CN1620052A - 正交频分复用接收装置 - Google Patents

Abstract

正交频分复用(OFDM)接收装置包括：信道响应计算部分，用于确定对于导频载波的信道响应；以及自适应滤波器。该自适应滤波器在同一符号处接收对于第一导频载波的第一信道响应和对于至少一个第二导频载波的第二信道响应，并且重复执行对于第二信道响应的预定计算、以及更新在计算中使用的系数，以便使计算结果更接近于第一信道响应。此外，一旦确定了系数的最终值，自适应滤波器就在与第二信道响应相同的符号处，执行在选定导频载波频率处的信道响应的预定计算，其中该选定导频载波频率的数目与该至少一个第二导频载波的数量相同，并且自适应滤波器输出该计算结果。

Description

正交频分复用接收装置

技术领域

本发明涉及一种用于正交频分复用(OFDM)信号的接收装置，并且尤其涉及一种估计信道响应从而提高其接收性能的OFDM接收装置。

背景技术

近些年来，已经积极地开发了用于发射音频信号和视频信号的数字调制方案。特别是，在地面数字广播领域，一种抗多径环境的OFDM调制方案已经受到了关注。

为了实现OFDM信号的同步解调，执行下面一系列处理过程。即，接收OFDM信号，该OFDM信号具有用于发射设置在预定频率间隔处的导频信号的导频载波。通过傅里叶变换，将接收的时域信号转换为频域信号。从频域信号中提取出导频信号，并且从提取的导频信号中确定信道响应。然后，基于确定的信道响应利用频率滤波器沿频率轴方向执行内插值，以确定在该OFDM信号的全波段上对于数据载波的信道响应。利用在内插值处理之后的信道响应，对于数据载波执行失真补偿。

然而，对于在该OFDM信号波段之外的频率，不确定信道响应。因此，在对于与该OFDM信号波段一端接近的载波的内插值处理中，不允许向频率滤波器提供位于中心频率周围的频率处的信道响应。因此可以得知：在由内插值处理确定的信道响应中误差是相当大的，并且因此大大降低了接收特性。

为了克服上述问题，例如，日本未审专利公开第11-205274号公开了这样一种技术，其中位于与最接近于该OFDM信号波段一端的导频载波的距离为导频载波间的频率间隔的频率处的信道响应，被假定为与位于最接近于波段该端的导频载波频率处的信道响应相等，以由此抑制由内插值处理而产生的信道响应中的误差。此外，日本未审专利公开第2002-9726号公开了这样一种技术，其中考虑了由快速傅里叶变换(FFT)窗口中的时间滞后所引起的频域相位旋转，以抑制由内插值处理产生的误差。

然而，如上所述的处理还引起以下的问题。如果由于多径环境等引起了频率的振幅变化和相位变化，则在通过内插值处理确定的信道响应中的误差会变得相当大，并且因此大大降低了接收特性。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种OFDM接收装置，该装置通过基于导频载波的信道响应进行外推，估计位于除导频载波频率以外的频率处的信道响应，以由此提高它的接收性能。

具体而言，本发明针对一种用于接收正交频分复用(OFDM)信号的OFDM接收装置，其中的正交频分复用信号具有用于发射预定导频信号的导频载波，导频载波设置在预定的频率间隔处，该装置包括：信道响应计算部分，用于确定对于导频载波的信道响应，并且输出结果；以及自适应滤波器，用于接收在同一符号处对于第一导频载波的第一信道响应和对于至少一个第二导频载波的第二信道响应，用于重复执行第二信道响应的预定计算以及更新在计算中使用的系数，以便使得计算结果更接近于第一信道响应，一旦确定了系数的最终值，自适应滤波器就在与第二信道响应相同的符号处，执行在所选定导频载波频率处的信道响应的预定计算，上述所选定导频载波频率的数目与至少一个第二导频载波的数目相同，并且自适应滤波器输出该计算结果，作为位于距离所选定导频载波频率的距离为第一导频载波和第二导频载波间的最小频率差值的频率处的估计信道响应。

根据如上所述的本发明，为每个符号确定在用于估计信道响应的计算中所用的系数，以便能够正确地估计信道响应。特别地，能够估计位于OFDM信号波段外的频率处的信道响应，并且因此能够抑制通过沿频率轴对信道响应进行内插值而产生的误差。因此，能够提高OFDM接收装置的接收性能。

