JP2010528544A

JP2010528544A - 直交パイロット・パターンに対する干渉推定方法

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Publication number: JP2010528544A
Application number: JP2010509722A
Authority: JP
Inventors: エリアスヨンソン，
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2007-05-31
Filing date: 2008-05-27
Publication date: 2010-08-19
Anticipated expiration: 2028-05-27
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Abstract

ＯＦＤＭ通信システムの受信機において、パイロット・チャネルの直交性を利用して、雑音を除去又は低減するためにチャネル推定値が処理される。雑音除去済チャネル推定値は次いでセル間干渉を算出するために用いられる。データ・サブキャリアがパイロット・サブキャリアと同一の干渉の影響下にあるかどうか、及び送信セクタに含まれるパイロット・パターンに直交するパイロット・パターンを有するセクタからの干渉の影響下にデータ・サブキャリアがあるかどうかに依存して、セル間干渉の推定において、直交パイロット・パターンの雑音の影響がチャネル・サンプルから選択的に除去される。さらなる算出により直交パイロット・パターンにより識別されないセルからの雑音が除去される。これはパイロット・パターンにわたって伝播チャネルの周波数領域に大きな変動が存在する場合に特に適用されてもよい。

Description

本発明は一般に無線通信に関し、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）無線通信システムの受信機におけるセル間干渉を抑圧するシステム及び方法に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおいて、データ・シンボルのコヒーレント復調を実行するために、受信装置が伝播チャネルの時間周波数応答を推定するように時間周波数プレーンを介してパイロット・シンボル又はパイロットと呼ばれる既知のシンボルが送信される。ＯＦＤＭシンボルは、それぞれのセクタにおいて送信される通信信号を選別するために、様々な送信セクタ（とセルとの少なくともいずれか）におけるパイロット・シンボルの直交パターンを用いてもよい。

対象の所与のセクタ内の受信機について、特にセクタ境界における又はセクタ境界に近い受信機について、他のセクタを宛先とする送信は雑音として表れ、この雑音は許容可能な受信機性能のために抑圧されなければならない。（セル間とも呼ばれる）セクタ間の効率的な抑圧はＯＦＤＭ受信機設計における進行中の課題である。

一つ以上の実施形態によれば、ＯＦＤＭ通信システムの受信機において、パイロット・チャネルの直交性を利用して、雑音を除去又は低減するためにチャネル推定値が処理される。雑音除去済チャネル推定値は次いでセル間干渉を算出するために用いられる。データ・サブキャリアがパイロット・サブキャリアと同一の干渉の影響下にあるかどうか、及び送信セクタに含まれるパイロット・パターンに直交するパイロット・パターンを有するセクタからの干渉の影響下にデータ・サブキャリアがあるかどうかに依存して、セル間干渉の推定において、直交パイロット・パターンの雑音の影響がチャネル・サンプルから選択的に除去される。さらなる算出により直交パイロット・パターンにより識別されないセルからの雑音が除去される。これはパイロット・パターンにわたって伝播チャネルの周波数領域に大きな変動が存在する場合に特に適用されてもよい。

一つの実施形態は、ＯＦＤＭ通信システムの受信機において、所与のセクタ内で送信された受信信号におけるセル間干渉を正確に推定する方法に関する。パイロット・サブキャリアとデータ・サブキャリアとが同一の干渉の影響下にあり、且つセクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが略一定である場合に、直交パイロット・パターンの影響を除去する第１の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように受信信号が処理される。第１の伝播チャネル・サンプル集合から伝播チャネル推定値が生成される。直交パイロット・パターンの影響を含める第２の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように受信信号が処理される。第２の伝播チャネル・サンプルから伝播チャネル推定値を減算することによって受信信号におけるセル間干渉が推定される。

パイロット・サブキャリアが他のセクタと共有され、データ・サブキャリアが所与のセクタに直交するパイロット・パターンを有するセクタからの実質的な干渉の影響下になく、且つセクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが略一定である場合に、第１の伝播チャネル・サンプルから伝播チャネル推定値を減算することによって、受信信号におけるセル間干渉が推定される。

セクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが周波数において一定でない場合に、直交パイロット・パターンにより特定されるセルにより識別されない雑音を除去する第３の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように受信信号が処理され、第２の伝播チャネル・サンプルから第３の伝播チャネル・サンプルを減算することによってセル間干渉が推定される。

