本係計算為。
如請求項1之方法，其進一步包含藉由線性組合該頻域中之加權的第一傳播通道樣本來將該第一組傳播通道樣本去雜訊。
如請求項6之方法，其中該等去雜訊的傳播通道樣本係計算為其中w _n,m係加權值。
如請求項7之方法，其中w _n,m值係儲存於一查詢表中。
如請求項7之方法，其中w _n,m值係動態地計算。
如請求項7之方法，其中w _n,m值係正規化而使得|w _n,0+...+w _n,Pilot|=1。
如請求項1之方法，其中針對每一接收天線將該單元間干擾估測計算為其中I _i(n _sym)係一單元間干擾符號；係來自一特定單元之該等去雜訊的傳播通道估測；k _n=0,...,N _Pilot-1列舉針對OFDM符號n _sym之指標副載波；以及係該等第二傳播通道樣本。
如請求項1之方法，其進一步包含，當指標副載波係與其他區段共用時，資料副載波不經受來自指標排列與該給定區段正交之區段的實質干擾，俾使跨越該預定序列之兩個正交指標排列之間的跨越校正為零，且該傳播通道係橫跨由正交橫跨各區段之一預定數目的頻率相鄰指標信號所跨越之副載波而大致不變：藉由從該等第一傳播通道樣本中減去該等傳播通道估測來估測該所接收信號中之單元間干擾。
如請求項12之方法，其中該單元間干擾估測係針對每一接收天線而計算為其中I _i(n _sym)係一單元間干擾符號；係來自一特定單元之該等去雜訊的傳播通道估測；k _n=0,...,N _Pilot-1列舉針對OFDM符號n _sym之該等指標副載波；以及係該等第一傳播通道樣本。
如請求項1之方法，其進一步包含，當該傳播通道之頻率並非係橫跨由正交橫跨各區段且具有指標排列之一預定數目的頻率相鄰指標信號所跨越之副載波而不變時執行下列步驟，俾使跨越一預定序列之兩個正交指標排列之間的跨越校正為零：處理該所接收信號以產生一第三組傳播通道樣本，該等樣本移除未藉由由該正交指標排列所指定之一單元來識別之雜訊；以及藉由從該等第二傳播通道樣本中減去該等第三傳播通道樣本來估測該所接收信號中之單元間干擾。
如請求項14之方法，其中該第三組傳播通道樣本係計算為其中H ^reg係該第三組傳播通道樣本；I係恆等矩陣；其中o _n,m係來自該給定區段之指標符號與針對副載波k_m之來自區段n的指標符號之共軛之乘積；係該第二組傳播通道樣本；以及 β係一縮放因數。
一種OFDM通信系統接收器，其包含：一接收器，其操作用以接收一在一給定區段發射之信號；一通道估測電路，其操作用以偵測指標與資料副載波何時經受相同干擾，且該傳播通道係橫跨由正交橫跨各區段且具有指標排列之一預定數目的頻率相鄰指標信號所跨越之副載波而大致不變，俾使跨越一預定序列之兩個正交指標排列之間的跨越校正為零，以及用以處理該所接收信號以產生移除正交指標排列的該等效應之一第一組傳播通道樣本；從該第一組傳播通道樣本產生一傳播通道估測；處理該所接收信號以產生包含正交指標排列的該等效應之一第二組傳播通道樣本；以及藉由從該等第二傳播通道樣本中減去該傳播通道估測來估測該所接收信號中之單元間干擾。
如請求項16之接收器，其進一步包含一快速傳立葉轉換(FFT)電路，其中該通道估測電路係操作用以針對該預定數目的頻率相鄰指標信號而加總該所接收信號之一FFT與相關聯於該發射區段之一已知指標符號之該共軛複數的乘積以產生該第一組傳播通道樣本。
如請求項17之接收器，其中該通道估測電路將該第一組傳播通道樣本計算為其中N _Pattern係與橫跨各區段而正交且具有指標排列之頻率相鄰指標符號，俾使跨越一預定序列之兩個正交指標排列之間的跨越校正為零；Y(k)係針對副載波k _n之一接收器FFT的該輸出，其中n=0,...,N _Pilot-1，該副載波k_n係針對包含於一OFDM符號中之該頻域中的N _Pilot個指標，P _s,n係針對該副載波n之來自區段s的該指標符號；以及係針對副載波k _n與編索引為n _sym的OFDM符號之該傳播通道樣本，其中n=0,...,N _Pilot-1。
如請求項17之接收器，其中該通道估測電路係操作用以將該所接收信號之一FFT與相關聯於該發射區段之一已知指標符號之該共軛複數相乘以產生該第二組傳播通道樣本。
如請求項19之接收器，其中該通道估測電路將該等第二組傳播通道樣本計算為。
如請求項16之接收器，其中該通道估測電路係進一步操作用以藉由線性組合該頻域中之加權的第一傳播通道樣本來將該第一組傳播通道樣本去雜訊。
如請求項21之接收器，其中該通道估測電路將該等去雜訊通道樣本計算為其中w _n,m係加權值。
如請求項22之接收器，其中w _n,m值係儲存於一查詢表中。
如請求項22之接收器，其中w _n,m值係動態地計算。
如請求項22之接收器，其中w _n,m值係正規化而使得|w _n,0+...+w _n,Pilot|=1。
如請求項16之接收器，其中該通道估測電路將針對每一接收天線之該單元間干擾估測計算為其中I _i(n _sym)係一單元間干擾符號；係來自一特定單元之該等去雜訊的傳播通道估測；k _n=0,...,N _Pilot-1列舉針對OFDM符號n _sym之該等指標副載波；以及係該等第二傳播通道樣本。
如請求項16之接收器，其中該通道估測電路係進一步操作用以偵測何時指標副載波係與其他區段共用，資料副載波不經受來自指標排列與該給定區段正交之各區段的實質干擾，以及該傳播通道係橫跨由正交橫跨各區段且具有指標排列之一預定數目的頻率相鄰指標信號所跨越之副載波而大致不變，俾使跨越一預定序列之兩個正交指標排列之間的跨越校正為零，以及用以從該等第一傳播通道樣本中減去該傳播通道估測以估測該所接收信號中之單元間干擾。
如請求項27之接收器，其中該通道估測電路將針對每一接收天線之該單元間干擾估測計算為其中I _i(n _sym)係一單元間干擾符號；係來自一特定單元之該等去雜訊的傳播通道估測；k _n=0,...,N _Pilot-1列舉針對OFDM符號n _sym之該等指標副載波；以及係該等第一傳播通道樣本。
如請求項16之接收器，其中該通道估測電路係進一步操作用以偵測何時該傳播通道之頻率並非係橫跨由正交橫跨各區段且具有指標排列之一預定數目的頻率相鄰指標信號所跨越之副載波而不變，俾使跨越一預定序列之兩個正交指標排列之間的跨越校正為零，以及用以處理該所接收信號以產生一第三組傳播通道樣本，該等樣本移除未藉由由該正交指標排列所指定之一單元來識別之雜訊；以及藉由從該等第二傳播通道樣本中減去該等第三傳播通道樣本來估測該所接收信號中之單元間干擾。
如請求項29之接收器，其中該通道估測電路將該第三組傳播通道樣本計算為其中H ^reg係該第三組傳播通道樣本；I係恆等矩陣；其中o _n,m係來自該給定區段之該指標符號與針對副載波k_m之來自區段n的該指標符號之該共軛之乘積；係該第二組傳播通道樣本；以及β係一縮放因數。