更佳地，自适应滤波器使用两个或更多相邻导频载波作为至少一个第二导频载波，并且利用位于所选定导频载波频率处的信道响应来确定估计的信道响应，其中所选定导频载波频率的数目与这两个或更多相邻导频载波的数目相同。

根据如上所述的本发明，基于位于两个或更多导频载波频率处的信道响应进行信道响应的估计，并且这能够使得估计更加精确。

更佳地，自适应滤波器使用与第一导频载波相邻的导频载波作为第二导频载波之一，并且将在与所选定导频载波频率相邻的导频载波频率处的信道响应确定为估计的信道响应。

根据如上所述的本发明，能够精确地估计出与所选定导频载波频率相邻的导频载波频率处的信道响应。

更佳地，自适应滤波器在将估计的信道响应确定为新的第二信道响应的过程中，利用估计的信道响应和用作第二信道响应的信道响应的一部分来重复确定新的估计信道响应的过程。

根据如上所述的本发明，继而重复利用确定的估计信道响应进一步估计信道响应的过程，并且因此能够利用小规模电路确定在一个宽广范围上的信道响应。

更佳地，所选定导频载波频率包括具有最高频率的导频载波的频率或者具有最低频率的导频载波的频率，并且该估计的信道响应对应于位于该OFDM信号波段之外的频率。

根据如上所述的本发明，能够精确地估计出位于OFDM信号波段之外的频率处的信道响应。因此，能够抑制由于位于OFDM信号波段两端处和在该两端周围的内插值处理所引起的误差。

如上所述的OFDM接收装置可以进一步包括：频率轴内插值部分，用于基于在信道响应计算部分中确定的信道响应和估计的信道响应，通过内插值处理确定对于设置在OFDM信号中的导频载波之间的频率处的数据载波的信道响应；以及失真补偿部分，用于利用在频率轴内插值部分中所确定的信道响应，来补偿在对应于这个信道响应的数据载波中的波形失真。

根据如上所述的本发明，能够正确地进行数据载波的解调，并且因此能够获得误差降低的解调输出。

更佳地，自适应滤波器包括：复数滤波器，用于执行第二信道响应的预定计算；误差检测器，用于相对于第一信道响应检测在预定计算结果中的误差并且输出检测结果；系数更新器，用于更新系数以便使得误差变得更小，并且向复数滤波器输出该结果；以及控制器，用于一旦断定已经确定了系数的最终值，就控制系数更新器继续输出所确定的最新系数。

根据如上所述的本发明，确定了在复数滤波器中使用的系数，并且然后能够利用所确定的系数进行信道响应的估计。

更佳地，系数更新器更新该系数，以便使得基于该误差二次幂的评估函数的值变得更小。

更佳地，系数更新器通过最小均方(LMS)算法对系数进行更新。或者，系数更新器可以通过递归最小平方(RLS)算法对系数进行更新。

如上所述，根据本发明，利用自适应滤波器，考虑和频率一起发生的振幅变化和相位变化，通过沿频率轴的外推法处理，进行信道响应的估计。因此，甚至在各种多径环境等的情况下，也能够正确地估计信道响应。特别地，能够正确地估计位于OFDM信号波段之外的频率处的信道响应，而且这允许沿频率轴正确地进行内插值处理。因此，能够大大地提高OFDM接收装置的接收性能。

附图说明

图1是本发明实施例1中的OFDM接收装置的方框图。

图2是说明OFDM信号的格式的视图。

图3是表示图1中的自适应滤波器的结构的方框图。

图4是图形化地表示输入到自适应滤波器中的信道响应值以及在自适应滤波器中估计的信道响应值的视图。

图5是表示本发明实施例2中的自适应滤波器的结构的方框图。

图6是表示图5中的误差检测器和系数更新器的结构的方框图。

图7是图形化地说明输入到自适应滤波器中的信道响应值以及在自适应滤波器中估计的信道响应值的视图。

图8是表示在实施例2的变换方案中的系数更新器的结构的方框图。

图9是本发明实施例3中的OFDM接收装置的方框图。

图10是说明了在滤波系数的确定过程中所用的信道响应的顺序改变的视图，其中所用的信道响应按频率次序设置。

具体实施方式

在下文中，将参考附图对本发明的最佳实施例进行描述。

(实施例1)