別の実施形態は、ＯＦＤＭ通信システムの受信機に関する。受信機は、所与のセクタ内で送信された信号を受信するように動作する受信器を含む。受信機はまた、パイロット・サブキャリアとデータ・サブキャリアとが同一の干渉の影響下にあり、且つセクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが略一定である場合を検出するとともに、直交パイロット・パターンの影響を除去する第１の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理するチャネル推定回路を含む。チャネル推定回路はさらに、第１の伝播チャネル・サンプル集合から伝播チャネル推定値を生成し、直交パイロット・パターンの影響を含める第２の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように受信信号を処理するように動作する。チャネル推定回路はさらに、第２の伝播チャネル・サンプルから伝播チャネル推定値を減算することによって受信信号におけるセル間干渉を推定するように動作する。

ＯＦＤＭ送信のためのパイロット・パターンの時間周波数図である。ＯＦＤＭセルのセクタ境界領域の機能ブロック図である。ＯＦＤＭ受信機の機能ブロック図である。干渉抑圧の方法のフロー図である。

本明細書で用いられるように、以下の表記法及び略語は以下を意味を有する。

ｘが複素変数である場合に、ｘ^*はその共役を示す。ｘがベクトルである場合に、ｘ´はその転置を示し、ｘ^Hはそのエルミート転置、すわなち転置且つ複素共役をします。ｘが確率変数である場合に、期待値はＥ（ｘ）で示される。ｘがベクトルである場合に、そのユークリッド・ノルムは||ｘ||で示される。

Ｎ_Rx：受信アンテナ数。

Ｎ_Tx：送信アンテナ数。

ｈ_i,j（ｌ，ｎ）：時刻ｔ＝ｎＴにおけるｊ番目の送信アンテナ及びｉ番目の受信アンテナに対応する下りリンク伝播チャネルのインパルス応答。この表記法において、０≦ｌ≦Ｌは伝播チャネルのインパルス応答における種々のタップを示し、Ｔはディジタル・ベースバンドにおけるサンプリング・レートである。一つの送信アンテナ及び一つの受信アンテナだけが存在する場合に、下付きインデックス（ｉ，ｊ）は省略される。

Ｈ_i,j（ｋ，ｎ）：ｈ_i,j（ｌ，ｎ）により与えられる伝播チャネルの時変周波数応答。ここで、ｋはサブキャリアを示し、ｎは時刻を示す。一つの送信アンテナ及び一つの受信アンテナだけが存在する場合に、下付きインデックス（ｉ，ｊ）は省略される。

：ｊ番目の送信アンテナ、ｉ番目の受信アンテナ、周波数サブキャリアｋ及びＯＦＤＭシンボルｎ_symに対応する周波数領域における推定伝播チャネル。

Ｉ_i（ｎ_sym）：受信アンテナｉ及びＯＦＤＭシンボルｎ_symからみた推定セル間干渉。

ｙ_i（ｎ）：ディジタル・ベースバンド・サンプルｎに対して受信アンテナｉから受信されたサンプリング済ディジタル・ベースバンド信号。受信アンテナが一つだけ存在する場合に下付きｉは省略される。

Ｙ_i（ｋ，ｎ_sym）：サブキャリアｋ及びＯＦＤＭシンボルｎ_symに対するｙ_i（ｎ）の周波数応答。受信アンテナが一つだけ存在する場合に下付きｉは省略される。

：ｊ番目の送信アンテナ、ｉ番目の受信アンテナ、サブキャリアｋ及びＯＦＤＭシンボルに対する、コンバイナで用いられる重み付きチャネル推定値。一つの送信アンテナ及び一つの受信アンテナだけが存在する場合に、下付きインデックス（ｉ，ｊ）は省略される。

図１は、ＯＦＤＭロングターム・エボリューション（ＬＴＥ）で用いられるであろう代表的なＯＦＤＭパイロット・パターンを示す。パイロットはＯＦＤＭシンボル内で周波数領域にわたって一様間隔に位置する。パイロット・シンボルを有するスロット（０．５ｍｓ）ごとに二つのＯＦＤＭシンボルを含めることが現在提案されている。一つはスロットの先頭にあり、一つはスロットの末尾の方である。

図２は二つのセクタ１２、１４においてＯＦＤＭ信号を送信する基地局１０を示す。セクタ１２、１４は同一のＯＦＤＭサブキャリアで送信する。セクタ１２、１４から生じる伝播チャネルを区別するために直交パイロット・パターンが用いられる。本明細書で用いられるように、「直交パイロット・パターン」という用語は、少なくとも所定のシーケンスにわたって、二つの直交パイロット・パターンの相互相関がゼロであり、反対に非直交パイロット・パターンの間の相互相関が非ゼロであることを意味する。数学的には、Ｎ_Pilotが、ＯＦＤＭシンボルに含まれる周波数領域におけるパイロット数を示すとし、Ｐ_s,nが、ｎ（ｎ＝０，…，Ｎ_Pilot−１）をインデックスに持つサブキャリアに対するセクタｓからのパイロット・シンボルであるとする。その場合に、

となる。

図３はＯＦＤＭ受信機２０の代表的な機能ブロック図を示す。受信機２０は巡回プレフィックス除去２２、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）２４、チャネル推定２６、結合２８及び復号３０の動作を実行する。ＦＦＴ２４の出力は、Ｙ（ｋ）（ｋ＝０，…，Ｎ−１）として示される。

Ｈ（ｋ_n，ｎ_sym）がサブキャリアｋ_n（ｎ＝０，…，Ｎ_Pilot−１）とｎ_symをインデックスに持つＯＦＤＭシンボルとに対する伝播チャネルである場合に、伝播チャネル・サンプル

はチャネル推定器２６において既知のパイロット・シンボルに基づいて算出される。伝播チャネルがＮ_Pattern個の連続した（consecutive）パイロット・シンボルにより張られる（spanned）サブキャリアにわたって略一定である場合に、対象のパイロット・セクタ・パターンとの乗算は、他のセクタからの干渉を軽減するだろう。すなわち、

であり、これはゼロ以外の番号が付されているすべてのセクタからの干渉を除去する。

チャネル・サンプルに基づいて良好なチャネル推定値を取得するために、伝播チャネルの推定値を歪ませることなく、できる限り多くの雑音／セル間干渉がサンプルから除去されるべきである。チャネル・サンプルの「雑音除去（de-noising）」の一つの方法は、重み付けチャネル・サンプルを所定数の連続したパイロット信号にわたって以下のように加算することである。

ここで、ｗ_n,mは参照表に記憶された重み又はオンザフライで算出される重みである。

参照表に記憶される場合に、最も重要なｗ_n,m重みだけが記憶されるべきである。同様に、式（３）においてサブキャリアｋ_nの両側における限られた数のｗ_n,m重みだけが考慮される場合に、計算回数の低減がリアルタイムに得られうる。式（３）において、サブキャリアｋ_nに対する雑音除去済チャネル・サンプルを取得するために、我々は周波数領域においてチャネル・サンプルを線形結合する。我々は式（３）において単一のＯＦＤＭサンプルから生じるチャネル・サンプルを用いるだけであるため、重みｗ_n,mはＡＧＣ利得値における変化又はトラッキングＡＦＣからの周波数補正を計上する必要はない。雑音除去済チャネル推定値の振幅を変えないことが重要である場合に、｜ｗ_n,0＋…＋ｗ_n,Pilot｜＝１となるように重みが正規化されるべきである。

パイロット・サブキャリアに対応しないサブキャリアに対する伝播チャネル推定値は線形補間又は区分定数補間により求められる。これは、パイロット・シンボルを含むＯＦＤＭシンボルに対応する伝播チャネル推定値（ＰｃＥ）を決定する。データを復調するために、スロット内の残りのＯＦＤＭシンボルに対する伝播チャネル（すなわち、パイロット・シンボルに含まないもの）が評価されなけいればならない。二つの可能性が考えられる。

第１の方法では、全スロットに対して一つの伝播チャネル推定値が用いられる。これは既存の伝播チャネル推定値を平均することによって算出される。

第２の方法では、残りの伝播チャネル推定値は時間領域において補間されることによって算出される。すなわち、各サブキャリアに対して、二つの伝播チャネル推定値が存在し、これらはスロット内の不足している伝播チャネルを取得するために内挿／外挿される。

第１の方法と第２の方法とを選別するためにドップラ推定器が用いられてもよい。伝播チャネルを推定するために、受信機速度が速い場合に時間補間が用いられ、受信機速度が遅い場合に時間平均が用いられる。

示される方法は伝播チャネル遅延広がりのみ、すなわち最初の到達パスと最後の到達パスとの間の時間経過の推定値のみを必要とする。

ここで、一つの送信アンテナと一つの受信アンテナとを前提として分析が行われる。相異なる送信アンテナが相異なるサブキャリアでパイロット・シンボルを送信するだろうため、本分析は所与の受信アンテナと送信アンテナとの間の伝播チャネルを推定する場合に相等しい。よって、実装を単純にするために、我々は伝播チャネルの推定において受信アンテナ相関の次数を利用しない。