图1是本发明实施例1中的OFDM接收装置的方框图。图1中的OFDM接收装置包括接收部分2、FFT部分3、信道响应计算部分4、时间轴内插值部分5、自适应滤波器6、频率轴内插值部分7、失真补偿部分8以及解调部分9。

图2是说明了OFDM信号的示例格式的视图，其中为包含在OFDM信号中的多个载波中每一个各自的符号，显示传输的信号。在图2的示例中，每三个载波的一个载波传输预定的分散导频(SP)信号。还具有传输预定的连续导频(CP)信号的载波。如这里使用的那样，传输SP信号的载波称为导频载波。在相邻导频载波之间的频率处设置数据载波。数据载波在所有符号处对数据信号进行传输，并且导频载波在不传输导频信号的符号处对数据信号进行传输。

参见图1，将利用天线1接收的高频信号输入到接收部分2中。接收部分2为接收的信号执行频率变换、同步、A/D(模/数)转换、FFT加窗法(windowing)等，以便获得基带OFDM信号，并且向FFT部分3输出得到的信号。FFT部分3为输入的时域OFDM信号执行快速傅里叶变换，以便获得频域OFDM信号，并且向信道响应计算部分4和失真补偿部分8输出得到的信号。

信道响应计算部分4从频域OFDM信号中提取SP信号，利用预先保留的与SP信号相关的相位/振幅信息确定对于传输SP信号的导频载波的信道响应，并且向时间轴内插值部分5输出该结果。换句话说，信道响应计算部分4通过已知的SP信号划分接收的SP信号，以便确定对于传输SP信号的导频载波的信道响应。时间轴内插值部分5为所确定的信道响应沿时间轴执行内插值处理，以确定在不存在SP信号的符号处的信道响应，并且将得到的信道响应和信道响应计算部分4的输出一起输出到自适应滤波器6。

如稍后所述，自适应滤波器6基于在信道响应计算部分4和时间轴内插值部分5中确定的信道响应，自适应地计算用于在每个符号处进行外推法处理的滤波系数。此外，在每个符号处，自适应滤波器6通过基于滤波系数和对于至少一个导频载波的信道响应进行外推法处理，对位于比该至少一个导频载波的频率更高的频率处的信道响应进行估计，并且将该结果和时间轴内插值部分5的输出一起输出到频率轴内插值部分7。

频率轴内插值部分7利用在信道响应计算部分4、时间轴内插值部分5和自适应滤波器6中所确定的信道响应，沿频率轴执行内插值处理，以便确定对于数据载波的信道响应，并且将该结果和输入的信道响应一起输出到失真补偿部分8。失真补偿部分8对在包含于频域OFDM信号中的数据载波中的波形失真进行补偿(均衡)，并且向解调部分9输出得到的信号。解调部分9执行解调处理，并且输出得到的数据序列作为解调输出。

图3是显示了自适应滤波器6的结构的方框图。参照图3，自适应滤波器6包括信道估计滤波器61和62以及信号加法器63。图4是图形化地说明了输入到图3的自适应滤波器6中的信道响应值和在自适应滤波器6中所估计的信道响应值的视图。虽然每一个信道响应值都是复数(矢量)，但是为了方便起见，在图4中仅仅示出了它的实部。在图4中，阴影圆圈表示对于导频载波的信道响应值，而且白色圆圈表示对于数据载波的频率。

假定在OFDM信号中导频载波的总数是N(N是一个整数)，并以相应频率的升序方式向导频载波给出标号(0，1，...，N-1)。还假定在相邻导频载波之间的频率间隔为f_p，并且最高频率导频载波(标号N-1)的频率是f_N-1。在此要注意到：在OFDM信号波段之外的频率f_N-1+nf_p也和现有导频载波的频率一样，被称为导频载波频率(标号N-1+n；n是一个等于或者大于1的整数)。

在下文中，将对自适应滤波器6在一个给定时间的OFDM符号处、在频率f_N-1+f_p和f_N-1+2f_p处估计信道响应的情况进行讨论。要注意到：在这个OFDM符号处、对于标号为L的导频载波的信道响应以H_L表示(在本实施例中，L是一个满足4≤L≤N的整数)。

信道估计滤波器61接收从时间轴内插值部分5输出的信道响应H。信道估计滤波器61从对于两个相邻导频载波(标号为L-3和L-2的导频载波)的信道响应H_L-3和H_L-2中，通过计算下式，确定在较高频率侧与上述两个导频载波相邻的、标号为L-1的导频载波的估计信道响应P1_L-1。

P1_L-1＝H_L-3×C1₀+H_L-2×C1₁                 (1)

其中C1₀和C1₁是滤波系数。

信道估计滤波器61确定滤波系数C1₀和C1₁，以便使得所估计的信道响应P1_L-1是尽可能地接近标号为L-1的导频载波的信道响应H_L-1的值。更具体地，信道估计滤波器61重复更新表达式(1)中的滤波系数C1₀和C1₁，以便使得所估计的信道响应P1_L-1变得更接近于信道响应H_L-1(例如，使得基于所估计的信道响应P1_L-1相对于信道响应H_L-1的误差平方的评估函数变得更小)。在图4所示的情况中，其中L＝N，基于对于标号为N-3和N-2的导频载波的信道响应，对滤波系数C1₀和C1₁进行计算。

一旦信道估计滤波器61断定已经确定了滤波系数C1₀和C1₁的最终值(例如，一旦滤波系数的更新已经重复了预定的次数)，信道估计滤波器61基于对于标号为N-2和N-1的导频载波的信道响应，确定所估计的信道响应P1_N。换句话说，信道估计滤波器61从对于两个选定导频载波的信道响应H_N-2和H_N-1中，利用计算的滤波系数，通过计算下式，确定在较高频率侧与上述两个导频载波相邻的标号为N的导频载波频率处的估计信道响应P1_N，

P1_N＝H_N-2×C1₀+H_N-1×C1₁                   (2)

并且向信号加法器63输出结果。

如上所述，信道估计滤波器61能够通过外推法，确定在频率f_N-1+f_p处的估计信道响应P1_N，其中频率f_N-1+f_p与标号为N-1的选定导频载波的距离为标号为L-1和L-2的导频载波之间的频率差f_p。

信道估计滤波器62接收从时间轴内插值部分5输出的信道响应H。信道估计滤波器62从对于两个相邻导频载波(标号为L-4和L-3的导频载波)的信道响应H_L-4和H_L-3中，通过计算下式，确定对于标号为L-1的导频载波的估计信道响应P2_L-1，其中标号为L-1的导频载波经过标号为L-2的导频载波在较高频率侧与上述两个导频载波第二相邻，

P2_L-1＝H_L-4×C2₀+H_L-3×C2₁                 (3)

其中C2₀和C2₁是滤波系数。

信道估计滤波器62确定滤波系数C2₀和C2₁，以便使得所估计的信道响应P2_L-1是尽可能接近信道响应H_L-1的值。更具体地，信道估计滤波器62重复更新表达式(3)中的滤波系数C2₀和C2₁，以便使得所估计的信道响应P2_L-1变得更接近于信道响应H_L-1(例如，使得基于所估计的信道响应P2_L-1相对于信道响应H_L-1的误差平方的评估函数变得更小)。在图4所示的情况中，其中L＝N，基于对于标号为N-4和N-3的导频载波的信道响应，对滤波系数C2₀和C2₁进行计算。

一旦断定已经确定了滤波系数C2₀和C2₁的最终值，信道估计滤波器62就基于对于标号为N-2和N-1的导频载波的信道响应，确定一个估计信道响应P2_N+1。换句话说，信道估计滤波器62从两个选定导频载波的信道响应H_N-2和H_N-1中，通过计算下式，确定位于这两个导频载波的较高频率侧的、标号为N+1的导频载波频率处的估计信道响应P2_N+1，

P2_N+1＝H_N-2×C2₀+H_N-1×C₂₁                 (4)

并且向信号加法器63输出结果。

信号加法器63将在信道估计滤波器61和62中确定的估计信道响应P1_N和P2_N+1添加到信道响应H中，并且向频率轴内插值部分7输出该结果。

要注意到：在表达式(1)和(3)中，可以不必满足L＝N，但是可以基于在OFDM信号波段内的其它导频载波的信道响应，来确定滤波系数。

如上所述，在自适应滤波器中，能够计算用于外推法处理的滤波系数，而且利用该滤波系数，能够基于对于两个相邻导频载波的信道响应，对在较高频率侧与两个相邻导频载波相邻的导频载波频率处的信道响应、以及在与上述导频载波频率相邻的导频载波频率处的信道响应进行估计。