第１に、我々は隣接パイロット・サブキャリア間の平均位相回転を推定することから始める。ここで、パイロット・サブキャリアは一様間隔に位置すると仮定する。

ここで、γはある位相角Φに対するタイプｅ^2πiΦから生じる。

第２に、平均位相回転の影響が除去される。

このとき、チャネル・サンプル

は周波数領域において低い変動を示すだろうし、これにより、より良い雑音除去となる。位相回転への主な寄与は、ＯＦＤＭシンボル先頭（start）より前に、ＯＦＤＭシンボルの我々の最初のサンプルを我々が選択する場合、すなわち最初のサンプルが巡回プレフィックスの一部である場合である。位相回転の影響を除去することによって、我々の最初のサンプルがＯＦＤＭシンボル先頭に位置合わせされると我々は仮定できる。

第３に、

が列ベクトル

であるとし、

における

の値を求める。ここで、Δは（Ｎ_Pilots−１）×Ｎ_Pilots行列であり、

により与えられる。

言い換えると、

すなわち、帯域幅にわたる

の変動の測定値である。αが大きいほど、我々は隣接

サブキャリア間の変動に不利益をもたらす。

に関して微分し、

を取得するためにゼロについて解く。

と表す。このとき、列ｎは式（３）における重み

に対応し、

は伝播チャネル

の雑音除去済推定値である。

第４に、雑音除去済サンプルは

により与えられる。ここで、係数γにより与えられて、位相回転が再導入されていることに留意されたい。

残りのサブキャリアに対する伝播チャネル推定値は補間、すなわち

を用いて推定される。ここで、ｋ_n≦ｋ＜ｋ_n+1である。これに代えて、メモリ及び計算能力を節約するために、以下の区分定数補間が用いられてもよい。

ここで、Ｎ_{Pilot spacing}はパイロット・サブキャリア間のサブキャリア数（３ＧＰＰにおいて現在は６個）、すなわちｋ_n+1＝ｋ_n＋Ｎ_{Pilot spacing}である。

受信機が高速で移動していることをドップラ推定値が示す場合に、残りの伝播チャネル推定値は時間において補間される。

ここで、ｎ_1,sym及びｎ_2,symはパイロットを含むＯＦＤＭシンボルのインデックスであり、これに対して我々はすでに伝播チャネルを推定してきた。一方、受信機が低速で移動していることをドップラが示す場合に、伝播チャネル推定値は以下のように平均される。

長さがＮ_Patternの直交シーケンスからのパイロット・シンボルと伝播チャネルの遅延広がりからのパイロット・シンボルとが既知である場合に、周波数領域における伝播チャネルの変動はＮ_Pattern個の連続したシンボルに対して一定値で近似され得るとともに、Ｎ_Pattern個のパイロット・シンボルをカバーする伝播チャネル推定値はその平均で置き換えられうることが知られている。

シミュレーションにより高々２から３のαの値が必要であることが示されており、これは伝播チャネル遅延広がりにのみ依存する。遅延広がりが小さい場合に、より大きなαの値が用いられ、その逆も成り立つ。αに対する初期値として、遅延広がり推定が算出するまで低い方の値が選ばれるべきである。

パイロットを含むすべてのＯＦＤＭシンボルについて、我々はセル間干渉サンプルを推定する。最終セル間干渉推定値を与えるために、相異なるＡＧＣ利得係数について調整された後に、これらはその後にフィルタリングされ得る。

は特定のセルからの雑音除去済伝播チャネル推定値を示すとする。ここで、ｋ_n＝０，…，Ｎ_Pilot−１はＯＦＤＭシンボルｎ_symに対するパイロット・サブキャリアを列挙する。シミュレーションにより、より多くの雑音除去をもちいて

が算出された場合に、より良いセル間干渉推定値が導出されることが示される。特に、

の二つの集合が導出され、第１の集合はデータの復調に用いられ、第２の集合はセル間干渉を算出するために用いられる。

二つのシナリオが検討される。第１において、パイロット・サブキャリアとデータ・サブキャリアとが同一の干渉の影響下にある。これは、例えばすべてのセルが同一の強度ですべてのサブキャリアで送信する場合に生じるかもしれない。この場合に、伝播チャネル推定のために、式（２）を用いて、式（３）における雑音除去済伝播チャネル推定値のために式に入力される伝播チャネル・サンプル