甚至在各种多径环境等下，考虑到与频率一起的振幅变化和相位变化，能够对位于OFDM信号波段之外的频率处的信道响应进行估计。因此，特别地，沿频率轴的滤波能够抑制在OFDM信号波段一端所产生的失真。这提高了OFDM接收装置的接收性能。

自适应滤波器可以具有n个信道估计滤波器，用于估计对于导频载波的信道响应，其中这些导频载波与一组用于计算的导频载波分别相隔频率f_p、2f_p、...、nf_p。利用这些信道估计滤波器，能够对与该组导频载波相隔高至频率nf_p的频率处的信道响应进行估计。

(实施例2)

在实施例2的OFDM接收装置中，利用以实施例1中所描述的方式确定的滤波系数，在一个宽广范围上，对位于OFDM信号波段外的频率处的信道响应进行估计。

图5是本发明实施例2的OFDM接收装置中的自适应滤波器16的结构的方框图。在该实施例中，自适应滤波器16用来代替图1的OFDM接收装置中的自适应滤波器6。自适应滤波器16包括选择器161、复数滤波器162、误差检测器163、系数更新器164和控制器165。复数滤波器162包括延迟器171、172和173、复数乘法器176和177、以及复数加法器178。除了自适应滤波器16之外，该实施例的OFDM接收装置中的部件与图1的OFDM接收装置中的相同，因此在此省略对这些部件的说明。

图6是表示图5中的误差检测器163和系数更新器164的结构的方框图。图7是图形化地显示了输入到图5的自适应滤波器16的信道响应值以及在自适应滤波器16中所估计的信道响应值的视图。虽然每一个信道响应值均为复数，但是为了方便起见，在图7中仅仅显示其实部。

首先，为了确定滤波系数，选择器161依据从控制器165输出的选择信号SEL，选择信道响应H，并且向复数滤波器162输出结果。例如作为寄存器的延迟器171、172和173，分别存储标号为L-1、L-2和L-3的导频载波的信道响应HL-1、H_L-2和H_L-3(在本实施例中，L是满足3≤L≤N的整数)。

复数滤波器162利用从系数更新器164接收的系数C₁和C₀，对信道响应H_L-2和H_L-1进行滤波。具体地，复数滤波器162利用复数乘法器176和177以及复数加法器178，进行下面的计算：

P_L-1＝H_L-3×C₀+H_L-2×C₁                       (5)

其类似于表达式(1)，并且复数滤波器162将得到的估计信道响应P_L-1和信道响应H_L-1一起输出到误差检测器163。

参考图6，误差检测器163确定由下式给出的误差E(M)：

E(M)＝P_L-1(M)-H_L-1                               (6)

其中M是对系数进行更新的次数，P(M)是指在系数更新M次之后所获得的滤波器输出。

系数更新器164基于误差E和存储在延迟器172和173中的信道响应H_L-2和H_L-3，利用最小均方(LMS)算法确定滤波系数。在LMS算法中，执行运算，以便使得用作评估函数的表达式(6)中的均方值变得尽可能小。评估函数J_L(M)表示为：

J_L(M)＝A[|E(M)|²]                             (L1)

其中A[]表示一种用于确定平均值的计算。

用于更新用于估计H_L-1的滤波系数的表达式为：

C(M+1)＝C(M)-μE(M)H^*                         (L2)

其中C和H表示矩阵，^*表示复共轭。例如，当复数滤波器162具有两个抽头时，C^T＝[C₀，C₁]，H^*T＝[H^* _L-2，H^* _L-3](T表示转置)。此外，μ是一个表示系数更新量的步长参数。

系数更新器164计算表达式(L2)，并且向复数滤波器162输出得到的新滤波系数C(M+1)。复数滤波器162利用该新的滤波系数来确定新的估计信道响应P_L-1。误差检测器163利用该新的估计信道响应P_L-1对表达式(6)进行计算。

例如，在将如上所述用于更新滤波系数的计算重复预定次数之后，结束该计算。因此，能够使得评估函数J_L(M)变得接近于最小值。控制器165对用于更新滤波系数的计算次数进行计数，并且一旦断定要终止该计算，就向系数更新器164输出保持信号HD2，用于保持滤波系数的输出。系数更新器164根据保持信号HD2保持所确定的最新滤波系数，并且输出该结果。

因此，利用对于两个导频载波的信道响应，获得用于确定位于除两个导频载波频率之外的频率处的信道响应的滤波系数。一旦获得了滤波系数，控制器165就利用保持信号HD1启用延迟器171至173。当延迟器172和173分别接收并存储信道响应H_N-1和H_N-2时，控制器165输出选择信号SEL，以便允许选择器161选择复数滤波器162的输出。此时，复数滤波器162通过计算下式，来确定估计的信道响应P_N：

P_N＝H_N-2×C₀+H_N-1×C₁

并且向选择器161输出结果。选择器161向频率轴补偿部分7和延迟器171输出估计的信道响应P_N。延迟器171对接收的估计信道响应P_N进行存储。

然后，延迟器172和173分别接收和存储该估计的信道响应P_N和信道响应H_N-1。复数滤波器162通过计算下式，来确定估计的信道响应P_N+1：

P_N+1＝H_N-1×C₀+P_N×C₁

并且经由选择器161向频率轴补偿部分7和延迟器171输出结果。延迟器171对接收的估计信道响应P_N+1进行存储。

然后，延迟器172和173分别接收和存储估计的信道响应P_N+1和P_N。复数滤波器162通过计算下式，来确定估计的信道响应P_N+2：

P_N+2＝P_N×C₀+P_N+1×C₁

并且经由选择器161向频率轴补偿部分7和延迟器171输出结果。由此，通过重复上述操作，顺序地确定位于逐渐远离OFDM信号波段的频率处的信道响应。

如上所述，这个实施例中的OFDM装置顺序地重复利用在其他频率处估计的信道响应来确定位于给定频率处的信道响应的过程。通过估计的信道响应的递归使用，有可能利用小规模的电路在一个宽广范围上对在OFDM信号波段之外的信道响应进行估计。

(实施例2的变换方案)

在该变换方案的OFDM接收装置中，利用一个递归最小平方(RLS)算法确定滤波系数。

图8是显示了实施例2的变换方案中的系数更新器264的结构的方框图。在该变换方案中，系数更新器264用来代替在图5的自适应滤波器中的系数更新器164。所说明的系数更新器264用于确定2抽头复数滤波器162的两个滤波系数的情况。在图8中，粗线用于矢量信号，而细线用于标量信号。系数更新器264包括自相关逆矩阵发生器267、增益矢量发生器268以及RLS系数更新部分269。

系数更新器264基于误差E和保存在延迟器172和173中的信道响应H_L-2和H_L-3，利用RLS算法确定滤波系数。在RLS算法中，执行运算，以便使得用作评估函数的指数加权误差的平方和变得尽可能小。将评估函数J_R(M)表示为

$J_R\left(M\right)=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{M-i}{\left|E\left(i\right)\right|}^2---\left(R1\right)$

其中λ(0＜λ＜1)是遗忘因子。

用于更新用于估计H_L-1的滤波系数的表达式表示为：

C(M+1)＝C(M)+k(M+1)E*(M+1)                 (R2)

其中k(M)是卡尔曼(Kalman)增益矢量，其表示为：

k(M+1)＝(R^-1(M)H)/(λ+H^*TR^-1(M)H)          (R3)

其中R^-1是H的自相关矩阵R的逆矩阵，将其表示为：

R^-1(M+1)＝(R^-1(M)-k(M+1)H^*TR^-1(M))/λ      (R4)

自相关逆矩阵发生器267对表达式(R4)进行计算并且向增益矢量发生器268输出得到的矩阵R^-1。增益矢量发生器268对表达式(R3)进行计算，并且向自相关逆矩阵发生器267和RLS系数更新部分269输出得到的卡尔曼增益矢量k。RLS系数更新部分269对表达式(R2)进行计算，并且向复数滤波器162输出得到的新滤波系数C(M+1)。复数滤波器162利用接收的滤波系数确定新的估计信道响应P_L-1。误差检测器163利用该新的估计信道响应P_L-1对表达式(6)进行计算。

例如，一旦如上所述对滤波系数的更新重复了预定次数后，结束对滤波系数的计算。因此，能够使得评估函数J_R(M)变得接近于最小值。通常，RLS算法与LMS算法相比，系数收敛速度快速。因此，图8中的系数更新器264能够高速地对滤波系数进行计算。