の第１の集合を算出する。

は直交パイロット・シンボルのパターンにわたって加算されるため、直交信号に関連する雑音はキャンセルされる。その後に、式（３）のチャネル推定値は次いでチャネル推定値から非直交雑音を除去する。明らかに、これはより少ないサンプルを生成するだろうし、式（３）における重みは変更されなければならないかもしれない。重みを選択する単純な方法は、１に等しいＮ_Patternに対して重みを有する参照表が事前に計算されていると仮定して、すべてＮ_Patternの重みを用いることである。

干渉推定について、

が特定のセルからの雑音除去済伝播チャネル推定値を示すとする。ここで、ｋ_n＝０，…，Ｎ_Pilot−１はＯＦＤＭシンボルｎ_symに対するパイロット・サブキャリアを列挙する。この場合に、伝播チャネル・サンプル

の第２の集合が、ＦＦＴ２４の出力とパイロット・シンボルとだけから、すなわちパイロット・シーケンスにわたって加算することにより直交信号から雑音を除去することなく、算出される。これは

における直交雑音成分を明示的に残している。その後に、セル間干渉サンプルが

として算出される。

これは、すべての受信アンテナが同一のセル間干渉を予想することを想定する。この近似が当てはならない場合に、受信アンテナごとのセル間干渉サンプルは

により与えられる。フィルタリングされたセル間干渉サンプルをＩ（ｎ_sym）とＩ_i（ｎ_sym）とで示す。

第２のシナリオでは、パイロット・サブキャリアは他のセクタと共有される。ここで、対象のセクタは既知の直交パターンにより特定され、我々はデータを含むサブキャリアは、所望のパターンに直交するパイロット・パターンを有するセクタからの実質的な干渉の影響下にないことを知っている。このシナリオは、よりよいシステム設計及び計画を表すので、実際上は、より起こりえる。

伝播チャネル推定は上記で第１のシナリオとして説明されたように実行される。推定値はデータの変調のために用いられ、場合によっては干渉推定のため用いられる。

第二のシナリオにおけるより正確な干渉推定値のために、第２の伝播チャネルサンプル

が式（２）によって与えられる第１の伝播チャネル・サンプル

で置き換えられ、伝播チャネル推定値は上述のとおりである。よって、セル間干渉推定値は、

となる。この場合もやはり、すべての受信アンテナが同一のセル間干渉を見込むと想定する。そうでない場合に、受信アンテナごとのセル間干渉サンプルは

により与えられる。

干渉の推定は、Ｎ_Pattern個のパイロットにわたって周波数の変動が小さい場合に正確である。

本明細書で検討される第１のシナリオと第２のシナリオとのどちらの下で算出されても、セル間干渉推定値はデータの復調の前に受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を増加させるためにコンバイナ２８で用いられ、受信機性能を向上させる。

次に、直交パイロット・シーケンスにより識別されないセルから生じる雑音を除去する詳細且つ正確な方法が説明される。Ｎ_Pattern個のパイロットにわたる伝播チャネルの周波数領域における大きな変動が存在することを我々が想定する場合に、本方法は特定の適用可能性を見出してもよい。本方法の結果は干渉推定における

を置き換えるために用いられる雑音除去済チャネル・サンプルの集合である。直交パイロット・パターンにより特定されるセルの一つにより識別されない雑音が雑音除去済チャネル・サンプルでは除去されている。この特別な雑音除去は、上述の本方法における第３ステップを以下で置き換えることによって行われる。

を列ベクトル

とし、

における

について解く。ここで、

であり、ｏ_n,mはセクタ・ゼロ（伝播チャネルが推定されるセクタ）からのパイロット・シンボルと、サブキャリアｋ_mに対するセクタｎからのパイロット・シンボルの共役との積に等しい。

最小値を見つけるために、我々は

について微分し、ゼロについて解くと、

を生じる。

と表す。このとき、行ｎは式（３）における重み

に対応し、

は伝播チャネル

の雑音除去済推定値である。逆数がＮ_Pattern×Ｎ_Pattern行列の集合へ比干渉化される（de-couple）ことに留意されたい。

αと同様に、パラメータβの値は式（２０）の最小化に関与するセクタに対する伝播チャネルの遅延広がりに依存する。αと同様に、βについての離散値の限定された数だけが必要とされるべきである。遅延広がりが推定されるまでは、ベータに対する下限が選択される。βが大きいほど

がパイロット・シンボルにわたって一定であることを我々はより強調することに気付かれたい。

図４は上記を前提とするシナリオの下でセル間干渉を推定する方法４０を説明する。式（２）に従って直交パイロット・パターンの影響を除去する第１の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように受信信号が処理される（ブロック４２）。伝播チャネル推定値が式（１１）〜（１４）の一つに従って第１の伝播チャネル・サンプル集合から生成される（ブロック４４）。式（１５）に従って直交パイロット・パターンの影響を含める第２の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように受信信号が処理される（ブロック４６）。セクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって周波数において伝播チャネルが略一定の場合（ブロック４８）且つパイロット・サブキャリアとデータ・サブキャリアとが同じ干渉の影響下にある場合（ブロック５０）に、セル間干渉は式（１７）に従って推定される（ブロック５２）。セクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって周波数において伝播チャネルが略一定の場合（ブロック４８）且つデータ・サブキャリアが所与のセクタに直交するパイロット・パターンを有するセクタからの実質的な干渉の影響下にない場合（ブロック５４）に、セル間干渉は式（１９）に従って推定される（ブロック５６）。セクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが周波数において一定でない場合（ブロック４８）に、直交パイロット・パターンにより特定されるセルにより識別されない雑音を除去する第３の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように受信信号が処理され（ブロック５８）、式（１７）における

についての式（１９）から

を減算することによって受信信号におけるセル間干渉が推定される（ブロック６０）。

干渉推定（式（１８）及び式（１９））において伝播チャネル・サンプルのために式（２）を用いる場合に、式（２）における平均化のせいで推定された干渉は大きさＮ_Pattern分小さくなるだろうことに留意されたい。これは、例えばＣＱＩ推定における干渉推定を用いる前に補償されるべきである。

実際には、シーケンス

（ｍ＝−Ｍ，…，Ｍ）を前提として、帯域幅の中間におけるサブキャリアに対する重みｗ_n,mを算出すれば十分であるはずである。高々、雑音除去されるサブキャリアの両側の１０個〜２０個のパイロット・サブキャリア、すなわちＭ＝１０又はＭ＝２０でで十分であるはずである。サブキャリアが必要な量のパイロットで囲まれていない場合に、対象のパイロット・サブキャリアを雑音除去する際にこれらのパイロット・サンプルにゼロ値が挿入される。明らかに、どの重みが用いられたかを反映するために雑音除去済パイロットに拡大縮小が行われる必要がある。拡大縮小係数は関与した重み

の合計値の逆数である。それぞれが相異なる伝播遅延広がりを反映する２個から３個の

ベクトルを記憶するだけで十分であるはずである。

時間領域において、上述したように、我々は、ドップラが高い場合にパイロット間で補間でき、ドップラが低い場合にスロットにわたる雑音除去済パイロットをサブキャリアごとに平均できるだろう。場合によっては、２個又は３個のスロットにわたって平均することによっても静的条件に対して利益となりうるだろう。複数のスロットに渡って平均する最も単純な方法は、平均する際に時間について見返すだけであり、これによって多量の受信信号を記憶することを回避する。時間について見返す場合にだけ、我々は、これらが既知であると想定して、パイロットの送信振幅における変化だけでなくＡＧＣ利得変化で、雑音除去パイロットを補間する必要がある。

本発明によれば、干渉推定において用いられるチャネル推定値を生成するために、データを復調するのに用いられる対応するチャネル推定値について必要とされるよりも多くの雑音除去が用いられる。周波数領域において大きな変動を示す伝播チャネルについて、本発明は、パイロット・パターンの直交性を利用することによって干渉推定の質を向上させる。

当然のことながら、本発明に不可欠な特徴から逸脱することなく、本発明は本明細書で具体的に説明された方法とは異なる他の方法で実行されてもよい。本実施形態は、すべての観点で、例示的であるとみなされるべきであり、限定的であるとみなされるべきではなく、添付の特許請求の範囲の文言及び均等の範囲から得られるすべての変形がここに包含されることを意図する。

Claims

ＯＦＤＭ通信システムの受信機において、所与のセクタ内で送信された受信信号におけるセル間干渉を正確に推定する方法であって、パイロット・サブキャリアとデータ・サブキャリアとが同一の干渉の影響下にあり、且つセクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが略一定である場合に、
直交パイロット・パターンの影響を除去する第１の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理する工程と、
前記第１の伝播チャネル・サンプル集合から伝播チャネル推定値を生成する工程と、
直交パイロット・パターンの影響を含める第２の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理する工程と、
前記第２の伝播チャネル・サンプルから前記伝播チャネル推定値を減算することによって前記受信信号におけるセル間干渉を推定する工程と
を有する方法。
前記直交パイロット・パターンの影響を除去する第１の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理する工程は、前記所定数の連続したパイロット信号にわたって、前記受信信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と前記送信セクタに関連する既知のパイロット・シンボルの複素共役との積を加算する工程を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
Ｎ_Patternがセクタにわたって直交する連続したパイロット・シンボル数であり、
Ｙ（ｋ）がＯＦＤＭシンボルに含まれる周波数領域におけるＮ_Pilot個のパイロットについて、サブキャリアｋ_n（ｎ＝０，…，Ｎ_Pilot−１）に対する受信機ＦＦＴの出力であり、
Ｐ_s,nがサブキャリアｎに対するセクタｓからのパイロット・シンボルであり、