(实施例3)

图9是本发明实施例3中的OFDM接收装置的方框图。图9中的OFDM装置与图1中的OFDM接收装置的不同之处在于：提供了自适应滤波器36来代替自适应滤波器6，并且新提供了信道状态检测部分11。其它部件与图1中OFDM接收装置中的相同，因此在此忽略对它们的说明。

信道状态检测部分11从由信道响应计算部分4输出的信道响应中，为每个导频载波检测载波干扰状态和载波噪声比(C/N)，并且向自适应滤波器36通知检测结果。

无论将哪个导频载波用于确定基于对于这些导频载波的信道响应的滤波系数，得到的滤波系数都不会与其它的滤波系数有很大差别。鉴于此，自适应滤波器36基于对于无干扰和C/N好的导频载波的信道响应对滤波系数进行计算，而不局限于基于对于在最高频率处和其周围频率处的导频载波的信道响应对滤波系数进行计算。此外，自适应滤波器36利用计算的滤波系数，估计对于受到干扰或C/N差的导频载波的信道响应，并且输出估计的信道响应来代替对于该缺陷导频载波的信道响应。

图9中的OFDM接收装置基于对于处于良好状态的导频载波的信道响应，确定滤波系数，并且不仅利用确定的滤波系数对位于OFDM信号波段之外的频率处的信道响应进行估计，而且还利用确定的滤波系数对位于OFDM信号波段之内的频率处的信道响应进行估计。因此，能够抑制干扰和噪音对确定的信道响应的影响，并且因此能够提高OFDM接收装置的接收性能。

在实施例1和2中，在对滤波系数进行确定的过程中，对于两个相邻导频载波的信道响应被连续地使用而没有发生改变。或者，可以顺序地改变信道响应。将描述自适应滤波器36以这种方式进行操作的情况。

图10是说明了在对滤波系数进行确定的过程中使用的信道响应的顺序改变的视图，其中使用的信道响应按频率次序设置。在以下的描述中，假定自适应滤波器36使用图6中的系数更新器164。

延迟器171、172和173分别存储信道响应H_N-6、H_N-7和H_N-8。复数滤波器162利用复数乘法器176和177以及复数加法器178计算下式：

P_N-6＝H_N-8×C₀+H_N-7×C₁

上式类于表达式(5)，并且复数滤波器162将得到的估计信道响应P_N-6和信道响应H_N-6一起输出到误差检测器163。误差检测器163对由下式给出的误差E(M)进行确定：

E(M)＝P_N-6(M)-H_N-6，

并且向系数更新器164输出结果。

系数更新器164对表达式(L2)进行计算，并且向复数滤波器162输出得到的新滤波系数C(M+1)。

此时，在控制器的控制之下，延迟器171、172和173分别存储信道响应H_N-5、H_N-6和H_N-7。

复数滤波器162利用新的滤波系数对类似于表达式(1)的表达式进行计算，并且将得到的估计信道响应P_N-5与信道响应H_N-5一起输出到误差检测器163。以这种方式重复该操作。

如果检测到标号为N-4的导频载波的C/N非常小，则信道状态检测部分11向自适应滤波器36通知该检测。自适应滤波器36避免为了滤波系数的确定而使用对于该载波的信道响应H_N-4，并且向频率轴内插值部分7输出估计的信道响应P_N-4，来代替信道响应H_N-4。换句话说，一旦确定了估计的信道响应P_N-4，自适应滤波器36就将其输出，并且利用信道响应H_N-3和H_N-2而后利用信道响应H_N-2和H_N-1，来执行滤波系数的更新。一旦利用对于位于最高频率处的导频载波的信道响应H_N-1的误差对滤波系数进行了更新，自适应滤波器36就终止对于滤波系数的更新过程。

利用如上所述的自适应滤波器36，不需要使用诸如用于统计更新次数之类的任何装置，就能够终止滤波系数的更新过程。

在如上所述的实施例中，所估算的是位于比利用其信道响应进行估计的导频载波的频率高的频率处的信道响应。还有可能估计在比这些频率低的频率处的信道响应。

此外在上述实施例中，基于对于两个相邻导频载波的信道响应确定估计的信道响应。或者，可以基于对于一个导频载波的信道响应或者对于三个或更多相邻导频载波的信道响应，来对信道响应进行估计。在这种情况下，在表达式(1)至(5)中等，项的数目可以等于在估计中使用的导频载波数目。