がサブキャリアｋ_n（ｎ＝０，…，Ｎ_Pilot−１）とｎ_symをインデックスに持つＯＦＤＭシンボルとに対する伝播チャネル・サンプルである場合に、
前記第１の伝播チャネル・サンプル集合が

として算出されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
前記直交パイロット・パターンの影響を含める第２の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理する工程は、前記受信信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と前記送信セクタに関連する既知のパイロット・シンボルの共役複素数とを乗算する工程を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記第２の伝播チャネル・サンプル集合は、

として算出されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
周波数領域において重み付けされた第１の伝播チャネル・サンプルを線形結合することにより、前記第１の伝播チャネル・サンプル集合を雑音除去する工程をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
ｗ_n,mが重み付け値である場合に、前記雑音除去済伝播チャネル・サンプルは、

として算出されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
ｗ_n,mの値は参照表に記憶されていることを特徴とする請求項７に記載の方法。
ｗ_n,mの値は動的に算出されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
ｗ_n,mの値は｜ｗ_n,0＋…＋ｗ_n,Pilot｜＝１となるように正規化されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
Ｉ_i（ｎ_sym）がセル間干渉シンボルであり、

が特定のセルからの雑音除去済伝播チャネル推定値であり、
ｋ_n＝０，…，Ｎ_Pilot−１がＯＦＤＭシンボルｎ_symに対するパイロット・サブキャリアを列挙し、

が前記第２の伝播チャネル・サンプルである場合に、
前記セル間干渉推定値は各受信アンテナに対して

として算出されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
パイロット・サブキャリアが他のセクタと共有され、データ・サブキャリアが前記所与のセクタに直交するパイロット・パターンを有するセクタからの実質的な干渉の影響下になく、且つセクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが略一定である場合に、
前記第１の伝播チャネル・サンプルから前記伝播チャネル推定値を減算することによって、前記受信信号におけるセル間干渉を推定する工程をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
Ｉ_i（ｎ_sym）がセル間干渉シンボルであり、

が特定のセルからの雑音除去済伝播チャネル推定値であり、
ｋ_n＝０，…，Ｎ_Pilot−１がＯＦＤＭシンボルｎ_symに対するパイロット・サブキャリアを列挙し、

が前記第１の伝播チャネル・サンプルである場合に、
前記セル間干渉推定値は各受信アンテナに対して

として算出されることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
セクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが周波数において一定でない場合に、
前記直交パイロット・パターンにより特定されるセルにより識別されない雑音を除去する第３の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理する工程と、
前記第２の伝播チャネル・サンプルから前記第３の伝播チャネル・サンプルを減算することによってセル間干渉を推定する工程と
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
が前記第３の伝播チャネル・サンプル集合であり、

が単位行列であり、

であり、
Ｏ_n,mが前記所与のセクタからのパイロット・シンボルと、サブキャリアｋ_mに対するセクタｎからのパイロット・シンボルの共役との積であり、

が前記第２の伝播チャネル・サンプル集合であり、
βが拡大縮小係数である場合に、
前記第３の伝播チャネル・サンプル集合が

として算出されることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
ＯＦＤＭ通信システムの受信機であって、
所与のセクタ内で送信された信号を受信するように動作する受信器と、
パイロット・サブキャリアとデータ・サブキャリアとが同一の干渉の影響下にあり、且つセクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが略一定である場合を検出するとともに、
直交パイロット・パターンの影響を除去する第１の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理し、
前記第１の伝播チャネル・サンプル集合から伝播チャネル推定値を生成し、
直交パイロット・パターンの影響を含める第２の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理し、
前記第２の伝播チャネル・サンプルから前記伝播チャネル推定値を減算することによって前記受信信号におけるセル間干渉を推定する
ように動作するチャネル推定回路と
を備えることを特徴とする受信機。
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路をさらに備え、
前記チャネル推定回路は、前記第１の伝播チャネル・サンプル集合を生成するために、前記所定数の連続したパイロット信号にわたって、前記受信信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と前記送信セクタに関連する既知のパイロット・シンボルの複素共役との積を加算するように動作することを特徴とする請求項１６に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、
Ｎ_Patternがセクタにわたって直交する連続したパイロット・シンボル数であり、
Ｙ（ｋ）がＯＦＤＭシンボルに含まれる周波数領域におけるＮ_Pilot個のパイロットについて、サブキャリアｋ_n（ｎ＝０，…，Ｎ_Pilot−１）に対する受信機ＦＦＴの出力であり、
Ｐ_s,nがサブキャリアｎに対するセクタｓからのパイロット・シンボルであり、

がサブキャリアｋ_n（ｎ＝０，…，Ｎ_Pilot−１）とｎ_symをインデックスに持つＯＦＤＭシンボルとに対する伝播チャネル・サンプルである場合に、
前記第１の伝播チャネル・サンプル集合を

として算出することを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、前記第２の伝播チャネル・サンプル集合を生成するために、前記受信信号のＦＦＴと前記送信セクタに関連する既知のパイロット・シンボルの共役複素数とを乗算するように動作することを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、前記第２の伝播チャネル・サンプル集合を、

として算出することを特徴とする請求項１９に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、周波数領域において重み付けされた第１の伝播チャネル・サンプルを線形結合することにより、前記第１の伝播チャネル・サンプル集合を雑音除去するようにさらに動作することを特徴とする請求項１６に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、ｗ_n,mが重み付け値である場合に、前記雑音除去済伝播チャネル・サンプルを、

として算出することを特徴とする請求項２１に記載の受信機。
ｗ_n,mの値は参照表に記憶されていることを特徴とする請求項２２に記載の受信機。
ｗ_n,mの値は動的に算出されることを特徴とする請求項２２に記載の受信機。
ｗ_n,mの値は｜ｗ_n,0＋…＋ｗ_n,Pilot｜＝１となるように正規化されることを特徴とする請求項２２に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、
Ｉ_i（ｎ_sym）がセル間干渉シンボルであり、

が特定のセルからの雑音除去済伝播チャネル推定値であり、
ｋ_n＝０，…，Ｎ_Pilot−１がＯＦＤＭシンボルｎ_symに対するパイロット・サブキャリアを列挙し、

が前記第２の伝播チャネル・サンプルである場合に、
前記セル間干渉推定値を各受信アンテナに対して

として算出することを特徴とする請求項１６に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、
パイロット・サブキャリアが他のセクタと共有され、データ・サブキャリアが前記所与のセクタに直交するパイロット・パターンを有するセクタからの実質的な干渉の影響下になく、且つセクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが略一定である場合を検出するとともに、
前記受信信号におけるセル間干渉を推定するために、前記第１の伝播チャネル・サンプルから前記伝播チャネル推定値を減算する
ようにさらに動作することを特徴とする請求項１６に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、
Ｉ_i（ｎ_sym）がセル間干渉シンボルであり、

が特定のセルからの雑音除去済伝播チャネル推定値であり、
ｋ_n＝０，…，Ｎ_Pilot−１がＯＦＤＭシンボルｎ_symに対するパイロット・サブキャリアを列挙し、

が前記第１の伝播チャネル・サンプルである場合に、
前記セル間干渉推定値を各受信アンテナに対して

として算出することを特徴とする請求項２７に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、
セクタにわたって直交する所定数の連続したパイロット信号により張られるサブキャリアにわたって伝播チャネルが周波数において一定でない場合を検出するとともに、
前記直交パイロット・パターンにより特定されるセルにより識別されない雑音を除去する第３の伝播チャネル・サンプル集合を生成するように前記受信信号を処理し、
前記第２の伝播チャネル・サンプルから前記第３の伝播チャネル・サンプルを減算することによってセル間干渉を推定する
ようにさらに動作することを特徴とする請求項１６に記載の受信機。
前記チャネル推定回路は、

が前記第３の伝播チャネル・サンプル集合であり、

が単位行列であり、

であり、
Ｏ_n,mが前記所与のセクタからのパイロット・シンボルと、サブキャリアｋ_mに対するセクタｎからのパイロット・シンボルの共役との積であり、

が前記第２の伝播チャネル・サンプル集合であり、
βが拡大縮小係数である場合に、
前記第３の伝播チャネル・サンプル集合を

として算出することを特徴とする請求項２９に記載の受信機。