可以省略沿时间轴的内插值处理。在这种省略的情况下，可以基于对于在当前符号处具有导频信号的导频载波的信道响应，来执行自适应滤波器的处理，也就是说，例如在图2所示的情况中，基于每四个导频载波确定的信道响应来执行自适应滤波器的处理。

如上所述，本发明的OFDM接收装置能够正确地估计信道响应，以便允许沿频率轴进行正确的内插值，并且因此作为对信道响应进行估计从而提高它的接收性能的OFDM接收装置来说是有益的。

虽然已经在优选实施例中描述了本发明，但是以下对于本领域的技术人员来说是明显的：公开的发明可以以不同的方式进行修改，并且可以假定除上面具体陈述和描述的许多实施例之外，还有许多种实施例。因此，旨在使所附的权利要求覆盖属于本发明的真正实质和范围之内的所有修改。

Claims (10)

1.一种正交频分复用接收装置，用于接收具有用于发送预定导频信号的导频载波的正交频分复用信号，导频载波设置在预定频率间隔处，该装置包括：

信道响应计算部分，用于确定对于导频载波的信道响应，并且输出结果；以及

自适应滤波器，接收在同一符号处对于第一导频载波的第一信道响应和对于至少一个第二导频载波的第二信道响应，自适应滤波器用于重复地执行第二信道响应的预定计算以及更新在该计算中使用的系数，以便使得计算结果接近于第一信道响应，一旦确定了系数的最终值，自适应滤波器还在与第二信道响应相同的符号处，为位于选定导频载波频率处的信道响应执行预定的计算，该选定导频载波频率的数目与该至少一个第二导频载波的数目相同，并且自适应滤波器输出该计算结果，作为位于距离选定导频载波频率的距离为第一导频载波和第二导频载波间的最小频率差值的频率处的估计信道响应。

2.如权利要求1所述的正交频分复用接收装置，其中自适应滤波器使用两个或更多的相邻导频载波作为该至少一个第二导频载波，并且利用位于其数量与该两个或更多相邻导频载波的数量相同的选定导频载波频率处的信道响应，来确定估计的信道响应。

3.如权利要求2所述的正交频分复用接收装置，其中自适应滤波器使用与第一导频载波相邻的导频载波作为第二导频载波之一，并且确定在与选定导频载波频率相邻的导频载波频率处的信道响应，作为估计的信道响应。

4.如权利要求3所述的正交频分复用接收装置，其中在将估计的信道响应确定为新的第二信道响应的过程中，自适应滤波器利用估计的信道响应和用作第二信道响应的信道响应中的一部分，来确定新的估计的信道响应。

5.如权利要求1所述的正交频分复用接收装置，其中选定的导频载波频率包括具有最高频率的导频载波的频率或者具有最低频率的导频载波的频率，并且估计的信道响应对应于在正交频分复用信号波段之外的频率。

6.如权利要求1所述的正交频分复用接收装置，进一步包括：

频率轴内插值部分，用于基于在信道响应计算部分中确定的信道响应以及估计的信道响应，通过内插值处理，确定对于设置在正交频分复用信号中的导频载波之间的频率处的数据载波的信道响应；以及

失真补偿部分，用于利用在频率轴内插值部分中确定的信道响应，来补偿在对应于该信道响应的数据载波中的波形失真。

7.如权利要求1所述的正交频分复用接收装置，其中自适应滤波器包括：

复数滤波器，用于执行第二信道响应的预定计算；

误差检测器，用于检测在预定计算结果中相对于第一信道响应的误差，并且输出检测结果；

系数更新器，用于对系数进行更新以便使得误差变得更小，并且向复数滤波器输出该结果；以及

控制器，用于一旦断定已经确定了系数的最终值，就控制系数更新器继续输出所确定的最新系数。

8.如权利要求7所述的正交频分复用接收装置，其中系数更新器对系数进行更新，以便使得基于误差平方的评估函数的值变得更小。

9.如权利要求8所述的正交频分复用接收装置，其中系数更新器通过最小均方算法对系数进行更新。

10.如权利要求8所述的正交频分复用接收装置，其中系数更新器通过递归最小平方算法对系数进行更新。

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